DE2703395B2 - Schaltungsanordnung zum Rückgewinnen kodierter Binärinformation - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Rückgewinnen kodierter Binärinformation, welche in einem Datenfluß an zeitlich festgelegten Stellen dargestellt ist, die sich mit einer Frequenz wiederholen, die nominell vorbestimmt aber unkontrollierbaren Abweichungen ausgesetzt ist, wobei die Anordnung eine Einrichtung zum Erzeugen von Signalen mit abwechselnd hohen und niedrigen Pegeln zur Verwendung als Rückgewinnungsfenster, eine logische Rückgewinnungsschaltung, der die Fenster zugeführt werden und eine Schleife mit einem phasenstarren Oszillator aufweist, der von einem Phasenvergleicher gesteuert ist und die Zeitpunkte des Auftretens der Fenster festlegt, wobei an den Phasenvergleicher zwei Vergleichssignale angelegt werden, von denen das eine das Rückopplungssignal in der Schleife und das andere ein Signal aus dem Datenstrom ist.

Kodierte Binärinformationen können von einem μ magnetischen Medium, wie einer magnetischen Aufzeichnungsplatte, von einem Nachrichten- und Übertragungskanal oder von irgendeiner anderen Quelle erhalten werden.

Es ist bekannt, daß derartige Daten rückgewonnen oder regeneriert werden können, indem sogenannte Fenster geschaffen werden, damit sie mit den Zeitpunkten übereinstimmen und zusammenfallen, an welchen erwartet werden kann, daß die einzelnen Teile oder Komponenten des Datenstroms (wie Einsen, Nullen, Taktimpulse usw.) auftreten, und indem diese Fenster dazu benutzt werden, um diese Datenkomponenten aus dem zusammengesetzten Datenstrom auszublenden.

Derartige Fenster werden mittels eines phasenstarren Oszillators (PLO) erzeugt, welcher von dem Daienstrom selbst gesteuert wird, so daß die geschaffenen Fenster annähernd der Folgefrequenz und den Zeitpunkten des Auftretens der Datenkomponenten entsprechen.

Der Rückgewinnungsvorgang, bei welchem derartige mittels eines phasenstarren Oszillators (PLO) geschaffene Fenster verwendet werden, ist ziemlich schwierig und aufwendig. Insbesondere ist es wichtig, daß die Lage der rückzugewinnenden Datenkomponenten so nahe wie möglich in dem jeweiligen Fenster mittig eingestellt ist. Dies ist unabhängig von der Art der benutzten Datenkodierung wichtig. Insbesondere ist es auch für bestimmte komplizierte Datenkodierarlen, wie beispielsweise das M²FM-Kodieren, wichtig. Mit diesem Ausdruck ist ein FM- bzw. Frequenzmodulationskodieren bezeichnet, bei welchem »Eins«-Datenbits durch einen Impuls in der Mitte eines Zeitintervalls (eines Bitelements bzw. einer Bitzelle) dargestellt sind, und »Null«-Bits durch einen Impuls am Rand eines Zeitintervalls dargestellt werden. Für jedes Eins-Datenbit ist ein Impuls vorhanden, aber für Null-Datenbits ist nur ein Impuls vorhanden, wenn entweder ein Eins- oder ein Null-Impuls in dem unmittelbar vorhergehenden Zeitintervall vorhanden ist und kein Datenimpuls in dem Zeitintervall vorkommt, das unmittelbar auf den in Frage stehenden Rand folgt. Das minimale Intervall T zwischen Impulsen kommt für aufeinanderfolgende Eins-Bits vor. Das maximale Intervall zwischen Impulsen ist dann 2,5 Tund kommt für ein Eins-Bit vor, auf das drei aufeinanderfolgende Null-Bits oder noch höhere ungerade Vielfache derartiger aufeinanderfolgender Null-Bits folgen. Intervalle von 1,5 T und 2 Γ zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen können auch in Abhängigkeit von dem Bitmuster vorkommen.

Aufgrund der Kodiervorschriften, die bei einem derartigen M²FM-Kode angewendet werden, stellen die Impulse an den Rändern der Zeitintervalle nicht nur Nullen, sondern auch eine sogenannte »Takt«-Information dar. Dies ist eine Zeitinformation, welche die Gesamtnachrichtenzeit, wie das Beginnen von Bytes, Worten und Nachrichten, bezeichnet, und wird zur Gesamtsynchronisierung des Daten benutzenden Systems verwendet, bei welchem die Einsen und Nullen den im einzelnen wiedergegebenen Dateninhalt schaffen. Das Rückgewinnungs- bzw. Regenerierungssystem muß daher auch Vorsorge zum Rückgewinnen der Taktinformation schaffen, welche einen Teil des Datenflusses bildet. Dies bedeutet, daß in dem Rückgewinnungssystem über die Nullen darstellenden Impulse nicht hinweggegangen werden kann, sondern sie iuch neben den die Einsen darstellenden Impulsen rückgewonnen werden müssen. Die Fenster, welche zur Rückgewinnung geschaffen sind, müssen auch diesem Ziel angepaßt sein.

Der übliche phasenstarre Oszillator zum Erzeugen der Fenster, der zum Rückgewinnen von M²FM- oder

anderen kodierten Signalen benötigt wird, besteht aus einer geschlossenen Rückführungsschaltungsanordnung, welche einen spannungsgesteuerten Oszillator zum Erzeugen der geforderten Ausgangssignale aufweist. Dieser spannungsgesteuerte Oszillator erhält seine Steuersignale über ein Filter. Das Filter wird wiederum mit dem Ausgang eines Phasenvergleichers gespeist. Ein Eingang an diesem Phasenvergleicher wird über eine Rückkopplung von dem Oszillator selbst erhalten, während der andere Eingang aus dem externen Signal erhalten wird, mit welchem der phasenstarre Oszillator zu verriegeln ist. Der Betrieb des phasenstarren Oszillators ist so, daß eine feste Phasenbeziehung (z. B. eine Phasenkoinzidenz) zwischen bestimmten Parametern der zwei Eingangssignale an dem Phasenvergleicher beibehalten wird.

Schwierigkeiten sind bei dem Versuch aufgetreten, derartige phasenstarre Oszillatoren beim Rückgewinnen bzw. Regenerieren von Daten zu verwenden. Bei Verwendung eines phasenstarren Oszillators, um die zur Rückgewinnung benötigten Fenster zu erzeugen, ist es üblich gewesen, den Datenfluß als das externe Signal zu verwenden, das den spannungsgesteuerten Oszillator (über den Phasenvergleicher und das Filter) steuert, während der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators dazu verwendet wird, die Rückgewinnungsfenster zu erzeugen.

Bei Vorhandensein eines Impulses am Ausgang einer signalverarbeitenden Schaltung (10) wird eine logische Rückkopplungsschaltung eingestellt, um dadurch dann einen Phasenvergleich zwischen der Rückflanke dieses Impulses und dem Signal vorzubereiten, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator rückgekoppelt ist. Die rohen, noch nicht verarbeiteten Datenimpulse, die anfänglich von dem Aufzeichnungsmedium, dem Nachrichten- oder Übertragungskanal oder von einer anderen Quelle zugeführt sind, eignen sich im allgemeinen nicht für den vorstehend angeführten Zweck, da sie üblicherweise die Form von ziemlich kurzen, scharfen Impulsen haben, die eine nicht ausreichende Zeitdauer zwischen ihren Vorder- und Rückflanken schaffen, damit der phasenstarre Oszillator den Phasenvergleich einstellen und durchführen kann.

Aus diesem Grund wird bekanntlich auch eine signalverarbeitende Schaltung in dem Dateneingang vor dem Phasenvergleicher verwendet, um die kurzen, scharfen, ursprünglichen Datenimpulse in längere Impulse zu dehnen, wobei Pegelübergänge (Flanken) in einer vorbestimmten zeitlichen Beziehung zu den ursprünglichen Datenimpulsen vorgesehen sind. Beispielsweise ist für Systeme, die eine nominelle, minimale Zwischenimpulsdauer T von 2 μsek haben, eine Schaltung, wie beispielsweise ein monostabiler Multivibrator, dazu verwendet worden, um sie auf einen Impuls zu dehnen, dessen Rückflanke 1 μsek nach der Vorderflanke des ursprünglichen Datenimpulses auftritt. Außer der Durchführung einer bestimmten Daiendehnung wird durch eine derartige signalverarbeitende Schaltung auch eine bestimmte Gesamtverzögerung in den Datenfluß eingebracht.

Bei der Schaltungsanordnung der bisher verwendeten phasenstarren Oszillatoren ist es ferner üblich gewesen, diese Datenimpulse, welche [mit Hilfe der mittels des phasenstarren Oszillators (PLO) geschaffenen Fenster] tatsächlich rückzugewinnen sind, von einer Stelle in dem Datenfluß vor dem monostabilen Multivibrator zu nehmen, welcher zum Dehnen dieser Impulse verwendet wird, bevor sie an den phasenstarren Oszillator (PLO) angelegt sind.

Als Folge der Zwischenschaltung des Impulsdehners in dem Dateneingangsweg zu dem phasenstarren Oszillator, aber nicht in dem Dateneingangsweg zu der Rückgewinnungsschaltung, bestand eine gewisse unterschiedliche Verzögerung zwischen den zwei Wegen (nämlich zwischen dem Datenweg, auf welchem die Fenster erzeugt wurden, und dem Datenweg, welcher den fenstererzeugenden phasenstarren Oszillator umgeht und unmittelbar zu der Schaltung gelangt, welche die Fenster benutzt, um die Daten tatsächlich rückzugewinnen bzw. zu regenerieren).

Um die nachteilige Wirkung dieser unterschiedlichen Verzögerung zu überwinden, ist es üblich gewesen, absichtlich eine ausgleichende Verzögerung in dem Umgehungsweg vorzusehen. Eine derartige ausgleichende Verzögerungsschaltung stellt einen zusätzlichen Kostenfaktor dar; bei komplizierten Zeit- und Frequenzparametern stellt sie in der Tat einen wesentlichen Kostenfaktor dar. Darüber hinaus muß bei den Datenimpulsen die Rückgewinnung äußerst genau in ihren jeweiligen Fenstern mittig eingestellt sein, eine derartige Verzögerung in dem Weg, welchem der Datenfluß folgt, fein einstellbar sein und muß während der Ausführung der Anlage einer derartigen Einstellung tatsächlich unterzogen werden. Hierdurch werden der Aufwand und damit die Kosten weiter erhöht.

Am schlimmsten ist nicht, wie genau eine derartige Verzögerung anfangs eingestellt wird und wie stabil die ganze Schaltung im Laufe der Zeit bleibt, sondern die Tatsache, daß die Datenimpulse nach einem sogenannten Driften weg von ihren geforderten mittigen Lagen in den Fenstern wegen möglicher nicht kontrollierbaren Änderungen in der Frequenz des Datenstroms ausgesetzt sind. Derartige Frequenzänderungen können aus verschiedenen Gründen vorkommen, beispielsweise infolge von Drehzahländerungen in dem Transportmechanismus in dem Aufnahme- oder Wiedergabegerät. Wenn sich die Frequenz ändert, ändert sich auch die Phasenverschiebung, die einer vorgegebenen Zeitverzögerung entspricht, und dies hat zur Folge, daß sich die Lage der umgeleiteten Datenimpulse bezüglich ihrer Rückgewinnungsfenster ändert und insbesondere sie von ihrer geforderten Mittenlage in diesen Fenstern abweicht.

Diese Abweichungen von der Mitte beeinflussen nachteilig die Zuverlässigkeit der Datenrückgewinnung oder, anders ausgedrückt, erhöhen die Fehlerrate. Diese nachteilige Wirkung nimmt zu, wenn die Größe der Fehlerabweichung zunimmt. Darüber hinaus nimmt die Empfindlichkeit gegenüber derartigen Abweichungen, wenn komplizierte Kode verwendet werden, bei großen Datenpackungsdichten zu.

Nicht nur die Toleranzen sind bei dichter gepackten Daten kleiner, sondern die Art der komplizierten Kode ist so, daß komplizierte und aufwendigere Maßnahmen angewendet werden müssen, und diese wiederum sind engeren Toleranzen unterworfen.

Wenn wieder der M²FM-Kode als Beispiel benutzt

Wi wird, ist dies für eine Rückgewinnung aus dem Datenstrom bei der Verwendung von Fenstern von Vorteil, die ungleiche Längen haben (die nachstehend als nichtsymmetrische Fenster bezeichnet werden). Die Fenster, welche benutzt werden, um die Einsen

i.s rückzugewinnen, sind vorzugsweise länger als die, die zum Rückgewinnen der Nullen verwendet werden (d. h. der Taktinformation), Vorzugsweise haben diese zwei Fensterarten Längen bzw. eine Dauer, die in einem

Verhältnis von 60/40 stehen. Mit anderen Worten, sie besetzen 60 bzw. 40 Prozent eines Bitintervalls T. Durch die Schaffung und Verwendung derartiger nichtsymmetrischer Fenster sind weitere Anforderungen an die Einhaltung einer genauen Mittigeinstellung von Daten gestellt, wodurch wiederum die Empfindlichkeit gegenüber unerwünschten Frequenzänderungen zunimmt.

Ferner sollte beachtet werden, daß dieselben Schwierigkeiten, die der unterschiedlichen Verzögerung zwischen den zwei Signalwegcn zuzuschreiben sind, auch auftreten können, wenn das ganze Rückgewinnungssystem so ausgeführt ist, daß die Signalumleitung und nicht der Weg über den phasenstarren Oszillator die größere Verzögerung aufweist.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, welche sicherstellt, daß die Daten aus dem Eingangsdatenstrom immer praktisch in der Mitte des Fensters erscheinen.

Gemäß der Erfindung wird dies erreicht durch eine Einrichtung, um der logischen Rückgewinnungsschaltung ein Signal zuzuführen, das auch aus dem Datenstrom erhalten worden ist und eine Information aufweist, die sich zeitlich ändernde Kenndaten darstellt, die im wesentlichen gleichzeitig mit entsprechenden, sich zeitlich ändernden Kenndaten des Signals aus dem Datenstrom auftreten, das dem Phasenvergleicher zugeführt wird und welches so im wesentlichen unabhängig von Frequenzabweichungen auftritt.

Diese Schaltung macht es möglich, den Eingangsdalenstrom, der den phasenstarren Oszillator umgeht, mit der eigentlichen Datenrückgewinnungsschaltung zu verbinden, ohne daß eine ausgleichende Verzögerung in dem Umleitungsweg verwendet wird und ohne daß eine Verzögerungseinstellung erforderlich ist.

Insbesondere wird der Umgehungsweg für diesen Eingangsdatenstrom mit einem Eingangssignal versorgt, dessen sich zeitlich ändernde Kenndaten genau im Gleichschritt mit den sich zeitlich ändernden Kenndaten dieses aus den Daten erhaltenen Eingangssignals gehalten werden, welches dem (PLO-)Phasenvergleicher selbst zugeführt wird.

Dieser Eingang an dem Phasenvergleicher selbst findet statt, nachdem irgendeine Signalverarbeitung (z. B. eine Impulsdehnung) an dem Datenfluß durchgeführt wird. Der Umgehungsweg wird in ähnlicher Weise mit einem Signal versorgt, das genau derselben Signalverarbeitung unterworfen worden ist. Auf diese Weise ist eine Notwendigkeil, eine ausgleichende Verzögerung in dem Umgehungsweg vorzusehen, beseitigt. Auch ist es nicht mehr notwendig, eine Verzögerungseinstellung vorzunehmen, um eine Mittigeinstellung von Datenimpulsen in den Rückgewinnungsfenstern zu erhalten, darüber hinaus ist die Gefahr von Abweichung gegegenüber einer derartigen Mittigeinstellung infolge von Frequenzänderungen beseitigt. Die fensterbildende Schaltung und die Datenrückgewinnungsschaltung, die diese Fenster benutzt, um mit dem umgeleiteten Datenfluß zu arbeiten, sind so ausgelegt, daß sie gemäß der Erfindung mit dem phasenstarren Oszillator zusammenarbeiten.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden nichtsymmetrische Fenster erzeugt und zur Rückgewinnung von M²FM-kodierten Daten benutzt.

Gemäß der Erfindung wird der Datenflußeingang zu der logischen Rückgewinnungsschaltung an einer Stelle entnommen, an welcher dessen Übergänge zeitlich mit denen des Datenflußeingangs an dem Phasenvergleicher der phasenstarren Oszillatorschleife zusammenfallen, die zum Steuern der Schaffung der Rückgewinnungsfenster verwendet wird. Hierbei ist keine Verzögerung zwischen der Datenfluß-Entnahmestelle und deren Eingang an der logischen Rückgewinnungsschaltung vorgesehen. Der phasenstarre Oszillator und die fenstererzeugenden Schaltungen arbeiten zusammen, um Daten und Taktimpulse darstellende Übergänge in dem Datenfluß aufrechtzuerhalten, der an der logischen Rückgewinnungsschaltung mittig eingestellt in den jeweiligen Fenstern angelegt wird.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Gesamtanordnung gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein Zeit- und Wellenformdiagramm, in welchem die rohen, noch nicht verarbeiteten Daten in einer M²FM-kodierten Anordnung wiedergegeben sind,

Fig.3 die Signalwellenformen an verschiedenen Stellen in dem System der Fig. 1,

Fig.4 die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen für einen binärkodierten Dezimalzähler, welcher einen Teil des Systems der Fig. 1 darstellt,

Fig.5 die logischen Elemente, welche die logische Rückkopplungsschaltung der Fig. 1 bilden,

Fig.6 die logischen Elemente, welche den Phasenscheiber der F i g. 1 bilden und

Fig. 7 die logischen Elemente, welche die logische Rückgewinnungsschaltung der Fig. 1 bilden.

In allen Figuren sind dieselben Bezugszeichen zum Bezeichnen entsprechender Elemente verwendet. Pfeile geben die Richtung des Signalflusses zwischen Schaltungselementen an. In den Zeit- und Wellenformdiagrammen läuft die Zeit von links nach rechts quer über die Blattseite (bzw. nimmt in dieser Richtung zu).

In Fig. 1 ist eine Ausführungsform der Erfindung dargestellt, die insbesondere zum Rückgewinnen von Daten ausgelegt sind, die in einer M²FM-Anordnung kodiert sind. Derartige Daten liegen in der Schaltung der Fig. 1 am Eingang an einer signalverarbeitenden Schaltung 10 an. Die übliche Form eines Eingangssignals aus sogenannten rohen, noch nicht verarbeitenden Daten, die an der Schaltung 10 anliegen, ist in Fig.2 dargestellt. In der oberen Zeile in Fig.2 sind aufeinanderfolgende Zeitintervalle (die manchmal auch als Bitzellen oder -elemente bezeichnet worden sind) mit jeweils einer Dauer T dargestellt, welche in der Praxis 2 μsek lang sein können. In diesen Zeitintervallen sind in Fig.2 die Binärzeichen eingesetzt, die in ihnen dargestellt werden sollen. Infolgedessen soll es in dem ersten Intervall eine Eins, in dem zweiten ebenfalls eine Eins, in dem dritten eine Null usw. quer über die Blattseite sein. Die untere Zeile in Fig. 2 zeigt die elektrischen Signalimpulse, die dem Eins-Null-Muster in der oberen Zeile unter Bedingungen einer M²FM-Kodierung entsprechen. Es ist ein Signal ähnlich dem auf der unteren Zeile in Fig. 2, das tatsächlich an eine signalverarbeitende Schaltung in Fig. 1 angelegt wird. Selbstverständlich weichen die Lagen der Impulse bezüglich der Zeitintervalle in der Praxis gegenüber diesen theoretisch bestimmten Lagen ab, und zwar infolge verschiedener Faktoren einschließlich einer Scheitelverschiebung zwischen benachbarten Impulsen, einem Rauschen, Bandbreiten-Begrenzungen, Drehzahlschwankungen der Aufnahme- und Wiedergabegeräte, usw. Diese Abweichungen sind es, die ein

kompliziertes Rückgewinnungsschema, wie beispielsweise in der vorliegenden Erfindung, erforderlich gemacht haben.

In F i g. I ist der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) 13 in üblicher Weise aufgebaut, um ein Signal zu erzeugen, welches im wesentlichen eine Rechteckwelle bei einer Harmonischen der Wiederholungsfrequenz der Zeitintervalle des M²FM-kodierten Eingangssignals ist. Aus Gründen, die sich noch zeigen, wird ein Vielfaches von zehn bevorzugt, es können aber auch andere Werte verwendet werden.

In Fig.3 ist in Zeile (c) das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) dargestellt. Um die Untersuchung zu erleichtern, ist auch in Fig.3, nämlich in deren Zeile (a), ein Teil des Eingangssignals gezeigt, das auf der unteren Zeile der F i g. 2 dargestellt ist, nämlich der Teil 1, der als Intervall III in Fig.2 bezeichnet ist. Es weist zwei Impulse 51 und 52 auf. Diese beiden Impulse sind charakteristisch, da der Impuls 51 einer Eins entspricht, während der Impuls 52 der Grenze bzw. dem Rand von zwei aufeinanderfolgenden, eine Null darstellenden Intervallen entspricht.

Ferner ist in Fig.3 in Zeile (/?), die zwischen den Zeilen (a) und (c) liegt, ein Diagramm dargestellt, das jedes 2 nsek lange Intervall T in der Zeile (a) in zehn 200 nsek lange »Zähl«-Intervalle unterteilt, die jeweils sich wiederholend von 0 bis 9 bezeichnet sind und dem Auftreten der Rechteckwellen mit der zehnfachen Frequenz entsprechen, die von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13 der F i g. I erzeugt worden sind.

Die datenverarbeitende Schaltung 10, an welcher das in Zeile (a) der Fig. I dargestellte Eingangssignal angelegt wird, kann in herkömmlicher Weise, beispielsweise als ein monostabiler Multivibrator, ausgeführt sein, der die angelegten_Eingangsimpulse dehnen kann. Die Ausgänge Q und Q der Schaltung 10 sind in den Zeilen (d) bzw. (e) der F i g. 3 dargestellt. Jeder Eingangsimpuls ist über ein halbes Intervall T d. h. über eine Mikrosekunde, gedehnt, dargestellt. Die gedehnten Impulse am Ausgang Q, die den Eingangsimpulsen 51 und 52 entsprechen, sind mit 51a bzw. 52a und die Impulse am Ausgang Qmh 51 bund 52öbezeichnet.

Die Impulse am Ausgang Q werden unmittelbar an einen Eingang Vi eines_Phasenvergleichers 11 und die Impulse am Ausgang Q werden unmittelbar an einen Eingang einer logischen Rückgewinnungsschaltung angelegt. Der Phasenvergleicher 11 kann eine integrierte Schaltung Motorola model MC 4044 sein, welche auch eine »Ladungspumpe« aufweist, die wie in der Zeichnung dargestellt, angekoppelt ist.

An den Eingang R\ dieses Phasenvergleichers 11 wird ein Rückkopplungssignal angelegt, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13 über eine logische Rückkopplungsschaltung 15 in einer Weise erhalten wird, die weiter unten noch genauer beschrieben wird. Im Augenblick reicht es aus, darauf hinzuweisen, daß es Aufgabe des phasenstarren Oszillators (PLO) ist, der den Phasenvergleicher 11, das Filter 12, den spannungsgesteuerten Oszillator 13 und die logische Rückkopplungsschaltung 15 aufweist, den größtmöglichen Gleichlauf zwischen den Eingängen Vi und R\ an dem Phasenvergleicher U herzustellen und beizubehalten. Der Phasenvergleicher arbeitet auf folgende Weise. Eine Zeitverschiebung, die zwischen den Übergängen hoch — tief an dem Vi-(d. h. veränderlichen)Eingang und dem /?|-(d. h. Bezugs-)Eingang an dem Phasenvergleicher vorkommt, schafft am Ausgang des die »Ladungspumpe« bildenden Teils der Schaltung 11 ein Phasenfehlersignal, das eine solche Zeitverschiebung darstellt. Über das herkömmliche Filter 12 wird dieses Phasenfehlersignal an den spannungsgesteuerten Oszillator 13 angelegt, um die Frequenz des letzteren in üblicher Weise zu steuern.

In herkömmlicher Weise ist die Verstärkung und Bandbreite des Filters 12 so eingestellt, daß sie auf einer Langzeitdrift des Impulsdatenflusses am Eingang über mehrere Perioden Γ und nicht auf ein augenblickliches Zittern infolge von Rauschen der einzelnen Bitverschiebungen anspricht.

Um ihn außerdem der logischen Rückkopplungsschaltung 15 zuzuführen, wird der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 13 auch an einen binärkodierten Dezimalzähler 14 und an einen Phasenschieber 16 angelegt.

Der binärkudierte Dezimalzähler 14 zählt entsprechend aufeinanderfolgenden Impulsen von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13 periodisch bzw. wiederholt von 0 bis 9. Hierbei erzeugt der Zähler 14 die tatsächlichen Rückgewinnungsfenster und erzeugt auch ein Hilfssteuersignal für die logische Rückkopplungsschaltung über einen 0&5-Detektor 17. Der Phasenschieber 16 erzeugt ein zusätzliches Hilfssteuersignal für die logische Rückkopplungsschaltung 15.

In Fig.4 ist das Muster der Ausgänge an dem binärkodierten Dezimalzähler 14 dargestellt, die an dessen Anschlüssen A bis D entsprechend den Eingangssignalen an dem spannungsgesteuerten Oszillator erzeugt werden. Aus Fig.4 ist ferner zu ersehen, daß die Zählwerte 8 bis 3 den einen Pegel am Ausgangsanschluß C und die Zählwerte 4 bis 7 den anderen Pegel erzeugen. Diese zwei Intervalle stellen eine 60/40-Beziehung dar. Folglich werden am Anschluß C60/40-Signale erzeugt, die als die nichtsymmetrischen Fenster verwendbar sind. Diese Ausgangssignale am Anschluß C des Zählers 14 sind in Zeile (!) der F ig. 3 dargestellt. Hierbei ist die nichtsymmetrische 60/40-Beziehung zwischen der Dauer ihrer negativen und positiven Abschnitte zu beachten. Dies ist die bevorzugte Fensteranordnung für eine M²FM-kodierte Signalrückgewinnung, wie sie vorstehend erläutert ist. Dies ist auch das Signal, das hierzu an einem zweiten Eingang der logischen Rückgewinnungsschaltung 18 in Fig. 1 angelegt wird (wobei das erste Signal zusammen mit dem Signal angelenkt wird, das in Zeile (e) der Fig.3 dargestellt ist).

Die Elemente der logischen Rückkopplungsschaltung 15 sind in F i g. 5 dargestellt. Diese Schaltung weist drei Flip-Flops 20,21 und 23 und ein NAND-Glied 22 auf, die wie dargestellt miteinander und mit der Außenseite der logischen Schaltung 15 verbunden sind.

Das gedehnte Eingangssignal von dem gleichen Ausgang <?der signalverarbeitenden Schaltung, welches den Eingang Vi des Phasenvergleichers 11 speist, ist auch mit dem Takteingang des Flip-Flops 20 verbunden, das durch die nächste, am Eingang R\ des Phasenvergleichers vorgesehene Signalrückkopplung vom Ausgang der logischen Schaltung 15 aus zurückgesetzt wird. Der sich ergebende Ausgangsimpuls am Ausgang Q des Flip-Flops 20 wird dann an den Ausgang Q des Flip-Flops 21 weiter übertragen, das durch ein Signal von dem binärkodierten Dezimalzählcr 14 über den Phasenschieber 16 taktgesteuert wird. Wie nachstehend noch im einzelnen ausgeführt wird, besteht dieses Taktsignal, das an das Flip-Flop 21 der logischen Rückkopplungsschaltung 15 angelegt wird, aus Impulspaaren, deren Vorderflanken zeitlich in demselben

60/40-Verhältnis wie der Rechteckwellenausgang am Anschluß C des binärkodierten Dezimalzählers 14 verschoben sind. Infolge des Phasenschiebers 16 sind die bO/40-Abstände in diesem Signal in der Phase um einen entsprechenden Wert, vorzugsweise um 180°, verschobun.

Diese um 180" phasen verschobenen Reihen von Impulspaaren sind in Zeile (g) der Fig. 3 dargestellt. Der im einzelnen in F i g. 6 dargestellte Phasenschieber 16 weist ein ODER-Glied 25 auf, das von den Ausgängen B und D des Zählers 14 aus gespeist wird und seinerseits das Eingangssignal an einem Flip-Flop 26 schafft, dessen Takteingang das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators ist und dessen Rücksetzeingang das 60/40-Signal von dem Zählcranschluß C ist. Diese Schaltungselemente arbeiten, wie ohne weiteres zu ersehen ist, zusammen, um an dem Ausgang Q des Flip-Flops 26 die geforderten Impulspaare zu erzeugen, die in Abständen mit einer 60/40-Beziehung angeordnet, aber um die geforderten 180° in der Phase verschoben sind. Hierbei ist jeder 60%-Abstand zwischen den Vorderflanken eines Impulspaares an derselben Stelle wie die ursprünglichen 40%-Fenster mittig eingestellt [Zeile (f)\n F i g. 3] und umgekehrt.

In der in F i g. 5 im einzelnen dargestellten, logischen Rückkopplungsschaltung 15 wird der Ausgang Q des Flip-Flops 21 über das NAND-Glied 22 durch das nächstfolgende Signal von dem binärkodierten Dezimalzähler 14 durchgeschaltet, der entweder einen Zählerstand von 0 oder einen Zählerstand von 5 darstellt. Hierzu sind die vier Ausgangsanschlüsse des Zählers 14 mit dem 0& 5- Detektor 17 verbunden. Dieser Detektor kann eine herkömmliche Ausführungsform einer digitalen logischen Schaltung haben, um die 0- bzw. 5-Zählformen der Zählerausgangssignale zu fühlen (siehe die in F i g. 4 dargestellten Ausgangsmuster) und um diese zusammenzufassen, um ein Ansteuersignal für das NAND-Glied 22 entsprechend jedem 0- und 5-Zählerstand zu erzeugen.

Schließlich wird der Ausgang des NAND-Glieds 22 <to an das Flip-Flop 23 angelegt, über welches es durch das Ausgangssignal von dem spannungsgesteuertn Oszillator 13 taktgesteuert wird. Der Ausgang Q von dem Flip-Flop 23 stellt das Bezugssignal dar, das an dem Eingang R\ des Phasenvergleichers 11 angelegt wird.

Der Ausgang ζ) des Flip-Flops 23 ist in Zeile (I) der Fig.3 dargestellt und hat, wie zu erkennen ist, Übergänge 51c und 52c von dem hohen auf den neidrigen Pegel, welche mit den Übergängen von einem hohen auf einen niedrigen Pegel bei den veränderlichen Eingängen 51a und 52a am Eingang Ki des Phasenvergleichers 11 zusammenfallen, wie für den richtigen Betrieb des Systems gefordert wird.

Die Signalabwandlungen, die folglich in der logischen Rückkopplungsschaltung 15 stattfinden, sind in den Zeilen (Λ) bis (j)der F i g. 3 dargestellt. Bevor die Signale in den Zeilen (Λ) bis Q) besprochen werden, ist zu beachten, daß das Signal, das von dem Ausgang Q des Flip-Flops 20 an den Eingang / des Flip-Flops 21 der logischen Schaltung 15 angelegt wird, Übergänge von einem hohen auf einen niedrigen Pegel aufweisen, die zeitlich bezüglich der Übergänge von einem hohen auf einen niedrigen Pegel in dem in Zeile (d) der F i g. 3 dargestellten Signal ausgerichtet sind bzw. übereinstimmen, d, h. Übergänge von einem hohen auf einen niedrigen Pegel aufweist, die denen der Impulse 51a und 52a entsprechen.

In dem Flip-Flop 21 arbeitet die Taktsteuerung des Signals von dem Phasenverschieber 16 [Zeile (g) in Fig. 3] mit der Rücksetzung des Signals von dem Flip-Flop 23 zusammen, um den in Zeile (Λ) der F i g. 3 dargestellten Ausgang Q zu erzeugen. Der positiv verlaufende Impuls 51c/ in dem Signal am Ausgang Q, welcher dem veränderlichen Signal 51a entspricht, ist 400 nsek lang, während der positiv verlaufende Impuls 52c/, welcher dem veränderlichen Signal 52a entspricht, 600 nsek lang ist. Jeder dieser zwei Impulse hat eine negativ verlaufende (Rück-)Flanke, die bezüglich des entsprechenden veränderlichei: Impulses ausgerichtet ist, wobei der Unterschied in der Länge (bzw. der zeitlichen Dauer) in der unterschiedlichen Zeitbemessung ihrer Vorderflanken aufgefangen wird.

Die Bedeutung der 180°-Phasenverschiebung mittels des Phasenschiebers 16 wird nunmehr offensichtlich. Bei Fehlen des Phasenschiebers 16 würde jeder Übergang von einem niedrigen auf einen hohen Pegel des veränderlichen Eingangs am Phasenvergleicher von dem Eingang ζ) der signalverarbeitenden Schaltung 10 aus — nach einem Durchlauf über das Flip-Flop 20 — über das Flip-Flop 21 durch den Beginn des nächsten nachfolgenden Fensters von dem Anschluß C des binärkodierten Dezimalzählers aus taktgesteuert sein. Ein Vergleich der Zeilen (d) und (X) in F i g. 3 zeigt jedoch, daß (wieder bei Fehlen des Phasenschiebers 16) das Fenster, das einen derartigen Übergang von einem niedrigen auf einen hohen Pegel in einem Datenimpuls 51a begleitet, ein 40%-Fenster ist, während das Fenster, das einen Übergang von einem niedrigen auf einen hohen Pegel in dem Taktimpuls 52a begleitet, ein 60%-Fenster ist. Das ist die genaue Umkehr der geforderten Bedingung, bei welcher die Daten-(Eins-)-Übergänge die 60%-Fenster und die Taktübergänge die 40%-Fenster begleiten sollen. Dies wird durch den 180°-Phasenschieber 16 korrigiert. Infolge dieses Vorgangs wird der Übergang in dem Impuls 51a über das Flip-Flop 21 durch ein 60(°/ο)-Fenster und der Übergang in dem Impuls 32a durch ein 40(%)-Fenster taktgesteuert.

Die dann von dem NAND-Glied 22 erzeugten Signale 51 e und 52esind in Zeile (j) der F i g. 3 dargestellt. Der vorerwähnte Unterschied zwischen den Längen der Impulse 51c/und 52c/ ist offensichtlich bei den Impulsen 51 e und 52e nicht größen

Der Sinn, weshalb die 0- und 5-Ausgänge von dem 0&5-Detektor 17 diesem NAND-Glied 22 zugeführt werden, wird nunmehr ebenfalls klar. Der Übergang in dem Zählerstand von 0 auf 1, der mittels des binärkodierten Dezimalzählers 14 geschaffen wird, entspricht der Mitte des von deniselben Zähler geschaffenen 60%-Fensters, und der Übergang in dem Zählerstand von 5 auf 6 entspricht der Mitte des 40%-Fensters. Folglich wird das NAND-Glied in der Mitte dieser jeweiligen Intervalle infolge des gleichzeitigen Vorhandenseins der 0- oder 5-Zählerstandübergänge [siehe Zeile (i) in Fig.3] und der Übergänge am Ausgang des Flip-Flops 21 [siehe Zeile (h) in Fig. 3] durchgesteuert.

Schließlich ist bezüglich des Ausgangs Q von dem Flip-Flop 23, welches, wie vorstehend hervorgehoben ist, die Bezugsrückkopplung von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13 zu dem Phasenvergleicher Il darstellt, nunmehr zu sehen, daß ihre Übergänge 51c und 52c von einem hohen auf einen niedrigen Pegel in mehrfacher Hinsicht genau ausgerichtet sind.

Ein derartiger Gesichtspunkt ist die genaue Ausrichtung bezüglich der Übergänge von einem hohen auf

einen niedrigen Pegel der entsprechenden veränderlichen Eingänge 51a und 52a an dem Vergleichen Dies entspricht einer genauen Gleichlaufbedingung für den phasenstarren Oszillator.

Ein weiterer Gesichtspunkt ist die Ausrichtung bezüglich der Mitten der entsprechenden Rückgewinnungsfenster. Infolgedessen ist der Bezugsübergang 51c von einem hohen auf einen niedrigen Pegel, welcher einem Eins-Impuls 51 entspricht, bezüglich der Mitte des 60(%)- Fensters ausgerichtet [vergleiche hierzu die Zeilen ι ο (e)und(F)in Fig.3].

Andererseits ist der Bezugsübergang 52c von einem hohen auf einen niedrigen Pegel, welcher dem Nullgrenzen (d. h. einen Taktimpuls) darstellenden Impuls 52 entspricht, bezüglich der Mitte eines 40%-Fensters ausgerichtet. Hieraus ist zu ersehen, daß diese Bedingung im wesentlichen unabhängig von den Abweichungen der Datenfrequenz von deren Nennbzw. Sollwert ist. Die eingangs angeführten Schwierigkeiten bei Rückgewinnungssyslemen, die sonst bei derartigen Frequenzabweichungen auftreten, sind dadurch verhütet.

In den Wellenformdiagrammen der F i g. 2 und 3 würden derartige Frequenzabweichungen entweder durch einen geringeren Abstand von aufeinanderfolgenden rohen (noch nicht verarbeiteten) Datenimpulsen (wenn die Frequenz steigt) oder durch einen größeren Abstand (wenn die Frequenz abnimmt) zutage treten. Dies bedeutet, daß die absolute Länge des Intervalls T (das bisher mit 2 μsek angenommen worden ist) sich entsprechend ändern würde. Die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 13 würde sich jedoch dann in derselben Weise ändern, und das neue Intervall Γ würde in zwei Fensterteile in einem 60/40-Verhältnis infolge der Arbeitsweise des fensterbildenden binärkodierten Dezimalzählers 14 geteilt werden. Alle anderen Zeitfunktionen würden weiter in derselben Weise durchgeführt werden, aber zu Zeitpunkten, die bezüglich des neuen Intervalls Tund der neuen 60/40-Fenster entsprechend versetzt bzw. zurückgesetzt sind.

Das Umleiten einer veränderlichen Information von dem Eingang Qder signalverarbeitenden Schaltung 10 zu der logischen Rückgewinnungsschaltung 18 ist nicht irgendeiner unterschiedlichen Phasenverschiebung ausgesetzt, da nichts zu einer derartigen Phasenverschiebung in dem Umgehungsweg führen kann. Infolgedessen bleiben die mittig eingestellten Lagen dieser Daten in den jeweiligen Fenstern bei einer Frequenzänderung unbeeinträchtigt.

Der tatsächliche Rückkopplungsweg von dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 13 zu dem Bezugseingang R\ des Phasenvergleichers 11 kann auch auf ein einziges Flip-Flop 23 herabgesetzt werden. Alle übrigen Steuerfunktionen, die diese Rückkopplung beeinflussen, d. h. die, welche von den Schaltungen 20,21 und 22 durchgeführt werden, und die Signale, welche dieselben steuern, sind aus dem eigentlichen Rückkopplungsweg herausgenommen worden. Dies führt zu einer Rückkopplungsverzögerung, die wesentlich unter dem nicht reduzierbaren Minimum liegt, und verbessert somit die richtige Arbeitsweise des Systems.

Obwohl es auf die vorerwähnten Vorteile keinen Einfluß hat, ist es doch bemerkenswert, daß die Erfindung einen phasenstarren Oszillator schafft, dessen spannungsgesteuerter Oszillator 13 in der Frequenz *>5 nicht abgerissen ist, trotz der Tatsache, daß die tatsächlichen Daten infolge der M²FM-Kodeform nichtperiodisch sind. Bei der Erfindung wird keine Bezugsrückkopplung dem Phasenvergleicher zugeführ außer, wenn ein von Daten abgeleiteter, veränderliche Eingang tatsächlich vorhanden ist. Infolgedessen finde während keine veränderlichen Eingänge Vorhände sind, kein Ziehen der Frequenz des spannungsgesteuer ten Oszillators statt. Natürlich arbeitet das System auc mit genau periodischen Eingangssignalen.

Da mit Hilfe der bisher beschriebenen Einrichtun zuverlässig datendarstellende Signale vorhanden sine die in den erhaltenen Rückgewinnungsfenstern mitti eingestellt sind, werden tatsächlich die Daten imme rückgewonnen. Dies wird in einer logischen Rückgewin nungsschaltung erreicht, deren innerer Schaltungsauf bau in F i g. 7 dargestellt ist.

Wie in F i g. 7 gezeigt, werden die (datendarstellen den) Signale vom Ausgang ζ) der signalverarbeitende bzw. impulsdehnenden Schaltung 10 an die Takteingän ge C von zwei Flip-Flops 30 und 31 angelegt. An di Dateneingänge D derselben Flips-Flops werden di 60/40-Fenster von dem Anschluß C des Zählers 14 au angelegt. Der Rücksetzeingang an dem Flip-Flop 30 is der O-Zählerstand des Zählers 14, der über der 0&5-Detektor 17, in der Polarität aber umgekehr erhalten wird, wie durch die Bezeichnung DEKODIE RENO in F i g. 7 angezeigt ist. Der Rücksetzeingang at dem Flip-Flop 31 ist der Zählerstand 5, der ebenfalls ii der Polarität umgekehrt ist, wie durch DEKODIE REN5 in F i g. 7 angezeigt ist.

Die Ausgänge Q der Flip-Flops 30 und 31 werden at entsprechende Eingänge D von zwei weiteren Flip Flops 32 und 33 angelegt, deren Eingänge
Ausgangssignale vom Anschluß C des Zählers U zugeführt werden, wobei der Eingang C an den Flip-Flop 32 zuerst über einen Inverter 34 läuft, bevor e das Flip-Hop 32 erreicht.

Schließlich wird der Ausgang Q von dem Flip-Flop 3: dem Eingang J? eines weiteren Flip-Flops 35 zugeführt der Ausgang (?des Flip-Flops 33 wird an den Eingang L noch eines weiteren Flip-Flops 36 angelegt, di( Eingänge Cder beiden Flip-Flops 35 und 36 werden mi demselben Eingang DEKODIEREN 5 von dem Detek tor 17 aus versorgt.

In Zeile (m) der F i g. 3 ist das Signal dargestellt, da am Ausgang Q des Flip-Flops 31 erzeugt wird, und ir Zeile (/?) ist das Signal dargestellt, das am Ausgang Ode Flip-Flops 30 anliegt. Hierbei ist in Zeile (m) eir Intervall von 80nsek mit niedrigem Pegel und in de Zeile (n) ein Intervall derselben Dauer mit hohem Pege wiedergegeben. Diese (Intervalle) stellen das dar, wa sogenannte Elementar- bzw. Anfangsformen der rück gewonnenen Information sein können, die durch di< Impulse 51 und 52 in Zeile (a) der F i g. 3 dargestellt ist.

In den Zeilen (o) und (p) der Fig. 3 sind di endgültigen Ausgangssignale an den Flip-Flops 36 bzw 35 dargestellt.

Das Signal in Zeile (o) ist das rückgewonnem Datensignal. Sein Teil 5if mit hohem Pegel entsprich dem eine Eins darstellenden Impuls 51 in Zeile (a) de F i g. 3 und der F i g. 2. Er hat eine Dauer T(2 μ5ε^, um an ihn grenzen, wie es sein sollte, Teile mit niedrigen Pegel an, die den Nullen in den rohen, noch r*ich verarbeiteten Daten entsprechen.

Das Signal in Zeile (p) ist das rückgewonnem Taktsignal. Sein Teil 52/" mit hohem Pegel entsprich dem den Takt darstellenden Impuls 52 in Zeile (a) de F i g. 3 oder in F i g. 2.

Der beschränkte Platz in Fig. 3 verhindert eil Darstellen weiterer Teile der rückgewonnenen Signale

die dem Datenfluß der Fig.2 entsprechen, diese würden aber ebenfalls den entsprechenden Daten und Taktimpulse darstellenden Inhalt aufweisen.

Die Unempfindlichkeit der vorliegenden Schaltungsanordnung gegenüber Frequenzabweichungen des Datenflusses am Eingang wird nochmals besonders betont. Derartige Abweichungen entsprechen einer Änderung im Absolutwert des Intervalls Tin den F i g. 2 und 3. Jedoch passen sich alle zeitlichen Beziehungen in diesen Figuren in einfacher Weise dann an den neuen ι ο Absolutwert des Intervalls Tan, und die relativen Lagen aller wichtigen Vorgänge und Ergebnisse bleiben unbeeinträchtigt. Die mittels der logischen Schaltung 18 geschaffenen, rückgewonnenen Signale können in üblicher Weise weiterverwendet werden und werden daher im folgenden nicht weiter ausgeführt.

Bisher ist angenommen worden, daß das System der F i g. 1 in einem stationären Betriebszustand sich befindet, wobei die Daten an die signalverarbeitende Schaltung 10 angelegt werden und die verschiedenen anderen Zeitsteuer- und Zählvorgänge entsprechend weiterlaufen.

Dieser Zustand kann im Anschluß an das Anschalten der Anordnung in der geforderten Art und Weise hergestellt werden, indem beispielsweise das dargestellte Signal ANKLEMMEN an die Schaltung 10 und auch den spannungsgesteuerten Oszillator 13 sowie den Zähler 14 in F i g. 1 angelegt wird. Anfangs wird dann an die Schaltung 10 anstelle des üblichen Datenflusses ein Signal von einem nicht dargestellten örtlichen Quarzoszillator bei einer Frequenz angelegt, die dem nominellen Sollintervall T entspricht. Solange dies stattfindet, wird das Signal »ANKLEMMEN« auf hohem Pegel gehalten.

Der erhaltene Datenfluß enthält üblicherweise einen Vorspann, der aus einer Folge von 1 Bits entsteht, die jeweils in einem Intervallabstand Γ von benachbarten Bits angeordnet sind. Nachdem der phasenstarre Oszillator entsprechend den Impulsen von dem Quarzoszillator in einen Ruhezustand gekommen ist, wird der Quarzoszillator vom Eingang der Schaltung 10 getrennt und durch den Datenflußvorspann ersetzt. Sobald der erste Vorspannimpuls anliegt, wird auch das Signal ANKLEMMEN auf niedrigen Pegel geschaltet. Hierdurch wird die Schaltung 10 abgeschaltet, so daß sie nicht, auf den ersten Vorspannimpuls anspricht. Das Signal ANKLEMMEN mit einem nunmehr niedrigen Pegel schaltet auch den spannungsgesteuerten Oszillator 13 ab und lädt einen Zählerstand von sieben in den Zähler 17. Bei Auftreten des nächsten Vorspannimpulses schalte', wie vorbestimmt, beispielsweise bei Zusammenfallen eines derartigen Impulses und einer verzögerten Wiedergabe des ersten Vorspannimpulses das Signal ANKLEMMEN zurück auf den hohen Pegel. Hierdurch wird das Sperrsignal von der Schaltung 10 entfernt, aber nicht zu einem Zeitpunkt, um auf den augenblicklichen Vorspannimpuls anzusprechen. Das Signal ANKLEMMEN mit einem nunmehr wieder hohen Pegel entfernt auch die Sperrsignale von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13, so daß dieser nach einer Verzögerung von einer Periode zu schwingen beginnen kann. Ein spannungsgesteuerter Oszillator, Model 74S124 von Texas Instruments arbeitet auf diese Weise. Danach werden zusätzliche Vorspannimpulse an die Schaltung 10 angelegt, und der phasenstairre Oszillator spricht, wie vorstehend für eine Datenrückgewinnung ausgeführt ist, zusammen mit dem Signal am Ausgang des Filters 12 an, das wieder auf einen Ruhewert gebracht wird, der dem Intervall T für die Vorspannimpulse entspricht. Nach einer vorbestimmten Anzahl von Vorspannimpulsen ist dann der phasenstarre Oszillator für eine Rückgewinnung von Datenimpulsen bereit.

Selbstverständlich ist die Erfindung weder auf die dargestellten Signalformen noch auf die spezielle Schaltungsausführung begrenzt. Die Erfindung umfaßt vielmehr alle Ausführungsformen, mit welchen Datenrückgewinnungsfenster geschaffen werden können, in welcher die datendarstellenden Signalparameter ohne eine ausgleichende Verzögerung und trotz Frequenzabweichungen mittig gehalten sind.

Beispielsweise kann ohne weiteres ein spannungsgesteuerter Oszillator mit der zehnfachen nominellen Datenfolgefrequenz verwendet werden. Es können auch andere Vielfache verwendet werden. Ein Vielfaches von 10 ist bei der Schaffung von 60/40-Fenstern vorteilhaft. Bei anderen Kodeformen kann möglicherweise eine andere Unsymmetrie vorzuziehen sein, und hierbei wiederum könnte vorteilhafterweise ein anderes Vielfaches des spannungsgesteuerten Oszillators verwendet werden. Ebenso braucht der Wert der Phasenverschiebung, der mittels des Phasenverschiebers 16 eingebracht wird, nicht in jedem Anwendungsfall der Erfindung notwendigerweise 180° sein.

In der beschriebenen Ausführungsform dehnt die datenverarbeitende Schaltung 10 die Datenflußimpulse um 1 \Lsek, bevor sie an den Eingang Vl des Phasenvergleichers 11 der F i g. 1 angelegt werden. Diese Dehnung entspricht der Hälfte des Zeitintervalls Tvon 2 μδε^ das mittels jedes Datenbits besetzt wird. In der Frequenzbereich-Technologie ist dies das Äquivalent zu einer 180°-Phasenverzögerung bezüglich der Nennfrequenz des Bitstroms. Aus diesem Grund ist es auch angemessen, einen 180°-Phasenschieber in dem System der F i g. 1 vorzusehen. Bei Verwenden einer derartigen Phasenverschiebung um 180° werden die Eins-Bits der Daten durchgesteuert, um die Rückkopplung des phasenstarren Qszillators durch 60(⁰/o)-Fenster und die Taktbits durch 4O(°/o)-Fenster zu steuern, wie oben ausgeführt ist. Wenn eine andere Impulsdehnung benutzt wird, ist die von dem Phasenverschieber 16 geschaffene Phasenverschiebung entsprechend zu ändern, um so die vorstehend beschriebene Wechselwirkung zwischen den Datenflußkomponenten und den entsprechenden Fenstern zu schaffen.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (24)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Rückgewinnen kodierter Binärinformation, welche in einem Datenfluß an zeitlich festgelegten Stellen dargestellt ist, die sich mit einer Frequenz wiederholen, die nominell vorbestimmt aber unkontrollierbaren Abweichungen ausgesetzt ist, wobei die Anordnung eine Einrichtung zum Erzeugen von Signalen mit abwechselnd hohen und niedrigen Pegeln zur Verwendung als Rückgewinnungsfenster, sine logische Rückgewinnungsschaltung, der die Fenster zugeführt werden und eine Schleife mit einem phasenstarren Oszillator aufweist, der von einem Phasenvergleicher gesteuert ist und die Zeitpunkte des Auftretens der Fenster festlegt, wobei an den Phasenvergieicher zwei Vergleichssignale angelegt werden, von denen das eine das Rückkopplungssignal in der Schleife und das andere ein Signal aus dem Datenstrom ist, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (10), um der logischen Rückgewinnungsschaltung (18) ein Signal zuzuführen, das auch aus dem Datenstrom erhalten worden ist und eine Information aufweist, die sich zeitlich ändernde Kenndaten darstellt, die im wesentlichen gleichzeitig mit entsprechenden, sich zeitlich ändernden Kenndaten des Signals aus dem Datenstrom auftreten, das dem Phasenvergleicher (11) zugeführt wird und welches so im wesentlichen unabhängig von Frequenzabweichungen auftritt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückgewinnungsfenster schaffende Einrichtung (14) und der phasenstarre Oszillator so ausgelegt sind, daß dieselben sich zeitlich ändernden Kenndaten in dem Signal, das der Rückgewinnungsschaltung (18) aus dem Datenstrom zugeführt worden ist, im wesentlichen unabhängig von den Frequenzabweichungen genau mittig in dem Rückgewinnungsfenster liegen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung, um das aus dem Datenstrom erhaltene Signal der Rückgewinnungsschaltung (18) zuzuführen, eine signalverarbeitende Einrichtung (10) aufweist, um gedehnte Impulse von Impulsen in dem Datenstrom zu erzeugen.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung, um das Vergleichssignal aus dem Datenstrom an den Phasenvergleicher zuzuführen, eine signalverarbeitende Einrichtung (10) zum Erzeugen von gedehnten Impulsen aus Impulsen in dem Datenstrom aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die signalverarbeitende Einrichtung (10) beide Impulse im wesentlichen um dieselben Werte dehnt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die signalverarbeitende Einrichtung ein monostabiler Multivibrator ist, der beide gedehnten Impulse erzeugt.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der impulsdehnenden Einrichtung (10) an die Rückgewinnungsschaltung (18) ohne Zwischenschaltung h5 einer Verzögerungseinrichtung angelegt werden.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schleife für den phasenstarren Oszillator einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO; 13) aufweist, der auf einer Harmonischen der Folgefrequenz der die zeitlich fesgelegten Stellen wiedergebenden Information arbeitet.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückgewinnungsfenster erzeugende Einrichtung einen Zähler (14) autweist, an den der Ausgang von dem spannungssgesteuerten Oszillator (13) angelegt wird und der darauf anspricht, um entsprechende Zählwerte zu erzeugen, die sich mit einer Periodizität wiederholen, die gleich der Periode der Folgefrequenz der die zeitlich festgelegten Stellen wiedergebenden Information in dem Datenfluß ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (14) eine Einrichtung zum Erzeugen eines Ausgangssignals aufweist, das in jeder Periode der Folgefrequenz einen hohen bzw. einen niedrigen Teil hat, die mit vorbestimmten Zählserien übereinstimmen.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Einrichtung, um die hohen und niedrigen "1 eile des Zählerausgangssignals ais Rückgewinnungsfenster an die logische Rückgewinnungsschaltung (18) anzulegen.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückgswinnungsschaltung (18) eine Einrichtung zur Verwendung der Rückgewinnungsfenster und der Ausgangssignale der impulsdehnenden Einrichtung (10) aufweist, um die in den Ausgangssignalen kodierte Information zurückzugewinnen.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückgewinnungsschaltung (18) eine Einrichtung zur Verwendung eines Fensters in jeder Folgefrequenzperiode, um die in den Ausgangssignalen kodierten Einsen und Nullen rückzugewinnen, und zur Verwendung des anderen Fensters aufweist, um den kodierten Takt zurückzugewinnen.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückgewinnungsschaltung zwei Signalwege aufweist, die jeweils mit den Ausgangssignalen der impulsdehnenden Einrichtung (10) und den Rückgewinnungsfenstern gespeist werden und welche jeweils mit Signalen gespeist werden, welche die Mitten des einen oder des anderen Fensters darstellen.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (14) so ausgelegt ist, daß er die hohen und niedrigen Signalanteile mit ungleicher Dauer erzeugt.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Datenstrom M²FM-kodiert ist und die Dauer der hohen und niedrigen Signalanteile ein 40/60-Verhältnis zueinander haben.

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Schleife für den phasenstarren Oszillator eine logische Rückkopplungsschaltung (15) aufweist, die mit dem Ausgangssignal von dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO; 13) gespeist wird.

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch eine Einrichtung, um erste und zweite Hilfssignale von dem Zähler (15) zu erhalten, wobei das erste Hilfssignal Übergänge aufweist, die bezüglich denen der Rückgewinnungs-

fenster um einen vorbestimmten Wert in der Phase verschoben sind, und wobei das zweite Hilfssignal Übergänge aufweist, die mit den Mitten der entsprechenden Rückgewinnungsfenster übereinstimmen.

19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Datenfluß M²FM-kodiert ist und die Übergänge in dem ersten Hilfssignal um 180° phasenverschoben sind.

20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch eine Einrichtung, um das erste Hilfssignal an die logische Rückkopplungsschaltung (15) anzulegen, um ein Signal im Takt zu steuern, das aus dem Vergleichssignal erhalten worden ist, mit dem der Phasenvergleicher (11) gespeist worden ist und von dem Datenstrom erhalten wird.

21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Rückkopplungsschaltung (15) ein Flip-Flop (21) aufweist, an welches das erste Hilfssignal als Takt angelegt wird und welches durch dasselbe Signal zurückgesetzt wird, das dem Phasenvergleicher (11) als Rückkopplungsvergleichssignal zugeführt wird.

22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum AnIegen des zweiten Hilfssignals an die Rückkopplungsschaltung (15), um das mittels des ersten Hilfssignals taktgesteuerte Signal durchzuschalten.

23. Schaltungsanordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung (15) ein NAND-Glied (22), an welches das mittels des ersten Hilfssignals taktgesteuerte Signal und das zweite Hilfssignal angelegt sind, und ein Flip-Flop (23) aufweist, dem das Ausgangssignal von dem NAN D-Glied (22) und als Takt der Ausgang des ""35 spannungsgesteuerten Oszillators (13) zugeführt wird.

24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Flip-Flops (23) das Ausgangssignal der Rückkopplungsschaltung (15) darstellt und als Rückkopplungsvergleichssignal an den Phasenvergleicher (11) angelegt wird.