DE1462870C3

DE1462870C3 - Schaltungsanordnung für die Rasterablenkung in einem Fernsehempfänger

Info

Publication number: DE1462870C3
Application number: DE1462870A
Authority: DE
Inventors: Peter Johannes Hubertus Janssen; Wouter Smeulers
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1965-12-10
Filing date: 1966-12-06
Publication date: 1974-01-24
Also published as: FI44139B; NL6516061A; SE324172B; NO119242B; DE1462870A1; US3434004A; DE1462870B2; FR1514197A; ES334267A1; BE690910A; CH452002A; AT273251B; GB1172393A

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für die Rasterablenkung in einem Fernsehempfänger mit einer an einem. Treiberverstärker angeschlossenen Transistorendstufe, deren Ausgang direkt, d. h. ohne Zwischenschaltung eines Transformators, mit der Ablenkspule verbunden ist, wobei der Verstärker am Eingang von einem Steuergenerator mit einer sägezahnförmigen Spannung angesteuert wird und zwischen Eingang und Ausgang des Verstärkers eine Wechselstromgegenkopplung und über einen Tiefpaß eine Gleichstromgegenkopplung besteht.

Beim Einfangen der Rasterablenkung kann in der Amplitude des Steuersignals ein starker Gleichspannungssprung auftreten, der insbesondere bei Transistoren mit ihrer geringen Aussteuerungstoleranz eine Sperrung des Verstärkers bewirkt. Infolge von Trägheitswirkungen, z. B. durch aufgeladene Kapazitäten, dauert es dann gewisse Zeit, bis, insbesondere durch Ladungsausgleich, der normale Zustand wiedergewonnen wird. Auf dem Schirm der Bildröhre äußert sich das als plötzlicher Wegfall der Vertikalabtastung, die dann langsam wieder einsetzt; diese Erscheinung wird als »Pudding«-Effekt bezeichnet. Besonders störend zeigt sich das in modernen Fernsehempfängern, bei denen das Einfangen außer durch Direkt-Synchronisierung auch mit Hilfe eines Phasendiskriminators erfolgt. Aber auch bei plötzlichen sprung-, artigen Änderungen der Speisespannung kann diese Erscheinung auftreten.

Bei einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art wird dieser Nachteil vermieden, wenn gemäß der Erfindung zur Vermeidung von bei ■sprungartigen Strom- oder Spannungsänderungen auftretenden, mit einer Zeitkonstante behafteten Übersteuerungseffekten des Verstärkers die Tiefpaßgegenkopplung derart bemessen ist, daß bei einer Rasterfrequenz von 50 Hz für die Schwingungen in bezug auf einen maximalen Verstärkungspegel im Verstärker von etwa 120 Hz abwärts eine praktisch kontinuierliche Abschwächung auftritt, die bei 20 Hz etwa 3,5 db in bezug auf den Maximalpegel beträgt, und daß zum Ausgleich des Einflusses der Tiefpaßgegenkopplung auf die niedrigen Frequenzen das Eingangssignal einen parabelförmigen Anteil enthält.

Dabei werden durch die Gleichstromgegenkopplung und die geringere Verstärkung der tiefen Frequenzen beim Einfangen auftretende Sprünge des Gleichstromwertes des Ausgangssignals so weit abgeschwächt bzw. abgeflacht, daß eine Übersteuerung nicht mehr auftritt. Die dabei resultierende Beeinträchtigung der Verstärkung am unteren Ende des Nutzfrequenzbandes wird durch eine entsprechend stärkere Ansteuerung in diesem Bereich ausgeglichen, so daß der gewünschte Sägezahn-Ablenkstrom auftritt.

Der Vollständigkeit halber sei bemerkt, daß eine Transistor-Rasterablenkschaltung der eingangs erwähnten Art bekannt ist, bei der.zwischen Endstufe und Vorstufe verschiedene Rückkopplungs- und Ge-' genkopplungswege bestehen, über die insbesondere die Aufladung und Entladung eines Kondensators bewirkt wird, an dem eine etwa sägezahnförmige Spannung auftritt; dabei wird eine Zeitselektionswirkung erzielt derart, daß nur Impulse, die etwa zu der Zeit der erwarteten Raster-Synchronisierimpulse auftreten, den Rücklauf einleiten können. Zu davon stark abweichenden Zeitpunkten können beim Einfangen starke Amplitudenänderungen nicht entstehen, so daß auch keine wesentlichen Änderungen des Gleichstrommittelwertes und ein dadurch ausgelöster »Pudding«-Effekt auftreten können. Eine nach Art einer Gegenkopplung vorgesehene Gleich-

Stromverbindung enthält einen im Querzweig liegenden Kondensator, durch den die Sägezahnkomponenten ausgefiltert werden, so daß sich ein- Einfluß auf die Frequenz-Kennlinie nicht ergibt.

Bei einer besonderen Ausführungsform der Erfindung wird das eine Ende der Rasterablenkspule di-.rekt mit dem Ausgang der Endstufe verbunden; das andere Ende der Rasterablenkspule ist über einen Kondensator nach Erde geschaltet, und die Gleichstromgegenkopplung wird von diesem anderen Ende der Rasterablenkspule abgenommen. In der entnommenen Gegenkopplung treten dabei keine Rückschlagspitzen auf, die sich an der induktiven Belastung ausbilden; im Unterschied zu der vorerwähnten bekannten Schaltung kann somit der Rückschlag nicht auf den Gegenkopplungskreis einwirken.

Einige mögliche Ausführungsformen der Schaltungsanordnung nach der Erfindung werden an Hand der Zeichnung erläutert, in der

Fig. 1 die eigentliche Ausführungs'form der Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 eine erste mögliche Spannungsform zur Steuerung der betreffenden Endstufe,

F i g. 3 eine zweite Spannungsform des Steuersignals und

F i g. 4 eine Frequenzkennlinie der Endstufe nach F i g. 1 zeigt. -

In F i g. 1 stellt der Block 1 den Generator dar, der das erwünschte Steuersignal! für die Endstufe liefert. Das Steuersignal 2 ist in bekannter Weise als die Summe eines sägezahnförmigen und eines parabolischen Signals zusammengesetzt und kann unter anderem dadurch erzeugt werden, daß ein sägezahnförmiges Signal erzeugt, integriert und dann das durch die Integration erhaltene parabolische Signal zu dem ursprünglichen sägezahnförmigen Signal hinzugefügt wird. Dem Eingang 3 des Generators 1 werden Kippimpulse 4 zugeführt, welche z. B. die vertikalen Synchronisierimpulse sein können, die aus einem Fernsehsynchronisiersignal abgeleitet werden können.

Das Steuersignal 2 wird über einen Koppelkondensator 5 und einen Reihenwiderstand 6 der Basiselektrode eines als Treiberstufe wirksamen Transistors 7 zugeführt. Der Koppelkondensator 5 ist lediglich bei Wechselstromkopplung' notwendig. Bei Gleichstromkopplung kann der Kondensator 5 entbehrt werden. Der Widerstand 6 dient dazu, das meistens in Form einer Steuerspannung gelieferte Signal 2 in einen Strom umzuwandeln, da die üblichen Transistoren, wie der Transistor 7, mittels eines Stroms gesteuert werden müssen. Wäre dies nicht der Fall, z. B. wenn der Transistor 7 ein Feldeffekttransistor ist, so könnte auch der Widerstand 6 weggelassen werden.

Der Kollektorkreis des npn-Transistors 7 enthält drei Widerstände 8, 9 und 10, wobei parallel zum Widerstand 10 ein NTC-Widerstand 11, also ein Widerstand mit negativem -Temperaturkoeffizienten, geschaltet ist, um Temperaturschwankungen der Ausgangstransistören 12 und 13 auszugleichen. Die Steuerung der beiden Ausgangstransistoren wird durch das über den Widerständen 8 bis 11 erzeugte Signal ausgeführt. Außerdem' ist von den miteinander verbundenen Emittern der Transistoren 12 und 13 her ein Kondensator 15 zu dem Verbindungspunkt der Widerstände 8 und 9 zurückgeführt. Dieser Rückkoppelkondensator dient zur Verbesserung der Linearisierung des endgültig durch die Ablenkspule 16 fließenden Sägezahnstroms. Schließlich enthält der Kollektorkreis des Transistors 13 eine Diode 17. die durch einen Kondensator 18 überbrückt wird. Die Diode 17 dient dazu, während der vertikalen Rücklaufzeit das .freie Abklingen der Ablenkspule 16 zu ermöglichen. Der Kollektorkreis des Transistors 12 enthält noch einen Begrenzungswiderstand 19.
Aus F i g. 1 zeigt sich, daß die Transistoren 12 und

ίο 13 entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps sind. Der . Transistor 12 ist ein pnp- und der Transistor 13 ist ein npn-Transistor. Bekanntlich kann mittelsTransistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps leicht eine Reihengegentaktschaltung mit nur einem Ausgang aufgebaut werden, wobei ohne gesonderte Phasenumkehrstufe eine Steuerung mittels eines einzigen Treibertransistors möglich ist. Die Ablenkspule 16 muß in einer solchen Reihengegentaktschaltung mit einem Ausgang, d. h. mit dem Verbindungspunkt der

ao Transistoren 12 und 13 verbunden werden. In dem Beispiel nach F i g. 1 wird dieser einzige . Ausgang durch die miteinander verbundenen Emitter der Transistoren 12 und 13 gebildet. Es wird einleuchten, daß es auch möglich ist, die Transistoren derart zu schalten, daß ihre miteinander verbundenen Kollektorelektroden den einzigen Ausgang bilden.

Eine solche Gegentaktendstufe hat außer den Vorteilen auch einige Nachteile. Ein Nachteil besteht darin, daß die Steuerung kritisch ist, da es sich hier tatsächlich um eine B-Schaltung handelt, was bedeutet, daß ein Transistor ein Hälfte und der andere Transistor die andere Hälfte des Sägezahnsignals liefern soll. Der Idealzustand wäre somit, daß ein Transistor gesperrt wird, wenn der andere entsperrt wird, und umgekehrt. Eine solche Steuerungsmethode ist jedoch viel zu kritisch, da infolge der Toleranzen der Transistorkennlinien und der Alterungserscheinungen nicht unter allen Umständen sichergestellt werden kann, daß die Steuerungen der beiden Transistoren 12 und 13 sich genau aneinander anschließen. Es ist daher notwendig, die Steuerung derart zu wählen, daß der eine Transistor etwas früher entsperrt wird, als der andere gesperrt wird. Die Übergangsverhältnisse sind dabei weniger kritisch. Bei vollkommen äquivalenten Transistoren 12 und 13 würde die gleichzeitige Stromführung der beiden keine Schwierigkeiten bereiten. Da jedoch auf Grund der Toleranzen der Transistoren keine vollkommene Gleichwertigkeit in Betracht kommen kann, bringt eine gleichzeitige Stromführung der beiden Transistoren während der Übergangszeit mit sich, daß der Strom des einen Transistors höher sein kann als der des anderen, wodurch ein Übergangssprung in dem Sägezahnsignal auftritt. Um diesen Übergangssprung zu vermeiden, ist in der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 eine Laststrom-Gegenkopplung vorgesehen, die darin besteht, daß das von den Transistoren 12 und 13 abliegende Ende der Ablenkspule 16 über einen Kondensator 20 und einen Widerstand 21 mit Erde verbunden wird. Von dem V&rbindungspunkt des Kondensators 20 und des Widerstandes 21 führen die Widerstände 22 und 23 zu der Basis des Treibertransistors 7 zurück. Auf diese Weise wird die über dem Widerstand 21 erzeugte, dem Ablenkstrom proportionale Spannung als Gegenkopplungssignal auf den Eingang des Treibertransistors 7 zurückgeführt, wobei die Widerstände 22 und 23 die Spannung des

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Widerstandes 21 in den erwünschten Strom zum erreicht, die in F i g. 1 durch die Widerstände 28, 29 Steuern des Transistors 7 umwandeln. Aus Fig. 1 und 30 bewirkt wird. Das freie Ende des veränderzeigt sich, daß das Rückkopplungsnetzwerk 20, 21 baren Widerstandes 30 ist an eine negative Speiseein Hochpaßfilter ist, da bei zunehmenden Frequen- spannung angeschlossen. Der Kondensator 20, der zen der Kondensator 20 ste.ts mehr einen Kurzschluß 5 verhältnismäßig, groß ist, läßt die höheren Frequenbildct. Infolge dieses Netzwerkes 20, 21 ist somit die zen praktisch keine Spannung hervorrufen, sehr tiefe Gegenkopplung über die Widerstände 22, 23 für die Frequenzen und Gleichspannung aber wohl, so daß . höheren Frequenzen des Ablenkstromes stärker als diese stark gegengekoppelt werden. . für die niedrigen. Eine solche Gegenkopplung dient Für die Übertragung eines linearen sägezahnförbekanntlich dazu, um die Linearität des Raster- io migen Stromes durch die Ablenkspule 16 ist die ablenkstromcs sicherzustellen, wobei auch Nicht- Frequenzkennlinie 26, die bei der Soll-Frequenz von Linearitätcn der Kennlinien der Transistoren 12, 13 50 Hz noch keine Dämpfung zeigt, die erwünschte mit ausgeglichen werden. ■ Kennlinie. Für die Beseitigung des »Pudding«-Effek-Fig. I stellt, die Rasterablenkspule schematisch tes soll die Frequenzkennlinie jedoch die Form der in einem Induktivitätsteil 24 und einem Widerstands- 15 Kurve 27 haben. Durch eine Übertragungscharakteteil 25 dar. Bekanntlich hat jede Spule außer Selbst- ristik nach der Kennlinie 27 werden aber auch die induktions- auch Kupferverluste, die bei der Ab- niedrigen Frequenzen des Nutzsignals beeinflußt, so lenkspule 16 durch den Widerstand 25 dargestellt daß eine lineare Übertragung nicht mehr erzielt wird, weiden. Infolge der verhältnismäßig niedrigen Fre- Dies läßt sich aber dadurch ausgleichen, daß das t]iienz von etwa 50 bis 60 Hz des Rasterablenksignals 20 Steuersignal 2 außer einer sägezahnförmigen Kompohat der Widerstand 25 einen erheblich größeren Ein- nente in an sich bekannter Weise auch eine parabellluß auf den durchfließenden Strom als die Induk- förmige Komponente enthält, da ein solches Signal . tivität 24. die niedrigen Frequenzen mit höherer Amplitude ent-. Zur richtigen Bemessung der Gegenkopplung ist hält als ein Signal, das lediglich eine reine Sägezahnsomit das Anzapfimgsverhältnis des Widerstandes 25 25 form aufweist. Dadurch kann also für die Gesamtin bezug auf den Widerstand 21 wichtig, da die Übertragung des Nutzsignals der unerwünschte Ein-Summe der Widerstände 21 und 25- im wesentlichen fluß der Kennlinie 26 ausgeglichen werden und trotzden Strom durch die Ablenkspule 16 "bestimmt, und dem der erwünschte Sägezahnstrom durch die Abder Spannungsabfall über den Widerstand 21 bedingt " lenkspule 16 erhalten werden.

die erzeugte Gegenkopplungsspannung. Selbstver- 30 Eine Übertragungscharakteristik entsprechend der ständlich ist wieder die Wahl des Kondensators 20 Kennlinie 27, wie sie zur Verminderung des »Pudin bezug auf den Widerstand 21 von Bedeutung, da ding«-Effektes zweckmäßig ist, kann teilweise auch dieser bestimmt, welche Frequenzen noch das Hoch- durch eine Verkleinerung des Koppelkondensators 5 paßfilter 20. 21 passieren werden, wodurch die Fre- bewerkstelligt werden. Zwar wird infolge der sprungquenzlinie der Endstufe bedingt wird. Dies wird an 35 artigen Änderung eine Ladungsänderung am Kon-Hand der F i g. 4 näher erläutert. densator 5 auftreten; aber wenn dieser Kondensator Fig. 4 zeigt die Frequenzkennlinie der Endstufe klein ist, stellt das erforderliche Ladungsgleichgenacli F ig. 1. Sie ist für das Verhältnis der Ausgangs- wicht sich ziemlich schnell wieder ein. Die Frequenzspannung V₀ zur Eingangsspannung V₁ als Funktion kennlinie wird auch durch die Verkleinerung des der Frequenz / in Hz aufgetragen. Die Spannung V-_t 4° Kondensators 5 beeinflußt, da dieser Koppelkondenist der Spitze-Spitze-Wert des Eingangssignals (am sator gemeinsam mit den Widerständen 21, 22 und Ausgang des Steuergenerators 1). und die Ausgangs- 23 als ein Hochpaßfilter wirkt, so daß die niedrigen spannung V_n wird über die Spule 16 gemessen. In Frequenzen nicht passieren können. F i g. 4 zeigt die Kurve 26 die Frequenzkennlinie der Eine weitere Möglichkeit zum Erzielen der Fre-Anordnunc nach Fig. 1. wenn die Gegenkopplung 45 quenzkennlinie 27 besteht darin, daß in den Emitlediglich über das Netzwerk 20, 21 erfolgt, wobei die terkreis des Treibertransistors 7 die Parallelschaltung Werte des Kondensators 20 und des Widerstandes eines Widerstandes und eines großen Kondensators 21 derart gewählt sind, daß gerade ein linearer Säge- aufgenommen wird. Eine solche Gegenkopplungszahnstrom durch die Ablenkspule 16 fließt. Aus die- . schaltung ist theoretisch möglich, da für die hohen scr Frequenz-Kennlinie ist ersichtlich, daß sogar sehr 50 Frequenzen keine Gegenkopplung auftritt, wohl aber ¹ niedrige Frequenzen, wie 50 und 40 Hz, praktisch für die tiefen Frequenzen und Gleichstrom. In der noch nicht geschwächt werden. Praxis bringt dies jedoch Bedenken mit sich. Die in In einer derartigen Schaltung kann beim Einfan- der Emitterleitung parallel zum Kondensator liegen der Synchronisierung der Rasterablenkung in gende Impedanz ist nicht der parallel gelegte Widerder Amplitude des Steuersignals ein starker Sprung 55 stand, sondern vielmehr eine durch den Wert 1/5 beauftreten. Infolge der z. B. durch Umladung der Kon- stimmte Impedanz, wobei 5 die Steilheit des Transidensatoren \erursachten Trägheit in dem Gesamt- stors bezeichnet. Diese Impedanz 1/5 ist sehr klein kreis kann für eine gewisse Zeit eine starke Arbeits- infolge des hohen Wertes von 5 solcher Transistoren, Punktverschiebung und Sperrung eines Transistors so daß gewöhnlich lediglich die Impedanz 1/5 beauftreten, was zu dem eingangs erwähnten »Pud- 60 rücksichtigt werden soll. Daher muß für die hohen ding«-Effekt führt. . Frequenzen die Impedanz 1/wC im Vergleich zu dem Dies kann dadurch vermieden werden, daß die Wert 1/5 gering sein, da sonst auch für diese hohe sprunghafte Änderung des Eingangssignals auch ge- Frequenz noch Gegenkopplung eintritt. In der Praxis genkoppelnd wirksam gemacht wird, wodurch die ergibt sich als sehr schwierig, die vorerwähnten Be-Arbeitspunktverschiebung des Transistors 7 wesent- 65 dingungen zu erfüllen, so daß eine Gegenkopplung lieh vermindert und dieser nicht mehr gesperrt wird. mittelster Parallelschaltung eines Widerstandes und Nach der Erfindung wird dies durch Anbringung eines Kondensators in dem Emitterkreis des Transieiner zusätzlichen Gleichspannungs-Gegenkopplung stors 7 keine zufriedenstellenden Resultate erbringt.

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Die Gegenkopplung mittels des Netzwerkes 20, 21 sind, werden in der nachfolgenden Tabelle angefür den Wechselstromteil und mittels des Widerstan- geben:

des 28 für den Gleichstromteil ist somit zu bevor- Widerstand 6 5 6 kOhm

™? ·· Schaltungsanordnung nach Fig. 1 sind die 5 _Widerstand22 500 Ohm

Widerstände 29 und 30 vorgesehen. Mittels dieser widerstand 23 = Potentiometer ... 1 kOhm

Widerstände wird die Gleichstromeinstellung des Widerstandsteil der Ablenkspule 16

Transistors 7 bestimmt Durch Änderung des Wider- _{= widerstand 25} 7 Ohm

Standes 30 kann der Gleichstrom beliebig eingestellt widerstand 28 15 kOhm

werden. Beim Anbringen der Widerstände 29 und 30 io widerstand 29 100 kOhm

kann der Widerstand 28 kleiner gewählt werden un- widerstand 30 = Potentiometer '.'.'. 100 kOhm

ter Aufrechterhaltung der gleichen Voreinstellung Kondensator 5 80 uF

des Transistors 7. Ein kleinerer Widerstand 28 bringt Kondensator Ίο".'.'.'.'.'.'.'.'.'.'.'.'.'.'.'.'. 1000 ,JF
mit sich, daß die erwünschte Gegenkoppelwirkung

verbessert wird. 15 Obgleich vorstehend die Schaltungsanordnung stets

Aus vorstehendem wird einleuchten, daß die nied- an Hand des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 berigen Frequenzen in der Ausgangsstufe nach schrieben ist, in dem ein Treibertransistor 7 und eine Wunsch mehr geschwächt werden können, wenn Reihengegentaktschaltung mit einem einzigen Ausgleichzeitig sichergestellt wird, daß ein Übermaß an gang verwendet werden, kann das Prinzip der Erfinniedrigen Frequenzen im Steuersignal 2 durch hin- so dung selbstverständlich auch bei Schaltungsanordreichenden Zusatz der Parabelspannung vorhanden nungen anderer Art durchgeführt werden. Es ist z. B. ist. Aus den in den F i g. 2 und 3 angegebenen Kur- nicht notwendig, stets einen Treibertransistor 7 an- · ven ist ersichtlich, daß in dem Maße, wie mehr zuwenden, wenn der Generatori ein Steuersignal· Parabelspannung zugesetzt wird, also in dem Maße, hinreichender Größe liefern kann. Es'ist jedoch bei wie das Übermaß an niedrigen Frequenzen größer 25 einer Reihengegentaktschaltung mit zwei Transistoist, das Parabel-Minimum sich ferner in Richtung ren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps erwünscht, auf die Mitte des Sägezahn-Hinlaufes "verschiebt. In einen-Treibertransistor anzuwenden, da die Steuerdem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 liegt es z.B. signale für die beiden Transistoren direkt von einem bei ¹Zi T, wobei T die vertikale Hinlaufzeit bezeich- einzigen Transistor geliefert werden können. Grundnet. In F i g. 3 liegt das Minimum praktisch am An- 30 sätzlich ist es jedoch auch möglich, eine Gegentaktfang des Hinlaufes. stufe mit zwei Transistoren des gleichen Leitf ähig-

In einer bevorzugten Ausführungsform, in der die keitstyps herzustellen. Dabei wird mittels einer Pha-Ablenkspule 16 den Hals einer Fernsehelektronen- senumkehrstufe, z. B. eines Transformators, das von strahlröhre mit einem Schirmdurchmesser von 27 cm dem Generator 1 stammende Signal in zwei Steuer- und einem Ablenkwinkel von 90° umgibt, hatte die 35 signale für die zwei Ausgangstransistoren umgewanerwünschte Frequenzkennlinie den Verlauf der delt. Es ist ebensowenig notwendig, stets eine Gegen-Kurve27 in Fig. 4. Der maximale Pegel V₀ZV_{1 max} taktstufe anzuwenden; es kann auch durch einen gilt praktisch für den ganzen Bereich der höheren einzigen Transistor direkt der sägezahnförmige Strom Frequenzen. Von etwa 120 Hz ab neigt sich die durch die Ablenkspule 16 erzeugt werden. Dies kann Kennlinie praktisch kontinuierlich abwärts, so daß 40 in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 z.B. dain bezug auf den Maximalpegel bei 50 Hz eine Ab- durch bewerkstelligt werden, daß der Transistor 13 Schwächung von etwa 1 db und bei 20 Hz eine Ab- durch eine Drossel ersetzt wird. Dabei handelt es Schwächung von etwa 3,5 db auftritt. Bei einer sol- sich um eine sogenannte Drosselkopplung. Transistochen Frequenzkennlinie 27 muß das Minimum des ren aber sind gerade für die geschilderten Schaltungs-Steuersignals 2 praktisch am Anfang der vertikalen 45 anordnungen von besonderer Bedeutung, da deren Hinlaufzeit (s. Fig. 3) liegen, um das Defizit an nied- Innenimpedanz sich besonders gut zur direkten Anrigen Frequenzen auszugleichen. Die verschiedenen passung an die Rasterablenkspule eignet, ohne daß Widerstände und Kondensatoren, die bei dem vor- zur Anpassung der Impedanz Kopplung über einen hergehenden Ausführungsbeispiel von Bedeutung Transformator notwendig ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

■1. Schaltungsanordnung für die Rasterablenkung in einem Fernsehempfänger mit einer an einem Treiberverstärker angeschlossenen Transistorendstufe, deren Ausgang direkt, d. h. ohne Zwischenschaltung eines Transformators, mit der Ablenkspule verbunden ist, wobei der Verstärker am Eingang von einem Steuergenerator mit einer sägezahnförmigen Spannung angesteuert wird und zwischen Eingang und Ausgang des Verstärkers eine Wechselstromgegenkopplung und über einen Tiefpaß eine Gleichstromgegenkopplung besteht, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung von bei sprungartigen Stromoder Spannungsänderungen auftretenden, mit einer Zeitkonstante behafteten Übersteuerungseffekten des Verstärkers (7, 12, 13) die Tiefpaßgegenkopplung (16, 20, 28) derart bemessen ist, ao daß bei einer Rasterfrequenz von. 50 Hz für die Schwingungen in bezug auf einen maximalen Verstärkungspegel im Verstärker (7, 12, 13) von etwa 120 Hz abwärts eine praktisch kontinuierliche Abschwächung auftritt, die bei 20 Hz etwa 3,5 db in bezug auf- den Maximalpegel beträgt, und daß zum Ausgleich des Einflusses der Tiefpaßgegenkopplung (16, 20, 28) auf die ntedrigen Frequenzen das Eingangssignal (2) einen parabelförmigen Anteil enthält. .
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der zwischen dem Steuergenerator und dem Eingang des Verstärkers ein Koppelkondensator eingeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die gewünschte Abschwächung der niedrigen Frequenzen teilweise durch Verkleinerung des Koppelkondensators (5) bewirkt wird.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das eine Ende der Rasterablenkspule (16) direkt mit dem Ausgang der Endstufe (12, 13) verbunden ist, daß das andere Ende der Rasterablenkspule (16) über einen Kondensator (20) nach Erde geschaltet ist und daß die Gleichstromgegenkopplung von diesem anderen Ende der Rasterablenkspule (16) " abgenommen wird.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (20) über einen kleinen Widerstand (21) mit Erde verbunden ist und daß an dem Widerstand die Wechselstrom-Gegenkopplungsspannung abgenommen wird.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung der Gegenkopplung in dem Emitterkreis des Treiber-Verstärkers (7) die Parallelschaltung eines Widerstandes und eines großen Kondensators aufgenommen ist.