CN1085715A - 水平偏转波形校正电路 - Google Patents
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Abstract
一个偏转装置包含有一个偏转放大器(Q2)，被
耦合到一偏转波形调制电路(400)，诸如一个二极管
调制器。根据耦合到其上的一个基准电平，一个数字
-模拟转换器(15，16)产生一个东-西调制信号。该
调制信号(E-W)具有一用于宽度控制的直流分量，
并被耦合到比较器(U2)的一个输入端。该基准电位
还被耦合到比较器(U2)的一个输入端，以便由此确
立一个基准偏置。比转器(U2)有一个耦合到偏转波
形调制电路(400)的输出端，以便提供东-西调制。
Description
本发明涉及阴极射线管偏转幅度的控制，例如对于由受控于总线的集成电路生成的水平偏转信号的东-西波形校正。
包含模拟和数字电视信号处理的单片集成电路的发展已经极大地降低了接收机部件的数目、改善了可靠性并降低了制造成本。这种集成电路时常是采用同步分离电路来锁定一基准振荡器，从该振荡器产生出水平和垂直速率的偏转信号。为了以小的电路板的分压作用减化集成电路功能的控制，并为了减少集成电路接脚的数目，集成电路必须经一数据总线控制。数据总线系统的一个例子是汤姆森(Thomson)逻辑规约，它包括称之为数据、时钟和使能的三条控制线。集成电路通常包含有寄存器，存储对应于置位、校准或由用户为具体参数所确定的数值的数字数据。存储的数字数据由一个数字-模拟转换器转换成一个模拟值。该模拟值从该集成电路输出，以便控制外部电路的具体参数。
为了降低集成电路的接脚数目，某些波形和控制信号可以从一共用接脚上输出。例如，一个水平枕形校正波形(称为垂直速率抛物线)可以和确定直流电压的一水平宽度信号一起输出。因而，单一集成电路接脚被用作两个电路控制功能。水平枕形和水平宽度控制参数的选择是有利的，因为这两个参数都可被一共用的偏转电路结构所控制，例如由一个耦合到一枕形失真二极管调制器的一脉冲宽度调制器所控制。因此，该垂直速率的抛物信号可以被叠加在一确定直流电压的一水平宽度信号上。然而，这种复合控制信号要求有耦合到电路控制点的直流。进一步说，控制的要求对于某些偏转线圈/显象管的组合可能是存在的，这些组合要求趋于超过多功能集成电路输出电压变化能力的控制信号的幅度。因此，在集成电路内存在一些约束，它限制了两个控制信号的最大幅值的比率。存在于集成电路内的其它约束是在数字控制范围方面，即控制数据的比特数，而且是用于控制值存储器的必然的规格要求。
本发明的偏转装置包括一个偏转放大器和一个与之耦合的偏转波形调制电路。一个数字一模拟转换器用于产生一调制信号，该转换器耦合到用于产生一基准信号的装置上，从而按照所说的基准信号的变化来调制所说的调制信号。
一个比较器有两个输入端，所说的数字--模拟转换器被耦到输入端之一，而所说的基准信号被耦合到输入端之一，从而使得按照所说的基准信号的所说变化，在所说比较器(两)输入端处形成的信号彼此相互跟踪。该比较器具有耦合到所说偏转波形调制电路的一个输出端，以便作波形调整。
图1是一个依照在此所述各种本发明方案的具有波形校正了的水平偏转电路的电路图。
图2A是在一个电视场时间间隔上所见到的在晶体管Q1集电极处宽度调制的脉冲。
图2B是在时间间隔t1和t3时晶体管Q1集电极的宽度已调的脉冲。
图2C是在时间间隔t2所见到的在晶体管Q1的集电极处的宽度已调的脉冲。
图1示出了一个以集成电路U1为基础的水平偏转电路，它包括了多个模拟及数字电视电路的功能。集成电路U1产生一水平速率信号Hd，经一驱动级，该信号耦合到一水平输出晶体管Q2。晶体管Q2耦合到输出变压器T1，它有带抽头的初级线圈，以便驱动一偏转线圈Ly。输出变压器T1有次级线圈W1和W2。线圈W1产生一大约为30伏峰值的回扫脉冲。线圈W2被接到一高电压阳极电源发生器(未示出)。东-西或枕形失真偏转波形校正是由一个二极管调制器400提供的。该二极管调制器被耦合到偏转线圈Ly，而且以垂直速率、并以抛物线的方式有效地改变流经该线圈的电流。晶体管Q1被耦合到二极管调制器，并响应由电压比较器U2产生的水平速率的可变宽度脉冲来起到一个饱和开关的作用。比较器U2的一个输入将来自集成电路U1的具有一直流成分的垂直速率抛物信号与来自变压器T1的线圈W1的合成水平回扫脉冲相加。这一复合波形与加到一个第二比较器输入端的一基准电位相对照比较，并且其结果是一比较器输出信号为具有一水平速率的脉冲，其脉冲宽度响应垂直速率的抛物信号而改变。
集成电路U1经三个输入线由一微计算机系统(未示出)所控制，这三个输入线是串行数据线、时钟脉冲线和使能信号线。其中串行数据是采用汤姆森(Thomson)逻辑规约。包括有一振荡器OSC20的集成电路U1以32倍行频率工作。该振荡器是锁相于一个来自选定视频信号源的水平同步脉冲的(图1中未示出)，即是锁定于一个基带视频输入或者是来自于一RF已调信号源的解调同步信号。递减计数电路CD19既产生水平速率波形也产生垂直速率波形。水平速率信号Hd从集成电路U1经一电阻R17送至水平驱动器级11。水平驱动器与水平输出晶体管Q2的基极相连接。晶体管Q2的发射极被接地且其集电极经输出变压器T1与电源B+连接。变压器T1具有一带抽头的初级线圈以驱动水平偏转线圈Ly。变压器T1具有次级绕组W1，它产生一个大约为30伏的回扫脉冲22，经电阻R8，该脉冲被送到一个在比较器U2的输出端处的取和网络上。变压器线圈W2与一个未示出的高压阳极电源连接。水平偏转线圈Ly以串联形式与一个“S”校正电容Cs和一线性校正电感器Llin连接。
枕形畸变或东-西偏转校正是由二极管调制器400产生的。该二极管调制器是由二极管D3和D4相串联并且与电容器C9和C10的串联组合分别地并联而构成的。二极管D4的阴极与晶体管Q2的集电极相耦合。D4的阳极与二极管D3的阴极连接，且其连接点与线性电感Llin耦合。经电感L2，该二极管D3的结点以及电容C9、C10与电感L1和电容C8的结点耦合。电感L1被一个阻尼电阻R15跨接。电容C8将水平速率的脉冲电流对地进行去耦，并响应其水平脉冲的抛线宽度调整而生成一个垂直速率的抛物线波形电压。
晶体管Q1的集电极耦合到电阻R18和一个串联到地的电容C7。这一网络(也称为缓冲器)消耗掉在当流经晶体管Q1的电流中止时刻由电感L1所产生的电感性切换瞬态。电阻R18和电容C7的时间常数被选择得使在晶体管截止时减缓晶体管Q1集电极电压的上升。二极管D2的阳极连接到晶体管Q1的集电极，而其阴极与供电电压相连接。因此，二极管D2通常被26伏电压所反偏。然而，当晶体管Q1截止时，由电感L1产生的正电压瞬态使二极管D2导通，将此瞬态箝位于该26伏的电源并将感性电流导入该电源。因此，二极管D2和由电容C7和电阻R18形成的“缓冲”网络防止了晶体管Q1的过量消耗和损坏。电容器C11和C12对高频进行旁路，以防止起因于晶体管Q1的开关转换而引起的射频谐波的产生，经一电阻R10，晶体管Q1的集电极还被耦合到处于电压比较器U2的非反相输入端的取和点，以提供负反馈。
比较器U2的正输入端和网络200相连接，经电阻R10与负反馈电路结合，该网络200将垂直速率的抛物波形和直流分量取和，经电阻R2、R3和电容C1，(该取和)与通过积分回扫脉冲而在电容C4两端形成的一水平速率斜坡电平相耦合。这种取和的结果是一个水平斜坡信号叠加于场速率的抛物信号之上。当加到比较器U2非反相输入端的波形和小于加到该比较器的反相输入端的基准电平时，该比较器的输出保持在接近地电位。因此，比较器输出电路吸收经过电阻R14而得到的26伏电源的电流，保持晶体管Q1处于非导通状态。当该波形和超过设置在比较器U2负输入端的基准电压时，则输出电压从地电平转变，使电流经过电阻R14而送到晶体管Q1的基极，引起Q1的导通。
垂直抛物波形的直流分量建立了一个作为该抛物波形的平均值，并因此而确定了平均水平偏转幅度，即宽度。该抛物分量引起被积分的水平回扫脉冲移至该比较器之上，随抛物波形而改变门限。因此，该比较器输出包含一个水平速率的脉冲，其脉冲宽度响应垂直抛物波而改变。图2A示出了在一个电视场，即16.6ms间隔上的晶体管Q1的集电极电压的情况。虽然这一波形包括有水平速率的脉冲，但其抛物型宽度调制是可以看到的。象在图中所绘的时间间隔t1和t3那样，靠近该抛物线的交汇点处，这两点分别对应于电视场的顶部和底部，只有其被积分的回扫脉冲的尖端超过了该比较器的转换门限。在生成窄的负向输出脉冲过程中的这种结果如图2B所示。如图2C所示，在对应于时间间隔t2处的该输入的抛物波的峰值处，被积分的脉冲的一个较大部分超过了基准输入，而产生出一个具有较大宽度的负向输出脉冲。因此，晶体管Q1的集电极具有水平速率的脉冲波形，宽度已由垂直抛物波所调制，且(其值)在标称电压和地之间转换。在晶体管Q1集电极的这种抛物波形分量由电感L1和电容C8积分且低通滤波，从而经电感器L2将枕形失真校正电流送到二极管调制器400。比较器U2是一个工作于D类模式的开关放大器。例如在处于抛物信号频率的低频时，是通过电阻R10将一负反馈回路提供到该比较器U2的非反相输入端的。比较器U2还可供选择地被构形成一个线性类型A类的放大器，以驱动一线性二极管调制器。电阻R9和电容C5将比较器U2的输出耦合到非反相输入，从而提供了改善比较器开关速度的正反馈。
如图1所示，集成电路U1经一数据总线控制。该数据总线包括有三个信号：数据信号D，时钟信号CLK和使能信号ENB。在接收机置位期间，利用一个没示出的微处理器控制器对各种参数进行调节，而且所调节的数值作为数字数据经数据总线而被送入集成电路U1。数字数据被接收并被存储在一个寄存器R中。例如，东-西校正的抛物线信号的幅度信号是由3个数据比特所确定的，它被存储在寄存器14中。直流宽度信号是由4个比特数据所确定，它被存储在诸如寄存器13中。一个垂直速率的抛物信号是由一个PARAB GEN17利用一个由递减电路19产生的垂直脉冲信号VERT而产生的。响应于存储在寄存器14中的控制数据码字的值，该抛物信号在幅度上受控。来自存储器14的数据码字被送到一个构形为一个R-2R的梯式数字-模拟转换器15上，在该处，该码字控制该抛物线信号的幅度。该抛物信号被耦合到一取和放大器18。水平偏转宽度是由加到脉冲宽度调制器U2的一个直流电压确定的。该直流电压是由在集成电路U1中的、构形为R-2R梯式数字-模拟转换器16所产生的。决定直流的这一宽度是由转换器16根据来自寄存器13的4比特控制数据所产生的，并且能够具有16个可能直流值中的其中一个值。
转换器15和16是从集成电路U1中的7.6V基准稳压器12获取电源。该稳压器是以一个内部带间隙电压基准为基础的，并且被构形为采用一个外部的压降电阻R16而耦合到12伏的供电电源。因此，任何在7.6伏基准稳压器12中的变异，对于进行幅度确定的D-A转换器以及由此而生的校正信号都是共同的。取和模块18将抛物信号和直流宽度电压相结合，从而输出作为东-西校正信号。因此，为保证东-西校正信号的直流成分，即为水平宽度控制，对于比较器U2的输入要求直流耦合。
所希望的是集成电路U1应当就广大范围的具有各种屏幕尺寸、屏幕表面几何形状和偏转线圈组件的电视接收机产品都可使用。为实现如此的普遍性，要求对许多偏转相关参数的更大范围的控制。很清楚，一个集成电路可以被设计得具有更宽的控制范围，但这会付出招致集成电路死区增加或尺寸的增加、集成电路功率消耗的增加以及设置参数的数据存储器需求的增加的代价。因此，借助于利用集成电路U1的外部电路，来提供与电视接收机产品某一范围相符的偏转参数。
图1中示出了本发明电路采用在27英寸显象管时的用以中心定位用于控制东-西校正和水平宽度控制的控制范围时的元件数值，该电路还提供了与控制值量化，即与对于每一数据比特改变的绝对值电压改变相一致的控制范围。最大校正信号的幅度是由在集成电路U1中的7.6伏的稳压器12所确定的。在要求有直充分量及抛物信号均为最大值的场合，有可能实现校正信号的条件，然而此处已结合的电压摆动由内部稳压器所确定的供电电压所限制。偏转分量的某些组合可能要求在直流电压中的绝对值改变，即，对应于一信号控制数据比特的波形幅度被改变，以便增加或减小控制功能的灵敏度。以由4个数据比特控制的直流分量为例，在所要求的直流电压即水平宽度的场合，该直流分量可能呈现出不可实现的量化度，因为一个单一的数据比特的改变跳跃到所期设置值以外的直流电压数值。为实现在一个范围上的电视产品对于集成电路U1的所希望的利用，最好采用一衰减器200，该衰减器对于东-西校正信号的交流和直流分量有不同的衰减。
经过一选择性的AC/DC衰减器200，该东-西信号是直接地而不是全部交流地被从集成电路U1耦合到取和点D。串联电阻R1和R3形成一个直流分压器，与反馈电路R10结合，有效地在U2输出端接地。该网络在直流方面的插入损耗主要是由电阻R3所确定。通过由电阻R1的串联网络形成的分压器以及电阻R3与R2和电容C1的并联组合以及电阻R10和有效地并联接地的电容C4，东-西校正信号的抛物分量被衰减。这一网络产生抛物分量的一个小的衰减，并且其损耗由电阻R2决定。电阻R1还耦合到由电阻R4和电容C2串联接地而形成的选择性交流分压器。该网络在水平频率提供衰减。因此网络200改变了垂直抛物分量对直流分量的幅度比率，以使得仅对直流分量而言的每比特的电压改变被降低。
某种偏转线圈/显象管的组合可能会呈现出已扫光栅的垂直梯形畸变，例如，在显示顶部和底部之间，被显示的水平行长度逐步地改变。起因于其它偏转电路的供电负载的改变也会引起一种垂直地不对称的水平枕形畸变。这种垂直地改变水平偏转的畸变可以被不对称校正电路300所有益地纠正。电容器C3将东-西信号的抛物信号分量从电阻R1和电容C2的结点交流耦合到二极管D1的阳极和R7与R6的结点上。电阻R7和R6形成了一个分压器，它是利用电阻R7与一个26伏的电源相连且电阻R6与地相接而完成的。在电阻R7和R6的结点提供了对二极管D1阳极的正偏电位，然而该电位不足以使二极管D1充分导通。二极管D1的阴极经电阻R5接地。当交流耦合的抛物波形的幅度加上由R7和R6提供的正偏置超过二极管D1的截止电位时，则由电阻R1和R5形成一个分压器。当二极管D1导通，附加的交流抛物信号电流经电阻R1从集成电路U1汲取，从而降低了在点A的波形幅度。当二极管D1导通时，电阻R5确定所引入的衰减程度。电容C3与电阻R6交流耦合构成的时间常数“t”加到二极管D1阳极的正偏电压形成了抛物波形的不对称性的产生。当与抛物波形周期相比该时间常数“t”为较短时，将会引起在二极管D1的阳极该抛物波形被部分地微分。当抛物波对电容C3充电时，正微分信号增加了正偏，当幅值足够时，则使二极管D1导通。在该抛物波形的峰值处，微分得出的极性和电流从电容C3消失。由于二极管D1不能反向导通，该放电电流是由偏置电阻R6和R7提供的。因此，该偏置电流对电容C3充电，从而引起二极管D1在一个比引起该二极管导通的电压更高的抛物波形电压停止其导通。从而，由二极管D1和电阻R5产生的衰减产生出一个非对称抛物波形的校正波形。
已经公知，加到脉冲宽度调制器型的一个比较器的转换基准电压可以取自一个齐纳二极管。经一个串联降压电阻，诸如一个齐纳二极管的电压基准可被连接在地和供电电源干线(电压)之间，经常使该电源用作比较器。利用这样的一个电路配置，该比较器的转换点是由齐纳电压确定的，而且该比较器转换点的稳定性是由齐纳二极管和电源(干线)电压决定的。还可以了解到，可采用阻性分压器为一个比较器提供一基准转换电压。这各阻性分压器可被耦合在一个电压源和多个电压源与地之间，因而会将存在于电源上的不稳定性和负载效应加到比较器上，从而产生出一个变化的转换电平。
比较器转换基准的变化会产生寄生脉冲宽度调制，从而引起水平偏转宽度和枕形失真校正的不稳定性。偏转不稳定性的其它的根源可能是出自于由输入电流和不同输入信号源阻抗引起的比较器转换微分动作。在集成电路U1中的数字-模拟转换器的基准电压可以在不同的集成电路产品批号间改变。然而，基准电压的绝对值并不十分重要，因为在设置过程中所确定的东-西信号分量的数值将能够补偿在D(数字)至A(模拟)基准电压的绝对值中的改变。因此，就其直流宽度信号而言，既发生在集成电路内部又出现在电压比较器基准电源中的各种直流误差和偏移的因素则是要在偏转设置过程中被补偿的。然而，这种补偿浪费了由4个数据比特所产生的直流宽度信号控制范围的一部分。在偏转设置之后，在这些偏移中的任何变异都将会引起偏转宽度或枕形校正的改变。更进一步说，例如由电源加载或出现在各种已经被补偿的移位间出现的热漂移这种一些小的变异，都可能会产生可见的偏转误差。
上面指出的偏转的不稳定性可以采用本发明的基准(电压)发生电路100而使其减小，其中，电压比较器U2的反相或负输入端被有益地耦合到由图1中的电路100所产生的一个正的基准电平或信号上。
在图1中，比较器U2的反相输入被有益地耦合到在集成电路U1内部产生的正基准信号上。耦全到该电压比较器U2反相输入端的基准电位是由在集成电路U1内的7.6伏基准稳压器的分压而得出的。这一基准电压可以在耦合在该集成电路和12伏电源之间的降压电阻R16上得到。该7.6伏的基准电压被送到由电阻R11和R12的串联组合而成的分压器上，而电阻R12接地。在该电阻的结点处，产生大约为3.8V的电压，该电压经电容C6对地去耦。该电阻的结点处还经一串联电阻R13被耦合到比较器U2的反相输入端。这一7.6伏的电压基准在集成电路U1内部被用作数字-模拟转换的一个基准电源。因此，确定由D(数字)至A(模拟)转换器16所产生的电压的直流宽度将可再现来自寄存器13的4比特为单位的数字值、在设置期间建立的基准电源电位。如上所述，基准电位的绝对值是不重要的，因为诸如枕形校正或水平宽度一类的参数值将会补偿在D至A(转换器)基准电压中的改变。然而，本发明电路100的使用，确保了在内部基准电压中的变异被耦合到电压比较器U2的反相输入。因此，该比较器转换门限将会正确地移动，以便跟随或跟踪在控制电压中的改变。本发明的电路100将比较器转换门限与集成电路U1的数字-模拟转换器联系于同一基准电位，从而消除了电压微变或移位。进一步说，由于采用单一供电干线(+7.6V)经一个分压器为集成电路U1和比较器输入端供电，所以，在单一电源中的负载变异被有益地跟踪，而且是极大地消除了错误的偏转调制。当采用多个电源干线时，例如，当一齐纳二极管基准或电阻性分压器被耦合到+12伏或+26伏电源干线以产生比较器直流基准时，这种由于采用一个共同内部生成的电压基准的良好跟踪则消失。因此，本发明将集成电路U1基准电压用作比较器U2的转换基准电位，从而确保了发生在集成电路之间的基准电压或绝对值信号幅度的变化将被比较器U2转换点所跟踪。此外，采用单一电压供电，避免了不同的电源加载引起寄生偏转调制的可能性。
Claims (20)
1.一种偏转装置，包括：
一个偏转放大器(Q2)；
一个偏转波形调制电路(400)，耦合到所说的偏转放大器(Q2)；
一个数字-模拟转换器(16)，用以产生调制信号(E-W)；
其特征在于：
装置(12)，用于产生一基准信号耦合到所说的数字-模拟转换器(16)，从而使所说的调制信号(E-W)根据所说的基准信号的变化使信号变化；
一个比较器(U2)，具有两个输入端，所说的数字-模拟转换器(16)被耦到该两个输入端之一，且所说的基准信号被耦合到该输入端之一，从而使在所说比较器(U2)输入端上生成的信号根据所说的基准信号的所说的改变而彼此相互跟踪，所说的比较器(U2)具有一个输出端，并被耦合到用于波形调制的所说偏转波形调制电路(400)上。
2.如权利要求1的装置，其特征在于：所说的基准信号是经过一分压器(R12，R13)而耦合到所说的比较器(U2)上的。
3.如权利要求1的装置，其特征在于：所说的调制信号(E-W)包括一个垂直速率的抛物信号。
4.如权利要求1的装置，其特征在于：所说的调制信号(E-W)包括一个用于确定所说偏转波形调制的幅度的直流分量。
5.如权利要求3的装置，其特征在于：所说的调制信号(E-W)还包括一个用于确定所说偏转波形调制的幅度的直流分量。
6.如权利要求4的装置，其特征在于：所说的直流分量根据所说的基准信号而改变。
7.如权利要求1的装置，其特征在于：所说的调制信号(E-W)被直接耦合到所说比较器(U2)输入端之一，并且所说的比较器的输出端被直接地耦合到所说的偏转波形调制电路(400)上，以使所说调制信号(E-W)的直流分量确立所说偏转波形的幅度。
8.如权利要求1的装置，其特征在于：所说的数字-模拟转换器(16)和所说的用于产生基准信号的装置(12)是在集成电路(U1)的内部集成的。
9.如权利要求1的装置，其特征在于：所说的比较器(U2)的一个输入端被进一步耦合到一个水平速率的斜坡信号，所说的调制信号和所说的斜坡信号的一个暂态幅值随着所说的基准信号而改变，以便在所说的输出端响应所说的调制信号而产生出一个具有固定水平速率和脉冲宽度的脉冲宽度已调制的信号。
10.如权利要求1的装置，其特征在于：所说的数字-模拟转换器(16)是根据一个经数据总线耦合的数据码字而被控制的。
11.如权利要求1的装置，其特征在于：所说的数字-模拟转换器(16)是根据来自一存储器(13)而耦合的所说数据码字而被控制的。
12.如权利要求11的装置，其特征在于：所说的数字-模拟转换器(16)是根据从一存储器(13)而耦合的一个数据码字而被控制的，所说的存储器被耦合到一数据总线上。
13.如权利要求1的装置，其特征在于：所说的偏转波形调制电路(400)包括一个二极管调制器。
14.一种偏转装置，包括：
一个偏转放大器(Q2)；
一个偏转波形调制电路(400)，耦合到所说的偏转放大器(Q2)；
一个偏转波形校正信号的信号源(U1)，其中所说的信号在电平上是根据一个数据码字由一个数字-模拟转换器(16)所控制的；
其特征在于：
用于产生一基准电位的装置(12)，被耦合到所说的数字-模拟转换器(16)，用于产生所说的偏转校正信号(E-W)，其中基准电位的变化是由所说偏转波形校正信号(E-W)的相应变化所跟踪的；和，
一个比较器(U2)，具有两个输入端，一个输入端被耦合到所说的偏转校正信号(E-W)上，而一个输入端被耦合到所说的基准电位上，所说的偏转校正信号(E-W)和所说的基准电位相互跟踪，以使得一比较器输出响应于所述两个输入信号之间的差，所说的比较器的输出被耦合到用于波形调制的所说偏转波形调制电路(400)上。
15.如权利要求14的装置，其特征在于：所说的偏转波形校正信号的信号源(U1)是一个集成电路。
16.如权利要求15的装置，其特征在于：所说的集成电路(U1)可控地耦合在一数据总线上。
17.如权利要求14的装置，其特征在于：所说的基准电位发生装置(12)是结合在所说的信号源之中的。
18.如权利要求14的装置，其特征在于：所说的偏转波形校正信号(E-W)包括一个用于枕形失真校正的抛物波形状的垂直速率信号和一个用于水平偏转宽度控制的直流分量。
19.如权利要求14的装置，其特征在于：所说的基准电位经一个电位分压器(R12，R13)被耦合到所说的比较器输入端之一上。
20.如权利要求14的装置，其特征在于：所说的数字-模拟转换器(16)是响应来自一存贮器(13)的一数据码字而被控制的。
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