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STAND DER
TECHNIK
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Leistungs-MOSFETs
werden allgemein als Schalter zur Regelung des Leistungs- bzw. Stromflusses
zu einer Vorrichtung bzw. einem Gerät wie etwa einem tragbaren
Computer verwendet. Die Abbildung aus 1A zeigt
eine Prinzipskizze eines Leistungs-MOSFET 10 mit einem
Gate G', einer Source
S' und einem Drain
D', wobei der MOSFET auf
die gewöhnliche
Weise mit einem Trennverstärker 12 konfiguriert
ist, der mit dem Gate G' verbunden ist.
Der MOSFET 10 weist ferner einen Körper B auf, der mit dessen
Source S' kurzgeschlossen
ist, um es zu verhindern, dass sich der parasitäre bipolare Transistor in dem
MOSFET 10 einschaltet. Ebenfalls abgebildet in der Abbildung
aus 1A ist eine parasitäre Diode 11,
deren Anode mit der Source/dem Körper
des MOSFET 10 verbunden ist, und wobei deren Kathode mit
dem Drain D' verbunden
ist. Da es sich bei dem MOSFET 10 um einen N-Kanal-MOSFET handelt,
sieht der Trennverstärker 12 eine
positive Gate-Steuerspannung VCC vor, um
den MOSFET 10 einzuschalten oder das Gate ' zu erden, um den MOSFET 10 auszuschalten.
Bei dem MOSFET 10 kann es sich um einen P-Kanal-MOSFET
handeln, wobei die zum Einschalten des MOSFET 10 erforderliche
Spannung VCC in diesem Fall negativ ist.
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Die
Source S', der Körper B und
der Drain D' sind
in einem Halbleitermaterial wie etwa Silizium ausgebildet. Das Gate
G' besteht aus einem
leitfähigen
Material wie etwa einem polykristallinen Silizium und ist von dem
Halbleitermaterial durch eine Isolierschicht getrennt, bei der es
sich für
gewöhnlich
um Siliziumdioxid handelt. Im normalen Betrieb wird VCC zum
Schützen
der Gate-Oxidschicht so festgelegt, dass sie eine maximale Gate-an-Source-Spannung VGS(max.) nicht überschreitet. Wenn VCC größer ist als
VGS(max.), kann die Gate-Oxidschicht zerbrechen oder
anderweitig beschädigt
werden, und der MOSFET 10 kann dauerhaft zerstört werden.
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VGS(max.) wird allgemein durch die Dicke (XOX) der Gate-Oxidschicht bestimmt. Als Regel gilt, dass
die Gate-Oxidschicht
bricht, wenn VGS etwa 10 bis 12 Megavolt
(MV) multipliziert mit der Dicke XOX ausgedrückt in Zentimetern übersteigt.
Wenn die Oxidschicht dicker ist (z.B. 300 Å dick), wird dieser Faktor
tatsächlich
kleiner (z.B. 8 MV/cm), da als Folge des Tunneleffekts zwischen
dem Gate und dem Halbleitermaterial ein niedrigerer Verluststrom
gegeben ist. Durch das Tunneln wird die Gate-Oxidschicht nicht beschädigt. Somit
sollte VGS unter Zulassung eines Sicherheitsfaktors
von 50% normalerweise unterhalb von 5 oder 6 MV/cm multipliziert
mit XOX gehalten werden oder unterhalb von
4 MV/cm multipliziert mit XOX, wenn die
Gate-Oxidschicht dick ist. Zum Beispiel bricht eine Oxidschicht
mit einer Dicke von 175 Å bei
16 V bis 18 V, und VGS(max) entspricht etwa 8
V bzw. 9 V, während
eine Oxidschicht mit einer Dicke von 300 Å bei etwa 24 V zerbricht,
und wobei VGS(max) etwa 12 V entspricht.
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Wenn
die Gate-Spannung VGS die höhere Bruchspannung überschreitet,
wird der Baustein sofort zerstört.
Wenn VGS im Bereich zwischen der Bruchspannung
und VGS(max) liegt, wird der Baustein nicht
sofort zerstört,
wobei er jedoch teilweise zerstört
werden kann. Selbst wenn die Gate-Spannung auf einen sicheren Wert
unterhalb von VGS(max) zurückkehrt,
kann diese latente Beschädigung
letztlich einen Verschleiß der
Gate-Oxidschicht bewirken,
und der Baustein kann in der Folge funktionsunfähig werden. Aus diesem Grund
werden MOSFETs, die Gate-Spannungen in dem Bereich zwischen VGS(max) und der Bruchspannung ausgesetzt
waren, teilweise auch als "walking
wounded" bzw. "fortschreitend beschädigt" bezeichnet.
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Aus
elektrostatischen Entladungen (ESD) resultierende Spannungen sehen
eine andere Situation vor. Da die elektrostatischen Entladungsspannungen sehr
hoch, allerdings häufig
auch von sehr kurzer Dauer sind, werden sie teilweise gemäß der Abbildung
aus 1B als Kondensator
Cesd modelliert, der auf Tausende von Volt
geladen ist (z.B. mehr als 2 kV gemäß der Abbildung aus 1B), und zwar in Reihe mit
einem Widerstand Resd. Abhängig von
den relativen Größen von
Cesd und der Gate-Kapazität des MOSFET 10 sowie
der Größe von Resd, kann der MOSFET 10 den ESD-Impuls
unbeschadet überstehen,
sofern Cesd klein ist (d.h, der ESD-Impuls
ist von kurzer Lebensdauer), und wobei Resd und
die Gate-Kapazität
groß sind.
In dieser Situation wird der Stromfluss in das Gate durch Resd begrenzt, wodurch die Anstiegsrate von
VGS auf einen gefährlichen Wert verhindert wird,
bevor die dem ESD-Impuls zugeordnete Energie abgegeben werden kann.
Im Wesentlichen bilden Cesd, Resd und
die Gate-Kapazität
eine Spannungsteilerschaltung.
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ESD-Impulse
oder höhere
Spannungen an dem Drain stellen allgemein kein Problem dar, da sich
in dem Halbleitermaterial ausbreitende Entleerung einen signifikanten
Teil der Spannung zwischen dem Drain und dem Gate absorbiert und
die Gate-Oxidschicht
somit nicht der gesamten Drain-Spannung ausgesetzt ist.
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Die
Abbildung aus 2 zeigt
einen Graphen von VGS angewandt auf einen
MOSFET in verschiedenen Situationen. Der Baustein bzw. die Vorrichtung
kann für
eine normale Gate-Steuerung von 5 V gestaltet werden, und die Bruchspannung
kann 8 V betragen. Die Überspannungszustände von
etwa 12 V treten auf, wenn VGS 8 V in eine
positive oder eine negative Richtung überschreitet. Diese Bedingungen können aus
Nachschwingungsspannungen an einem Batterieladegerät entstehen
oder wenn ein Einstecken in das falsche Batterieladegerät erfolgt.
Da diese Spannungen von verhältnismäßig kurzer
Dauer sind, können
sie jede Diode verbrennen, die zur Begrenzung der Gate-Spannung
verwendet wird. Schließlich
kann die Vorrichtung einem ESD-Impuls von plus oder minus 2000 V
ausgesetzt werden. ESD-Impulse weisen jedoch eine sehr kurze Dauer auf,
so dass die Diodenklemmen diesen standhalten können.
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Die
Abbildungen der 3A und 3B zeigen Schaltdiagramme
eines Lithium-Ionen-Batteriepacks 30, das die Spannungsbegrenzer 31 und 33 zum Schutze
der Gates der entsprechenden MOSFETs 32 und 34 aufweist.
Die MOSFETs 32 und 34 schalten den Strom von einer
Lithium-Ionen-Batterie 35 um und sind in Reihe mit einer
Drain-an-Drain-Konfiguration verbunden. Die Gate-Spannungen der MOSFETs 32 und 34 werden
durch eine Steuerungs-IS 36 gesteuert. Die Spannungsbegrenzer 31 und 33 bestehen
aus einem einzelnen Paar von antiparallelgeschalteten Dioden. Die
Abbildung aus 3A zeigt
einen ESD-Impuls von 12.000 V, der an die Anschlüsse bzw. Pole des Batteriepacks 30 angelegt
ist. Wenn die Vorrichtungen bzw. Bausteine beim Auftreten des ESD-Impulses
eingeschaltet sind, wird der Impuls von 12.000 V auf gewisse Weise
auf die Vorrichtungen bzw. Bausteine in dem Batteriepack 30 verteilt
und ein gewisser Teil tritt zwischen den Gate- und Source-Anschlüssen der
MOSFETs 32 und 34 auf.
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Wenn
jedoch eine Gleichstromüberspannung
von 12 V angelegt wird, wie dies in der Abbildung aus 3B dargestellt ist, kann
die Steuerungs-IS 36 dem standhalten und die ganzen 12
V an die Gates der MOSFETs 32 und 34 weiterleiten. Wenn
zum Beispiel angenommen wird, dass die Spannungsbegrenzer 31 und 33 bei
8 V zusammenbrechen bzw. durchschlagen, was der geschätzten Betriebsspannung
der MOSFETs 32 und 34 entspricht, so leiten die
Dioden in den Spannungsbegrenzern 31 und 33 höchst wahrscheinlich
zu viel Strom und verbrennen.
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Die
europäische
Patentschrift
0632501 zeigt einen
Schutz für
einen MOSFET unter Verwendung parallel geschalteter Dioden zwischen
dem Gate und der Source des MOSFET.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung sind eine oder mehrere Dioden zwischen die Source und
den Gate des MOSFET geschaltet. Unter normalen Betriebsbedingungen
sind die Dioden nicht leitend und stellen eine offene Schaltung
dar. Wenn die Gate-Source-Spannung
einen vorbestimmten Wert überschreitet,
brechen die Dioden jedoch zusammen (oder ermöglichen den Stromfluss in die
Vorwärtsrichtung)
und begrenzen dadurch die Spannung an dem Gate auf einen gewünschten
Höchstwert.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung sind zahlreiche Ausführungsbeispiele
möglich.
Zum Beispiel kann eine Mehrzahl von Paaren entgegengesetzter Dioden
(d.h. Anode-an-Anode oder Kathode-an-Kathode verbundene Dioden)
in Reihe zwischen den Gate- und den Source-Anschluss geschaltet
werden, um das Gate-Oxid
vor positiven oder negativen Spannungsspitzen zu schützen. Ein Widerstand
kann zwischen das Gate der MOSFET-Zellen und den Gate-Anschluss oder die Gate-Anschlussfläche des
Leistungs-MOSFET geschaltet werden, um den Stromfluss durch die
Diodenpaare bei einem Zustand des Durschlagens zu begrenzen. Weitere
entgegengesetzte Diodenpaare können
als zweiter Zweig zwischen die Gate- und Source-Anschlussflächen geschaltet
werden, um die erste Gruppe der Diodenpaare zu schützen.
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Alternativ
können
die entgegengesetzten Diodenpaare, die zwischen das Gate und die
Source geschaltet sind, durch ein paralleles Diodennetz ersetzt
werden, wobei jeder Zweig des parallelen Netzes eine Anzahl von
Dioden aufweist, die in die gleiche Richtung ausgerichtet sind (d.h.
Anode-an-Kathode), und wobei die Dioden in jedem Zweig in eine entgegengesetzte
Richtung zu der Richtung der Dioden in dem anderen Zweig ausgerichtet
sind. Diese Ausführungsbeispiele
sind besonders nützlich
in Verbindung mit dünnen
Gate-Oxidschichten, da VGS auf einer Spannung
begrenzt wird, die ungefähr
der Summe der Vorwärtsspannungsabfälle an den
Dioden entspricht, wobei jeder Vorwärtsspannungsabfall für gewöhnlich im
Bereich von 0,6 V bis 0,8 V liegt. Diese Anordnung kann in Verbindung
mit einem Widerstand und einer Mehrzahl entgegengesetzter Diodenpaare
verwendet werden, die zwischen die Gate- und Source-Anschlussflächen geschaltet
sind, wie dies vorstehend im Text beschrieben worden ist. Wenn die
Gate-Spannung normalerweise nur in eine Richtung (positiv oder negativ)
im Verhältnis
zu der Source-Spannung verläuft,
kann ein Zweig des parallelen Netzes darin nur eine Diode aufweisen,
so dass das Gate an einem einzelnen Vorwärtsdiodenabfall in die betriebsfremde
Richtung begrenzt wird.
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In
einer weiteren Gruppe von Ausführungsbeispielen
ist ein Netz, das einen parallel geschalteten Widerstand und eine
Diode aufweist, in Reihe mit dem vorstehend beschriebenen Strombegrenzungswiderstand
in dem Pfad zwischen der Gate-Anschlussfläche bzw.
dem Gate-Anschluss und dem Gate des MOSFET verbunden. Bei einem
N-Kanal-MOSFET ist diese Diode so verbunden, dass ihre Anode zu
dem Gate des MOSFET ausgerichtet ist, und wobei ihre Kathode zu
der Gate-Anschlussfläche bzw.
dem Gate-Anschluss gerichtet ist. Diese Anordnung ermöglicht das
schnellere Abschalten des MOSFET als dessen Einschalten, da für den Fall, dass
das Gate zum Abschalten des MOSFET in einen niedrigen Zustand gesteuert
wird, die Diode eine Vorwärtsvorspannung
aufweist und einen Strom leitet, der effektiv den Widerstand umgeht,
mit dem sie parallel verbunden ist. Bei einem P-Kanal-MOSFET ist
die Diode so verbunden, dass ihre Anode zu der Gate-Anschlussfläche bzw.
dem Gate-Anschluss gerichtet ist, und wobei ihre Kathode zu dem
Gate-Anschluss des MOSFET gerichtet ist. Eine verhältnismäßig langsame
Einschaltzeit im Vergleich zu der Abschaltzeit des MOSFET ist vorteilhaft,
da eine langsame Einschaltzeit die Nachschwingungs- und Überschwingungszustände vermeidet,
die auftreten können,
wenn in der Schaltung eine Induktion gegeben ist.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
Grundsätze
der vorliegenden Erfindung werden in Bezug auf die beigefügten Zeichnungen besser
verständlich,
in denen die gleichen Komponenten mit den gleichen Bezugsziffern
bezeichnet sind. In den Zeichnungen zeigen:
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1A eine Prinzipskizze eines
herkömmlichen
Leistungs-MOSFET;
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1B ein äquivalentes Schaltungsdiagramm
des Anlegens eines elektrostatischen Entladungsimpulses an das Gate
des MOSFET;
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2 einen Graphen, der die
Gate-Spannung eines MOSFET veranschaulicht, und zwar im normalen
Betriebszustand, wenn dieser einem Überspannungszustand ausgesetzt
ist, und wenn dieser einer elektrostatischen Entladung ausgesetzt
ist;
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3A ein Schaltungsdiagramm
eines Batteriepacks, das eine Lithium-Ionen-Batterie aufweist, und
mit einem Schalter, der ein Paar von MOSFETs aufweist sowie mit
Spannungsbegrenzern zum Schützen
der Gates der MOSFETs, wobei das Batteriepack einem elektrostatischen
Entladungsimpuls ausgesetzt ist;
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3B ein der Abbildung aus 3A ähnliches Schaltungsdiagramm,
wobei eine ungeeignete Batterieladevorrichtung zum Laden der Lithium-Ionen-Batterie
verwendet wird;
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4A ein Schaltungsdiagramm
eines Ausführungsbeispiel,
wobei der Spannungsbegrenzer eine Mehrzahl entgegengesetzter Diodenpaare
aufweist, die in Reihe zwischen die Gate- und Source-Anschlüsse des
MOSFET geschaltet sind;
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4B ein Schaltungsdiagramm
eines Ausführungsbeispiels,
das ferner einen Strombegrenzungswiderstand aufweist, der zwischen
das Gate und die Gate-Anschlussfläche bzw. den Gate-Anschluss des MOSFET
geschaltet ist, und mit einer zweiten Mehrzahl entgegengesetzter
Diodenpaare, die in Reihe zwischen die Gate- und Source-Anschlussflächen oder
-Anschlüsse
des MOSFET verbunden sind;
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4C ein Schaltungsdiagramm
eines Ausführungsbeispiels,
wobei der Spannungsbegrenzer ein paralleles Netz von Dioden aufweist,
die zwischen die Gate- und Source-Anschlüsse des MOSFET geschaltet sind,
wobei die Dioden in jedem Zweig dazwischen in die gleiche Richtung
ausgerichtet sind, jedoch in eine Richtung, die entgegengesetzt zu
den Dioden in dem anderen Zweig verläuft;
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4D ein Schaltungsdiagramm
des Begrenzers aus 4C in
Kombination mit einem Spannungsbegrenzungswiderstand, der zwischen die
Gate-Anschlussfläche
bzw. den Gate-Anschluss und das Gate des MOSFET geschaltet ist,
und mit einer Mehrzahl von entgegengesetzten Diodenpaaren, die zwischen
die Gate-Anschlussfläche bzw.
den Gate-Anschluss und die Source-Anschlussfläche bzw. den Source-Anschluss
geschaltet sind;
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4E ein Schaltungsdiagramm
eines Ausführungsbeispiels,
wobei der Spannungsbegrenzer eine Mehrzahl von Dioden aufweist,
die parallel mit einer Einzeldiode verbunden sind;
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5A einen Strom-Spannungs-Graphen, der
die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels aus 4A veranschaulicht;
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5B einen Strom-Spannungs-Graphen, der
die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels aus 4B veranschaulicht;
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5C einen Strom-Spannungs-Graphen, der
die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels aus 4C veranschaulicht;
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5D einen Strom-Spannungs-Graphen, der
die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels aus 4D veranschaulicht;
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6A einen Strom-Spannungs-Graphen, der
experimentell abgeleitet wurde und die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels
aus 4B zeigt;
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6B die gleichen Daten wie
die Abbildung aus 6A,
jedoch bei höheren
Stromwerten;
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7A einen Graphen der Durchschlagspannung,
des Verluststroms und des Widerstands einer PN-Diode als eine Funktion
der Dotiermittelkonzentration in dem P-Bereich;
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7B einen Graphen des Verluststroms und
des Widerstands einer PN-Diode als eine Funktion der Durchschlagspannung;
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die 8A–8D Schaltungsdiagramme
von Ausführungsbeispielen,
die denen der Abbildungen der 4B, 4C und 4E ähnlich
sind, wobei der Spannungsbegrenzer eine Diode und einen Widerstand aufweist,
die parallel zwischen der Gate-Anschlussfläche bzw. dem Gate-Anschluss
und dem Gate des MOSFET verbunden sind;
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die 9A–9C Zeitsteuerungsdiagramme, welche
die differentiellen Einschalt-, Abschaltmerkmale der Ausführungsbeispiele
aus den Abbildungen der 8A bis 8D veranschaulichen.
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BESCHREIBUNG
DER ERFINDUNG
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Die
Abbildung aus 4A stellt
kein Ausführungsbeispiel
der Erfindung dar. Sie zeigt ein Schaltungsdiagramm des MOSFET 10 mit
einem Gate G', das
durch einen Spannungsbegrenzer 402 geschützt ist.
Die Source-, Drain- und Gate-Anschlüsse bzw. -Anschlussflächen des
MOSFET 10 sind zur Unterscheidung von den internen Bereichen
der Vorrichtung entsprechend mit S, D und G bezeichnet. Der Spannungsbegrenzer 402 weist
einen Reihenstapel von N-Paaren entgegengesetzter Dioden auf, d.h. die
Diodenpaare sind Anode-an-Anode verbunden, wobei sie jedoch auch
Kathode-an-Kathode verbunden sein können. Die entgegengesetzten
Diodenpaare sind zwischen das Gate G' und die Source S' des MOSFET 10 geschaltet.
Da die umgekehrte Durchschlagspannung jeder Diode für gewöhnlich im Bereich
zwischen 4,5 V und 7,7 V liegt und der Vorwärtsspannungsabfall an einer
PN-Diode im Bereich von 0,6 V bis 0,7 V liegt, schlägt jedes
entgegengesetzte Diodenpaar bei einer Spannung zwischen 5 V bis
8 V durch, für
gewöhnlich
bei 6,5 V bzw. 7,0 V. In der Annahme, dass der Spannungsbegrenzer
402 zum Beispiel zwei Diodenpaare aufweist, die jeweils eine Durchschlagspannung
von 6,5 V aufweisen, würde
das Gate G' bei
etwa 13 V begrenzt. Die Begrenzungsspannung wird durch Anpassungen
der Durchschlagmerkmale der einzelnen Dioden ebenso geregelt wie
die Anzahl der in Reihe geschalteten Diodenpaare.
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Die
Funktionsweise des Spannungsbegrenzers 402 ist in der Abbildung
aus 5A dargestellt, wobei
die horizontale Achse für
das elektrische Feld EGS zwischen dem Gate
G und der Source S in MV/cm der Gate-Oxid-Dicke steht, und wobei
die vertikale Achse für
den Strom IG durch den Spannungsbegrenzer
steht. Die vertikalen gestrichelten Linien zeigen die Trennlinien
zwischen den Bereichen des sicheren Betriebs, einer latenten Beschädigung und der
sofortigen Zerstörung
an, wie dies bereits vorstehend im Text beschrieben worden ist.
Die Zahlen in Klammern stehen für
kennzeichnende Spannungen für
eine Gate-Oxidschicht mit einer Dicke von 175 Å. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
ist das Diodenpaar in dem Spannungsbegrenzer 402 so gestaltet,
dass es bei ± 8
V durchschlägt,
was der Spannung entspricht, bei der das Eintreten einer latenten Beschädigung beginnen
würde.
Der MOSFET würde zerstört werden,
wenn EGS etwa ± 17 V erreicht.
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Sobald
der Spannungsbegrenzer 402 durchschlägt, fließt ein Strom durch die entgegengesetzten Diodenpaare.
Wenn der Strom ausreichend stark ist und lange genug andauert, können die Dioden
verbrennen. Darüber
hinaus sollte die Durchschlagspannung so genau wie möglich auf
dem gewünschten
Wert (in diesem Fall 8 V) eingestellt werden. Wenn die Durchschlagspannung
deutlich unterhalb des Werts liegt, sieht der Spannungsbegrenzer
einen besseren Schutz vor, wobei der Betriebsbereich der Gate-Spannung
beschränkt
werden muss; wenn die Durchschlagspannung deutlich oberhalb des
gewünschten
Werts liegt, kann die Gate-Oxidschicht einer latenten Beschädigung ausgesetzt
sein. Diese Probleme werden in Verbindung mit dem in der Abbildung
aus 4B abgebildeten
Spannungsbegrenzer 404 reduziert. Der Spannungsbegrenzer 404 weist einen
inneren Zweig 406 auf, der m entgegengesetzte Diodenpaare
aufweist, die in Reihe zwischen das Gate G' und die Source S' geschaltet sind, dargestellt als ein
einziges Diodenpaar; und mit einem äußeren Zweig 406, der
n entgegengesetzte Diodenpaare aufweist, die zwischen die Gate-Anschlussfläche G und
die Source-Anschlussfläche
S geschaltet sind. Ein Strombegrenzungswiderstand R ist zwischen
die Gate-Anschlussfläche G und
das Gate G' geschaltet.
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Die
Funktionsweise des Spannungsbegrenzers 404 ist in der Abbildung
aus 5B dargestellt. Ebenso
wie bei dem Spannungsbegrenzer 402 schlagen die Diodenpaare
in dem Zweig 406 bei 4 bis 5 MV/cm durch, was in diesem
Fall etwa 7 V entspricht. Nachdem dies erfolgt begrenzt der Widerstand
R allerdings den Strom durch die Diodenpaare und verhindert deren
Verbrennung bzw. Ausbrennen. Der Strom nimmt mit einer Rate von
etwa 1/R zu, während
die Gate-Spannung weiterhin bei 7 V begrenzt ist. Der Widerstand
R und die Diodenpaare fungieren im Wesentlichen als Spannungsteiler
zwischen der Gate-Anschlussfläche
G und der Source-Anschlussfläche
S. Dieses Situation kann in den Bereich andauern, in dem normalerweise
eine sofortige Zerstörung
eintreten würde.
Nur wenn die Spannung zwischen den Gate- und Source-Anschlussflächen die
Durchschlagspannung der Diodenpaare in dem äußeren Zweig 408 überschreitet,
beginnt der Strom dramatisch anzusteigen. Obwohl die Dioden in dem äußeren Zweig 408 verbrennen
können,
ist das Gate-Oxid auch in diesem Fall geschützt.
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Die
Abbildungen der 6A und 6B zeigen Messdaten, welche
die Abbildung aus 5B bestätigen. Der
Strombegrenzungswiderstand wurde auf 1,8 kΩ eingestellt. Wie dies bereits
festgestellt worden ist, schlugen die inneren Dioden bei etwa 7
V durch, woraufhin der Strom linear bis zum Durchbruch der äußeren Dioden
bei etwa 14 V angestiegen ist. An diesem Punkt begann der Verbundstrom
zwischen den Gate- und Source-Anschlussflächen stärker anzusteigen.
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Unter
Verwendung entgegengesetzter Diodenpaare ist es schwer eine Durchschlagspannung von
deutlich unterhalb von etwa 5 V zu erhalten, und wobei dieser Wert
für sehr
dünne Gate-Oxidschichten zu
hoch sein kann. Der in der Abbildung aus 4C dargestellte Spannungsbegrenzer 410 weist ein
paralleles Netz von Dioden auf, wobei die Dioden in jedem der beiden
Zweige 412A und 412B die gleiche Ausrichtung aufweisen,
während
die Dioden in dem Zweig 412A entgegengesetzt zu den Dioden
in dem Zweig 412B gerichtet sind. Die Begrenzungsspannung
ist somit die Summe des Vorwärtsspannungsabfalls
an den Dioden in jedem Zweig. Wenn in Bezug auf die Abbildung aus 5C angenommen wird, dass
jeder Zweig z Dioden aufweist, wobei jede Diode eine Vorwärtsdurchschlagspannung
Vf aufweist, ist das Gate bei z × Vf begrenzt. Wenn der Vorwärtsabfall an jeder Diode zum
Beispiel 1,2 V entspricht, so sehen vier Dioden eine Begrenzungsspannung
von insgesamt 5 V vor, wobei dies bei einer dünnen Gate-Oxidschicht 4 MV/cm
entsprechen könnte.
Aufgrund der parallelen Anordnung arbeitet der Begrenzer auf die
gleiche Art und Weise, unabhängig
davon, ob die Spannung zwischen dem Gate und der Source positiv
oder negativ ist (Betrieb in Quadrant I oder in Quadrant III).
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Der
in der Abbildung aus 4D dargestellt Spannungsbegrenzer
stellt kein Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung dar. Er kombiniert ein paralleles Netz des
in der Abbildung aus 4C dargestellten
Typs mit einem äußeren Zweig 408 gemäß der Abbildung
aus 4B. Wie dies in
der Abbildung aus 5D dargestellt
ist, steigt der Strom mit einer Rate von 1/R an, nachdem das parallele
Diodennetz bei z × Vf durchschlägt, bis eine Spannung erreicht wird,
bei der die entgegengesetzten Diodenpaare in dem äußeren Zweig 416 durchschlagen.
In der Annahme, dass ein einzelnes Paar entgegengesetzter Dioden
in dem äußeren Zweig 416 vorhanden
ist, kann die Durchschlagspannung des äußeren Zweigs bis zu 5,5 V niedrig
sein, wobei der Wert bei zusätzlichen
Diodenpaaren auch deutlich höher
sein kann.
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In
einigen Fällen
ist die Gate-Spannung im Betrieb im Verhältnis zu der Source-Spannung
immer entweder positiv oder negativ. In diesem Fall kann ein Spannungsbegrenzer
der in der Abbildung aus 4E verwendeten
Art verwendet werden. Der Spannungsbegrenzer 420 weist
eine parallele Kombination aus vier Dioden auf, die in eine Richtung ausgerichtet
sind, und einer einzelnen Diode, die in die andere Richtung ausgerichtet
ist. Die einzelne Diode in dem Zweig 424 begrenzt das Gate,
wenn die Gate-Spannung nur einen Vorwärtsspannungsabfall unterhalb
der Source-Spannung liegt. Der Spannungsbegrenzer 420 wäre besonders
nützlich,
wenn die Gate-Spannung normalerweise nie unter die Source-Spannung
sinkt.
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Gemäß einem
umfassenden Aspekt weisen die Spannungsbegrenzer gemäß der vorliegenden Erfindung
somit einen oder mehr parallele Zweige auf, die zwischen die Source-
und Gate-Anschlüsse des
MOSFET geschaltet sind. Jeder Zweig weist mindestens eine Diode
und in vielen Fällen
eine Reihe von Dioden auf, die abhängig von der gewünschten
Begrenzungsspannung so verbunden sind, dass sie entweder durchschlagen
oder in eine Vorwärtsrichtung
leiten, wenn die Gate-Source-Spannung einen ausgewählten Wert
erreicht. Um eine niedrigere Begrenzungsspannung zu erreichen, ist
die Diode bzw. sind die Dioden für
gewöhnlich
so verbunden, dass sie in eine Vorwärtsrichtung leiten, und um
eine höhere
Begrenzungsspannung zu erreichen, ist die Diode bzw. sind die Dioden
so verbunden, dass sie einem Lawinendurchbruch unterliegen. In vielen
Fällen
weist ein bestimmter Zweig Dioden auf, die in verschiedene Richtungen
verbunden sind (z.B. ein Anode-an-Anode verbundenes Diodenpaar),
um eine gewünschte
Begrenzungsspannung zu erreichen. Wenn mehr als ein Zweig verwendet
wird, sehen die Dioden in einem Zweig eine Begrenzungsspannung vor,
die niedriger ist als die Dioden in dem anderen Zweig. Ein Widerstand
kann in Reihe mit den Dioden verbunden werden, welche die niedrigere
Begrenzungsspannung vorsehen, um die Menge des Stroms durch diese
Dioden zu begrenzen und um dadurch ein Durchbrennen zu verhindern,
wenn ein Strom durch sie hindurch geleitet wird. Dioden in bestimmten
Zweigen können
die Gate-Oxidschicht von Schwankungen der Gate-Spannung in eine
Richtung schützen,
während
Dioden in anderen Zweigen die Gate-Oxidschicht vor Spannungsschwankungen
in die andere Richtung schützen
können.
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Im
Allgemeinen sollten die in den vorstehend beschriebenen Spannungsbegrenzern
verwendeten Dioden so stark wie möglich dotiert sein, um den
geringst möglichen
Widerstand vorzusehen, wenn sie durchschlagen. Wenn die Dotierung
in den Dioden allerdings zu hoch wird, neigen diese dazu, sehr verlustbehaftet
zu sein, wenn sie umgekehrt vorgespannt werden, da sie eine Menge
von Fehlern aufweisen. Der Verluststrom ist besonders hoch, wenn die
Dioden heiß sind.
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Die
Abbildungen der 7A und 7B zeigen Graphen, welche
die Beziehungen zwischen diesen Variablen veranschaulichen. In der
Abbildung aus 7A steht
die horizontale Achse für
die Dotierungskonzentration des P-Bereichs. Die mit BV bezeichnete
Kurve steht für
die Durchschlagspannung bzw. die Durchbruchspannung der Diode, wobei
sich die Skala auf der linken Achse befindet. Die mit Ileakage bzw.
IVerlust bezeichnete Kurve stellt den Verluststrom dar, und die
mit Ppoly sheet p bezeichnete Kurve steht für den Schichtwiderstand, wobei
sich die Skala für
beide Variablen auf dem rechten Rand befindet. Wie erwartet nehmen
die Durchbruchspannung und der Schichtwiderstand mit ansteigender Dotierungskonzentration
ab, während
der Verluststrom zunimmt. Der Graph aus der Abbildung aus 7B zeigt den Verluststrom
(linke Achse) und den Schichtwiderstand (rechte Achse) als eine
Funktion der Durchbruchspannung.
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Der
in der Abbildung aus 8 dargestellte Spannungsbegrenzer 800 entspricht
dem Spannungsbegrenzer 404 (4B),
mit der Ausnahme, dass ein großer
Widerstand RL und ein kleiner Widerstand
RS in Reihe zwischen die Gate-Anschlussfläche G und
das Gate G' verbunden
sind, wobei eine Diode D1 parallel mit dem Widerstand RL verbunden ist.
Wenn die Gate-Spannung hochgezogen wird, um den MOSFET 10 einzuschalten,
wird die Diode D1 umgekehrt vorgespannt und der gesamte Strom in das
Gate G' muss sowohl
durch den Widerstand RL als auch durch den
Widerstand RS fließen. Wenn die Gate-Spannung
hingegen erneut nach unten gezogen wird, um den MOSFET 10 auszuschalten,
wird die Diode vorwärts
vorgespannt und der Strom wird um den großen Widerstand RL nebengeschlossen. Der
Widerstand RL kann im Bereich von 50 kΩ bis 2 MΩ liegen;
der Widerstand RS kann im Bereich von 25 Ω bis 1 KΩ liegen.
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Diese
Funktionsweise ist in den Abbildungen der 9A, 9B und 9C veranschaulicht, welche
die Spannung an der Gate-Anschlussfläche G (VGS), die Spannung an dem Gate G' (VGS'), die Source-Drain-Spannung
(VDS) und den Drain-Strom (ID) als
eine Funktion der Zeit zeigen. Zum Zeitpunkt t1, wenn
die Stufenfunktion bzw. die Treppenfunktion VGS angewandt
wird, steigt VGS' mit einer Rate an, die im Wesentlichen
durch den großen
Widerstand RL bestimmt wird. Entsprechend
fällt VDS von VCC und ID steigt von Null in Raten an, die etwaiges
Nachschwingen oder Überschwingen
verhindern (dargestellt durch die gestrichelten Linien). Im eingeschalteten Dauerzustand
entspricht VDS I × RDS.
Wenn im Gegensatz dazu zum Zeitpunkt t2 VGS niedrig gezogen wird, um den MOSFET 10 auszuschalten,
fällt VGS' mit
einer Rate, die durch den kleinen Widerstand RS bestimmt
wird, und VDS und ID variieren
in ähnlicher Weise
mit beschleunigten Raten.
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Der
Spannungsbegrenzer 800 aus der Abbildung aus 8A weist m entgegengesetzte
Diodenpaare in dessen inneren Zweig auf sowie n entgegengesetzte
Diodenpaare in dessen äußeren Zweig, ähnlich dem
Spannungsbegrenzer 404 aus 4B. Die
Abbildungen der 8B bis 8D zeigen weitere alternative
Ausführungsbeispiele,
die einen differentiellen Einschalt-, Abschaltzustand vorsehen.
Der in der Abbildung aus 8B dargestellte
Spannungsbegrenzer 810 weist in dessen inneren Zweig ein
paralleles Diodennetz auf und n entgegengesetzte Diodenpaare in
dessen äußeren Zweig, ähnlich dem Spannungsbegrenzer 416 aus
der Abbildung aus 4D;
und der Spannungsbegrenzer 820 aus 8C weist einen inneren Zweig ähnlich dem Spannungsbegrenzer 420 aus 4E sowie einen äußeren Zweig
auf, der n entgegengesetzte Diodenpaare aufweist.
-
In
dem in der Abbildung aus 8D dargestellten
Spannungsbegrenzer 830 wurde auf den kleinen Widerstand
RS verzichtet, und wobei als Folge dessen
die Abschaltzeit so kurz wie möglich
gehalten wird. In einem Durchbruchzustand fließt andererseits mehr Strom
durch die Begrenzungsdioden.
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Die
vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele
dienen lediglich der Veranschaulichung und schränken den umfassenden Umfang
der vorliegenden Erfindung nicht ein. Für den Fachmann auf dem Gebiet
werden zahlreiche weitere Ausführungsbeispiele
ersichtlich.