DE4327822A1 - Korrekturschaltung für die Ablenk-Wellenform - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Steuerung der Ablenkamplitude bei Kathodenstrahlröhren, z. B. zur Korrektur der Ost-West-Wellenform von Ablenksignalen, die von einer Bus- gesteuerten integrierten Schaltung erzeugt werden.

Die Entwicklung von einzelnen integrierten Schaltungen, die sowohl zur Verarbeitung analoger als auch digitaler Fernseh­ signale dienen, hat die Zahl der Empfängerteile stark reduziert, die Zuverlässigkeit verbessert und die Herstellungskosten vermin­ dert. Derartige integrierte Schaltungen verwenden häufig eine Synchron-Abtrennschaltung, um einen Bezugs-Oszillator zu verrie­ geln, der horizontal- und vertikalfrequente Ablenksignale er­ zeugt. Um die Steuerung der IC-Funktionen bei einem Minimum an Leiterplatten-Potentiometern zu erleichtern und die Anzahl der IC-Anschlußstifte zu minimieren, kann die integrierte Schaltung über einen Daten-Bus gesteuert werden. Ein Beispiel für ein Da­ ten-Bus-System ist das logische Protokoll von Thomson, das drei Steuerleitungen für Daten, Takt bzw. Freigabe umfaßt. Der IC enthält üblicherweise Register, die digitale Werte speichern, die Einstellwerten, Abgleichswerten oder vom Benutzer bestimmten Wer­ ten für besondere Parameter entsprechen. Die gespeicherten digi­ talen Daten werden durch einen Digital/Analog-Wandler in einen analogen Wert umgewandelt. Dieser analoge Wert wird aus dem IC ausgekoppelt, um die spezifischen Parameter in externen Schaltun­ gen zu steuern.

Um die Anzahl der IC-Anschlußstifte zu vermindern, kön­ nen bestimmte Wellenformen und Steuersignale an gemeinsamen IC- Stiften ausgegeben werden. Beispielsweise kann eine Horizontal- Wellenform zur Korrektur der Kissenverzeichnung, nämlich eine vertikalfrequente Parabel, zusammen mit einer Horizontal-Gleich­ spannung zur Bestimmung der Breite ausgegeben werden. Somit wird ein einziger IC-Anschlußstift für zwei Schaltungs-Steuerfunktio­ nen benutzt. Die Auswahl von Horizontal-Kissen- und Horizontal- Breiten-Steuerparametern ist von Vorteil, da beide Parameter durch eine gemeinsame Ablenkschaltungs-Konfiguration, beispiels­ weise einen mit einem Kissen-Diodenmodulator verbundenen Impulsbreiten-Modulator gesteuert werden können. Somit kann die vertikalfrequente Parabel einer die Horizontal-Breite bestimmen­ den Gleichspannung überlagert werden. Dieses zusammengesetzte Steuersignal erfordert jedoch eine Gleichstrom-Kopplung zu dem Punkt der Schaltungs-Steuerung. Ferner können Steuererfordernisse für bestimmte Kombinationen von Ablenkjoch und Röhre vorhanden sein, die Steuersignal-Amplituden erfordern, die dazu neigen, die Schwingfähigkeit der Ausgangsspannung des Multifunktions-IC zu überschreiten. Damit sind in dem IC Beschränkungen vorhanden, die das maximale Amplitudenverhältnis der beiden Steuersignale be­ grenzen. Zusätzliche Beschränkungen sind in dem IC hinsichtlich des Bereichs der digitalen Steuerung, d. h. der Anzahl der Steuerdaten-Bits, und der daraus folgenden Größenerfordernisse für den Speicher der Steuerwerte.

Die Erfindung geht von einer Ablenk-Schaltung aus mit: einem Horizontal-Ablenkverstärker und einem Vertikal-Ablenkver­ stärker zur Erzeugung von Ablenkströmen in entsprechenden Ablenk- Spulen während entsprechender Hinlauf- und Rücklaufintervalle für die Elektronenstrahl-Ablenkung, um ein abgetastetes Raster mit asymmetrischer Kissenverzeichnung zu bilden; einer Ablenk- Wellenform-Modulationsschaltung, die mit dem Horizontal-Ablenk­ verstärker verbunden ist; einer Quelle zur Erzeugung eines Modu­ lationssignals, das ein periodisches symmetrisches Wechselstrom­ signal ist.

Eine solche Ablenk-Schaltung ist gemäß der Erfindung gekennzeichnet durch mit der Quelle verbundene Mittel zur diffe­ rentiellen Änderung einer Amplitude des Wechselstromsignals wäh­ rend eines ersten Teils jeder Vertikal-Hinlaufperiode relativ zu einer Amplitude des Wechselstromsignals während eines zweiten Teils jeder Vertikal-Hinlaufperiode, um ein Wechselstromsignal mit geänderter Amplitude zu erzeugen, das der Wellenform-Modula­ tionsschaltung zugeführt wird, um das Raster zu bilden, wobei die asymmetrische Kissenverzeichnung generell korrigiert wird.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von in den Zeich­ nungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. In den Zeichnungen stellen dar:

Fig. 1 verschiedene erfindungsgemäße Anord­ nungen in einer Horizontal-Ablenk­ schaltung mit Wellenformkorrektur;

Fig. 2A die Korrektur eines verzeichneten Rasters;

Fig. 2B ein Raster mit asymmetrischer Ver­ zeichnung;

Fig. 2C die symmetrische Korrektur eines Rasters mit asymmetrischer Verzeich­ nung;

Fig. 3A die parabolische Komponente am Punkt A;

Fig. 3E die parabolische Komponente am Punkt E ohne Netzwerk 300;

Fig. 3F die parabolische Komponente am Punkt E mit Asymmetrie aufgrund des Netzwerkes 300;

Fig. 4 eine alternative Anordnung zur For­ mung einer asymmetrischen paraboli­ schen Wellenform und

Fig. 5 das Ergebnis des Netzwerks 300 in Fig. 4.

Fig. 1 zeigt eine Horizontal-Ablenkschaltung, die auf der Verwendung einer integrierten Schaltung U1 beruht, die eine Vielzahl von analogen und digitalen Fernseh-Schaltungsfunktionen enthält. Die integrierte Schaltung U1 erzeugt ein horizontal­ frequentes Signal Hd, das über eine Ansteuer-Stufe einem Horizon­ tal-Ausgangstransistor Q2 zugeführt wird. Der Transistor Q2 ist mit einem Ausgangs-Übertrager T1 verbunden, dessen Primärwick­ lung angezapft ist, um eine Ablenkwicklung L_y anzusteuern. Der Ausgangsübertrager T1 hat Sekundärwicklungen W1 und W2. Die Wicklung W1 erzeugt einen Rücklaufimpuls mit einem Spitzenwert von etwa 30 Volt. Die Wicklung W2 ist mit einem Hochspannungs- Endanoden-Stromversorgungsgenerator (nicht dargestellt) ver­ bunden. Eine Korrektur der Ost-West- oder Kissenverzeichnungs- Ablenkwellenform erfolgt durch einen Diodenmodulator 400. Der Diodenmodulator ist mit der Ablenkwicklung L_y verbunden und ändert wirksam den Strom durch die Wicklung in einer paraboli­ schen Weise mit der Vertikal-Frequenz. Der Transistor Q1 arbeitet als gesättigter Schalter, der mit dem Diodenmodulator verbunden ist und auf einen horizontalfrequenten Impuls mit variabler Brei­ te anspricht, der durch die Spannungs-Vergleichsschaltung U2 er­ zeugt wird. Ein Eingang der Vergleichsschaltung U2 summiert eine vertikalfrequente Parabel mit einer Gleichstrom-Komponente von der integrierten Schaltung U1 mit einem integrierten Horizontal- Rücklaufimpuls von der Wicklung W1 des Übertragers T1. Diese zusammengesetzte Wellenform wird mit einem Bezugs-Potential ver­ glichen, das einem zweiten Eingang der Vergleichsschaltung zuge­ führt wird und zu einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung führt, das einen horizontalfrequenten Impuls mit einer Breite aufweist, die sich in Abhängigkeit von der vertikalfrequenten Parabel ändert.

Die integrierte Schaltung U1 wird durch ein Mikrocompu­ tersystem (nicht dargestellt) über drei Eingangsleitungen gesteu­ ert, nämlich für Serien-Daten, Takt-Impulse und ein Freigabesi­ gnal. Die Serien-Daten verwenden ein logisches Protokoll von Thomson. Die integrierte Schaltung U1 enthält einen Oszillator OSC 20, der mit der 32fachen Horizontalfrequenz arbeitet. Dieser Oszillator ist in der Phase mit einem Horizontal-Synchronsignal von einer ausgewählten Videoquelle verriegelt (nicht in Fig. 1 dargestellt), wobei die Videoquelle entweder ein Basisband-Video- Eingang oder ein von einer hochfrequenzmodulierten Quelle demodu­ liertes Synchronsignal ist. Eine abwärts zählende Schaltung CD 19 erzeugt sowohl horizontal- als auch vertikalfrequente Wellenfor­ men. Ein horizontalfrequentes Signal Hd wird vom IC U1 über einen Widerstand R16 einer Horizontal-Treiberstufe 11 zugeführt. Die Horizontal-Treiberstufe ist mit der Basis eines Horizontal- Ausgangs-Transistors Q2 verbunden. Der Emitter des Transistors Q2 liegt an Masse, und der Kollektor ist mit einer B+ Stromversor­ gung über den Ausgangs-Übertrager T1 verbunden. Der Übertrager T1 hat eine Primärwicklung mit einer Anzapfung zur Ansteuerung einer Horizontal-Ablenkspule Ly. Der Übertrager T1 hat eine Sekundärwicklung W1, die einen Rücklauf-Impuls 22 von etwa 30 Volt erzeugt, der über einen Widerstand R8 einem Summierungs- Netzwerk an einem Eingang der Vergleichsschaltung U2 zugeführt wird. Die Übertrager-Wicklung W2 ist mit einer nicht darge­ stellten Endanoden-Stromversorgung verbunden. Die Horizontal- Ablenkspule Ly ist in Reihe mit einem "S"-Korrektur-Kondensator Cs und einer Linearitäts-Korrekturinduktivität Llin verbunden.

Die Korrektur der Kissenverzeichnung oder der Ost-West- Ablenkung wird durch einen Diodenmodulator 400 erzeugt. Der Dio­ denmodulator wird durch Dioden D3 und D4 gebildet, die miteinan­ der in Reihe geschaltet und parallel zur Reihenschaltung von Kon­ densatoren C9 und C10 liegen. Die Kathode der Diode D4 ist mit dem Kollektor des Transistors Q2 verbunden. Die Anode der Diode D4 ist mit der Kathode der Diode D3, und der Verbindungspunkt ist mit der Linearisierungs-Induktivität Llin verbunden. Die Ver­ bindung der Kathode der Diode D3 mit den Kondensatoren C9, C10 ist über eine Induktivität L2 mit der Verbindung der Induktivität L1 mit dem Kondensator C8 verbunden. Die Induktivität L1 wird durch einen Dämpfungswiderstand R15 überbrückt. Der Kondensator C8 entkoppelt den horizontalfrequenten Impulsstrom nach Masse und entwickelt eine vertikalfrequente parabolische Wellenform-Span­ nung, die auf die parabolische Breiten-Modulation des Horizontal- Impulses anspricht.

Der Kollektor des Transistors Q1 ist über einen Wider­ stand R18 und einen Kondensator C7 in Reihe mit Masse verbunden. Dieses Netzwerk, das auch als Begrenzer (Snubber) bekannt ist, beseitigt induktive, von der Induktivität L1 bei Aufhören des Stromflusses im Transistor Q1 erzeugte Übergänge. Die Zeitkon­ stante des Widerstands R18 und des Kondensators C7 wird so ge­ wählt, daß der Anstieg der Kollektorspannung des Transistors Q1 bei Abschaltung des Transistors verlangsamt wird. Die Anode der Diode D2 ist mit dem Kollektor des Transistors Q1 verbunden, und die Kathode ist mit der Versorgungsspannung verbunden. Somit ist die Diode D2 normalerweise durch die 26 Volt Stromversorgung in Sperrichtung vorgespannt. Wenn jedoch der Transistor Q1 abschal­ tet, schaltet der von der Induktivität L1 erzeugte positive Spannungsübergang die Diode D2 ein, klemmt den Übergang und leitet den induktiven Strom in die 26 Volt Stromversorgung. Somit verhindern die Diode D2 und das von dem Kondensator C7 und dem Widerstand R18 gebildete Begrenzer (Snubber)-Netzwerk eine Ver­ lustleistungsüberschreitung und einen Ausfall des Transistors Q1. Die Kondensatoren C11 und C12 leiten hohe Frequenzen ab, um die Erzeugung von Hochfrequenz-Harmonischen, die vom Schalten des Transistors Q1 herrühren, zu verhindern. Der Kollektor des Transistors Q1 ist ferner über einen Widerstand R10 mit dem Summierungspunkt an dem nicht-invertierenden Eingang der Spannungs-Vergleichsschaltung U2 verbunden, um eine negative Rückkopplung vorzusehen.

Der invertierende oder negative Eingang der Spannungs- Vergleichsschaltung U2 ist vorteilhafterweise mit einem positiven Bezugs-Potential verbunden, das am Spannungsteiler 100 erzeugt wird. Das mit dem invertierenden Eingang der Spannungs-Ver­ gleichsschaltung U2 verbundene Bezugs-Potential wird durch Span­ nungsteilung eines 7,6 Volt Bezugs-Reglers innerhalb des IC U1 abgeleitet. Diese Bezugspannung ist an einem Ableitwiderstand R16 verfügbar, der zwischen dem IC und der 12 Volt Stromversorgung liegt. Die Bezugsspannung von 7,6 Volt wird einem Spannungsteiler zugeführt, der aus einer Serienschaltung von Widerständen R11 und R12 gebildet wird, wobei der Widerstand R12 mit Masse verbunden ist. An der Verbindung der Widerstände liegt etwa 3,75 Volt, die über einen Kondensator C6 von Masse entkoppelt sind. Die Verbindung der Widerstände ist ferner über einen Reihen- Widerstand R13 mit dem invertierenden Eingang der Vergleichs­ schaltung U2 verbunden.

Der positive Eingang der Vergleichsschaltung U2 ist mit dem Netzwerk 200 verbunden, das in Verbindung mit der negativen Rückkopplung über den Widerstand R10 eine über Widerstände R1, R3 und den Kondensator C100 zugeführte vertikalfrequente parabo­ lische Wellenform und eine Gleichstrom-Komponente mit einem hori­ zontalfrequenten Sägezahn-Signal summiert. Ein Horizontal-Rampen­ signal wird über dem Kondensator C4 durch Integration des über den Widerstand R8 von der Wicklung W1 des Übertragers T1 zuge­ führten Rücklaufimpulses gebildet. Einfach ausgedrückt ist das Ergebnis der Summierung ein Horizontal-Sägezahnsignal, das der Halbbild-frequenten Parabel überlagert ist. Wenn die Wellenform- Summe, die dem nicht invertierenden Eingang zugeführt wird, kleiner ist als die dem invertierenden Eingang der Vergleichs­ schaltung U2 zugeführte Bezugs-Spannung, bleibt der Ausgang der Vergleichsschaltung nahe dem Masse-Potential. Somit zieht die Vergleichsschaltung am Ausgang Strom von der 26 Volt Stromver­ sorgung über einen Widerstand R14, wobei der Transistor Q1 nicht leitend gehalten wird. Wenn die Wellenform-Summe die am negativen Eingang der Vergleichsschaltung U2 eingestellte Bezugsspannung überschreitet, schaltet der Ausgang von Masse weg, so daß ein Strom über den Widerstand R14 fließen kann, um die Basis des Transistors Q1 zu speisen und ihn durchzuschalten.

Die Gleichstrom-Komponente der Vertikal-Parabel errich­ tet einen Durchschnittswert für die Parabel und stellt damit die durchschnittliche Horizontal-Ablenkamplitude oder Breite ein. Die parabolische Komponente bewirkt, daß der integrierte Horizontal- Rücklaufimpuls sich über die der parabolischen Wellenform fol­ gende Schaltschwelle bewegt. Somit weist der Ausgang der Ver­ gleichsschaltung horizontalfrequente Impulse auf, deren Breite sich in Abhängigkeit von der Vertikal-Parabel ändert. Die para­ bolische Wellenform-Komponente am Kollektor des Transistors Q1 wird integriert und durch eine Induktivität L1 und einen Konden­ sator C8 einer Tiefpaßfilterung unterzogen, wodurch ein Kissen­ verzeichnungs-Korrekturstrom über die Induktivität L2 zum Dioden­ modulator 400 vorgesehen wird.

Der Kollektor des Transistors Q1 ist über die Indukti­ vität L1 und den Entkopplungs-Kondensator C8 für die Horizontal- Frequenz mit dem Widerstand R10 verbunden, der eine negative Rückkopplung zum Wellenform-Summierpunkt vorsieht. Die Ver­ gleichsschaltung U2 ist ein Schaltverstärker, der im D-Betrieb arbeitet. Bei niedrigen Frequenzen, z. B. bei der parabolischen Signalfrequenz, wird durch den Widerstand R10 eine negative Rück­ kopplungsschleife zum nicht-invertierenden Eingang der Ver­ gleichsschaltung U2 vorgesehen. Die Vergleichsschaltung U2 kann wahlweise als linearer A-Verstärker ausgebildet werden, um einen linearen Diodenmodulator anzusteuern. Ein durch die Reihenkom­ bination aus Widerstand R302 und Kondensator C302 gebildetes er­ findungsgemäßes Netzwerk ist zum Widerstand R10 parallel geschal­ tet, um eine frequenzselektive Rückkopplung zum Summierungspunkt D vorzusehen.

Die integrierte Schaltung U1 wird über einen Daten-Bus, wie in Fig. 1 dargestellt, gesteuert. Der Daten-Bus umfaßt drei Signale, nämlich Daten-Signale D, Takt-Signale CLK und Freigabe- Signale ENB. Während des Empfängerstarts werden für verschiedene Parameter unter Verwendung einer Mikroprozessor-Steuervorrichtung (nicht dargestellt) Einstellungen vorgenommen, und der Einstell­ wert wird dem IC U1 über den Daten-Bus in Form von digitalen Daten übermittelt. Die digitalen Daten werden empfangen und in einem Register R gespeichert. Beispielsweise wird der Amplituden­ wert des parabolischen Ost-West-Signals durch drei Daten-Bits be­ stimmt, die im Register 14 gespeichert werden. Die Breite des Gleichstrom-Signals wird durch vier Daten-Bits bestimmt, die bei­ spielsweise in einem Register 13 gespeichert werden. Ein verti­ kalfrequentes parabolisches Signal wird durch einen PARAB GEN. 17 erzeugt, der ein Signal VERT. verwendet, das von einer abwärts zählenden Schaltung 19 erzeugt wird. Das Vertikal-Signal VERT von der Abwärts-Zähl-Schaltung wird ebenfalls zur Erzeugung eines Sägezahn-Signals 21 verwendet. Das parabolische Signal wird in seiner Amplitude in Abhängigkeit von dem Wert des im Speicher 14 gespeicherten Steuer-Datenwortes gesteuert. Das Datenwort vom Speicher-Register 14 wird einem Digital/Analog-Wandler 15 zuge­ führt, der als R-2R-Kettenspannungsteiler ausgebildet ist, womit er die Parabel-Amplitude steuert. Das parabolische Signal wird einem Summierverstärker 18 zugeführt. Die Horizontal-Ablenk- Breite wird durch eine Gleichspannung bestimmt, die einem Impuls­ breiten-Modulator U2 zugeführt wird. Diese Gleichspannung wird innerhalb des IC U1 durch einen Digital/Analog-Wandler 16 er­ zeugt, der als R-2R-Kettenspannungsteiler ausgebildet ist. Die die Breite bestimmende Gleichspannung wird durch den Wandler 16 in Abhängigkeit von 4-Bit-Steuerdaten aus dem Register 13 erzeugt und kann einen von 16 möglichen Gleichspannungswerten haben. Die Wandler 15 und 16 werden von dem 7,6 Volt Bezugs-Regler 12 innerhalb des IC U1 gespeist. Dieser Spannungs-Regler ist auf eine interne Bandabstands (band gap)-Referenzspannungsquelle bezogen und so ausgebildet, daß er einen mit einer 12 Volt Versorgungsspannung verbundenen externen Spannungsabfall- Widerstand R16 verwendet. Somit sind alle Änderungen in dem 7,6 Volt Bezugs-Regler 12 sowohl für den die Amplitude bestimmenden D/A-Wandler als auch für das durch diesen erzeugte Korrektur­ signal gemeinsam. Der Summierungsblock 18 kombiniert das parabo­ lische Signal und die Breiten-Gleichspannung, die dann als das Ost-West-Korrektursignal ausgegeben werden. Um daher die Gleich­ spannungs-Komponente des Ost-West-Korrektursignals zu erhalten, ist eine Gleichstromkopplung zum Punkt der Horizontal-Breiten- Kontrolle, der Vergleichsschaltung U2, erforderlich.

Es ist erwünscht, daß der IC U1 über einem Bereich von Fernsehempfänger-Produkten mit verschiedenen Bildschirmgrößen, Bildschirm-Oberflächengeometrien und Ablenkjoch-Anordnungen ver­ wendbar ist. Um eine solche Vielseitigkeit zu erreichen, ist ein größerer Steuerbereich für viele auf die Ablenkung bezogene Pa­ rameter erforderlich. Natürlich kann ein IC so ausgebildet wer­ den, daß er breitere Steuerbereiche hat, jedoch hat dies den Nachteil einer vergrößerten IC-Fläche oder -Größe, eines erhöhten IC-Leistungsverbrauchs und erhöhter Anforderungen an Daten- Speicherung für Startparameter zur Folge. Somit werden durch Ver­ wendung von zur integrierten Schaltung U1 externen Schaltungen Ablenk-Parameter erzeugt, die mit einem Bereich von Fernsehem­ pfänger-Produkten kompatibel sind.

Fig. 1 zeigt die Werte von Komponenten, die in einem Farbfernsehempfänger mit einer 31 Zoll Kathodenstrahlröhre ver­ wendet werden, um die Steuerbereiche für die Kissenverzeichnungs- Korrektur und die Horizontal-Breiten-Steuerung zu zentrieren, und auch um einen Steuerbereich vorzusehen, der zu der Steuerwert- Quantisierung paßt, d. h. dem absoluten Spannungsschritt für jede Daten-Bit-Änderung. Die die Horizontal-Breite bestimmende Gleich­ strom-Komponente des Ost-West-Korrektur-Signals wird in der Am­ plitude durch 4-Daten-Bits gesteuert, d. h. die Spannung kann einen von 16 möglichen Werten haben. Innerhalb des IC U1 werden die 4-Daten-Bits einem Digital/Analog-Wandler zugeführt, der die die Breite bestimmende Gleichspannung erzeugt. Der Digital/Ana­ log-Wandler ist ein R-2R-Kettenspannungsteiler. Die paraboli­ sche Komponente wird in der Amplitude durch 3-Daten-Bits gesteu­ ert und mit der Gleichstrom-Komponente kombiniert und aus dem IC U1 ausgekoppelt. Die maximalen Amplituden des Korrektur-Signals werden durch einen 7,6 Volt Regler innerhalb des IC U1 bestimmt. Es ist möglich, sich einen Korrektur-Signal-Zustand vorzustellen, bei dem maximale Werte sowohl der Gleichstrom-Komponente als auch der Parabel benötigt werden, jedoch ist der kombinierte Span­ nungsspielraum durch die von dem internen Regler eingestellte Versorgungsspannung begrenzt. Bestimmte Kombinationen von Ablenk- Komponenten können erfordern, daß die absolute Änderung der Gleichspannung oder der Wellenform-Amplitude, die einem einzelnen Steuerdaten-Bit entspricht, geändert wird, um die Betriebsem­ pfindlichkeit der Steuerfunktion zu erhöhen oder zu verringern. Beispielsweise kann die Gleichstrom-Komponente, die durch 4-Daten-Bits gesteuert wird, eine Grobheit aufweisen, wenn die erforderliche Gleichspannung (Horizontal-Breite) nicht erreicht werden kann, da eine einzelne Daten-Bit-Änderung die Gleichspan­ nung über den gewünschten Startwert hinaus stuft. Die Gleich­ strom-Komponente und die Vertikal-Parabol-Wellenform, die vom Start herrühren, werden kombiniert und haben zueinander ein be­ stimmtes Amplituden-Verhältnis. Das kombinierte Signal wird dann aus dem IC U1 ausgekoppelt. Um die gewünschte Verwendbarkeit der integrierten Schaltung U1 über einem Bereich von Fernsehprodukten zu erreichen, wird eine erfindungsgemäße aktive Wechselstrom/Gleich­ strom-Dämpfungsanordnung 200 verwendet, die unterschiedli­ che Dämpfungen von Wechselstrom- und Gleichstrom-Komponente des Ost-West-Korrektursignals erzeugt.

Das Ost-West-Signal wird unmittelbar dem Summierungs­ punkt D über einen Gleichspannungsteiler zugeführt, der aus der Reihenschaltung der Widerstände R1, R3 und der Parallel-Kombina­ tion der Summierungspunkt-Widerstände R200, R201 und R10 gebildet wird. Dieser Spannungsteiler dämpft die Gleichstrom-Komponente des Signals um etwa 40%. Die Wechselstrom-Komponente, die über den direkt verbundenen Weg zugeführt wird, wird als Folge des in Reihe geschalteten, wechselstromgekoppelten Weges zum Emitter des Transistors Q200 stärker gedämpft. Die Emitter-Impedanz des Tran­ sistors Q200, die in Reihe mit dem Widerstand R202 und dem Kon­ densator C100 liegt, leitet die über den Gleichspannungsteiler zugeführte Wechselstrom-Komponente wirksam ab.

Das Ost-West-Signal wird ferner der Basis-Elektrode des Emitterfolger-Transistors Q200 zugeführt. Die Kollektor-Elektrode des Emitterfolgers Q200 ist mit der +7,6 Volt Bezugs-Span­ nungsquelle verbunden, und der Emitter ist über den Widerstand R102 mit Masse verbunden. Der Emitter-Anschluß des Emitterfolgers Q200 ist wechselstrommäßig mit dem Summierungspunkt über eine Reihenschaltung aus Widerstand R202 und Kondensator C100 verbun­ den. Die Ausgangsimpedanz des Emitterfolgers Q200 und der Wi­ derstand R202 bilden ein Dämpfungsglied mit den Summierungspunkt- Widerständen. Dieses Dämpfungsglied dämpft die wechselstromgekop­ pelte parabolische Ost-West-Wellenform um etwa 5%.

Das Amplitudenverhältnis der parabolischen und der Gleichstrom-Komponenten kann ebenfalls durch Verstärkung geändert werden. Ein Verstärker kann in den Weg einer oder beider Kompo­ nenten eingefügt werden, um die gewünschte Änderung des Amplitu­ den-Verhältnisses zu bewirken.

Die unterschiedlich gedämpften Komponenten werden am Summierungspunkt kombiniert und ergeben eine Amplitude der Gleichstrom-Komponente von 60% und eine Amplitude der paraboli­ schen Komponente von 95%. Somit führt die erfindungsgemäße aktive Schaltung 200 eine Amplituden-Differenz zwischen den Komponenten des ursprünglichen Ost-West-Signals ein. Im metrischen Verhältnis ausgedrückt modifiziert die aktive Schaltung 200 unter der Annah­ me, daß beispielsweise die Signal-Komponenten des ursprünglichen Ost-West-Signals ein Verhältnis von 1 : 1 hatten, das Verhältnis auf 1,58 : 1. Somit wird die Größe des Steuerschrittes der Gleichstrom-Komponente etwa halbiert, wodurch wirksam die Grob­ heit des 4-Bit-Steuersignals vermindert wird. Die Größe des Steuerschritts der parabolischen Komponente bleibt im Grunde genommen unverändert und ist im wesentlichen so, wie es der Digital/Analog-Wandler 15 innerhalb des IC U1 bestimmt.

Die Einführung neuer Abmessungen der Röhren-Stirn­ fläche, z. B. flachere Röhren, führen eine Kissenverzeichnung ein, die mit einem modifizierten parabolischen Signal korrigierbar ist. Ein modifiziertes parabolisches Signal wird durch die erfin­ dungsgemäße aktive Schaltung 250 in Fig. 1 erzeugt. Die Schaltung 250 ändert dynamisch die Dämpfung in dem wechselstromgekoppelten Weg in Abhängigkeit von der parabolischen Wellenform. Wie oben beschrieben wurde, wird das Ost-West-Signal am Emitter des Tran­ sistors Q200 ebenfalls über eine Reihenschaltung aus Widerstand R251 und Kondensator C251 der Basis des Transistors Q250 zuge­ führt. Der Emitter des Transistors Q250 liegt an Masse, und die Kollektor-Elektrode ist über einen Widerstand R252 mit der Basis des Transistors Q251 verbunden. Die Basis des Transistors Q250 ist ferner mit der Verbindung des Widerstands R253 mit dem Kon­ densator C252 verbunden, der mit Masse verbunden ist. Der Konden­ sator C252 sorgt für eine Phasenverzögerung, um die Phasenver­ schiebung in der Serienschaltung von Widerstand R253 und Konden­ sator C252 zu kompensieren. Der Widerstand R253 ist mit der Ver­ bindung der Reihenschaltung aus dem Widerstand R252 und der Anode einer Silizium-Diode D250 verbunden. Der Widerstand R252 ist mit der Bezugs-Spannungsquelle von +7,6 Volt verbunden, die die Diode D250 in Durchlaßrichtung vorspannt und einen Strom zur Masse lei­ tet. Der Widerstand R253 verbindet die Spannung über der Diode D250 mit dem Punkt B an der Basis des Transistors Q250. Die po­ sitive Spannung am Punkt B erlaubt einen positiven mittleren Teil des über die Reihenschaltung aus Widerstand R251 und Kondensator C251 zugeführten parabolischen Signals, um den Transistor Q250 durchzuschalten. Der wirksame Teil der Parabel, der den Trans­ istor Q250 durchschaltet, ist durch die Widerstände R251 und R253 bestimmt. Wenn der Transistor Q250 durchschaltet, wird Basis- Strom über den Widerstand R252 zum PNP-Transistor Q251 geleitet, der durchschaltet. Der Wert des Widerstandes R252 wird so gewählt, daß ein sanftes Durchschalten des Transistors Q251 erfolgt, so daß scharfe Diskontinuitäten in der modifizierten parabolischen Wellenform vermieden werden. Wenn der Transistor Q251 durchschaltet, wird der Widerstand R254 parallel zum Widerstand R202 geschaltet und beseitigt wirksam die von ihm ausgehende Dämpfung. Somit wird der Widerstand R202 wirksam durch den Widerstand R254 mit dem Ergebnis überbrückt, daß die Amplitude der parabolischen Komponente während des mittleren Teils der Parabel dynamisch zunimmt.

Bestimmte Joch/Röhren-Kombinationen können eine tra­ pezförmige Vertikal-Verzerrung des abgetasteten Rasters aufwei­ sen, beispielsweise indem sich die Länge der angezeigten Horizon­ tal-Zeile allmählich zwischen dem oberen und unteren Ende der Anzeige ändert. Auch andere geometrische Verzerrungen können vorhanden sein, beispielsweise können Laständerungen, die von anderen Ablenkschaltungen herrühren, die Horizontal-Ablenk­ amplitude beeinflussen, was zu einer vertikalen Asymmetrie der Horizontal-Kissenverzeichnung führt. Die vertikale Positionierung oder der Phasenabgleich des Korrektur-Signals kann eine Einstel­ lung erfordern, um die korrigierende Wirkung in die mechanische Mitte der Anzeige-Oberfläche zu positionieren.

Fig. 2 zeigt eine Kathodenstrahlröhre CRT mit Horizon­ tal- und Vertikal-Ablenkspulen. Die Horizontal-Spulen HC sind mit einem Horizontal-Ablenkverstärker 501 verbunden, dessen Eingang mit einem Ablenk-Wellenform-Modulator 500 verbunden ist. Die Vertikal-Ablenk-Spulen VC sind mit einem Vertikal-Ablenkver­ stärker 502 verbunden. Die entsprechenden Ablenkverstärker ent­ wickeln Ströme in den entsprechenden Spulen, die ein abgetastetes Raster auf der Anzeige-Oberfläche S der Kathodenstrahlröhre er­ zeugen. Fig. 2A zeigt ein auf der Oberfläche S abgetastetes ver­ zeichnetes Raster D, das durch eine vertikalfrequente Parabel P einer korrigierenden Ablenk-Amplitudenmodulation unterworfen wird. Die vertikalfrequente parabolische Korrektur erzeugt ein korrigiertes, im allgemeinen rechteckförmiges Raster R. Das ver­ zeichnete Raster D ist symmetrisch zur vertikalen Mitte des Rasters verzeichnet. Ein symmetrisches Korrektur-Modulations­ signal, beispielsweise eine vertikalfrequente Parabel P, sieht eine symmetrische Korrektur der Ablenk-Breite vor, um das recht­ eckige Raster R zu erzeugen. Es kann sich jedoch eine Kombination von Fehlern einstellen und zu einem Raster führen, das eine ver­ tikale asymmetrische Kissenverzeichnung aufweist, wie beispiels­ weise in Fig. 2B dargestellt. Die asymmetrische Kissenverzeich­ nung in Fig. 2B zeigt einen ersten Teil des Vertikal-Hinlaufs, bei dem sich die Verzeichnung von der Verzeichnung im zweiten Teil des Vertikal-Hinlaufs unterscheidet. Die Korrektur der Ablenk-Amplitude mit der symmetrischen Parabel P in Fig. 2A führt zu einer Überkorrektur ΔL am oberen Ende des Rasters, wie in Fig. 2C dargestellt. Somit ist ein asymmetrisches Korrektursignal erforderlich, das unterschiedliche Korrekturanteile im ersten und zweiten Teil des Korrektursignals vorsehen muß.

Solche asymmetrischen Änderungen der Horizontal-Ablenk- Verzeichnungen werden vorteilhafterweise durch die erfindungsge­ mäßen Schaltungen 300 korrigiert. Ein frequenzselektives Netzwerk wird durch die Reihenschaltung aus dem Widerstand R302 und dem Kondensator C302 gebildet, die parallel zu einem Rückkopplungs- Widerstand R10 liegen. Die Parallel-Schaltung aus Widerstand R302 und Kondensator C302 und dem Rückkopplungs-Widerstand R10 erzeugt eine negative Rückkopplung, die mit zunehmender Frequenz zunimmt. Fig. 3A zeigt eine parabolische Wellenform am Punkt A in Fig. 1. Dieses Signal wird verstärkt und durch den Transistor Q2 inver­ tiert. Fig. 3E zeigt ein Signal am Punkt E von Fig. 1 ohne selektive Rückkopplung. Die von dem Widerstand R302 und dem Kon­ densator C302 erzeugte selektive Rückkopplung führt eine Phasen­ verschiebung oder Verzögerung zu der von dem Kondensator C8 entwickelten parabolischen Signal-Komponente ein. Die von der selektiven Rückkopplung herrührende Verzögerung ist mit "d" bezeichnet, die die Zeitdifferenz zwischen den Wellenformen von Fig. 3A, 3E und Fig. 3F darstellt. Zusätzlich modifiziert die frequenzabhängige Rückkopplung selektiv die Form der paraboli­ schen Spitze entsprechend dem oberen Ende des Rasters. Diese asymmetrische Formgebung ist in Fig. 3F mit G dargestellt und kann als Folge der frequenzabhängigen Rückkopplung erklärt wer­ den, die zu unterschiedlichen Phasenverschiebungen oder Zeitver­ zögerungen für höhere Frequenz-Komponenten der Korrektur-Parabel führt. Somit führt die selektive Rückkopplung vorteilhafterweise eine Asymmetrie in das parabolische Korrektur-Signal ein.

In Fig. 1 wird dem Basis-Anschluß eines Transistor- Emitterfolgers Q301 ein vertikalfrequentes Sägezahn-Signal zuge­ führt, das durch den IC U1 erzeugt wird. Der Emitter-Anschluß ist wechselstrommäßig über einen Kondensator C301 mit Summierungs- Widerständen R200 und R201 verbunden. Somit wird das Sägezahn- Signal am Emitter des Transistors Q301 potentiell durch den Wi­ derstand R201 und die Reihenschaltung aus dem Widerstand R200 mit dem durch die Widerstände R10, R3 gebildeten parallelen Netzwerk geteilt. Der Vertikal-Sägezahn wird dem zusammengesetzten Signal am Punkt D hinzugefügt, und von ihm kann angenommen werden, daß er dem vertikalen parabolischen Signal eine vertikale Neigung erteilt. Diese Neigung führt zu einer progressiven Verlängerung oder Verkürzung der Horizontal-Anzeigezeile über der Dauer des Vertikal-Sägezahns.

Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform, bei der vertikale Änderungen von Horizontal-Ablenk-Verzeichnungen vorzugsweise durch eine asymmetrische Korrekturschaltung 300 korrigiert wer­ den. Ein Kondensator C92 und ein Widerstand R94 bilden einen Weg mit niedriger Impedanz zur Masse für Horizontal-Frequenzkompo­ nenten, die über einen Widerstand R92 und einen Kondensator C91 zugeführt werden. Der Kondensator C93 koppelt die parabolische Komponente des Ost-West-Signals von der Verbindung des Wider­ stands R91 und des Kondensators C92 mit der Anode einer Diode D1 und der Verbindung von Widerständen R97 und R96 wechselstrommäßig ab. Die Widerstände R97 und R96 bilden einen Spannungsteiler, wobei der Widerstand R97 mit einer 26 Volt Stromversorgung und der Widerstand R96 mit Masse verbunden ist. Die Verbindung der Widerstände R97 und R96 sorgt für ein positives Vorspannungs- Potential an der Anode der Diode D1, jedoch reicht dieses Poten­ tial nicht aus, um die Diode D1 leitend zu machen. Die Kathode der Diode D1 ist über einen Widerstand R95 mit Masse verbunden. Wenn die Amplitude der wechselstromgekoppelten parabolischen Wellenform plus der durch die Widerstände R97 und R96 vorgesehe­ nen positiven Vorspannung die Durchlaßspannung der Diode D1 überschreiten, wird durch die Widerstände R91 und R95 ein Spannungsteiler gebildet. Wenn die Diode D1 leitet, vermindert zusätzlich vom IC U1 über den Widerstand R91 gezogener Parabel- Signal-Wechselstrom die Amplitude der Wellenform am Punkt A. Der Widerstand R95 bestimmt das Maß der eingeführten Dämpfung, wenn die Diode D1 leitet.

Die asymmetrische Form der parabolischen Wellenform rührt von der Zeitkonstanten "tc" der durch den Kondensator C93 und den Widerstand R96 gebildeten Wechselstrom-Kopplung und der der Anode der Diode D1 zugeführten positiven Vorspannung her. Die Zeitkonstante "tc" ist im Vergleich zu der Periode der Parabel kurz, etwa 1/3, was bewirkt, daß die Parabel teilweise an der Anode der Diode D1 differenziert wird. Wenn die Parabel den Kon­ densator C93 lädt, addiert das positive differenzierte Signal sich zu der positiven Vorspannung, und wenn die Amplitude aus­ reicht, macht es die Diode D1 leitend. An der Spitze der Parabel ändert die Ableitung ihre Polarität, und der Strom wird von dem Kondensator C93 entfernt. Dieser Entladungsstrom wird durch die Vorspannungs-Schaltung R96 und R97 zugeführt, da die Diode D1 in Sperrichtung nicht leiten kann. Somit beendet die Diode D1 mit der Ladung des Kondensators durch den Vorspannungs-Strom die Leitfähigkeit bei einer höheren Parabel-Spannung als bei der, die die Leitfähigkeit verursacht hat. Somit führt die durch die Diode D1 und den Widerstand R95 erzeugte Dämpfung zu einer asym­ metrischen parabolischen Korrektur-Wellenform. Fig. 5A zeigt die vertikalfrequente parabolische Ost-West-Wellenform an der Aus­ gangs-Klemme A. Fig. 5B zeigt die vertikalfrequente parabolische Ost-West-Wellenform am Punkt B. Bei der Zeit-Ordinate T1 ist der Unterschied zwischen den ansteigenden Flanken der Wellenformen A und B deutlich dargestellt. Bei der Zeit-Ordinate T2 haben die Wellenformen A und B sehr ähnliche Amplituden.

Claims (15)

1. Ablenkschaltung mit:
einem Horizontal-Ablenkverstärker (501) und einem Vertikal-Ablenkverstärker (502) zur Erzeugung von Ablenk-Strömen in entsprechenden Ablenk-Spulen (HC, VC) während entsprechender Hinlauf- und Rücklaufintervalle für die Elektronenstrahl-Ablen­ kung, um ein abgetastetes Raster mit asymmetrischer Kissenver­ zeichnung zu bilden;
einer Ablenkwellenform-Modulationsschaltung (500), die mit dem Horizontal-Ablenkverstärker verbunden ist;
einer Quelle zur Erzeugung eines Modulationssignals (U1), das ein periodisches symmetrisches Wechselstromsignal ist;
gekennzeichnet durch
mit der Quelle verbundene Mittel (300) zur differen­ tiellen Änderung einer Amplitude des Wechselstromsignals während eines ersten Teils jeder Vertikal-Hinlaufperiode relativ zu einer Amplitude des Wechselstromsignals während eines zweiten Teils jeder Vertikal-Hinlaufperiode, um ein Wechselstromsignal mit geänderter Amplitude zu erzeugen, das der Wellenform-Modulations­ schaltung zugeführt wird, um das Raster zu bilden, wobei die asymmetrische Kissenverzeichnung generell korrigiert wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Wechselstromsignal ein vertikalfrequentes parabolisches Signal ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur differentiellen Änderung der Amplitude aus einem wechselstromgekoppelten Netzwerk mit einer vorgespannten Diode (D1) bestehen.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das wechselstromgekoppelte Netzwerk (300) die Amplitude des Wech­ selstromsignals während des ersten Teils jeder Vertikal-Hinlauf- Periode relativ zu der Amplitude des Wechselstromsignals während des zweiten Teils jeder Vertikal-Hinlaufperiode dämpft.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das wechselstromgekoppelte Netzwerk (300) einen Widerstands- Spannungsteiler (R96, R97) umfaßt, der mit der Diode (D1) ver­ bunden ist, um eine Vorspannung vorzusehen, die zur Vorspannung der Diode (D1) in Durchlaßrichtung nicht ausreicht.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (D1) in Reihe mit einem Widerstand (R95) geschaltet ist, der die Dämpfung des wechselstromgekoppelten Netzwerks bestimmt.

7. Ablenkschaltung für eine Video-Anzeigevorrichtung mit:
einem Ablenkverstärker (Q2);
einer Ablenkwellenform-Modulationsschaltung (400), die mit dem Ablenkverstärker (Q2) verbunden ist;
einer Quelle zur Erzeugung eines symmetrischen Wech­ selstrom-Modulationssignals (U1);
gekennzeichnet durch:
einen zweiten Verstärker (U2, Q1), der mit der Quelle (U1) verbunden ist, um das Wechselstromsignal zu verstärken, wobei der Verstärker (U2, Q1) ein Rückkopplungs-Netzwerk (300) zur Erzeugung eines asymmetrischen Wechselstromsignals aufweist, das mit der Wellenform-Modulationsschaltung (400) zur Korrektur einer asymmetrischen Verzeichnung in der Anzeige verbunden ist.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das asymmetrische Wechselstromsignal in der Zeit relativ zu dem symmetrischen Wechselstrom-Modulationssignal verzögert ist.

9. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Wechselstromsignal ein vertikalfrequentes parabolisches Signal enthält.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungs-Netzwerk (300) so verbunden ist, daß es eine negative Rückkopplung erzeugt.

11. Schaltung nach Anspruch 10; dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungs-Netzwerk (300) eine frequenzselektive Über­ tragungs-Kennlinie hat.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzselektive Übertragungs-Kennlinie eine Asymmetrie zwi­ schen Endspitzen des parabolischen Signals erzeugt.

13. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungs-Netzwerk (300) eine in Reihe geschaltete Kom­ bination aus einem Widerstand (R302) und einem Kondensator (C302) enthält, wobei die Kombination parallel mit einem zweiten Wider­ stand (R10) geschaltet ist.

14. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwellenform-Modulationsschaltung (400) eine Dioden- Modulationsschaltung enthält.

15. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle (U1) zur Erzeugung eines symmetrischen Wechselstrom- Modulationssignals eine integrierte Schaltung enthält.