DE69508644T2

DE69508644T2 - Halbleiter-Leistungsmodul und -Leistungswandlervorrichtung

Info

Publication number: DE69508644T2
Application number: DE69508644T
Authority: DE
Inventors: Majumdar Gourab; Takahiro Hiramoto; Takeshi Tanaka
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1994-04-28
Filing date: 1995-04-25
Publication date: 1999-12-02
Anticipated expiration: 2015-04-26
Also published as: JP3193827B2; EP0680147B1; JPH07297358A; US5608595A; DE69508644D1; EP0680147A3; EP0680147A2

Description

Hintergrund der Erfindung

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Halbleiter-Leistungsmodul mit einem Halbleiter-Schaltelement und einer Steuerschaltung zu dessen Steuerung, welche in denselben Bausteinen angeordnet sind, und auf einen Leistungswandler wie einen Inverter, welcher in dem Halbleiter-Leistungsmodul enthalten ist, und insbesondere auf eine Verbesserung zur Anhebung der Stärke gegenüber einer Überspannung.

Beschreibung der Hintergrundtechnik

Ein Halbleiter-Leistungsmodul besitzt eine Hauptschaltung, welche ein Halbleiter-Schaltelement, d. h. ein Halbleiterelement zur Leistungssteuerung, welches eine Schaltoperation durchführt, und eine Steuerschaltung, welche ein Halbleiter-Steuerungselement zur Steuerung des Betriebs der Hauptschaltung durch Austausch von Signalen mit der Hauptschaltung aufweist, die in einem einzigen Gerät enthalten sind. Das Halbleiter-Leistungsmodul wird hauptsächlich auf einen Inverter zur Steuerung des Betriebs von Motoren, usw. oder einen Leistungswandler wie eine nichtunterbrechbare Leistungs- bzw. Energieversorgung angewandt.
Bei den Halbleiter-Leistungsmodulen werden welche mit einer hohen Frequenz, die wiederholt ausgeschaltet werden und Leistung weiterleiten, zur Verringerung des Leistungsverlusts, für ein Ansprechen mit hoher Geschwindigkeit auf einen Gegenstand einer Leistungssteuerung wie bei einem Motor, für eine Verbesserung der Betriebsgenauigkeit, usw. benötigt. Des weiteren werden Halbleiter-Leistungsmodule verlangt, welche eine größere Leistung steuern können, die zur Ansteuerung von großen industriellen Motoren und dergleichen verwendet wird. Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (hiernach als IGBT bezeichnet) sind zur Verwendung als Halbleiter-Schaltelemente in den Halbleiter-Leistungsmodulen geeignet, da sie den Vorteil besitzen, dass zu einem Betrieb mit hoher Geschwindigkeit geeignet sind, relativ leicht derart hergestellt werden können, so dass sie eine hohe Durchbruchsspannung und eine große Stromkapazität besitzen und dass sie einen hohen Eingangswiderstandswert besitzen, welcher eine Spannungssteuerung erleichtert.
Fig. 14 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches die Schaltungsstruktur eines Halbleiter-Schaltelements in einem herkömmlichen Halbleiter-Leistungsmodul und die Umgebung davon darstellt. Bei diesem Halbleiter-Leistungsmodul wird ein IGBT 1 als Halbleiter-Schaltelement verwendet. Der IGBT 1 spricht auf ein Spannungssignal an, welches einer Gateelektrode 5 eingegeben wird, um eine Kollektorelektrode 3 und eine Emitterelektrode 4 zu verbinden (Zustand EIN bzw. Durchlasszustand) bzw. voneinander abzuschneiden (Zustand AUS bzw. Sperrzustand). Demzufolge fließt der Kollektorstrom (Hauptstrom) intermittierend von der Kollektorelektrode 3 zu der Emitterelektrode 4.
Eine Freilaufdiode 2 ist parallel zu dem IGBT 1 angeschlossen. Des weiteren ist eine Blockierschaltung, welche eine Zehnerdiode 6, eine Diode 7 und einen Widerstand 8 enthält, die in Reihe verbunden sind, zwischen der Kollektorelektrode 3 und der Gateelektrode 5 angeschlossen. Die Freilaufdiode 2 dient dazu zu verhindern, dass der IGBT 1 infolge eines Sperr- bzw. Umkehrflusses des Laststroms durchbricht, wenn der IGBT 1 wegen der induktiven Last, die parallel an den IGBT 1 angeschlossen ist, sich von einem eingeschalteten Zustand in einen ausgeschalteten Zustand begibt. Die Begrenzungsschaltung dient zur Verhinderung, dass eine übermäßige Spannung auf den IGBT 1 aufgebracht wird, welche sich aus einem abnormen Geschehnis in dem Halbleiter-Leistungsmodul selbst oder in dem Leistungswandler oder dergleichen ergibt, wobei das Halbleiter-Leistungsmodul enthalten ist, um zu verhindern, dass bei dem IGBT 1 ein Durchbruch erfolgt.
Beispielsweise kann bei dem Leistungswandler eine übermäßige Spannung auf den IGBT1 aufgebracht werden, falls der IGBT 1 abgeschaltet wird, wenn er eingeschaltet werden soll, da ein abnormes Signal eingegeben wird. Oder wenn sich der IGBT 1 im Zustand EIN befindet, falls ein übermäßiger Kollektorstrom zu dem IGBT 1 wegen einer Abnormalität wie einem Lastkurzschluss fließt und eine in dem Halbleiter-Leistungsmodul enthaltene Überstromschutzschaltung derart arbeitet, dass der übermäßige Kollektorstrom abgeschaltet wird, kann ein übermäßiger Spannungsstoß in den IGBT 1 erzeugt werden. Die Begrenzungsschaltung steuert eine derartige Überspannung auf einen Wert unterhalb einer bestimmten Spannung, um den IGBT 1 vor einem Durchbruch zu schützen.
Es sind herkömmliche Anordnungen bekannt, welche eine Dämpferschaltung besitzen, die einen Widerstand, eine Diode und einen Kondensator anstelle der Begrenzungsschaltung enthalten, um den IGBT 1 vor der Überspannung zu schützen.
Bei diesen herkömmlichen Anordnungen und zuerst bei dem Halbleiter-Leistungsmodul unter Verwendung der Dämpferschaltung treten derartige Schwierigkeiten wie oben beschrieben auf. Wenn die Schaltungskonstante unter der Annahme des Auftretens einer Abnormalität eingestellt ist, kann unnötigerweise eine Stoßspannung bei einer normalen Schaltoperation auftreten. Oder es kann der Leistungsverlust in der Dämpferschaltung selbst bei dem Normalbetrieb nicht vernachlässigt werden, und die Umwandlungseffizienz des Leistungswandlers oder dergleichen verringert sich.
Des weiteren treten bei dem Halbleiter-Leistungsmodul mit der in Fig. 14 dargestellten Begrenzungsschaltung die unten beschriebenen Schwierigkeiten auf.
Zuerst können die Induktivitätskomponente der Leitungsverbindung des Halbleiter-Leistungsmoduls und die Begrenzungsschaltung das Ansprechen der Begrenzungsschaltung verzögern, oder der von der Induktivitätskomponente der Leitung hervorgerufene Spannungsstoß kann einen hinreichenden Schutz des IGBT's verhindern, der in dem Halbleiter-Leistungsmodul enthalten ist.
Wenn zweitens die Begrenzungschaltung zur Steuerung des Aufbringens einer übermäßigen Spannung auf den IGBT 1 arbeitet, kann der Begrenzungsstrom, welcher in der Begrenzungsschaltung fließt, eine Überhitzung der Begrenzungsschaltung hervorrufen, was zu einem Durchbruch führt, oder es kann ein stabiler Betrieb nicht sichergestellt sein. Dies ist insbesondere bei einer Schaltung bedeutend, bei welcher der IGBT 1 ausgeschaltet wird, wenn der übermäßige Kollektorstrom oder der Überstrom zu dem IGBT 1 fließt, um eine Überhitzung und einen Durchbruch des IGBT's 1 zu verhindern, d. h. in dem Halbleiter-Leistungsmodul, welches die oben beschriebene Überstromschutzschaltung enthält. D. h. falls eine Abnormalität auftritt und ein Überstrom fließt, wenn sich der IGBT 1 im Durchlasszustand befindet, wird ein übermäßiger Spannungsstoss, der durch den Betrieb der Überstromschutzschaltung erzeugt wird, in der Begrenzungsschaltung gesteuert. Zu diesem Zeitpunkt befindet sich der IGBT 1 in dem Sperrzustand, da die Überstromschutzschaltung arbeitet, wodurch sich ergibt, dass ein großer Ladungsstrom in die Begrenzungsschaltung fließt.
Drittens wird bei dem Leistungswandler und dergleichen dann, wenn eine Abnormalität auftritt, die nicht mit einem Überstrom verbunden ist, so wie wenn eine übermäßige Spannung auf den IGBT 1 aufgebracht wird, da der IGBT ausge schaltet wird, wenn er eingeschaltet werden sollte, die Begrenzungsschaltung kontinuierlich arbeiten, wodurch eine Überhitzung des IGBT's 1 hervorgerufen wird und die Möglichkeit eines Durchbruchs des IGBT 1 auftritt. Da in einem derartigen Fall die Überstromschutzschaltung nicht arbeitet, da kein Überstrom vorliegt, wird der Begrenzungsstrom der Gateelektrode 5 zugeführt, wenn die Begrenzungsschaltung arbeitet, und der IGBT 1 befindet sich nicht in einem perfekten Sperrzustand, da er sich halb in einem Durchlasszustand befindet. D. h. mit der Kollektorspannung des IGBT's 1 (der Spannung zwischen der Kollektorelektrode 3 und der Emitterelektrode 4), welche bei dem durch die Begrenzungsschaltung definierten Begrenzungsstrom aufrechterhalten wird, fließt der Kollektorstrom, welcher ursprünglich in dem Durchlasszustand fließen sollte, in den IGBT 1, um einen übermäßigen Energieverlust in dem IGBT 1 hervorzurufen. Dadurch wird eine Überhitzung des IGBT's 1 hervorgerufen, und des weiteren wird ein Durchbruch des IGBT's 1 hervorgerufen.
Infolge derartiger Schwierigkeiten wird gefordert, dass der IGBT eine übermäßige Durchbruchspannung bezüglich der Nennspannung des Halbleiter-Leistungsmoduls oder des Leistungswandlers besitzt. Oder es kann die Schwierigkeit hervorgerufen werden, dass die Nennspannung in dem Halbleiter- Leistungsmodul oder dem Leistungswandler, welcher den IGBT 1 mit einer bestimmten Durchbruchspannung enthält, nicht auf einen hinreichend hohen Wert eingestellt werden kann, welcher der Durchbruchspannung des IGBT's 1 entspricht.
Dies ist insbesondere bei einem Dreiniveauinverter bedeutsam, der eine Art Leistungswandler ist. Fig. 15 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches die Schaltungsstruktur eines herkömmlichen Dreiniveauinverters darstellt. Eine Schaltung 21 für eine Phase wird in Fig. 15 repräsentativ dargestellt. Wenn der Dreiniveauinverter ein Einphaseninverter ist, sind zwei der Schaltungen 21 parallel ange schlossen, und wenn er ein Dreiphaseninverter ist, sind drei der Schaltungen 21 parallel angeschlossen.
Bei dieser Anordnung sind wie in Fig. 15 dargestellt vier Stufen von Halbleiter-Leistungsmodulen 22-25 in Reihe zwischen einem Spannungsversorgungsanschluss P einer Hochpotentialseite und einem Spannungsversorgungsanschluss N einer Niedrigpotentialseite angeschlossen. Diese Halbleiter-Leistungsmodule 22-25 enthalten jeweils IGBT's 22a-25a und Freilaufdioden 22b-25b. Es wird eine Gleichstrom-Versorgungsspannung Ed zwischen dem Spannungsversorgungsanschluss P der Hochpotentialseite und dem Spannungsversorgungsanschluss N der Niedrigpotentialseite von einer externen Spannungsquelle angelegt.
Zwei Kondensatoren 26 und 27, welche den gleichen Kapazitätswert besitzen und in Serie angeschlossen sind, sind ebenfalls zwischen dem Spannungsversorgungsanschluss P der Hochpotentialseite und dem Spannungsversorgungsanschluss N der Niedrigpotentialseite angeordnet. (Nicht dargestellte) Spannungsteilerwiderstände sind parallel an den Kondensatoren 26 und 27 angeschlossen, so dass das Potential an dem Anschluss 0 davon (Zwischenpotentialpunkt) zu dem Zwischenpotential des Spannungsversorgungsanschlusses P der Hochpotentialseite und des Spannungsversorgungsanschlusses N der Niedrigpotentialseite wird. D. h. die Kondensatoren 26 und 27 halten jeweils die Gleichstromspannung von Ed/2 entsprechend der Hälfte der Versorgungsspannung Ed.
Die Verbindung zwischen den zwei Halbleiter-Leistungsmodulen 22, 23 und dem Zwischenpotentialpunkt O und die Verbindung zwischen den zwei Halbleiter-Leistungsmodulen 24, 25 und dem Zwischenpotentialpunkt O sind jeweils durch Dioden 28, 27 verbunden. Die Diode 28 ist derart dazwischen angeordnet, dass die Richtung von der Verbindung O zu den Halbleiter-Leistungsmodulen 22 und 23 deren Durchlassrichtung ist, und die andere Diode 27 ist derart dazwischen an geordnet, dass die Richtung von dem Halbleiter-Leistungsmodulen 24, 25 zu der Verbindung O deren Durchlassrichtung ist.
Dieser Dreiniveauinverter enthält des weiteren eine Steuervorrichtung 30. Die Steuervorrichtung 30 ist mit jedem der Halbleiter-Leistungsmodule 22-25 verbunden, um Eingangssignale jedem der Halbleiter-Leistungsmodule 22-25 einzugeben. In jedem Halbleiter-Leistungsmodul 22-25 führt jeder IGBT 22a-25a einen Durchlassbetrieb und einen Sperrbetrieb im Ansprechen auf diese Eingangssignale aus.
Fig. 16 stellt ein Operationsbeschreibungsdiagramm dar, welches die Operation in Normalzeit bei diesem Dreiniveauinverter darstellt. Fig. 17 stellt ein Zeitablaufsdiagramm von Spannungen an jeweiligen Teilen des in Fig. 16 dargestellten Normalbetriebs dar. In Fig. 17 sind Längenformen einer Spannung VU-O des Ausgangsanschlusses U dargestellt, welcher eine Verbindung der zwei Halbleiter-Leistungsmodule 23 und 24 bezüglich des Zwischenpotentialpunkts O darstellt, und von Kollektorspannungen V22-V25 der jeweiligen Halbleiter-Leistungsmodule 22-25.
Unter Bezugnahme auf diese Figuren wird der Normalbetrieb dieses Dreiniveauinverters beschrieben. In dem Normalbetrieb wiederholt der Dreiniveauinverter sequentiell die drei Arten von Operationsmoden Modus 1 bis Modus 3. In dem Modus 1 werden die Halbleiter-Leistungsmodule 22 und 23 eingeschaltet (EIN) und die Halbleiter-Leistungsmodule 24 und 25 ausgeschaltet (AUS). Als nächstes werden in dem Modus 2 die Halbleiter-Leistungsmodule 23 und 24 eingeschaltet und die anderen Halbleiter-Leistungsmodule 22 und 25 ausgeschaltet. Des weiteren werden in dem folgenden Modus 3 die Halbleiter-Leistungsmodule 22 und 23 ausgeschaltet und die anderen Halbleiter-Leistungsmodule 24 und 25 eingeschaltet.
Die jeweiligen Halbleiter-Leistungsmodule 22-25 arbeiten auf diese Weise, und die Spannung VU-O wird in dem Modus 1 zu +Ed/2, in dem Modus 2 zu 0 und in dem Modus 3 zu - Ed/2. D. h. der Dreiniveauinverter gibt drei Spannungen mit drei Pegeln aus. Bei irgendeinem der Moden werden zwei der Halbleiter-Leistungsmodule 22-25 ausgeschaltet. Dementsprechend werden die Kollektorspannungen V22-V25, welche an die Halbleiter-Leistungsmodule 22-25 angelegt werden, stets auf Ed/2 oder darunter gesteuert.
D. h. da sich die zwei Leistungsmodule 24 und 25 in dem Modus 1 im Zustand AUS befinden, wird die Versorgungsspannung Ed gleich auf die zwei verteilt. Als Ergebnis erreichen die Kollektorspannungen V24 bzw. V25 Ed/2. Da in dem Modus 2 die zwei Halbleiter-Leistungsmodule 22 und 25 sich im Zustand AUS befinden, erreichen die Kollektorspannungen V22 und V25 jeweils Ed/2. Da des weiteren die zwei Leistungsmodule 22 und 23 sich in dem Modus 3 in dem Zustand AUS befinden, erreichen die Kollektorspannungen V22 und V23 jeweils Ed/2.
Da wie oben beschrieben die an die Leistungsmodule, welche in dem Dreiniveauinverter verwendet werden, angelegten Kollektorspannungen stets nicht mehr als 1/2 der Gleichspannung Ed betragen, welche zwischen dem Spannungsversorgungsanschluss P der Hochpotentialseite und dem Spannungsversorgungsanschluss N der Niedrigpotentialseite angelegt ist, ist es hinreichend, dass jedes Leistungsmodul das Spannungsbegrenzungsvermögen oder die Durchbruchsspannung von nicht weniger als 1/2 der Gleichspannung Ed besitzt. D. h. der Dreiniveauinverter besitzt den Vorteil, dass er zum Anfragen einer Zwischenanschlussspannung geeignet ist, die größer als die Durchbruchspannung der verwendeten Leistungsmodule ist. Dementsprechend wird der Dreiniveauinverter üblicherweise für Inverter verwendet, welche eine hohe Spannung handhaben.
Wenn jedoch eine Schwierigkeit der Steuervorrichtung 30 eine Situation der Zustände EIN/AUS in dem Modus 1 bis Modus 3 hervorruft, kann die gesamte Versorgungsspannung Ed an eines der Leistungsmodule 22-25 angelegt werden. Wenn beispielsweise eine derartige Abnormalität auftritt, bei welcher die Leistungsmodule 23-25 eingeschaltet und lediglich das verbleibende Halbleiter-Leistungsmodul 22 ausgeschaltet ist, wird die Versorgungsspannung Ed an das Leistungsmodul 22 angelegt. Wenn danach die Durchbruchspannung des Leistungsmoduls 22 kleiner als die Versorgungsspannung Ed ist, wird sich bei dem Leistungsmodul 22 ein Durchbruch ergeben.
Wenn ebenfalls einige der Halbleiter-Leistungsmodule 22-25 sich im Zustand EIN befinden, falls die anderen Halbleiter-Leistungsmodule, welche ausgeschaltet sein sollten, infolge einer abnormalen Operation des Dreiniveauinverters eingeschaltet sind, fließt ein übermäßiger Kurzschlussstrom als Kollektorstrom, und die Überstromschutzschaltung arbeitet, um den übermäßigen Kollektorstrom abzuschalten, und danach kann ein hoher Spannungsstoss, welcher sich aus der induktiven Komponente ergibt, die in der Zwischenverbindung der Spannungsversorgung vorhanden ist, und dergleichen auf das Halbleiter-Leistungsmodul aufgebracht werden.
Um die Halbleiter-Leistungsmodule vor derartigen abnormen Phänomenen zu schützen, muss die Durchbruchsspannung für jedes Halbleiter-Leistungsmodul 22-25 bezüglich der Versorgungsspannung Ed festgelegt sein. Beispielsweise muss die Durchbruchspannung des IGBT's, welcher in den Halbleiter-Leistungsmodulen 22-25 enthalten ist, die in einem Dreiniveauinverter mit einer Nennspannung von 1500 Volt verwendet werden, auf 2000 V festgesetzt sein. D. h. die herkömmlichen Dreiniveauinverter können nicht vollständig Gebrauch machen von ihrem ursprünglichen guten Ausgangspunkt.
Des weiteren besitzen Elemente eines selbständigen Bogenunterdrückungstyps wie ein IGBT eine Neigung dazu, dass sich der Umschaltverlust und der Verlust bei einem stetigen Durchlasszustand erhöht, falls die Durchbruchspannung der Elemente auf einen höheren Wert festgelegt ist. Wenn dementsprechend die Elemente des selbständigen Bogenunterdrückungstyps wie ein IGBT für die Halbleiter-Leistungsmodule verwendet werden und die Nennspannung der Halbleiter- Leistungsmodule hoch ist, um die Durchbruchspannung in dem Dreiniveauinverter zu erhöhen wie bei dem in Fig. 15 dargestellten Dreiniveauinverter, tritt die Schwierigkeit auf, dass sich die Leistungswandlereffizienz des Dreiniveauinverters verschlechtert.
Die Druckschrift JP-A-57017226 offenbart ein Halbleiter-Leistungsmodul, welches einen Schutz vor einer Überspannung bereitstellt. Das Leistungsmodul enthält einen Transistor zum Umschalten des Stroms durch eine Last, eine Steuereinrichtung, welche auf ein von außen eingegebenes Eingangssignal anspricht, eine Überstromschutzeinrichtung zum Shunten des Eingangssignals, falls ein vorbestimmter Laststrom übermäßig hoch ist, eine Begrenzungseinrichtung, deren eines Ende betriebsmäßig mit dem Kollektor des Transistors verbunden ist und deren anderes Ende mit der Basis des Transistors verbunden ist und die leitend wird, wenn eine Spannung angelegt wird, die eine vorbestimmte Bezugsspannung überschreitet, und eine Einrichtung zur Aufhebung des Betriebs der Überstromschutzeinrichtung, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, durch darauffolgendes Bereitstellen eines Basisstroms dem Transistor. Da der Hauptstrom durch den Widerstand der Überstromschutzeinrichtung fließt, wird das Halbleiter-Leistungsmodul durch einen großen Betrag einer Verlustleistung beeinträchtigt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher ein Halbleiter-Leistungsmodul derart zu verbessern, dass die Verlustleistung reduziert wird, und eine Verwendung eines derartigen Halbleiter-Leistungsmoduls in einem Leistungswandler bereitzustellen.
Die Aufgabe wird durch die vorteilhaften Massnahmen gelöst, die in Ansprüchen 1 und 18 aufgeführt sind.

Kurzfassung der Erfindung

Entsprechend einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung enthält ein Halbleiter-Leistungsmodul: (a) ein Halbleiterschaltelement mit ersten und zweiten Hauptelektroden, welche ein Paar von Hauptelektroden bilden, und einer Steuerelektrode, welche zum Steuern eines Hauptstromflusses zwischen dem Paar von Hauptelektroden im Ansprechenauf ein Steuersignal geeignet ist, welches der Steuerelektrode eingegeben wird; (b) eine Steuereinrichtung, welche auf ein von außen eingegebenes Eingangssignal anspricht, um das Steuersignal zu senden; (c) eine Überstromschutzeinrichtung zum Realisieren eines Durchlasszustands zwischen der ersten Hauptelektrode und der Steuerelektrode, wenn der Hauptstrom einen vorbestimmten Bezugswert überschreitet, um zwischen dem Paar von Hauptelektroden eine Ausschaltung vorzusehen; eine Begrenzungseinrichtung, deren eines Ende mit der zweiten Hauptelektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist und welche leitend wird, wenn eine Spannung, welche eine vorbestimmte Bezugsspannung überschreitet, an die Begrenzungseinrichtung angelegt wird; und (e) eine Aufhebungseinrichtung zum Aufheben des Betriebs der Überstromschutzeinrichtung, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird.
Falls entsprechend dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung eine übermäßige Spannung zwischen dem Paar von Hauptelektroden des Halbleiter-Leistungsmoduls angelegt wird, wenn eine Abnormalität beispielsweise auftritt, und die an die Begrenzungseinrichtung angelegte Spannung die Bezugsspannung überschreitet, wird die Begrenzungseinrich tung leitend, und es fließt ein Strom in die Begrenzungseinrichtung, wobei sich ergibt, dass ein Signal an die Steuerelektrode angelegt wird, um das Halbleiterschaltelement leitend zu machen. Die Spannung zwischen dem Paar von Hauptelektroden wird auf einen vorbestimmten Wert oder darunter durch diese Art einer negativen Rückkopplungsaktion gehalten. Da zu diesem Zeitpunkt das Halbleiterschaltelement sich nicht in dem Sperrzustand befindet, wird der größte Teil des Laststroms, welcher eine Überspannung hervorrufen wird, in das Halbleiterschaltelement fließen, und lediglich ein kleiner Teil fließt in die Begrenzungseinrichtung. Dementsprechend werden eine Überhitzung und eine Zerstörung durch Verbrennung der Schaltungselemente, welche die Begrenzungseinrichtung bilden, verhindert.
Sogar falls die Überstromschutzeinrichtung wegen des Auftretens eines Hauptstroms, der den Bezugswert oder einen Überstrom überschreitet, arbeitet, wird der Betrieb der Überstromschutzeinrichtung aufgehoben, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, so dass die Begrenzungseinrichtung ohne von der Überstromschutzeinrichtung behindert zu werden arbeitet. Sogar wenn die Überstromschutzeinrichtung das Halbleiterschaltelement nach dem Auftreten eines Überstroms zur Hervorrufung einer Überspannung abschaltet, fließt dementsprechend der größte Teil des Überstroms, welcher die Überspannung verursacht, in das Halbleiterschaltelement, und es fließt lediglich ein geringer Teil davon zu der Begrenzungseinrichtung. Dementsprechend werden eine Überhitzung und Zerstörung durch Verbrennung der Schaltungselemente, welche die Begrenzungseinrichtung bilden, verhindert. Da die Begrenzungseinrichtung für das Halbleiter-Leistungsmodul selbst vorgesehen ist, wird ebenfalls eine Verzögerung im Ansprechen auf die Begrenzungseinrichtung auf einen geringen Wert unterdrückt.
Da wie oben beschrieben die Begrenzungseinrichtung sicher und stabil arbeitet braucht eine übermäßige Grenze für die Durchbruchspannung des Halbleiterschaltelements nicht geschaffen werden. Dies führt des weiteren zu einer Verringerung der Chipgröße des Halbleiterschaltelements und ebenfalls zu einer Verringerung des Halbleiter-Leistungsmoduls und einer verwendeten Vorrichtung wie einem Leistungswandler.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung die Begrenzungseinrichtung ein Konstantspannungselement, welches die vorbestimmte Bezugsspannung definiert.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung das Konstantspannungselement eine Zenerdiode.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung die Begrenzungseinrichtung des weiteren eine Diode, welche zwischen der Zenerdiode und der Steuerelektrode in einer Richtung angeordnet ist, welche bezüglich eines Begrenzungsstroms, welcher fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, eine Durchlassrichtung ist.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung die Begrenzungseinrichtung ein Begrenzungsstrom-Begrenzungswiderstandselement, welches in Reihe mit der Diode verbunden ist.
Vorzugsweise enthält das Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung des weiteren eine Freilaufdiode, deren eines Ende mit der ersten Hauptelektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der zweiten Hauptelektrode in einer Richtung verbunden ist, welche eine invers parallele Verbindung bezüglich des Halbleiterschaltelements darstellt.
Bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung besitzt die erste Hauptelektrode des Halbleiterschaltelements eine große Hauptelektrode, durch welche ein Hauptteil des Hauptstroms fließt, und eine kleine Hauptelektrode, durch welche ein kleiner Strom proportional zu dem Hauptstrom fließt, wobei die Überstromschutzeinrichtung einen Abtastwiderstand, dessen eines Ende mit der kleinen Hauptelektrode verbunden ist, mit der Steuereinrichtung als der ersten Steuereinrichtung - eine zweite Steuereinrichtung zum Erfassen einer in dem Abtastwiderstand erzeugten Abtastspannung und zum Ausgeben eines Überstromerfassungssignals, wenn die Abtastspannung einen vorbestimmten Bezugsspannungswert überschreitet, und eine Schalteinrichtung aufweist, deren eines Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der großen Hauptelektrode verbunden ist und die im Ansprechen auf das Überstromerfassungssignal leitend wird, und wobei die Aufhebungseinrichtung eine Leitung der Schalteinrichtung aufhebt, welche im Ansprechen auf ein Überstromerfassungssignal gebildet wird, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung die Schalteinrichtung einen Überstrombegrenzungstransistor, der eine Kollektorelektrode, eine Emitterelektrode und eine Basiselektrode aufweist, wobei die Kollektorelektrode mit der Steuerelektrode verbunden ist, die Emitterelektrode mit der großen Hauptelektrode verbunden ist und die Basiselektrode mit der zweiten Steuereinrichtung verbunden ist, wobei das Überstromerfassungssignal der Basiselektrode eingegeben wird und danach der Pfad zwischen der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode leitend wird, und wobei die Aufhebungseinrichtung eine Begrenzungsleitungserfassungseinrichtung zum Erfassen, ob die Begrenzungseinrichtung leitet oder nicht, und mit der Schalteinrichtung als erste Schalteinrichtung eine zweite Schalteinrichtung aufweist, deren eines Ende mit der Basiselektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der Emitterelektrode verbunden ist und die leitend wird, wenn die Begrenzungserfassungseinrichtung eine Leitung erfasst.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung die Begrenzungseinrichtung eine Zenerdiode, deren eines Ende mit der zweiten Hauptelektrode in einer entgegengesetzten Richtung zu einem Begrenzungsstrom verbunden ist, welcher in die Begrenzungseinrichtung fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, und eine Serienschaltung, welche eine in Vorwärtsrichtung bezüglich des Begrenzungsstroms geschaltete Diode und ein Widerstandselement besitzt, welches in Serie angeschlossen ist und deren eines Ende mit dem anderen Ende der Zenerdiode verbunden ist und deren anderes Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist, wobei die zweite Schalteinrichtung mit der Basiselektrode, der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode als erste Basiselektrode eine erste Kollektorelektrode bzw. eine erste Emitterelektrode, einen Aufhebungstransistor aufweist, der eine zweite Basiselektrode, eine zweite Kollektorelektrode, welche mit der ersten Basiselektrode verbunden ist, und eine zweite Emitterelektrode aufweist, welche mit der ersten Emitterelektrode verbunden ist, und wobei die Begrenzungseinrichtungsleitungserfassungseinrichtung eine Begrenzungsstromerfassungsschaltung aufweist, deren erstes Ende mit dem anderen Ende der Zenerdiode verbunden ist, deren zweites Ende mit der zweiten Emitterelektrode verbunden ist und deren drittes Ende mit der zweiten Basiselektrode verbunden ist, zur Ausgabe eines Signals entsprechend einem Erfassungsstrom, welcher zwischen dem ersten Ende und dem zweiten Ende von dem dritten Ende zu der zweiten Basiselektrode fließt, so dass ein Strom eine Größe proportional zu dem Erfassungsstrom besitzt, welcher zu dem Aufhebungstransistor fließt.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung die Begrenzungsstromerfassungsschaltung mit dem Widerstandselement als erstes Wider standselement ein zweites Widerstandselement, dessen eines Ende an die Zenerdiode gekoppelt ist, und einen Begrenzungsstromerfassungstransistor, welcher eine dritte Kollektorelektrode, die mit dem anderen Ende des zweiten Widerstandselements verbunden ist, eine dritte Basiselektrode, die sowohl mit der zweiten Basiselektrode als auch mit dem dritten Kollektor verbunden ist, und eine dritte Emitterelektrode besitzt, welche mit der zweiten Emitterelektrode verbunden ist.
Vorzugsweise gibt bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung mit dem Überstromerfassungssignal als erstes Überstromerfassungssignal die zweite Steuereinrichtung des weiteren ein zweites Überstromerfassungssignal vor dem ersten Überstromerfassungssignal aus, wenn die Abtastspannung einen vorbestimmten Bezugsspannungswert überschreitet, wobei die Überstromschutzeinrichtung des weiteren eine Überstrombegrenzungseinrichtung aufweist, deren eines Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der großen Hauptelektrode verbunden ist und die einen Widerstandswert aufweist, welcher im Ansprechen auf das zweite Überstromerfassungssignal endlich wird, um eine Größe des Hauptstroms auf einen vorbestimmten endlichen Wert zu begrenzen.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung die Überstrombegrenzungseinrichtung ein Überstrombegrenzungswiderstandselement, dessen eines Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist, und einen Überstrombegrenzungstransistor, der eine Kollektorelektrode, die mit dem anderen Ende des Überstrombegrenzungswiderstands verbunden ist, eine Emitterelektrode, die mit der großen Hauptelektrode verbunden ist, und eine Basiselektrode besitzt, die mit der zweiten Steuerelektrode verbunden ist, wobei der Basiselektrode das zweite Stromerfassungssignal zugeführt wird, so dass die Kollektorelektrode und die Emitterelektrode dazwischen leitend werden.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung das Halbleiterschaltelement einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate, der eine Emitterelektrode, welche als große Hauptelektrode arbeitet, eine Abtastelektrode, welche als die kleine Hauptelektrode arbeitet, eine Kollektorelektrode, die als zweite Elektrode arbeitet, und eine Gateelektrode besitzt, die als Steuerelektrode arbeitet.
Vorzugsweise enthält das Halbleiter-Leistungsmodul eines zweiten Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung eine Diode, deren eines Ende mit der ersten Hauptelektrode verbunden ist und deren anderes Ende an die Steuerelektrode gekoppelt ist, wobei die Diode in einer Richtung vorgesehen ist, um zu verhindern, dass ein Teil eines Begrenzungsstroms, welcher in die Begrenzungseinrichtung fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, in die Diode fließt.
Bei der Anordnung des zweiten Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung wird die Begrenzungseinrichtung leitend, wenn eine Überspannung auftritt und ein Strom zu der Begrenzungseinrichtung fließt, und danach beginnt der Hauptstrom zu dem Halbleiterschaltelement zu fließen, und es verringert sich der Strom, welcher in die Begrenzungseinrichtung geflossen ist, d. h. der Begrenzungsstrom. Da diese Anordnung eine Diode enthält, fließt die verringerte Stromkomponente in einer Schleife zurück, welche die Begrenzungseinrichtung, das Halbleiterschaltelemennt und die Diode enthält. Es wird dementsprechend vermieden, dass die verringerte Stromkomponente das Aufbringen einer unnötigen Spannung wie eine Umkehrspannung auf andere Teile der Anordnung wie die Aufhebungseinrichtung hervorruft.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung die Begrenzungseinrichtung eine Zenerdiode, deren eines Ende mit der zweiten Hauptelektrode in einer entgegengesetzten Richtung zu dem Begrenzungsstrom verbunden ist, welcher in die Begrenzungseinrichtung fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, und mit der Diode als erste Diode eine Serienschaltung, die eine zweite Diode in Durchlassrichtung bezüglich des Begrenzungsstroms und ein Widerstandselement besitzt, welches in Serie angeschlossen ist, wobei deren eines Ende mit dem anderen Ende der Zenerdiode verbunden ist und deren anderes Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist, und wobei das eine Ende der Diode mit der ersten Hauptelektrode verbunden ist und das andere Ende mit dem anderen Ende der Zenerdiode verbunden ist.
Vorzugsweise hebt bei dem Halbleiter-Leistungsmodul der vorliegenden Erfindung die Aufhebungseinrichtung eine Operation der Überstromschutzeinrichtung auf, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, und sendet ein vorbestimmtes Fehlersignal nach außen.
Bei der Anordnung der Erfindung können dann, wenn ein vorbestimmtes Fehlersignal nach außen gesendet wird, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, Maßnahmen ergriffen werden wie den Betrieb der Anordnung auf der Grundlage des gesendeten Fehlersignals in einem Leistungswandler, welcher diese Anordnung aufweist, beispielsweise zu stoppen.
Vorzugsweise sind bei dem Halbleiter-Leistungsmodul eines vierten Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung die Aufhebungseinrichtung und die Begrenzungseinrichtung derart gekoppelt, dass ein Strom, welcher in die Begrenzungseinrichtung fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, auf die Aufhebungseinrichtung aufgeteilt wird, wobei die Aufhebungseinrichtung arbeitet, wenn die geteilte Stromkomponente einen vorbestimmten Bezugswert überschreitet, und das Halbleiter-Leistungsmodul des weiteren einen Widerstand aufweist, welcher zwischen einem Pfad einer Stromkomponente, welche zwischen der Begrenzungseinrichtung und der Aufhebungseinrichtung fließt, und der ersten Hauptelektrode angeordnet ist.
Bei der Vorrichtung des vierten Aspekts der vorliegenden Erfindung wird der Begrenzungsstrom, welcher durch die parasitäre Kapazität hervorgerufen wird, die in der Begrenzungseinrichtung vorhanden ist, wenn sich das Halbleiterschaltelement von einem leitenden Zustand in einen ausgeschalteten Zustand bei einem Normalbetrieb ändert, durch den Widerstand umgeleitet. Dementsprechend wird verhindert, dass die Aufhebungseinrichtung, welche die Leitung der Begrenzungseinrichtung auf der Grundlage der Größe der Stromkomponenten oder des geteilten Begrenzungsstroms erfasst, in dem Normalbetrieb unnötig arbeitet.
Vorzugsweise enthält bei dem Halbleiter-Leistungsmodul eines fünften Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung das Halbleiterschaltelement eine gerade Anzahl von Einheitsschaltelementen, und die Einheitsschaltelemente sind symmetrisch bezüglich der dazwischen angeordneten Begrenzungseinrichtung vorgesehen.
Da bei der Anordnung des fünften Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung eine gerade Anzahl von Halbleitereinheitsschaltelementen symmetrisch bezüglich der dazwischen angeordneten Begrenzungseinrichtung angeordnet sind, arbeitet die Begrenzungseinrichtung gleich den Halbleitereinheitsschaltelementen.
Die vorliegende Erfindung ist ebenfalls auf eine Leistungswandleranordnung gerichtet, welche Halbleiter-Leistungsmodule wie in Ansprüchen 15 und 16 definiert verwendet, mit einer Schalteinrichtung, welche zwischen einem Gleichstrombus einer Seite eines hohen Potentials und einem Gleichstrombus einer Seite eines niedrigen Potentials ange ordnet ist; wobei die Schalteinrichtung eine Mehrzahl von in Serie verbundenen Halbleiter-Leistungsmodulen aufweist, und wobei die Leistungswandleranordnung des weiteren eine Gatesteuereinrichtung zum Senden des Eingangssignals jedem der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule und eine Ausschalteinrichtung aufweist zum Ausschalten aller der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule, wenn wenigstens eines der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule das vorbestimmte Fehlersignal sendet.
Bei der Anordnung des sechsten Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung werden alle Halbleiter-Leistungsmodule auf der Grundlage des Fehlersignals ausgeschaltet. Wenn dementsprechend ein Halbleiter-Leistungsmodul ausgeschaltet wird, wenn es leitend sein sollte, und eine Überspannung auf dieses Halbleiter-Leistungsmodul aufgebracht wird, wird ein Fehlersignal von diesem Halbleiter-Leistungsmodul gesendet, und es werden alle Halbleiter-Leistungsmodule ausgeschaltet. Als Ergebnis wird verhindert, dass eine Überspannung kontinuierlich einem bestimmten Halbleiter-Leistungsmodul aufgebracht wird, und danach kann eine Überhitzung und Zerstörung der Halbleiter-Leistungsmodule verhindert werden.
D. h. wenn die Begrenzungseinrichtung sicher und stabil arbeitet ist es nicht nötig eine übermäßige Grenze bezüglich der Durchbruchspannung der Halbleiter-Leistungsmodule zu schaffen. Oder es kann durch Verwendung von Halbleiter- Leistungsmodulen mit einer bestimmten Durchbruchspannung eine Leistungswandleranordnung mit einer hohen Nennspannung realisiert werden. Da keine Notwendigkeit zum Erhöhen der Durchbruchspannung der Halbleiter-Leistungsmodule besteht, kann ebenfalls die Nennspannung einer Leistungswandleranordnung ohne ein Erhöhen des Schaltverlustes oder des Verlustes bei einem stetig eingeschalteten Zustand verbessert werden, während die Leistungswandlereffizienz auf einem ähnlichen Pegel wie bei den herkömmlichen Anordnungen beibehalten wird.
Da keine Notwendigkeit besteht eine übermäßige Grenze für die Durchbruchspannung der Halbleiter-Leistungsmodule zu schaffen, kann des weiteren die Chipgröße der in dem Halbleiter-Leistungsmodul enthaltenen Halbleiterschaltelemente verringert werden. Dies trägt dazu bei die Größe der Halbleiter-Leistungsmodule und der Leistungswandleranordnungen zu verringern.
Vorzugsweise enthält bei der Leistungswandleranordnung der vorliegenden Erfindung die Überstromschutzeinrichtung mit dem Fehlersignal als erstes Fehlersignal eine Fehlersignalsendeeinrichtung zum Senden eines vorbestimmten zweiten Fehlersignals nach außen, wenn der erste Hauptstrom den bestimmten Bezugswert überschreitet, und es enthält die Ausschalteinrichtung einer Einrichtung zum Ausschalten aller der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule, wenn wenigstens eines der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule entweder das vorbestimmte erste Fehlersignal oder das zweite Fehlersignal sendet.
Vorzugsweise fährt bei der Leistungswandleranordnung eines siebenten Aspekts der vorliegenden Erfindung die Ausschalteinrichtung mit dem Betrieb fort, nachdem die Ausschalteinrichtung den Betrieb startet, bis ein Rücksetzsignal von außen eingegeben wird.
Wenn dementsprechend bei der Anordnung des siebenten Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung die Ausschalteinrichtung mit dem Betrieb beginnt, wird mit deren Betrieb fortgefahren, bis ein Rücksetzsignal eingegeben wird, so dass die Unbequemlichkeit eines Wiederholens des abnormalen Betriebs vermieden werden kann, welcher hervorgerufen wird, wenn die Anordnung mit dem Betrieb wiederum beginnt, wenn der Grund für eine Abnormalität noch vorhanden ist.
Vorzugsweise enthält die Leistungswandleranordnung eines achten Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung eine Fehleranzeigeeinrichtung, welche dann, wenn wenigstens eines der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule das Fehlersignal sendet, kontinuierlich die Tatsache, dass das Fehlersignal gesendet wurde, und Informationen anzeigt, welche zeigen, welches Halbleiter-Leistungsmodul das Fehlersignal in einer Periode gesendet hat, ab welcher das Fehlersignal gesendet wurde, bis ein Rücksetzsignal von außen eingegeben wird.
Da bei der Anordnung des achten Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung die Fehleranzeigeeinrichtung vorgesehen ist, kann ein Bediener das Auftreten einer Abnormalität in der Leistungswandleranordnung erkennen und ein Halbleiter- Leistungsmodul mit dem abnormalen Betrieb spezifizieren. Dementsprechend kann ein Grund für die Abnormalität leicht verfolgt und entfernt werden.
Weitere Merkmale, Gesichtspunkte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit der zugeordneten Zeichnung ersichtlich.

Kurze Beschreibung der Figuren der Zeichnung

Fig. 1 zeigt ein Schaltungsdiagramm eine Halbleiter- Leistungsmoduls.
Fig. 2 zeigt eine partiell weggeschnittene perspektivische Ansicht des Halbleiter-Leistungsmoduls.
Fig. 3 zeigt ein Schaltungsdiagramm des Halbleiter-Leistungsmoduls der ersten bevorzugten Ausführungsform.
Fig. 4 zeigt ein Schaltungsdiagramm des Halbleiter-Leistungsmoduls der ersten bevorzugten Ausführungsform.
Fig. 5 zeigt eine Draufsicht auf die Hauptschaltungsplatte des Halbleiter-Leistungsmoduls der ersten bevorzugten Ausführungsform.
Fig. 6 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Dreiniveauinverters der zweiten bevorzugten Ausführungsform.
Fig. 7 zeigt ein Schaltungsdiagramm des Dreiniveauinverters der zweiten Ausführungsform.
Fig. 8 zeigt ein Zeitablaufsdiagramm, welches den Betrieb jedes Teils des Dreiniveauinverters der zweiten bevorzugten Ausführungsform darstellt.
Fig. 9 zeigt ein Schaltungsdiagramm für die Beschreibung des Betriebs des Dreiniveauinverters der zweiten bevorzugten Ausführungsform.
Fig. 10 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Zweiniveauinverters der dritten bevorzugten Ausführungsform.
Fig. 11 zeigt ein Schaltungsdiagramm des Dreiniveauinverters der dritten bevorzugten Ausführungsform.
Fig. 12 zeigt ein Zeitablaufsdiagramm, welches den Betriebs jedes Teils des Zweiniveauinverters der dritten bevorzugten Ausführungsform darstellt.
Fig. 13 zeigt ein Schaltungsdiagramm zum Beschreiben des Betriebs des Zweiniveauinverters der dritten bevorzugten Ausführungsform.
Fig. 14 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Hauptteils eines herkömmlichen Halbleiter-Leistungsmoduls.
Fig. 15 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Dreiniveauinverters.
Fig. 16 zeigt ein Beschreibungsdiagramm für die Beschreibung des normalen Betriebs des Dreiniveauinverters.
Fig. 17 zeigt ein Zeitablaufsdiagramm zur Beschreibung des normalen Betriebs des Dreiniveauinverters.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Zuerst wird ein Halbleiter-Leistungsmodul beschrieben.

1-1. Erscheinung bzw. Vorkommen und innere Struktur

Fig. 2 zeigt eine partiell weggeschnittene perspektivische Ansicht eines Halbleiter-Leistungsmoduls, wobei gleichzeitig sowohl die Erscheinung als auch die innere Struktur des Halbleiter-Leistungsmoduls dargestellt sind. Wie in Fig. 2 dargestellt ist bei diesem Halbleiter-Leistungsmodul 100 eine Strahlungsplatte 103 an dem Boden vorgesehen, und es ist eine Hauptschaltungsplatte 101 auf der oberen Oberfläche befestigt. Über der Hauptschaltungsplatte 101 ist eine Steuerschaltungsplatte 102 vorgesehen. Diese zwei Schaltungsplatten sind in einem Gehäuse 104 untergebracht, welches aus einem Isolator sowie synthetischem Harz gebildet ist.
Schaltungsteile, welche die Hauptschaltung des Halbleiter-Leistungsmoduls 100 bilden, sind auf der Hauptschaltungsplatte 101 angeordnet, und Schaltungsteile, welche die Steuerschaltung bilden, sind auf der Steuerschaltungsplatte 102 angeordnet. Eine Kollektorelektrode 3 und eine Emitter elektrode 4, welche mit der Hauptschaltungsplatte 101 verbunden sind, sind von der oberen Oberfläche des Gehäuses bloßgelegt, und 5 Steuerelektroden 19, welche mit der Steuerschaltungsplatte 102 verbunden sind, sind ebenfalls davon bloßgelegt.
Wie oben beschrieben sind bei dem Halbleiter-Leistungsmodul 100 die Hauptschaltungsplatte 101, in welcher großer Strom fließt, und die Steuerschaltungsplatte 102, in welcher ein feiner Signalstrom fließt, sind über- und unter einander zur Verringerung der Größe angeordnet, wobei sie sich gegenüberliegen. Die zwei Schaltungsplatten sind voneinander getrennt, um eine Fehlfunktion der Steuerschaltung zu verhindern, die durch den großen Betrag von Hitze hervorgerufen wird, die in der Hauptschaltung erzeugt wird. Da die Hauptschaltungsplatte 101, welche den großen Betrag von Hitze erzeugt, auf der Strahlungsplatte 103 befestigt ist, ist die Abstrahlung von Wärme effizient gestaltet.

1-2. Skizzierung der Schaltungsstruktur und des Betriebs

Fig. 3 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches die Schaltungsstruktur des Halbleiter-Leistungsmoduls 100 darstellt. In den weiteren Figuren sind dieselben Bezugszeichen auf dieselben Teile wie bei dem in Fig. 14 und 15 dargestellten herkömmlichen Halbleiter-Leistungsmodul bezogen, und es wird eine detaillierte Beschreibung davon nicht wiederholt.
Ein IGBT wird als Halbleiterschaltelement in dem Halbleiter-Leistungsmodul 100 verwendet. Eine Freilaufdiode 2 ist parallel zu dem IGBT 1 angeschlossen. Die Freilaufdiode 2 ist derart angeschlossen, dass ihre Durchlassrichtung entgegengesetzt zu der Durchlassrichtung des IGBT's 1 ist, d. h. invers parallel bezüglich des IGBT's 1. Eine Begrenzungsschaltung, welche eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 6, einer Diode 7 und einem Widerstand 8 aufweist, ist zwischen einer Kollektorelektrode 3 und einer Gateelektrode 5 angeschlossen.
Die Begrenzungsspannung wird durch die Zehnerspannung der Zenerdiode 6 bestimmt. Die Diode 7, welche bezüglich der Zenerdiode 6 umgekehrt in Reihe angeschlossen ist, arbeitet derart, dass ein Gegenstrom des Begrenzungsstroms und eine Oszillation des IGBT's 1 verhindert wird. Der Widerstand 8 arbeitet derart, dass die Stromabhängigkeit der Begrenzungsspannung verbessert wird und dient als Begrenzungswiderstand zum Begrenzen des Begrenzungsstroms. Andere Konstantspannungsschaltungselemente (welche nicht leitend werden oder aber unter einer bestimmten Spannung leitend werden, wenn die bestimmte Spannung überschritten wird), wie ein Varistor können anstelle der Zenerdiode 6 verwendet werden. Jedoch besitzt die Zenerdiode 6 eine hervorragende Charakteristik wie ein schnelles Ansprechen, eine geringe Abhängigkeit der Zehnerspannung von der Temperatur, usw., was insbesondere für die Begrenzungsschaltung des Halbleiter-Leistungsmoduls 100 geeignet ist.
Die Nennspannung und der Nennstrom des IGBT's 1 betragen beispielsweise 1700 V bzw. 600A. Die Begrenzungsspannung ist auf einem niedrigeren Wert als wie die Nennspannung des IGBT's 1 festgelegt und beträgt beispielsweise 1400 V bis 1650 V.
Eine große Anzahl von nicht dargestellten IGBT-Einheiten ist in dem Halbleiterchip gebildet, der den IGBT 1 bildet, und jene IGBT-Einheiten sind parallel miteinander verbunden. Der Kollektorstrom wird gleich auf jede IGBT-Einheit aufgeteilt. Dementsprechend wird ein Teil der IGBT- Einheiten als Abtast-IGBT zum Messen des in dem IGBT 1 fließenden Kollektorstroms verwendet. Ein Abtastwiderstand 9 ist mit der Emitterelektrode des Abtast-IGBT verbunden, und es wird in dem Abtastwiderstand 9 eine Spannung propor tional zu dem Kollektorstrom des IGBT 1 erzeugt. Der Widerstandswert des Abtastwiderstand 9 beträgt beispielsweise etwa mehrere 10 bis 100 Ω.
Die Gateelektrode des IGBT 1 ist durch einen Gatewiderstand 17 mit einem Steuerschaltungselement 13 verbunden. Das Steuerschaltungselement 13 ist ein integriertes Schaltungselement, welches auf ein von außen eingegebenes Eingangssignal Vin anspricht, um der Gateelektrode des IGBT's 1 ein Gatespannungssignal VG0 zu senden. Der IGBT 1 führt eine Operation AUS und eine Operation EIN im Ansprechen auf das Gatespannungsignal VG0 aus.
Eine RTC-Schaltung (Real time Gate Control 12 und ein Ableittransistor 10 sind zwischen der Gateelektrode des IGBT's 1 und der Emitterelektrode 4 parallel angeschlossen. Die RTC-Schaltung 12 und der Ableittransistor 10 verhindern beide einen Überstrom, welcher zu dem IGBT 1 fließt. Die in dem Abtastwiderstand 9 erzeugte Spannung wird dem Steuerschaltungselement 13 als Überstromerfassungssignal SC eingegeben.
Das Steuerschaltungselement 13 macht eine Bestimmung darüber, dass bzw. ob ein übermäßiger Kollektorstrom zu dem IGBT 1 geflossen ist, wenn das Überstromerfassungssignal SC einen vorbestimmten Bezugswert überschreitet, und sendet ein Ansteuerungssignal SS1 der RTC-Schaltung 12 und sendet etwa später ein Ansteuerungssignal SS2 dem Ableittransistor 10. Die RTC-Schaltung 12 arbeitet im Ansprechen auf das Ansteuerungssignal SS1, um den Kollektorstrom des IGBT's 1 zu steuern. Des weiteren arbeitet der Ableittransistor 10 im Ansprechen auf das Ansteuerungssignal SS2, um den IGBT 1 in den Zustand AUS zu versetzen.
Der Ableittransistor 10 spricht nicht nur auf das Ansteuerungssignal SS2 sondern ebenfalls auf das Ansteuerungssignal von einer Überspannungserfassungsschaltung 11 für den Betrieb an. D. h. die Überspannungserfassungsschaltung 11 erfasst, ob die Begrenzungsschaltung sich in dem leitenden Zustand befindet oder nicht, durch die Signalleitung, welche mit dem Anschluss zwischen der Zenerdiode 6 und der Diode 7 verbunden ist. Wenn sich die Begrenzungseinrichtung in dem leitenden Zustand befindet, d. h. in dem Durchbruchzustand (break over state), bei welchem der Begrenzungsstrom fließt, sendet sie ein Ansteuerungssignal, so dass der Ableittransistor 10 ausgeschaltet wird. Wie später beschrieben wird dadurch eine Überhitzung und Zerstörung der Elemente verhindert, welche die Begrenzungsschaltung bilden.
Wie oben beschrieben besitzt das Halbleiter-Leistungsmodul 100 fünf Steuerelektroden 19. Zwei von ihnen dem Steuerschaltungselement 13 und der Überspannungserfassungsschaltung 11 eine Versorgungsspannung VD einer Seite eines hohen Potentials und eine Versorgungsspannung VS einer Seite eines niedrigen Potentials zu. Die Versorgungsspannung VS einer Seite eines niedrigen Potentials befindet sich auf dem gleichen Potential wie das Potential der Emitterelektrode 4. Eine der Steuerelektrode 19 sendet das oben beschriebene Eingangssignal Vin dem Steuerschaltungselement 13. Die verbleibenden Elektroden sind zwei Elektroden zum Senden von Fehlersignalen F1 bzw. F2 nach außen. Das Fehlersignal F1 ist ein Signal, welches gesendet wird, wenn das Steuerschaltungselement 13 einen Überstrom enddeckt, und das andere Fehlersignal F2 ist ein Signal, welches gesendet wird, wenn die Überspannungserfassungsschaltung 11 eine Überspannung erfasst.

1-3. RTC-Schaltung 12 und Ableittransistor 10

Fig. 4 und 1 zeigen Schaltungsdiagramme, welche die Struktur der Überspannungserfassungschaltung 11 und der RTC-Schaltung 12 in dem Halbleiter-Leistungsmodul 100 insbesondere detailliert darstellen. In der folgenden Be schreibung wird die charakteristische Struktur und der Betrieb des Halbleiter-Leistungsmoduls 100 unter Bezugnahme auf Fig. 4 und 1 beschrieben. Zuerst wird die RTC-Schaltung 12 und der Ableittransistor 10 beschrieben.
Der IGBT 1 wird eingeschaltet, wenn die Spannung der Gateelektrode 5 bezüglich der Emitterelektrode 4 oder der Gatespannung VG die Gateschwellenwertspannung Vth überschreitet, die dem IGBT 1 eigentümlich ist, und wird ausgeschaltet, wenn sie kleiner als die Gateschwellenwertspannung Vth ist. Dementsprechend sendet das Steuerschaltungselement 13 bei dem normalen Betrieb eine Spannung, die größer als die Gateschwellenwertspannung Vth ist als das Gatespannungssignal VG0, wenn der IGBT 1 einzuschalten ist, und sendet eine Nullspannung, um einen perfekten Zustand AUS vorzusehen, wenn der IGBT 1 auszuschalten ist. Die Gateschwellenwertspannung Vth des IGBT 1 wird beispielsweise auf einen Wert von etwa 5 V gesetzt.
Die zwischen der Gateelektrode 5 und der Emitterelektrode 4 angeordnete RTC-Schaltung 12 besitzt einen Transistor Q13 und einen Widerstand 18, welche in Reihe geschaltet sind. Dieser Widerstand 18 ist zwischen der Kollektorelektrode des Transistors Q13 und der Gateelektrode 5 des IGBT 1 angeordnet. Das Ansteuerungssignal SS1 wird der Basiselektrode des Transistors Q13 eingegeben. Wenn das Ansteuerungssignal SS1 aktiv wird oder eine Spannung eines hohen Pegels annimmt (hiernach als "H" bezeichnet), wird der Transistor Q13 eingeschaltet. Als Ergebnis wird die Gatespannung VG zu einer Spannung, welche durch Teilen des Gatespannungssignals VG0 durch den Gatewiderstand 17 und den 18 erzielt wird. D. h. wenn die RTC-Schaltung 12 im Ansprechen auf das Ansteuerungssignal SS1 arbeitet, wird die Gatespannung VG begrenzt. Zu diesem Zeitpunkt befindet sich der IGBT 1 nicht vollendet in einem Zustand AUS, und der Kollektorstrom wird auf einem endlichen Wert unterdrückt, welcher nicht gleich 0 ist. Der Gatewiderstand 17 und der Widerstand 18 sind jeweils auf etwa mehrere 10 Ω beispielsweise gesetzt.
Wenn das Ansteuerungssignal SS2 aktiv wird oder einen Pegel "H" annimmt, wird eine Spannung eines hohen Pegels der Basiselektrode des Ableittransistors 10 durch die Diode D3 eingegeben, wenn sich die Begrenzungsschaltung 110 nicht in dem Durchbruchszustand befindet. Als Ergebnis wird der Ableittransistor 10 eingeschaltet, die Gatespannung VG auf 0 Volt verringert und der IGBT 1 ausgeschaltet. Das heißt der Kollektorstrom des IGBT 1 wird ausgeschaltet.
Wie oben beschrieben begibt sich bei dem Halbleiter- Leistungsmodul 100, nachdem der Überstrom erfasst worden ist, der IGT 1 von dem Zustand EIN in den Zustand AUS in zwei Schritten. D. h. bei dem Halbleiter-Leistungsmodul 100 wird der Überstrom nicht plötzlich ausgeschaltet, sondern er wird niedrig gehalten und in Stufen ausgeschaltet, um die Erzeugung eines Spannungsstosses zu unterdrücken.

1-4. Begrenzungsschaltung 110

Falls ein Überstrom zwischen der Kollektorelektrode 3 und der Emitterelektrode 4 angelegt wird, wenn sich der IGBT 1 infolge einer Abnormalität in dem Zustand AUS befindet, kommt es bei der Begrenzungsschaltung 110 zu einem Durchbruch und es fließt der Begrenzungsstrom wie oben beschrieben zu der Begrenzungsschaltung 110. Der Begrenzungsstrom fließt zu der Gateelektrode 5 des IGBT's 1. Als Ergebnis wird die Gatekapazität, welche in der Gateelektrode 5 parasistär vorhanden ist, geladen, und danach wird die Gatespannung VG erhöht und auf der Gateschwellenwertspannung Vth durch eine Art negativen Rückkopplungseffekt gehalten. Dementsprechend fließt der Kollektorstrom in den IGBT 1. Zu diesem Zeitpunkt wird die Kollektorspannung des IGBT 1 derart beibehalten, dass sie mit der Begrenzungsspannung übereinstimmt. Die Begrenzungsschaltung 110 arbei tet auf diese Weise, um den IGBT 1 vor der Überspannung zu schützen. Wenn des weiteren die Begrenzungsschaltung 110 durchschlägt, fließt der Begrenzungsstrom, und zur selben Zeit verläßt der IGBT 1 den perfekten Zustand AUS, und der Kollektorstrom fließt, so dass ein großer Teil des Laststroms, welcher eine Überspannung hervorrufen würde, in den IGBT 1 fließt und lediglich ein kleiner Teil in die Begrenzerschaltung 110 fließt. Auf diese Weise wird der Begrenzungsstrom, welcher in der Begrenzungsschaltung 110 fließt, niedrig gehalten, und es wird verhindert, dass Schaltungselemente, welche die Begrenzungsschaltung 110 bilden, d. h. die Zenerdiode 6, die Diode 7 und der Widerstand 8, überhitzt oder durch Verbrennung zerstört werden.

1-5. Überspannungserfassungschaltung 11

Des weiteren kann bei dem Halbleiter-Leistungsmodul 100 eine Überhitzung und Zerstörung durch Verbrennung der Begrenzungsschaltung 110 hervorgerufen durch Erzeugung der Überspannung ebenfalls sogar dann verhindert werden, wenn der Ableittransistor mit der Erzeugung eines Überstroms arbeitet.
Falls beispielsweise ein Überstrom infolge einer Abnormalität zu dem IGBT 1 fließt, arbeiten die RTC-Schaltung 12 und der Ableittransistor 10 derart, dass der IGBT 1 in den Zustand AUS versetzt wird, und danach wird eine Überspannung, welche von einer externen induktiven Komponente hervorgerufen wird, dem IGBT 1 aufgebracht. Zu diesem Zeitpunkt schlägt die Begrenzungsschaltung 110 durch, und es fließt ein Begrenzungsstrom. Dieser Begrenzungsstrom fließt zu der Gateelektrode 5 und erzeugt zur selben Zeit eine Spannung in der Reihenschaltung der Diode 7 und des Widerstands 8. Diese Spannung wird einer Stromspiegelschaltung 15, welche in der Überspannungsschutzschaltung 11 vorhanden ist, durch eine Signalleitung 111 eingegeben. Der Wider standswert des Widerstands 8 wird beispielsweise auf mehrere Ω gesetzt.
Die Stromspiegelschaltung 15 enthält eine Serienschaltung einer Diode D1, eines Widerstands R1 und eines Transistors Q11, welche zwischen der Signalleitung 111 und der Emitterelektrode 4 angeordnet ist. Die Kollektorelektrode und die Basiselektrode des Transistors Q11 sind kurzgeschlossen. Die Diode D1 und der Widerstand R1 sind an der Kollektorseite des Transistors Q11 angeschlossen, und die Diode D1 ist in der Richtung angeschlossen, in welcher ihre Durchlassrichtung mit der Richtung des Flusses des Kollektorstroms des Transistors Q11 übereinstimmt.
Dementsprechend fließt der Strom zu dieser Serienschaltung in Übereinstimmung mit der durch die Signalleitung 111 eingegebenen Spannung. Wenn die eingegebene Spannung einen bestimmten Pegel überschreitet, überschreitet der Strom einen bestimmten Pegel, und danach wird der Transistor Q11 eingeschaltet. Der Widerstandswert und dergleichen des Widerstands 8 werden optimiert, so dass der Transistor Q11 eingeschaltet wird, wenn die Begrenzungsschaltung 110 durch die Überspannung durchschlägt.
Die Diode D1 arbeitet derart, dass der Transistor Q11 durch Begrenzungsen des Sperrstroms des Transistors Q11 geschützt wird. Der Widerstandswert des Widerstands R1 wird beispielsweise auf etwa mehrere 100 Q bestimmt.
Die Spiegelschaltung 15 enthält des weiteren einen Transistor Q12, welcher eine Basiselektrode und eine Emitterelektrode, die bezüglich der Basiselektrode bzw. der Emitterelektrode des Transistors Q11 kurgeschlossen ist. Dementsprechend fließt ein Kollektorstrom mit derselben Größe wie derjenigen des Transistors Q11 stets zu dem Transistor Q12. Wenn dementsprechend die Begrenzungsschaltung 111 durchschlägt und danach der Kollektorstrom zu dem Tran sistor Q11 fließt, fließt ebenfalls der Kollektorstrom mit derselben Größe zu dem Transistor Q12. Dementsprechend wird der Transistor Q11 eingeschaltet, und somit begibt sich der Transistor Q12 in den Zustand EIN.
Die Kollektorelektrode des Transistors Q12 ist mit der Basiselektrode des Ableittransistors 10 verbunden. Wenn dementsprechend der Transistor Q12 eingeschaltet wird, verringert sich die Basisspannung des Ableittransistors 10, und als Ergebnis ändert sich der Zustand des Ableittransistors 10 von EIN auf AUS. D. h. die Operation des Ableittransistors 10 wird aufgehoben.
Somit lädt der Begrenzungsstrom die Gatekapazität des IGBT's 1, und danach wird die Gatespannung VG erhöht und hält sich auf der Gateschwellenwertspannung Vth. Daher fließt der Kollektorstrom in den IGBT 1. Dementsprechend fließt der größte Teil des Überstroms, welcher die Überspannung hervorruft, in den IGBT 1, und lediglich ein kleiner Teil davon fließt in die Begrenzungsschaltung 110. Dementsprechend wird der Begrenzungsstrom, welcher in die Begrenzungsschaltung 110 fließt, auf einen niedrigen Wert gesteuert, und es wird eine Überhitzung und Zerstörung durch Verbrennung der Schaltungselemente verhindert, welche die Begrenzungsschaltung 110 bilden, d. h. die Zenerdiode 6, die Diode 7 und der Widerstand 8.
Wie oben beschrieben wird bei dem Halbleiter-Leistungsmodul 100 eine Überhitzung und Zerstörung durch Verbrennung der Begrenzungsschaltung 110 hervorgerufen durch Erzeugung der Überspannung sogar dann verhindert, wenn der Ableittransistor 10 mit der Erzeugung eines Überstroms arbeitet. Des weiteren ist die Begrenzungsschaltung 110 nicht außerhalb des Halbleiter-Leistungsmoduls 100 vorgesehen, sondern sie ist innerhalb des Halbleiter-Leistungsmoduls ähnlich wie der IGBT 1 vorgesehen. Entsprechend wird die Verzöge rung im Ansprechen auf die Begrenzungsschaltung 110 auf einen niedrigen Wert unterdrückt.
D. h. die Begrenzungsschaltung 110 arbeitet sicher und stabil in dem Halbleiter-Leistungsmodul 100. Dementsprechend muss eine übermäßige Grenze bezüglich der Durchschlagspannung des IGBT 1 nicht geschaffen werden. Dies führt des weiteren zu einer Verringerung der Größe des Chips des IGBT's 1, was zu einer Verringerung der Größe des Halbleiter-Leistungsmoduls 100 und den darauf angewandten Geräten beiträgt.
Eine Diode D3 und eine Diode D4, welche invers parallel zueinander angeschlossen sind, sind zwischen der Kollektorelektrode des Transistors Q12 und der Signalleitung angeordnet, welche das Ansteuerungssignal SS2 überträgt. Ebenfalls ist eine Diode D2 zwischen der Kollektorelektrode des Ableittransistors 10 und der Signalleitung angeordnet, welche das Ansteuerungssignal SS2 überträgt. Die Durchlassrichtung der Diode D2 ist auf eine Richtung von dieser Signalleitung auf die Kollektorelektrode des Ableittransistors 10 zu bestimmt. Diese Dioden D2-D4 arbeiten dazu, das Ausschalten (den Übergang in den Zustand AUS) des Ableittransistors 10 dadurch zu beschleunigen, dass verhindert wird, dass der Ableittransistor 10 in den Sättigungszustand gelangt.

1-6. Überspannungsfehlersignalausgabeschaltung 16

Wenn des weiteren bei dem Halbleiter-Leistungsmodul 100 die Begrenzungsschaltung 110 infolge der Erzeugung einer Überspannung durchbricht, wird ein Fehlersignal F2 nach außen ausgegeben. Dieses Fehlersignal F2 wird zum Schutz der IGBT's 1 durch Ausschalten der IGBT's 1 aller Halbleiter-Leistungsmodule 100 in einer Leistungswandleranordnung wie einem Inverter, der eine Mehrzahl von Halbleiter-Leistungsmodulen 100 beispielsweise enthält, verwendet. Ein Beispiel der Verwendung des Fehlersignals F2 wird in einer anderen bevorzugten Ausführungsform beschrieben.
Die Überspannungsschutzschaltung 11 enthält eine Überspannungsfehlersignalausgabeschaltung 16, durch welche das Fehlersignal F2 ausgesendet wird. D. h. die Überspannungsfehlersignalausgabeschaltung 16 enthält einen Verstärker, empfängt die Basisspannung VB1 des Transistors Q12 als Eingangssignal und gibt ein aktives Signal oder eine Spannung eines niedrigen Pegels (hiernach als "L") für das Fehlersignal F2 aus, wenn diese Basisspannung einen bestimmten Wert entsprechend dem Durchschlag der Begrenzungsschaltung 110 erreicht.
Die Überspannungsfehlersignalausgabeschaltung 16 wird mit der Versorgungsspannung VD einer Seite eines hohen Potentials und mit einer Versorgungsspannung VS einer Seite eines niedrigen Potentials ähnlich wie das Steuerschaltungselement 13 versorgt und arbeitet damit als Leistungsquelle. Die Überspannungsfehlersignalausgabeschaltung 16 ist mit einem Kondensator C1 und einem Widerstand R21 versehen, wobei eine durch die Kapazität des Kondensators C1 und den Widerstandswert des Widerstands R21 bestimmte Zeitkonstante die Zeitverzögerung bestimmt, bis zu welcher das Fehlersignal F2 zu einem normalen Zustand ("H") von einem aktiven Zustand ("L") zurückkehrt, nachdem das Durchschlagen der Begrenzerschaltung 110 aufgehoben worden ist.

1-7. Überbrückungsschaltung 14

Eine Überbrückungs- bzw. Ableitschaltung 14 ist ebenfalls in dem Halbleiter-Leistungsmodul 100 vorgesehen. Die Überbrückungsschaltung 14 besitzt einen Widerstand R2 und eine Diode D5, welche parallel miteinander verbunden sind, und ist zwischen der Signalleitung 111 und der Emitterelektrode 4 angeordnet. Die Durchlassrichtung der Diode D5 ist in die Richtung von der Emitterelektrode 4 zu der Signalleitung 111 festgelegt.
Die Überbrückungsschaltung 14 arbeitet wie unten beschrieben. Die Zenerdiode 6 der Begrenzungsschaltung 110 besitzt eine kapazitive Komponente. Sogar wenn im Normalbetrieb der IGBT 1 sich von dem Zustand EIN in dem Zustand AUS begibt, steigt dementsprechend die Kollektorspannung an, so dass der Ladestrom, welcher die kapazitive Komponente der Zenerdiode 6 lädt, auf dieselbe Weise wie der Begrenzungsstrom zu der Begrenzungsschaltung 110 fließt.
Da dieser Ladestrom wesentlich kleiner als der Begrenzungsstrom ist, wird er auf den in der Überbrückungsschaltung 14 enthaltenen Widerstand R2 aufgeteilt, und somit wird das Einschalten des Transistors Q11 verhindert. D. h. der Widerstandswert des Widerstands R2 wird auf einen Wert in dem Bereich optimiert, in dem sich der Transistor Q11 mit dem Begrenzungsstrom einschaltet und sich nicht mit einem kleinen Ladestrom einschaltet. Wie oben beschrieben dient die Überbrückungsschaltung 14 zuerst einmal zum Verhindern, dass die Stromspiegelschaltung 15 unnötig mit dem Ladestrom in einem Normalbetrieb arbeitet.
Wenn die Begrenzungsschaltung 110 durchschlägt und der Begrenzungsstrom fließt und wenn danach der Kollektorstrom damit beginnt zu dem IGBT 1 zu fließen und der Laststrom auf den IGBT 1 aufgeteilt wird, verringert sich der Begrenzungsstrom, welcher in die Begrenzungsschaltung 110 fließt. Die verringerte Komponente fließt zurück in die Schleife, welche sich aus der Begrenzungsschaltung 110, dem ZGBT 1 und der Diode 5 der Überbrückungsschaltung 14 zusammensetzt.
Somit wird die Anwendung einer Gegenspannung auf andere Teile der Schaltung wie die Stromspiegelschaltung 15 durch die verringerte Komponente verhindert. D. h. zweitens dient die Überbrückungsschaltung 14 dazu einen Rückflusspfad der verringerten Komponente der Begrenzungsschaltung zu bilden.

1-8. Hauptschaltungsplatte 101

Im folgenden wird eine Anordnung von Schaltungsteilen auf der Hauptschaltungsplatte 101 beschrieben, welche in dem Halbleiter-Leistungsmodul 100 enthalten ist. Fig. 5 zeigt eine Draufsicht auf die Hauptschaltungsplatte 101 mit den darauf angeordneten Teilen. Zwei IGBT's 1a und 1b, welche parallel miteinander verbunden sind, sind auf dieser Hauptschaltungsplatte 101 vorgesehen. Diese zwei IGBT's 1a und 1b bilden den IGBT 1. Dementsprechend wird durch Festlegen des Nennstroms jedes IGBT's 1a, 1b auf 300A beispielsweise der Nennstrom des IGBT's 1 von 600A realisiert.
Die IGB's 1a und 1b sind bezüglich der Begrenzungsschaltung 110, die in der Mitte angeordnet ist, symmetrisch angeordnet. Dementsprechend arbeitet die Begrenzungsschaltung 110 gleich den IGBT's 1a und 1b. Dementsprechend sind beispielsweise die an die IGBT's 1a und 1b angelegten Überspannungen zueinander gleich, und der Kollektorstrom, welcher in die IGBT's 1a und 1b fließt, wenn eine Überspannung auftritt, ist ebenfalls gleich. Des weiteren sind Gatewiderstände 17a und 17b und Freilaufdioden 2a und 2b, welche jeweils mit den IGBT's 1a und 1b verbunden sind, ebenfalls symmetrisch zueinander angeordnet. Dementsprechend arbeiten diese Schaltungsteile ebenfalls zueinander gleich.
Die Begrenzungsschaltung 110 und die IGBT's 1a und 1b sind benachbart zueinander angeordnet. Dementsprechend wird die Ansprechverzögerung der Begrenzungsschaltung 110 auf ein Minimum unterdrückt. Ebenfalls sind die Gatewiderstände 17a und 17b und die Freilaufdioden 2a und 2b benachbart zu den IGBT's 1a und 1b angeordnet. D. h. jeweilige Teile sind derart angeordnet, dass die Länge einer Verbindungs- bzw. Überbrückungsleitung, welche die Schaltungsteile elektrisch verbindet, minimiert ist. Da dadurch die mit der Verbindungsleitung verbundenen induktiven, Komponenten auf einen niedrigen Wert unterdrückt werden, ist es vorteilhaft, dass die Operationsverzögerung jedes Schaltungsteils klein ist.
Obwohl in Fig. 5 ein Beispiel mit zwei IGBT's 1a und 1b dargestellt ist, wirkt die Begrenzungsschaltung gleich auf jeden der IGBT's, falls üblicherweise eine gerade Anzahl von IGBT's symmetrisch zueinander angeordnet ist, wobei die Begrenzungsschaltung 110 dazwischen angeordnet ist.

2. Zweite bevorzugte Ausführungsform

Als nächstes wird eine Dreiniveauinverter der zweiten bevorzugten Ausführungsform beschrieben.

2-1. Struktur

Fig. 6 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches die gesamte Struktur des Dreiniveauinverters bei dieser bevorzugten Ausführungsform darstellt. Der Dreiniveauinverter ist als Dreiphaseninverter ausgebildet. Bei dem Dreiniveauinverter sind drei Umschalteschaltkreise 31, welche jeweils einer Phase entsprechen, parallel zwischen einem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials, welcher mit einem Spannungsversorgungsanschluss P einer Seite eines hohen Potentials verbunden ist, und einem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials, welcher mit einem Spannungsversorgungsanschluss N einer Seite eines niedrigen Potentials verbunden ist, angeschlossen. Eine Steuerschaltung 50 ist mit jeder der Umschalteschaltkreise 31 verbunden, wodurch der Betrieb der Umschalteschaltkreise 31 gesteuert wird.
Ähnlich wie bei dem in Fig. 15 dargestellten herkömmlichen Dreiniveauinverter wird eine Gleichstrom-Versorgungsspannung (Gleichstrom-Interbusspannung) Ed zwischen dem Spannungsversorgungsanschluss P einer Seite eines hohen Potentials und dem Spannungsversorgungsanschluss N einer Seite eines niedrigen Potentials von einer externen Spannungsversorgung angelegt. Zwei Kondensatoren 26 und 27, deren Kapazität zueinander gleich ist und welche in Serie miteinander verbunden sind, sind zwischen dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials und dem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials angeordnet, und ein Zwischenpotentialpunkt O, welcher eine Verbindung davon darstellt, hält das Zwischenpotential zwischen dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials und dem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials. D. h. wenn die Versorgungsspannung ED zwischen dem Spannungsversorgungsanschluss P einer Seite eines hohen Potentials und dem Spannungsversorgungsanschluss N einer Seite eines niedrigen Potentials angelegt ist, beträgt das Potential an dem Zwischenpotentialpunkt O in Bezug zu dem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials Ed/2.
Fig. 7 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches die Struktur des Umschalteschaltkreises 31 und der Steuerschaltung 50 für eine Phase darstellt. Bei dem Umschalteschaltkreis 31 sind vier Stufen von Halbleiter-Leistungsmodulen 32-35 in Serie zwischen dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials und dem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials angeschlossen. Diese Halbleiter- Leistungsmodule 32-35 enthalten jeweils IGBT's 32a bis 35a und Freilaufdioden 32b-35b. Die Halbleiter-Leistungsmodule 32-35 sind dieselben Anordnungen wie die Halbleiter-Leistungsmodule 100 bei der ersten bevorzugten Ausführungsform. D. h. der Dreiniveauinverter ist unter Verwendung des Halbleiter-Leistungsmoduls 100 hergestellt.
Die Verbindung zwischen den zwei Halbleiter-Leistungsmodulen 32, 33 und dem Zwischenpotentialpunkt O und die Verbindung zwischen den zwei Halbleiter-Leistungsmodulen 34, 35 und dem Zwischenpotentialpunkt O sind durch Dioden 28 bzw. 29 gebildet. Die Diode 28 ist derart angeordnet, so dass deren Durchlassrichtung die Richtung von dem Zwischenpotentialpunkt O zu den Halbleiter-Leistungsmodulen 32 und 33 ist, und die andere Diode 27 ist derart angeordnet, dass deren Durchlassrichtung die Richtung von den Halbleiter- Leistungsmodulen 34 und 35 zu dem Zwischenpotentialpunkt 0 ist.
Die Steuerschaltung 50 enthält eine Gatesteuerschaltung 36 und sendet individuell Eingangssignale S1-S4 jedem der Halbleiter-Leistungsmodule 32-35. Die Eingangssignale S1-S4 entsprechen dem Eingangssignal Vin zu jedem der Halbleiter- Leistungsmodule 32-35. D. h. die Halbleiter-Leistungsmodule 32-35 führen individuell eine Operation EIN und eine Operation AUS im Ansprechen auf die Eingangssignale S1-S4 aus, welche jeweils von der Gatesteuerschaltung 36 gesendet werden.
Eine Fehlerstoppschaltung 38 ist zwischen der Gatesteuerschaltung 36 und den Halbleiter-Leistungsmodulen 32-35 angeordnet. Die Fehlerstoppschaltung 38 enthält UND-Schaltungen 39 für jedes der Eingangssignale S1-S4. Ein von einer anderen UND-Schaltung 37 ausgegebenes Signal S9 wird den UND-Schaltungen 39 zusammen mit den Ausgangssignalen von der Gatesteuerschaltung 36 eingegeben. Fehlersignale S5-S5 von den jeweiligen Halbleiter-Leistungsmodulen 32-35 werden der UND-Schaltung 37 eingegeben. Die Fehlersignale S5-S8 entsprechen dem Fehlersignal S2, welches von jedem der Halbleiter-Leistungsmodule 32-35 ausgegeben wird. Die UND-Schaltung 39 ist unter Verwendung eines NICHTUND-Elements gebildet, und die andere UND-Schaltung 37 ist unter Verwendung eines UND-Elements und eines Latch-Elements gebildet.
Die UND-Schaltung 37 gibt "H" als das Signal S9 aus, wenn die Fehlersignale S5-S8 alle normale Signale ("H") sind, und wenn eines der Fehlersignale S5-S8 sich in ein aktives Signal ("L") ändert, wird danach an deren Ausgang ein "L" gehalten. Wenn die Fehlersignale S5-S8 auf einen Pegel "H" zurückkehren und ein Rücksetzsignal S10 eingegeben wird, kehrt der Ausgang der UND-Schaltung 37 auf einen Pegel "H" zurück. Die UND-Schaltung 39 invertiert das Signal von der Gatesteuerschaltung 36 und gibt es aus, wenn das Signal S9 einen Pegel "H" besitzt, und sie gibt einen Pegel "H" unabhängig von dem Signal von der Gatesteuerschaltung 36 aus, wenn das Signal S9 einen Pegel "L" besitzt.
Die Steuerschaltung 50 enthält ebenfalls eine Fehleranzeigeschaltung 40. Die Fehleranzeigeschaltung 40 enthält vier Latch-Schaltungen 42, denen Fehlersignale S5-S8 einzeln eingegeben werden. Ausgänge dieser Latch-Schaltungen 42 sind einzeln mit LED's 41 (Licht emittierende Dioden) verbunden. D. h. wenn die Eingangssignale S1-S4 einen Pegel "H" aufweisen, treiben die Latch-Schaltungen 42 nicht den LED 41 an, und wenn eines der Eingangssignale S1-S4 sich auf einen Pegel "L" ändert, steuert danach die Latch-Schaltung 42, welcher ein Pegel "L" eingegeben wird, kontinuierlich die LED 41 an. Wenn Eingangssignale S1-S4 auf einen Pegel "H" zurückkehren und das Rücksetzsignal S10 eingegeben wird, stoppt die Latchschaltung 42 mit dem Ansteuern der LED 41.

2-2. Normalbetrieb

Als nächstes wird der Normalbetrieb des Umschalteschaltkreises 31 und der Steuerschaltung 50 beschrieben. Wenn die jeweiligen Halbleiter-Leistungsmodule 32-35 normal arbeiten, sind die Fehlersignale S5-S8 alle normale Signale ("H"), so dass die UND-Schaltung 37 einen Pegel "H" ausgibt. Daher invertieren die vier UND-Schaltungen 39 jeweils die Ausgangssignale von der Gatesteuerschaltung 36 und geben sie als Eingangssignale S1-S4 aus. D. h. die Halbleiter-Lei stungsmodule 32-35 führen die Operation EIN und die Operation AUS auf der Grundlage der von der Gatesteuerschaltung 36 gesendeten Signale durch.
Der Betrieb zur Normalzeit ist in Fig. 16 und 17 dargestellt, welche den Betrieb der herkömmlichen Anordnung darstellen. Fig. 16 und 17 können Betriebs- bzw. Operationsbeschreibungsdiagramme des Umschalteschaltkreises 31 und der Steuerschaltung 50 zur Normalzeit durch Ersetzen der Halbleiter-Leistungsmodule 22-25 durch die Halbleiter- Leistungsmodule 32-35 und durch Ersetzen der Kollektorspannungen V22-V25 durch die Kollektorspannungen VQ1-VQ4 der IGBT's 32a-35a sein.
Wenn in dem Normalbetrieb die Halbleiter-Leistungsmodule 32-35 auf diese Weise arbeiten, werden zwei der Halbleiter-Leistungsmodule 32-35 in einem der Moden ausgeschaltet. Dementsprechend werden die an die Halbleiter-Leistungsmodule 32-35 angelegten Kollektorspannungen VQ1-VQ4 stets auf Ed/2 oder darunter in dem Normalbetrieb gesteuert.

2-3. Betrieb beim Auftreten einer Abnormalität

Als nächstes wird der Betrieb in dem Fall der Abnormalität beschrieben, welcher den Betrieb des Umschalteschaltkreises 31 und der Steuerschaltung 50 charakterisiert. Fig. 8 und 9 zeigen jeweils Zeitablaufsdiagramme und ein Schaltungsdiagramm, welche Operationen der jeweiligen Teile darstellen, wenn eine Abnormalität auftritt und sich eines der vier Halbleiter-Leistungsmodule 32-35 von dem ursprünglichen Zustand EIN auf einen Zustand AUS infolge eines abnormen Betriebs der Gatesteuerschaltung 36 beispielsweise ändert.
Wie in Fig. 9 dargestellt ist eine induktive Last L zwischen dem Ausgangsanschluss U und dem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials beispielsweise ange schlossen. Entsprechend Fig. 9 stellen die Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4 jeweils die in Fig. 7 dargestellten Leistung bzw. Spannung schaltenden Halbleiter-Leistungsmodule dar.
In Fig. 8 sind schematisch Wellenformen des Laststroms IL, welcher in die induktive Last L fließt, die an die Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4 angelegten Spannungen VQ1- VQ4 (entsprechend den Kollektorspannungen der IGBT's 32a- 35a der Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4), die an die induktive Last L angelegte Lastspannung VL, das Fehlersignal S6, die Eingangssignale S1-S4, der Durchlassstrom der von dem Fehlersignal S6 angesteuerten LED 2 und das Rücksetzsignal S10 dargestellt.
Die Begrenzungsspannung VCL in jedem der Halbleiter- Leistungsmodule Q1-Q4 ist auf einem Wert kleiner als die Versorgungsspannung Id zwischen dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials und dem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials und größer als Ed/2 festgelegt, welche die maximale Spannung ist, die an jedes der Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4 in dem Normalfall angelegt wird. D. h. es wird die Beziehung Ed/2< VCL< Ed gehalten.
In dem in Fig. 8 und 9 dargestellten Beispiel einer Abnormalität tritt die Abnormalität auf, wenn der Umschalteschaltkreis 31 in dem Modus 1 (Fig. 16) arbeitet. Dementsprechend geben in der Periode des Normalbetriebs unmittelbar vor dem Auftreten der Abnormalität oder in dem Gebiet 1 die Eingangssignale S1 und S2 einen Pegel "L" und die übrigen Eingangssignale S3 und S4 einen Pegel "H" aus. Im Ansprechen auf diese Eingangssignale S1-S4 befinden sich die Halbleiter-Leistungsmodule Q1 und Q2 im Zustand EIN, und die übrigen Halbleiter-Leistungsmodule Q3 und Q4 befinden sich im Zustand AUS.
Als Ergebnis werden die Halbleiter-Leistungsmodule Q1 und Q2 kurzgeschlossen, und die Halbleiter-Leistungsmodule Q3 und Q4 nehmen gleichfalls die Versorgungsspannung Ed an, d. h. jeweils Ed/2. Wenn daher die Versorgungsspannung Ed an die induktive Last L angelegt wird, erhöht sich der Laststrom 11 mit einer Rate der Erhöhung gleich Ed/L. D. h. die Rate des Ansteigens des Laststroms IL zu dieser Zeit ist definiert durch dIL/dt = Ed/L. Es ist zu beachten, dass der Buchstabe L ebenfalls die Größe der Induktivität der induktiven Last L anzeigt. Bei diesem Normalbetrieb besitzen die Fehlersignale S5 bis S8 jeweils einen Pegel "H", und die LED's 1-4 (41) befinden sich jeweils im Zustand AUS.
Wenn beispielsweise eine betriebsmäßige Abnormalität in der Gatesteuerschaltung 36 auftritt und sich das Eingangssignal S2 von dem ursprünglichen Pegel "L" auf "H" ändert, ändert sich das Halbleiter-Leistungsmodul Q2 von dem ursprünglichen Zustand EIN auf dem Zustand AUS. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Überspannung an das Halbleiter-Leistungsmodul Q2 angelegt, es wird jedoch das Halbleiter-Leistungsmodul Q2 auf die Begrenzungsspannung VCL begrenzt, da die Begrenzungsspannung VCL auf einen Wert festgelegt ist, der kleiner als die Versorgungsspannung Ed ist. Als Ergebnis wird eine Spannung entsprechend (Ed - VCL) an die induktive Last L angelegt.
In dieser Periode, d. h. in dem Gebiet 2, fährt der Laststrom IL damit fort durch den Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials und den Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials wie in dem Gebiet 1 zu fließen, und er wird ebenfalls mit der Rate des Ansteigens definiert durch dIL/dt = Ed-VCL)/L erhöht. D. h. er erhöht sich mit einer Geschwindigkeit, die kleiner als in dem Gebiet 1 ist. Zu dieser Zeit nehmen die Halbleiter-Leistungsmodule Q3 und Q4 gleichfalls jeweils einen Wert (Ed-VCL) an. D. h. es wird eine Spannung entsprechend (Ed-VCL)/2 so wohl an das Halbleiter-Leistungsmodul Q3 als auch Q4 angelegt.
Wenn das Halbleiter-Leistungsmodul Q2 mit der Begrenzungsspannung VCL begrenzt wird, d. h. wenn die Begrenzüngsschaltung, welche in dem Halbleiter-Leistungsmodul Q2 enthalten ist, durchschlägt, ändert sich das von dem Halbleiter-Leistungsmodul Q2 gesendete Fehlersignal S6 von einem Pegel "H" auf "L". Als Ergebnis ändert sich das von der UND- Schaltung 37 ausgegebene Signal S9 von einem Pegel "H" auf" L", und es fährt danach mit einem Pegel "L" fort.
Wenn sich das Signal S9 auf einen Pegel "L" ändert, gibt die UND-Schaltung 39 einen Pegel "H" für alle der Eingangssignale S1-S4 unabhängig von dem Ausgangssignal der Gatesteuerschaltung 36 aus. Da die UND-Schaltung 37 und die UND-Schaltung 39 jeweils eine den Schaltungen eigentümliche Fortpflanzungsverzögerung aufweisen, ist eine bestimmte Zeitverzögerung vorhanden, ab welcher sich das Fehlersignal S6 auf einen Pegel "L" ändert, bis dass die Eingangssignale S1-S4 alle zur selben Zeit sich auf einen Pegel "H" begeben. Dementsprechend fährt das Gebiet 2 in einer bestimmten Periode entsprechend der Zeitverzögerung fort.
Nach dieser bestimmten Periode ändern sich alle Eingangssignale S1-S4 auf einen Pegel "H", und danach begeben sich alle Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4 in den Zustand AUS (Gebiet 3). Da sowohl die in Serie mit der induktiven Last L verbundenen Halbleiter-Leistungsmodule Q1 als auch Q2 ausgeschaltet sind, kann als Ergebnis der Laststrom UL nicht mehr durch die Halbleiter-Leistungsmodule Q1 und Q2 hindurchtreten, so dass er zu den Freilaufdioden 34b und 35b zurückfließt, welche in den Halbleiter-Leistungsmodulen Q3 und Q4 eingebaut sind.
Daher ist die Versorgungsspannung Ed auf die Halbleiter-Leistungsmodule Q1 und Q2 jeweils in Abhängigkeit der Größe des Widerstands im Zustand AUS aufgeteilt, und es begibt sich das Halbleiter-Leistungsmodul Q2 in den Begrenzungszustand, und es wird eine Spannung von etwa 0 an die übrigen Halbleiter-Leistungsmodule Q3 und Q4 angelegt. Da in der Periode des Gebiets 3 die Lastspannung VL etwa 0 beträgt, verringert sich der Laststrom IL langsam.
In dem Gebiet 3 wird üblicherweise eine Spannung, die kleiner als die Begrenzungsspannung VCL ist, an jedes der Halbleiter-Leistungsmodule Q1 und Q2 angelegt. Insbesondere stellt Fig. 8 ein Beispiel dar, bei welchem die Halbleiter- Leistungsmodule Q1 und Q2 den gleichen Widerstand im Zustand AUS besitzen und jeweils den Wert Ed/2 annehmen.
Sogar wenn es sich in das Gebiet 3 bewegt und der Begrenzungszustand des Halbleiter-Leistungsmoduls Q2 aufgehoben ist, behält das Fehlersignal S6 einen Pegel "L" in einer endlichen Zeitdauer - obwohl es eine kurze Zeitdauer ist - wegen des Betriebs der Überspannungsfehlersignalausgabeschaltung 16 bei. Danach gibt ein Bediener das Rücksetzsignal S10 ein, und danach kehrt der Ausgang der UND- Schaltung 37 auf einen Pegel "H" zurück.
Wenn es sich in das Gebiet 2 bewegt, wird für das Fehlersignal S6 ein Pegel "L" ausgegeben, und danach ist die LED 2 eingeschaltet. Die LED 2 befindet sich danach durch die Aktion der Latch-Schaltung 42, welcher das Fehlersignal S6 eingegeben wird, kontinuierlich in einem Zustand EIN. Wenn das Rücksetzsignal S10 eingegeben wird, ist der Latch- Zustand der Latch-Schaltung 42 aufgehoben, und die LED 2 ist ausgeschaltet.

2-4. Vorteil der Anordnung

In dem Gebiet 2 fließt der Laststrom IL, welcher sich im Ansteigen befindet, zu dem Halbleiter-Leistungsmodul Q2, welches eine abnormale Operation durchgeführt hat, und es wird eine Spannung entsprechend der Begrenzungsspannung VCL daran angelegt. Der größte Teil des Laststroms IL fließt in den IGBT des Halbleiter-Leistungsmoduls Q2 wie bezüglich der ersten bevorzugten Ausführungsform beschrieben. Dementsprechend tritt in dem IGBT des Halbleiter-Leistungsmoduls Q2 eine große Verlustwärme entsprechend IL x VCL auf.
Dieser Dreipegelinverter besitzt jedoch eine Schaltung zum Ausschalten der Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4 zur selben Zeit im Ansprechen auf Fehlersignale S5-S8 wie oben beschrieben, so dass die Periode, in welcher die Begrenzungsspannung VCL an das Halbleiter-Leistungsmodul Q2 angelegt wird, nicht lange andauert. D. h. die Periode des Gebiets 2, in welcher in dem Halbleiter-Leistungsmodul Q2 eine große Verlustwärme hervorgerufen wird, wird bald in einer kurzen Zeitdauer beendet, welche durch die Übertragungsverzögerungszeit der UND-Schaltung 37, usw. definiert wird, und sie bewegt sich in das Gebiet 3. Dementsprechend werden eine Überhitzung und eine Zerstörung durch Verbrennung des IGBT's vermieden, welche durch die hervorgerufene Verlustwärme hervorgerufen werden, wenn das Halbleiter-Leistungsmodul Q2 begrenzt wird.
Daher kann die Begrenzungspannung VCL auf einen niedrigeren Wert als die Versorgungsspannung Ed gesetzt werden. Wie in dem Zeitaublaufsdiagramm von Fig. 8 dargestellt werden die Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4 nicht mit einer Spannung versorgt, welche die Begrenzungsspannung VCL überschreitet. Dementsprechend muss die Durchbruchspannung der Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4, welche den Dreiniveauinverter bilden, mit anderen Worten die Durchbruchspannung des in den Halbleiter-Leistungsmodulen Q1-Q4 enthaltenen IGBT's, nicht auf einen Wert mit einer hohen Grenze von der Spannung Ed/2 bestimmt sein, welche in dem Normalbetrieb angelegt wird. Dementsprechend kann ein Dreiniveauinverter mit einer hohen Nennspannung unter Verwendung der Halblei ter-Leistungsmodule Q1-Q4 gebildet werden, welche eine bestimmte Durchbruchspannung besitzen.
D. h. der Dreiniveauinverter dieser bevorzugten Ausführungsform kann gut bezüglich der ursprünglichen Vorteile des Dreiniveauinverters mit hoher Sicherheit und Zuverlässigkeit verwendet werden. Wenn als Ergebnis von tatsächlichen Werten die Nennspannung des Dreiniveauinverters dieser bevorzugten Ausführungsform denselben Wert wie diejenige der in Fig. 15 dargestellten herkömmlichen Anordnung besitzt, d. h. wenn sie 1500 V beträgt, ist es hinreichend, dass der IGBT der Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4 eine Durchbruchspannung von 1700 V einschließlich einer Grenze besitzen.
Da darüber hinaus bei diesem Dreiniveauinverter der Ausschaltzustand aller Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4 aufrechterhalten wird, bis das Rücksetzsignal S10 eingegeben wird, können die Schwierigkeiten des Wiederholens des abnormalen Betriebs vermieden werden, welche hervorgerufen werden, wenn der Betrieb erneut gestartet wird, ohne dass der Grund für die Abnormalität beseitigt wurde.
Wenn des weiteren die Fehleranzeigeschaltung 40 vorgesehen ist, kann ein Bediener das Auftreten der Abnormalität bei dem Dreiniveauinverter erkennen und ein Halbleiter-Leistungsmodul mit dem abnormalen Betrieb bestimmen. Dementsprechend kann der Grund für die Abnormalität verfolgt und leicht entfernt werden. Der Bediener bestimmt das Halbleiter-Leistungsmodul, welches den abnormalen Betrieb durchführt und gibt danach das Rücksetzsignal S10 ein, um den Latch-Zustand der UND-Schaltung 37 aufzuheben und die LED 2 auszuschalten.
Obwohl das Fehlersignal F2 der ersten bevorzugten Ausführungsform, d. h. das Signal, welches gesendet wird, wenn die Begrenzungsschaltung leitend wird, für jedes der Feh lersignale S5-S8 in Fig. 7 und Fig. 9 verwendet worden ist, kann die ODER-Verknüpfung des Fehlersignals F2 und des Fehlersignals F1 verwendet werden. In diesem Fall arbeiten die UND-Schaltung 37 und die UND-Schaltung 39 nicht nur, wenn eine Überspannung auftritt, sondern ebenfalls, wenn ein Überstrom auftritt, und alle Halbleiter-Leistungsmodule Q1- Q4 werden ausgeschaltet.
Falls der Dreiniveauinverter wie oben beschrieben ausgebildet ist, da ein Überstrom nicht bei der oben beschriebenen Abnormalität erzeugt wird, d. h. falls das Halbleiter- Leistungsmodul Q2 ausgeschaltet wird, wenn es sich in dem Zustand EIN befindet, werden alle Halbleiter-Leistungsmodule Q1-Q4 lediglich mit dem Fehlersignal F2 ausgeschaltet. D. h. der Betrieb jedes Teils ist derart wie in dem Zeitablaufsdiagramm von Fig. 8 dargestellt.

3. Dritte bevorzugte Ausführungsform

Im folgenden wird ein Zweiniveauinverter der dritten bevorzugten Ausführungsform beschrieben.

3-1. Struktur

Fig. 10 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches die Gesamtstruktur dieses Zweiniveauinverters darstellt. Dieser Zweiniveauinverter ist als Dreiphaseninverter ausgebildet. Bei diesem Zweiniveauinverter sind drei Umschalteschaltkreise 43, welche jeweils einer Phase entsprechen, parallel zwischen einem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials, welcher mit einem Spannungsversorgungsanschluss P einer Seite eines hohen Potentials verbunden ist, und einem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials, welcher mit einem Spannungsversorgungsanschluss N einer Seite eines niedrigen Potentials verbunden ist, angeschlossen. Mit jedem Umschalteschaltkreis 43 ist eine Steu erschaltung 60 verbunden, welche den Betrieb der Schaltung 43 steuert.
Eine Gleichstrom-Versorgungsspannung Ed wird zwischen dem Spannungsversorgungsanschluss P einer Seite eines hohen Potentials und dem Spannungsversorgungsanschluss N einer Seite eines niedrigen Potentials von einer externen Spannungsversorgung angelegt. Ein Kondensator S6 ist zwischen dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials und dem Gleichstrombus LD einer Seite eines niedrigen Potentials angeordnet, welcher die Stabilität der Versorgungsspannung Ed sicherstellt.
Fig. 11 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches die Struktur des Umschalteschaltkreises 43 und die Steuerschaltung 60 für eine Phase darstellt. Bei dem Umschalteschaltkreis 43 sind zwei Stufen der Halbleiter-Leistungsmodule 44 und 45 in Serie zwischen dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials und dem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials angeschlossen. Diese Halbleiter-Leistungsmodule 44 und 45 enthalten die IGBT's 44a bzw. 45a und die Freilaufdioden 44b und 45b. Die Halbleiter-Leistungsmodule 44 und 45 sind dieselben Anordnungen wie die Halbleiter-Leistungsmodule 100 der ersten bevorzugten Ausführungsform. D. h. dieser Dreiniveauinverter ist ebenfalls unter Verwendung des Halbleiter-Leistungsmoduls 100 wie bei der zweiten bevorzugten Ausführungsform gestaltet.
Die Steuerschaltung 60 enthält eine Gatesteuerschaltung 46, eine Fehlerstoppschaltung 48, eine UND-Schaltung 47 und eine Fehleranzeigeschaltung 49 ähnlich wie die Steuerschaltung 50 bei der zweiten bevorzugten Ausführungsform. Die Gatesteuerschaltung 46 sendet einzeln Eingangssignale S11, S12 jeweils den Halbleiter-Leistungsmodulen 44, 45. Die Eingangssignale S11 und S12 entsprechen dem Eingangssignal Vin in jedem Halbleiter-Leistungsmodul 44, 45. D. h. die Halbleiter-Leistungsmodule 44 und 45 führen einzeln eine Operation EIN und eine Operation AUS im Ansprechen auf die Eingangssignale S11 und S12 durch, welche jeweils der Gatesteuerschaltung 46 gesendet werden.
Die zwischen der Gatesteuerschaltung 46 und den Halbleiter-Leistungsmodulen 44 und 45 angeordnete Fehlerstoppschaltung 48 enthält UND-Schaltungen 39 für jedes der Eingangssignale S11 und S12. Ein von einer anderen UND-Schaltung ausgegebenes Signal S9 wird zusammen mit dem Ausgangssignal von der Gatesteuerschaltung 46 den UND-Schaltungen 39 eingegeben. Der UND-Schaltung 47 werden Fehlersignale S13 und S14 von jedem der Halbleiter-Leistungsmodule 44 und 45 eingegeben. Die UND-Schaltung 47 ist aus einem UND-Element und einem Latch-Element gebildet.
Das Fehlersignal S13 entspricht einer ODER-Verknüpfung des Fehlersignals F1 und des Fehlersignals F2, welches von dem Halbleiter-Leistungsmodul 44 ausgegeben wird. Wenn wenigstens ein Signal von dem Fehlersignal F1 und dem Fehlersignal F2, welches von dem Halbleiter-Leistungsmodul 44 gesendet wird, ein aktives Signal ist ("L"), wird dementsprechend ein Pegel "L" hergestellt. Wenn beide Signale normale Signale sind ("H"), wird ein Pegel zu "H" Mit anderen Worten, das Fehlersignal S13 nimmt einen Pegel "L" an, wenn das Halbleiter-Leistungsmodul 44 eine Überspannung oder einen Überstrom erfasst.
Ähnlich entspricht das Fehlersignal S14 einer ODER-Verknüpfung des Fehlersignals F1 und des Fehlersignals F2, welches von dem Halbleiter-Leistungsmodul 45 ausgegeben wird. D. h. das Fehlersignal S14 nimmt einen Pegel "L" an, wenn das Halbleiter-Leistungsmodul 45 eine Überspannung oder einen Überstrom erfasst.
Die UND-Schaltung 47 gibt einen Pegel "H" als das Signal S9 aus, wenn beide Fehlersignale S13 und S14 normale Signale sind ("H"), und sie hält einen Pegel "L" als Ausgang, nachdem wenigstens eines der. Fehlersignale S13 und S14 sich auf ein aktives Signal ("L") ändert. Wenn beide Fehlersignale S13 und S14 auf einen Pegel "H" zurückkehren und ein Rücksetzsignal S10 eingegeben wird, kehrt der Ausgang der UND-Schaltung 47 auf einen Pegel "H" zurück.
Die Fehleranzeigeschaltung 49 enthält die zwei Latch- Schaltungen 42, denen jedes Fehlersignal S13, S14 einzeln eingegeben wird. Ausgänge dieser Latch-Schaltungen 42 sind einzeln mit den zwei LED's 41 (Light Emitting Diode) verbunden. Ähnlich wie die Fehleranzeigeschaltung 40 bei der zweiten bevorzugten Ausführungsform ist eine Signalleitung, welche das Rücksetzsignal S10 überträgt, mit der Latch- Schaltung 42 verbunden.

3-2. Normalbetrieb

Als nächstes wird der Betrieb des Umschalteschaltkreises 43 und der Steuerschaltung 60 für den normalen Zweck beschrieben. Wenn die Halbleiter-Leistungsmodule 44 und 45 einen Normalbetrieb durchführen, sind beide Fehlersignale S13 und S14 normale Signale ("H"), und die UND-Schaltung 47 gibt einen Pegel "H" aus. Daher wandeln die zwei UND-Schaltungen 39 beide Ausgangssignale von der Gatesteuerschaltung 46 um und geben sie als die Eingangssignale S11 und S12 aus. D. h. die Halbleiter-Leistungsmodule 44 und 45 führen eine Operation EIN und eine Operation AUS auf der Grundlage der Signale durch, welche von der Gatesteuerschaltung 46 gesendet werden.
In diesem Normalbetrieb führen das Halbleiter-Leistungsmodul 44 und das Halbleiter-Leistungsmodul 45 abwechselnd eine Operation EIN und eine Operation AUS durch. D. h. es werden zwei Operationsmoden, welche den Modus 5, bei welchem das Halbleiter-Leistungsmodul 44 eingeschaltet wird und das andere Halbleiter-Leistungsmodul 45 ausgeschaltet wird, und den Modus 6 beinhalten, bei welchem das Halbleiter-Leistungsmodul 45 eingeschaltet wird und das andere Halbleiter-Leistungsmodul 44 ausgeschaltet wird, abwechselnd wiederholt.
Als Ergebnis ist das Potential an dem Ausgangsanschluss U bezüglich des Potentials an dem Gleichstrombus LN an der Seite eines niedrigen Potentials gleich der Versorgungsspannung Ed in dem Modus 5, und es ist gleich 0 in einem anderen Modus 6. Dementsprechend werden die Versorgungsspannung Ed oder eine Spannung von 0 abwechselnd an jedes der Halbleiter-Leistungsmodule 44 und 45 angelegt, jedes Mal wenn sich der Modus ändert.

3-3. Operation bei einem abnormalen Anlass

Als nächstes wird eine Operation bzw. ein Betrieb in dem Fall einer Abnormalität beschrieben, welche die Operation bzw. den Betrieb des Umschalteschaltkreises 43 und der Steuerschaltung 60 beschreibt. Fig. 12 und Fig. 13 zeigen jeweils ein Zeitablaufsdiagramm und ein Schaltungsdiagramm, welche eine Operation bzw. den Betrieb jedes Teils darstellen, wenn eine Abnormalität auftritt und sich eines der zwei Halbleiter-Leistungsmodule 44 und 45 von einem Zustand AUS in einen Zustand EIN infolge einer abnormalen Operation der Gatesteuerschaltung 46 beispielsweise ändert.
Wie in Fig. 13 dargestellt ist eine induktive Last L zwischen dem Ausgangsanschluss U und dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials beispielsweise angeschlossen. Entsprechend Fig. 13 stellen die Halbleiter-Leistungsmodule Q5 und Q6 die in Fig. 11 dargestellten spannungsumschaltenden Halbleiter-Leistungsmodule 44 bzw. 45 dar.
In Fig. 12 sind Wellenformen des Eingangsstroms IS, welcher in den Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials fließt, der eine parasitäre induktive Komponente LS enthält, der Spannungen VQ5 und VQ6, welche an die Halbleiter-Leistungsmodule Q5 und Q6 angelegt werden (welche den Kollektorspannungen der IGBT's 44a und 45a der Halbleiter-Leistungsmodule Q5 und Q6 entsprechen), des Fehlersignals S13, der Eingangssignale S11 und S12, des Durchlassstroms der LED1, welche von dem Fehlersignal S13 angesteuert wird, und des Rücksetzsignals S10 schematisch dargestellt.
Die Begrenzungsspannung VCL in jedem Halbleiter-Leistungsmodul Q5, Q6 ist auf einen Wert bestimmt, der größer als derjenige der Versorgungsspannung Ed und niedriger als derjenige der Durchbruchspannung jedes Halbleiter-Leistungsmoduls Q5, Q6 ist.
In dem Beispiel der Abnormalität entsprechend Fig. 12 und Fig. 13 tritt die Abnormalität auf, wenn der Umschalteschaltkreis 43 einen Betrieb in dem Modus 6 durchführt. Dementsprechend gibt in der Normalbetriebperiode unmittelbar vor dem Auftreten der Abnormalität in dem Gebiet 4 das Eingangssignal S11 einen Pegel "H" und das andere Eingangssignal S12 einen Pegel "L" aus. Im Ansprechen auf diese Eingangssignale S11 und S12 befindet sich das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 in einem Zustand AUS und das andere Halbleiter-Leistungsmodul Q6 in einem Zustand EIN.
Als Ergebnis wird das Halbleiter-Leistungsmodul Q6 kurzgeschlossen, und das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 nimmt die Versorgungsspannung Ed an. Daher wird die Versorgungsspannung Ed an die induktive Last L angelegt, und es wird der Eingangsstrom IS von dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials mit einem Pegel "L" zugeführt. Die Rate des Ansteigens des Eingangsstroms IS wird zu diesem Zeitpunkt durch die induktive Last L definiert. Zu diesem Zeitpunkt des Normalbetriebs wird bei beiden Fehlersignalen S13 und S14 ein Pegel "H" aufrechterhalten, und beide LED's 5 und 6 (41) befinden sich im Zustand AUS.
Wenn eine betriebsbedingte Abnormalität bei der Gatesteuerschaltung 46 beispielsweise auftritt und sich das Eingangssignal S11 von dem ursprünglichen Pegel "H" auf einen Pegel "11" ändert, ändert sich der Zustand des Halbleiter-Leistungsmoduls Q5 von dem ursprünglichen Zustand AUS auf den Zustand EIN. Als Ergebnis werden beide Halbleiter- Leistungsmodule Q5 und Q6 eingeschaltet, und danach nimmt der Umschalteschaltkreis 43 für eine Phase, welche zwischen dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials und dem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials angeordnet ist, den Kurzschlusszustand an (die sogenannte "Zweigverkürzung" ("arm short")). Daher fließt der Eingangsstrom als der Kurzschlussstrom zwischen dem Gleichstrombus LP einer Seite eines hohen Potentials und dem Gleichstrombus LN einer Seite eines niedrigen Potentials. Dementsprechend erhöht sich der Eingangsstrom IS rasch. Die Rate des Ansteigens des Eingangsstroms IS zu diesem Zeitpunkt wird hauptsächlich durch die induktive Komponente LS definiert. Da die induktive Komponente LS viel kleiner als die Induktivität der induktiven Last L ist, ist die Rate des Ansteigens des Eingangsstroms IS in dem Gebiet 5, welches nach dem Auftreten der Abnormalität auftritt, viel größer als die Rate des Ansteigens in dem Gebiet 4.
Wenn der Eingangsstrom, welcher unter der Kurzschlussschaltung fließt, den Überstromerfassungspegel IOC (eine Größe eines Kollektorstroms, bei welcher der Ableittransistor 10 und dergleichen mit dem Betrieb beginnt) überschreitet, welcher in dem Halbleiter-Leistungsmodul Q5 bestimmt wird, versetzt das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 das Fehlersignal F1 in einen aktiven Zustand ("L"), und die RTC-Schaltung 12 und der Ableittransistor (Fig. 3) arbeiten, um sich selbst auszuschalten. Zu diesem Zeitpunkt versucht die in der induktiven Komponente LS durch den über mäßigen Kurzschlussstrom angehäufte Energie eine Stossspannung auf das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 aufzubringen.
Jedoch ist die an das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 angelegte Spannung VQ5 auf die Begrenzungsspannung VCL durch die Aktion der in dem Halbleiter-Leistungsmodul Q5 enthaltenen Begrenzungsschaltung 110 (Fig. 4) begrenzt. Der Zustand, bei welchem die Spannung VQ5 auf die Begrenzungsspannung VCL begrenzt wird, wird über die Periode aufrechterhalten, bei welcher die Energie der induktiven Komponente LS von dem Halbleiter-Leistungsmodul Q5 (Gebiet 5) verbraucht wird.
Wenn sich der Eingangsstrom IS auf 0 abschwächt, begibt sich das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 in den Begrenzungszustand, und es wird eine Spannung entsprechend der Versorgungsspannung Ed an das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 in dem Zustand AUS durch die Aktion des Ableittransistors 10 (Gebiet 5a) angelegt.
Wenn wie oben beschrieben der Eingangsstrom IS den Überstromerfassungspegel IOC überschreitet, ändert das Fehlersignal F1 des Halbleiter-Leistungsmoduls Q5 sich von einem normalen Zustand ("H") in einen aktiven Zustand ("L"). Als Ergebnis ändert sich das Fehlersignal S13 von einem Pegel "H" auf einen Pegel "L", und danach ändert sich das von der UND-Schaltung 47 ausgegebene Signal S9 von einem Pegel "H" auf einen Pegel "L", und des weiteren wird danach mit einem Pegel "L" fortgefahren.
Als Ergebnis des Signals S9, welches sich auf einen Pegel "L" ändert, gibt die UND-Schaltung 39 für alle Eingangssignale S11 und S12 unabhängig von dem Ausgangssignal der Gatesteuerschaltung 46 einen Pegel "H" aus. Da die UND- Schaltung 47 und die UND-Schaltungen 39 jeweils Übertragungsverzögerungen aufweisen, welche den Schaltungen eigentümlich sind, ist eine bestimmte Zeitverzögerung von dem Zeitpunkt an vorhanden, zu sich das Fehlersignal S13 auf einen Pegel "L" ändert, bis zu dem Zeitpunkt, zu welchem die Eingangssignale S11 und S12 einen Pegel "H" erlangen. Demententsprechend wird das Gebiet 5a über eine bestimmte Periode aufrechterhalten.
Nach dieser Periode ändern sich alle Eingangssignale S11 und S12 auf einen Pegel "H", und danach begeben sich alle Halbleiter-Leistungsmodule Q5 und Q6 in den Zustand AUS (Gebiet 6). Wenn sich das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 bereits in dem Zustand AUS in dem Gebiet 5a durch die Aktion des Ableittransistors 10 und dergleichen befindet, wird das Halbleiter-Leistungsmodul Q6 erneut ausgeschaltet, wenn es sich von dem Gebiet 5a in das Gebiet 6 begibt.
D. h. wenn das Halbleiter-Leistungsmodul Q6, welches mit der induktiven Last L in Serie verbunden ist, ausgeschaltet wird, kann der Laststrom IL nicht mehr durch das Halbleiter-Leistungsmodul Q6 hindurchtreten, so dass er zu der Freilaufdiode 44b zurückfließt, welche in dem Halbleiter- Leistungsmodul Q5 enthalten ist. Dementsprechend wird die Versorgungsspannung Ed an das Halbleiter-Leistungsmodul Q6 angelegt, und es wird eine Spannung von etwa 0 an das andere Halbleiter-Leistungsmodul Q5 angelegt.
Sogar wenn es sich von dem Gebiet 5 in das Gebiet 5a begibt und der Begrenzungszustand des Halbleiter-Leistungsmoduls Q5 aufgehoben wird, behält das Fehlersignal S13 einen Pegel "L" über eine endliche Zeitdauer durch die Aktion der Überspannungsfehlersignalausgabeschaltung 16 (Fig. 4) über eine kurze Zeitdauer bei. Danach gibt ein Bediener das Rücksetzsignal S10 ein, und danach kehrt der Ausgang der UND-Schaltung 47 zu einem Pegel "H" zurück.
Bei einer Bewegung auf das Gebiet 5 zu wird ein Pegel " L" für das Fehlersignal S13 ausgegeben, und die LED 2 wird eingeschaltet. Die LED 2 befindet sich danach durch die Ak tion der Latchschaltung 42, welcher das Fehlersignal S13 eingegeben wird, kontinuierlich in einem Zustand EIN. Wenn das Rücksetzsignal eingegeben wird, wird der Latch-Zustand der Latch-Schaltung 42 aufgehoben und die LED 2 ausgeschaltet.

3-4. Vorteil der Anordnung

Wenn das Halbleiter-Leistungsmodul nicht die Begrenzungsschaltung 110 enthält, erhöht sich die Spannung VQ5 auf den hohen Spannungspegel VP, welcher die Durchbruchspannung des Halbleiter-Leistungsmoduls Q5 in dem Gebiet Q5 wie durch die gestrichelte Linie in der Wellenform der Spannung VQ5 in Fig. 12 dargestellt überschreitet. Als Ergebnis kann bei dem Halbleiter-Leistungsmodul Q5 ein Durchbruch hervorgerufen werden. Da jedoch bei dem Zweiniveauinverter dieser bevorzugten Ausführungsform die Halbleiter- Leistungsmodule Q5 und Q6 die Begrenzungsschaltung 110 (Fig. 4) enthalten und die Begrenzungsspannung VCL auf einen Wert niedriger als die Durchbruchspannung der Halbleiter-Leistungsmodule Q5 und Q6 bestimmt ist, wird ein Durchbruch des Halbleiter-Leistungsmoduls Q5 durch die Anwendung einer Überspannung in dem Gebiet 5 vermieden.
Ebenfalls enthält das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 (100) wie in Fig. 5 dargestellt die Überspannungserfassungsschaltung 11, so dass die Operation des Ableittransistors 10 zum Ausschalten des Überstroms aufgehoben wird, wenn die Begrenzungsschaltung 110 leitend wird. Wenn dementsprechend in dem Gebiet 5 die an das Halbleiter-Leistungsmodul Q5 angelegte Spannung VQ5 auf die Begrenzungsspannung VCL begrenzt wird, besteht keine Möglichkeit einer Überhitzung und Zerstörung durch Verbrennung der Begrenzungsschaltung 110 hervorgerufen durch den übermäßigen Eingangsstrom IS. D. h. der Zweiniveauinverter dieser bevorzugten Ausführungsform wird vor dem Spannungsstoß stabil geschützt, welcher durch Ausschalten eines abnormalen über mäßigen Stroms wie einem Kurzschlussstrom hervorgerufen wird.
Aus den oben beschriebenen Tatsachen ergibt sich, dass die Grenze der Durchbruchspannung des Halbleiter-Leistungsmoduls bezüglich der Versorgungsspannung Ed reduziert werden kann. Mit anderen Worten, es kann ein Zweiniveauinverter, welcher eine hohe Nennspannung besitzt, unter Verwendung von Halbleiter-Leistungsmodulen mit einer bestimmten Durchbruchspannung gebildet werden.
Des weiteren kann durch Vorsehen der Fehleranzeigeschaltung 49 ein Bediener das Auftreten einer Abnormalität in den Zweiniveauinverter erfassen und ebenfalls ein Halbleiter-Leistungsmodul mit einem anormalen Betrieb bestimmen. Dadurch wird eine Verfolgung und Entfernung einer Ursache der Abnormalität erleichtert. Der Bediener bestimmt das Halbleiter-Leistungsmodul, welches den abnormalen Betrieb durchführt, und gibt danach das Rücksetzsignal S10 ein, um den Latch-Zustand der UND-Schaltung 47 aufzuheben und die LED 2 auszuschalten.
Obwohl die ODER-Verknüpfung des Fehlersignals F1 und des Fehlersignals F2 in jedem der Halbleiter-Leistungsmodule Q5 und Q6 für die Fehlersignale S13 und S14 entsprechend Fig. 11 und Fig. 13 verwendet wird, kann lediglich das Fehlersignal F2 wie bei dem Dreiniveauinverter bei der zweiten bevorzugten Ausführungsform verwendet werden. Wenn in diesem Fall eine Überspannung auftritt, arbeiten die UND- Schaltung 47 und die UND-Schaltung 39, und alle Halbleiter- Leistungsmodule Q5 und Q6 werden augeschaltet.
Wenn der Zweiniveauinverter auf diese Weise ausgebildet ist, wird der Punkt, bei welchem sich das Fehlersignal S13 von einem Pegel "H" auf einen Pegel "L" ändert, zu der Zeit verschoben, bei welcher die Spannung VQ5 auf die Begrenzungsspannung VCL begrenzt wird, welche etwa bezüglich der Zeit verzögert ist, zu welcher der Eingangsstrom IS den Überstromerfassungspegel IOC überschreitet (in Fig. 12 durch den Teil der gestrichelten Linie in der Wellenform des Fehlersignals S13 und der Wellenform des Durchlassstroms der LED 1 dargestellt). Jedoch ist die Zeitdifferenz dazwischen sehr klein, und es ist keine wirksame Differenz beim Schutz des Halbleiter-Leistungsmoduls Q5 vorhanden.
Der abnormale Betrieb ist als Beispiel bei der zweiten bevorzugten Ausführungsform dargestellt worden, bei welcher ein Halbleiter-Leistungsmodul, welches sich ursprünglich in einem Zustand EIN befindet, in dem Dreiniveauinverter ausgeschaltet wird, und ein abnormaler Betrieb ist als Beispiel bei der dritten bevorzugten Ausführungsform dargestellt worden, bei welcher ein Halbleiter-Leistungsmodul, welches ursprünglich sich im Zustand AUS befindet, in dem Zweiniveauinverter eingeschaltet wird. Falls jedoch bei dem Dreiniveauinverter eine Abnormalität auftritt, bei welcher ein Halbleiter-Leistungsmodul, welches ursprünglich sich im Zustand AUS befindet, eingeschaltet wird, wird das Halbleiter-Leistungsmodul, dem eine Überspannung aufgebracht wird, sicher begrenzt, was leicht aus dem Beispiel bei der dritten bevorzugten Ausführungsform ersichtlich ist, und es wird eine hohe Grenze für die Durchbruchspannung des Halbleiter-Leistungsmoduls wie bezüglich der zweiten bevorzugten Ausführungsform beschrieben nicht benötigt.
Sogar wenn auf ähnliche Weise bei dem Zweiniveauinverter eine Abnormalität auftritt und ein Halbleiter-Leistungsmodul, welches ursprünglich sich im Zustand EIN befindet, ausgeschaltet wird, wird das Halbleiter-Leistungsmodul, dem eine Überspannung aufgebracht wird, sicher begrenzt, was aus dem bezüglich der zweiten bevorzugten Ausführungsform dargestellten Beispiel leicht ersichtlich ist, und es wird eine hohe Grenze für die Durchbruchspannung des Halbleiter-Leistungsmoduls wie bezüglich der dritten bevorzugten Ausführungsform erörtert nicht benötigt.

4. Weitere bevorzugte Ausführungsformen

(1) Bei den obigen bevorzugten Ausführungsformen sind der Dreiniveauinverter und der Zweiniveauinverter als Leistungswandleranordnungen dargestellt worden. Jedoch kann die Verwendung der Halbleiter-Leistungsmodule und der Schaltungen entsprechend den Steuerschaltungen 50 und 60 auf andere Leistungswandleranordnungen dieselben Wirkungen wie diejenigen bei den oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen erzeugen. Beispielsweise kann die Verwendung von Anordnungen, welche Inverter und gekoppelte Wandler wie die Dreiniveauwandler-Inverteranordnung und die Zweiniveauinverter-Wandleranordnung dieselben Wirkungen erzeugen.
(2) Bei den oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen ist der IGBT als in dem Halbleiter-Leistungsmodul eingebautes Halbleiter-Schaltelement dargestellt worden, es können jedoch andere Halbleiter-Schaltelemente als der IGBT verwendet werden. Beispielsweise kann ein MOS-Leistungstransistor oder ein Bipolarleistungstransistor verwendet werden.
(3) Bei den oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen ist die LED für die Fehleranzeigeschaltungen 40 und 49 verwendet worden, es können jedoch andere Anzeigeelemente oder Anzeigeanordnungen verwendet werden. Obwohl Beispiele dargestellt worden sind, welche ein UND-Element und ein Latch-Element für die UND-Schaltungen 37 und 47 und das NICHT-UND-Element für die UND-Schaltung 39 verwenden, können andere Elemente oder Anordnungen mit denselben Funktionen verwendet werden.
Während die Erfindung detailliert beschrieben worden ist, ist die vorstehende Beschreibung bezüglich aller Gesichtspunkte erläuternd und nicht einschränkend. Es versteht sich, dass sich eine Anzahl weiterer Modifizierungen und Variationen ohne vom Rahmen der Erfindung abzuweichen ergeben, welche durch die beigefügten Ansprüche definiert ist.

Claims

1. Halbleiter-Leistungsmodul mit:

einem Halbleiterschaltelement (1) mit ersten und zweiten Hauptelektroden, welche ein Paar von Hauptelektroden bilden, und einer Steuerelektrode, welche zum Steuern eines Hauptstromflusses zwischen dem Paar von Hauptelektroden im Ansprechen auf ein Steuersignal (VGO) geeignet ist, welches der Steuerelektrode eingegeben wird;

einer Steuereinrichtung (13), welche auf ein von außen eingegebenes Eingangssignal anspricht, um das Steuersignal zu senden;

einer Überstromschutzeinrichtung (9, 10, 12) zum Realisieren eines Durchlasszustands zwischen der ersten Hauptelektrode und der Steuerelektrode, wenn der Hauptstrom einen vorbestimmten Bezugswert überschreitet, um zwischen dem Paar von Hauptelektroden eine Ausschaltung vorzusehen;

einer Begrenzungseinrichtung (6, 7, 8), deren eines Ende mit der zweiten Hauptelektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist und welche leitend wird, wenn eine Spannung, welche eine vorbestimmte Bezugsspannung überschreitet, an die Begrenzungseinrichtung angelegt wird; und

einer Aufhebungseinrichtung (D1, R1, Q11, Q12) zum Aufheben des Betriebs der Überstromschutzeinrichtung, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird,

wobei die erste Hauptelektrode des Halbleiterschaltelements eine große Hauptelektrode, durch welche ein Hauptteil des Hauptstroms fließt, und eine kleine Hauptelektrode aufweist, durch welche ein kleiner Strom proportional zu dem Hauptstrom fließt,

wobei die Überstromschutzeinrichtung

einen Abtastwiderstand (9), dessen eines Ende mit der kleinen Hauptelektrode verbunden ist, und

eine Schalteinrichtung (10) aufweist, deren eines Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der großen Hauptelektrode verbunden ist und welche im Ansprechen auf ein Überstromerfassungssignal (SS2) leitend wird, welches von der Steuereinrichtung (13) erzeugt wird, wenn eine Abtastspannung (SC) über dem Abtastwiderstand einen vorbestimmten Bezugsspannungswert überschreitet, und wobei

die Aufhebungseinrichtung die Leitung der Schalteinrichtung aufhebt, welche im Ansprechen auf das Überstromerfassungssignal erzeugt wurde, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird.

2. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzungseinrichtung ein Konstantspannungselement aufweist, welches die vorbestimmte Bezugsspannung definiert.

3. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Konstantspannungselement eine Zenerdiode (6) aufweist.

4. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzungseinrichtung eine Diode (7) aufweist, welche zwischen der Zenerdiode (6) und der Steuerelektrode in einer Richtung angeordnet ist, welche die Vorwärtsrichtung bezüglich eines Begrenzungsstroms ist, welcher fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird.

5. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzungseinrichtung des weiteren ein Begrenzungsstrom-Begrenzungswiderstandselement (8) aufweist, welches in Serie mit der Diode (7) verbunden ist.

6. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 5, des weiteren gekennzeichnet durch eine Freilaufdiode (2), deren eines Ende mit der ersten Hauptelektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der zweiten Hauptelektrode in einer Richtung verbunden ist, welche eine invers parallele Richtung bezüglich des Halbleiterschaltelements ist.

7. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass

die Schalteinrichtung einen Überstrombegrenzungstransistor (10) enthält, welcher eine Kollektorelektrode, eine Emitterelektrode und eine Basiselektrode aufweist, wobei die Kollektorelektrode mit der Steuerelektrode verbunden ist, die Emitterelektrode mit der großen Hauptelektrode verbunden ist und die Basiselektrode mit der zweiten Steuereinrichtung verbunden ist, wobei das Überstromerfassungssignal der Basiselektrode eingegeben wird und danach eine Leitfähigkeit zwischen der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode erzeugt wird, und

wobei die Aufhebungseinrichtung

eine Begrenzungseinrichtungsleitungserfassungseinrichtung (D1, R1, Q11) zum Erfassen, ob die Begrenzungseinrichtung leitet oder nicht, und

mit der Schalteinrichtung als erste Schalteinrichtung

- eine zweite Schalteinrichtung (Q12) aufweist, deren eines Ende mit der Basiselektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der Emitterelektrode verbunden ist und die leitend wird, wenn die Begrenzungseinrichtungsleitungserfassungseinrichtung eine Leitung erfasst.

8. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzungseinrichtung

eine Zenerdiode, deren eines Ende mit der zweiten Hauptelektrode in einer entgegengesetzten Richtung zu einem Begrenzungsstrom verbunden ist, welcher in die Begrenzungseinrichtung fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, und

eine Serienschaltung aufweist, welche eine in Vorwärtsrichtung bezüglich des Begrenzungsstroms geschaltete Diode (7) und ein Widerstandselement (8) besitzt, welches in Serie angeschlossen ist, und deren eines Ende mit dem anderen Ende der Zenerdiode verbunden ist und deren anderes Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist,

wobei die zweite Schalteinrichtung

mit der Basiselektrode, der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode als erste Basiselektrode - eine erste Kollektorelektrode bzw. eine erste Emitterelektrode, einen Aufhebungstransistor (Q12) aufweist, der eine zweite Basiselektrode, eine zweite Kollektorelektrode, welche mit der ersten Basiselektrode verbunden ist, und eine zweite Emitterelektrode aufweist, welche mit der ersten Emitterelektrode verbunden ist, und

wobei die Begrenzungseinrichtungsleitungserfassungseinrichtung eine Begrenzungsstromerfassungsschaltung aufweist, deren erstes Ende mit dem anderen Ende der Zenerdiode verbunden ist, deren zweites Ende mit der zweiten Emitterelektrode verbunden ist und deren drittes Ende mit der zweiten Basiselektrode verbunden ist, zur Ausgabe eines Signals entsprechend einem Erfassungstrom, welcher zwischen dem ersten Ende und dem zweiten Ende von dem dritten Ende zu der zweiten Basiselektrode fließt, so dass ein Strom eine Größe proportional zu dem Erfassungsstrom besitzt, welcher zu dem Aufhebungstransistor fließt.

9. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzungsstromerfassungschaltung (11)

mit dem Widerstandselement als erstes Widerstandselement - ein zweites Widerstandselement (R1), dessen eines Ende an die Zenerdiode gekoppelt ist, und

einen Begrenzungsstromerfassungstransistor (Q11) aufweist, welcher eine dritte Kollektorelektrode, die mit dem anderen Ende des zweiten Widerstandselements verbunden ist, eine dritte Basiselektrode, die sowohl mit der zweiten Basiselektrode als auch mit dem dritten Kollektor verbunden ist, und eine dritte Emitterelektrode besitzt, welche mit der zweiten Emitterelektrode verbunden ist.

10. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass

mit dem Überstromerfassungssignal (SS2) als erstes Überstromerfassungssignal - die zweite Steuereinrichtung des weiteren ein zweites Überstromerfassungssignal (SS1) vor dem ersten Übersstromerfassungssignal ausgibt, wenn die Abtastspannung einen vorbestimmten Bezugsspannungswert überschreitet, und

die Überstromschutzeinrichtung (9, 10, 12) des weiteren

eine Überstrombegrenzungseinrichtung (12) aufweist, deren eines Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist und deren anderes Ende mit der großen Hauptelektrode verbunden ist und welche einen Widerstandswert aufweist, welcher im Ansprechen auf das zweite Überstromerfassungssignal endlich wird, um eine Größe des Hauptstroms auf einen vorbestimmten endlichen Wert zu begrenzen.

11. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Überstrombegrenzungseinrichtung

ein Überstrombegrenzungswiderstandselement, dessen eines Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist, und

einen Überstrombegrenzungstransistor aufweist, der eine Kollektorelektrode, die mit dem anderen Ende des Überstrombegrenzungswiderstands verbunden ist, eine Emitterelektrode, die mit der großen Hauptelektrode verbunden ist, und eine Basiselektrode besitzt, die mit der zweiten Steuereinrichtung verbunden ist, wobei der Basiselektrode das zweite Stromerfassungssignal zugeführt wird, so dass die Kollektorelektrode und die Emitterelektrode dazwischen leitend werden.

12. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Halbleiterschaltelement einen Bipolartransistor (1) mit isoliertem Gate aufweist, der eine Emitterelektrode, welche als große Hauptelektrode arbeitet, eine Abtastelektrode, welche als die kleine Hauptelektrode arbeitet, eine Kollektorelektrode, die als zweite Elektrode arbeitet, und eine Gateelektrode besitzt, die als Steuerelektrode arbeitet.

13. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 1, des weiteren gekennzeichnet durch,

eine Diode (D5), deren eines Ende mit der ersten Hauptelektrode verbunden ist und deren anderes Ende an die Steuerelektrode gekoppelt ist, wobei

die Diode in einer Richtung vorgesehen ist, um zu verhindern, dass ein Teil eines Begrenzungsstroms, welcher in die Begrenzungseinrichtung fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, in die Diode fließt.

14. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzungseinrichtung

eine Zenerdiode (6), deren eines Ende mit der zweiten Hauptelektrode in einer entgegengesetzten Richtung zu dem Begrenzungsstrom verbunden ist, welcher in die Begrenzungseinrichtung fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, und

mit der Diode (D5) als erste Diode - eine Serienschaltung aufweist, die eine zweite Diode (7) in Vorwärtsrichtung bezüglich des Begrenzungsstroms und ein Widerstandselement (8) besitzt, welches in Serie angeschlossen ist, wobei deren eines Ende mit dem anderen Ende der Zenerdiode verbunden ist, und deren anderes Ende mit der Steuerelektrode verbunden ist, und

wobei das eine Ende der Diode mit der ersten Hauptelektrode verbunden ist und das andere Ende mit dem anderen der Zenerdiode verbunden ist.

15. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Aufhebungseinrichtung eine Operation der Überstromschutzeinrichtung aufhebt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, und ein vorbestimmtes Fehlersignal (F2) nach außen sendet.

16. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Aufhebungseinrichtung und die Begrenzungseinrichtung derart gekoppelt sind, dass ein Strom, welcher in die Begrenzungseinrichtung fließt, wenn die Begrenzungseinrichtung leitend wird, auf die Aufhebungseinrichtung aufgeteilt wird,

wobei die Aufhebungseinrichtung arbeitet, wenn die geteilte Stromkomponente einen vorbestimmten Bezugswert überschreitet, und

das Halbleiter-Leistungsmodul des weiteren

einen Widerstand (R2) aufweist, welcher zwischen einem Pfad einer Stromkomponente, welche zwischen der Begrenzungseinrichtung und der Aufhebungseinrichtung fließt, und der ersten Hauptelektrode angeordnet ist.

17. Halbleiter-Leistungsmodul nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Halbleiterschaltelement eine gerade Anzahl von Einheitsschaltelementen enthält und die Einheitsschaltelemente symmetrisch bezüglich der dazwischen angeordneten Begrenzungseinrichtung vorgesehen sind.

18. Leistungswandleranordnung mit:

einer Schalteinrichtung, welche zwischen einem Gleichstrombus einer Seite eines hohen Potentials (P) und einem Gleichstrombus einer Seite eines niedrigen Potentials (N) angeordnet ist, wobei

die Schalteinrichtung eine Mehrzahl von in Serie verbundenen Halbleiter-Leistungsmodulen nach Ansprüchen 15 und 16 aufweist,

wobei die Leistungswandleranordnung

eine Gatesteuereinrichtung (50) zum Senden des Eingangssignals jedem der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule und

eine Ausschalteinrichtung (38) aufweist zum Ausschalten aller der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule, wenn wenigstens eines der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule das vorbestimmte Fehlersignal (F2, S5-S8) sendet.

19. Leistungswandleranordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Überstromschutzeinrichtung

mit dem Fehlersignal als erstes Fehlersignal - eine Fehlersignalsendeeinrichtung (40) zum Senden eines vorbestimmten zweiten Fehlersignals nach außen aufweist, wenn der erste Hauptstrom den vorbestimmten Bezugswert überschreitet, und

die Ausschaltungseinrichtung

eine Einrichtung zum Ausschalten aller der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule aufweist, wenn wenigstens eines der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule entweder das vorbestimmte erste Fehlersignal oder das zweite Fehlersignal sendet.

20. Leistungswandleranordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass nachdem die Ausschaltungseinrichtung den Betrieb startet, die Ausschalteinrichtung mit dem Betrieb fortfährt, bis ein Rücksetzsignal (S10) von außen eingegeben wird.

21. Leistungswandleranordnung nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch eine Fehleranzeigeeinrichtung (40), welche dann, wenn wenigstens eines der in der Mehrzahl vorkommenden Halbleiter-Leistungsmodule das Fehlersignal sendet, kontinuierlich die Tatsache, dass das Fehlersignal gesendet wurde, und Informationen anzeigt, welche anzeigen, welches Halbleiter- Leistungsmodul das Fehlersignal in einer Periode gesendet hat, ab welcher das Fehlersignal gesendet wurde, bis ein Rücksetzsignal (S10) von außen eingegeben wird.