CN1085371A - 偏转波形校正电路 - Google Patents

Abstract

一种偏转装置包括被耦合到诸如二极管调制器 的一个偏转波形调制电路(400)的一个偏转放大器 (Q2)。一个信号源(U1)用来产生调制信号 (E-W)。该调制信号(E-W)包括一个交流分量和 一个直流分量，每一个分量都具有确定一幅度比率的 电平。一放大器(200)调节该幅度比率，而且该已被 调节了幅度比率的信号耦合到用于偏转波形调制的 偏转波形调制电路(400)。

Description

本发明涉及阴极射线管偏转幅度的控制，例如对于由受控于总线的集成电路生成的偏转信号的东-西波形校正。

含模拟和数字电视信号处理的单片集成电路的发展已经极大地降低了接收机部件的数目、改善了可靠性并降低了制造成本。这种集成电路时常采用同步分离电路来锁定一基准振荡器，从该振荡器产生出水平和垂直速率的偏转信号。为了以小的电路板的分压器作用减化集成电路功能的控制并为了减少集成电路接脚的数目，集成电路必须经一数据总线控制。数据总线系统的一个例子是汤姆森（Thomson）逻辑规约，它包括三条控制线，即分别为数据、时钟和使能线。集成电路通常包含有寄存器，存储对应于置位、校准或由用户为具体参数所确定的数值的数字数值。存储的数字数据由一数字-模拟器转换成一模拟值。该模拟值从该集成电路中送出以控制外部电路的具体参数。

为了降低集成电路接脚的数目，某些波形和控制信号可在一共用接脚上输出。例如，一水平枕形校正波形（称为垂直速率抛物线）可以和确定直流电压的一水平宽度（信号）一起输出。因而，单一集成电路接脚被用作两个电路控制功能。水平枕形和水平宽度控制参数的选择是有利的，因为这两个参数都可被一共同的偏转电路结构所控制，例如由一个耦合到一枕形失真二极管调制器的一脉冲宽度调制器所控制。因此，该垂直速率的抛物（信号）可以被叠加在一确定直流电压的一水平宽度信号上。然而，这种复合控制信号要求有耦合到电路控制点的直流。进一步说，控制的要求对于某些偏转线圈/显象管的组合可能是存在的，这些组合要求趋于超过多功能集成电路输出电压变化能力的控制信号的幅度。因此，在集成电路内存在一些约束，它限制了两个控制信号的最大幅值的比率。存在于集成电路内的其它约束是在数字控制范围方面，即控制数据比特数，而且是必然约束用于控制值存储器的容量的要求。

本发明的一个偏转装置包括一个耦合到一偏转波形调制电路的偏转放大器。一信号源用于产生一调制信号，其中调制信号包含有一交流成分和一直流成分，每一个都具有确定一幅度比率的电平。一个放大器调节该幅度比率，且该被调节的幅度比率信号被送到偏转波形调制电路，以便作偏转波形调制。

图1是具有依照本发明多种方案的波形校正的水平偏转电路的示意图。

图2示出另一个具有无源衰减的实施例。

图3A表示点A处的抛物波形。

图3B表示晶体管Q250基极B点的波形。

图3C表示晶体管Q250集电极C点的波形。

图3D表示取和点D处的动态衰减的波形。

图1示出了一个以集成电路U1为基础的水平偏转电路，它包括了多个模拟及数字电视电路的功能。集成电路U1产生一水平速率信号Hd，经一驱动级，该信号耦合到一水平输出晶体管Q2。晶体管Q2耦合到输出变压器T1，它具有带抽头的初级线圈，以便驱动一偏转线圈Ly。输出变压器T1有次级线圈W1和W2。线圈W1产生一大约为30伏峰值的回扫脉冲。线圈W2被接到高电压阳极电源发生器（未示出）。东-西或枕形失真偏转波形校正是由一个二极管调制器400提供的。该二极管调制器被耦合到偏转线圈Ly，而且以垂直速率、并以抛物线的方式有效地改变流经该线圈的电流。晶体管Q1被耦合到二极管调制器，并响应由电压比较器U2产生的水平速率的可变宽度脉冲，起到一个饱合开关的作用。比较器U2的一个输入将来自集成电路U1的具有一直流（DC）成分的垂直速率抛物信号与来自变压器T1的线圈W1的合成水平回扫脉冲相加。这一复合波形与加到一个第二比较器输入端的一基础准电位相对照比较，并且其结果是一比较器输出信号为具有一水平速率的脉冲，其脉冲宽度响应垂直速率的抛物线信号而改变。

集成电路U1经三个输入线由一微计算机系统（未示出）所控制，这三个输入线是串行数据线、时钟脉冲线和使能信号线。其串行数据采用汤姆森（Thomson）逻辑规约。包括有一个振荡器OSC20的集成电路U1以32倍行频频率工作。该振荡器是锁相于一个来自选定视频信号源的水平同步脉冲的（图1中未示出），即是锁定于一个基带视频输入或者是来自于一RF已调信号源的解调同步信号。递减计数电路CD19既产生水平速率波形也产生垂直速率波形。水平速率信号Hd从集成电路U1经一电阻R16送至水平驱动器级11。水平驱动器与水平输出晶体管Q2的基极相连接。晶体管Q2的发射极被接地且其集电极经输出变压器T1与电源B+连接。变压器T1具有一个带抽头的初级线圈以驱动水平偏转线圈Ly。变压器T1有次级绕组W1，它产生一个大约为30伏的回扫脉冲22，经电阻R8，该脉冲被送到一在比较器U2的输出端处的取和网络上。变压器线圈W2与一个未示出的高压阳极电源连接。水平偏转线圈Ly以串联形式与一个“S”校正电容器Cs和一线性校正电感器Llin连接。

枕形畸变或东-西偏转校正是由二极管调制器400产生的。该二极管调制器是由二极管D3和D4相串联并且分别与电容器C9和C10的串联组合分别地并联而构成的。二极管D4的阴极与晶体管Q2的集电极相耦合。D4的阳极与二极管D3的阴极连接，且其结点与线性电感Llin耦合。经电感L2，该二极管D3的结点以及电容C9、C10与电感L1和电容C8的结点耦合。电感L1被一个阻尼电阻R15跨接。电容C8将水平速率的脉冲电流对地进行去耦，并响应其水平脉冲的抛物线宽度调制而生成一个垂直速率的抛物线波形电压。

晶体管Q1的集电极耦合到电阻R18和一个串联到地的电容C7。这一网络（也称之为缓冲器）消耗掉在当流经晶体管Q1的电流中止时刻由电感L1所产生的感性切换瞬态。电阻R18和电容C7的时间常数被选择得使在晶体管截止时减缓晶体管Q1集电极电压的上升。二极管D2的阳极连接到晶体管Q1的集电极，而其阴极与供电电压相接。因此，二极管D2通常被26伏电压所反偏。然而当晶体管Q1截止时，由电感L1产生的正电压瞬态使二极管D2导通，将此瞬态箝位于该26V的电源并将感性电流导入该电源。因此，二极管D2和由电容C7和电阻R18形成的“缓冲”网络防止了晶体管Q1的过量消耗和损坏。电容器C11和C12对高频进行旁路，以便防止起因于晶体管Q1的开关所引起的射频谐波的产生。经一电阻R10，晶体管Q1的集电极还被耦合到处于电压比较器U2非反相输入端的取和点，以提供负反馈。

比较器U2的反相即负输入端被有益地连接到由分压器100所产生的一个正基准电平。耦合到电压比较器U2的反相输入端的该基准电压由在集成电路U1内的一个7.6伏基准电压稳压器电平部分所获得。这一基准电压可在连接于集成电路和12伏电源之间的电压降电阻R16处得到。该7.6伏的基准电压被送到由电阻R11和R12串联组合而形成的分压器上，其中R12接地。这种电阻的结合点生成大约为3.75伏的电压，该电压由电容器C6对地去耦。该电阻的结合点还经电阻R13送至比较器U2的反相输入端。

比较器U2的正输入端和网络200相连接，经电阻R10与负反馈（电路）结合，该网络200将垂直速率的抛物波形和直流分量取和，经电阻R1、R3和电容C100和一水平速率的斜坡电压相耦合。来自变压器T1绕组W1的回扫脉冲经电阻R8耦合到电容器C4，对其脉冲积分而在C4两端形成一水平斜坡电压。简单地说，这种取和的结果是一个水平斜坡信号叠加于场速率的抛物信号之上。当加到比较器U2非反相输入端的波形和小于加到该比较器的反相输入端的基准电平时，该比较器的输出保持在接近地电位。因此，比较器输出电路吸收经过电阻R14而得到的26V电源的电流，保持晶体管Q1处于非导通状态。当该波形和超过设置在比较器U2的负输入端的基准电压时，则输出电压从地电平转变，使电流经过电阻R14而送到晶体管Q1的基极，引起Q1的导通。

垂直抛物波形的直流分量建立了一个作为该抛物波形的平均值，并因此而确立了平均水平偏转幅度，即宽度。该抛物分量引起被积分的水平回扫脉冲移至该比较器之上，随抛物波形而改变门限。因此，该比较器输出包含一个水平速率的脉冲，其脉冲宽度响应垂直抛物波而改变。在晶体管Q1集电极的这种抛物波形成分由电感L1和电容器C8积分且低通滤波，从而经电感器L2将枕形失真校正电流送到二极管调制器400。

晶体管Q1的集电极经电容L1和水平行频率去耦电容C8与电阻R10耦合，该电阻将负反馈送到波形的取和点。比较器U2是一个工作于D类的开关放大器。处在低频时，例如处于抛物型信号频率时，由电阻10提供了一个负反馈环路到比较器U2的反相输入端。比较器U2可以选择成被构形为一个线性A类放大器，以便驱动一线性二极管调制器。由电阻R302和电容器C302串联组合而成的所发明的网络以并联方式与电阻R10耦合，向取和点D提供选频反馈。

如图1所示，集成电路U1经一数据总线控制。该数据总线包括有三个信号：数据信号D，时钟信号CLK和使能信号ENB。在接收机置位期间，利用一没示出的微处理器控制器对各种参数进行调节，而且所调节的数值作为数字数据经数据总线而被送入集成电路U1。数字数据被接收并被存储在一个寄存器R中。例如，东-西校正的抛物线信号的幅度值是由3个数据比特所确定的，它被存储在寄存器14中。直流宽度信号是由4个比特数据所确定，它可被存储在诸如寄存器13中。一个垂直速率的抛物信号是由一个PARAB    GEN（抛物信号发生器）17利用一个由递减电路19产生的VERT信号而产生的。来自该递减电路的垂直信号VERT还被用于产生一锯齿波信号21。响应于存储在寄存器14中的控制数据码字的值，该抛物信号在幅度上受控。来自存储寄存器14的数据码字被送到构形为一个R-2R的梯式数字-模拟转换器15，在该处，该码字控制该抛物信号的幅度。该抛物信号被耦合到一取和放大器18。水平偏转宽度是由加到脉冲宽度调制器U2的一个直流电压确定的。该直流电压是由在集成电路U1中的、构形为R-2R梯式数字-模拟转换器16所产生的。决定直流的这一宽度是由转换器16响应来自存储器13的4比特控制数据所产生的，并且能够具有16个可能直流值的其中一个值。转换器15和16是从在集成U1中的7.6V基准稳压器12获取电源的。该电压稳压器是以一个内部带间隙电压基准为基础的，并且被构形为采用一个外部的压降电阻16而耦合到12伏的供电电源的。因此，任何在7.6伏基准稳压器12中的变异，对于进行幅度确定的D-A转换器以及由此而生的校正信号都是共同的。取和模块18将抛物信号和直流宽度电压相结合，从而输出作为东-西校正信号。因此，为保持东-西校正信号的直流成分，对水平宽度控制点来说，要求到比较器U2的直流耦合。

所希望的是集成电路U1应当就广大范围的具有各种屏幕尺寸、屏幕表面几何形状和偏转线圈组件的电视接收机产品都可使用。为实现如此的普遍性，要求对于许多偏转相关参数的更大范围的控制。很清楚，一个集成电路可以被设计得具有更宽的控制范围，但这会付出招致集成电路的死区增加或尺寸的增加、集成电路功率消耗的增加以及用于设置参数的数据存储器需求的增加的代价。因此，借助于利用集成电路U1的外部电路，来提供与电视接收机产品某一范围相符合的偏转参数。

某种偏转线圈/显象管的组合可能会呈现出已扫光栅的垂直梯形畸变，例如，在显示顶部和底部之间，被显示的水平行长度逐步地改变。起因于其它偏转电路的供电负载的改变也会引入一种垂直地不对称的水平枕形畸变。这种垂直地改变水平偏转的畸变由本发明的电路300予以校正。这种由电阻R302和电容C302形成的网络与反馈电阻R10并联而成生负反馈，这种负反馈随着频率的增加而增加。这种由电阻R302和电容C302生成的选频反馈的结果是对于由电容C8相对于在点A的抛物信号而生成的抛物信号分量作相移或延时。晶体管射极跟随器Q301具有一个耦合到由集成电路U1产生的垂直速率锯齿波信号的基极端子。该发射极端子经一电容器C301而被交流耦合到取和电阻R200和R201。因而在晶体管Q301发射极的锯齿信号是由电阻R201和电阻R200的串联组合以及由电阻R10和R13形成的并联网络所分压。垂直锯齿波在点D加到复合信号上，并且可被认为是施加了一个垂直斜率到垂直抛物信号。这一斜率导致了在垂直锯齿波期间的水平显示行的逐渐伸长或缩短。

图1中示出了当本发明电路采用在31英寸彩色电视接收机时用以中心定位用于控制枕形失真校正和水平宽度控制的控制范围、以及提供与控制值量化（即对于每一数据比特改变的绝对值电压步长）相一致的控制范围的元件数值。确定东-西校正信号的直流分量的水平宽度是由4个数据比特为单位而被进行幅度控制的，即，该电压可以具有16种可能值之一。在集成电路U1中，该4个数据比特被耦合到数字-模拟转换器，该转换器产生确定直流电压的宽度。该数字-模拟转换器是R-2R梯状构形。抛物分量是由3个数据比特作幅度控制，并与直流分量结合且耦合到集成电路U1的输出上。最大校正信号的幅度是由在集成电路U1中的7.6V稳压器所确定的。在要求有直流分量及抛物信号均为最大值的场合，有可能观察到校正信号的情况，然而，已结合的电压摆动由内部稳压器所设置的供电电压所限制。偏转分量的某些组合可能要求在直流电压中的绝对值改变，即，对应于一信号控制数据比特的波形幅度被改变，以便增加或减小控制功能的操作灵敏度。以由4数据比特控制的直流分量为例，可以呈现出如此程度的量化度，以使得对设置所需的直流电压（水平亮度）不能得到，因为一个信号数据比特的改变跨到所期的设置值以外的直流范围。由设置而产生的直流分量和垂直抛物波形被组合且彼此具有一定的幅度比。该已组合的信号被送到集成电路U1。为了实现跨在一个范围上的电视产品对于集成电路U1的所期望的使用，采用了本发明的一个AC/DC衰减器200，该衰减器对于东-西校正信号的分量产生不同的衰减。

经过由串联电阻R1、R3和与取和点电阻R200、R201和R10并联组合构成的分压器，东-西校正信号被直接耦合到取和点D。该分压器将信号的直流分量衰减到40%的程度。由于耦合到晶体管Q200的发射极串接通路的结果，由直接耦合通路送入的交流分量被更为严重地衰减、与电阻R202和电容C100串联的晶体管Q200的发射极阻抗有效地旁路掉经直流分压器耦合的交流分量。

该东-西信号还被耦合到射极跟随器晶体管Q200的基极。射极跟随器Q200的集电极与+7.6伏基准电源连接而发射极经电阻R102与地连接。经一个电阻R202和电容C100的串联组合，射极跟随器Q200被交流耦合到取和点。射极跟随器Q200的输出阻抗和电阻R202与取和点电阻形成了一个衰减器。该衰减器将被耦合的东-西抛物波形衰减大约5%。

抛物波与直流分量的幅度比率可以放大调节。放大器可以包含在这两分量支路其一或其二之中，以便提供所希望的幅度比率的改变。

各种被衰减的分量在取和点被组合，而且产生出60%幅度的直流分量和95%幅度的抛物分量。因此，本发明的动态电路200引入了在原始东-西信号中两种分量间的幅度差值。以比例关系表述，举例假设原始东-西信号分量具有的比例为1∶1，而动态电路200将此比例修正成1.58∶1。因此，直流分量控制步长的大小大致被减半，从而有效地降低了4比特控制信号的量化度。然而抛物分量控制步长的大小实际上未改变，而且在实际上是由在集成电路U1内D（数字）至A（模拟）转换器15所确定的。

图2中示出了另一个采用了具有不同的交流和直流衰减的无源网络的实施例。经过电阻R91，复合东-西波形被耦合到与比较器U2的非反相输入端相连接的电阻R93。电阻R93与并连的电容C91和电阻R92相串联。来自晶体管Q1的负反馈由耦合到比较器U2的非反相输入端的电阻R90提供。经一电阻R98，含零值的直流分量的水平回扫脉冲从行输出变压器T1的绕组W1耦合输出。电阻R98和电容C94串联耦合，以形成一个具有电容C94的接地积分器。电阻R98和电容C94的结点耦合到比较器U2的非反相输入端。对于各种信号的取和是由耦合到比较器U2的非反相输入端的电阻R90和电容C94实现的。在下列对于取和网络的分析中，忽略掉电阻R98的分流效应。对于东-西信号的直流分量来说，输入到比较器U2的信号幅度是由电阻R91、R93连同有效接地的电阻R90的串联组合而形成的分压器所决定的。这一网络衰减大约25%的直流分量。该网络在直流的插入损耗主要是由电阻R93所决定。垂直速率的抛物分量也经受由电阻R91、电阻R93和R92和电容C91连同有效并联接地电阻R90和电容C94而构成的并联组合的分压。这一网络产生抛物分量的一个百分之几的微小衰减。网络在垂直速率的插入损耗是由电阻R2确定的。具有图2所指示的值的本发明网络200将垂直抛物分量对直流分量的幅度比改变了25%，即直流分量被衰减了25%。因而由于一信号控制比特改变而产生的步长对于直流分量而言是被降低了。

新的诸如平面显象管的显象管表面几何结构的引入带来了枕形畸变，这种畸变可采用一经修正的抛物信号而被校正。一个修正的抛物信号是由图1中的本发明的动态电路250所产生的。响应于该抛物波形，电路250动态地改变在交流耦合支路中的衰减。如上所述，在晶体管Q200的发射极的东-西信号经串联连接的电阻R251和电容C251还被耦合到晶体管Q250的基极。晶体管Q250的发射极接地，集电极经电阻R252而被耦合到晶体管Q251的基极。晶体管Q250的基极还连接到电阻R253和接地的电容C252的结点。电容C252提供了相位延迟，以便补偿在电阻R251和电容器C251的串联支路的相位移。电阻R253被耦合到串连相接的电阻R252和硅二极管D250的阳极的结点处。电阻R252耦合到基准电压+7.6V电源上，它正偏置二极管D250并提供一电流到地。电阻R253将二极管D250两端的电压送到在晶体管Q250基极的点B。在点B的该正电压使得抛物信号的正中部分经一串联联接的电阻R251和电容C251而被耦合，以便如绘在图3B中那样使晶体管Q250导通。使晶体管Q250导通的抛物分量的实部是由电阻R251和R253确定的。当晶体管Q250导通时，基极电流经电阻R252送到PNP晶体管Q251，使其导通。图3C示出了晶体管Q250集电极的波形。选择电阻R252的数值，以便使晶体管Q251平稳地接通，从而防止在被修正的抛物波形中的尖锐突变。当晶体管Q251导通时，电阻R254与电阻R202并联，而且有效地消除了在那里产生的衰减。因此，电阻R202被电阻R254有效地旁路，其结果是，当处于该抛物分量的中部时，该抛物分量的幅度被动态地增加。图3D示出了在取和点D处的抛物波形。为说明该半导体受控开关的作用，波形的中部已经被描绘成比具有一个因动态衰减器的作用而有5%幅度增加还要大的幅度情况。抛物的波对直流分量的比率从由于电路200的作用时所具有的1.58∶1动态地变成由于电路250的作用时所具有的1∶66∶1。因此，本发明电路250在不影响直流、宽度确定、东-西校正信号的分量的情况下，动态地改变抛物波形的形状。

Claims (1)

1、一种偏转装置，包括：

一个偏转放大器(Q2)；

一个偏转波形调制电路(400)，它被耦合到所说的偏转放大器(Q2)，其中的一个偏转波形幅度是根据调制信号而受控的；

一个比较器(U2)，具有两个输入端和一个输出端；

一个信号源(U1)，用于产生第一调制信号，其中所说的信号包括一个交流分量和一个直流分量，每一分量都具有定义一个幅度比率的电平；其特征在于：

耦合到所说信号源(U1)的用于调节所说幅度比率的装置(200)，以便产生一个第一调制信号，所说的已调节幅度比率信号被耦合到所说比较器(U2)的所说两个输入端之一；和

耦合到所说比较器(U2)的两个输入端之一的、不含直流分量的被积分水平回扫脉冲信号源(22)，作为第二个调制信号，所说的比较器的输出被耦合到所说的用于偏转波形幅度控制的偏转波形调制电路(400)，这样，所说的偏转波形幅度是由所说的直流分量所控制的。

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