CN1309178C - 高通滤波器和多频带天线开关电路、使用它们的通信仪器 - Google Patents

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Abstract

多频带天线开关电路具有连接在天线端子上的把通过频带不同的信号分开的天线共用器、把由天线共用器分开的高频一侧和低频一侧的信号向多个发送接收端子切换的第一和第二开关电路、连接在天线共用器和发送端子之间或第一以及第二开关电路和发送端子之间的发送路线上的第一和第二低通滤波器，在天线共用器和第一或第二开关电路之间的至少一方设置陷波滤波器的多频带天线开关电路。至少在天线共用器和天线端子之间具有输入端子和输出端子，设置有由连接在输入端子和接地之间的第一电感器、连接在输入端子和输出端子之间的第一电容器、连接在输出端子上的第二电感器、连接在第二电感器和接地之间的第二电容器构成的高通滤波器。

Description

高通滤波器和多频带天线开关电路、使用它们的通信仪器
技术领域
本发明涉及公用一个天线，收发两个以上不同频率的信号的无线通信系统，特别是涉及多频带天线开关电路、使用它们的多频带天线开关层叠模块复合元件和通信装置。
背景技术
在移动无线通信系统中，例如有使用主要在欧洲盛行的EGSM(Extended Global System for Mobile Communications)方式和DCS(DigitalCellular System)方式、在美国盛行的PCS(Personal Communication Service)方式、在日本采用的PDC(Personal Digital Cellular)方式等分时多路访问(TDMA：Time Division Multiple Access)的各种系统，但是伴随着最近移动电话的迅速普及，在发达国家的主要大城市中，在分配各个系统的频带中，无法满足系统利用者，发生连接困难、或在通话途中连接切断等问题。因此，使利用者能利用多个系统，实质上谋求可利用频率的增加，提倡服务区的扩充或有效利用各系统的通信基础设施。
当所述利用者想利用多个系统时，有必要具有必要数量的与各系统对应的便携式通信机，或有必要具有能用多个系统通信的小型轻量的便携式通信机。后者的时候，为了用1台便携式通信机能利用多个系统，可以使用各系统的元件构成便携式通信机，但是在各系统中，在信号的发送系统中，需要使希望的发送频率的发送信号通过的滤波器、切换收发电路的高频开关或接收和发射收发信号的天线，此外在信号的接收系统中，需要使通过所述高频开关的接收信号的希望频率通过的滤波器等高频电路元件。因此，便携式通信机变得高价，并且体积和重量都增加，不适合用于便携。
因此，与多个系统对应的小型轻量的高频电路元件成为必要。例如特开平11-225088号(EP 0921642 A3)描述与EGSM和DCS对应的双频天线开关模块。图30表示与EGSM方式(发送频率：880～915MHz、接收频率：925～960MHz)、DCS方式(发送频率：1710～1785MHz、接收频率：1805～1880MHz)对应的双频天线开关模块的电路框图。天线共用器Dip把0.9GHz频带的EGSM信号和1.8GHz频带的DCS信号分开，第一高频开关SW1切换EGSM发送端子(Tx)和EGSM接收端子(Rx)，第二高频开关SW2切换DCS发送端子(Tx)和DCS接收端子(Rx)。低通滤波器LPF1、LPF2减少由发送一测的功率放大器产生的高次谐波变形的量。
特开2000-165288号(EP 0998035 A3)描述与EGSM、DCS和PCS等3个系统对应的便携式通信机中使用的三频天线开关模块。
作为下一代便携式无线系统，正在开始W-CDMA(Wide-band CodeDivision Multiple Access)方式的服务，能期待数据传输率的高速化、通信频道的多路复用等，所以预想到急速普及。因此，加上现在的移动通信系统中占有大的比重的EGSM、DCS、PCS等，需要也能与W-CDMA对应的便携式无线机。
图31表示与EGSM方式、DCS方式、W-CDMA方式(发送频率：1920～1980MHz、接收频率：2110～2170MHz)对应的三频天线开关模块的电路框图。通过天线共用器Dip，把EGSM频带的信号和DCS/W-CDMA频带的信号分开，在相反方向进行合成，但是在本说明书中，为了简单，只说明“分开”。第一高频开关SW1切换EGSM发送端子(Tx)和EGSM接收端子(Rx)，且第二高频开关SW2切换DCS发送端子(Tx)和DCS接收端子(Rx)和W-CDMA的发送接收端子。低通滤波器LPF1、LPF2减少由发送一侧的功率放大器产生的高次谐波变形的量。
可是，在以往技术中存在以下问题。
(1)静电涌引起的高频元件的破坏
图30或图31的高频开关电路中使用的PIN二极管、FET开关等高频元件不耐静电，特别是移动电话时，来自人体的静电涌输入到天线中时，存在所述高频元件被破坏的问题。此外，天线开关模块即使未达到破坏，也有可能破坏连接在发送端子上的功率放大器、连接在接收端子上的低噪声放大器等连接在天线开关模块的后级上的电路，采取对于静电涌的对策是很重要的。
作为除去静电涌的技术，从以往就知道特开2001-186047号中描述的图32(a)所示的电路。它是在两个天线共用器的一部分上，追加了接地的电感器。在该电路中，为了从静电涌保护高频元件，有必要把接地的电感器设定为5nH以下。可是，当在天线顶部连接了5nH以下的电感器时，难以取得从900MHz频带到1.8GHz频带的宽频带匹配。此外，实际上在该电路中，在300MHz附近的衰减量只能取得5dB以下，静电涌的除去是不充分的。
特开2001-44883号描述了图32(b)所示的电路。它是在天线端子ANT、发送端子Tx、接收端子Rx等各信号线上插入接地的电感器和电容器。可是，如果这样在天线端子、发送端子、接收端子上插入由电感器L1和电容器C1构成的LC滤波器，则不仅妨碍高频开关的小型化和低成本化，而且成为插入损失恶化的原因。实际上在该电路中，在300MHz附近的衰减量只能取得5dB以下，静电涌的除去是不充分的。
虽然也考虑到把可变电阻或稳压二极管作为静电涌除去元件使用，但是这时，有必要使端子间电容增大，如果在信号线中使用，就无法避免插入损失的恶化。因此，无法把可变电阻或稳压二极管作为具有高频开关的高频电路中的静电涌除去部件使用。
(2)高次谐波发生量(使用PIN二极管的开关电路)
在图31的电路中，当W-CDMA的发送信号通过第二高频开关SW2时，存在产生高次谐波变形的问题。一般，如果在PIN二极管或GaAs开关等非线性器件中输入高功率的高频信号，则产生高次谐波变形。特别是PIN二极管时，在OFF状态时，高次谐波变形显著。这是因为从图33所示的二极管的V-I特性可知，在(a)ON状态下，通过控制电源的电压Vc，在线性比较好的工作点二极管驱动，所以对于高频信号引起的电压变动，进行线性响应，所以高次谐波发生量少，但是在(b)OFF状态下，V＝0附近变为工作点，对于高频信号引起的电压变动，进行非线性响应，所以高次谐波发生量大。
图34表示图31所示的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的三频天线开关电路的等效电路。表1表示各工作模式的控制电源和PIN二极管的ON/OFF状态。这里，控制电源的High希望为+1V～+5V，Low希望为一0.5V～+0.5V。
图34的电路中各工作模式的PIN二极管的ON/OFF状态
  模式   控制电源   PIN二极管的ON/OFF状态
  VC1   VC2   VC3   D1   D2   D3   D4   D5   D6
  EGSM Tx   High   Low   Low   ON   ON   OFF   OFF   OFF   OFF
  DCS Tx   Low   High   Low   OFF   OFF   ON   ON   OFF   OFF
  EGSM Rx   Low   Low   Low   OFF   OFF   OFF   OFF   OFF   OFF
  DCS Rx   Low   Low   High   OFF   OFF   OFF   OFF   ON   ON
  W-CDMA   Low   Low   Low   OFF   OFF   OFF   OFF   OFF   OFF
从以上可知，在EGSM发送(Tx)模式时，从EGSM Tx端子把ON状态的二极管D1、D2连接在天线ANT的路线上，OFF状态的二极管D3、D4、D5、D6在电路上分离，所以高次谐波发生量少。
在DCS发送(Tx)模式时，同样从DCS Tx端子把ON状态的二极管D3、D4连接在天线ANT的路线上，OFF状态的二极管D1、D2、D5、D6在电路上分离，所以高次谐波发生量少。
而在W-CDMA模式时，从W-CDMA端子把OFF状态的二极管D3、D4、D5、D6连接在天线ANT的路线上，如果高功率的信号从W-CDMA端子输入，则从天线ANT发射大的高次谐波信号。这意味着发送本来从移动电话的天线不发射的信号，在现有技术中，是无法回避的问题。
(3)小型化、省电化和高次谐波发生量(使用FET开关时)
在图30的高频开关模块中，PIN二极管合计需要4个，在图31的图31的高频开关模块中，PIN二极管合计需要6个。因此，妨碍小型化和省电化。一般，与使用PIN二极管的开关电路相比，GaAs开关耗电低。
因此，美国专利第5815804号如图35所示，表示了具有把EGSM发送端子(Tx)和DCS发送端子(Tx)分开的发送一侧天线共用器Dip1、把EGSM接收端子(Rx)和DCS接收端子(Rx)分开的接收一侧天线共用器Dip2，作为切换天线共用器Dip1和Dip2的开关电路SW，使用一个GaAs开关等FET开关的例子。这时，与使用PIN二极管的开关电路相比，能实现小型化和耗电降低。可是，在EGSM发送模式中，开关电路SW连接在发送一侧的天线共用器Dip1上，所以存在使从DCS发送端子(Tx)输入的DCS频带的信号也通过的问题。当EGSM发送模式时，设定为DCS一侧的功率放大器不工作，但是因为EGSM发送信号的2倍高次谐波引起的振荡以及与EGSM一侧的放大器串扰，所以从DCS一侧的功率放大器也稍微产生信号。该现象特别是在把EGSM和DCS的两个功率放大器配置在一个封装中的双功率放大器中是显著的，-15dBm左右的信号从DCS一侧的功率放大器输出。即在EGSM发送模式下，相当于EGSM发送频带的2倍频率的1.8GHz频带的信号输入到DCS发送端子，天线共用器Dip1和开关SW使1.8GHz频带的信号原封不动地通过，所以成为EGSM发送信号的2倍高次谐波变形从天线发射的问题。从该天线发射的2倍高次谐波发生量希望为-36dBm以下。
也有设置把EGSM接收端子(Rx)和DCS发送端子(Tx)分开的天线共用器Dip1、把EGSM发送端子(Tx)和DCS接收端子(Rx)分开的天线共用器Dip2，同样由一个GaAs开关构成Dip1和Dip2的开关电路SW的例子。基本上，GaAs开关如果与使用PIN二极管的电路相比，存在容易发生高次谐波变形的问题。特别是在EGSM发送时，最多有时+36dBm的电力输入GaAs开关中，为了把2倍高次谐波发生量抑制在-36dBm以下，有必要使GaAs开关自身产生的EGSM发送信号的2倍高次谐波发生量为-72dBc以下。可是，现在难以取得高次谐波发生量这样少的GaAs开关。这是因为为了减少高次谐波发生量，通过增加电源电压，能容易实现，但是作为移动电话中使用的零件，电源电压的增加使电池的电源电压增加成为必要。
当是不使用天线共用器，通过GaAs开关直接切换多个频率的收发信号的电路时，存在比PIN二极管更不耐静电涌引起的破坏的问题。为了从静电涌保护GaAs开关，有必要把接地的电感器设定为5nH以下。可是，当在天线顶部连接5nH以下的电感器时，难以取得从900MHz～1.8GHz的宽带中的匹配，因此，现有的静电涌除去电路无法在天线顶部使用。
发明内容
因此，本发明的目的在于：解决所述(1)静电涌引起的高频元件的破坏问题、(2)高次谐波发生量的问题、(3)小型化、省电和高次谐波发生量的问题，提供抑制静电涌除去用高通滤波器、抑制高次谐波发生量的多频带天线开关电路、解决为了小型化、省电而使用FET开关时的高次谐波发生的问题的多频带天线开关电路、使用它们的层叠模块和通信装置。
本发明的静电涌除去用高通滤波器在第一端子与第二端子之间具有高通滤波器电路和串联共振电路，其特征在于：所述高通滤波器电路具备：连接在所述第一端子和接地之间的第一电感器、连接在所述第一端子和所述第二端子之间的第一电容器，所述串联共振电路由连接在所述第二端子与接地之间的第二电感器和第二电容器构成，所述串联共振电路的共振频率为100～500MHz，该高通滤波器用于静电涌对策。
所述静电涌除去用高通滤波器至少设置在天线顶部。此外，希望把该高通滤波器设置在开关电路的接收端子和接收用的SAW滤波器之间。
本发明的多频带天线开关电路在本发明的高通滤波器的第二端子侧具备开关电路。
在所述的多频带天线开关电路中，希望在开关电路与高通滤波器之间的发送线路上配置有降低高次谐波变形的陷波滤波器。本发明的多频带天线开关电路具有：连接在天线端子上的把通过频带不同的信号分开的天线共用器；把由所述天线共用器分开的低频一侧的信号切换向多个发送接收端子的第一开关电路；把由所述天线共用器分开的高频一侧的信号切换向多个发送接收端子的第二开关电路；连接在所述天线共用器和所述发送接收端子之间或所述第一开关电路和所述第二开关电路之间的发送路线上的第一低通滤波器；连接在所述天线共用器和所述发送端子之间或所述第二开关电路和所述发送端子之间的发送路线上的第二低通滤波器；其特征在于：在所述天线共用器和所述第一开关电路之间或所述天线共用器和所述第二开关电路之间的至少一方设置陷波滤波器。
本发明的实施例1的多频带天线开关电路，其特征在于，具有：连接在天线端子上的把通过频带不同的信号分开的天线共用器；把由所述天线共用器分开的低频一侧的信号切换向第一发送端子以及第一接收端子切换的第一开关电路；把由所述天线共用器分开的高频一侧的信号向第二发送端子、第二接收端子以及第三发送接收端子切换的第二开关电路；连接在所述天线共用器和所述第一发送端子之间或所述第一开关电路和所述第一发送端子之间的发送路线上的第一低通滤波器；连接在所述天线共用器和所述第二发送端子之间或所述第二开关电路和所述第二发送端子之间的发送路线上的第二低通滤波器；所述天线共用器和所述第二开关电路通过陷波滤波器连接。
在所述实施例的多频带天线开关电路中，希望在第三发送接收端子上连接天线收发转换开关。
本发明实施例2的多频带天线开关电路，其特征在于，具有：把通过频带不同的信号分开的天线共用器；把由所述天线共用器分开的低频一侧信号向多个发送接收端子切换的第一开关电路；把由所述天线共用器分开的高频一侧信号向多个发送接收端子切换的第二开关电路；连接在所述天线共用器和发送端子之间或第一开关电路和发送端子之间的发送路线上的第一低通滤波器；连接在所述天线共用器和发送端子之间或第二开关电路和发送端子之间的第二低通滤波器；在所述天线共用器和天线端子之间连接有陷波滤波器。
本发明实施例3的多频带天线开关电路，其特征在于，具有：把通过频带不同的信号分开的天线共用器；把由所述天线共用器分开的低频一侧信号向第一发送端子以及第一接收端子切换的第一开关电路；把由所述天线共用器分开的高频一侧信号向第二发送端子、第二接收端子和第三发送接收端子切换的第二开关电路；连接在所述天线共用器和第一发送端子之间或第一开关电路和第一发送端子之间的发送路线上的第一低通滤波器；连接在所述天线共用器和第二发送端子之间或第二开关电路和第二发送端子之间的发送路线上的第二低通滤波器；在所述天线共用器和天线端子之间连接有陷波滤波器。
在所述实施例的多频带天线开关电路中，希望在第三发送接收端子上连接天线收发转换开关。
在所述多频带天线开关电路的首选一例中，具有输入端子和输出端子，并且由连接在所述输入端子和接地之间的第一电感器、连接在所述输入端子和所述输出端子之间的第一电容器、连接在所述输出端子上的第二电感器、连接在所述第二电感器和接地上的第二电容器构成的高通滤波器至少设置在所述天线共用器和天线端子之间。
在所述高通滤波器的第二电感器和所述输出端子之间可以插入由第三电感器和第三电容器构成的并联共振电路。
本发明实施例4的多频带天线开关电路包括：配置在天线端子和接地之间的电感器；连接在所述天线端子和开关电路之间的陷波滤波器；至少具有与所述陷波滤波器连接的端子、第一收发端子、第二收发端子的所述开关电路；具有与所述第一收发端子连接的第一公共端子、第一发送端子、第二接收端子的第一天线共用器；和具有与所述第二收发端子连接的第二公共端子、第二发送端子、第一接收端子的第二天线共用器，所述电感器使静电涌电压吸收到接地，所述陷波滤波器用于降低高次谐波变形。
所述陷波滤波器希望具有电感器、二极管、电容器、电阻和电源端子，根据外加在所述电源端子上的电压，共振频率可变。
所述陷波滤波器希望具有用于向所述二极管外加反电压的反电压端子。
在所述多频带天线开关电路中，至少在所述陷波滤波器和所述天线端子之间具有高通滤波器，所述高通滤波器希望由输入端子、输出端子、连接在所述输入端子和接地之间的第一电感器、连接在所述输入端子和所述输出端子之间的第一电容器、连接在所述输出端子上的第二电感器、连接在所述第二电感器和接地上的第二电容器构成。
在所述高通滤波器的第二电感器和所述输出端子之间希望插入由第三电感器和第三电容器构成的并联共振电路。
本发明的多频带天线开关电路希望具有：连接在所述第一发送端子上的第一低通滤波器和连接在所述第二发送端子上的第二低通滤波器。所述开关电路希望具备PIN二极管开关或GaAsFET开关。
本发明的多频带天线开关层叠模块复合元件的特征在于：具有由多个衬底构成的层叠体，构成所述任意的多频带天线开关电路的传输线路和电容器的一部分形成在所述层叠体内的衬底上，构成所述多频带天线开关电路的一部分的开关元件、电阻、电容器、电感器作为芯片搭载在所述层叠体上。
本发明的通信装置的特征在于：使用所述多频带天线开关电路或所述多频带天线开关层叠模块复合元件。
附图说明
图1是本发明一个实施方式的静电涌除去用高通滤波器的电路图。
图2是本发明其他实施方式的静电涌除去用高通滤波器的电路图。
图3是具有图1所示的静电涌除去用高通滤波器多频带天线开关电路一例的框图。
图4是表示再现静电涌的人体模型试验机的等效电路的图。
图5是表示静电涌电压波形的曲线图。
图6是表示静电涌波形的频谱的曲线图。
图7是表示现有的静电除去电路和本发明的静电涌除去电路的衰减特性的曲线图。
图8是表示现有的静电涌除去电路和本发明的静电涌除去电路的反射特性的曲线图。
图9是表示本发明一个实施方式的在天线共用器和开关电路之间设置陷波滤波器的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的天线开关电路的框图。
图10是表示图9的天线开关电路的等效电路的图。
图11是表示本发明其他实施方式的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的天线开关电路的框图。
图12是表示本发明其他实施方式的在天线顶部设置陷波滤波器的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的天线开关电路的框图。
图13是表示本发明其他实施方式的设置天线收发转换开关的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的天线开关电路的框图。
图14(a)是表示陷波滤波器的一例的图。
图14(b)是表示陷波滤波器的其他例子的图。
图15是表示本发明一个实施方式的使用FET开关和可变陷波滤波器的与EGSM以及DCS对应的天线开关电路的框图。
图16是表示图15的天线开关电路的等效电路的图。
图17是表示实施例6中使用的可变陷波滤波器的特性的曲线图。
图18是表示本发明其他实施方式的使用反电压外加型可变陷波滤波器的与EGSM以及DCS对应的天线开关电路的等效电路的图。
图19是表示PIN二极管的工作点的曲线图。
图20是表示本发明其他实施方式的与EGSM、DCS、PCS对应的天线开关电路的框图。
图21是表示本发明其他实施方式的与EGSM、DAMPS、DCS、PCS对应的天线开关电路的框图。
图22是表示本发明其他实施方式的与EGSM、W-CDMA、DCS、PCS对应的天线开关电路的框图。
图23是表示本发明其他实施方式的与EGSM、DAMPS、DCS、PCS对应的天线开关电路的框图。
图24是表示图23的天线开关电路的等效电路的图。
图25是表示本发明一个实施方式的设置静电涌除去电路的与EGSM、DAMPS、DCS、PCS以及W-CDMA对应的天线开关电路的框图。
图26是表示本发明其他实施方式的与EGSM、DCS、W-CDMA对应的天线开关电路的框图。
图27是表示本发明其他实施方式的与EGSM、DCS、PCS对应的天线开关电路的框图。
图28是本发明的层叠模块的一例，是表示构成具有图10的等效电路的天线开关复合元件的层叠体的印刷电路基板的电极图形的图。
图29是表示图28的天线开关层叠模块复合元件的立体图。
图30是表示现有的与EGSM以及DCS对应的天线开关电路的框图。
图31是表示现有的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的天线开关电路的框图。
图32(a)是表示现有的静电涌除去电路一例的等效电路的图。
图32(b)是表示现有的静电涌除去电路其他例子的等效电路的图。
图33是表示PIN二极管的工作点的图。
图34是表示现有的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的天线开关电路的等效电路的图。
图35是表示现有的由天线共用器和一个开关电路把EGSM和DCS分开、合成的天线开关电路的框图。
具体实施方式
[1]静电涌除去用高通滤波器
图1表示本发明的静电涌除去用高通滤波器电路的一例。在图1中，第一电感器L1连接在输入端子P1和接地之间，第一电容器C1连接在输入端子P1和输出端子P2之间，由第二电感器L2和第二电容器构成的串联共振电路连接在输出端子P2和接地之间。通过适当选择第一电感器L1和第一电容器C1的值，构成静电涌向接地释放，高频信号以低损失传输的高通滤波器。这里，第一电感器L1为50nH以下，第一电容器C1为10pF以下。据此，能使约200MHz以下的静电涌向接地释放。
在由第二电感器L2和第二电容器C2构成的串联共振电路中，设定第二电感器L2和第二电容器C2的值，使其共振频率为100MHz～500MHz。这时，第二电容器C2希望为10pF以上，第二电感器L2为50nH以下。据此，能使共振频率前后静电涌释放到接地。根据以上的结构，能合成200MHz以下和100MHz～500MHz前后的静电涌效果，能充分地使在静电破坏中成为问题的约500MHz以下的静电涌释放到接地，能高效除去静电涌。通过调整第一电感器L1、第一电容器C1、第二电感器L2和第二电容器C2的常数值，能取得900MHz到1.8GHz的宽带中的匹配。
静电涌引起的高频部件的破坏在人体在带电的状态下接触移动电话的天线时能发生。作为在实验上实现该状况的方法，一般使用人体模型。具体而言，用图4所示的等效电路置换人体的带电状况，使用把充电到电容器C中的电荷通过电阻R向被试验物的高频元件放电的装置。
在人体模型中，电容器C为150pF，电阻R为330Ω时的静电涌波形变为图5所示。如果对该静电涌波形进行傅立叶变换，求出静电涌波形的频率成分，则取得图6的频谱。根据该频谱，来自人体的静电涌波形中，DC～300MHz的频率成分在支配地位，能推定作为静电涌除去元件，理想的是能除去DC～300MHz，并且能以低损失传输高频信号的高通滤波器。
因此，关于图32(a)和(b)所示的以往的静电涌除去电路和图1所示的本发明的静电涌除去电路，测定DC～2GHz的衰减特性。图7表示衰减特性，图8表示反射特性。为了比较衰减特性，假定能通过的信号为900MHz频带和1800MHz频带，如图8所示，把各频带的反射特性V.S.W.R设定为1.5以下。如7所示，取得的衰减特性是基于第一电感器L1和第一电容器的约200MHz以下的衰减特性与基于第二电感器L2和第二电容器C2的100MHz～500MHz间的衰减特性合成的，在静电破坏中成为问题的300MHz以下的频带的衰减量是充分的。具体而言，在本发明的静电涌除去电路中，衰减量为30dB以上，本发明的静电涌除去电路衰减量取得25dB以上的衰减量。即本发明的静电涌电压衰减量(静电涌除去效果)为现有技术的25dB以上(17倍以上)。
图2是本发明的静电涌除去用高通滤波器电路的其他例子。在图2中，第一电感器L1、第二电感器L2、第一电容器C1以及第二电容器C2的任务与所述相同。图2的例与图1的例子的不同点在于：在第一电容器C1和输出端子P2之间插入由第三电容器C3和第三电感器L3构成的并联共振电路。该并联共振电路能作为陷波滤波器起作用，通过设定为在通过的信号的N倍(N为2以上的自然数)的频率具有衰减极，除去来自天线发射的高频噪声信号。此外，除了电感器L1、L2和电容器C1、C2，电容器C3和电感器L3也作为匹配电路的一部分起作用，所以调整部位增加，能更容易取得电路全体的匹配。
通过本发明的所述静电涌除去用高通滤波器，能防止GaAs开关或PIN二极管等高频部件的静电涌引起的破坏。
(实施例1)
图3是表示使用本发明的静电涌除去用高通滤波器的三频天线开关电路的一例的框图。在本例子中，天线共用器Dip担负着把EGSM频带(880～960MHz)的信号和DCS/PCS频带(DCS：1710～1880MHz，PCS：1850～1990MHz)的信号分开的任务。此外，开关电路SW1进行EGSM发送信号和接收信号的切换，开关电路SW2进行DCS/PCS发送信号、DCS接收信号和PCS接收信号的切换。低通滤波器LPF1担负着使从EGSM TX端子输入的发送信号中包含的N次高次谐波变形衰减的任务，LPF2担负着使从DCS/PCS TX端子输入的发送信号中包含的N次高次谐波变形衰减的任务。SAW滤波器SAW1、SAW2、SAW3分别担负着除去EGSM接收信号、DCS接收信号和PCS接收信号中包含的接收频带外的噪声的任务。
静电涌除去电路插入天线端子ANT和天线共用器Dip之间，担负着把从天线端子ANT输入的静电涌吸收到接地的任务。据此，能从静电涌保护构成开关电路的DIP二极管开关、GaAs等的FET开关、接收用SAW滤波器、连接在发送端子上的功率放大器、连接在接收端子上的低噪声放大器等电路。
在图3中，由电感器L3和电容器C3构成的虚线框内的并联共振电路是能用选择附加的电路。设置该并联共振电路时，以它为陷波滤波器，通过把衰减极调整为DCS/PCS发送频率的2倍的频率(3420MHz～3820MHz)，也能同时使EGSM发送频率的4倍的频率(3520MHz～3660MHz)衰减，所以能同时使DCS/PCS发送的2倍频率、EGSM发送的4倍频率衰减。此外，第三电感器L3和第三电容器C3也兼具作为匹配电路的功能，所以作为天线开关全体的匹配调整是有用的。
使用所述静电涌除去电路的其他例子追加在高次谐波发生量对策电路和使用GaAs开关等小型省电电路的例子中，后面描述。
[2]多频带天线开关电路
(A)抑制高次谐波发生量的多频带天线开关电路
作为高次谐波发生量的对策，在本发明的多频带天线开关电路中，在天线共用器和开关电路之间或天线共用器和天线端子之间插入陷波滤波器。该陷波滤波器设定为在输入各开关电路的发送端子的高次谐波发送信号的频率具有衰减极，例如当发送信号为W-CDMA发送信号(1920MHz～1980MHz)时，是在W-CDMA发送信号的2倍或3倍频率具有衰减极的陷波滤波器。据此，在开关电路中产生的高次谐波变形由陷波滤波器遮断，所以能抑制从天线发射的高次谐波发生量。根据插入陷波滤波器的位置，有时电路全体的匹配不同。因此，在天线共用器和开关电路之间或天线共用器和天线端子之间中，希望适当选择容易取得全体匹配的一方。
连接在天线共用器和发送端子或开关电路和发送端子之间的发送路线上的低通滤波器具有抑制进行发送信号的放大的功率放大器产生的高次谐波的量的作用，所以在插入陷波滤波器和低通滤波器的路线中，进一步强化了高次谐波发生量的抑制。
在开关电路中，除了GSM、DCS等的第一以及第二发送接收端子，具有与W-CDMA等系统对应的第三发送接收用公共端子，通过在该发送接收公共端子上连接利用发送接收信号的频率差把发送信号和接收信号分开的天线收发转换开关Dup，取得与GSM、DCS等GSM系统和W-CDMA系统对应的多频带天线开关电路。GSM系统采用TDMA方式(Time Division Multiple Access：分时多元连接)，W-CDMA系统采用CDMA方式(Code Division Multiple Access：分码多路连接)，所以本发明的多频带天线开关电路成为多模式对应。
(实施例2)
图9是表示本发明一个实施方式的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的三频天线开关电路的框图。天线共用器Dip把来自EGSM系统(发送频率：880～915MHz、接收频率：925～960MHz)的880MHz～960MHz的信号和DCS系统(发送频率：1710～1785MHz、接收频率：1805～1880MHz)和W-CDMA系统(发送频率：1920～1980MHz、接收频率：2110～2170MHz)的1710MHz～2170MHz的天线的信号分开。
开关电路SW1把由天线共用器Dip分开的EGSM系统的信号向发送端子EGSM Tx和接收端子EGSM Rx切换。开关电路SW2把由天线共用器Dip分开的DCS系统和W-CDMA系统的信号向发送端子DCS Tx、接收端子DCS Rx以及发送接收端子W-CDMA切换。第一低通滤波器LPF1为了抑制从EGSM一侧的功率放大器输入的发送信号中包含的N次高次谐波变形，所以具有使EGSM发送信号通过，使EGSM发送信号的2倍以上的频率充分衰减的特性的滤波器。同样，第二低通滤波器LPF2为了抑制从DCS一侧的功率放大器输入的发送信号中包含的N次高次谐波变形，所以具有使DCS发送信号通过，使DCS发送信号的2倍以上的频率充分衰减的特性的滤波器。因此，通过第一和第二低通滤波器LPF1、LPF2减少由功率放大器产生的高次谐波变形。
天线开关电路还具有陷波滤波器NF。它为了减少由第二高频开关SW2产生的高次谐波变形，由在W-CDMA发送信号的2倍或3倍频率具有衰减极的陷波滤波器构成，减少来自开关电路的高次谐波发生量。据此，能减少从天线ANT发射的高次谐波发生量。
图10表示本实施方式的等效电路的一例。EGSM、DCS和W-CDMA的各工作模式和控制电源的关系如表1所示。
天线共用器Dip由传输线路L1～L4和电容器C1～C4构成。传输线路L2和电容器C1形成串联共振电路，希望设计为在DCS以及W-CDMA频带具有共振频率。在本实施例中，在1.9GHz出现衰减极。此外，传输线路4和电容器C3形成串联共振电路，希望设计为在EGSM频带具有共振频率。在本实施例中，在0.9GHz出现衰减极。根据该电路，能把EGSM系统的信号、DCS系统的信号和W-CDMA系统的信号分开、合成。传输线路L1、L3希望设定为某程度的长度，从而对DCS系统的信号以及W-CDMA系统的信号的频率成为高阻抗。据此，DCS系统以及W-CDMA系统的信号难以向EGSM系统的路线传输。相反，电容器C2、C4希望设定为比较小的电容值，从而对于EGSM系统的信号的频率，成为高阻抗。据此，EGSM系统的信号难以向DCS/WCDMA系统的路线传输。
第一开关电路SW1由电容器C5、C6、传输线路L5、L6、PIN二极管D1、D2和电阻R1构成。传输线路L5、L6的长度设定为在EGSM的发送频带中，成为λ/4共振器。可是，传输线路L5能用在EGSM的发送频率下，接地电平能看作开路(高阻抗状态)程度的扼流圈代替。这时，电感希望为10～100nH左右。电阻R1决定控制电源VC1为High状态下的流过第一和第二二极管D1、D2的电流。在本实施例中，电阻R1为100Ω～200Ω。电容器C5、C6是用来去掉控制电流的直流成分。控制电源VC1为High时，在PIN二极管D2中存在连接引线等的寄生电感，所以为了取消它，与电容器C6串联共振。适当设定电容器C6的电容值。
根据以上，当控制电源VC1为High时，第一和第二二极管D1、D2都变为ON，第二二极管D2和传输线路L6的连接点变为接地电平，λ/4共振器即传输线路L6的相反一侧的阻抗变为无限大。因此，当控制电源VC1为High时，天线共用器Dip和EGSM接收端子EGSM Rx之间的路线中，信号不能通过，在天线共用器Dip和EGSM发送端子EGSM Tx间的路线中，信号容易通过。而当控制电源VC1为Low时，第一二极管D1也变为OFF，在天线共用器Dip和EGSM发送端子EGSM Tx间的路线中，信号不能通过，此外，第二二极管D2也是OFF，所以在天线共用器Dip和EGSM接收端子EGSM Rx之间的路线中，信号容易通过。根据以上的结构，能切换EGSM信号的收发。
第二开关电路SW2由电容器C7～C10、传输线路L7～L10、PIN二极管D3～D6以及电阻R2、R3构成。传输线路L7～L10具有在DCS和W-CDMA的信号频率下，成为λ/4共振器的长度。可是，传输线路L7、L9能用在DCS的发送频率和W-CDMA的发送频率下，能把接地电平看作开路(高阻抗状态)程度的扼流圈代替。这时，电感希望为5～60nH左右。
电阻R2决定在控制电源VC2为High状态下的流过第三和第四二极管D3、D4的电流。在本实施例中，电阻R2为100Ω～200Ω。电阻R3决定在控制电源VC3为High状态下的流过第五和第六二极管D5、D6的电流。在本实施例中，电阻R3为100Ω～2kΩ。此外，控制电源VC2为High时，在PIN二极管D4中存在连接引线等的寄生电感，所以设定电容器C7的电容值，把寄生电感与电容器C7串联共振。
根据以上，在控制电源VC2为High时，第三和第四二极管D3、D4都变为ON，第四二极管D4和传输线路L8的连接点变为接地电平，λ/4共振器即传输线路L8的相反一侧的阻抗变为无限大。因此，当控制电源VC2为High时，天线共用器Dip和DCS接收端子DCS Rx之间的路线、以及天线共用器Dip和W-CDMA发送接收端子W-CDMA之间的路线中，信号不能通过，在天线共用器Dip和DCS发送端子DCS Tx间的路线中，信号容易通过。而当控制电压VC2为Low时，第三二极管D3也变为OFF，在天线共用器Dip和DCS发送端子DCS Tx间的路线中，信号不能通过，此外，第四二极管D4也是OFF，天线共用器Dip和DCS接收端子DCS Rx之间的路线、以及天线共用器Dip和W-CDMA发送接收端子W-CDMA之间的路线中，信号容易通过。
当控制电压VC3为High时，在PIN二极管D6中存在连接引线等的寄生电感，所以设定电容器C10的电容值，以便与电容器C7串联共振。据此，当控制电压VC3为High时，第五和第六二极管D5、D6都为ON，第六二极管D6和传输线路L10的连接点变为接地电平，λ/4共振器即传输线路L10的相反一侧的阻抗变为无限大。因此，当控制电压VC3为High时，天线共用器Dip和W-CDMA发送接收端子W-CDMA之间的路线中，信号不能通过，在天线共用器Dip和DCS接收端子DCS Rx之间的路线中，信号容易通过。相反，当控制电压VC3为Low时，第五、第六二极管D5、D6都为OFF，在天线共用器Dip和DCS接收端子DCS Rx之间的路线中，信号不能通过，在天线共用器Dip和W-CDMA发送接收端子W-CDMA之间的路线中，信号容易通过。
根据以上结构，当控制电压VC2为High时，能向DCS发送端子DCSTx切换，当控制电压VC2为Low，控制电压VC3为High时，能向DCS接收端子DCS Rx切换，当控制电压VC2和控制电压VC3为Low时，能向W-CDMA发送接收端子W-CDMA切换。
第一低通滤波器LPF1是由传输线路L11以及电容器C11～C13构成的π型低通滤波器。这里，L11和C11构成并联共振电路，其共振频率设定为EGSM的发送频率的2倍或3倍频率。在本实施例中，设定为3倍的2.7GHz。根据以上结构，能除去从功率放大器输入的EGSM一侧的发送信号中包含的高次谐波变形。
在图10中，第一低通滤波器LPF1配置在第一高频开关SW1的第一二极管D1和传输线路L5之间，但是它也可以配置在天线共用器Dip和第一高频开关SW1之间，可以配置在传输线路L5和EGSM发送端子EGSMTx之间。如果把连接在第一低通滤波器LPF1的节点上的电容器与传输线路L5并联，则构成并联共振电路，能使传输线路L5的线路长度比λ/4还短，能减小扼流圈的电感。
第二低通滤波器LPF2是由传输线路L12以及电容器C14～C16构成的π型低通滤波器。L12和C14构成并联共振电路，其共振频率设定为DCS的发送频率的2倍或3倍频率。在本实施例中，设定为2倍的3.6GHz。根据以上结构，能除去从功率放大器输入的DCS一侧的发送信号中包含的高次谐波变形。
第二低通滤波器LPF2也与第一低通滤波器LPF1同样，可以配置在天线共用器Dip和第二高频开关SW2之间，可以配置在传输线路L7和DCS发送端子DCS Tx之间。在图10所示的例子中，第一和第二低通滤波器LPF1、LPF2配置在二极管D1和传输线路L5之间，及二极管D3和传输线路L7之间，设置在开关电路之中。这在电路设计上是好的，但是并不是必须的。低通滤波器可以设置在发送信号通过的天线共用器和发送端子之间的发送路线的任意位置。
连接在天线共用器Dip和第二开关电路SW2之间的陷波滤波器NF由传输线路L13和电容器C17构成。传输线路L13和电容器C17沟成并联共振电路，其共振频率设定为W-CDMA发送频率的2倍或3倍频率。在本实施中，设定为3.9GHz。在W-CDMA模式下，控制电源VC2和控制电源VC3变为Low，成为在W-CDMA的路线中连接OFF状态的二极管D3～D6的状态。因此，如果输入高功率的WCDMA发送信号，则产生比二极管的非线性大的高次谐波变形。可是，在本实施例中，通过连接在天线共用器Dip和第二开关电路SW2之间的陷波滤波器NF，除去高次谐波变形，所以能抑制来自天线的高次谐波发生量。
DCS的发送频率的2倍频率为3.5GHz，而陷波滤波器NF的共振频率比较接近3.9GHz的地方存在衰减极，所以也能同时抑制DCS的发送频率的2倍高次谐波发生量。表2表示图34的以往的电路和图10所示的本发明的电路的特性比较。在DCS的发送频率的2倍和3倍高次谐波发生量以及W-CDMA的发送频率的2倍和3倍高次谐波发生量上，都是本实施例比现有技术改善了15dBc以上。
表2
本发明的电路和现有的电路的特性比较
  模式   发生量   现有的电路(图34)   本发明的电路(图10)   投入电力
  GSM   2倍高次谐波   -85dBc   -85dBc   37dBm
  3倍高次谐波   -90dBc以下   -90dBc以下
  DCS   2倍高次谐波   -70dBc   -85dBc   34dBm
  3倍高次谐波   -85dBc   -90dBc以下
  W-CDMA   2倍高次谐波   -60dBc   -80dBc   29dBm
  3倍高次谐波   -75dBc   -90dBc以下
图9的陷波滤波器NF不仅能用图14(a)的传输线路和电容器的并联共振电路实现，也能用图14(b)所示的传输线路和电容器的串联共振电路实现。在本实施例中，因为匹配的关系，应用了并联共振电路，但是串联共振电路在通过频带的信号通过路线上不串联追加传输线路，伴随着电阻损失的插入损失的恶化少。
(实施例3)
图11是表示本发明其他实施方式的与EGSM、DCS和W-CDMA对应的天线开关电路的框图。本例子是在图9的电路中，在天线共用器Dip和第一开关电路SW1之间插入第一陷波滤波器NF1的结构。作为陷波滤波器NF1，能使用图14(a)和14(b)分别表示的并联共振电路和/或串联共振电路。这时，共振频率希望设定为EGSM的发送频率的2倍或3倍频率。根据本实施例，陷波滤波器NF1除去由第一高频开关SW1产生的高次谐波变形，所以能进一步抑制来自天线的高次谐波发生量。
(实施例4)
图12是表示在天线端子ANT和天线共用器Dip之间插入陷波滤波器NF的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的天线开关电路的框图。除了使用PM二极管的开关电路，作为第一开关电路SW1，还能使用称作SPDT(Single Pole Dual Throw)的GaAs开关，此外，作为第二开关电路SW2，能使用称作SP3T(Single Pole 3 Throw)的GaAs开关。陷波滤波器NF能使用图14(a)和14(b)分别表示的并联共振电路和/或串联共振电路。这时，共振频率希望设定为W-CDMA的发送频率的2倍或3倍频率。
在本实施例中，通过陷波滤波器NF除去由第二高频开关SW2产生的W-CDMA信号的高次谐波变形，所以能抑制来自天线的高次谐波发生量。当把陷波滤波器NF的共振频率设定为W-CDMA发送频率的2倍频率(3.9GHz)时，能在DCS发送频率的2倍频率(3.6GHz)以及EGSM发送频率的4倍频率(3.4GHz)的附近设置衰减极。因此，能同时抑制W-CDMA发送频率的2倍、DCS发送频率的2倍以及EGSM发送频率的4倍的高次谐波发生量。
也能使用在陷波滤波器NF中加入变容二极管等的可变电容或PIN二极管的能用外部信号控制衰减极的以下的可变陷波滤波器。据此，能把陷波滤波器的衰减极调整为最适合EGSM、DCS以及W-CDMA各自的工作模式的频率，所以能把高次谐波发生量抑制在最小限度。
(实施例5)
图13是表示本发明实施方式的与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的天线开关电路的框图。在该实施例中，在W-CDMA发送接收端子上连接在频率上切换W-CDMA的收发信号的天线收发转换开关Dup。在本例子中，天线收发转换开关Dup把W-CDMA频带(1920MHz～2170MHz)的收发信号分开为发送信号和接收信号的频率，能切换W-CDMA的发送和接收。即当把SW2连接在下端的W-CDMA上时，能用Dup进行W-CDMA的收发的切换，在此外的连接中，选择EGSM或DCS的收发。据此，能构筑也适合于与TDMA系统和CDMA系统的不同系统对应的移动电话终端的多频带天线开关电路。
(B)抑制FET开关的高次谐波发生量的多频带天线开关电路
一般，使用PIN二极管的开关电路与GaAs等FET开关相比，存在能以低成本构筑电路的优点，但是不利于小型化和省电。相反，FET开关与使用PIN二极管的开关电路相比，存在小型、耗电低的优点。本发明的另一多频带天线开关电路的基本结构具有通过一个FET开关切换2个天线共用器的结构。
第一天线共用器把频带不同的信号向第一发送端子和第二接收端子分开，第二天线共用器把频带不同的信号向第二发送端子和第二接收端子分开。开关电路切换天线端子和所述第一天线共用器之间、或天线端子和所述第二天线共用器之间的连接。因此，在连接第一发送端子和天线端子时，第二发送端子由所述开关电路遮断，所以解决了在OFF状态下从功率放大器输出的高次谐波变形到达天线端子的现有技术的问题。同样，在连接第二发送端子和天线端子时，第一发送端子由所述开关电路遮断，所以解决了在OFF状态下从功率放大器输出的高次谐波变形到达天线端子的
现有技术的问题。
连接在第一发送端子上的第一低通滤波器具有对于输入到第一发送端子的从功率放大器输出的发送信号，只使基本频率的信号通过，减少高次谐波变形的功能。同样，连接在第二发送端子上的第二低通滤波器具有对于输入到第二发送端子的从功率放大器输出的发送信号，只使基本频率的信号通过，减少高次谐波变形的功能。连接在开关电路和天线之间的陷波滤波器调整为在发送信号的2倍或3倍频率具有衰减极。因此，通过连接这些滤波器，能有效地减少由所述开关电路产生的2次或3次高次谐波变形。
陷波滤波器由二极管开关、电容器、电阻和电源端子构成，通过外加在所述电源端子上的电压，使陷波滤波器的共振频率变化。因此，当把第一发送端子连接在天线端子上时，把陷波滤波器的衰减极设定在第一发送信号的2倍或3倍高次谐波的频率，此外，第二发送端子连接在天线端子上时，通过把陷波滤波器的衰减极设定在第二发送信号的2倍或3倍高次谐波的频率，能同时减少双方频带的高次谐波发生量。在构成陷波滤波器的二极管开关上未外加电压的状态下，陷波滤波器自身产生高次谐波变形。为了避免它，设置用于在所述二极管开关上外加反电压的反电压端子是有效的。
在所述开关电路中，有必要以低损失使在天线共用器输入输出的低频和高频信号通过，所以使用通过频带宽的GaAs FET开关。可是，如果GaAsFET开关与PIN二极管开关相比，则存在不耐电涌引起的高频元件的破坏的缺点。通过在开关电路和天线之间设置把电涌电压向接地吸收的上述高通滤波器，能解决该问题。
如上所述，即使使用GaAs FET开关时，也能谋求功率放大器以及开关电路中的高次谐波的抑制、GaAs FET开关的对静电涌引起的高频元件的破坏的保护、天线开关电路的小型化、低成本和低耗电。
(实施例6)
图15是表示本发明一个实施方式的与EGSM以及DCS对应的天线开关电路的框图。第一天线共用器Dip1把EGSM发送信号(880MHz～915MHz)和DCS接收信号(1805MHz～1880MHz)分开、合成。开关电路SW连接在第一天线共用器Dip1和第二天线共用器Dip2上，切换天线端子ANT和第一天线共用器Dip1之间、或天线端子ANT和第二天线共用器Dip2之间的连接。
这时，开关电路有必要使EGSM频带以及DCS频带的信号以低损失通过，使用通过频带宽的称作SPDT(Single Pole Dual Throw)的GaAs FET开关。因此，ANT端子和第一天线共用器Dip1连接，EGSM发送端子和ANT端子连接时，DCS发送端子由SPTD SW转。当EGSM发送模式时，设定为DCS一侧的功率放大器不工作，但是因为EGSM发送信号的2倍高次谐波引起的振荡和与EGSM一侧的功率放大器串扰，所以从DCS一侧的功率放大器也稍微产生信号。即由DCS一侧的功率放大器产生的EGSM发送信号的2倍高次谐波(1760MHz～1830MHz)由于EGSM和DCS的功率放大器间的串扰，从DCS发送端子输入，通过第二天线共用器Dip2。可是，通过开关SW遮断ANT端子和第二天线共用器Dip2之间，所以无法到达ANT端子一侧。而在图35所示的以往技术中，在EGSM发送模式下，连接着DCS发送端子和ANT端子之间，所以存在EGSM发送信号的2倍高次谐波到达ANT端子的问题。
这样，根据本发明的电路结构，能减少EGSM发送模式的EGSM发送信号的2倍高次谐波发生量。
第一低通滤波器LPF1抑制EGSM发送信号中包含的N次高次谐波，所以具有只使EGSM发送信号通过，使EGSM发送信号的2倍以上的频率衰减的特性的滤波器。同样，第二低通滤波器LPF2抑制DCS发送信号中包含的N次高次谐波，所以具有只使DCS发送信号通过，使DCS发送信号的2倍以上的频率衰减的特性的滤波器。因此，通过LPF1和LPF2使功率放大器产生的高次谐波变形减少，所以能减少从天线发射的高次谐波发生量。
为了减少由GaAs FET开关产生的高次谐波量，可变陷波滤波器VNF在EGSM发送模式下，在EGSM发送信号的2倍或3倍频率具有衰减极，在DCS发送模式下，希望在DCS发送信号的2倍或3倍频率具有衰减极。在本例子中，在EGSM和DCS的各模式中，如上所述，采用共振频率变化的可变陷波滤波器VNF，减少由GaAs FET开关产生的高次谐波变形。本发明并不局限于可变陷波滤波器VNF的使用，当然也可以使用通常的陷波滤波器NF。
图16表示图15的电路的具体的等效电路的一例。天线共用器Dip1由传输线路L7～L9以及电容器C8～C11构成。L8和C8形成串联共振电路，希望设计为在DCS接收频带具有共振频率。在本例子中，使其共振频率在1.8GHz出现衰减极。而L9和C10形成串联共振电路，希望设计为在EGSM发送频带具有共振频率。在本例子中，使其共振频率在0.9GHz出现衰减极。通过该电路，能把EGSM发送信号和DCS接收信号分开、合成。
天线共用器Dip2由传输线路L4～L6以及电容器C4～C7构成。L5和C4形成串联共振电路，希望设计为在DCS接收频带具有共振频率。在本例子中，使其共振频率在1.8GHz出现衰减极。而L6和C6形成串联共振电路，希望设计为在EGSM接收频带具有共振频率。在本例子中，使其共振频率在0.9GHz出现衰减极。通过该电路，能把DCS发送信号和EGSM接收信号分开、合成。
低通滤波器LPF1由传输线路或电感器L11以及电容器C15～C17构成。这时，L11和C15形成并联共振电路，其共振频率希望设定为EGSM发送频率的2倍或3倍。在本例子中，该共振频率设定为3倍的2.7GHz。通过该电路，能减少由功率放大器产生的EGSM发送的3倍高次谐波发生量。
低通滤波器LPF2由传输线路或电感器L10以及电容器C12～C14构成。这时，L10和C12形成并联共振电路，其共振频率希望设定为DCS发送频率的2倍或3倍。在本例子中，该共振频率设定为2倍的3.6GHz。通过该电路，能减少由功率放大器产生的DCS发送的2倍高次谐波发生量。
可变陷波滤波器VNF由传输线路或电感器L1、扼流圈L2、电容器C1～C3、二极管D和电阻R构成。L1、D、C3形成串联共振电路，其共振频率根据二极管D的ON/OFF状态变化。通常，二极管在ON状态下，接近短路，在OFF状态下具有0.1～1.0pF的电容值。因此，在ON状态下，形成L1和C3的串联共振电路，在OFF状态下，形成L1和C3以及二极管的电容值的串联共振电路。图17表示本实施例中使用的VNF的特性。
取得二极管在ON状态下，在EGSM发送信号的3倍频率(约2.7GHz)具有衰减极，二极管在OFF状态下，在DCS发送信号的2倍频率(约3.6GHz)具有衰减极的特性。须指出的是，通过L1和C3的组合能任意调整二极管为ON时的共振频率和OFF时的共振频率。二极管D为了变为ON状态，有必要在二极管上外加约0.7V以上的电压，使直流电流流过，扼流圈L2是用于产生该直流电流。此外，希望L2在20nH～100nH的范围内，从而对于EGSM以及DCS频带的信号，阻抗增大。在本例子中，L2的阻抗为27nH。阻抗R限制流过二极管D的电流值。在本例子中，电阻R为1kΩ。
须指出的是，扼流圈L2在天线正下方，并且接地，所以即使从外部作用静电涌时，通过L2，容易地使静电涌接地。因此，本发明的天线开关电路也具有保护不耐SW电路以及以下连接的SAW滤波器、功率放大器、低噪声放大器等的静电涌引起的对高频元件破坏的元件的功能。可是，更期待完全，希望使用上述的高通滤波器。
开关电路SW连接在第一和第二天线共用器Dip1、Dip2以及可变陷波滤波器VNF上。因此，当VC1为High时，连接VNF和Dip1之间，遮断VNF和Dip2之间。反之，当VC2为High时，连接VNF和Dip2之间，遮断VNF和Dip1之间。电容器C1、C2、C18、C19是为了开关电路SW的切换、二极管D的ON/OFF而必要的DC除去电容器。
表3表示本实施例的工作模式和电源电压的关系。表3的电源电压水平的High为+1V～+5V，Low为-0.5V～+0.5V。
表3
工作模式和电源电压的关系
  模式   电源电压  VNF的衰减极
  VC1   VC2   VC3
  EGSM Tx   High   Low   High   2.7GHz
  DCS Tx   Low   High   Low   3.6GHz
  EGSM Rx   Low   High   Low   3.6GHz
  DCS Rx   High   Low   Low   3.6GHz
在EGSM发送模式下，VC1和VC3为High，VC2为Low，SW连接ANT和Dip1之间，ANT和Dip2开路。此外，因为二极管D为ON状态，所以陷波滤波器VNF的共振频率为EGSM的发送信号的3倍频率的约2.7GHz。
在DCS发送模式下，VC2为High，VC1和VC3为Low，SW连接ANT和Dip2之间，ANT和Dip1开路。此外，因为二极管D为OFF状态，所以陷波滤波器VNF的共振频率为DCS发送信号的2倍频率的约3.6GHz。
在EGSM接收模式下，VC2为ON，VC1和VC3为Low，SW连接ANT和Dip2之间，ANT和Dip1开路。此外，因为二极管D为OFF状态，所以陷波滤波器VNF的共振频率为约3.6GHz。
在DCS接收模式下，VC1为ON，VC2和VC3为Low，SW连接ANT和Dip1之间，ANT和Dip2为开路。此外，因为二极管D为OFF状态，所以陷波滤波器VNF的共振频率为约3.6GHz。
表4表示本实施例的高频抑制效果。关于本实施例(图15)的时、不存在陷波滤波器VNF与低通滤波器LPF1、LPF2时(图35)，测定2倍、3倍高次谐波(2f、3f)的衰减量(dB)的特性值。从这些结果可知，根据本发明，取得20dB以上的抑制效果。据此，根据本发明的天线开关电路，能减少功率放大器以及开关电路中的高次谐波发生量。
表4
  高次谐波   陷波滤波器
  有(图15)   没有(图35)
  2f   -75dBc   -53dBc
  3f   -80dBc   -60dBc
实施例7
图18表示本发明其他实施方式的与EGSM以及DCS对应的天线开关电路的等效电路。该例子变更了图16所示的可变陷波滤波器VNF。本例子的VNF由传输线路或电感器L1、扼流圈L2、L3、电容器C1～C3、二极管D以及电阻R构成。L1、D和C3形成串联共振电路，其共振频率根据二极管D的ON/OFF状态变化。本实施例的VNF的特征在于：能在二极管D上外加反电压。
一般，如果向二极管等非线性器件输入高功率的高频信号，则产生高次谐波变形。特别是PIN二极管时，OFF状态时的高次谐波变形的发生是显著的。其理由从图19所示的二极管的V-I特性可知，在ON状态下，通过控制电源的电压Vc，在线性比较好的工作点驱动二极管，所以对于高频信号引起的电压变动，进行线性的响应，高次谐波发生量少。而在OFF状态下，V＝0附近成为工作点，对于高频信号引起的电压变动，进行非线性的响应。因此，高次谐波发生量增大。本实施例的工作模式与电源电压的关系与图3所示的同样。与实施例6的不同点在于：在DCS发送模式下，VC2为High，VC3为Low，能在二极管D上外加反电压。当在二极管上外加反电压时，如图19所示，对于高频信号引起的电压变动，进行线性响应，所以能减少陷波滤波器的高次谐波发生量。在DCS发送模式下，VC2为High，VC1和VC3为Low，SW连接ANT和Dip2之间，ANT和Dip1变为开路。此外，在陷波滤波器VNF的共振频率，二极管变为OFF状态，但是关系到反电压。对于EGSM以及DCS频带的信号的扼流圈L3的阻抗希望为20nH～100nH。在本例子中，使用阻抗为27nH的L3。此外，电阻R限制流向二极管D的电流值。在本例子中，使用1kΩ的电阻R。通过在ANT的正下方连接电感器L2，也能取得从静电涌保护高频元件的功能。根据以上结构，能取得解决二极管D为OFF状态时高次谐波发生量多的实施例6的问题。
(实施例8)
图20是表示本发明其他实施方式的与EGSM、DCS、PCS对应的三频天线开关电路的框图。本实施例的天线开关电路在实施例6的天线开关电路上设置PCS接收端子。本发明涉及设置了具有一个GaAs开关等FET开关和2个天线共用器的基本结构的天线开关电路，只要具有该基本结构，即使增加多个其他收发系统，也在本发明的多频带天线开关电路的范围内。在以下的实施例中，也是同样。
在本实施例中，作为开关，使用称作SP3T(Single Pole 3 Throw)的GaAs FET开关。通过使DCS发送端子和PCS发送端子为公共的，能简化电路。这时，因为DCS发送的频率(1710MHz～1785MHz)和PCS发送的频率(1850MHz～1910MHz)比较接近，所以功率放大器也能公共化。其他方面与所述实施例同样，所以省略详细的说明。根据本实施例的天线开关电路，能取得与EGSM、DCS、PCS对应的三频天线开关电路。
(实施例9)
图21是表示其他实施方式的与EGMS、DAMPS(发送频率：824～849MHz，接收频率：869～894MHz)、DCS、PCS对应的四频天线开关电路的框图。本实施例的天线开关电路在实施例8的天线开关电路上连接第三天线共用器Dip3，并且追加DAMPS接收端子。通过把EGSM发送端子和DAMPS发送端子公共化，能简化电路。这时，因为EGSM发送的频率(880MHz～915MHz)和DAMPS发送的频率(824MHz～849MHz)比较接近，所以功率放大器也能公共化。根据本实施例，能取得与EGSM、DAMPS、DCS、PCS对应的四频天线开关电路。
(实施例10)
图22是表示其他实施方式的与EGSM、DCS、PCS以及W-CDMA对应的四频天线开关电路的框图。作为本例子的开关，使用称作SP4T(SinglePole 4 Throw)的GaAs FET开关。在W-CDMA发送接收端子的后级上连接天线收发转换开关Dup。天线收发转换开关Dup把W-CDMA频带(1920MHz～2170MHz)的收发信号分开、合成，能切换W-CDMA的发送和接收，能对应TDMA系统和CDMA系统的不同系统。根据本实施例，能取得与EGSM、DCS、PCS以及W-CDMA对应的四频天线开关电路。
(实施例11)
一般，GaAs开关比二极管开关贵，此外实施例8和实施例9中使用的SP3T型的GaAs开关、实施例10中使用的SP4T型GaAs开关比实施例6和7中使用的SPDT型GaAs开关更贵，不适合作为移动电话终端中使用的元件。作为改良，图23表示本发明其他实施方式的与EGSM、DAMPS、DCS、PCS对应的四频天线开关电路。本实施例的天线开关电路具有在实施例6的天线开关电路的第一天线共用器Dip1上连接相位分波器PS2，在第二天线共用器Dip2上连接相位分波器PS1的结构。本实施例中使用的GaAs开关是SPDT，所以如果与使用SP3T以及SP4T时相比，能使零件低成本化。图24表示本实施例的等效电路。Dip1、Dip2、SW、LPF1、LPF2以及VNF与实施例6相同，所以省略说明。
相位分波器PS1由传输线路L12、L13、DAMPS接收用的SAW滤波器SAW1、EGSM接收用的SAW滤波器SAW2构成。传输线路L13是把传输线路的长度调节为在DAMPS接收频率(869MHz～894MHz)共振的λ/4共振器。传输线路L12是把传输线路的长度调节为在EGSM接收频率(925MHz～960MHz)共振的λ/4共振器。λ/4共振器具有根据终端条件，阻抗大幅度变化的特性，具体而言，当为50Ω的终端时，为50Ω，当短路终端时，开路，当为开路终端时，具有短路的阻抗。而SAW滤波器的特性在通过频带具有50Ω，在通过频带附近的频率，具有接近短路的阻抗。因此，在DAMPS接收频带中，从第二天线共用器Dip2观察的EGSM接收端子的阻抗是开路，DAMPS接收端子的阻抗为50Ω，所以把DAMPS接收信号向DAMPS接收端子一侧分开。相反，在EGSM接收频带中，从第二天线共用器Dip2观察的DAMPS接收端子的阻抗为开路，EGSM接收端子的阻抗为50Ω，所以EGSM接收信号向EGSM接收端子一侧分开。用以上的动作，第一相位分波器PS1能把DAMPS接收信号和EGSM接收信号分开。
第二相位分波器PS2由传输线路L14、L15、DCS接收用的SAW滤波器SAW3、PCS接收用的SAW滤波器SAW4构成。传输线路L15是把传输线路的长度调节为在DCS接收频率(1805MHz～1880MHz)共振的λ/4共振器。传输线路L14是把传输线路的长度调节为在PCS接收频率(1930MHz～1990MHz)共振的λ/4共振器。λ/4共振器具有根据终端条件，阻抗大幅度变化的特性，具体而言，当为50Ω的终端时，为50Ω，当短路终端时，开路，当为开路终端时，具有短路的阻抗。而SAW滤波器的特性在通过频带具有50Ω，在通过频带附近的频率，具有接近短路的阻抗。因此，在DCS接收频带中，从天线共用器Dip1观察的PCS接收端子的阻抗是开路，DCS接收端子的阻抗为50Ω，所以把DCS接收信号向DCS接收端子一侧分开。相反，在PCS接收频带中，从天线共用器Dip1观察的DCS接收端子的阻抗为开路，PCS接收端子的阻抗为50Ω，所以PCS接收信号向PCS接收端子一侧分开。用以上的动作，PS2能把DCS接收信号和PCS接收信号分开。
通过使EGSM发送端子和DAMPS发送端子公共，能简化电路。这时，因为EGSM发送的频率(880MHz～915MHz)和DAMPS发送的频率(824MHz～849MHz)比较接近，所以功率放大器也能公共化。同样，通过使DCS发送端子和PCS发送端子公共化，能简化电路。这时，因为DCS发送的频率(1710MHz～1785MHz)和PCS发送的频率(1850MHz～1910MHz)比较接近，所以功率放大器也能公共化。
根据以上的实施例，只使用一个SPDT的GaAs开关，就能取得与EGSM、DAMPS、DCS以及PCS对应的四频天线开关电路，能谋求小型化、低成本。
(C)使用静电涌除去电路的多频带天线开关电路
在上述的具有使用PIN二极管的开关电路和使用GaAs FET开关的开关电路的多频带天线开关电路中，当然希望采取对静电涌的对策。下面描述其实施例。
(实施例12)
图25是表示本发明一个实施方式的与EGSM、DAMPS、DCS、PCS、W-CDMA对应的四频带天线开关电路的框图。第一开关电路SW1进行向EGSM以及DAMPS的发送端子、EGSM的接收端子、W-CDMA的发送接收端子的切换。还有，第二开关电路SW2进行向DCS以及PCS的发送端子、DCS的接收端子、PCS的接收端子、以及W-CDMA的发送接收端子的切换。陷波滤波器NF2希望设定为DCS、PCS以及W-CDMA的发送频带的2倍或3倍频率。在本例子中，采用在2倍频率即3.7GHz具有衰减极的陷波滤波器NF。据此，在DCS/PCS/W-CDMA等三个发送模式下，能同时减少来自天线的高次谐波发生量。陷波滤波器NF1希望设定为EGSM以及DAMPS的发送频带的2倍或3倍频率。在本例子中，采用在2倍频率即1.7GHz具有衰减极的陷波滤波器NF。须指出的是，开关SW1、SW2可以是使用PIN二极管的开关，但是在本例子中，使用SP3T作为SW1，使用SP4T的GaAs开关作为SW2。
静电涌除去电路插入天线端子ANT和天线共用器Dip之间，把从天线输入的电涌吸收到接地。在虚线框内所示的第三电感器L3和电容器C3构成的并联共振电路是可选的。当设置该并联共振电路时，通过把衰减极调整为DCS和PCS的发送频率的2倍频率(3420MHz～3820MHz)，几乎能同时使EGSM发送频率的4倍频率(3520MHz～3660MHz)和DAMPS发送频率的4倍频率(3296MHz～3396MHz)衰减。因此，能同时使DCS和PCS的发送频率的2倍频率衰减量、EGSM/DAMPS的发送频率的4倍频率衰减量衰减。
(实施例13)
图26是根据本发明的其他实施方式，在与EGSM、DCS以及W-CDMA对应的天线开关电路中插入静电涌除去电路。在本实施例中，把由第三电感器L3和电容器C3构成的并联共振电路的共振频率设定为W-CDMA的发送频率的2倍频率(3.9GHz)，使它为陷波滤波器NF。因此，通过由第一电感器L1和电容器C1以及第二电感器L2以及电容器C2构成的电路，能减少500MHz以下频率的静电涌，能使第三电感器L3和电容器C3的并联共振电路具有GHz频带的陷波滤波器的功能。
(实施例14)
图27是根据本发明的其他实施方式，在与EGSM、DCS以及PCS对应的天线开关电路中插入静电涌除去电路。使用SP3T开关，在从天线端子输入输出的信号中，把EGSM发送信号、DCS接收信号向分波器Dip1切换，把DCS/PCS发送信号、EGSM接收信号向分波器Dip2切换，把PCS接收信号向接收PCS的SAW3切换。第一低通滤波器LPF1担负把从EGSMTX端子输入的发送信号中包含的N次高次谐波变形衰减的任务，第二低通滤波器LPF2担负把从DCS/PCS TX端子输入的发送信号中包含的N次高次谐波变形衰减的任务。SAW滤波器SAW1、SAW2、SAW3分别担负除去EGSM接收信号、DCS接收信号、PCS接收信号中包含的接收频带外的噪声的任务。分波器Dip1连接在LPF1和SAW2上，分波器Dip2连接在LPF2和SAW1上。
静电涌除去电路插入天线端子ANT和SP3T开关之间，把从天线吸收的静电涌吸收到接地。虚线框内所示的第三电感器L3和电容器C3构成的并联共振电路是可选的。当设置该并联共振电路时，通过把衰减极调整为DCS和PCS Tx的2倍频率(3420MHz～3820MHz)，能同时使EGSM发送的4倍频率(3520MHz～3660MHz)衰减。因此，能同时使DCS和PCS发送的2倍频率、以及EGSM发送的4倍频率衰减。因为并联共振电路L3、C3也具有作为匹配电路的功能，所以能用于天线开关全体的匹配调整。
在上述其他实施例中，能插入静电涌除去电路。假定把静电涌除去电路连接在天线顶部，进行了描述，但是该静电涌除去电路具有在900MHz～2GHz的充分宽的频带中能取得匹配的优点，不仅是天线顶部，能插入多个位置。例如，可以在天线共用器Dip和陷波滤波器NF之间、天线共用器Dip和高频开关SW之间、高频开关SW和低通滤波器LPF之间、高频开关SW和天线收发转换开关Dup之间或天线共用器Dip和弹性表面波滤波器SAW之间适当插入静电涌除去电路。
[3]多频带天线开关层叠模块复合元件
本发明的多频带天线开关层叠模块复合元件在层叠衬底上一体形成构成多频带天线开关电路的天线共用器、开关电路的传输线路和电容器的一部分，所以天线共用器和开关电路的布线也形成在层叠衬底表面或内部，所以能减少部线引起的损失，两者间的匹配调整变得容易。而通过把构成多频带天线开关电路的一部分的PIN二极管或GaAs开关等开关元件、电阻、电容器和电感器等芯片搭载在层叠衬底上，能取得小型、廉价的多频带天线开关层叠模块复合元件。
此外，通过组合多频带天线开关层叠模块复合元件和天线收发转换开关，能对应W-CDMA的发送接收的切换，能构筑能对应GSM系统和CDMA系统的不同的多路访问的移动电话终端的多模式的多频带天线开关电路。使用这些多频带天线开关电路或多频带天线开关层叠模块复合元件的通信装置是小型并且省电的。
(实施例15)
图28表示构成具有实施例2的等效电路的天线开关层叠模块复合元件的印刷电路基板和电极结构。从上按顺序层叠印刷电路基板1～12。在印刷电路基板1上印刷用于搭载二极管、芯片电阻和芯片电容器的连接盘电极14和用于搭载金属屏蔽(金属盒)的连接盘电极16。此外，形成连接形成在不同的印刷电路基板上的电极图形彼此的转接孔电极15(图中用黑圈表示)。在印刷电路基板12的底面13上形成接地端子61～67、天线端子68、EGSM发送端子69、DCS发送端子70、W-CDMA发送接收端子71、DCS接收端子72、EGSM接收端子73、电源端子74～76。在印刷电路基板2、3、4、9、10上主要印刷成为传输线路的线电极图形，在印刷电路基板5、6、7、8、11上主要印刷形成电容器的电极图形。此外，在印刷电路基板6、8、12上印刷接地电极17～19。
下面，详细说明所述层叠构造和图10的等效电路的对应。在图28中，参照编号20～28表示构成天线共用器Dip的传输线路用的电极图形。用电极图形21和23形成传输线路L1，用电极图形25和27形成传输线路L2，用电极图形20和22形成传输线路L3，用电极图形26和28形成传输线路L4。
参照编码45～50表示构成天线共用器Dip的电容器用的电极图形。用电极图形45和46形成电容器C2，用电极图形47和48形成电容器C4，用电极图形49和接地电极17形成电容器C1，用电极图形50和接地电极17形成电容器C3。
参照符号29～34表示构成开关电路SW1的传输线路用的电极图形。用电极图形29和30形成传输线路L11，用电极图形31和32形成传输线路L5，用电极图形33和34形成传输线路L6。
参照符号51～54表示构成开关电路SW1的电容器用的电极图形。用电极图形51和52形成电容器C11，用电极图形53和接地电极18形成电容器C13，用电极图形54和接地电极18形成电容器C6。
参照符号35～43表示构成开关电路SW2的传输线路用的电极图形。用电极图形35和36形成传输线路L12，用电极图形37形成传输线路L7，用电极图形38和41形成传输线路L10，用电极图形39和42形成传输线路L9，用电极图形40和43形成传输线路L8。
参照符号55～59表示构成开关电路SW2的电容器用的电极图形。用电极图形55和58形成电容器C14，用电极图形56和接地电极19形成电容器C10，用电极图形57和接地电极19形成电容器C7，用电极图形58和接地电极18形成电容器C15，用电极图形59和接地电极17形成电容器C16。电极图形44形成构成陷波滤波器NF的传输线路，电极图形60形成构成陷波滤波器NF的电容器。通孔电极15进行各基板间的电连接。
本实施例中使用的印刷电路基板是能进行950℃以下的低温烧成的陶瓷介质材料，希望板厚度为40～200μm，以便容易形成传输线路和电容器用电极图形和接地电极。层叠陶瓷印刷电路基板1～12，印刷侧面电极77后，用950℃烧成，取得天线开关层叠模块复合元件用的层叠体。如图29所示，通过在层叠体上安装二极管78、芯片电阻79、芯片电容器80，取得具有图10所示的等效电路的天线开关层叠模块复合元件。
以上具体说明了与EGSM、DCS、DAMPS、PCS、W-CDMA对应的多频带天线开关电路，但是此外，当组合了PDC800频带(810～960MHz)、GPS频带(1575.42MHz)、PHS频带(1895～1920MHz)、蓝牙频带(2400～2484)、在美国预计普及的CDMA2000、在中国预计普及的TD-SCDMA等的多频带天线开关电路时，也能期待同样的效果。因此，根据本发明，能取得抑制高次谐波发生量，防止静电涌引起的高频元件的破坏的双频、3频、4频、5频等多频带天线开关电路。能把这些功能集成在层叠体内，使用这样的层叠体模块的移动电话等通信仪器能实现小型、低耗电。
(产业上的可利用性)
通过使用本发明的静电涌除去电路，能使来自天线端子的静电涌接地，并且对于大范围的频带，能吸收静电涌，充分对应静电破坏。能从静电涌保护构成多频带天线开关电路的PIN二极管开关或GaAs FET开关、接收用的SAW滤波器、连接在发送端子上的功率放大器、连接在接收端子上的低噪声滤波器等电路，所以不破坏天线的后级的这些高频电子元件。
本发明的多频带天线开关电路能有效抑制高次谐波发生量。此外，因为把天线共用器和开关电路的传输线路以及电容器的一部分内置于层叠衬底上，成为一体，所以天线共用器和开关电路的布线形成在层叠衬底的表面或内部，减少部线引起的损失，两者间的匹配调整变得容易。在层叠衬底上搭载开关元件、电阻、电容器、电感器等开关元件，所以能取得内置了静电涌除去电路的小型、高性能的天线开关层叠模块复合元件。
使用这些多频带天线开关电路或多频带天线开关层叠模块复合元件的通信装置是小型、低耗电的。

Claims (9)

1.一种高通滤波器，该高通滤波器在第一端子与第二端子之间具有高通滤波器电路和串联共振电路，其特征在于：
所述高通滤波器电路具备：连接在所述第一端子和接地之间的第一电感器、连接在所述第一端子和所述第二端子之间的第一电容器，
所述串联共振电路由连接在所述第二端子与接地之间的第二电感器和第二电容器构成，
所述串联共振电路的共振频率为100～500MHz，
该高通滤波器用于静电涌对策。
2.根据权利要求1所述的高通滤波器，其特征在于：
在所述第二电感器和所述输出端子之间可以设置由第三电感器和第三电容器构成的并联共振电路。
3.一种多频带天线开关电路，其特征在于：
在权利要求1所述的高通滤波器的第二端子侧具备开关电路。
4.根据权利要求3所述的多频带天线开关电路，其特征在于：
所述开关电路具备PIN二极管开关或GaAsFET开关。
5.根据权利要求3所述的多频带天线开关电路，其特征在于：
在开关电路与高通滤波器之间的发送线路上配置有降低高次谐波变形的陷波滤波器。
6.根据权利要求5所述的多频带天线开关电路，其特征在于：
所述陷波滤波器具有电感器、二极管、电容器、电阻和电源端子，
根据外加在所述电源端子上的电压，共振频率可变。
7.根据权利要求6所述的多频带天线开关电路，其特征在于：
所述陷波滤波器具有用于向所述二极管外加反电压的反电压端子。
8.一种多频带天线开关电路，其特征在于：
包括：
配置在天线端子和接地之间的电感器；
连接在所述天线端子和开关电路之间的陷波滤波器；
至少具有与所述陷波滤波器连接的端子、第一收发端子、第二收发端子的所述开关电路；
具有与所述第一收发端子连接的第一公共端子、第一发送端子、第二接收端子的第一天线共用器；和
具有与所述第二收发端子连接的第二公共端子、第二发送端子、第一接收端子的第二天线共用器，
所述电感器使静电涌电压吸收到接地，
所述陷波滤波器用于降低高次谐波变形。
9.一种通信装置，其特征在于：使用权利要求5～8中的任意一项所述的多频带天线开关电路。
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