CN1085033A - 偏转波形校正电路 - Google Patents

Abstract

一种偏转装置，包括一个偏转放大器(Q2)，该放 大器与诸如二极管调制器之类的偏转波形调制电路 (400)耦合。还包括一个信号源(U1)，用以产生一个 调制信号。该调制信号(E-W，东-西信号)包含扫描 周期的第一部分和第二部分相等的对称的周期性交 流分量。一个反馈放大器(U2，Q1)相对于回扫周期 的第二部分改变扫描周期的第一部分的幅值，从而使 交流分量不对称。不对称的交流分量则耦合到偏转 波形调制电路，用以对偏转波形进行调制。

Description

本发明涉阴极射线管偏转幅度控制的领域，例如总线受控的集成电路所产生的偏转信号的东-西（E-W）波形校正。

兼含模拟和数字电视信号处理的单片集成电路的开发利用大大减少了接收机部件的数目，大大提高了可靠性和大幅度降低了制造成本。这类集成电路往往采用同步分离电路来锁定产生行频和场频偏转信号的基准振荡器。为了便于用最少的电路板电位计控制该I.C.（集成电路）的功能元件，而且为I.C.的插脚减少到最小数目，集成电路可以通过数据总线来控制。汤姆逊逻辑规约是数据总线系统的一个例子，该系统有三条控制线，分别为数据、时种、和启动控制线。I.C.通常装有一些寄存器，储存着对应于调整值、校正值或使用值所确定的特定参数值的数字值。该储存的数字数据由数/模转换器转换成模拟值。该模拟值从I.C.提出之后用来控制外线路中的特定参数。

为减少I.C.插脚的数目，某些波形和控制信号可以在公用的I.C.插脚上输出。举例说，水平枕形畸变校正波形（即场频抛物线）可与确定水平宽度的直流电压一起输出。因此两个电路控制功能元件采用单个I.C.插脚。这里选用水平枕形和水平宽度控制参数较好，因为这两个参数可以用普通的偏转电路结构（例如脉宽调制器与枕形二极管调制器相连接）来控制。这样就可以把场频抛物线叠加到确定水平宽度的直流电压上。然而这种复合控制信号须要把直流耦合到电路控制点上。此外，某些偏转线圈或管组件可能要求对控制信号的幅度进行控制，因为该幅度往往会超过多功能I.C.输出电压摆动的允许范围。因此I.C.内有限制两个控制信号最大幅值比的限制线路。按照数字控制范围（即控制数据的位元数目）和由此而来的对控制值存储器的尺寸要求，I.C.内还要有一些另外的限制线路。

偏转装置通常有一个水平偏转放大器和一个垂直偏转放大器，用以在电子束偏转的各正程和回程扫描过程中在各偏转线圈中产生偏转电流，从而形成了有不对称枕形畸变的扫描光栅。该水平偏转放大器与一个偏转波形调制电路相连接。使产生一个周期性对称的交流调制信号的一个信号发生源与这样的一个装置相连接：该装置可使在各垂直扫描周期第一部分期间的交流信号的幅值相对于在各垂直扫描周期第二部分期间的交流信号的幅值进行有区别地交替变化，从而产生一个幅值交替变化的交流信号。该幅值交替变化的交流信号加到波形调制电路，以形成所述光栅，在这种情况下，不对称的枕形畸变通常即可得到校正。

附图中：

图1是采用本说明书所述的本发明各种波形校正方案的水平偏转电路的电路图;

图2A示出了畸变光栅的校正过程;

图2B示出了不对称畸变的光栅;

图2C示出了对不对称畸变光栅的对称校正。

图3A示出了A点处的抛物线分量;

图3E示出了没有网络300时在E点处的抛物线分量;

图3F示出了在E点处因网络300而不对称的抛物线分量;

图4示出了另一个对不对称抛物线波形整形的实施例;

图5示出了图4中网络300产生的效果。

图1示出了在采用集成电路U1的基础上的水平偏转电路。该电路含有多个模拟和数字的电视电路的功能元件。集成电路U1产生行频信号Hd，该信号经一个激励级加到水平输出晶体管Q2上。晶体管Q2与输出变压器T1连接。变压器T1的初级绕组引出一个抽头去激励偏转绕组Ly。输出变压器T1有两个次级绕组W1和W2，绕组W1产生峰值约30伏的回扫脉冲，绕组W2接超高压电源发生器（图中未示出）。东-西或枕形偏转波形校正由二极管调制器400进行。二极管调制器接偏转绕组Ly，且使通过该绕组的电流以抛物线方式按场频有效地变化。晶体管Q1起饱和开关的作用，与二极管调制器相连接，且对电压比较器U2所产生的行频宽度可变的脉冲作出响应。比较器U2的输入端将场频抛物线分量和来自集成电路U1的直流分量，连同来自变压器T1绕组W1的集成水平回扫脉冲一起加起来。将此复合波形与加到第二比较器输入端的基准电位相比较，从而得出比较器的宽度随场频抛物线变化的行频输出信号。

集成电路U1由微计算机系统（图中未示出）通过三条输入线（即串行数据、时钟脉冲和启动信号）控制。其串行数据应用汤姆逊逻辑规约。集成电路U1，含有振荡器OSC20，以32倍行频工作。此振荡器被锁相（图1中未示出）为来自所选定的视频源的水平同步信号，即来自射频调制源的基带视频输入或经解调的同步信号。递减计数电路CD19既产生行频波形也产生场频波形。行频信号Hd从IC    U1经电阻器R16耦合到水平激励级11。水平激励器接水平输出晶体管Q2的基极。晶体管Q2的发射极接地，集电极经输出变压器T1耦合到B+电源。变压器T1的初级绕组有一个抽头供激励水平偏转线圈Ly之用。变压器T1的次级绕组W1产生大约30伏的回扫脉冲22，该脉冲经电阻器R8耦合到在比较器U2输入端处的一个加法网络上。变压器绕组W2接图中未示出的超高压阳极电源。水平偏转线圈Ly与“S”校正电容器Cs及线性校正电感器Llin串联连接。

枕形或东-西偏转校正作用由二极管调制器400产生。此二极管调制器由二极管D3和D4彼此串联再分别与串联的电容器C9和C10并联构成。二极管D4的负极接晶体管Q2的集电极。二极管D4的正极接二极管D3的负极，两者的接点接线性电感器Llin。二极管D3的负极与电容器C9、C10的接点经电感器L2与电感器L1、电容器C8的接点连接。电感器L2由阻尼电阻器R15桥接。电容器C8将行频脉冲电流与地分隔开，并根据水平脉冲的抛物线宽度调制产生场频抛物线波形电压。

晶体管Q1的集电极经串联连接的电阻器R18和电容器C7耦合接地。这个网络也叫做“缓冲器”，起缓和由于电感器L1在晶体管Q1中的电流突然停止流动时所产生的感应切换过渡过程的作用。电阻器R18和电容器C7的时间常数选取成可以延缓晶体管Q1截止时集电极电压的上升速度。二极管D2的正极接晶体管Q1的集电极，负极接电压源。因此二极管D2通常由26伏电源反向偏置。但当晶体管Q1截止时，电感器L1产生的正瞬时电压使二极管D2导通，阻止了过渡过程，并将感应电流引入26伏电源中。因此二极管D2和电容器C7与电阻器R18形成的“缓冲器”网络可防止晶体管Q1功耗过量和失灵。电容器C11和C12将高频旁路，以防止由于晶体管Q1开关而产生的射频谐波。晶体管Q1的集电极也经电阻器R10耦合，以便给电压比较器U2的非倒相输入端处的求和点提供负反馈。

电压比较器U2的倒相或负输入端以耦合到产生正基准电位的分压器100为宜。耦合到电压比较器U2的倒相输入端的基准电位是通过对IC    U1内的7.6伏的基准调节器进行电位分配获得的。该基准电压可在接在IC与12伏电源之间的降压电阻器R16上获得。7.6伏基准电压耦合到由电阻器R11和R12串联连接、电阻器R12接地形成的分压器上。这两个电阻器的连接点有约3.75伏的电位，由电容器C6将该电位与地隔离。两个电阻器的连接点也经串联电阻器R13耦合到比较器U2的倒相输入端上。

比较器U2的正输入端接网络200。网络200连同经电阻器R10来的负反馈一起，加上场频抛物线波形及直流分量，经电阻器R2、R3和电容器C1，与行频斜坡耦合。水平斜坡是通过汇集从变压器T1的绕组W1经电阻器R8耦合的回扫脉冲在电容器C4两端形成的。简单说，求和的结果是叠加到场频抛物线上的水平斜坡。当加到非倒相输入端的波形总和小于加到比较器U2的倒相输入端上的基准电位时，则比较器的输出端仍处在接近地电位的状态。因此比较器的输出线路吸收经电阻器R14的来自26伏电源的电流，维持晶体管Q1处于不导通状态。当波形之和超过在比较器U2的负输入端调定的基准电压时，输出端就从地电位转换过来，使电流可以通过电阻器R14提供给晶体管Q1的基极，使晶体管Q1导通。

垂直抛物线的直流分量确定了抛物线的平均值，从而确定了平均水平偏转幅度或宽度。抛物线分量使集成水平回扫脉冲越过比较器的呈抛物线波形的开关阈值移动。因此比较器的输出含有宽度随垂直抛物线变化的行频脉冲。在晶体管Q1的集电极处的抛物线波形分量经过合成，由电感器L1和电容器C8进行低通滤波，经电感器L2给二极管调制器400提供枕形校正电流。

晶体管Q1的集电极经电感器L1和行频去耦电容器C8耦合到电阻器R10，在波形求和点处提供负反馈。比较器U2是在D类方式下工作的开关放大器。在低频下，例如，在抛物线信号频率下，电阻器R10至比较器U2的非倒相输入端形成了一个负反馈环路。比较器U2也可以制成A类线性放大器，用它来激励一个线性二极管调制器。本发明的由电阻器R302和电容器C302串联形成的网络与电阻器R10并联连接，在求和点D处提供了频率有选择性的反馈。

集成电路U1如图1中所示是通过数据总线控制的。数据总线含有三种信号：数据信号D，时钟信号CLK和启动信号ENB。在装配接收机的过程中，用图中未示出的微处理器控制器调节各种参数，再将调整值作为数字数据经数据总线传送到ICU1。数字数据由寄存器R接收并储存在其中。举例说，东-西抛物线信号的放大值由储存在寄存器14中的3个数据位确定。直流宽度信号由例如储存在寄存器13中的4个数据位确定。场频抛物线信号由抛物线发生器17利用递减计数电路（C.D.）19所产生的信号VERT产生。来自该递减计数电路的垂直信号VERT也用来产生锯齿波信号（SAW）21。抛物线信号的幅值根据储存在寄存器14中的控制数据字符的值来控制。来自存储寄存器14的数据字符加到数/换（D/A）转换器15上，该转换器构成R-2R阶梯的形式，由它控制抛物线（PRAB）的幅值。抛物线信号耦合到求和放大器18上。水平偏转宽度由加到脉宽调制器U2上的直流电压决定。此直流电压是在ICU1内由数/模转换器16产生的，该转换器也构成R-2R阶梯的形式。确定宽度的直流是由转换器16根据来自寄存器13的4位控制数据产生的，其值可以是16个可能的直流值中的一个值。转换器15和16由ICU1内的7.6伏基准调节器12供电。该调压器是以内带间隙电压基准作为基准值的，且制成使其可利用接到12伏电源上的一个外部降压电阻器R16。于是7.6伏基准调节器12中发生的任何变化对确定数/模转换器和由此产生的校正信号的幅值来说都是共同的。求和方框18将抛物线信号和直流宽度电压合起来，然后作为东-西校正信号加以输出。因此，为保留东-西校正信号的直流分量，水平宽度控制点（即比较器U2）处须作直流耦合。

我们总希望ICU1能用在有不同屏幕大小、不同屏幕表面几何形状和不同偏转系统组件的一系列电视接收机产品中。要达到这样的通用性，需要对许多与偏转有关的参数有更大的控制范围。显然，IC可以设计成使其有较宽的控制范围，但这样做就要扩大IC模具的面积或尺寸，增加IC的功耗，并提高了在确定各项参数时数据存储的要求。因此，通过利用集成电路U1外面的线路，可以提供与一系列电视接收机产品相适应的偏转参数。

图1示出了有31英寸阴极射线管的彩色电视接收机中采用的一些元件值，这些元件值用以确定枕形校正控制范围的中心和水平宽度控制的中心，并提供与控制值的数字化一致的控制范围，即各数据位变化的绝对电压级。确定东-西校正信号直流分量的水平宽度幅度由4数据位控制，即电压值可以是16个可能值中的一个值。在ICU1内，4数据位耦合到产生确定宽度的直流电压的数/模转换器。该数/模转换器取R-2R阶梯结构。抛物线分量的幅值由3数据位控制，与直流分量混合之后从ICU1提取。最大校正信号幅值由ICU1内的7.6伏调节器确定。可以设想出既需要直流分量的最大值也需要抛物线分量最大值的校正信号的情况，但其合起来的电压摆动的幅度要受内部调节器调定的供电电压的限制。某些偏转元件的组合可能需要使直流电压或对应于单个控制数据位的波形幅值的绝对变化改变得足以提高或降低控制作用的工作灵敏度。举例说，由4数据位控制的直流分量可能会表现出这样的分散度，这时就不能达到所要求的直流电压（水平宽度），因为单个数据位变化时会使直流超出所要求的确定值外。因调定而产生的直流分量和垂直抛物线波形经混合之后，彼此具有一定的幅值比。于是可从ICU1提出混合信号。为在一系列电视产品中按要求利用集成电路U1，采用了本发明的能使东-西校正信号的交流和直流分量产生不同衰减的有源交流/直流衰减器200。

东-西信号直接经串联电阻器R1、R3和求和点电阻器R200、R201与R10的并联组合件构成的直流分压器耦合到求和点D上。该分压器使信号的直流分量衰减大约40%。经直接耦合通路得到馈电的交流分量由于串联连接到晶体管Q200的发射极的交流耦合通路而衰减得更严重。晶体管Q200的发射极阻抗与电阻器R202及电容器C100串联连接，有效地将经直流分压器耦合的交流分量旁路掉。

东-西信号还耦合到射极跟随器晶体管Q200的基极上。射极跟随器Q200的集电极接+7.6伏基准电源，发射极经电阻器R102接地。射极跟随器Q200的发射极端子经串联的电阻器R202和电容器C100交流耦合到求和点。射极跟随器Q200的输出阻抗和电阻器R202形成了带求和点电阻器的衰减器。该衰减器使交流耦合的东-西抛物线波形衰减5%左右。

抛物线和直流分量的幅值比也可通过放大加以改变。在两分量中的一个或两者的通路中可以装一个放大器，使幅值比按要求变化。

按不同程度衰减的各分量在求和点处混合，于是得出60%幅值的直流分量和95%幅值的抛物线分量。这样，本发明的有源电路200就使原东-西信号各分量的幅值不同。如果以比值表示的话，假设例如原东-西信号各分量的比值为1∶1，则有源电路200将该比值改变为1.58∶1。这样，直流分量控制级的幅度大约减了一半，有效地降低了4位控制信号的分散度。然而，抛物线分量控制级的幅度实质上不变，基本上由ICU1内的D/A    15确定。

新的几何形状的管面的采用（例如更扁平的显象管）带来了枕形畸变，这可用经修正的抛物线信号加以校正。经修正的抛物线由本发明图1的有源电路250产生。电路250能动地根据抛物线波形改变着交流耦合通路中的衰减情况。前面说过，晶体管Q200发射极处的东-西信号还经串联连接的电阻器R251和电容器C251接到晶体管Q250的基极上。晶体管Q250的发射极接地，集电极则经电阻器R252接到晶体管Q251的基极上。晶体管Q250的基极还接电阻器R253和接地的电容器C252的连接点。电容器C252提供一相位延迟以补偿电阻器R253和电容器C252串联通路中的相移。电阻器R253接到串联连接的电阻器R252与硅二极管D250的正极的连接点。电阻器R252接+7.6伏的基准电源，由该电源正向偏置二极管D250并提供通地电流。电阻器R253将二极管D250两端的电压耦合到晶体管Q250基极处的B点。B点处的正电压使抛物线信号的正的中心部分（经串联连接的电阻器R251和电容器C251耦合）将晶体管Q250导通。抛物线使晶体管Q250导通的实际部分由电阻器R251和R253决定。晶体管Q250导通时，基极电流经电阻器R252提供给PNP晶体管Q251，于是Q251导通。电阻器R252的阻值应选择得使晶体管Q251能平稳导通，从而避免在经修正的抛物线波形中出现严重的不连续情况。晶体管Q251导通时，电阻器R254与电阻器R202并联连接，有效地将由此产生的衰减消除掉。这样，电阻器R254有效地将电阻器R202旁路掉，从而使抛物线分量的幅值在抛物线中心部分期间大幅度增加。

某些偏转系统/射线管的组合可以阻止扫描光栅的垂直梯形畸变，例如，所显示的水平线长度在显示器的顶部与底部之间的逐步变化。此外还可能存在其它几何畸变，例如，由其它偏转线路引起的电源负荷的变化可能会影响水平偏转幅度，从而使水平枕形畸变在垂直方向上不对称。校正信号的垂直定位或定相可能需要调整，以便使校正作用处在显示表面的中心。

图2示出了阴极射线管CRT，连同其水平和垂直偏转线圈。水平线圈HC耦合到水平偏转放大器上，该放大器又耦合到一个偏转波形调制器上。垂直偏转线圈VC耦合到垂直偏转放大器上。各偏转放大器在各自的线圈中产生电流，从而在阴极射线管的显示表面S上产生扫描光栅。图2A示出了扫描在表面S上的畸变光栅D，由场频抛物线P对该光栅D进行校正性的偏转幅度调制。场频抛物线校正的结果产生一个经校正的通常呈矩形的光栅R。畸变的光栅D相对于光栅的垂直中心对称畸变。对称的校正调制信号，例如场频抛物线P，起校正对称偏转宽度的作用，从而产生矩形光栅R。但几种误差组合在一起会结合起来，从而产生垂直不对称的枕形畸变的光栅，例如由图2B中所示的那样。从图2B中的不对称枕形畸变可以看到垂直扫描的第一部分，在该部分，畸变和垂直扫描的第二部分不同。用图2A的对称抛物线P进行偏转幅度校正会在光栅顶部产生过校正△L，如图2C所示。因此需要有一个对称的校正信号，这个信号必须在校正信号的第一和第二部分提供不同的校正量。

本发明的电路300很好地校正了水平偏转畸变的这种不对称变化。与反馈电阻器R10并联耦合的电阻器R302与电容器C302的串联组合线路形成频率选择性网络。电阻器R302及电容器C302与反馈电阻器R10并联连接产生随频率的增加而增加的负反馈。图3A画出了图1A点处的抛物线波形。此信号经放大并由晶体管Q2倒相。图3E示出了没有选择性反馈时图1E点处的信号。电阻器R302和电容器C302所产生的选择性反馈使电容器C8所产生的抛物线信号分量产生相移或相位延迟。选择性反馈所产生的延迟用“d”表示，它表示出图3A、3E和图3F的波形之间的时差。此外，与频率有关的反馈有选择地修正了抛物线尖（cusp），这相当于光栅的顶部。此不对称的形状如图3F中的G处所示，它可以解释成是与频率有关的反馈结果，由此引起对校正抛物线的较高频率分量产生了不同的相移或时延。因此，由于采用了选择性反馈，有利地使抛物线校正信号不对称。

图1中，晶体管射极随器Q301的基极端耦合到ICU1所产生的场频锯齿波信号上。发射极端经电容器C301交流耦合到求和电阻器R200和R201上。这样，晶体管Q301的发射极处的锯齿波信号的电位被电阻器R201和串联连接的电阻器R200及电阻器R10、R3组成的并联网络所划分。垂直锯齿波加到D点处的复合信号上，且可以认为对垂直抛物线信号起垂直倾斜作用。这种倾斜作用使水平显示线在整个有垂直锯齿波期间逐渐加长或缩短。

图4示出了用不对称校正电路300很好地校正了在垂直方向上变化着的水平偏转畸变的一个实施例。电容器C92和电阻器R94形成了经电阻器R92和电容器C91耦合的行频分量的低阻抗接地通路。电容器C93将东-西信号的抛物线分量从电阻器R91和电容器C92的连接处交流耦合到二极管D1的正极及电阻器R97和R96的连接点上。电阻器R97和R96形成了一个分压器，其中R97接26伏电源，而R96接地。电阻器R97和R96的连接点给二极管D1的正极提供正偏压，但这个电压不足以使二极管D1导通。二极管D1的负极经电阻器R95接地。当交流耦合的抛物线波形加上电阻器R97和R96所提供的正偏压，其幅值超过二极管D1的导通电压时，电阻器R91和R95就形成一个分压器。二极管D1导通时，经电阻器R91从ICU1提取的附加交流抛物线信号电流使A点处波形的幅值减小。二极管D1导通时，电阻器R95决定了所带来的衰减的程度。

电容器C93和电阻器R96以及加到二极管D1正极的正偏压所形成的交流耦合，其时间常数“tc”会使抛物线波形的成形不对称。时间常数“tc”比抛物线的周期短，约为1/3，这使抛物线在二极管D1的正极处处于部分偏差状态。抛物线给电容器C93充电时，正偏差信号加到正偏压上，而当幅值足够大时，将使二极管D1导通。在抛物线的峰值处，微商改变了极性，于是电流从电容器C93上放出，由于二极管D1不能反向导通，因而该放电电流是由偏压电路R96和R97提供的。因此，在偏压电流给电容器充电的情况下，二极管D1在高于使二极管导通的抛物线电压下停止导通。这样，二极管D1和电阻器D95所产生的衰减会使抛物线校正波形不对称。图5A画出了在输出端A点处的东-西场频抛物线波形。图5B画出了在该端B点处的东-西场频抛物线波形。在时间纵坐标T1处可以清楚看到A和B上的波形的各上升边之间的差别。在时间纵坐标T2处，A和B上的波形幅值非常接近。

Claims (15)

1、一种偏转装置，包括：

水平偏转放大器(501)和垂直偏转放大器(502)，用以为在电子束偏转时的相应的扫描和回扫期间在各自的偏转线圈(HC，VC)中产生偏转电流，从而形成有不对称枕形畸变的扫描光栅；

偏转波形调制电路(500)，与所述水平偏转放大器耦合；

调制信号发生源(U1)，用以产生呈周期性对称交流信号形式的调制信号；其特征在于该偏转装置还包括：

调幅装置(300)，与上述信号源耦合，用以相对于各垂直扫描周期的第二部分期间的所述交流信号的幅值有区别地改变各垂直扫描周期的第一部分期间的所述交流信号的幅值，使之产生耦合到所述波形调制电路的幅值改变了的交流信号，以形成所述不对称的枕形畸变通常被校正了的所述光栅。

2、如权利要求1所述的偏转装置，其特征在于，所述交流信号包括场频抛物线信号。

3、如权利要求1所述的偏转装置，其特征在于，所述用以有区别地改变所述幅值的装置包括一个有一偏置二极管（D1）的交流耦合网络。

4、如权利要求3所述的偏转装置，其特征在于，所述交流耦合网络（300）使相对于在各垂直扫描周期的第二部分期间的所述交流信号幅值的在各垂直扫描周期的第一部分期间的所述交流信号的幅值衰减。

5、如权利要求4所述的偏转装置，其特征在于，所述交流耦合网络（300）还包括一个电阻分压器（R6，R7），该分压器与所述二极管（D1）耦合，以提供不足以使所述二极管（D1）正向偏置的偏压。

6、如权利要求5所述的偏转装置，其特征在于，所述二极管（D1）与一个电阻器（R5）串联耦合，所述电阻器决定所述交流耦合网络的所述衰减。

7、一种图象显示器的偏转装置，包括：

偏转放大器（Q2）;

偏转波形调制电路（400），耦合到所述偏转放大器（Q2）上;

对称交流调制信号源（U1）;其特征在于该偏转装置还包括：

第二放大器（U2，Q1），与所述信号源（U1）耦合，用以放大所述交流信号;该放大器（U2，Q1）有一个反馈网络（300），用以产生一个不对称的交流信号，该信号耦合到所述波形调制电路（400），以便对所述显示器中的不对称畸变进行校正。

8、如权利要求7所述的偏转装置，其特征在于，所述不对称交流信号在时间上相对于所述对称交流调制信号延迟。

9、如权利要求7所述的偏转装置，其特征在于，所述交流信号包括场频抛物线信号。

10、如权利要求9所述的偏转装置，其特征在于，所述反馈网络（300）耦合成使其产生负反馈。

11、如权利要求10所述的偏转装置，其特征在于，所述反馈网络（300）具有频率选择性转移特性。

12、如权利要求11所述的偏转装置，其特征在于，所述频率选择性转移特性使所述抛物线信号的尖端（cuspidal  ends）之间产生不对称。

13、如权利要求10所述的偏转装置，其特征在于，所述反馈网络（300）包括串联连接的电阻器（R302）和电容器（C302）组件，该组件与第二个电阻器（R10）并联连接。

14、如权利要求7所述的偏转装置，其特征在于，所述偏转波形调制电路（400）包括一个二极管调制电路。

15、如权利要求7所述的偏转装置，其特征在于，所述用以产生对称交流调制信号的信号源（U1）为一个集成电路。

Images