JPWO2007018037A1 - 高周波スイッチ回路 - Google Patents

Abstract

本発明の高周波スイッチ回路は、制御電圧発生回路（１００）を備えている。この制御電圧発生回路（１００）には、ディプレッション型電界効果トランジスタ（１０１）と、外部制御信号入力端子（１１１）と、内部制御電圧出力端子（１１２）と、当該制御電圧発生回路の電力取込端子（１１３）が設けられている。電界効果トランジスタ（１０１）のゲートは接地され、ソースが外部制御信号入力端子（１１１）に、ドレインが電力取込端子（１１３）に電気的に接続されるとともに、内部制御電圧出力端子（１１２）が電界効果トランジスタ（１０１）のドレインと電力取込端子（１１３）との電気的接続経路に接続されている。

Description

本発明は、高周波信号の接続経路を切り替えるスイッチ回路において、特に高電子移動度トランジスタなどのディプレッション型電界効果トランジスタを用いて構成された高周波スイッチ回路に関するものである。

時分割で送受信を切り替える無線通信機器においては、アンテナと送受信回路の接続の切換が必要となる。あるいは複数の周波数帯を利用する端末では、一般に周波数帯ごとに送受信回路を複数内蔵しているので、アンテナと送受信回路の信号経路の切換が必要となっている。あるいはまた、ダイバーシティ受信やMIMO（Multi Input Multi Output）方式を採用している無線通信機器では、複数のアンテナと送受信回路の信号経路を切り換える必要がある。

この信号経路を切り替えるために高周波スイッチ回路が利用されているが、ディプレッション型高電子移動度トランジスタ（HEMT：High Electron-Mobility Transistor）をスイッチとして用いた高周波スイッチ回路が特性的に優れているため、広く利用されている。一般に、このディプレッション型高電子移動度トランジスタ（HEMT）は、通常ゲート電位がドレイン／ソース電位に等しい場合にドレイン−ソース間が低抵抗で接続されたオン状態となり、ゲート電圧がドレイン／ソース電圧より閾値電圧（約１Ｖ程度）低い場合に高インピーダンスで接続されたオフ状態となるディプレッション型の特性を示す。

したがって、高周波スイッチ回路を集積化することを考えた場合、回路内のトランジスタはすべてディプレッション型電界効果トランジスタを使用する方が製造上有利である。ディプレッション型電界効果トランジスタを用いて負の電源を用いずに高周波スイッチ回路を構成するには、例えば、特開平9-98078公報（特許文献１）のような構成が提案されている。またあるいは別の方法として特開2000-004149公報（特許文献２）には、ディプレッション型電界効果トランジスタを用いて制御電圧を発生する回路が提案されている。

加えて、制御電圧としては上述の閾値電圧より十分大きな電圧を与えることが望ましいが、近年の無線通信機器では、低電圧化が進んでおり、制御電圧も低下する傾向にある。例えば、携帯電話に代表される移動可能な無線端末においては、電源として電池を利用しているため、動作時間の延長には消費電力の抑制が強く求められている。無線端末のさまざまな制御・変復調にはデジタルロジック回路が使用されており、このロジック回路部の消費電力を抑制するためには、ロジック回路の動作電圧を低く抑える設計が有効である。したがってロジック回路が直接高周波スイッチ回路を制御する場合、高周波スイッチ回路に必要な制御電圧も低くすることが望ましい。

しかし、一般にHEMTトランジスタが遮断できる電力は、ゲート電位とドレイン／ソース電位の差の２乗に比例するので、制御電圧が低下すれば、これらの電位差も小さくなり、高速スイッチ回路が取り扱える電力も低下してしまう。このことを避けるために、特開平10-84267公報（特許文献３）及び特開2004-48692公報（特許文献４）においては、高周波信号を整流して制御信号に加算し、内部制御信号を大きくする方法が提案されている。

しかしながら、特許文献１に開示されている高周波スイッチ回路においては、制御電圧の変動が、回路に用いられているディプレッション形電界効果トランジスタのピンチオフ電圧の絶対値と比較し十分大きくない場合には、スイッチとして機能しなくなる。この課題について詳細を記述する。

第１図は、特許文献１記載の高周波スイッチ回路である。この図において、符号６および７はディプレッション型電界効果トランジスタ、符号１１ａおよび１１ｂは外部制御信号入力端子、符号１４および１５はそれぞれ高周波信号の入力端子１４および出力端子１５、符号２１ａおよび２１ｂは抵抗、そして、符号２４ａ２４ｂ、および２４ｃは容量（キャパシタ）である。

端子１１ａ及び１１ｂに差動電圧を加えて制御を行うのであるが、今ロジック回路の動作電圧が１．６Ｖとし、高周波スイッチ回路に使用されているディプレッション型電界効果トランジスタのピンチオフ電圧が−1.５Ｖとする。端子１１ａにHigh電圧（１．６Ｖ）、端子電圧１１ｂにLow電圧（０Ｖ）を印加し、高周波スイッチ回路としてオフの状態にしたとする。このとき、電界効果トランジスタ（６，７）のそれぞれのドレインおよびソースの電圧は、電界効果トランジスタ６のショットキ接合の順方向電流によって昇圧されて何れも１．６Ｖとなる。したがって、電界効果トランジスタ７のゲート−ソース間電圧は−１．６Ｖにしかならない。

このため、電界効果トランジスタ７のソース−ドレイン間電圧を０．２Ｖ程度変動させる高周波が入力される電界効果トランジスタ７はオン状態となってしまい、高周波スイッチ回路が十分なアイソレーションを確保できず、その結果、耐電力特性が小さくなるという問題が起きてしまう。

上記の耐電力特性の問題を解決するには、ピンチオフ電圧を０Ｖに近づければよいが、ピンチオフ電圧を０Ｖに近づけると、電界効果トランジスタのオン抵抗を大きくしてしまうため高周波スイッチ回路の挿入損失が増加してしまう。以上の理由から特許文献１提案の高周波スイッチ回路では、低電圧化したロジック回路の出力をそのまま高周波スイッチ回路の制御に用いる場合、問題が発生してしまう可能性が大きい。

また、特許文献２記載のインバータ回路構成においては、インバータの出力端子がLow状態にある場合においても、ダイオードのオン電圧の２倍となる電圧が出力されており、出力電圧の変動が小さくなるという欠点をもつ。このインバータを用いて差動電圧を作製したとしても、現在携帯電話で用いられているリチウムイオン電池の電圧である３Ｖを電源電圧とした場合には、ダイオードのオン電圧が約０．７Ｖであるので、Low電圧出力の場合でも１．４Ｖの正電圧を出力する。High電圧の出力がせいぜい電源電圧の３Ｖであることを考慮すると、得られる電圧差は僅かに１．６Ｖであり、電界効果トランジスタのオフ状態を十分に確保できず、耐電力特性が小さくなるという特許文献１の場合と同様の問題を招いてしまう。

特許文献３で提案されている方式では、制御信号を切換るための切換回路を備えることが必要で、その切換回路のために別途電源が必要になる、あるいは回路を構成する素子が多いといった問題点がある。

さらに、特許文献４では、提案されている何れの方式の昇圧回路（特許文献４の図１１、図１２、図１３、図１４）においても、外部制御電圧を低電位とした場合でも大電力高周波信号が高周波検出端子に印加された場合、整流作用による電位が加算され、出力電圧が高くなってしまい、十分な信号遮断能力が得られないという問題がある。

本発明の課題は、上記の問題を解決して、低い制御電圧を用いても大電力信号を制御できる高周波スイッチ回路を、ディプレッション型電界効果トランジスタ用集積回路プロセスで容易に集積化可能な回路を提案することである。

発明を解決するための手段

このために、本発明の高周波スイッチ回路は、下記のような構成を有している。

第１の発明にかかる高周波スイッチ回路は、高周波信号経路の接続状態と非接続状態の切替を行うスイッチ回路部と、外部制御信号に基づいてスイッチ回路部制御用の内部制御電圧を発生する制御電圧発生回路部とを有する高周波スイッチ回路であって、制御電圧発生回路は、制御電圧発生回路の電力取込端子と、ディプレッション型の電界効果トランジスタと、外部制御信号入力端子と、内部制御電圧出力端子とを備え、電界効果トランジスタは、ゲートが接地され、ソースが外部制御信号入力端子に接続され、ドレインが電力取込端子に接続されており、内部制御電圧出力端子は、電界効果トランジスタのドレインと電力取込端子との電気的接続経路に接続されていることを特徴とする。

好ましく、電界効果トランジスタのゲートは抵抗を介して接地され、ドレインは第１の抵抗を介して電力取込端子に接続される。

第２の発明にかかる高周波スイッチ回路は、高周波信号経路の接続状態と非接続状態の切替を行うスイッチ回路部と、外部制御信号に基づいてスイッチ回路部制御用の内部制御電圧を発生する制御電圧発生回路部とを有する高周波スイッチ回路であって、制御電圧発生回路は、制御電圧発生回路の電源端子と、ディプレッション型の電界効果トランジスタと、第１の抵抗と、外部制御信号入力端子と、内部制御電圧出力端子とを備え、電界効果トランジスタは、ゲートが接地され、ソースが外部信号入力端子に接続され、ドレインは第１の抵抗の一方端子に接続されており、第１の抵抗の他方端子は電源端子に接続されており、内部制御電圧出力端子は、電界効果トランジスタのドレインと第１の抵抗の一方端子との電気的接続経路に接続されている。

第２の発明においても、電界効果トランジスタのゲートは、第２の抵抗を介して接地することが好ましい。

第１および第２の発明にかかる高周波スイッチ回路を複数用い、夫々の高周波スイッチ回路の高周波信号径路の一端を共通高周波ポートに接続して単極多投型の高周波スイッチ回路とすることもできる。

第３の発明にかかる高周波スイッチ回路は、高周波信号経路の接続状態と非接続状態の切替を行うスイッチ回路部と、外部制御信号に基づいてスイッチ回路部制御用の内部制御電圧を発生する制御電圧発生回路部とを有する高周波スイッチ回路であって、制御電圧発生回路部は、高周波回路接続端子と、外部制御信号入力端子と、ディプレッション型の電界効果トランジスタと、第１及び第２の抵抗と、内部制御電圧出力端子と、容量と、ダイオードとを備え、電界効果トランジスタは、ゲートが接地され、ソースが外部制御信号入力端子に接続され、ドレインがノード１を介して内部制御電圧出力端子に接続されており、記第１の抵抗は、一方端子がノード１に接続されるとともに他方端子がノード２に接続されており、第２の抵抗は、一方端子がノード２に接続されるとともに他方端子が外部制御信号入力端子に接続されており、容量は、一方端子が高周波回路接続端子を介して高周波信号経路に接続されるとともに他方端子がノード２に接続され、ダイオードは、カソードがノード２に接続されるとともにアノードが外部制御信号入力端子に接続されており、内部制御電圧出力端子は、スイッチ回路部に接続されていることを特徴とする。

第３の発明においても、電界効果トランジスタのゲートは、第３の抵抗を介して接地することが好ましい。

第４の発明にかかる高周波スイッチ回路は、高周波信号経路の接続状態と非接続状態の切替を行うスイッチ回路部と、外部制御信号に基づいてスイッチ回路部制御用の内部制御電圧を発生する制御電圧発生回路部とを有する高周波スイッチ回路であって、制御電圧発生回路部は、高周波回路接続端子と、外部制御信号入力端子と、ディプレッション型の電界効果トランジスタと、第１の抵抗と、内部制御電圧出力端子と、容量と、ダイオードとを備え、電界効果トランジスタは、ゲートが接地され、ソースが外部制御信号入力端子に接続され、ドレインがノード２に接続されており、ダイオードは、カソードがノード２に接続されるとともにアノードがノード１に接続されており、第１の抵抗は、一方端子がノード１と内部制御電圧出力端子との電気的接続経路に接続されるとともに他方端子が外部制御信号入力端子に接続されており、容量は、一方端子が高周波回路接続端子を介して高周波信号経路に接続されるとともに他方端子がノード１に接続され、内部制御電圧出力端子は、スイッチ回路部に接続されていることを特徴とする。

第４の発明においても、電界効果トランジスタのゲートは、第２の抵抗を介して接地することが好ましい。

第３および第４の発明にかかる高周波スイッチ回路を複数用い、夫々の高周波スイッチ回路の高周波信号径路の一端を共通高周波ポートに接続するとともに、制御電圧発生回路に設けられた容量の一方端子を高周波回路接続端子を介して共通高周波ポートに接続して単極多投型の高周波スイッチ回路とすることもできる。

本発明の高周波スイッチ回路の好ましい態様においては、高周波スイッチ回路内で用いられる能動素子は何れも、電界効果トランジスタと略等しいピンチオフ電圧のディプレッション型電界効果トランジスタとされる。

また、本発明の高周波スイッチ回路に設けられる第１の抵抗は能動負荷とすることができ、内部制御電圧出力端子をローパスフィルタを介してスイッチ回路部に接続するように構成することもできる。このようなローパスフィルタは、例えば、抵抗と容量により構成される。

なお、本発明の高周波スイッチ回路を単極多投型のものとする場合には、組み合わされる高周波スイッチ回路の何れもが単独の「高周波スイッチ回路」として機能し得るものであることは必ずしも必要ではない。上述した構成の制御電圧発生回路を複数用い、これらの制御電圧発生回路を共通高周波ポートに接続することで単極多投型の高周波スイッチ回路とした態様も可能である。

本発明によれば、低い電圧を動作電圧とするロジック回路により直接高周波スイッチ回路の制御を行うことが可能となり、無線通信端末のロジック回路の低電圧化に寄与し、ひいては無線通信端末の低消費電力化に寄与することができる。

しかも、この回路は、既に実用化されているディプレッション型のｐＨＥＭＴ(Pseudomorphic High Electron-Mobility Transistor)半導体プロセスで素子を集積化可能なため、安価な回路とすることができる。

また、上述のディプレッション型電界効果トランジスタのゲートを抵抗を介して接地することにより、外部制御信号入力端子に過大な電圧がかかった際にも、電流を抑制し熱破壊を避けることができるため、信頼性の向上に寄与することが可能となる。

さらに、能動素子としてピンチオフ電圧が略等しいディプレッション型電界効果トランジスタのみを用いて高周波スイッチ回路を構成することにより、集積化の際に新たなプロセスを追加することなく回路を実現できるので、安価である。あるいはまた、制御電圧発生回路における抵抗を能動負荷で代用することにより、集積回路化の際のチップ面積が節約でき、コスト削減が可能である。

あるいはまた、本発明において、内部制御電圧出力端子を抵抗と容量からなるローパスフィルタを介してスイッチ回路部に接続することにより、高調波発生や信号の帰還による不安定化を回避するための手段を、集積化を妨げることなく、しかも容易に実現可能である。

このような本発明の高周波スイッチ回路は、送受信時分割方式やマルチバンドに対応した携帯電話、無線LAN端末など高周波信号経路の切り換えが必要な高周波無線通信機器に用いることができる。

第１図は、従来の高周波スイッチ回路構成例を説明するための図 第２図は、本発明の第１の実施例である高周波スイッチ回路の回路図 第３図は、第２図に図示の回路において用いた電界効果トランジスタのドレイン電流のゲート電圧依存性を説明するための図 第４図は、本発明の第２の実施例である高周波スイッチ回路の回路図 第５図は、本発明の第３の実施例である高周波スイッチ回路の回路図 第６図は、本発明の第４の実施例である高周波スイッチ回路の回路図 第７図は、本発明の第５の実施例である高周波スイッチ回路の回路図 第８図は、本発明の第６の実施例である高周波スイッチ回路の回路図 第９図は、本発明の第７の実施例である高周波スイッチ回路の回路図 第１０図は、本発明の第８の実施例である高周波スイッチ回路の回路図 第１１図は、本発明の第９の実施例である高周波スイッチ回路の回路図 第１２図は、本発明の第１０の実施例である高周波スイッチ回路の回路図である。

以下に、図面を参照して、本発明の実施の最良の形態について実施例に基づいて説明する。

（実施例１）

第２図は本発明の第１の実施例である高周波スイッチ回路の回路図である。図中において、符号１１４および１１５はそれぞれこの高周波スイッチ回路の高周波信号の入力端子１１４および出力端子１１５であり、１０１および１０２はディプレッション型電界効果トランジスタ、１２１ａ〜ｄは抵抗で、高周波信号の入力端子１１４および出力端子１１５は、高周波信号経路の接続状態と非接続状態の切替を行うディプレッション型電界効果トランジスタ１０２を含むスイッチ回路部を介して設けられている。

なお、本実施例では、制御電圧発生回路１００内で用いた抵抗１２１ａは、窒化タンタル薄膜で形成した抵抗である。また、符号１２４ａおよび１２４ｂは使用する高周波帯において十分小さなインピーダンスとなる容量であり、符号１２２は電源である。

この図に示した回路構成例では、抵抗１２１ａ〜ｄのもつ抵抗値は３０ｋΩ、容量１２４ａおよび１２４ｂの容量値は１０ｐＦである。また、この高周波スイッチ回路を制御しているロジック回路の動作電圧は１．６Ｖであり、電源１２２はリチウムイオン電池でありその電圧は３Ｖである。

図中の符号１００で示した部分はこの高周波スイッチ回路に設けられた制御電圧発生回路（ブースタ回路）であり、この制御電圧発生回路１００には、ディプレッション型電界効果トランジスタ１０１と、外部制御信号入力端子１１１と、内部制御電圧出力端子１１２と、当該制御電圧発生回路の電力取込端子１１３が設けられている。そして、ディプレッション型電界効果トランジスタ１０１のゲートは接地され、ソースが外部制御信号入力端子１１１に、ドレインが電力取込端子１１３に電気的に接続されるとともに、内部制御電圧出力端子１１２がディプレッション型電界効果トランジスタ１０１のドレインと電力取込端子１１３との電気的接続経路に接続されている。

制御電圧発生回路１００の具体的動作の詳細は後述するが、この制御電圧発生回路１００は外部制御信号入力端子１１１からの外部制御信号に基づいてスイッチ回路部を制御する内部制御電圧を発生させる回路であって、当該回路内に設けられたディプレッション型の電界効果トランジスタ１０１のゲートが接地されており、この電界効果トランジスタ１０１のソースには外部制御信号入力端子１１１から当該電界効果トランジスタ１０１のピンチオフ電圧の絶対値以上のバイアス（Ｖｂ）が印加される。一方、電界効果トランジスタ１０１のドレインは電力取込端子１１３に接続されており、この電力取込端子１１３からは電界効果トランジスタ１０１のピンチオフ電圧の絶対値と比較して充分に大きなバイアス（Ｖａ：Ｖａ＞Ｖｂ）がドレインに印加される。

本実施例において、高周波信号の周波数は２．５ＧＨｚである。また、電界効果トランジスタ１０１および１０２は擬似格子整合型高電子移動度トランジスタ（ｐＨＥＭＴ：Pseudomorphic High Electron-Mobility Transistor)プロセスで同一のチップ上に作製されたＦＥＴで、ほぼ同一のピンチオフ電圧をもつ。なお、電界効果トランジスタ１０１のゲート長は１００μｍ、電界効果トランジスタ１０２のゲート長は１ｍｍであり、ゲート幅は何れの電界効果トランジスタも１μｍである。

第３図は、ドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）を３Ｖとした条件下での、ゲート電圧を変化させた場合の電界効果トランジスタ１０１のドレイン電流を示す図である。ゲート−ソース間電圧（Ｖｇｓ）が−1.６Ｖのときのドレイン電流は０．１μＡ以下であり、Ｖｇｓ＝０Ｖのときのドレイン電流は約２７ｍＡである。

以下、高周波スイッチ回路の動作について説明する。いま、ロジック回路におけるHigh電圧１．６Ｖが外部制御信号入力端子１１１に印加された場合を考える。電界効果トランジスタ１０１のゲートは接地されているので、ゲート−ソース間電圧は−１．６Ｖとなりドレイン電流は０．１μＡ以下となる。すると抵抗１２１ａに流れる電流も０．１μＡ以下であるから電圧降下も３ｍＶ（０．１μＡ×３０ｋΩ）以下となり、その結果、内部制御電圧出力端子１１２の電圧は電源電圧に略等しい３Ｖとなる。以上のことから、内部制御電圧出力端子１１２から電源電圧に略等しい電圧を出力させるためには、ロジック回路の動作電圧は、ピンチオフ電圧の絶対値以上あればよいことがわかる。また、このときの制御電圧発生回路１００の消費電流は、以上から明らかなように０．１μＡ以下である。

図２に図示されているように、制御電圧発生回路１００の内部制御電圧出力端子１１２は、電界効果トランジスタ１０２のゲートに接続されている。このため、内部制御電圧出力端子１１２の電圧が電源電圧に略等しい上述の条件下では、電界効果トランジスタ１０２のゲートには約３Ｖが印加されることとなる。

また、電界効果トランジスタ１０２のソース−ドレイン端子間には、両端子の電位を等しくするために抵抗１２１ｄが設けられている。この抵抗１２１ｄは３０ｋΩ程度の抵抗値を有するため、電界効果トランジスタ１０２のソース−ドレイン端子間に高周波信号電流が流れることはない。そして、電界効果トランジスタ１０２のドレインは抵抗１２１ｂを介して電源１２２に接続されているから、電界効果トランジスタ１０２のドレイン電圧およびソース電圧は何れも約３Ｖである。

つまり、この状態では電界効果トランジスタ１０２のゲート−ソース間電圧は０Ｖとなり、電界効果トランジスタ１０２はオン状態となる。その結果、高周波信号端子１１４と１１５が接続され、この高周波スイッチ回路は高周波信号を通過させる状態（オン状態）となる。

次にロジック回路からLow電圧０Ｖが外部制御信号入力端子１１１に印加された場合を考える。このときの電界効果トランジスタ１０１のゲート−ソース間電圧は０Ｖとなり、ドレイン−ソース間には３Ｖの電圧が印加される結果、２７ｍＡのドレイン電流が流れる。上述したように、抵抗１２１ａの抵抗値は３０ｋΩであるから、２７ｍＡというドレイン電流は、抵抗１２１ａに流れる電流の１００倍以上の電流値であるから、近似的に電界効果トランジスタ１０２をショートと看做すことができる。したがって、内部制御電圧出力端子１１２の電圧は略０Ｖとなる。

この状態では、電界効果トランジスタ１０２のゲートの電位は０Ｖとなるので、ゲート−ソース間電圧は−３Ｖとなる。したがって電界効果トランジスタ１０２はオフ状態となり、高周波スイッチ回路として高周波信号端子１１４と１１５が遮断されてオフ状態となる。また、電界効果トランジスタ１０２のピンチオフ電圧（−１．６Ｖ）と比較して十分大きな逆電圧となっているので、高周波信号に起因したソース電位の変動が生じても容易にオン状態にならず、大きな耐電力性が得られる。

加えて、このときの制御電圧発生回路１００の消費電流は０．１ｍＡ（＝３Ｖ／３０ｋΩ）と小さくて済む。

（実施例２）

第４図は、本発明の第２の実施例である高周波スイッチ回路の回路図である。なお、この図において第２図で図示した要素と同一の要素については同じ符号を付している。この高周波スイッチ回路においては、制御電圧発生回路１００に用いられている電界効果トランジスタ１０１のゲートは、抵抗１２１ｅを介して接地されている。

このように抵抗１２１ｅを介してゲートを接地することにより、外部制御信号入力端子１１１から過大な電圧が入力されたとしても、この過大な電圧に起因して生じる電流はかならず抵抗１２１ａ若しくは１２１ｅを通って流れることとなるため、電界効果トランジスタ１０１に印加される電圧（トランジスタ中を流れる電流）が抑制される。

このようにして、過大電圧の入力に対し、電界効果トランジスタ１０１がある程度保護されるため、高周波スイッチ回路としての信頼性の向上が期待される。

次に本実施例の高周波スイッチ回路の動作について説明する。ロジック回路におけるHigh電圧１．６Ｖが外部制御信号入力端子１１１に印加された場合を考える。電界効果トランジスタ１０１のショットキー接続の逆方向電流はゲート−ソース間電圧−１．６Ｖにおいて０．１μＡ以下であるので、抵抗１２１ｅの両端の電圧は３ｍＶ以下である。したがって電界効果トランジスタ１０１のゲートは接地電位に略等しい。このことから実施例１の制御電圧発生回路と同様に、内部制御電圧出力端子１１２は３Ｖとなり、抵抗１２１ｂを介して容量１２４ａが充電され、電界効果トランジスタ１０２のソース−ドレイン間電圧は３Ｖとなる。

なお、電界効果トランジスタ１０２のゲートに流れる電流は、ショットキー接続が逆方向となるために無視できる。したがって電界効果トランジスタ１０２のゲート−ソース間電圧は−３Ｖとなり、高周波スイッチ回路はオフ状態となる。

次に、ロジック回路が０Ｖを外部制御信号入力端子１１１に印加した場合を考えると、実施例１と同様に、内部制御電圧出力端子１１２は０Ｖを出力する。このとき、容量１２４ａの電荷も抵抗１２１ｂを介して放電されるため、電界効果トランジスタ１０２のソース−ドレイン間電圧は０Ｖとなり、電界効果トランジスタ２のゲート−ソース間電圧は０Ｖとなる。したがって電界効果トランジスタ１０２のソース−ドレイン間は接続され、高周波スイッチ回路はオン状態となる。

（実施例３）

第５図は、本発明の第３の実施例である高周波スイッチ回路の回路図である。本実施例では単極双投(SPDT)回路を実現した。なお、第５図においても、第２図で図示した要素と同一の要素については同じ符号を付して用いることとしているが、この高周波スイッチ回路が２つの制御電圧発生回路（１００ａ、１００ｂ）を備えていることに対応して、各制御電圧発生回路の構成要素には、例えば外部制御信号入力端子１１１ａと１１１ｂのように、それぞれの構成要素に添字ａおよびｂを付してある。

以下、本実施例の高周波スイッチ回路の動作を説明する。本実施例による高周波スイッチ回路は、１００ａと１００ｂの２つの制御電圧発生回路を備えており、それぞれの外部制御信号入力端子１１１ａと１１１ｂには相補的なロジック回路からの外部制御信号電圧が印加される。

なお、これら２つの制御電圧発生回路の電力取込端子１１３ａおよび１１３ｂは何れも単一の電源１２２に接続されており、抵抗１２１ａおよび１２１ｂを介してそれぞれの制御電圧発生回路内に設けられた電界効果トランジスタ１０１ａおよび１０１ｂのドレイン側の端子に電気的に接続されている。

ロジック回路より外部制御信号入力端子１１１ａにHigh電圧１．６Ｖ、１１１ｂに０Ｖが印加された場合、内部制御電圧出力端子１１２ａおよび１１２ｂからはそれぞれ３Ｖおよび０Ｖが出力される。

内部制御電圧出力端子１１２ａからの３Ｖの出力により、電界効果トランジスタ１０２ａのショットキー接続の順方向電流によって容量１２４ａが充電され、これによりノードｎ１の電位は３Ｖとなる。同様に、内部制御電圧出力端子１１２ａに接続されたノードｎ２の電位も＋３Ｖとなる。一方、ノードｎ３の電位は内部制御電圧出力端子１１２ｂからの０Ｖの出力により０Ｖとなる。

したがって電界効果トランジスタ１０２ａ、電界効果トランジスタ１０２ｂ、電界効果トランジスタ１０３ａ、および、電界効果トランジスタ１０３ｂのゲート−ソース間電圧はそれぞれ、０Ｖ、−３Ｖ、−３Ｖ、および、０Ｖとなり、スイッチとしての状態はそれぞれ、オン（電界効果トランジスタ１０２ａ）、オフ（電界効果トランジスタ１０２ｂ）、オフ（電界効果トランジスタ１０３ａ）、オン（電界効果トランジスタ１０３ｂ）の接続状態となる。

この結果、高周波信号端子１１４と１１６が高周波において接続され、高周波信号端子１１５は絶縁される。また、電界効果トランジスタ１０３ｂがオン状態となっているため、高周波信号端子１１５を高周波において接地する。この高周波信号端子１１５の接地により、オフ状態となっている電界効果トランジスタ１０２ｂからの高周波信号電流の漏れがグランドに逃がされ、より良い絶縁状態を保つことができる。

また、ロジック回路が外部制御信号入力端子１１１ａにLow電圧０Ｖ、１１１ｂに１．６Ｖを印加した場合には、上述の説明と同様の理由により、今度は高周波信号端子１１５と１１６が接続される一方、高周波信号端子１１４が絶縁されることとなる。

（実施例４）

第６図は、本発明の高周波スイッチ回路が備える制御電圧発生回路の第４の実施例を説明するための回路図である。上述の実施例１の半導体プロセスでは、制御電圧発生回路内で使用している抵抗は窒化タンタル薄膜によって形成されたものであるが、その最小線幅は５μｍであり、シート抵抗は５０Ω／□である。したがって、３０ｋΩの抵抗値の抵抗体とするためには、３ｍｍもの長さが必要となってしまう。

そこで、本実施例においては、第６図に示すように、ゲート（端子）をソース（端子）と接続したディプレッション型電界効果トランジスタ１０４をアクティブロード（能動負荷）として用い、第２図に図示した抵抗１２１ａを代用することとしている。その他の構成は、第２図に図示した制御電圧発生回路１００と同様である。なお、アクティブロードに用いた電界効果トランジスタ１０４のゲート幅は５μｍである。また、電界効果トランジスタ１０１のゲート幅は、実施例１同様に、１００μｍである。

外部制御信号入力端子１１１にHigh電圧１．６Ｖが印加された場合、電界効果トランジスタ１０１はオフ状態にあり、アクティブロードとしての電界効果トランジスタ１０４はオン状態にあるので、内部制御電圧出力端子１１２からは電源１２２と同電位の３Ｖが出力される。

外部制御信号入力端子１１１にLow電圧０Ｖが加わった場合、電界効果トランジスタ１０１と電界効果トランジスタ１０４はともにオン状態にあるが、アクティブロードとしての電界効果トランジスタ１０４はゲート幅が小さい（５μｍ）ために飽和領域での動作となり、電界効果トランジスタ１０４のソース端子に流れる電流は約２ｍＡとなる。

一方、電界効果トランジスタ１０１のゲート幅は広い（１００μｍ）ために非飽和領域での動作となり、上記の電界効果トランジスタ１０４のソース端子に流れる電流に比較して大きなドレイン電流が流れ、この電界効果トランジスタ１０１のドレイン−ソース間で０．０５Ｖの電圧降下が生じ、その結果、内部制御電圧出力端子１１２からは０．０５Ｖが出力される。

（実施例５）

第７図は、本発明の第５の実施例の高周波スイッチ回路の回路図である。図中、２０２は高周波ポートＲＦ１（入力側）およびＲＦ２（出力側）間の高周波信号を通過・遮断を切り替えるためのスイッチ回路部を構成するディプレッション型の電界効果トランジスタである。このスイッチ回路部は、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２のソース端子とドレイン端子が高周波信号径路に接続され、ソース−ドレイン間が抵抗２１４により接続されてＤＣ電位を等しく保つようにしてある。また、電界効果トランジスタ２０２のゲート端子は、抵抗２１５を介して接地されている。

電界効果トランジスタ２０２はディプレッション型であるので、ゲート端子の電位がソース−ドレイン端子間の電位よりも閾値電圧以上高い場合には、電界効果トランジスタ２０２のソース−ドレイン端子間はオン状態となる一方、閾値電圧よりも低くなった場合にはオフ状態となる。なお、本実施例の場合の電界効果トランジスタ２０２の閾値電圧は−１．１Ｖである。

第７図において、符号２００は制御電圧発生回路であり、Ｌ１が外部制御信号入力端子、Ｔ２が内部制御電圧出力端子、Ｔ１が高周波回路接続端子、２２１は容量、２３１はショットキーダイオード、２１１及び２１２は抵抗で何れも１０ｋΩの抵抗値を有する。また、２０１はディプレッション型の電界効果トランジスタで、同じくディプレッション型である電界効果トランジスタ２０２と同一のプロセスによって作製されたＦＥＴで、閾値電圧は−１．１Ｖである。なお、ｎ１はノード１、ｎ２はノード２の位置を示している。

この制御電圧圧制回路２００に設けられたディプレッション型の電界効果トランジスタ２０１は、そのゲートが接地されており、そのソース端子と外部制御信号入力端子Ｌ１とが接続されるとともに、ドレイン端子はノード１（ｎ１）に接続されている。

第１の抵抗２１１は、その一方の端子がノード１（ｎ１）に接続され、他方の端子はノード２（ｎ２）に接続されている。また、内部制御電圧出力端子Ｔ２はノード１（ｎ１）に接続されており、容量２２１は、その一方の端子が高周波回路接続端子Ｔ１を介して高周波信号経路に接続され、他方の端子はノード２(ｎ２)に接続されている。

ダイオード２３１のカソードはノード２（ｎ２）に接続され、アノードは外部制御信号入力端子Ｌ１に接続されている。また、第２の抵抗２１２の一方の端子はノード２（ｎ２）に接続され、他方の端子は外部制御信号入力端子Ｌ１に接続されている。そして、この制御電圧発生回路２００の内部制御電圧出力端子Ｔ２が、抵抗２１６を介して、スイッチ回路部を構成するディプレッション型電界効果トランジスタ２０２のドレイン端子に接続されている。

抵抗２１６は、制御電圧圧制回路２００が高周波信号に与える影響を抑制するために設けられた負荷であり、高周波信号経路の特性インピーダンスよりも十分に大きな抵抗値を有している。実用上、高周波信号経路の特性インピーダンスは５０Ω若しくは７５Ωであるため、本実施例では抵抗２１６の抵抗値を１０ｋΩとした。

なお、内部制御電圧出力端子Ｔ２とスイッチ回路部との接続は、抵抗２１６をディプレッション型電界効果トランジスタ２０２のドレイン端子に接続する態様のほか、ソース端子若しくはゲート端子に接続するようにしてもよい。また、スイッチ回路部は、ディプレッション型電界効果トランジスタ２０２で構成する第７図に図示した構成に限定されるものではない。

なお、制御電圧圧制回路２００が高周波信号に与える影響を無視できる程度に抑制するためには、容量２２１のキャパシタンスも十分に小さくする必要がある。しかし、容量が小さすぎた場合、整流作用が起こらずに十分な電圧が発生しなくなる。したがって、容量２２１のキャパシタンスは、ショットキーダイオード２３１のもつ容量値よりも大きくすることが望ましい。なお、本実施例においては、容量２２１のキャパシタンスを０．１ｐＦとしている。

次に、本実施例の高周波スイッチ回路の動作について説明する。

先ず、ロジック回路におけるHigh電圧１．６Ｖが外部制御信号入力端子Ｌ１に印加され、且つ、高周波ポートＲＦ１に入力される高周波信号が小電力の場合には、高周波信号が小電力であるためにノード２(ｎ２)の電圧振幅も十分小さく、ショットキーダイオード２３１による整流作用も発生しない。このため、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０１のゲート−ソース端子間の電位差は−１．６Ｖとなってオフ状態となる。

一方、ノード１（ｎ１）の電位は１．６Ｖとなり、これが内部制御電圧出力端子Ｔ２から抵抗２１６を介してディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２のドレイン端子へと出力される。電界効果トランジスタ２０２のドレインとソースとは抵抗２１４を介して接続されているため、その電位は等しく保たれているから、電界効果トランジスタ２０２のソースの電位も１．６Ｖとなる。したがって、電界効果トランジスタ２０２のゲート−ソース端子間の電位差は−１．６Ｖとなり、電界効果トランジスタ２０２はオフ状態となる。この結果、高周波ポートＲＦ１とＲＦ２は遮断された状態となる。

次に、ロジック回路におけるHigh電圧１．６Ｖが外部制御信号入力端子Ｌ１に印加され、且つ、高周波ポートＲＦ１に入力される高周波信号が大電力の場合考える。この場合には、高周波信号が大電力であるため、容量２２１を通してノード２（ｎ２）の電圧振幅も十分大きくなり、ショットキーダイオード２３１による整流作用が発生する。このため、ノード２（ｎ２）の直流電位も高周波信号の電力に応じて上昇する。

このとき、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０１は、ゲート−ソース端子間の電位差が−１．６Ｖとなってオフ状態となっている。したがって、内部制御電圧出力端子Ｔ２からは、整流作用によって１．６Ｖより高い電位が出力され、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２のゲート−ソース端子間電位差も外部制御信号電位１．６Ｖより高くなる。

なお、一般に、ＨＥＭＴトランジスタが遮断できる電力はゲート電位とドレイン／ソース電位の差の２乗に比例するため、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２の遮断可能な電力も大きくなる。

ロジック回路におけるLow電圧０Ｖが外部制御信号入力端子Ｌ１に印加され、且つ、高周波ポートＲＦ１に入力される高周波信号が小電力の場合には、高周波信号が小電力であることにより、ノード２（ｎ２）の電圧振幅も十分小さく、したがってショットキーダイオード２３１による整流作用も発生しない。その結果、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０１はゲート−ソース端子間電位差が０Ｖとなり、オン状態となる。

そして、ノード１（ｎ１）の電位は０Ｖとなり、この電位が内部制御電圧出力端子Ｔ２からディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２のドレイン端子へと抵抗２１６を介して出力され、電界効果トランジスタ２０２のゲート−ソース端子間電位差は０Ｖとなる。その結果、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２はオン状態となり、高周波ポートＲＦ１とＲＦ２は、高周波的に接続された状態となる。

ロジック回路におけるLow電圧０Ｖが外部制御信号入力端子Ｌ１に印加され、且つ、高周波ポートＲＦ１に入力される高周波信号が大電力の場合には、高周波信号が大電力であることにより、容量２２１を通してノード２（ｎ２）の電圧振幅が十分大きくなるとショットキーダイオード２３１による整流作用が発生する。したがって、ノード２（ｎ２）の直流電位も高周波信号の電力に応じて上昇する。

しかし、このときディプレッション型の電界効果トランジスタ２０１はゲート−ソース端子間電位差が０Ｖでオン状態となっているため、ソース−ドレイン間の抵抗（オン抵抗）は十分小さい。したがって、ノード１（ｎ１）の電位は、外部制御信号端子Ｌ１の電位０Ｖにほぼ等しくなる。

この電位が内部制御電圧出力端子Ｔ２からディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２のドレイン端子へと抵抗２１６を介して出力され、その結果、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２のゲート−ソース端子間電位差も０Ｖとなる。そして、この電界効果トランジスタ２０２はオン状態となり、高周波ポートＲＦ１とＲＦ２は、高周波的に接続された状態となる。

このように、本実施例の高周波スイッチ回路は、低電圧外部制御信号によっても、大電力高周波信号の遮断・通過を制御可能な高周波スイッチ回路として動作する。

（実施例６）

第８図は、本発明の第６の実施例である高周波スイッチ回路の回路図で、この回路においては、第７図で図示した第５の実施例のディプレッション型の電界効果トランジスタ２０１のゲートを抵抗２１３を介して接地させている。このように、電界効果トランジスタ２０１のゲートを抵抗２１３を介して接地することで、過剰な電圧が外部制御信号入力端子Ｌ１に入力された場合でも、電界効果トランジスタ２０１のゲートに大電流が流れることが回避され、電界効果トランジスタ２０１の破壊を防止できる。

（実施例７）

第９図は、本発明の第７の実施例である単極双投(SPDT)型高周波スイッチ回路の回路図である。図中の符号２０２ａおよび２０２ｂは高周波信号経路をオン・オフするためのスイッチ回路部を構成するショットキー接合ディプレッション型電界効果トランジスタであり、そのソースとドレインはそれぞれ、抵抗２１４ａおよび２１４ｂを介して接続されている。

これらの電界効果トランジスタ２０２ａおよび２０２ｂのドレイン端子のそれぞれは、高周波帯において十分小さなインピーダンスとなる容量２２４ａおよび２２４ｂを介して、高周波ポートＲＦ１およびＲＦ２に接続されている。

なお、制御電圧発生回路部２００ａおよび２００ｂは、第６の実施例の制御電圧発生回路（第８図の２００）と同じ構成の制御電圧発生回路であるので、回路構成の詳細は不図示とした。

Ｌ１ａおよびＬ１ｂは制御電圧発生回路部２００ａおよび２００ｂの外部制御信号入力端子であり、外部回路（不図示）からの相補的な制御信号電圧が印加される。また、制御電圧発生回路部２００ａおよび２００ｂの内部制御電圧出力端子Ｔ２ａおよびＴ２ｂは、抵抗２１７ａおよび２１７ｂと容量２３２ａおよび２３２ｂで構成されたローパスフィルタ並びに抵抗２１５ａおよび２１５ｂを介して、スイッチ回路部のショットキー接合ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２ａおよび２０２ｂのそれぞれのゲート端子に接続されている。

制御電圧発生回路部２００ａおよび２００ｂの高周波回路接続端子Ｔ１ａおよびＴ１ｂは、高周波ポートＲＦ３に接続されている。本実施例の高周波スイッチ回路は、高周波ポートＲＦ３を共通端子とするSPDT型高周波スイッチ回路であるので、ＲＦ１とＲＦ３が接続されている場合も、ＲＦ２とＲＦ３が接続されている場合も、何れの場合においても、高周波回路接続端子Ｔ１ａとＴ１ｂは高周波信号経路に接続していることになる。

この高周波スイッチ回路においては、相補的な制御信号が外部制御信号入力端子Ｌ１ａとＬ１ｂに入力されるため、制御電圧発生回路部２００ａと２００ｂの何れかの内部制御電圧出力端子（Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ）からHigh電位が出力されることになる。

ここで、外部制御信号入力端子Ｌ１ｂがHigh電位となったとすると、上述の実施例５の場合と同様の理由により、内部制御電圧出力端子Ｔ２ｂがHigh電位となり、ショットキー接合ディプレッション型電界効果トランジスタ２０２ｂのゲート端子もHigh電位となり、ショットキー接合を介してソース・ドレイン端子もHigh電位となる。

このとき、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２ｂのゲート−ソース端子間電圧は閾値電圧よりも高くなるので、電界効果トランジスタ２０２ｂはオン状態となり、ドレイン−ソース端子間が接続される。一方、内部制御電圧出力端子Ｔ２ａはLow電位となり、このLow電圧の出力により、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２ａのゲート端子はLow電位となる。また、この電界効果トランジスタ２０２ａのドレイン端子及びソース端子はディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２ｂのソース端子と直流的に接続されているので、同電位（High電位）となる。その結果、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２ａのゲート端子のショットキー接合は逆電圧となり、電流は流れない。

このとき、ディプレッション型の電界効果トランジスタ２０２ａのゲート−ソース端子間電圧は閾値より低くなるためにオフ状態となり、この電界効果トランジスタ２０２ａのソース端子とドレイン端子は非接続状態となる。その結果、高周波ポートＲＦ２とＲＦ３が接続される一方、ＲＦ１は非接続状態となる。

電界効果トランジスタ２０２ｂのソース−ドレイン端子間を通過する高周波信号電力が増大すると、制御電圧発生回路部２００ｂから出力されるHigh電位も高まるため、ディプレッション型電界効果トランジスタ（２０２ａ、２０２ｂ）のソース端子およびドレイン端子の電位も上昇する。

一方、制御電圧発生回路部２００ａの出力電位は、高周波電力に依存せず、０Ｖを保持するため、電界効果トランジスタ２０２ａのゲート端子の電位には変動がない。したがって、この電界効果トランジスタ２０２ａのゲート−ソース間電位差が大きくなり、大電力の高周波信号であっても高周波ポートＲＦ１−ＲＦ３間のアイソレーションを悪化させることなく遮断状態を保持可能となる。

また、外部制御信号入力端子Ｌ１ａがHigh電位になった場合には、上述とは対称的に、高周波ポートＲＦ１とＲＦ３が接続される。この場合でも、共通高周波ポートＲＦ３を高周波信号が通過するので、高周波回路接続端子Ｔ１ａおよびＴ１ｂは何れも高周波信号経路に接続され、制御電圧発生回路部（２００ａ、２００ｂ）が有効に動作可能である。その結果、ディプレッション型電界効果トランジスタ２０２ｂのゲート−ソース間電位差が大きくなり、大電力の高周波信号であっても高周波ポートＲＦ２−ＲＦ３間のアイソレーションを悪化させることなく遮断状態を保持可能となる。

（実施例８）

第１０図は、本発明の第８の実施例の高周波スイッチ回路の回路図である。図中、符号３０２は高周波ポートＲＦ１およびＲＦ２間の高周波信号の通過・遮断を切り替えるためのスイッチ回路部を構成するディプレッション型の電界効果トランジスタである。このディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２は、ソース端子とドレイン端子が高周波信号径路に接続され、ソース−ドレイン間は抵抗３１４により接続されてＤＣ電位を等しく保つようにしてある。また、この電界効果トランジスタ３０２のドレイン端子は、抵抗３１８を介して２．０Ｖの電位にプルアップされている。

この電界効果トランジスタ３０２はディプレッション型であるので、ゲート端子電位がソース・ドレイン端子電位より閾値電圧以上高い場合には、電界効果トランジスタ３０２のソース−ドレイン端子間はオン状態となり、低くなった場合にはオフ状態となる。なお、本実施例の場合、電界効果トランジスタ３０２の閾値電圧は−１．１Ｖである。

符号３００は本実施例の高周波スイッチ回路が備える制御電圧発生回路部であり、Ｌ１が外部制御信号入力端子、Ｔ２が内部制御電圧出力端子、Ｔ１が高周波回路接続端子であり、３２１は容量、３３１はショットキーダイオード、３１１は１０ｋΩの抵抗値を有する抵抗、３０１はディプレッション型の電界効果トランジスタである。なお、ｎ１はノード１、ｎ２はノード２の位置を示している。

この制御電圧発生回路部３００は、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０１のゲート端子が接地されており、この電界効果トランジスタ３０１のソース端子と外部制御信号入力端子Ｌ１が接続されており、ドレイン端子はノード２（ｎ２）に接続されている。

抵抗３１１は、その一方の端子がノード１（ｎ１）に接続され、他方の端子が外部制御信号入力端子Ｌ１に接続されている。ノード１（ｎ１）は、内部制御電圧出力端子Ｔ２に接続され、この内部制御電圧出力端子Ｔ２がディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２のゲート端子に抵抗３１５を介して接続されている。

容量３２１は、その一方の端子が高周波回路接続端子Ｔ１に接続されて高周波信号経路に接続されるとともに、他方の端子はノード１（ｎ１）に接続されており、ダイオード３３１は、そのカソードがノード２(ｎ２)に接続され、アノードはノード１（ｎ１）に接続されている。

この抵抗３１５は、制御電圧発生回路３００が高周波信号に影響を与えないために設けられたものであり、その抵抗値は高周波信号経路の特性インピーダンスより十分大きくする必要がある。実用上、特性インピーダンスは５０Ω若しくは７５Ωであるので、本実施例では抵抗３１５の抵抗値を１０ｋΩとしている。

なお、制御電圧圧制回路３００が高周波信号に与える影響を無視できる程度に抑制するためには、容量３２１のキャパシタンスも十分に小さくする必要がある。しかし、容量が小さすぎた場合、整流作用が起こらずに十分な電圧が発生しなくなる。したがって、容量３２１のキャパシタンスは、ショットキーダイオード３３１のもつ容量値よりも大きくすることが望ましい。なお、本実施例においては、容量３２１のキャパシタンスを０．１ｐＦとしている。

ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０１は、同じくディプレッション型である電界効果トランジスタ３０２と同一のプロセスによって作製されるものであり、その閾値電圧は−１．１Ｖである。

符号３２４ａおよび３２４ｂは、直流成分をカットしてディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２のソース端子及びドレイン端子に２．０Ｖのバイアス電圧が印加されるようにするために設けられるものであるが、高周波信号を通過させ得るものであることが前提であることから、十分に大きい容量値が必要である。本実施例では、要領３２４ａおよび３２４ｂのキャパシタンスは何れも１０ｐＦとしている。

次に、本実施例の高周波スイッチ回路の動作について説明する。

先ず、ロジック回路におけるHigh電圧２．０Ｖが外部制御信号入力端子Ｌ１に印加され、且つ、高周波ポートＲＦ１に入力される高周波信号が小電力の場合には、高周波信号が小電力であるためにノード１(ｎ１)の電圧振幅も十分小さく、ショットキーダイオード３３１による整流作用も発生しない。

このため、外部制御信号入力端子Ｌ１の電位が抵抗３１１を介して内部制御電圧出力端子Ｔ２からディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２のゲート端子に抵抗３１５を介して出力され、電界効果トランジスタ３０２のゲート−ソース端子間の電位差は０Ｖとなる。

その結果、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２はオン状態となり、高周波ポートＲＦ１とＲＦ２は、接続された状態となる。

次に、ロジック回路におけるHigh電圧２．０Ｖが外部制御信号入力端子Ｌ１に印加され、且つ、高周波ポートＲＦ１に入力される高周波信号が大電力の場合考える。この場合には、高周波信号が大電力であるため、容量３２１を通してノード１（ｎ１）の電圧振幅も十分大きくなり、ショットキーダイオード３３１による整流作用が発生しようとする。ここで、ショットキーダイオード３３１に順方向電流が流れようとした場合には、ノード２（ｎ２）の電位はディプレッション型の電界効果トランジスタ３０１のソース端子の電位より高くなる必要がある。

しかし、この場合は、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０１のソース端子には２．０Ｖが印加されているので、ドレイン端子も２．０Ｖ以上の電位となり、結局ゲート端子との電位差が−２．０Ｖとなり、この電界効果トランジスタ３０１はオフ状態となっている。このため、順方向電流は流れない。また、ショットキーダイオード３３１中の逆方向電流はそのダイオード特性から耐圧以下の電圧であれば流れない。このように、ショットキーダイオード３３１には、順方向電流も逆方向電流も流れず、実際には整流作用は生じないことがわかる。

そして、内部制御電圧出力端子Ｔ２からは、外部制御信号入力端子Ｌ１に印加された電位が抵抗３１１を介して出力されるため、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２のゲート−ソース端子間電位差は０Ｖとなり、この電界効果トランジスタ３０２はオン状態となって、高周波ポートＲＦ１とＲＦ２が接続された状態となる。

ロジック回路におけるLow電圧０Ｖが外部制御信号入力端子Ｌ１に印加され、且つ、高周波ポートＲＦ１に入力される高周波信号が小電力の場合には、高周波信号が小電力であるため、ノード１（ｎ１）の電圧振幅も十分小さく、したがってショットキーダイオード３３１による整流作用も発生しない。ノード１（ｎ１）は抵抗３１１を介して外部制御信号入力端子Ｌ１の０Ｖに接続された状態であり、これが内部制御電圧出力端子Ｔ２からディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２のゲート端子へと抵抗３１５を介して出力される。

したがって、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２のゲートの電位も０Ｖとなり、ゲート−ソース端子間の電位差は−２．０Ｖとなる。その結果、電界効果トランジスタ３０２はオフ状態となり、高周波ポートＲＦ１とＲＦ２は高周波的に切断された状態となる。

ロジック回路におけるLow電圧０Ｖが外部制御信号入力端子Ｌ１に印加され、且つ、高周波ポートＲＦ１に入力される高周波信号が大電力の場合には、高周波信号が大電力であることにより、容量３２１を通してノード１（ｎ１）の電圧振幅も十分大きくなると、ショットキーダイオード３３１による整流作用が発生する。

ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０１は、そのゲート−ソース端子間の電位差が０Ｖとなるためにオン状態となっている。このため、ショットキーダイオード３３１の電流を防ぐことはできず、ショットキーダイオード３３１の整流作用によってノード１（ｎ１）の直流電位は０Ｖよりも低くなり、これが内部制御電圧出力端子Ｔ２からディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２のゲート端子へと抵抗３１５を介して出力される。このため、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２のゲート−ソース端子間の電位差は−２．０Ｖよりも低くなり、この電界効果トランジスタ３０２はオフ状態となり、高周波ポートＲＦ１とＲＦ２は高周波的に遮断された状態となる。

また、ディプレッション型電界効果トランジスタ３０２のゲート−ソース端子間の電位差が−２．０Ｖよりも低くなったことにより、より大きな電力を遮断可能となる。

このように、本実施例の高周波スイッチ回路は、低電圧外部制御信号によっても、大電力高周波信号の遮断・通過を制御可能な高周波スイッチ回路として動作する。

（実施例９）

第１１図は、本発明の第９の実施例の高周波スイッチ回路の回路図で、この回路においては、第１０図で図示した第８の実施例のディプレッション型の電界効果トランジスタ３０１のゲートを抵抗３１３を介して接地させている。このように、電界効果トランジスタ３０１のゲートを抵抗３１３を介して接地することで、過剰な電圧が外部制御信号入力端子Ｌ１に入力された場合でも、電界効果トランジスタ３０１のゲートに大電流が流れることが回避され、電界効果トランジスタ３０１の破壊を防止できる。

（実施例１０）

第１２図は、本発明の第１０の実施例である単極双投(SPDT)型高周波スイッチ回路の回路図である。図中の符号３０２ａおよび３０２ｂは高周波信号経路をオン・オフするためのスイッチ回路部を構成するショットキー接合ディプレッション型電界効果トランジスタであり、そのソースとドレインはそれぞれ、抵抗３１４ａおよび３１４ｂを介して接続されている。

これらの電界効果トランジスタ３０２ａおよび３０２ｂのドレイン端子のそれぞれは、高周波帯において十分小さなインピーダンスとなる容量３２４ａおよび３２４ｂを介して、高周波ポートＲＦ１およびＲＦ２に接続されている。

なお、制御電圧発生回路部３００ａおよび３００ｂは、第９の実施例の制御電圧発生回路（第１１図の３００）と同じ構成の制御電圧発生回路であるので、回路構成の詳細は不図示とした。

Ｌ１ａおよびＬ１ｂは制御電圧発生回路部３００ａおよび３００ｂの外部制御信号入力端子であり、外部回路（不図示）からの相補的な制御信号電圧が印加される。また、制御電圧発生回路部３００ａおよび３００ｂの内部制御電圧出力端子Ｔ２ａおよびＴ２ｂは、抵抗３１７ａおよび３１７ｂと容量３３２ａおよび３３２ｂで構成されたローパスフィルタ並びに抵抗３１５ａおよび３１５ｂを介して、スイッチ回路部のショットキー接合ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２ａおよび３０２ｂのそれぞれのゲート端子に接続されている。

制御電圧発生回路部３００ａおよび３００ｂの高周波回路接続端子Ｔ１ａおよびＴ１ｂは、高周波ポートＲＦ３に接続されている。本実施例の高周波スイッチ回路は、高周波ポートＲＦ３を共通端子とするSPDT型高周波スイッチ回路であるので、ＲＦ１とＲＦ３が接続されている場合も、ＲＦ２とＲＦ３が接続されている場合も、何れの場合においても、高周波回路接続端子Ｔ１ａとＴ１ｂは高周波信号経路に接続していることになる。

この高周波スイッチ回路においては、相補的な制御信号が外部制御信号入力端子Ｌ１ａとＬ１ｂに入力されるため、制御電圧発生回路部３００ａと３００ｂの何れかの内部制御電圧出力端子（Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ）からHigh電位が出力されることになる。

ここで、外部制御信号入力端子Ｌ１ｂがHigh電位となったとすると、上述の実施例８の場合と同様の理由により、内部制御電圧出力端子Ｔ２ｂがHigh電位となり、ショットキー接合ディプレッション型電界効果トランジスタ３０２ｂのゲート端子もHigh電位となり、ショットキー接合を介してソース・ドレイン端子もHigh電位となる。

このとき、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２ｂのゲート−ソース端子間電圧は閾値電圧よりも高くなるので、電界効果トランジスタ３０２ｂはオン状態となり、ドレイン−ソース端子間が接続される。一方、内部制御電圧出力端子Ｔ２ａはLow電位となり、このLow電圧の出力により、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２ａのゲート端子はLow電位となる。また、この電界効果トランジスタ３０２ａのドレイン端子及びソース端子はディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２ｂのソース端子と直流的に接続されているので、同電位（High電位）となる。その結果、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２ａのゲート端子のショットキー接合は逆電圧となり、電流は流れない。

このとき、ディプレッション型の電界効果トランジスタ３０２ａのゲート−ソース端子間電圧は閾値より低くなるためにオフ状態となり、この電界効果トランジスタ３０２ａのソース端子とドレイン端子は非接続状態となる。その結果、高周波ポートＲＦ２とＲＦ３が接続される一方、ＲＦ１は非接続状態となる。

電界効果トランジスタ３０２ｂのソース−ドレイン端子間を通過する高周波信号電力が増大すると、制御電圧発生回路部３００ａから出力されるLow電位は低下するため、ディプレッション型電界効果トランジスタ３０２ａのゲートの電位も低下する。

一方、制御電圧発生回路部３００ｂの出力電位は、高周波電力に依存せず、２．０Ｖを保持するため、電界効果トランジスタ３０２ｂのゲート端子の電位には変動がない。したがって、この電界効果トランジスタ３０２ｂのゲート−ソース間電位差が大きくなり、大電力の高周波信号であっても高周波ポートＲＦ１−ＲＦ３間のアイソレーションを悪化させることなく遮断状態を保持可能となる。

また、外部制御信号入力端子Ｌ１ａがHigh電位になった場合には、上述とは対称的に、高周波ポートＲＦ１とＲＦ３が接続される。この場合でも、共通高周波ポートＲＦ３を高周波信号が通過するので、高周波回路接続端子Ｔ１ａおよびＴ１ｂは何れも高周波信号経路に接続され、制御電圧発生回路部（３００ａ、３００ｂ）が有効に動作可能である。その結果、ディプレッション型電界効果トランジスタ３０２ｂのゲート−ソース間電位差が大きくなり、大電力の高周波信号であっても高周波ポートＲＦ２−ＲＦ３間のアイソレーションを悪化させることなく遮断状態を保持可能となる。

本実施例においては、抵抗（３１７ａ、３１７ｂ）および容量（３３２ａ、３３２ｂ）からなるローパスフィルタをディプレッション型の電界効果トランジスタ（３０２ａ、３０２ｂ)のゲート端子に接続したことにより、制御電圧発生回路部（３００ａ、３００ｂ）から発生する高調波を減衰させ、高周波信号への高調波混入を防いだり、正帰還による発振を防止したりといった効果を得ることができる。

以上、実施例により本発明の高周波スイッチ回路について説明したが、上記実施例は本発明を実施するための例にすぎず、本発明はこれらに限定されるものではない。

例えば、制御電圧発生回路に設けられる電界効果トランジスタのゲートを抵抗を介して接地することや、電界効果トランジスタのドレインを抵抗を介して電力取込端子（あるいは電源端子）に接続することは、本発明の全ての高周波スイッチ回路の態様において可能である。

また、本発明の高周波スイッチ回路に設けられる抵抗を能動負荷で代用したり、高周波スイッチ回路内で用いられる全ての能動素子を略等しいピンチオフ電圧のディプレッション型電界効果トランジスタとしたり、あるいは、内部制御電圧出力端子をローパスフィルタを介してスイッチ回路部に接続するように構成することも、本発明の全ての高周波スイッチ回路の態様において可能である。

さらに、本発明の高周波スイッチ回路を２つ以上用いて単極多投型の高周波スイッチ回路とすること、具体的には、夫々の高周波スイッチ回路の高周波信号径路の一端を共通高周波ポートに接続して単極多投型の高周波スイッチ回路とすることも、本発明の全ての高周波スイッチ回路の態様において可能である。

なお、本発明の高周波スイッチ回路を単極多投型のものとする場合には、組み合わされる高周波スイッチ回路の何れもが単独の「高周波スイッチ回路」として機能し得るものであることは必ずしも必要ではない。上述した構成の制御電圧発生回路を複数用い、これらの制御電圧発生回路を共通高周波ポートに接続することで単極多投型の高周波スイッチ回路とした態様も可能である。

このように、上述の実施例を種々変形することは本発明の範囲内にあり、更に本発明の範囲内において他の様々な実施例が可能である。

本発明の高周波スイッチ回路は、送受信時分割方式やマルチバンドに対応した携帯電話、無線LAN端末など高周波信号経路の切り換えが必要な高周波無線通信機器に用いることができる。

Claims (15)

1. 高周波信号経路の接続状態と非接続状態の切替を行うスイッチ回路部と、外部制御信号に基づいて前記スイッチ回路部制御用の内部制御電圧を発生する制御電圧発生回路部とを有する高周波スイッチ回路であって、
   前記制御電圧発生回路は、該制御電圧発生回路の電力取込端子と、ディプレッション型の電界効果トランジスタと、外部制御信号入力端子と、内部制御電圧出力端子とを備え、
   前記電界効果トランジスタは、ゲートが接地され、ソースが前記外部制御信号入力端子に接続され、ドレインが前記電力取込端子に接続されており、
   前記内部制御電圧出力端子は、前記電界効果トランジスタのドレインと前記電力取込端子との電気的接続経路に接続されていることを特徴とする高周波スイッチ回路。
2. 前記電界効果トランジスタのゲートは、抵抗を介して接地されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波スイッチ回路。
3. 前記電界効果トランジスタのドレインは、第１の抵抗を介して前記電力取込端子に接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の高周波スイッチ回路。
4. 高周波信号経路の接続状態と非接続状態の切替を行うスイッチ回路部と、外部制御信号に基づいて前記スイッチ回路部制御用の内部制御電圧を発生する制御電圧発生回路部とを有する高周波スイッチ回路であって、
   前記制御電圧発生回路は、該制御電圧発生回路の電源端子と、ディプレッション型の電界効果トランジスタと、第１の抵抗と、外部制御信号入力端子と、内部制御電圧出力端子とを備え、
   前記電界効果トランジスタは、ゲートが接地され、ソースが前記外部信号入力端子に接続され、ドレインは前記第１の抵抗の一方端子に接続されており、
   前記第１の抵抗の他方端子は前記電源端子に接続されており、
   前記内部制御電圧出力端子は、前記電界効果トランジスタのドレインと前記第１の抵抗の一方端子との電気的接続経路に接続されていることを特徴とする高周波スイッチ回路。
5. 前記電界効果トランジスタのゲートは、第２の抵抗を介して接地されていることを特徴とする請求項４に記載の高周波スイッチ回路。
6. 少なくとも第１の高周波スイッチ回路部と第２の高周波スイッチ回路部とを備えた単極多投型の高周波スイッチ回路であって、
   前記第１および第２の高周波スイッチ回路部は請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の高周波スイッチ回路であり、
   前記第１および第２の高周波スイッチ回路部は何れも、前記高周波信号径路の一端が共通高周波ポートに接続されていることを特徴とする単極多投型の高周波スイッチ回路。
7. 高周波信号経路の接続状態と非接続状態の切替を行うスイッチ回路部と、外部制御信号に基づいて前記スイッチ回路部制御用の内部制御電圧を発生する制御電圧発生回路部とを有する高周波スイッチ回路であって、
   前記制御電圧発生回路部は、高周波回路接続端子と、外部制御信号入力端子と、ディプレッション型の電界効果トランジスタと、第１及び第２の抵抗と、内部制御電圧出力端子と、容量と、ダイオードとを備え、
   前記電界効果トランジスタは、ゲートが接地され、ソースが前記外部制御信号入力端子に接続され、ドレインがノード１を介して前記内部制御電圧出力端子に接続されており、
   前記第１の抵抗は、一方端子が前記ノード１に接続されるとともに他方端子がノード２に接続されており、
   前記第２の抵抗は、一方端子が前記ノード２に接続されるとともに他方端子が前記外部制御信号入力端子に接続されており、
   前記容量は、一方端子が前記高周波回路接続端子を介して前記高周波信号経路に接続されるとともに他方端子が前記ノード２に接続され、
   前記ダイオードは、カソードが前記ノード２に接続されるとともにアノードが前記外部制御信号入力端子に接続されており、
   前記内部制御電圧出力端子は、前記スイッチ回路部に接続されていることを特徴とする高周波スイッチ回路。
8. 前記電界効果トランジスタのゲートは、第３の抵抗を介して接地されていることを特徴とする請求項７に記載の高周波スイッチ回路。
9. 高周波信号経路の接続状態と非接続状態の切替を行うスイッチ回路部と、外部制御信号に基づいて前記スイッチ回路部制御用の内部制御電圧を発生する制御電圧発生回路部とを有する高周波スイッチ回路であって、
   前記制御電圧発生回路部は、高周波回路接続端子と、外部制御信号入力端子と、ディプレッション型の電界効果トランジスタと、第１の抵抗と、内部制御電圧出力端子と、容量と、ダイオードとを備え、
   前記電界効果トランジスタは、ゲートが接地され、ソースが前記外部制御信号入力端子に接続され、ドレインがノード２に接続されており、
   前記ダイオードは、カソードが前記ノード２に接続されるとともにアノードがノード１に接続されており、
   前記第１の抵抗は、一方端子が前記ノード１と前記内部制御電圧出力端子との電気的接続経路に接続されるとともに他方端子が前記外部制御信号入力端子に接続されており、
   前記容量は、一方端子が前記高周波回路接続端子を介して前記高周波信号経路に接続されるとともに他方端子が前記ノード１に接続され、
   前記内部制御電圧出力端子は、前記スイッチ回路部に接続されていることを特徴とする高周波スイッチ回路。
10. 前記電界効果トランジスタのゲートは、第２の抵抗を介して接地されていることを特徴とする請求項９に記載の高周波スイッチ回路。
11. 少なくとも第１の高周波スイッチ回路部と第２の高周波スイッチ回路部とを備えた単極多投型の高周波スイッチ回路であって、
    前記第１および第２の高周波スイッチ回路部は請求項７乃至１０の何れか１項に記載の高周波スイッチ回路であり、
    前記第１および第２の高周波スイッチ回路部は何れも、前記高周波信号径路の一端が共通高周波ポートに接続されるとともに、前記制御電圧発生回路に設けられた前記容量の一方端子が前記高周波回路接続端子を介して前記共通高周波ポートに接続されていることを特徴とする単極多投型の高周波スイッチ回路。
12. 前記高周波スイッチ回路内で用いられる能動素子は何れも、前記電界効果トランジスタと略等しいピンチオフ電圧のディプレッション型電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１乃至請求項１１の何れか１項に記載の高周波スイッチ回路。
13. 前記第１の抵抗は、能動負荷であることを特徴とする請求項３乃至請求項１２の何れか１項に記載の高周波スイッチ回路。
14. 前記内部制御電圧出力端子は、ローパスフィルタを介して前記スイッチ回路部に接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１３の何れか１項に記載の高周波スイッチ回路。
15. 前記ローパスフィルタは、抵抗と容量により構成されていることを特徴とする請求項１４に記載の高周波スイッチ回路。