JP2004166258A - 平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール - Google Patents

Abstract

【課題】 複数の通信方式、アクセス方式に対応し、挿入損失の増加を抑えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを提供する。
【解決手段】 スイッチング素子を有する高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタを備えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、第１の高周波スイッチ１０ａ出力を帯域通過フィルタ２０ａ、２０ｂへ入力し、第２の高周波スイッチ１０ｂ及び第３の高周波スイッチ１０ｃは帯域通過フィルタ２０ａ、２０ｂの各出力を入力し，通過する高周波信号に応じて前記第１から第３の高周波スイッチを切替え、前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートＰ１に入力する高周波信号を前記第１、第２平衡ポートＰ２−１，Ｐ２−２から出力する、あるいは前記第１、第２の平衡ポートＰ２−１，Ｐ２−２に入力する高周波信号を前記不平衡ポートＰ１から出力する構成。
【選択図】 図２

Description

本発明は、異なるアクセス方式を利用できる携帯電話などのマルチバンド通信装置用の高周波回路に用いられる平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールに関する。

世界の携帯電話には種々のアクセス方式があり、またそれぞれの地域において複数のアクセス方式が混在している。たとえば、現在主流となっているアクセス方式の一つとしてＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、時分割多元接続）方式がある。このＴＤＭＡ方式を採用している主な通信方式として、日本のＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ）、欧州を中心としたＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）やＤＣＳ１８００（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ １８００）、米国を中心としたＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｅｒｖｉｃｅ）などがある。

他のアクセス方式として、近年米国、韓国や日本で普及しているアクセス方式にＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、符号分割多元接続）方式がある。代表的な規格として米国を中心としたＩＳ−９５（Ｉｎｔｅｒｉｍ Ｓｔａｎｄａｒｄ−９５）があり、ＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｅｒｖｉｃｅ）の周波数帯域でもサービスされている。また、高速度のデータ伝送を実現し得る第３世代通信方式のＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅ−ｂａｎｄ ＣＤＭＡ）も実用化され、このように世界各国で様々な通信方式が利用されている。

従来の携帯電話では、一つの通信方式、例えばＧＳＭ用の携帯電話として設計され、使用されていた。しかし、近年の利用者数の増大、及び使用者の利便性から、複数の通信方式やアクセス方式が利用可能なデュアルバンドやトリプルバンド携帯電話が提案され、さらにクアトロバンド携帯電話の要求もある。このようなマルチバンド携帯電話の高周波回路部においては、単純には通信方式毎に高周波部品が必要となるが、異なる通信方式での高周波部品の共通化が進められ、マルチバンド携帯電話の小型化を実現している。その一例として異なる通信方式で高周波部品の共通化した分波回路がある。特許文献１には図２０に示す等価回路のように、帯域通過フィルタ２０ａ、２０ｂと位相器４０ａ、４０ｂ、７０ａ、７０ｂを組み合わせて構成した、周波数通過帯域９５０ＭＨｚ、周波数通過帯域１．９ＧＨｚの二周波数分波器２００が開示されている。

特開平８−３２１７３８号

このような高周波部品を前記マルチバンド携帯電話の高周波回路部に用いようとするとき、幾つかの問題点がある。
従来の高周波部品２００を送信側および受信側回路に用い、マルチバンド携帯電話の高周波回路部を構成すると、例えば図２１に示す回路ブロックの様になる。ここでは、通信方式としてＧＳＭ８５０（送信周波数８２４〜８４９ＭＨｚ 受信周波数８６９〜８９４ＭＨｚ）とＧＳＭ９００（送信周波数８８０〜９１５ＭＨｚ 受信周波数９２５〜９６０ＭＨｚ）の２つの通信方式が利用可能なデュアルバンド携帯電話の高周波回路部を示している。
受信側回路は、雑音指数を下げて受信感度を上げるために、２本の信号線を有する平衡型の高周波部品（低雑音増幅器２６６、ミキサー２６８等）を具備する。このため前記高周波部品と低雑音増幅器とを接続するには、平衡−不平衡変換回路が必要である。また、前記低雑音増幅器２６６の入力インピーダンスは５０Ω〜３００Ω程度に設定されており、インピーダンス変換回路も必要となる。そこで平衡−不平衡変換回路及びインピーダンス変換回路の機能を具備する回路素子として平衡−不平衡変換トランス（バラン）２６２、２６３を利用することが考えられる。しかしながら高周波回路部においては回路素子が増加するのみならず、扱う高周波信号の周波数帯域において、バランが有する１ｄＢ程度の挿入損失が加わることとなる。その結果、低雑音増幅器２６６で所望の利得を得る為には、余分なバイアス電流を増幅素子に与える必要があり、携帯電話のバッテリー消費が増加してしまうといった問題がある。

またＴＤＭＡ方式の通信方式の高周波回路部では、アンテナ２６９と送受信回路との接続切替えをスイッチ回路２６４で行うことが一般的に行われている。このスイッチ回路２６４では、スイッチング素子としてＧａＡｓＦＥＴやダイオードが用いられる。このようなスイッチ回路では、送信回路と受信回路間の高周波信号の漏れ（アイソレーション）が、凡そ２０〜３０ｄＢ程度発生する。従って、僅かではあるが互いの回路に高周波信号が漏洩する。
例えばＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００、あるいはＤＣＳ１８００とＰＣＳといった異なる通信方式で極めて近い周波数帯を利用する場合においては、図２２に示すように、受信周波数帯域と送信周波数帯域とが一部重なり合う。ＧＳＭ９００で通話しようとする場合、送信回路からの高周波信号の一部がスイッチ回路を介して受信回路に漏洩し、ＧＳＭ８５０の受信信号を扱う帯域通過フィルタ２５２を介して、低雑音増幅器２６６に入力する。またＧＳＭ８５０で通話しようとする場合、アンテナからのＧＳＭ８５０の受信信号が、ＧＳＭ９００の送信信号を扱う帯域通過フィルタ２５１を介して増幅器２６５に入力する。どちらの場合も通話品質を低下させる問題があった。

そこで本発明は、このような問題点の少なくとも１つを解決するためになされたものであり、まず第１の目的は複数の通信方式、アクセス方式に対応し、挿入損失の増加を抑えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを提供することであり、第２の目的は極めて近い周波数帯を利用する通信方式、あるいはアクセス方式を利用するマルチバンド携帯電話において、取り扱うべき通信方式、アクセス方式の高周波信号を通過させるが、他方の通信方式、アクセス方式の高周波信号は遮断する平衡−不平衡マルチバンドフィルタモジュールを提供すること、第３の目的はこの平衡−不平衡マルチバンドフィルタモジュールを小型の高周波部品として提供すること、第４の目的は前記平衡−不平衡マルチバンドフィルタモジュールを用いたマルチバンド携帯電話を提供することである。

第１の発明は、スイッチング素子を有する高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタを備えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、
第１の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートと接続し、
前記第２ポートに第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートを接続し、
前記第３ポートに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートを接続し、
第２の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１平衡ポートと接続し、
前記第２ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
前記第３ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
第３の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第２平衡ポートと接続し、
前記第２ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
前記第３ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
通過する高周波信号に応じて前記第１から第３の高周波スイッチを切替え、
もって、前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第１、第２平衡ポートから出力する、あるいは前記第１、第２の平衡ポートに入力する高周波信号を前記不平衡ポートから出力する平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールである。

第２の発明は、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタに接続される位相器を備えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、
第１の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートと接続し、
前記第２ポートを第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続し、
第２の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートと接続し、
前記第２ポートを第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続し、
第３の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１平衡ポートと接続し、
第４の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第２平衡ポートと接続し、
第５の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記第１平衡ポートと接続し、
第６の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記第２平衡ポートと接続し、
もって、前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第１、第２平衡ポートから出力する、あるいは前記第１、第２平衡ポートに入力する高周波信号を前記不平衡ポートから出力する平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールである。

第２の発明の平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールでは、前記第１、第３、第４の位相器が第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタと接続し、前記第２の帯域通過フィルタの通過周波数帯域において、平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポート、あるいは第１、第２の平衡ポートから第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスを高インピーダンスとしている。また前記第２、第５、第６の位相器が第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタと接続し、前記第１の帯域通過フィルタの通過周波数帯域において、平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポート、あるいは第１、第２の平衡ポートから第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスを高インピーダンスとしている。

ここで、本発明における位相器の役割について説明する。
図１９（ａ）（ｂ）は、平衡−不平衡型帯域通過フィルタの平衡ポート（ａ）、不平衡ポート（ｂ）から見たインピーダンス特性の一例を示すスミスチャートである。この平衡−不平衡型帯域通過フィルタはＧＳＭ８５０を通過周波数帯域とするＳＡＷフィルタである。図中の三角形で示すマーカーは周波数を示し、マーカー１が８６９ＭＨｚ、マーカー２が８９４ＭＨｚ、マーカー３が９２５ＭＨｚ、マーカー４が９６０ＭＨｚで、マーカー１、２の間がＧＳＭ８５０の受信周波数帯域であり、マーカー３，４の間がＧＳＭ９００の受信周波数帯域となっている。
平衡ポートのインピーダンスは、ＧＳＭ８５０の受信周波数帯域でほぼ５０Ωの領域にあり、ＧＳＭ９００の受信周波数帯域では、ほぼ開放の領域（高インピーダンス）にある。また、不平衡ポートのインピーダンスは、ＧＳＭ８５０の受信周波数帯域でほぼ５０Ωの領域にあり、ＧＳＭ９００の受信周波数帯域では、ほぼ開放の領域を外れた領域にある。ここでほぼ開放の領域とは、インピーダンスＺをＺ＝Ｒ＋ｊＸで表わす時の実数部Ｒが１５０Ω以上で、虚数部Ｘの絶対値を１００Ω以上となる領域である。これをスミスチャート上で表わすと、図１９（ａ）（ｂ）では右端よりの斜線部分が、ほぼ開放状態の領域となる。
このような平衡−不平衡型帯域通過フィルタでは、平衡ポートのインピーダンスがＧＳＭ９００の受信周波数帯域ではほぼ開放の領域にあるため、ＧＳＭ９００の受信周波数帯域の高周波信号を実質的に吸収することがなく、あっても極僅かである。一方、不平衡ポートのインピーダンスはＧＳＭ９００の受信周波数帯域では、ほぼ開放の領域を外れた領域にあるため、前記高周波信号の一部を吸収してしまい挿入損失特性が劣化する。そこで前記位相器を用いて、不平衡ポートのインピーダンスをほぼ開放状態となる様に、位相器によって位相調整を行う。位相器はインピーダンスをほぼ開放状態とするような線路長を有する伝送線路で形成するか、あるいは、インダクタンス素子、キャパシタンス素子を有するローパスフィルタあるいはハイパスフィルタとして形成する。なおローパスフィルタのインダクタンス素子を伝送線路で形成する場合には、位相器を伝送線路のみで形成する場合よりも線路長を短く構成できるので好ましい。
このように構成することで、第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタを通過すべき高周波信号が第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ側に漏れるのを防ぎ、同様に第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタを通過すべき高周波信号が第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタに漏れるのを防ぎ、高アイソレーション特性を得ることが出来るので、挿入損失特性を損ねることが無い。

第３の発明は、スイッチング素子を有する高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタに接続される位相器を備えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、
第１の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートと接続し、
前記第２ポートに第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートを接続し、
前記第３ポートに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートを接続し、
第１の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１平衡ポートと接続し、
第２の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第２平衡ポートと接続し、
第３の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記第１平衡ポートと接続し、
第４の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記第２平衡ポートと接続し、
通過する高周波信号に応じて前記第１の高周波スイッチを切替え、
もって、前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第１、第２平衡ポートから出力する、あるいは前記第１、第２平衡ポートに入力する高周波信号を前記不平衡ポートから出力する平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールである。

前記第１、第２の位相器は第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタと接続し、前記第２の帯域通過フィルタの通過周波数帯域において、平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１、第２平衡ポートから第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスが高インピーダンスとなる様な線路長を有する伝送線路で形成する。あるいは、インダクタンス素子、キャパシタンス素子を有するローパスフィルタあるいはハイパスフィルタとして形成しても良い。
また前記第３、第４の位相器は第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタと接続し、前記第１の帯域通過フィルタの通過周波数帯域において、平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１、第２平衡ポートから第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスが高インピーダンスとなる様な線路長を有する伝送線路で形成する。あるいは、前記第１、第２の位相器と同様に、インダクタンス素子、キャパシタンス素子を有するローパスフィルタあるいはハイパスフィルタとして形成しても良い。

第４の発明は、スイッチング素子を有する高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタに接続される位相器を備えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、
第１の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートと接続し、
前記第２ポートを第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続し、
第２の位相器は第１、第２ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートと接続し、
前記第２ポートを第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続し、
第１の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１平衡ポートと接続し、
前記第２ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
前記第３ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
第２の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第２平衡ポートと接続し、
前記第２ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
前記第３ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
通過する高周波信号に応じて前記第１、第２の高周波スイッチを切替え、
もって、前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第１、第２平衡ポートから出力する、あるいは前記第１、第２平衡ポートに入力する高周波信号を前記不平衡ポートから出力する平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールである。

前記第１の位相器は第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタと接続し、前記第２帯域通過フィルタの通過周波数帯域において、平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートから第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスが高インピーダンスとなる様な線路長を有する伝送線路で形成する。あるいは、インダクタンス素子、キャパシタンス素子を有するローパスフィルタあるいはハイパスフィルタとして形成しても良い。
また前記第２の位相器は第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタと接続し、前記第１の帯域通過フィルタの通過周波数帯域において、平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートから第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスが高インピーダンスとなる様な線路長を有する伝送線路で形成する。あるいは、前記第１、第２の位相器と同様に、インダクタンス素子、キャパシタンス素子を有するローパスフィルタあるいはハイパスフィルタとして形成しても良い。

第１乃至第４の発明においては、前記第１及び第２の帯域通過フィルタは入力インピーダンスＺｉと出力インピーダンスＺｏを異ならせるのが好ましい。不平衡ポートを入力ポートとし、平衡ポートを出力ポートとする場合には、出力インピーダンスＺｏは入力インピーダンスＺｉ以上であるのが好ましく不平衡ポートを出力ポートとし、平衡ポートを入力ポートとする場合には、出力インピーダンスＺｏは入力インピーダンスＺｉ以下とするのが好ましい。
そして、前記帯域通過フィルタはインダクタンス素子、キャパシタンス素子のＬＣ回路で構成しても良いが、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタやＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）フィルタとするのが好ましく、入出力インピーダンスの異なるものがより好ましい。

第５の発明は、第１乃至第４の発明において平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの位相器や高周波スイッチの少なくとも一部を、セラミック基板に形成された電極パターンで形成される伝送線路や、インダクタンス素子やキャパシタンス素子とし、さらに前記セラミック基板にＳＡＷフィルタ、ＦＢＡＲフィルタ等のフィルタ素子、スイッチング素子を実装した平衡−不平衡マルチバンドフィルタモジュールである。この平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールにおいては、他の高周波部品、例えば他の高周波スイッチやフィルタ、増幅器、分波器、共用器なども前記セラミック基板に一体的に構成したものも含む。

第６の発明は、第１乃至第４の発明の平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを用いて高周波回路を構成したマルチバンド携帯電話である。

本発明によれば、挿入損失の増加を抑えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを提供することが可能であり、また極めて近い周波数帯を利用する通信方式、アクセス方式で利用する場合において、取り扱うべき通信方式、アクセス方式の高周波信号を通過させるが、他方の通信方式、アクセス方式の高周波信号は遮断する平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを提供することが出来る。そしてマルチバンド携帯電話等の高周波通信機器においてバッテリー消費が少なく、また通話品質の劣化が少ない高周波通信機器を提供することができる。

本発明の実施例に係る平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール（以下フィルタモジュール）について説明する。本発明に係るフィルタモジュールは、高周波スイッチや位相器、そして通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタを主構成とするものである。なお以下の説明では、図１に示すような不平衡ポートＰ１、平衡ポートＰ２−１，Ｐ２−２を有する３端子回路網として構成された平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを例に説明する。

図２に高周波スイッチと平衡−不平衡型帯域通過フィルタを主構成とするフィルタモジュール１の回路ブロックを示す。
このフィルタモジュールの不平衡ポートＰ１には、第１の高周波スイッチ１０ａの第１ポート１００ａが接続する。この高周波スイッチ１０ａは３つのポートを有するスイッチであり、前記第１の高周波スイッチ１０ａの第２ポート１００ｂには第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの不平衡ポート１１０ａが接続し、第３ポート１００ｃには第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの不平衡ポート１２０ａが接続する。
第１、第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａ，２０ｂには３つのポートを有する第２の高周波スイッチ１０ｂと第３の高周波スイッチ１０ｃが接続する。
前記第２の高周波スイッチの第１ポート１３０ａは、フィルタモジュールの第１平衡ポートＰ２−１と接続し、第２ポート１３０ｂには第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第１平衡ポート１１０ｂが接続し、第３ポート１３０ｃに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの第１平衡ポート１２０ｂを接続する。
前記第３の高周波スイッチの第１ポート１５０ａをフィルタモジュールの第２平衡ポートＰ２−２と接続し、第２ポート１５０ｂと第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第２平衡ポート１１０ｃを接続し、第３ポート１５０ｃに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの第２平衡ポート１２０ｃを接続して構成される。

本実施例においては、帯域通過フィルタ２０ａ、２０ｂを平衡−不平衡型ＳＡＷフィルタとした。この平衡−不平衡型ＳＡＷフィルタは、インピーダンス変換機能、平衡−不平衡変換機能を備え、電極指の交差幅や配列及び結合を適宜調整することで、入力インピーダンスと出力インピーダンスとを異ならせるとともに、平衡−不平衡変換を行うものである。
平衡−不平衡型ＳＡＷフィルタ２０ａ、２０ｂの平衡ポートに接続される第２及び第３の高周波スイッチ１０ｂ、１０ｃは整合のため、その特性インピーダンスを前記ＳＡＷフィルタのインピーダンスと略等しくなるように構成している。なお、平衡−不平衡型ＳＡＷフィルタ２０ａ、２０ｂの平衡ポートに入力する、あるいは出力される平衡信号の平衡度（バランス特性）を調整するために前記平衡ポート間にインダクタンス素子を接続しても良い。

図６〜図１０に前記第１乃至第３の高周波スイッチ１０ａ、１０ｂ、１０ｃの一例を等価回路として示す。なお各ポートに付与された符号は第１の高周波スイッチのものとしている。
図６のスイッチ回路は、単極双投型（ＳＰＤＴ）スイッチであって、伝送線路とダイオードを主構成とし、ポート１００ａとポート１００ｃの間には伝送線路ＬＳ１と、この伝送線路ＬＳ１のポート１００ｃ側でグランド間に配置されるダイオードＤＤ１とＤＣカット用のコンデンサＣＳ１と、その間に形成されるコントロールポートＶＣ１を有し、前記コンデンサＣＳ１はダイオードＤＤ１動作時のインダクタンス成分と直列共振回路を構成してダイオードＤＤ１動作時にショート状態となるようにしている。またポート１００ａとポート１００ｂの間には、前記ダイオードＤＤ１と伝送線路ＬＳ１を介して直列に接続されるダイオードＤＤ２と、ポート１００ｂ側でグランドとの間に高周波チョークコイルＬＳ２が配置されている。前記高周波チョークコイルＬＳ２は伝送線路を用いてハイインピーダンス線路としても良い。前記コントロールポートＶＣ１から供給される制御電圧により、ダイオードＤＤ１、ＤＤ２をＯＮ／ＯＦＦして、ポート１００ａ−１００ｂの間、ポート１００ａ−１００ｃの間の接続を切替える。なおポート１００ａ、１００ｂ、１００ｃにはＤＣカットコンデンサが適宜配置される。

図７及び図８は他のスイッチ回路の例であり、単極単投型（ＳＰＳＴ）スイッチである。
図７の高周波スイッチは図６のスイッチ回路と比較し、ポート１００ａ−１００ｂ間にダイオードＤＤ２を有さず、伝送線路ＬＳ３を有する点で異なる。前記伝送線路ＬＳ３は位相器として機能するものであり、ポート１００ｂに接続される平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａのインピーダンスを、ポート１００ｃに接続される平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの通過周波数帯域でほぼ開放（高インピーダンス化）とするために位相の移動角度を調整するものである。伝送線路やインダクタンス素子、キャパシタンス素子で構成されるので前記ダイオードＤＤ２を削減でき、フィルタモジュールの消費電力を低減出来るとともに、またダイオードＤＤ２の伝送損失も低減することが出来る。図８は図７に示した高周波スイッチの変形例であり、高周波チョークコイルＬＳ２を伝送線路ＬＳ３のポート１００ａ側に配置している。この場合も伝送線路ＬＳ３は位相器として機能する。
また他のスイッチ回路として図９や図１０に示すようにスイッチング素子としてＧａＡｓＦＥＴを用いて構成しても良い。ＧａＡｓＦＥＴを用いればダイオードスイッチと比較して低消費電力ですむ。そして、歪み発生を抑制するようにトランジスタを多段化して直列接続するなど、種々の回路構成を取り得る。

この様にフィルタモジュールを構成し、通過すべき高周波信号に応じて前記第１乃至第３の高周波スイッチ１０ａ〜１０ｃを各コントロールポートからの電圧により適宜切替える。
例えば、平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａを介して不平衡ポートＰ１と平衡ポートＰ２−１，Ｐ２−２を接続する場合には、第１の高周波スイッチ１０ａのポート１００ａ−ポート１００ｂ間を接続し、第２の高周波スイッチ１０ｂのポート１３０ａ−ポート１３０ｂ間を接続し、第３の高周波スイッチ１０ｃのポート１５０ａ−ポート１５０ｂ間を接続する。また、平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂを介して不平衡ポートＰ１と平衡ポートＰ２−１，Ｐ２−２を接続する場合には、第１の高周波スイッチ１０ａのポート１００ａ−ポート１００ｃ間を接続し、第２の高周波スイッチ１０ｂのポート１３０ａ−ポート１３０ｃ間を接続し、第３の高周波スイッチ１０ｃのポート１５０ａ−ポート１５０ｃ間を接続する。
このように構成することで、フィルタモジュールの不平衡ポートＰ１に入力する高周波信号を、平衡ポートＰ２−１、Ｐ２−２から出力する。あるいは、平衡ポートＰ２−１、Ｐ２−２に入力する高周波信号を不平衡ポートＰ１から出力する。
本実施例においては各高周波スイッチ１０ａ、１０ｂ、１０ｃにより各帯域通過フィルタ２０ａ、２０ｂ間で優れたアイソレーション特性が得られ、他方の回路側へ漏洩する高周波信号を実質的に遮断することが可能となる。

図３に他の実施例に係るフィルタモジュール１の回路ブロックを示す。このフィルタモジュールは、位相器と平衡−不平衡型帯域通過フィルタを主構成としている。
フィルタモジュールの不平衡ポートＰ１には、第１の位相器４０ａの第１ポート１８０ｂと第２の位相器４０ｂの第１ポート１８０ｄが接続され、前記第１の位相器４０ａの第２ポート１８０ｃには第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの不平衡ポート１１０ａが接続し、前記第２の位相器４０ｂの第２ポート１８０ｅには第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの不平衡ポート１２０ａが接続する。
第３の位相器５０ａの第１ポート１６０ｂに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第１平衡ポート１１０ｂを接続し、第２ポート１６０ｃをフィルタモジュールの第１平衡ポートＰ２−１と接続する。
第４の位相器５０ｂの第１ポート１７０ｂに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第２平衡ポート１１０ｃを接続し、第２ポート１７０ｃをフィルタモジュールの第２平衡ポートＰ２−２と接続する。
第５の位相器６０ａの第１ポート１６０ｄに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第１平衡ポート１２０ｂを接続し、第２ポート１６０ｅをフィルタモジュールの第１平衡ポートＰ２−１と接続する。
第６の位相器６０ｂの第１ポート１７０ｄに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第２平衡ポート１２０ｃを接続し、第２ポート１７０ｅをフィルタモジュールの第２平衡ポートＰ２−２と接続する。

前記各位相器は、平衡−不平衡型帯域通過フィルタを含むインピーダンスをほぼ開放（高インピーダンス化）とするために位相の移動角度を調整するものであり、伝送線路やフィルタで構成できる。
前記の様に前記第１、第３、第４の位相器を第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタと接続して前記第２の平衡−不平衡型帯帯域通過フィルタの通過周波数帯域において高インピーダンスとし、前記第２、第５、第６の位相器を第２の帯域通過フィルタと接続して前記第１の平衡−不平衡型帯帯域通過フィルタの通過周波数帯域において高インピーダンスとして高周波信号を分波し、フィルタモジュールの不平衡ポートＰ１に入力する高周波信号を、平衡ポートＰ２−１、Ｐ２−２から出力する。あるいは、平衡ポートＰ２−１、Ｐ２−２に入力する高周波信号を不平衡ポートＰ１から出力する。
本実施例の場合にはスイッチング素子が不要であるので、本実施例のフィルタモジュールを携帯電話に用いる場合に、その消費電力を低減することが出来る。

図４に他の実施例に係るフィルタモジュール１の回路ブロックを示す。このフィルタモジュールは、スイッチング素子を有する高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタに接続される位相器を主構成としている。
スイッチモジュールの不平衡ポートＰ１には、第１の高周波スイッチ１０ａの第１ポート１００ａが接続され、第２ポート１００ｂに第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの不平衡ポート１１０ａが接続し、第３ポート１００ｃに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの不平衡ポート１２０ａが接続する。
第１の位相器５０ａの第１ポート１６０ｂには第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第１平衡ポート１１０ｂを接続し、第２ポートをフィルタモジュールの第１平衡ポートＰ２−１と接続する。
第２の位相器５０ｂの第１ポート１７０ｂに第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第２平衡ポート１１０ｃを接続し、第２ポート１７０ｃをフィルタモジュールの第２平衡ポートＰ２−２と接続する。
第３の位相器６０ａの第１ポート１６０ｄに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの第１平衡ポート１２０ｂを接続し、第２ポート１６０ｅをフィルタモジュールの第１平衡ポートＰ２−１と接続する。
第４の位相器６０ｂの第１ポート１７０ｄに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの第２平衡ポート１２０ｃを接続し、第２ポート１７０ｅをフィルタモジュールの第２平衡ポートと接続して構成される。

前記第１、第２の位相器５０ａ、５０ｂを第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａと接続して前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの通過周波数帯域において高インピーダンスとし、前記第３、第４の位相器６０ａ、６０ｂを第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂと接続して前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの通過周波数帯域において高インピーダンスとし、
通過すべき高周波信号に応じて前記第１の高周波スイッチ１０ａを切替え、フィルタモジュールの不平衡ポートＰ１に入力する高周波信号を、平衡ポートＰ２−１、Ｐ２−２から出力する。あるいは、平衡ポートＰ２−１、Ｐ２−２に入力する高周波信号を不平衡ポートＰ１から出力する。
上記した各回路素子の機能は前記実施例と同様なのでその説明を省く。この場合も、高周波スイッチ、位相器により各帯域通過フィルタ間のアイソレーションを取ることが出来るので、他の回路から漏洩する高周波信号を実質的に遮断することが可能となる。

図５に他の実施例に係るフィルタモジュール１の回路ブロックを示す。このフィルタモジュールも、実施例３と同様にスイッチング素子を有する高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタに接続される位相器を主構成としている。
フィルタモジュールの不平衡ポートＰ１には、第１の位相器４０ａの第１ポート１８０ｂと第２の位相器４０ｂの第１ポート１８０ｄが接続され、前記第１の位相器４０ａの第２ポート１８０ｃには第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの不平衡ポート１１０ａが接続し、前記第２の位相器４０ｂの第２ポート１８０ｅには第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの不平衡ポート１２０ａが接続する。
第１、第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａ，２０ｂには３つのポートを有する第１の高周波スイッチ１０ｂと第２の高周波スイッチ１０ｃが接続する。
前記第１の高周波スイッチの第１ポート１３０ａは、フィルタモジュールの第１平衡ポートＰ２−１と接続し、第２ポート１３０ｂには第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第１平衡ポート１１０ｂが接続し、第３ポート１３０ｃに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの第１平衡ポート１２０ｂを接続する。
前記第２の高周波スイッチの第１ポート１５０ａをフィルタモジュールの第２平衡ポートＰ２−２と接続し、第２ポート１５０ｂと第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第２平衡ポート１１０ｃを接続し、第３ポート１５０ｃに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの第２平衡ポート１２０ｃを接続して構成される。
前記第１の位相器４０ａを第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａと接続して、前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの通過周波数帯域において高インピーダンスとし、前記第２の位相器４０ｂを第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂと接続して、前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの通過周波数帯域において高インピーダンスとし、通過すべき高周波信号に応じて前記第１、第２の高周波スイッチ１０ｂ、１０ｃを切替え、フィルタモジュールの不平衡ポートＰ１に入力する高周波信号を、平衡ポートＰ２−１、Ｐ２−２から出力する。あるいは、平衡ポートＰ２−１、Ｐ２−２に入力する高周波信号を不平衡ポートＰ１から出力する。
上記した各回路素子の機能は前記実施例と同様なのでその説明を省く。この場合も、切替スイッチにより各帯域通過フィルタ間のアイソレーションを取ることが出来るので、他の回路から漏洩する高周波信号を実質的に遮断することが可能となる。

前記実施例３に示したフィルタモジュールを積層部品（セラミック基板）として構成した場合を説明する。
図１１はフィルタモジュールを積層基板に構成した高周波部品の外観斜視図とその裏面斜視図であり、図１２は図１１に示したフィルタモジュールを構成する積層基板２００の各層の構成を示す展開図である。そして図１３はフィルタモジュールの等価回路を示す。
図１３の等価回路に示すように、本実施例のフィルタモジュールでは、第１の高周波スイッチ１０ａのスイッチング素子として、Ｐｉｎダイオードを用いたダイオードスイッチを採用している。前記ダイオードスイッチは、伝送線路とダイオードを主構成とし、接続点１００ａと１００ｃの間には積層体内に形成される伝送線路ＬＳ１と、この伝送線路ＬＳ１の接続点１００ｃ側でグランド間に配置されるダイオードＤＤ１とＤＣカット用のコンデンサＣＳ１と、その間に形成されるコントロールポートＶＣ１を有し、前記コンデンサＣＳ１はダイオードＤＤ１の動作時におけるインダクタンス成分と直列共振回路を構成してダイオードＤＤ１動作時にショート状態となるようにしている。また接続点１００ａと接続点１００ｂの間には前記ダイオードＤＤ１と伝送線路ＬＳ１を介して直列に接続されるダイオードＤＤ２と、その接続点１００ｂ側でグランドとの間に高周波チョークコイルＬＳ２が配置されている。前記ダイオードＤＤ２のオフ時のアイソレーション特性を向上するために、ダイオードＤＤ２と並列にインダクタＬｓ３と、これに直列にコンデンサＣｓ２が接続されている。前記高周波チョークコイルＬＳ２はチップインダクタで構成しても良いし、伝送線路を用いたハイインピーダンス線路としても良い。前記コントロールポートＶＣ１から供給される制御電圧により、ダイオードＤＤ１、ＤＤ２をＯＮ／ＯＦＦして、接続点１００ａ−１００ｂ間、接続点１００ａ−１００ｃ間の接続を切替える。なお接続点１００ａ側にはＤＣカットコンデンサＣＳ３が配置される。接続点１００ｂ、１００ｃ側は帯域通過フィルタとしてＳＡＷフィルタを用いる場合には入力・出力間が直流的に切断されているから必要ないが、インピーダンス調整の為などにコンデンサを配置することもあり、帯域通過フィルタの種類等に応じて適宜配置される。本実施例では前記伝送線路ＬＳ１以外の回路素子はチップ部品として前記積層基板の表面に形成したランドＬｐｐに実装して構成している。

本実施例において、第１及び第２の平衡−不平衡帯域通過フィルタ２０ａ，２０ｂは、面実装型の不平衡入力−平衡出力ＳＡＷフィルタで入力インピーダンスが５０Ω、出力インピーダンスが１５０Ωのものを用いた。そして平衡出力端間には平衡度が１８０°±１０°の範囲になるようにインダクタンス素子ＬＦ１，ＬＦ２を接続している。なお、前記ＳＡＷフィルタをベアチップ状態で積層基板２００の表面に実装したり、積層基板２００に形成したキャビティーの底面に実装して樹脂封止するなどして構成することも出来る。そして、不平衡入力−平衡出力ＳＡＷフィルタの平衡出力端側に接続される位相器５０ａ、５０ｂ、６０ａ、６０ｂは伝送線路Ｌｇ１，Ｌｇ２，Ｌｇ３，Ｌｇ４として積層基板２００にライン電極で形成した。前記インダクタンス素子やキャパシタンス素子などは、適宜積層基板に電極パターンで形成することも当然可能である。

チップ部品が実装される積層基板の主面には、前記チップ部品を覆うようにＳＰＣＣ等の磁性材料にめっき処理した金属キャップ（図示せず）が配置される。なおこの金属キャップに変えて樹脂を用いてもよい。前記樹脂としてはエポキシ樹脂にアミン系、触媒系、酸無水物系の液体の硬化材と線膨張率を５〜８ｐｐｍ程度に調整する材料や弾性率を調整する材料を適宜添加した液状封止樹脂材料が好ましい。
前記積層基板２００は、例えば１０００℃以下で低温焼結が可能なセラミック誘電体材料からなり、厚さが１０μｍ〜２００μｍのグリーンシートに、低抵抗率のＡｇやＣｕ等の導伝ペーストを印刷して所定の電極パターンを形成し、複数のグリーンシートを適宜一体的に積層し、焼結することにより製造することが出来る。
前記誘電体材料としては、例えばＡｌ、Ｓｉ、Ｓｒを主成分として、Ｔｉ、Ｂｉ、Ｃｕ，Ｍｎ，Ｎａ、Ｋを副成分とする材料や、Ａｌ、Ｓｉ，Ｓｒを主成分として、Ｃａ，Ｐｂ，Ｎａ，Ｋを複成分とする材料や、Ａｌ，Ｍｇ，Ｓｉ，Ｇｄを含む材料や、Ａｌ，Ｓｉ、Ｚｒ，Ｍｇ含む材料が用いられ、誘電率は５〜１５程度の材料を用いる。なお、セラミック誘電体材料の他に、樹脂積層基板や、樹脂とセラミック誘電体粉末を混合してなる複合材料を用いてなる積層基板を用いることも可能である。また、前記セラミック基板をＨＴＣＣ（高温同時焼成セラミック）技術を用いて、誘電体材料をＡｌ２Ｏ３を主体とするものとし、伝送線路等をタングステンやモリブデン等の高温で焼結可能な金属導体として構成しても良い。

この積層基板２００の内部構造について図１２をもとに積層順に従って説明する。
まず下層のグリーンシート１には、広がりを有する導体層で形成されたグランド電極Ｅ１が形成されている。またその裏面側には、回路基板に実装するための端子電極が形成されている。前記端子電極は不平衡入力ポートＩＮ（Ｐ１）と、平衡出力ポートＯＵＴ（Ｐ２−１，Ｐ２−２）、グランドポート、スイッチ回路の制御用のコントロールポートＶＣで構成され、それぞれがグリーンシートに形成されたビアホール（図中、黒丸で表示）で接続されている。なお図示した端子配置は裏面側から見た場合の配置であるので、上面側から見た場合と上下が入れ替わっている。本実施例では前記端子電極をＬＧＡ（Ｌａｎｄ Ｇｒｉｄ Ａｒｒａｙ）としているが、ＢＧＡ（Ｂａｌｌ Ｇｒｉｄ Ａｒｒａｙ）なども採用することが出来る。また回路基板との接続強度が確保できない場合には、端子電極と同一面上に回路基板との接続をより強固にするように補助端子電極Ｎｄを一つ以上形成しても良い。

グリーンシート１の上にはグリーンシート２が積層される。このグリーンシート２には位相器Ｌｇ１，Ｌｇ３と位相器Ｌｇ２，Ｌｇ４を接続するための接続線路ＳＬが複数形成されている。これらの接続線路ＳＬが位相器Ｌｇ１，Ｌｇ２，Ｌｇ３，Ｌｇ４と接続することにより線路長が僅かであるが増加する。またビアホールも同様である。したがって、前記接続線路ＳＬやビアホールも位相器の一部を構成していると言える。グリーンシート１の裏面には端子電極とともに補助端子電極Ｎｄが電極パターンにより形成されている。
グリーンシート２の上にはグリーンシート３が積層される。このグリーンシート３には位相器Ｌｇ１，Ｌｇ２，Ｌｇ３，Ｌｇ４を構成する伝送線路Ｌｇ１ｄ，Ｌｇ２ｄ，Ｌｇ３ｄ，Ｌｇ４ｄと、第１のスイッチ１０ａを構成する伝送線路Ｌｓ１ｄがビアホールとともに形成されている。位相器を構成する伝送線路Ｌｇ１ｄ，Ｌｇ２ｄ，Ｌｇ３ｄ，Ｌｇ４ｄや第１の高周波スイッチ１０ａを構成する伝送線路Ｌｓ１ｄは、ライン長さを短く構成するようにスパイラル状に形成されたライン電極としているが、伝送線路を形成する面積に余裕があればミアンダ状に形成しても良い。
位相器を構成する伝送線路Ｌｇ１ｄ〜Ｌｇ４ｄは、グリーンシート２に形成された伝送線路ＳＬとビアホールで電気的に接続される。

グリーンシート３の上にはグリーンシート４が積層される。このグリーンシート４には位相器Ｌｇ１，Ｌｇ２，Ｌｇ３，Ｌｇ４を構成する伝送線路Ｌｇ１ｃ，Ｌｇ２ｃ，Ｌｇ３ｃ，Ｌｇ４ｃと、第１のスイッチ１０ａを構成する伝送線路Ｌｓ１ｃがビアホールとともに形成されている。位相器を構成する伝送線路Ｌｇ１ｃ〜Ｌｇ４ｃや第１のスイッチ１０ａを構成する伝送線路Ｌｓ１ｃは、グリーンシート３に形成された伝送線路Ｌｇ１ｄ，Ｌｇ２ｄ，Ｌｇ３ｄ，Ｌｇ４ｄや第１のスイッチ１０ａを構成する伝送線路Ｌｓ１ｄとビアホールで電気的に接続される。グリーンシート４の上側に積層されるグリーンシート５、６にも、それぞれ位相器Ｌｇ１，Ｌｇ２，Ｌｇ３，Ｌｇ４を構成する伝送線路Ｌｇ１ｂ〜Ｌｇ４ｂ、Ｌｇ１ａ〜Ｌｇ４ａと第１のスイッチ１０ａを構成する伝送線路Ｌｓ１ｂ、Ｌｓ１ａが形成され、各ライン電極がビアホールを介して接続されている。

グリーンシート６の上にはグリーンシート７が積層される。グリーンシート６には、広がりを有する導体層で形成されたグランド電極Ｅ２が形成されている。前記グランド電極Ｅ２はビアホールを介して前記グランド電極Ｅ１と接続し、位相器Ｌｇ１，Ｌｇ２，Ｌｇ３，Ｌｇ４を構成する伝送線路と、第１のスイッチ１０ａを構成する伝送線路を挟み、電磁気的な干渉を極力少なくするようにしている。また、位相器Ｌｇ１，Ｌｇ２，Ｌｇ３，Ｌｇ４を構成する伝送線路と、第１のスイッチ１０ａを構成する伝送線路は積層方向に見て互いが重ならないようにして、相互の干渉を防いでいる。また、位相器Ｌｇ１，Ｌｇ２，Ｌｇ３，Ｌｇ４を構成する伝送線路を接続する際に、例えば接続線路ＳＬがグリーンシート３のライン電極と一部重なるが、その場合であっても互いが斜めに重なるようにして、干渉を防いでいる。

グリーンシート７の上にはグリーンシート８が積層される。このグリーンシート８には前記チップ部品や伝送線路等の回路素子を接続するための接続線路が形成される。ここで、接続線路Ｌｖはコントロール端子ＶＣ１から抵抗Ｒに至る接続線路であるが、前記グランド電極Ｅ２によって位相器を構成する伝送線路、第１のスイッチを構成する伝送線路と積層基板内で混在しないようにして、相互の干渉を防いでいる。また、接続線路Ｌｖの近くにグランド電極Ｅ２を配置することによりコントロール電源の電圧が変動しても第１のスイッチ１０ａの誤動作を生じにくくしている。
接続線路Ｌｆ１，Ｌｆ２は第１のスイッチ１０ａと第１、第２の帯域通過フィルタ２０ａ、２０ｂとの接続をおこなうものであるが、この場合も前記グランド電極Ｅ２によって位相器を構成する伝送線路、第１のスイッチを構成する伝送線路と積層基板内で混在しないようにして、相互の干渉を防いでいる。また、接続線路Ｌｆ１，Ｌｆ２によって第１のスイッチ１０ａと第１、第２の帯域通過フィルタ２０ａ、２０ｂとのインピーダンス整合を行うことも出来る。

グリーンシート８の上にはグリーンシート９が積層される。グリーンシート９には前記チップ部品が搭載される複数のランド電極Ｌｐｐが形成され、ビアホールを介して積層基板内に形成された接続線路や回路素子と接続するようにしている。また、積層基板の二つの長辺側と一つの短辺側にはセラミック基板の主面を覆うように配置される金属ケースを固定する為のランドＬｃｐが形成されている。

前記ランド電極Ｌｐｐに実装されるスイッチング素子（ダイオードやＦＥＴ等）やＳＡＷフィルタはベア状態で前記積層基板に実装し、樹脂封止や管封止することも出来る。
このようにフィルタモジュールを積層基板として構成すれば小型化が可能である。なお、他のスイッチや増幅器等を前記積層基板に複合化することも当然可能である。
また上記実施例においては、説明を容易とするため不平衡入力−平衡出力のフィルタモジュールとして説明したが、端子Ｐ１を不平衡出力端とし、端子Ｐ２を平衡入力端としても本発明の効果に何等変わり無く、平衡入力−不平衡出力のフィルタモジュールも本発明の範囲内である。

本実施例のフィルタモジュールは、第１の高周波スイッチのポートＶＣ１に接続されるコントロール回路からの電圧により、通過させる高周波信号（例えばＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００）を選択することが出来る。例えば第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタがＧＳＭ８５０に対応するものであり、第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタがＧＳＭ９００に対応するものであるとすると、前記第１の高周波スイッチに接続するコントロール回路を表１のように制御して、各モードを変更する。高周波スイッチ、位相器により各帯域通過フィルタ間のアイソレーションを得ることが出来るので、他の回路から漏洩する高周波信号を実質的に遮断することが可能となる。

前記実施例５に示したフィルタモジュールの他の例を説明する。
このフィルタモジュールの等価回路や外観は、実施例５のものとほぼ同一なのでその説明を省く。図１４はフィルタモジュールを構成する積層基板２００の各層の構成を示す展開図である。これをもとに実施例５に示した積層基板との相違する部分を中心に説明する。本実施例は、第１の平衡−不平衡帯域通過フィルタとして図１９（ａ）（ｂ）に示したインピーダンス特性を有するＳＡＷフィルタを用いた場合を示している。
このＳＡＷフィルタの平衡ポートのインピーダンスは、前記した様にＧＳＭ８５０の受信周波数帯域でほぼ５０Ωの領域にあり、ＧＳＭ９００の受信周波数帯域では、ほぼ開放の領域（高インピーダンス）にある。従って、実施例５で必要であった位相器Ｌｇ１，Ｌｇ２を構成する伝送線路Ｌｇ１ａ〜ｄ，Ｌｇ２ａ〜ｄを必要とせず、第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタは接続線路とビアホールを介して平衡ポートＯＵＴ（Ｐ２−１，Ｐ２−２）に接続される。
前記した様に接続線路やビアホールによる線路長の増加により位相も変化するが、本実施例では線路長の増加は極僅かであり、インピーダンス特性は実質的に変わらず、ＧＳＭ９００の受信周波数帯域では、ほぼ開放の領域にある。従って、本実施例のフィルタモジュールは実施例５のものと同様の機能を発揮する。
また、端子電極と同一面上に形成された補助端子電極Ｎｄはビアホールを介して、積層基板に形成されたグランド電極Ｅ１と接続する構造である。補助端子電極Ｎｄをグランド電極とすることで、グランド電極Ｅ１のグランド電位を均一にすることが出来るとともに、補助端子電極Ｎｄと積層基板との密着強度を向上させる効果もある。
この場合も、高周波スイッチ、位相器により各帯域通過フィルタ間のアイソレーションを得ることが出来るので、他の回路から漏洩する高周波信号を実質的に遮断することが可能となる。

フィルタモジュールをマルチバンド携帯電話に用いる場合について説明する。
図１５はデュアルバンド携帯電話の高周波回路部の回路ブロックである。ここではＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００の２つの通信方式を例に取り説明する。
アンテナＡＮＴと接続し、アンテナＡＮＴと送信系回路との接続、アンテナＡＮＴと受信系回路との接続を切替える高周波スイッチ２６４を有し、前記高周波スイッチ２６４の受信ポートには本発明に係るフィルタモジュール１の不平衡ポートＰ１が接続される。そして、フィルタモジュール１の平衡ポートＰ２−１，Ｐ２−２とローノイズアンプＬＮＡの平衡ポートとが接続される。一方前記高周波スイッチ２６４の送信ポートにはローパスフィルタ７２、高周波増幅器ＰＡを介して本発明に係るフィルタモジュール１の不平衡ポートＰ１が接続される。高周波スイッチ２６４やローパスフィルタ７２は、例えばＧａＡｓスイッチや、ダイオードスイッチ、π型フィルタなどの周知のものを用いることが出来る。
本実施例の如く高周波回路部を構成すればバランを必要とせず、携帯電話のバッテリー消費を低減することが出来る。またフィルタモジュール１を少なくとも一つの高周波スイッチを有する構成とすれば、高周波スイッチが備えるアイソレーション特性により、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００といった異なる通信方式で極めて近い周波数帯を利用する場合においても、高周波信号の漏洩を著しく低減できるため、マルチバンド携帯電話の通話品質を低下させることが無い。
本実施例においては、高周波回路部の送信側、受信側にそれぞれ本発明に係るフィルタモジュールを配置しているが、必要に応じて送信側、受信側のどちらかに配置することも当然本発明に含まれるものである。

本発明のフィルタモジュールをマルチバンド携帯電話に用いた他の例について説明する。図１６にマルチバンド携帯電話の高周波回路部の回路ブロックを示す。
この高周波回路は、表２に示す送受信周波数の４つの異なる通信方式、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳで利用可能なものであり、フィルタモジュールとＳＰ５Ｔ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ ５ Ｔｈｒｏｗ）スイッチ３００の受信回路側に用いたものである。

このＳＰ５Ｔスイッチ３００は、アンテナＡＮＴと接続するポート５１０ｆ、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の送信信号が入力するポート５１０ａ、ＤＣＳ１８００とＰＣＳの送信信号が入力するポート５１０ｂ、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の受信信号が出力するポート５１０ｅ、ＤＣＳ１８００の受信信号が出力するポート５１０ｃ、ＰＣＳの受信信号が出力するポート５１０ｄの６つの入出力端子を有する。
図１７にＳＰ５Ｔスイッチの回路ブロックに示す。ポート５１０ｆには、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の高周波信号を通過させる低域通過フィルタと、ＤＣＳ１８００とＰＣＳの高周波信号を通過させる高域通過フィルタとからなる分波回路５５０が接続される。前記分波回路５５０はインダクタンス素子とキャパシタンス素子を主構成とする帯域通過フィルタ、低域通過フィルタ、高域通過フィルタ、ＳＡＷフィルタ等を適宜組み合わせてなり、高周波信号を２つ以上の系に分波するマルチプレクサで構成される。
前記分波回路５５０の低域通過フィルタには、ＧＳＭ８５０及びＧＳＭ９００の送信回路と受信回路との接続を切替える高周波スイッチ５６０が接続される。前記分波回路５５０の高域通過フィルタには、ＤＣＳ１８００及びＰＣＳの送信回路と受信回路との接続を切替える高周波スイッチ５７０が接続される。前記高周波スイッチ５６０,５７０の送信回路側には低域通過フィルタ７２，７５が接続される。前記高周波スイッチ５６０の受信回路側にはＧａＡｓスイッチ５８０が接続されており、ＤＣＳ１８００の受信回路、ＰＣＳの受信回路の接続を切替えるように構成されている。

このように構成されたＳＰ５Ｔスイッチ３００のポート５１０ｅにフィルタモジュール１を接続した場合の等価回路を図１８に示す。このフィルタモジュール１は、図５に示した回路ブロックで構成されたものであり、第１、第２の位相器Ｌｓ１ａ、Ｌｓ１ｂ、第１、第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ６０，６５、４つのスイッチング素子ＦＥＴ１ａ〜ＦＥＴ４ａを備えた第１の高周波スイッチと４つのスイッチング素子ＦＥＴ１ｂ〜ＦＥＴ４ｂを備えた第２の高周波スイッチとからなる。
本実施例のフィルタモジュールは、各コントロールポートに接続されるコントロール回路からの電圧により、表３の様にそのモードが切替えられる。

本実施例によれば、ＧＳＭ９００で送信する場合に、増幅器ＰＡからの高周波信号の一部がスイッチ５７０を介して端子５１０ｅに現れることがあっても、フィルタモジュール１によって、漏洩してきた高周波信号は遮断されるため、低雑音増幅器を含むＲＦ−ＩＣ３５０に流れ込むことが無い。またアンテナＡＮＴから受信されたＧＳＭ８５０又はＧＳＭ９００の受信信号は、それぞれを通過させる帯域通過フィルタにより側帯波等のスプリアス成分（ノイズ）が取り除かれ、またインピーダンス変換された平衡信号としてＲＦ−ＩＣ３５０に入力される。このため、携帯電話の通話品質を劣化させることが無い。

なお、図１８に示した等価回路によれば、高周波スイッチ５８０を除けばＧＳＭ８５０／ＧＳＭ９００／ＤＣＳ１８００等のトリプルバンド携帯電話の高周波回路としても取り扱うことが出来る。また、高周波スイッチ５８０に変えてフィルタモジュール１を接続することも出来る。

本発明によれば、挿入損失の増加を抑えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを提供することが可能であり、また極めて近い周波数帯を利用する通信方式、アクセス方式で利用する場合において、取り扱うべき通信方式、アクセス方式の高周波信号を通過させるが、他方の通信方式、アクセス方式の高周波信号は遮断する平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを提供することが出来る。そしてマルチバンド携帯電話等の高周波通信機器においてバッテリー消費が少なく、また通話品質の劣化が少ない高周波通信機器を提供することができる。また、マルチバンド携帯電話の高周波回路を構成する部品点数を削減することが出来る。

本発明の一実施例に係るフィルタモジュールを示す図である。 本発明の一実施例に係るフィルタモジュールの回路ブロックである。 本発明の他の実施例に係るフィルタモジュールの回路ブロックである。 本発明の他の実施例に係るフィルタモジュールの回路ブロックである。 本発明の他の実施例に係るフィルタモジュールの回路ブロックである。 本発明のフィルタモジュールで用いる高周波スイッチの等価回路例である。 本発明のフィルタモジュールで用いる高周波スイッチの他の等価回路例である。 本発明のフィルタモジュールで用いる高周波スイッチの他の等価回路例である。 本発明のフィルタモジュールで用いる高周波スイッチの他の等価回路例である。 本発明のフィルタモジュールで用いる高周波スイッチの他の等価回路例である。 本発明の一実施例に係るフィルタモジュールの斜視図である。 本発明の一実施例に係るフィルタモジュールに用いる積層基板の展開図である。 本発明の一実施例に係るフィルタモジュールの等価回路である。 本発明の一実施例に係るフィルタモジュールに用いる積層基板の展開図である。 本発明の一実施例に係るフィルタモジュールを用いて構成したマルチバンド携帯電話の高周波回路の回路ブロックである。 本発明の一実施例に係るフィルタモジュールを用いて構成したマルチバンド携帯電話の高周波回路の回路ブロックである。 マルチバンド携帯電話で用いるＳＰＴ５Ｔスイッチの回路ブロックである。 本発明の一実施例に係るフィルタモジュールを用いて構成したマルチバンド携帯電話の高周波回路の等価回路である。 帯域通過フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 従来の２周波分波回路の回路ブロックである。 従来の２周波分波回路を用いて構成したマルチバンド携帯電話の高周波回路の回路ブロックである。 ＧＳＭ５０、ＧＳＭ９００における送受信周波数配置である。

符号の説明

１ 平衡−不平衡型フィルタモジュール
１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、２６４、３１０、５６０、５７０，５８０ 高周波スイッチ
２０ａ、２０ｂ、６０、６５、２４０、２３０、２５０、２５１、２５２、２５３ 帯域通過フィルタ
４０ａ、４０ｂ、５０ａ、５０ｂ、６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、２５４、２５５、２５６、２５７、２５８、２５９、２６０、２６１ 位相器
２００ 発振回路
２１０ 周波数てい倍器回路
２６５、２６６ 増幅回路
２６８ ミキサー回路

Claims (8)

1. スイッチング素子を有する高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタを備えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、
   第１の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートに第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートを接続し、
   前記第３ポートに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートを接続し、
   第２の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
   前記第３ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
   第３の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第２平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
   前記第３ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
   通過する高周波信号に応じて前記第１から第３の高周波スイッチを切替え、
   もって、前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第１、第２平衡ポートから出力する、あるいは前記第１、第２の平衡ポートに入力する高周波信号を前記不平衡ポートから出力することを特徴とする平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール。
2. 通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタに接続される位相器を備えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、
   第１の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートを第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続し、
   第２の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートを第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続し、
   第３の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
   前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１平衡ポートと接続し、
   第４の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
   前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第２平衡ポートと接続し、
   第５の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
   前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記第１平衡ポートと接続し、
   第６の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
   前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記第２平衡ポートと接続し、
   もって、前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第１、第２平衡ポートから出力する、あるいは前記第１、第２平衡ポートに入力する高周波信号を前記不平衡ポートから出力することを特徴とする平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール。
3. スイッチング素子を有する高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタに接続される位相器を備えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、
   第１の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートに第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートを接続し、
   前記第３ポートに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートを接続し、
   第１の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
   前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１平衡ポートと接続し、
   第２の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
   前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第２平衡ポートと接続し、
   第３の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
   前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記第１平衡ポートと接続し、
   第４の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
   前記第２ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記第２平衡ポートと接続し、
   通過する高周波信号に応じて前記第１の高周波スイッチを切替え、
   もって、前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第１、第２平衡ポートから出力する、あるいは前記第１、第２平衡ポートに入力する高周波信号を前記不平衡ポートから出力することを特徴とする平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール。
4. スイッチング素子を有する高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる平衡−不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタに接続される位相器を備えた平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、
   第１の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートを第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続し、
   第２の位相器は第１、第２ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートを第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続し、
   第１の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第１平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
   前記第３ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第１平衡ポートを接続し、
   第２の高周波スイッチは第１から第３ポートを有し、
   前記第１ポートを前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第２平衡ポートと接続し、
   前記第２ポートに前記第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
   前記第３ポートに前記第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第２平衡ポートを接続し、
   通過する高周波信号に応じて前記第１、第２の高周波スイッチを切替え、
   もって、前記平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの前記不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第１、第２平衡ポートから出力する、あるいは前記第１、第２平衡ポートに入力する高周波信号を前記不平衡ポートから出力することを特徴とする平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール。
5. 前記第１及び第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタは入力インピーダンスＺｉと出力インピーダンスＺｏが異なり、
   もってインピーダンス変換機能を具備することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール。
6. 前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタがＳＡＷフィルタ、またはＦＢＡＲフィルタであることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載の平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールにおいて、
   電極パターンと誘電体層を備えたセラミック基板に、前記位相器を構成する伝送線路を前記電極パターンで形成し、及び／又は前記高周波スイッチを構成するスイッチング素子と前記平衡−不平衡型帯域通過フィルタとを実装することを特徴とする平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載の平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを用いて構成された高周波回路を有することを特徴とするマルチバンド携帯電話。

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