DE602006000610T2

DE602006000610T2 - Optisch gekoppelte Isolierschaltung

Info

Publication number: DE602006000610T2
Application number: DE602006000610T
Authority: DE
Inventors: Motoharu Kishi; Atsushi Iwata; Yoshitaka Murasaka; Toshifumi Imamura; Sadao Igarashi; Kouichi Kobinata
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2005-04-18
Filing date: 2006-04-13
Publication date: 2009-04-02
Anticipated expiration: 2026-04-14
Also published as: EP1715586A2; EP1715586B1; EP1715586A3; US7369067B2; JP2006303663A; DE602006000610D1; US20060279438A1

Description

Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der früheren Anmeldung JP-2005-119232 .
HINTERGRUND DER ERFINDUNG:
Die vorliegende Erfindung betrifft eine optisch gekoppelte Isolationsschaltung, die dazu verwendet wird, ein Analogsignal mit hoher Genauigkeit von einem Eingangsteil auf ein Ausgangsteil in einem Zustand zu übertragen, bei dem der Eingangsteil und der Ausgangsteil voneinander elektrisch isoliert sind. Insbesondere betrifft diese Erfindung eine optisch gekoppelte Isolationsschaltung, die eine zuverlässige Übertragung eines Ein-Bit-Datensignals zusammen mit einem Taktsignal leicht durchführen kann.
Eine bestehende Isolationsschaltung, beispielsweise ein Isolationsverstärker, wird an verschiedenen Orten wie beispielsweise einer Fabrik, einer Anlage, einem mit medizinischen Instrumenten versehenen Krankenhaus oder dergleichen verwendet, um großes Gleichtaktrauschen zu entfernen und/oder die Sicherheit zu gewährleisten. Großes Gleichtaktrauschen wird häufig an einem Ort, beispielsweise der Fabrik oder der Anlage, verursacht, wo Hochleistungsgeräte und hochempfindliche Elektronikvorrichtungen, die unterschiedliche Netzspannungen von über 1000 Volt haben, nahe beieinander angeordnet sind.
Eine Bauart des Isolationsverstärkers verwendet einen Photokoppler, überträgt ein Signal in Form von Licht und erzielt dadurch eine elektrische Isolation zwischen seinen Eingangs- und Ausgangsteilen. Demgemäß ist die Bauart des Isolationsverstärkers, der den Photokoppler verwendet, einer Bauart des Isolationsverstärkers, bei der eine elekt romagnetische Kopplung verwendet wird, bezüglich des Widerstands gegenüber Rauschen überlegen.
Der Isolationsverstärker, der beispielsweise den Photokoppler verwendete, ist zwischen einem Motor (oder einem AC-Servo oder einem Inverter für den Motor) und einem Präzisionsinstrument, wie beispielsweise einem Mikrocomputer als Steuerung für den Motor, in der Fabrik oder der Anlage vorgesehen, um den Motor mit hoher Genauigkeit zu steuern.
Um die Genauigkeit zu verbessern und die Kosten des Isolationsverstärkers zu verringern, wird in einem optischen Isolationsverstärker eine Sigma-Delta-Modulation verwendet. Der optische Isolationsverstärker kann jedoch kein Taktsignal von einem Eingangsteil auf seinen Ausgangsteil übertragen, selbst wenn das Taktsignal im Ausgangsteil notwendig ist.
Ein derartiger optischer Isolationsverstärker ist in der US-PS Nr. 5287107 oder der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 3174200 ( EP-0573156-A1 ) offenbart, auf dem der Oberbegriff des Patentanspruchs 1 basiert.
Als eine andere Erregungsisolationsschaltung gibt es einen Digital-Analog-(D/A)-Wandler, der ein Pulsbreitemodulationsverfahren anwendet.
Der D/A-Wandler wandelt die eingegebenen Digitaldaten in ein Impulsbreitemodulationssignal um. Das Impulsbreitemodulationssignal wird von einem Eingangsteil über einen Photokoppler auf einen Ausgangsteil übertragen. In dem Ausgangsteil wird das Impulsbreitemodulationssignal in ein Analogsignal umgewandelt.
Der D/A-Wandler hat jedoch ein Problem, dass an den Anstiegsflanken und Abstiegsflanken eines Lichtsignals im Photokoppler Zittern verursacht wird und dem Analogsignal überlagert wird.
Ein derartiger D/A-Wandler ist in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung Nr. 6-209261 offenbart.
Die US-6323796-B1 offenbart ein digitales Isolationssystem mit einem Sigma-Delta-Wandler und mit einer Taktwiedergewinnungsschaltung.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG:
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine optisch gekoppelte Isolationsschaltung zu schaffen, die ein Taktsignal zusammen mit einem Ein-Bit-Binärdatensignal von einem Eingangsteil auf einen Ausgangsteil übertragen kann.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine optisch gekoppelte Isolationsschaltung zu schaffen, die ein Analogsignal mit hoher Genauigkeit übertragen kann.
Weitere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden mit fortschreitender Beschreibung klar.
Diese Aufgaben werden durch eine optisch gekoppelte Isolationsschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst; die abhängigen Ansprüche beziehen sich auf weitere Entwicklungen der Erfindung.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN:
1 ist ein Blockschaltbild eines bestehenden optischen Isolationsverstärkers;
2 ist eine schematische Darstellung eines bestehenden Digital-Analog-Wandlers, der ein Impulsbreitemodulationsverfahren verwendet;
3 ist ein Blockschaltbild einer optisch gekoppelten Isolationsschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 ist ein Diagramm zum Beschreiben der optisch gekoppelten Isolationsschaltung aus 3;
5 ist ein Blockschaltbild einer verzögerten Regelschleifenschaltung, die in einem Impulsbreitemodulationsdecoder verwendet werden kann, der in der optisch gekoppelten Isolationsschaltung gemäß 3 enthalten ist;
6 ist ein Zeitablaufplan zur Beschreibung der Funktionsweise der verzögerten Regelschleifenschaltung gemäß 5;
7 ist ein Blockschaltbild einer Phasenregelschleifenschaltung, die in dem Impulsbreitemodulationsdecoder verwendet werden kann, der in der optisch gekoppelten Isolationsschaltung gemäß 3 enthalten ist; und
8 ist ein Zeitablaufplan zur Beschreibung der Funktionsweise der Phasenregelschleifenschaltung gemäß 7.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM:
Mit Bezug auf 1 wird zunächst die Beschreibung auf einen bestehenden optischen Isolationsverstärker mit einer Sigma-Delta-Modulation gerichtet.
Wie in 1 dargestellt, hat der optische Isolationsverstärker einen Sendeteil und einen Empfangsteil, die an der oberen bzw. unteren Seite der 1 angegeben sind. Während der Sendeteil einen Sendechip 110 und eine Lichtquelle (oder eine Licht emittierende Diode (LED)) 115 aufweist, weist der Empfangsteil einen Empfangschip 120 auf. Der Sendechip 110 und der Empfangschip 120 sind als integrierte Schaltungen vorgesehen.
Ein analoges Eingangssignal wird über Eingangsanschlüsse als ein Differentialspannungssignal Vin+ und Vin– an einen Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandler 111 angelegt.
Der Sigma-Delta-A/D-Wandler 111 ist mit einem Referenzspannungsgenerator 112 verbunden und empfängt von dem Referenzspannungsgenerator 112 eine Referenzspannung. Der Sigma-Delta-A/D-Wandler 111 stellt eine zerhackerstabilisierte Sigma-Delta-Schaltung (nicht dargestellt) bereit und wandelt das Analogsignal unter Bezugnahme auf die Referenzspannung in ein Ein-Bit-Binärdatensignal um. Der Sigma-Delta-A/D-Wandler 111 leitet das Ein-Bit-Binärdatensignal zum Codierer 113.
Der Codierer 113 codiert das Ein-Bit-Binärdatensignal in ein flankencodiertes Impulssignal. Anders ausgedrückt, der Codierer 113 erzeugt immer dann einen Impuls, wenn sich das Ein-Bit-Binärdatensignal zwischen "0" und "1" ändert.
Das flankencodierte Impulssignal wird auf den Empfangschip 120 in optischer Form über eine Stromquelle 114 und die Lichtquelle 115 übertragen.
Die Lichtquelle 115 bildet zusammen mit einem Lichtdetektor 121 einen Photokoppler für einen Kanal. Die Lichtquelle 115 emittiert ein Lichtsignal entsprechend dem flankencodierten Impulssignal, während der Lichtdetektor 121 das Lichtsignal von der Lichtquelle 115 detektiert.
In dem Empfangschip 120 erzeugt der Lichtdetektor 121 ein detektiertes codiertes Impulssignal in Übereinstimmung mit dem Lichtsignal. Eine optische Wiederherstellungsschaltung 122 stellt das codierte Impulssignal aus dem detektierten Impulssignal wieder her, um ein wiederhergestelltes codiertes Impulssignal zu erzeugen.
Das wiederhergestellte codierte Impulssignal wird zu einem Decoder 123 geleitet und ändert den Status einer Kipp-Flip-Flop-Schaltung (nicht dargestellt) eines Decoders 123. Die Kipp-Flip-Flop-Schaltung spricht nicht auf die Abstiegsflanken des detektier ten Impulssignals an, sondern spricht auf die Anstiegsflanken des detektierten Impulssignals an. Daraus folgend ist die Impulsbreitenstörung des flankencodierten Impulssignals aus dem wiederhergestellten codierten Impulssignal eliminiert. Somit decodiert der Decoder 123 das wiederhergestellte codierte Impulssignal in zwei decodierte Signale ohne Einfluss der Impulsbreitenstörung.
Der Codierer 113 hat einen Hoch-Zustands-Impulsdehner (nicht dargestellt) während der Decoder 123 eine binäre Einkreis-(oder Zweikreis-)Schaltung (nicht dargestellt) hat. Der Hoch-Zustands-Impulsdehner und die Zweikreisschaltung ermöglichen exakte Phasen in den decodierten Signalen.
Der D/A-Wandler 124 wandelt die decodierten Signale in umgewandelte Signale ohne Taktinformation um. Das Analogfilter 125 filtert die umgewandelten Signale, um gefilterte Analogsignale zu erzeugen. Die gefilterten Analogsignale werden an Ausgangspads als ein Differentialspannungssignal Vout+ und Vout– geleitet.
Somit überträgt der existierende optische Isolationsverstärker das Analogsignal vom Eingangsteil auf den Ausgangsteil in einem Zustand, bei dem der Ausgangsteil vom Eingangsteil elektrisch isoliert ist. Der bestehende optische Isolationsverstärker, der die Flankencodierung verwendet, kann jedoch keine Taktinformation vom Eingangsteil auf den Ausgangsteil übertragen, obwohl der Ausgangsteil die Taktinformation benötigt.
Die Manchester-Codierung ist als ein Codierverfahren bekannt, das in der Lage ist, ein Taktsignal zusammen mit einem Datensignal zu übertragen. Der Manchester-Code verursacht jedoch Zittern, wenn die Anstiegsflanken und Abstiegsflanken der optischen Impulse in dem optischen Isolationsverstärker nicht angepasst sind.
Im Allgemeinen ist es notwendig, die Anstiegsflanken mit den Abstiegsflanken der optischen Impulse in dem optischen Übertragungssystem anzupassen. Es ist jedoch schwierig, die Anstiegsflanken exakt an die Abstiegsflanken der optischen Impulse anzupassen. Dies ist deshalb der Fall, weil eine LED mit dem Ablauf der Zeit schlechter wird und eine Empfangsschaltung des optischen Übertragungssystems eine Ansprechcharakteristik hat, die durch die Intensität des empfangenen Lichts variiert. Obwohl eine Langsam-LED vom Standpunkt der Kosten her wünschenswert ist, benötigt der Manchester-Code zusätzlich eine relativ breitbandige (oder Hochgeschwindigkeits-)-LED.
Mittlerweile gibt es einen bestehenden Digital-Analog-(D/A)-Wandler, der einen Photokoppler und ein Impulsbreitemodulationsverfahren anwendet.
Mit Bezug auf 2 hat der D/A-Wandler eine Isolations-D/A-Wandlereinheit 210. In der D/A-Wandlereinheit 210 führt ein PWM-Wandler 211 eine Impulsbreitenmodulation aus, um ein impulsbreitenmoduliertes (PWM)-Signal zu erzeugen, dessen Impulse eine Breite gemäß den eingegebenen Digitaldaten haben, die von einem Eingangsteil 220 angelegt werden. Eine Photodiode eines Photokopplers 212 wandelt das vom PWM-Wandler 211 gespeiste PWM-Signal in ein Lichtsignal um, während ein Phototransistor des Photokopplers 212 das Lichtsignal in ein wiederhergestelltes PWM-Signal umwandelt. Ein Tiefpassfilter 213 hat eine Glättungsschaltung und filtert das vom Photokoppler 212 gespeiste wiederhergestellte PWM-Signal und wandelt dieses in ein Gleichspannungssignal um. Ein Pufferverstärker 214 verstärkt das vom Tiefpassfilter 213 gespeiste Gleichspannungssignal und gibt dieses als ein analoges Spannungssignal aus.
Der D/A-Wandler hat ferner einen Impulsbreitenmodulations-(PWM)-Teil 230, um ein Rückkopplungssignal zu erzeugen, das in einem Mikrocomputer 240 verwendet wird, um zu bestätigen, dass das analoge Spannungssignal korrekt umgewandelt ist. Der PWM-Teil 230 wandelt das analoge Spannungssignal unter Verwendung einer vorbestimmten Referenzspannung in ein binäres Datensignal um und wandelt das binäre Datensignal in ein Rückkopplungsimpulsbreite-Modulationssignal um. Danach wird das Rückkopplungs-PWM-Signal in ein digitales Rückkopplungssignal umgewandelt, um vom Mikrocomputer 240 mit dem digitalen Eingangssignal verglichen zu werden.
Es scheint, dass der bestehende D/A-Wandler für eine optisch gekoppelte Isolationsschaltung nützlich ist, wenn er mit einem Analog/Digital-Wandler kombiniert ist. Der bestehende D/A-Wandler hat jedoch ein Problem, dass an den Anstiegsflanken und Abstiegsflanken des Lichtsignals durch den Photokoppler 212 Zittern verursacht wird und dieses dem Gleichspannungssignal wird (oder dem analogen Spannungssignal) überlagert.
Wie weiter unten angegeben, verwendet die vorliegende Erfindung ein Impulsbreitemodulationsverfahren, bei dem Binärcodes "0" und "1" durch Impulse mit unterschiedlichen Breiten repräsentiert sind. Eine der unterschiedlichen Breiten ist um einen vorbestimmten Versatz kleiner als ein halber Taktzyklus T, während die andere Breite um einen vorbestimmten Versatz größer als die Hälfte des Taktzyklus T ist. Die Impulse haben Anstiegsflanken, die mit einem Taktsignal übereinstimmen. Wenn demgemäß mit der Zeitabstimmung der Hälfte des Taktzyklus T gegenüber jeder Anstiegsflanke eine Unterscheidung getroffen wird, werden die Impulse korrekt decodiert. Der vorbestimmte Versatz ist ein Spielraum für die Genauigkeit der Unterscheidung. Somit erleichtert das PWM-Verfahren die Unterscheidung der Binärcodes "0" und "1" am Ausgangsteil, der von einem Eingangsteil elektrisch isoliert ist. Der vorbestimmte Versatz und die Zeitabstimmung sind geeignet gewählt, um eine stabile Decodierung einfach zu erzielen.
Bezug nehmend auf 3 erfolgt nun die Beschreibung einer optisch gekoppelten Isolationsschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Die optisch gekoppelte Isolationsschaltung hat einen Eingangsteil mit einem Sendechip 10 und einer lichtemittierenden Vorrichtung (LED) 15 und einen Ausgangsteil mit einem Empfangschip 20. Der Eingangsteil und der Ausgangsteil sind voneinander elektrisch isoliert.
Der Sendechip 10 hat Eingangspads Vin+ und Vin–, einen Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandler 11 (im Nachfolgenden als A/D-Wandler abgekürzt), der mit den Eingangspads verbunden ist, einen Taktgenerator 12, der mit dem A/D-Wandler 11 verbunden ist, einen Impulsbreitenmodulations-(PWM)-Codierer 13, der mit dem A/D-Wandler 11 und dem Taktgenerator 12 verbunden ist, und einen LED-Treiber 14, der mit dem PWM-Codierer 13 und der LED 15 verbunden ist.
Der Empfangschip 20 hat einen optischen Detektor 21, eine optische Wiederherstellungsschaltung 22, die mit dem Detektor 21 verbunden ist, einen PWM-Decodierer (oder eine verzögerte Regelschleifen-(DLL)-Schaltung) 23, der mit der optischen Wiederherstellungsschaltung 22 verbunden ist, einen Digital/Analog-(A/D)-Wandler 24, der mit dem PWM-Wandler 23 verbunden ist, eine Ausgangsschaltung 25, die mit dem D/A-Wandler 24 verbunden ist, analoge Signalausgangspads (Vout+ und Vout–), die mit dem D/A-Wandler 24 verbunden sind, und digitale Signalausgangspads (DATEN und TAKT), die zwischen den PWM-Decoder 23 und den D/A-Wandler 24 geschaltet sind. Obwohl der Empfangschip 20 wie vorstehend angegeben vom Eingangsteil elektrisch isoliert ist, ist der optische Detektor 21 mit der LED 15 des Eingangsteils optisch gekoppelt.
Mit Bezugnahme auf 4 zusätzlich zu 3 wird nun das prinzipielle Funktionsprinzip der Isolationsschaltung beschrieben.
Wie in 4 dargestellt, hat ein Impulsbreitenmodulations-(PWM)-Signal, das in dem Sendeteil erzeugt wurde, zwei Impulse mit unterschiedlichen Breiten entsprechend den Binärcodes "0" und "1", wenn ein durch den Taktgenerator 12 erzeugtes Taktsignal einen Taktzyklus von "T" hat. Die engere Impulsbreite der unterschiedlichen Breiten ist um einen vorbestimmten Versatzwert enger als der halbe Taktzyklus "T", während die breitere Impulsbreite um einen vorbestimmten Versatzwert breiter als der halbe Taktzyklus "T" ist. Wenn der Versatzwert beispielsweise gleich einem Viertel des Taktzyklus "T" ist, werden der Binärcode "0" und "1" durch die Breite "T/4" bzw. "3T/4" reprä sentiert. Das PWM-Signal hat Anstiegsflanken, die mit den Anstiegsflanken des Taktsignals ungeachtet der Impulsbreite synchronisiert sind.
Über die Eingangspads Vin+ und Vin– werden insbesondere analoge Eingangssignale (oder ein Differentialanalogsignal) an den Sigma-Delta-A/D-Wandler 11 angelegt. Das durch den Taktgenerator 12 erzeugte Taktsignal wird ebenfalls an den Sigma-Delta-A/D-Wandler 11 angelegt. Der Sigma-Delta-A/D-Wandler 11 wandelt die Analogsignale synchron mit dem Taktsignal in ein binäres Ein-Bit-Datensignal um. Das binäre Ein-Bit-Datensignal wird an den PWM-Codierer 13 angelegt. Der PWM-Codierer 13 erzeugt aus dem vom Taktgenerator 12 angelegten Taktimpuls simultan einen engeren Impuls mit einer Periode "T/4" und einen breiteren Impuls mit einer Periode von "3T/4". Zusätzlich wählt der PWM-Codierer 13 entweder den engeren Impuls oder den breiteren Impuls gemäß dem digitalen binären Ein-Bit-Datensignal. Das heißt, der PWM-Codierer 13 legt an den LED-Treiber 14 den engeren Impuls an, wenn das binäre Ein-Bit-Datensignal den Binärcode "0" repräsentiert. Andererseits legt der PWM-Codierer 13 an den LED-Treiber 14 den breiteren Impuls an, wenn das binäre Ein-Bit-Datensignal den Binärcode "1" repräsentiert.
Somit hat das vom PWM-Codierer 13 ausgegebene PWM-Signal eine Taktinformation, die durch die Anstiegsflanken mit einem Zyklus von "T" repräsentiert ist, und die Dateninformation, die durch die Impulsbreiten entlang der Zeitachse repräsentiert ist. Das PWM-Signal wird von dem Eingangsteil auf den Ausgangsteil in Form eines Lichts über den durch die LED 15 gebildeten Photokoppler und den optischen Detektor 21 übertragen. Das heißt, die LED 15 erzeugt ein Lichtimpulssignal gemäß dem PWM-Signal, während der optische Detektor 21 von der LED 15 das Lichtimpulssignal empfängt.
Wie aus der 4 zu ersehen ist, kann das PWM-Signal durch Detektieren eines Pegels ("H" oder "L") des PWM-Signals mit einer Zeitabstimmung des halben Zyklus "T/2" zur Anstiegsflanke des PWM-Signals in ein binäres Datensignal rückgewandelt werden. Das heißt, wenn das PWM-Signal zum Zeitpunkt des halben Zyklus T/2 gegenüber der Anstiegsflanke einen niedrigen Pegel "L" hat, wird als Empfangsdatum "0" entschieden. Wenn im Gegensatz hierzu das PWM-Signal zum Zeitpunkt des halben Zyklus "T/2" gegenüber der Anstiegsflanke einen hohen Pegel "H" hat, wird das Empfangsdatum als "1" entschieden. Weil jeder Impuls des PWM-Signals einen Spielraum von T/4 hat, kann die Entscheidung mit hoher Genauigkeit ausgeführt werden.
Insbesondere wird das PWM-Signal auf den Ausgangsteil in optischer Form übertragen. Der optische Detektor 21 detektiert das Lichtimpulssignal auf der Basis des PWM-Signals und wandelt dieses in ein empfangenes elektrisches Signal um. Die optische Wiederherstellungsschaltung 22 stellt das PWM-Signal aus dem empfangenen elektrischen Signal als ein wiederhergestelltes PWM-Signal wieder her. Der PWM-Decoder 23 regeneriert die Taktinformation in Übereinstimmung mit den Anstiegsflanken des empfangenen PWM-Signals. Weil die Impulsbreiten des wiederhergestellten PWM-Signals nicht dazu verwendet werden, die Taktinformation wieder herzustellen, ist die wiederhergestellte Taktinformation frei von der Impulsbreitenstörung des wiederhergestellten PWM-Signals, die durch den Photokoppler verursacht wird. Die Impulsbreitenstörung wird beispielsweise durch Änderung der Lichtintensität der LED 15 und/oder einen Qualitätsverlust der LED 15 im Laufe der Zeit verursacht.
Um auf eine Anfrage des Digitalausgangs zu antworten, ist der PWM-Decoder 23 mit den Ausgangspads DATEN und TAKT verbunden. Der PWM-Decoder 23 legt das wiederhergestellte Taktsignal und das decodierte binäre Ein-Bit-Datensignal an die Ausgangspads DATEN bzw. TAKT. Um auf eine Anfrage eines analogen Differentialsignals zu antworten, leitet der PWM-Decoder 23 das wiederhergestellte Taktsignal und das decodierte binäre Ein-Bit-Datensignal an den D/A-Wandler 24. Der D/A-Wandler 24 wandelt das decodierte, binäre Ein-Bit-Datensignal unter Verwendung des wiederhergestellten Taktsignals in analoge umgewandelte Signale (oder ein umgewandeltes Differentialsignal) um. Die Ausgangsschaltung 25 hat ein Tiefpassfilter (nicht dargestellt) und filtert die umgewandelten Analogsignale, um analoge Ausgangssignale (oder ein Ausgangsdifferentialsignal) zu erzeugen. Die analogen Ausgangssignale werden an die Ausgangspads Vout+ und Vout– angelegt.
Bei der vorstehend beschriebenen Struktur kann der Ausgangsteil die Daten mit hoher Genauigkeit empfangen, ohne dass er das unabhängige Taktsignal von dem Eingangsteil empfängt. Weiterhin kann der vorbestimmte Versatz des PWM-Signals, der der Spielraum ist, insoweit geändert werden, als der kürzere Impuls (für "0") unterscheidbar ist. Demgemäß wird durch Vergrößern des Spielraums die Unterscheidung des PWM-Signals einfach und ihre Genauigkeit wird größer.
Als Nächstes wird unter Bezugnahme auf die 5 und 6 ein Beispiel der in dem PWM-Decoder 23 verwendeten DLL-Schaltung beschrieben.
In der 5 enthält die DLL-Schaltung einen Phasenfrequenzdetektor (PFD) 31, eine Ladungspumpe (CP) 32, die mit dem PFD 31 verbunden ist, eine spannungsgesteuerte Verzögerungsleitung (VCDL) 33, die mit der Ladungspumpe 32 verbunden ist, und einen Sperrdetektor (LD) 34, der zwischen die VCDL 33 und die CP 32 geschaltet ist.
Um die DLL-Schaltung zu betätigen, ist es wünschenswert, dass das an die DLL-Schaltung angelegte Eingangssignal ein Tastverhältnis von 50% hat. Somit führt ein Frequenzteiler (nicht dargestellt) an einem Eingangsimpulssignal (oder dem wiederhergestellten PWM-Signal) Sig_enc mit einem Teilungsverhältnis 2 eine Frequenzteilung durch, um ein geteiltes Eingangssignal Sig_in mit einem Tastverhältnis von 50% herzustellen. Das Eingangsimpulssignal Sig_enc und das geteilte Eingangssignal Sig_in sind in der 6 in der ersten und zweiten Zeile dargestellt.
Wie in der 6 dargestellt, hat das geteilte Eingangssignal Sig_in einen Zyklus von "2T", d. h. gleich zwei Zyklen des Eingangsimpulssignals Sig_enc. Das geteilte Eingangssignal Sig_in wird für die Sperrung der DLL-Schaltung verwendet und enthält Information für zwei Zyklen des eingegebenen Impulssignals Sig_enc.
Weil die VCDL 33 Differentialverzögerungsschaltungen (nicht dargestellt) enthält, wird ein Inverter (nicht dargestellt) verwendet, um ein Differentialsignal (Sig_in und Sig_in_) aus dem geteilten Eingangssignal Sig_in zu erzeugen, das ein Eintaktsignal ist. Jede der Differentialverzögerungsschaltungen besteht aus einem Differentialinverter und verzögert das Differentialsignal um eine feststehende Verzögerungszeit. Die VCDL 33 wandelt ferner verzögerte Differentialsignale, die von den Differentialverzögerungsschaltungen verzögert worden sind, in verzögerte Eintaktsignale Sig_vcdl-N (N: 1, 2, ..., M) (siehe dritte bis sechste Zeile der 6) um. Hierbei repräsentiert M die Anzahl der Differentialverzögerungsschaltungen (oder Verzögerungsstufen in der VCDL 33). Beispielsweise ist M gleich vier. Das N-ie, verzögerte Eintaktsignal Sig_vcdl-M wird auch als ein Ausgangs-(oder Rückkopplungs-)-Signal Sig_vcdl-out ausgegeben.
Der PFD 31 vergleicht das geteilte Eingangssignal Sig_in mit dem Ausgangssignal Sig_vcdl-out und erzeugt ein Auf- oder Ab-Signal gemäß dem Vergleichsergebnis. Die CP 32 erzeugt eine Steuerspannung V_CTRL, um diese an die VCDL 33 anzulegen. Der PFD 31 und die CP 32 arbeiten so, dass das Ausgangssignal Sig_vcdl-out mit dem geteilten Eingangssignal Sig_in bezüglich Frequenz und Phase übereinstimmt.
Der LD 34 detektiert unter Verwendung der verzögerten Eintaktsignale Sig_vcdl-N einen Zustand, bei dem die DLL-Schaltung korrekt gesperrt ist. Wenn die Verzögerung der VCDL 33 zu klein ist, steuert der LD 34 die CP 32, um die Steuerspannung V_CTRL zu erzeugen, die die Verzögerung der VCDL 33 ungeachtet des PFD 31 vergrößert. Wenn im Gegensatz die Verzögerung der VCDL 33 zu groß ist, steuert der LD 34 die CP 32, damit diese die Steuerspannung V_CTRL erzeugt, die die Verzögerung der VCDL 33 ungeachtet des PFD 31 verringert.
In einem gesperrten Zustand der DLL-Schaltung stimmt das Ausgangssignal Sig_vcdl-out mit dem geteilten Eingangssignal Sig_in bezüglich Frequenz und Phase überein. In diesem Zustand ist das Ausgangssignal Sig_vcdl-out gegenüber dem geteilten Eingangssignal Sig_in um einen Zyklus (= "2T") verzögert. Angenommen, dass die festliegende Verzögerungszeit jeder Verzögerungsstufe in der VCDL 33 gleich "ΔT" ist, ist das N-te verzögerte Eintaktsignal Sig_vcdl-N gegenüber dem geteilten Eingangssignal Sig_in um eine Verzögerungszeit von "ΔT × N" verzögert. Im gesperrten Zustand ist die Gesamtverzögerungszeit der VCDL 33 gleich 2T wie vorstehend angegeben, während das zweite verzögerte Eintaktsignal Sig_vcdl (M/2) gegenüber dem geteilten Eingangssignal Sig_in um eine Verzögerungszeit von "T", gleich der halben Gesamtverzögerungszeit von "2T", verzögert ist.
Wenn die Anstiegsflanke des ersten verzögerten Eintaktsignals Sig_vcdl-1 (M/4) verwendet wird, um das Eingangsimpulssignal Sig_enc zu unterscheiden, kann ein erstes (oder vorheriges) Datum während einer Periode entsprechend einem Zyklus des geteilten Eingangssignals Sig_in decodiert werden. Ähnlich kann, wenn die Anstiegsflanke des dritten Eintaktsignals Sig_vcdl-3 (3M/4) verwendet wird, um das Eingangssignal Sig_enc zu unterscheiden, ein zweites (oder späteres) Datum während der Periode entsprechend einem Zyklus des geteilten Eingangssignals Sig_in decodiert werden. Die decodierten Daten sind in der unteren Zeile der 6 dargestellt.
Somit kann der PWM-Decoder 23 die Daten mittels der DLL-Schaltung aus dem wiederhergestellten PWM-Signal extrahieren.
Zusätzlich kann das Taktsignal durch Synchronisieren der Anstiegsflanken desselben mit den Anstiegsflanken des Eingangssignals Sig_enc und durch Synchronisieren dessen Abstiegsflanken mit den Anstiegsflanken der ersten und dritten verzögerten Eintaktsignale Sig_vcdl-1 (M/4) und Sig_vcdl-3 (3M/4) wieder hergestellt werden. Das wiederhergestellte Taktsignal hat einen Zyklus T und ein Tastverhältnis von 50%, wie dies in einer unteren Zeile der 6 dargestellt ist.
Alternativ kann der PWM-Decoder 23 statt der DLL-Schaltung eine Phasenregelschleifen-(PLL)-Schaltung enthalten.
Mit Bezug auf die 7 und 8 wird die PLL-Schaltung, die in dem PWM-Decoder 23 verwendbar ist, beschrieben.
In der 7 hat die PLL-Schaltung einen Phasenfrequenzdetektor (PFD) 41, eine Ladungspumpe (CP) 42, die mit dem PFD 41 verbunden ist, ein Schleifenfilter 43, das mit der CP 42 verbunden ist, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 44, der mit dem Schleifenfilter 43 verbunden ist, und einen Frequenzteiler 45, der zwischen den VCO 44 und den Teiler 45 geschaltet ist.
8 zeigt einen Zeitablaufplan zur Beschreibung der Funktionsweise der PLL-Schaltung für den Fall, bei dem die PLL-Schaltung ein Teilungsverhältnis von "1" hat.
Die PLL-Schaltung arbeitet auf bekannte Art und Weise.
Wenn die PLL-Schaltung gegenüber dem Eingangsimpulssignal Sig_enc gesperrt ist, stimmt ein Ausgangssignal Sig_pll mit dem Eingangsimpulssignal Sig_enc bezüglich Frequenz und Phase überein. Wenn die abfallende Flanke des Ausgangssignals Sig_pll verwendet wird, um das Eingangsimpulssignal Sig_enc zu unterscheiden, kann ein Datum wie in 8 gezeigt, decodiert werden.
Somit kann der PWM-Decoder 23 die Daten mittels der PLL-Schaltung aus dem wieder hergestellten PWM-Signal extrahieren. Weiterhin entspricht das Ausgangssignal Sig_pll dem wiederhergestellten Taktsignal, das aus dem Eingangsimpulssignal Sig_enc extrahiert worden ist.
Gemäß der Ausführungsform können die Daten und die Taktinformation vom Eingangsteil auf den Ausgangsteil über nur einen Kanal übertragen werden. Dies ist deshalb der Fall, weil die Anstiegsflanken und die Impulsbreiten dazu verwendet werden, Daten bzw. Taktinformation zu übertragen. Daher kann der Ausgangsteil das Taktsignal wiederherstellen und das codierte Datensignal decodieren. Zusätzlich wird, wenn die Impulsbreiten und die Diskriminierungszeitabstimmung angemessen errichtet sind, die Leistungsanforderung an die Lichtquelle geringer.
Die optisch gekoppelte Isolationsschaltung überträgt binäre Ein-Bit-Daten mit einer vorbestimmten Frequenz (oder Periode T) mittels des PWM-Verfahrens. Weil die Anstiegsflanken oder Abstiegsflanken der Impulse verwendet werden, um die Taktinformation zu überlagern, können die Daten und die Taktinformation einfach gleichzeitig übertragen werden. In dem Ausgangsteil können die Daten durch Unterscheiden einer Zeitabstimmung eines Mittels der Periode T decodiert werden. Daher ist die Erfindung nicht auf die Isolationsschaltung begrenzt. Beispielsweise kann die Erfindung auch bei einem Sendesystem, bei dem die Anzahl der Übertragungskanäle begrenzt ist, angewendet werden.

Claims

Optisch gekoppelte Isolationsschaltung mit: einem Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler (11) zum Wandeln eines analogen Eingangssignals in ein binäres Ein-Bit-Datensignal, einem Codierer (13), der mit dem Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler (11) verbunden ist, zum Codieren des binären Ein-Bit-Datensignals zur Erzeugung eines Impulsmodulationssignals, einer Lichtemissionsvorrichtung (14, 15), die mit dem Codierer (13) verbunden ist, zum Erzeugen eines Lichtpulssignals gemäß einem Pulsmodulationssignal, einem Lichtdetektor (21), der optisch mit der Lichtemissionsvorrichtung (14, 15) verbunden ist, zum Empfang des Lichtpulssignals von der Lichtemissionsvorrichtung zur Erzeugung eines empfangenen elektrischen Signals, einer optischen Wiederherstellungsschaltung (22), die mit dem Lichtdetektor verbunden ist, zum Wiederherstellen des Pulsmodulationssignals aus dem empfangenen elektrischen Signal zur Erzeugung eines wiederhergestellten Pulsmodulationssignals, einem Decoder (23), der mit der optischen Wiederherstellungsschaltung (22) verbunden ist, zum Decodieren des wiederhergestellten Pulsmodulationssignals zum Erzeugen eines decodierten binären Ein-Bit-Datensignals, dadurch gekennzeichnet, dass die optisch gekoppelte Isolationsschaltung ferner einen einzelnen Taktgenerator (12) aufweist, der mit dem Codierer (13) verbunden ist, und dass das Pulsmodulationssignal ein Pulsbreitenmodulationssignal ist, das mit einem Taktsignal synchronisiert ist, das durch den Taktgenerator (12) erzeugt wird, wobei das wiederhergestellte Pulsmodulationssignal ein wiederhergestelltes Pulsweitenmodulationssignal ist und wobei ein Wiederherstellungstaktsignal aus dem wiederhergestellten Pulsmodulationssignal erzeugt wird.
Optisch gekoppelte Isolationsschaltung nach Anspruch 1, wobei das Pulsbreitenmodulationssignal zwei Pulse zum Representieren der binären Codes von „0" und „1" aufweist und wobei einer der Pulse eine schmalere Breite aufweist, die um einen vorgegebenen Versatzwert schmaler ist als die Hälfte eines Taktzyklus des Taktsignals ist, wobei der andere eine größere Breite aufweist, die um um einen vorgegebenen Versetzwert breiter als die Hälfte des Taktzyklus ist.
Optisch gekoppelte Isolationsschaltung nach Anspruch 2, wobei der Decoder (23) binäre Codes „0" und „1" entsprechend dem Pegel des Pulsbreitenmodulationssignals bei einer Zeitsteuerung eines halben Taktzyklusses von der Anstiegsflanke des Pulsbreitenmodulationssignals unterscheidet.
Optisch gekoppelte Isolationsschaltung nach Anspruch 3, wobei der Decoder (23) eine Verzögerungssperrschleifenschaltung aufweist, die synchron mit der Anstiegsflanke des Pulsbreitenmodulationssignals arbeitet und die Zeitsteuerung definiert.
Optisch gekoppelte Isolationsschaltung nach Anspruch 1 mit ferner einem Sigma-Delta-Digital-Analog-Wandler (24), der mit dem Decoder (23) verbunden ist, zum Wandeln des decodierten binären Ein-Bit-Digitalsignals in ein gewandeltes Analogsignal und ein Analogfilter (25), das mit dem Sigma-Delta-Digital-Analog-Wandler (24) verbunden ist, zum Filtern des gewandelten Analogsignals zur Erzeugung eines gefilterten Analogsignals.