JPH1174762A - 半導体集積回路装置 - Google Patents
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Abstract
路に、低スキュー・低ジッタのクロックを供給する発振
回路を提供し、さらにそれによって高速な半導体集積回
路装置を提供することにある。 【解決手段】 本発明の主な手段、複数のインバータが
多段にリング状に接続された少なくとも二つのリング発
振回路と、導電性配線からなる発振回路において、リン
グ発振回路中の一つの少なくとも一つのインバータの出
力を導電性配線に接続し、複数のリング発振器を同一の
周波数で発振させる。上記手段によって得られた発振回
路を電圧制御発振回路構成にし、位相周波数比較器とチ
ャージポンプ回路とローパスフィルタを用いてPLLを構
成する。また、このPLLの発振回路の導電性配線をグロ
ーバルクロックとして使用し、クロック分配系を接続し
て半導体回路装置内のクロック分配を行う。 【効果】 マイクロプロセッサ等の論理回路やメモリ回
路に、低スキュー・低ジッタのクロックを供給すること
が可能となり、さらにそれによって高速な半導体集積回
路装置が実現できる。
Description
れを用いた低ジッタ・低スキューなクロック分配系を備
えた半導体集積回路装置に関する。
たクロック生成方法は、たとえばアイ・イー・イー・イ
ー、ジャーナル・オブ・ソリッド・ステート・サーキッ
ト、第1599頁から第1607頁、1992年11月号(IEEE JOURNA
L OF SOLID-STATE CIRCUITS、VOL 27、NO 11、 Novembe
r 1992)に記載されている(以下、従来技術Aと記す)。
の構成を示している。fextは外部から入力される基準ク
ロック信号である。PFDは位相周波数比較器で、CPはチ
ャージポンプ、LPFはローパスフィルタ、VCO0は電圧制
御発振器、DIVNは1/N分周器、DIV2は1/2分周器、
N0はクロック分配ネットワークを示している。それぞれ
の詳細回路は省略する。
の位相と周波数差が、位相周波数比較器PFDで比較され
て誤差信号UP、DNが出力される。この誤差信号がチャー
ジポンプCPによってアナログ信号に変換され、ローパス
フィルタLPFによって誤差信号の高周波成分が除去され
た後に電圧制御発振器VCO0に発振周波数制御信号VCとし
て入力される。電圧制御発振器VCO0の発振出力は、分周
器DIV2によって半分の周波数でデューティ比が50%の
発振出力fint0に分周され、クロック分配ネットワークN
0に入力される。
1/N分周器で分周された後、位相周波数比較器PFD0に
入力される。この位相同期ループPLL0によって基準クロ
ックfextと内部クロックfintの位相が同期し、fintの周
波数はfextのN倍になる。
波数は年々高くなっており、さらにチップ面積の増加に
ともなってクロック分配ネットワークN0の面積が大きく
なってきている。高速かつ広範囲にクロックを安定して
供給するためには、前記した従来技術では以下のような
問題が生じてくる。
間、すなわちfint0とfintの遅延が、1/fintと比較して
相対的に大きくなる。これによってクロック分配ネット
ワークのスキューがクロック分配ネットワークとPLL0を
合わせたクロック分配系全体の性能を律速してしまう。
また、チップ内のクロック供給範囲を多数に分割してそ
れぞれのクロック供給範囲に独立したPLLを設けるとい
う方法もあるが、この方法の場合、以下のような問題が
ある。
などのノイズに対して弱く、ノイズによってfint0の発
振周波数および位相がゆらぐ(ジッタ)が増加する。チッ
プ内に多数のPLLを設けるということはそれぞれのPLLに
ついてノイズを低減するような配慮をする必要が生じ
る。
積に影響を与える。課題(2)を配慮することで、各々のP
LLの面積はさらに増加する。
ックスキューは、それぞれのクロック供給範囲内のスキ
ューをTskewL、PLLのジッタをTjitter、各PLLまでの基
準クロックのスキューをTskewGとすると、TskewG+2*Tsk
ewL+2*Tjitterとなり、非常に大きくなる。
加する。
なくとも二つのリング発振回路と、導電性配線からなる
発振回路において、各リング発振回路中の一つの少なく
とも一つのインバータの出力を導電性配線に接続する。
少なくとも二つのディレイラインと、導電性配線からな
るデレイライン回路において、各ディレイライン中の一
つの少なくとも一つのインバータの出力を該導電性配線
に接続する。
ュ状に形成してもよい。
ンが導電性配線に等間隔に接続してもよい。
が導電性配線に接続されている間隔の少なくとも一つが
50μm以上にしてもよい。
ィレイラインを同一の周波数で発振させる。
発振回路/ディレイラインの導電性配線にクロック分配
系を接続し、電圧制御発振回路構成にする。
路と位相周波数比較器とチャージポンプ回路とローパス
フィルタを用いてPLLあるいはDLLを構成する。
を用いて半導体集積回路中の論理回路やメモリ回路にク
ロックを供給する。
的な実施例を説明する。
を示す概念図である。OSC1〜OSCnはリング発振器で、そ
れぞれのリング発振器はインバータ110〜11m、120〜12
m、1n0〜1nmによって構成されている。リング発振器の
発振ノードの一つはノード101〜10nにそれぞれ接続され
ており、ノード101〜10nの隣会うノード同士がリング状
に接続されている。ここで、隣会うノード間の距離(例
えばノード101とノード102の距離)は全て等しい距離lで
ある。インバータ110〜11m、120〜12m、1n0〜1nmは特に
限定しないが、CMOSインバータでも良い。簡単のため以
下図1の説明にはCMOSインバータを用いることとする。
ノード同士が接続されているために、リング発振器OSC1
からOSCnは同一位相/周波数で発振する。
回路シミュレーション波形を示す。横軸は時間、縦軸が
各ノードの電圧を表し、図中でV(x)はノードxの電位を
表す。シミュレーションで使用したトランジスタはゲー
ト長Lgが0。25μmのCMOSで、インバータ110〜11m、120
〜12m、1n0〜1nmは全て同一インバータ(PMOSのゲート幅
Wpが10μm、NMOSのゲート幅Wnが5μm)とした。電源電圧
は1。8V、ノード間距離lは3mm、時間0nsで各ノード101
〜104は異なる電位を初期値としてもっている状態を仮
定した。時刻0nsでは異なる位相をもっているにもかか
わらず、時刻0nsからしばらくした定常状態ではリング
発振器OSC1からOSC4が同一位相/周波数で発振している
ことが分かる。
け離れたリング発振器同士を同一の位相/周波数で発振
させることができる。距離lは1μmでもいいし、10mmで
もよい。その長さによらないという利点がある。
て等しい距離lとしたが、かならずしも等しい距離でな
くてもよい。その場合定常状態では、それぞれのリング
発振器は同一周波数にはなるが、同一位相にならない。
それぞれのリング発振器は位相δ1〜δnを保って同期し
て発振する(隣会うノード間の距離は全て等しい距離lで
あれば、δ1 = δ2 = 。。。 = δnとなる)。
いるインバータ110〜11m、120〜12m、1n0〜1nmは同じも
ので構成したが、かならずしも同じである必要はない。
同じでなければ前記と同じように定常状態では、それぞ
れのリング発振器は同一周波数にはなるが、同一位相に
ならない。それぞれのリング発振器は位相δ1〜δnを持
って同期して発振する。逆に、この位相δ1〜δnは各リ
ング発振器のインバータの種類(負荷駆動能力等)を調整
することで変化できる。この性質を利用して、隣会うノ
ード間の距離を全て等しい距離lにしなくても、各リン
グ発振器のインバータの種類を調整することで、各リン
グ発振器の位相δ1〜δnを同一位相に調整することがで
きる。
0nおよびそれらを接続している配線を駆動する必要があ
るため比較的大きな負荷駆動能力(CMOSの場合にはゲー
ト幅を大きくする)が必要である。したがって、例えば
インバータ110、 111、 。。。 11mの順で負荷駆動能力
を大きくすれば低消費電力化に効果的である。
段数は同じでなくてもよい。各リング発振器の固有発振
周波数がある程度同じであれば、本発明の構成により定
常状態でそれぞれのリング発振器を同一周波数で位相δ
1〜δnを保って同期させて発振させることが可能である 次に、本発明の発振器に電源電圧変動や基板電圧変動な
どのノイズが加わった場合の特性について記述する。
グ発振器とは異なる電源電圧を持っているときの回路シ
ミュレーション波形である。リング発振器OSC1の電源電
圧は2。0Vで、その他の条件は図3(A)のシミュレーショ
ンの時と同じである。時刻0nsからしばらくした定常状
態ではリング発振器OSC1からOSC4がほぼ同一位相/周波
数で発振していることが分かる。
明の発振器のうち、数個のリング発振器の電源電圧が変
動しても発振器全体の位相/周波数がほとんど変化しな
い(電源電圧変動や基板電圧変動がない定常状態で、各
リング発振器が位相δ1〜δnを持っている場合には電源
電圧変動や基板電圧変動に対してその位相を保つ働きを
する)という特徴をもつ。
のリング発振器の電源電圧に影響しないように構成すれ
ばこの効果はより大きくなる。一般に集積回路内で発生
する電源電圧変動はその場所が局所的であるため、複数
のリング発振器で電源を共有している場合には、距離l
が長ければ長いほどよい。さらに、それぞれのリング発
振器で電源をなるべく共有しないようにすればよい。た
とえばそれぞれのリング発振器に別々の電源電圧発生装
置あるいは電源電圧安定装置を用いてもよい。
を示したが、これは基板電圧変動についても同様のこと
がいえる。
本発明の実施例である。図1と比較すると、各リング発
振器OSC1〜OSCnを二つのリング発振器ペア{OSC1a、OSC1
b}〜{OSCna、OSCnb}で構成している点が大きな違いであ
る。さらにそのリング発振器ペアの電源は異なる電源VD
D1a〜VDDnaおよびVSS1a〜VSSnaとVDD1b〜VDDnbおよびVS
S1b〜VSSnbに接続している。
源VDD1b〜VDDnbおよびVSS1b〜VSSnbに同時に電源電圧変
動等のノイズが乗る確率はノイズの局所性により低いの
で、電源電圧変動や基板電圧変動等によって生じるノー
ド400〜40nの発振周波数および位相の変動を小さくする
ことができる。
抑えるために電源間に挿入されるいわゆるパスコン(バ
イアスコンデンサ)の効果に似ている。パスコンは、ノ
イズがない状態が一定電位(電源電圧という電位)である
信号において、ノイズがある場合にその電位を保つよう
に働く。それに対して、本発明の発振器は、ノイズがな
い定常状態が一定の発振周波数/位相である信号におい
て、ノイズがある場合にその周波数/位相を保つように
働く。
ンド入出力のインバータを用いているが、図5のように
差動入出力をもつ差動インバータOSC1d〜OSCnd(差動イ
ンバータの詳しい回路例は従来例AのFig。11に記載され
ているため省略する)を用いてもよい。この場合、差動
インバータの場合には発振出力は正論理出力と負論理出
力を持つので、図1のノード101〜10nに相当するもの
は、ノード{501a、501b}〜{50na、50nb}のようにデュア
ルレールになる。
ング発振器同士はその発振ノードのうち、ある一つのノ
ード同士で接続されているが、図6のように各リング発
振器の複数の発振ノード(違う位相のを持つ)を用いて接
続してもよい。図6では二つのノード601a〜60naと601b
〜60nbをそれぞれ接続している。図1の接続形態の場合
と比較してより各リング発振器間のカップリングが増加
するので耐ノイズ性が増加する。
接続形態の実施例である。図7は図1の実施例と比較する
と、リング発振器OSC1とリング発振器OSCn間を直接接続
している配線がないのが特徴である。この場合、ノード
101〜10nの隣会うノード間の距離が全て等しい距離l
で、各リング発振器OSC1からOSCnが全て同一の特性のも
のであっても、各リング発振器OSC1〜OSCnは同一周波数
にはなるが、同一位相にならない。それぞれのリング発
振器は位相δ1〜δnを保って同期して発振する。位相δ
1〜δnを同じにするには、隣会うノード間の距離を調整
することでも可能であるが、各リング発振器OSC1からOS
Cnの種類(負荷駆動能力等)を調整しても可能である。例
えば両端のリング発振器OSC1とOSCnの負荷駆動能力を他
のリング発振器の半分にすればよい。
接続した実施例である。その他さまざまな接続形態が考
えられるが、いかなる接続形態でも各リング発振器が同
期して発振すればよい。要は複数の固有発振周波数がほ
ぼ同じの発振器を接続し、その発振器同士が同一周波数
で発振するように各リング発振器同士のノードを接続す
ればよい。図1から図4までの実施例と同様の効果が得ら
れる。以下の実施例では簡単のため図1の実施例を使っ
て本発明の発振器を使った実施例を示す。
理回路にクロックを供給している実施例である。LOG1〜
LOGnは論理回路で、711〜71nはバッファである。図1と
比較すると図1のノード101〜10nに相当するノード701〜
70nにバッファ711〜71nが接続され、その各出力721〜72
nが各論理回路LOG1〜LOGnに供給されている。前述のよ
うにノード701〜70nまでは同一周波数、同一位相(前述
のように位相δ1〜δnを持つ場合もあるが、ここでは簡
単のため図7は同一位相を持つ条件に接続されているも
のとする)で発振する。論理回路LOG1〜LOGnにスキュー
が零のクロックを供給することができる。さらに、前述
のように耐ノイズ性があるため。ジッタの小さいクロッ
クを供給することができる。もちろん、バッファ711〜7
1nは無くてもよいことは言うまでない。バッファ711〜7
1nがあれば論理回路LOG1〜LOGnから発振器へのノイズの
伝搬を抑えることができる。
スキューは、図3(B)から分かるようにノードの電位が変
化してからある程度時間がたってからの方が小さい。し
たがって、ノード701〜70nに接続するバッファ711〜71n
をシュミット入力にした方がよい。バッファ711〜71nの
出力のスキューをより小さくできる。
ロック721〜72nを、各バッファ711〜71nの遅延時間を調
整することで、各論理回路LOG1〜LOGnに入力されるクロ
ック721〜72nの位相を個別に遅らせる方向で調整でき
る。
ク721〜72nの位相を早める方向の調整を可能にした実施
例である。各リング発振器同士を接続している発振ノー
ド801〜80nと異なる発振ノード{831a、831b、831
c、。。。}〜{81na、83nb、83nc、。。。}を選択してバ
ッファ711〜71nに接続している。例えば発振ノード831a
は発振ノード801よりもインバータ1段分早い位相(リン
グ発振器が同一インバータp段で構成されているとすれ
ば、360/p度位相が早いことになる)で発振している。し
たがって、この発振ノードからバッファ711を用いて論
理回路LOG1にクロックを供給すれば、発振ノード801か
らバッファを通してクロックを生成している論理回路よ
りも早い位相のクロックを得ることができる。
振器(VCO)に使用した実施例である。VCO1〜VCOnは電圧
制御発振器、fint1〜fintnはその出力。901〜90nはバッ
ファ、N1〜Nnはクロック分配ネットワークである。図7
の実施例と比較すると、リング発振器OSC1〜OSCnが電圧
制御発振器VCO1〜VCOnになり、その発振周波数制御信号
VCをPLL構造で制御しPLL1を構成している。また、バッ
ファ901〜90nの出力であるグローバルクロック911〜91n
はクロック分配ネットワークN1〜Nnに接続されている。
単のため図1の実施例の方法を用いたが、図4から図8ま
でで示した方法でもよい。また、図11の実施例では図2
の従来のものと比較すると1/2分周器DIV2に相当する
ものが省略されているが、必要であればバッファ901〜9
0nの前段あるいは後段に接続すればよい。
(A)はシングルエンドの入出力を持つインバータ1000〜1
00mで構成した場合の例である。それぞれのインバータ
の遅延時間が発振周波数制御信号VCの値によって変化す
ることで、発振出力fint1の発振周波数が発振周波数制
御信号VCの値によって変化する(インバータの詳しい回
路例は従来例AのFig。4に記載されているため省略す
る)。一方、図12(B)は差動入出力を持つ差動インバータ
1010〜101mで構成した場合の例である。図12(A)と同様
にそれぞれの差動インバータの遅延時間が発振周波数制
御信号VCの値によって変化することで、発振出力fint
1、/fint1の発振周波数が発振周波数制御信号VCの値に
よって変化する(差動インバータの詳しい回路例は従来
例AのFig。11に記載されているため省略する)。
の詳細図である。1100〜110kはクロック分配線で、1110
〜111kはローカルバッファである。1100〜110kのクロッ
ク分配線のそれぞれの長さは、グローバルクロック911
からローカルバッファ1110〜111kまでのそれぞれの長さ
が等しくなるようにチップレイアウト上に配線する。し
たがって、ローカルバッファ1110〜111kの特性が完全に
同一で(以下、マッチングがとれていると記す)、さらに
ノイズがない場合には、ローカルクロック出力out1〜ou
tkのスキューは零となる。
波数制御信号VCが供給されているので、前述のように、
その発振出力fint1からfintnは同一周波数/同一位相
(図8までで記述したように位相δ1〜δnを持つ場合もあ
るが、ここでは簡単のため各電圧制御発振器VCO1〜VCOn
は同一位相を持つ条件に接続されているものとする)で
発振する。したがって、ローカルクロック出力out1〜ou
tkが同一周波数、同一位相で発振する。さらに、図10ま
での実施例の効果と同様の耐ノイズ性が得られるため、
電源電圧変動や基板電圧変動によるスキュー/ジッタの
増加が小さい。
の中でもPLLへの性能要求が厳しいマイクロプロセッサ
に用いた実施例である。1200がマイクロプロセッサで、
1201〜1203が論理回路ブロック、1211〜1213が図11のク
ロック分配ネットワークに相当するものである。論理回
路ブロックの機能は特に限定しない。演算器等を内蔵し
たデータパスでもよいし、キャッシュ等のメモリ、ある
いはそのコントローラでもよい。
が出力される。そのグローバルクロック1231〜1233は、
クロック分配ネットワーク1211〜1213によって各論理回
路ブロック内でローカルクロック1241に分配される。最
後にそのローカルクロック1241がラッチ1220等の回路の
クロック入力部に供給される。
41は、電源電圧変動や基板電圧変動によるスキュー/ジ
ッタの増加が小さい。また、PLL1内の電圧制御発振器VC
O1〜VCOnをチップ内で分散させ、担当する論理回路ブロ
ックの近くに配置することで、電圧制御発振器VCO1〜VC
Onのクロック出力から、そのクロック出力を使用するラ
ッチ等の回路までの経路(図14ではグローバルクロック1
231、クロック分配ネットワーク1211、ローカルクロッ
ク1241)が短くできる。経路が短くなるとその間の遅延
時間を小さくできるため、その経路で発生したスキュー
やジッタがクロック分配系全体の性能に与える影響を小
さくできる。
し、それぞれのクロック供給範囲に独立したPLLを設け
るという方法(以下、マルチPLL方式と呼ぶ)では、独立
したクロック供給範囲間でのクロックスキューは、それ
ぞれのクロック供給範囲内のスキューをTskewL、PLLの
ジッタをTjitter、各PLLまでの基準クロックのスキュー
をTskewGとすると、TskewG+2*TskewL+2*Tjitterとな
る。本発明の方法では、PLL1が出力するグローバルクロ
ックのジッタをTjitterNとし、クロック分配ネットワー
ク1211〜1213のスキューをTskewLNとすると、クロック
スキューは2*TskewLN+TjitterNとなる。仮に TskewL =
TskewLN としても本発明の方法の方がクロックスキュー
を小さくできる。実際には前述のように本発明のPLLは
TjitterN < Tjitter なので本発明の方法はクロックス
キューを大幅に削減できる。
COをチップ内に分散させて同期させる本発明方式の方が
チップ面積を小さくできる。
ロックと内部クロックを同期させる実施例を示したが、
ディレイド・ロックド・ループ(DLL)方式を用いてもよ
い。例えば図1におけるリング発振器をディレイライン
で置換して構成することで本発明を適用することは容易
である。
図15のディレイラインを可変遅延ディレイラインにして
DLLを構成した実施例を示す。図11と比較すると、可変
遅延ディレイラインVDL1〜VDLnに基準クロックfextが入
力されている点が大きく異なる。その他、図15の実施例
を図2から図14で示した本発明の実施例に適用できるこ
とは自明である。
発明を適用したケースであるが、これを複数のチップか
らなる、半導体集積回路装置の実施例にも拡張すること
は自明である。例えば図14における各論理回路ブロック
とそれを担当する電圧制御発振器VCOをそれぞれ別のチ
ップで構成したり、図1でそれぞれのリング発振器をそ
れぞれ別のチップで構成するケースで本発明を適用する
ことは容易である。
めのいわゆるゲーティットクロック等の方法を適用した
実施例を示していないが、例えば図10のバッファ711〜7
1nをゲート回路に変更して構成するケースで本発明を適
用することは容易である。その他さまざまな方法がある
が、特にその方法は限定しない。
にリング状に接続されたリング発振回路を用いたが、そ
の構成は特に限定しない。また、リング発振回路でなく
ても発振回路であればよい。その発振回路の発振周波数
および位相がその発振回路の発振出力を入出力線として
用いて調整でき、前記のようにその発振回路を複数接続
することで複数の発振回路が同期して発振すればよい。
半導体プロセスおよびトランジスタの構造等は特に規定
しない。CMOSプロセスでもよいし、SOIウエハを用いたS
OIトランジスタを用いてもよい。電源電圧およびその種
類についても特に限定しない。
イクロプロセッサ等の論理回路やメモリ回路に、低スキ
ュー・低ジッタのクロックを供給することが可能とな
り、さらにそれによって高速な半導体集積回路装置が実
現できる。
す図である。
の図である。
接続した実施例の図である。
実施例の図である。
る。
る。
例の図である。
ロックを供給した実施例の図である。
相を早い方向に調整可能にした実施例の図である。
数発振器)として使用し、PLLを構成した実施例の図であ
る。
実施例の図である。
ある。
施例の図である。
ライン(可変遅延ディレイライン)として使用し、DLLを
構成した実施例の図である。
ンバータ、 OSC1、OSC2、OSCn、OSC1a、OSC1b、OSC2a、OSC2b、OSCn
a、OSCnb……リング発振器、 OSC1d、OSC2d、OSCnd……差動インバータを用いたリン
グ発振器、 PFD……位相周波数比較器、 CP……チャージポンプ、 LPF……ローパスフィルタ、 VCO0……電圧制御発振器、 DIVN……1/N分周器、 DIV2……1/2分周器、 N0、N1、N2、Mn、1211、1212、1213……クロック分配ネ
ットワーク、 VDD1a、VDD2a、VDDna、VDD1b、VDD2b、VDDnb……正の電
源電圧、 VDD1a、VSS2a、VSSna、VSS1b、VSS2b、VSSnb……負の電
源電圧、 LOG1、LOG2、LOGn……論理回路、 711、712、71n、901、902、90n、1110、1111、111k……
バッファ、 VCO1、VCO2、VCOn……電圧制御発振器、 1000、1001、100m……シングルエンド電圧制御インバー
タ、 1010、1011、101m……差動電圧制御インバータ、 VC……発振周波数制御信号、 911、912、91n、1231、1232、1233……グローバルクロ
ック、 1100、1101、110k……クロック分配線、 out1〜outk、1241……ローカルクロック、 1220……ラッチ、 1200……マイクロプロセッサ、 DLY1、DLY2、DLYn……ディレイライン、 VDL1、VDL2、VDLn……可変遅延ディレイライン。
Claims (17)
- 【請求項1】複数のインバータが多段にリング状に接続
された少なくとも二つのリング発振回路と、導電性配線
からなる半導体集積回路装置において、 全ての該リング発振回路中の一つの少なくとも一つのイ
ンバータの出力が、該導電性配線に接続されていること
を特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項2】複数のインバータが多段に接続された少な
くとも二つのディレイラインと、導電性配線からなる半
導体集積回路装置において、 全ての該ディレイライン中の一つの少なくとも一つのイ
ンバータの出力が、該導電性配線に接続されていること
を特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項3】請求項1あるいは請求項2に記載の半導体
集積回路装置において、該導電性配線がリング状に形成
されていることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項4】請求項1あるいは請求項2に記載の半導体
集積回路装置において、該導電性配線がメッシュ状に形
成され、少なくとも一つの該導電性配線と該インバータ
の出力との接続は、メッシュの交点で行われていること
を特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項5】請求項1から請求項4のうちいずれかに記
載の半導体集積回路装置において、該導電性配線と該イ
ンバータの出力との接続は等間隔に接続されていること
を特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項6】請求項1から請求項4のうちいずれかに記
載の半導体集積回路装置において、該導電性配線と該イ
ンバータの出力が接続されている間隔の少なくとも一つ
が50μm以上であることを特徴とする半導体集積回路
装置。 - 【請求項7】請求項1から請求項4のうちいずれかに記
載の半導体集積回路装置において、該リング発振器が同
一の周波数で発振することを特徴とする半導体集積回路
装置。 - 【請求項8】複数のインバータが多段にリング状に接続
された少なくとも二つのリング発振回路と、導電性配線
を有し、全ての該リング発振回路中の一つの少なくとも
一つのインバータの出力が、該導電性配線に接続されて
いる半導体集積回路と、 該リング発振器に接続された少なくとも二つのクロック
分配系と、 クロック分配系のクロック信号と基準クロックを入力
し、第一の誤差信号を出力する位相周波数比較器と、 該第一の誤差信号を入力し第二の誤差信号を出力するチ
ャージポンプ回路と、 該第二の誤差信号を入力するローパスフィルタからなる
半導体集積回路装置において、 該リング発振器の発振周波数が該ローパスフィルタから
出力される発振周波数制御信号により変化し、 該クロック分配系のクロック信号と基準クロックとが同
期するフェーズ・ロックド・ループを構成することを特
徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項9】複数のインバータが多段に接続された少な
くとも二つのディレイラインと、導電性配線を有し、全
ての該ディレイライン中の一つの少なくとも一つのイン
バータの出力が、該導電性配線に接続されている半導体
集積回路と、 該ディレイラインに接続された少なくとも二つのクロッ
ク分配系と、 クロック分配系のクロック信号と基準クロックを入力
し、第一の誤差信号を出力する位相周波数比較器と、 該第一の誤差信号を入力し第二の誤差信号を出力するチ
ャージポンプ回路と、 該第二の誤差信号を入力するローパスフィルタからなる
半導体集積回路装置において、 該ディレイラインには該基準クロックが入力され、該デ
ィレイラインの遅延が該ローパスフィルタから出力され
る発振周波数制御信号により変化し、 該クロック分配系のクロック信号と基準クロックとが同
期するディレイド・ロックド・ループを構成することを
特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項10】請求項8に記載の半導体集積回路装置に
おいて、該リング発振器が該導電性配線に接続されてい
る間隔の少なくとも一つが50μm以上であり、該リン
グ発振器が同一の周波数で発振することを特徴とする半
導体集積回路装置。 - 【請求項11】請求項9に記載の半導体集積回路装置に
おいて、該ディレイラインが該導電性配線に接続されて
いる間隔の少なくとも一つが50μm以上であり、該デ
ィレイラインが同一の周波数で発振することを特徴とす
る半導体集積回路装置。 - 【請求項12】請求項8から請求項11のうちいずれか
に記載の半導体集積回路装置と、論理回路あるいはメモ
リ回路からなる半導体集積回路装置において、該クロッ
ク分配系から出力されるクロックが少なくとも一つの該
論理回路あるいはメモリ回路に供給されることを特徴と
する半導体集積回路装置。 - 【請求項13】請求項12に記載の半導体集積回路装置
において、該導電性配線と該クロック分配系の間にシュ
ミット入力のバッファあるいはシュミット入力の論理回
路を挿入していることを特徴とする半導体集積回路装
置。 - 【請求項14】少なくとも二つの発振器と、 導電性配線と、 それぞれの該発振器に接続されたクロック分配系と、 クロック分配系のクロック信号と基準クロックを入力
し、第一の誤差信号を出力する位相周波数比較器と、 該第一の誤差信号を入力し第二の誤差信号を出力するチ
ャージポンプ回路と、 該第二の誤差信号を入力するローパスフィルタからなる
半導体集積回路装置において、 全ての該発振器において、それぞれの該発振器の少なく
とも一つの発振ノードが該導電性配線に接続され、 全ての該発振器の発振周波数が該ローパスフィルタから
出力される発振周波数制御信号により変化し、全ての該
クロック分配系のクロック信号と基準クロックとが同期
することを特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項15】請求項14に記載の半導体集積回路装置
において、少なくとも二つの該発振器の距離が50μm
以上であることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項16】少なくとも二つのディレイラインと、 導電性配線と、 それぞれの該ディレイラインに接続されたクロック分配
系と、 クロック分配系のクロック信号と基準クロックを入力
し、第一の誤差信号を出力する位相周波数比較器と、 該第一の誤差信号を入力し第二の誤差信号を出力するチ
ャージポンプ回路と、 該第二の誤差信号を入力するローパスフィルタからなる
半導体集積回路装置において、 全ての該ディレイラインにおいて、それぞれの該ディレ
イラインの少なくとも一つのタップが該導電性配線に接
続され、 全ての該ディレイラインには該基準クロックが入力さ
れ、該ディレイラインの遅延が該ローパスフィルタから
出力される発振周波数制御信号により変化し、 全ての該クロック分配系のクロック信号と基準クロック
とが同期することを特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項17】請求項16に記載の半導体集積回路装置
において、少なくとも二つの該ディレイラインの距離が
50μm以上であることを特徴とする半導体集積回路装
置。
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