DE1462870B2 - Schaltungsanordnung fuer die rasterablenkung in einem fernsehempfaenger - Google Patents

Description

Stromverbindung enthält einen im Querzweig liegen- Linearisierung des endgültig durch die Ablenkspule den Kondensator, durch den die Sägezahnkomponen- 16 fließenden Sägezahnstroms. Schließlich enthält der ten ausgefiltert werden, so daß sich ein Einfluß auf Kollektorkreis des Transistors 13 eine Diode 17, die die Frequenz-Kennlinie nicht ergibt. durch einen Kondensator 18 überbrückt wird. Die

Bei einer besonderen Ausführungsform der Erfin- 5 Diode 17 dient dazu, während der vertikalen Rückdung wird das eine Ende der Rasterablenkspule di- laufzeit das freie Abklingen der Ablenkspule 16 zu rekt mit dem Ausgang der Endstufe verbunden; das ermöglichen. Der Kollektorkreis des Transistors 12 andere Ende der Rasterablenkspule ist über einen enthält noch einen Begrenzungswiderstand 19.
Kondensator nach Erde geschaltet, und die Gleich- Aus F i g. 1 zeigt sich, daß die Transistoren 12 und

Stromgegenkopplung wird von diesem anderen Ende io 13 entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps sind. Der der Rasterablenkspule abgenommen. In der entnom- Transistor 12 ist ein pnp- und der Transistor 13 ist menen Gegenkopplung treten dabei keine Rück- ein npn-Transistor. Bekanntlichkann mittelsTransistoschlagspitzen auf, die sich an der induktiven Be- ren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps leicht eine lastung ausbilden; im Unterschied zu der vorerwähn- Reihengegentaktschaltung mit nur einem Ausgang ten bekannten Schaltung kann somit der Rückschlag 15 aufgebaut werden, wobei ohne gesonderte Phasennicht auf den Gegenkopplungskreis einwirken. umkehrstufe eine Steuerung mittels eines einzigen

Einige mögliche Ausführungsformen der Schal- Treibertransistors möglich ist. Die Ablenkspule 16 tungsanordnung nach der Erfindung werden an Hand muß in einer solchen Reihengegentaktschaltung mit der Zeichnung erläutert, in der einem Ausgang, d. h. mit dem Verbindungspunkt der

F i g. 1 die eigentliche Ausführungsform der Schal- 20 Transistoren 12 und 13 verbunden werden. In dem tungsanordnung nach der Erfindung, Beispiel nach F i g. 1 wird dieser einzige Ausgang

Fig. 2 eine erste mögliche Spannungsform zur durch die miteinander verbundenen Emitter der Steuerung der betreffenden Endstufe, Transistoren 12 und 13 gebildet. Es wird einleuch-

F i g. 3 eine zweite Spannungsform des Steuer- ten, daß es auch möglich ist, die Transistoren derart signals und " 25 zu schalten, daß ihre miteinander verbundenen KoI-

F i g. 4 eine Frequenzkennlinie der· Endstufe nach lektorelektroden den einzigen Ausgang bilden.
Fig. 1 zeigt. " . Eine solche Gegentaktendstufe hat außer den Vor-

In F i g. 1 stellt der Block 1 den Generator dar, teilen auch einige Nachteile. Ein Nachteil besteht der das erwünschte Steuersignal 2 für die Endstufe darin, daß die Steuerung kritisch ist, da es sich hier liefert. Das Steuersignal 2 ist in bekannter Weise als 30 tatsächlich um eine B-Schaltung handelt, was bedeudie Summe eines sägezahnförmigen und eines para- tet, daß ein Transistor ein Hälfte und der andere bolischen Signals zusammengesetzt und kann unter Transistor die andere Hälfte des Sägezahnsignals anderem dadurch erzeugt werden, daß ein sägezahn- liefern soll. Der Idealzustand wäre somit, daß ein förmiges Signal erzeugt, integriert und dann das Transistor gesperrt wird, wenn der andere entsperrt durch die Integration erhaltene parabolische Signal 35 wird, und umgekehrt. Eine solche Steuerungsmethode zu dem ursprünglichen sägezahnförmigen Signal hin- ist jedoch viel zu kritisch, da infolge der Toleranzen zugefügt wird. Dem Eingang 3 des Generators 1 wer- der Transistorkennlinien und der Alterungserscheiden Kippimpulse 4 zugeführt, welche z. B. die verti- nungen nicht unter allen Umständen sichergestellt kalen Synchronisierimpulse sein können, die aus werden kann, daß die Steuerungen der beiden Traneinem Fernsehsynchronisiersignal abgeleitet werden 40 sistoren 12 und 13 sich genau aneinander anschliekönnen. ßen. Es ist daher notwendig, die Steuerung derart zu

Das Steuersignal 2 wird über einen Koppelkon- wählen, daß der eine Transistor etwas früher entdensator 5 und einen Reihenwiderstand 6 der Basis- sperrt wird, als der andere gesperrt wird. Die Überelektrode eines als Treiberstufe wirksamen Transi- gangsverhältnisse sind dabei weniger kritisch. Bei stors 7 zugeführt. Der Koppelkondensator 5 ist ledig- 45 vollkommen äquivalenten Transistoren 12 und 13 lieh bei Wechselstromkopplung notwendig. Bei würde die gleichzeitige Stromführung der beiden Gleichstromkopplung kann der Kondensator 5 ent- keine Schwierigkeiten bereiten. Da jedoch auf Grund behrt werden. Der Widerstand 6 dient dazu, das mei- der Toleranzen der Transistoren keine vollkomstens in Form einer Steuerspannung gelieferte Si- mene Gleichwertigkeit in Betracht kommen kann, gnal 2 in einen Strom umzuwandeln, da die üblichen 50 bringt eine gleichzeitige Stromführung der beiden Transistoren, wie der Transistor 7, mittels eines Transistoren während der Übergangszeit mit sich, Stroms gesteuert werden müssen. Wäre dies nicht der daß der Strom des einen Transistors höher sein Fall, z. B. wenn der Transistor 7 ein Feldeffekttransi- kann als der des anderen, wodurch ein Übergangsstor ist, so könnte auch der Widerstand 6 weggelas- sprang in dem Sägezahnsignal auftritt. Um diesen sen werden. 55 Ubergangssprung zu vermeiden, ist in der Schaltungs-

Der Kollektorkreis des npn-Transistors 7 enthält anordnung nach F i g. 1 eine Laststrom-Gegenkoppdrei Widerstände 8, 9 und 10, wobei parallel zum lung vorgesehen, die darin besteht, daß das von Widerstand 10 ein NTC-Widerstand 11, also ein den Transistoren 12 und 13 abliegende Ende Widerstand mit negativem Temperaturkoeffizienten, der Ablenkspule 16 über einen Kondensator 20 geschaltet ist, um Temperaturschwankungen der 60 und einen Widerstand 21 mit Erde verbunden Ausgangstransistoren 12 und 13 auszugleichen. Die wird. Von dem Verbindungspunkt des Konden-Steuerung der beiden Ausgangstransistoren wird sators 20 und des Widerstandes 21 führen die durch das über den Widerständen 8 bis 11 erzeugte Widerstände 22 und 23 zu der Basis des Treibertran-Signal ausgeführt. Außerdem ist von den miteinander sistors 7 zurück. Auf diese Weise wird die über dem verbundenen Emittern der Transistoren 12 und 13 S5 Widerstand 21 erzeugte, dem Ablenkstrom proporher ein Kondensator 15 zu dem Verbindungspunkt tionale Spannung als Gegenkopplungssignal auf den der Widerstände 8 und 9 zurückgeführt. Dieser Eingang des Treibertransistors 7 zurückgeführt, wo-Rückkoppelkondensator dient zur Verbesserung der bei die Widerstände 22 und 23 die Spannung des

Widerstandes 21 in den erwünschten Strom zum Steuern des Transistors 7 umwandeln. Aus F i g. 1 zeigt sich, daß das Rückkopplungsnetzwerk 20, 21 ein Hochpaßfilter ist, da bei zunehmenden Frequenzen der Kondensator 20 stets mehr einen Kurzschluß bildet. Infolge dieses Netzwerkes 20, 21 ist somit die Gegenkopplung über die Widerstände 22, 23 für die höheren Frequenzen des Ablenkstromes stärker als für die niedrigen. Eine solche Gegenkopplung dient bekanntlich dazu, um die Linearität des Rasterablenkstromes sicherzustellen, wobei auch Nicht-Linearitäten der Kennlinien der Transistoren 12, 13 mit ausgeglichen werden.

F i g. 1 stellt die Rasterablenkspule schematisch in einem Induktivitätsteil 24 und einem Widerstandsteil 25 dar. Bekanntlich hat jede Spule außer Selbstinduktions- auch Kupferverluste, die bei der Ablenkspule 16 durch den Widerstand 25 dargestellt werden. Infolge der verhältnismäßig niedrigen Frequenz von etwa 50 bis 60 Hz des Rasterablenksignals hat der Widerstand 25 einen erheblich größeren Einfluß auf den durchfließenden Strom als die Induktivität 24.

Zur richtigen Bemessung der Gegenkopplung ist somit das Anzapfungsverhältnis des Widerstandes 25 in bezug auf den Widerstand 21 wichtig, da die Summe der Widerstände 21 und 25 im wesentlichen den Strom durch die Ablenkspule 16 bestimmt, und der Spannungsabfall über den Widerstand 21 bedingt die erzeugte Gegenkopplungsspannung. Selbstverständlich ist wieder die Wahl des Kondensators 20 in bezug auf den Widerstand 21 von Bedeutung, da dieser bestimmt, welche Frequenzen noch das Hochpaßfilter 20, 21 passieren werden, wodurch die Frequenzlinie der Endstufe bedingt wird. Dies wird an Hand der F i g. 4 näher erläutert.

F i g. 4 zeigt die Frequenzkennlinie der Endstufe nach Fig. 1. Sie ist für das Verhältnis der Ausgangsspannung V₀ zur Eingangsspannung V₁ als Funktion der Frequenz / in Hz aufgetragen. Die Spannung F₁-ist der Spitze-Spitze-Wert des Eingangssignals (am Ausgang des Steuergenerators 1), und die Ausgangsspannung V₀ wird über die Spule 16 gemessen. In F i g. 4 zeigt die Kurve 26 die Frequenzkennlinie der Anordnung nach Fig. 1, wenn die Gegenkopplung lediglich über das Netzwerk 20, 21 erfolgt, wobei die Werte des Kondensators 20 und des Widerstandes 21 derart gewählt sind, daß gerade ein linearer Sägezahnstrom durch die Ablenkspule 16 fließt. Aus dieser Frequenz-Kennlinie ist ersichtlich, daß sogar sehr niedrige Frequenzen, wie 50 und 40 Hz, praktisch noch nicht geschwächt werden.

In einer derartigen Schaltung kann beim Einfangen der Synchronisierung der Rasterablenkung in der Amplitude des Steuersignals ein starker Sprung auftreten. Infolge der z. B. durch Umladung der Kondensatoren verursachten Trägheit in dem Gesamtkreis kann für eine gewisse Zeit eine starke Arbeitspunktverschiebung und Sperrung eines Transistors auftreten, was zu dem eingangs erwähnten »Pudding«-Effekt führt.

Dies kann dadurch vermieden werden, daß die sprunghafte Änderung des Eingangssignals auch gegenkoppelnd wirksam gemacht wird, wodurch die Arbeitspunktverschiebung des Transistors 7 wesentlich vermindert und dieser nicht mehr gesperrt wird. Nach der Erfindung wird dies durch Anbringung einer zusätzlichen Gleichspannungs-Gegenkopplung erreicht, die in F i g. 1 durch die Widerstände 28, 29 und 30 bewirkt wird. Das freie Ende des veränderbaren Widerstandes 30 ist an eine negative Speisespannung angeschlossen. Der Kondensator 20, der verhältnismäßig groß ist, läßt die höheren Frequen- ' zen praktisch keine Spannung hervorrufen, sehr tiefe Frequenzen und Gleichspannung aber wohl, so daß diese stark gegengekoppelt werden.

Für die Übertragung eines linearen sägezahnförmigen Stromes durch die Ablenkspule 16 ist die Frequenzkennlinie 26, die bei der Soll-Frequenz von 50 Hz noch keine Dämpfung zeigt, die erwünschte Kennlinie. Für die Beseitigung des »Pudding«-Effektes soll die Frequenzkennlinie jedoch die Form der Kurve 27 haben. Durch eine Übertragungscharakteristik nach der Kennlinie 27 werden aber auch die niedrigen Frequenzen des Nutzsignals beeinflußt, so daß eine lineare Übertragung nicht mehr erzielt wird. Dies läßt sich aber dadurch ausgleichen, daß das Steuersignal 2 außer einer sägezahnförmigen Komponente in an sich bekannter Weise auch eine parabelförmige Komponente enthält, da ein solches Signal .ψ die niedrigen Frequenzen mit höherer Amplitude ent- v» hält als ein Signal, das lediglich eine reine Sägezahnform aufweist. Dadurch kann also für die Gesamtübertragung des Nutzsignals der unerwünschte Einfluß' der Kennlinie 26 ausgeglichen werden und trotzdern der erwünschte Sägezahnstrom durch die Ablenkspule 16 erhalten werden.

Eine Übertragungscharakteristik entsprechend der Kennlinie 27, wie sie zur Verminderung des »Pudding«-Effektes zweckmäßig ist, kann teilweise auch durch eine Verkleinerung des Koppelkondensators 5 bewerkstelligt werden. Zwar wird infolge der sprungartigen Änderung eine Ladungsänderung am Kondensator 5 auftreten; aber wenn dieser Kondensator klein ist, stellt das erforderliche Ladungsgleichgewicht sich ziemlich schnell wieder ein. Die Frequenzkennlinie wird auch durch die Verkleinerung des Kondensators 5 beeinflußt, da dieser Koppelkondensator gemeinsam mit den Widerständen 21, 22 und 23 als ein Hochpaßfilter wirkt, so daß die niedrigen Frequenzen nicht passieren können.

Eine weitere Möglichkeit zum Erzielen der Frequenzkennlinie 27 besteht darin, daß in den Emitterkreis des Treibertransistors 7 die Parallelschaltung eines Widerstandes und eines großen Kondensators aufgenommen wird. Eine solche Gegenkopplungsschaltung ist theoretisch möglich, da für die hohen Frequenzen keine Gegenkopplung auftritt, wohl aber für die tiefen Frequenzen und Gleichstrom. In der Praxis bringt dies jedoch Bedenken mit sich. Die in der Emitterleitung parallel zum Kondensator liegende Impedanz ist nicht der parallel gelegte Widerstand, sondern vielmehr eine durch den Wert 1/5 bestimmte Impedanz, wobei 5 die Steilheit des Transistors bezeichnet. Diese Impedanz 1/5 ist sehr klein infolge des hohen Wertes von 5 solcher Transistoren, so daß gewöhnlich lediglich die Impedanz 1/5 berücksichtigt werden soll. Daher muß für die hohen Frequenzen die Impedanz IIω C im Vergleich zu dem Wert 1/5 gering sein, da sonst auch für diese hohe Frequenz noch Gegenkopplung eintritt. In der Praxis ergibt sich als sehr schwierig, die vorerwähnten Bedingungen zu erfüllen, so daß eine Gegenkopplung mittels der Parallelschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators in dem Emitterkreis des Transistors 7 keine zufriedenstellenden Resultate erbringt.

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Die Gegenkopplung mittels des Netzwerkes 20, 21 sind, werden in der nachfolgenden Tabelle angefür den Wechselstromteil und mittels des Widerstan- geben:

des 28 für den Gleichstromteil ist somit zu bevor- widerstand 6 5,6 kOhm

^zufⁿ· _e . _u , ._. _Λ . . ,. Widerstand21 1 Ohm

..,*? ^dei Schaltungsanordnung nach Fig. 1 sind die 5 _{widerstand 22} 500 Ohm

Widerstände 29 und 30 vorgesehen. Mittels dieser widerstand 23 = Potentiometer ... 1 kOhm

Widerstände wird die Gleichstromemstellung des Widerstandsteil der Ablenkspule 16

Transistors 7 bestimmt Durch Änderung des Wider- _{= widerstand 25} 7 Ohm

Standes 30 kann der Gleichstrom beliebig eingestellt Widerstand 28 15 kOhm

werden. Beim Anbringen der Widerstände 29 und 30 io widerstand 29 100 kOhm

kann der Widerstand 28 kleiner gewählt werden un- widerstand 30 = Potentiometer '.'.'. 100 kOhm

ter Aufrechterhaltung der gleichen Voreinstellung Kondensator 5 80 uF

des Transistors 7. Ein kleinerer Widerstand 28 bringt Kondensator 20 1000 liF

mit sich, daß die erwünschte Gegenkoppelwirkung

verbessert wird. 15 Obgleich vorstehend die Schaltungsanordnung stets

Aus vorstehendem wird einleuchten, daß die nied- an Hand des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 berigen Frequenzen in der Ausgangsstufe nach schrieben ist, in dem ein Treibertransistor 7 und eine Wunsch mehr geschwächt werden können, wenn Reihengegentaktschaltung mit einem einzigen Ausgleichzeitig sichergestellt wird, daß ein Übermaß an gang verwendet werden, kann das Prinzip der Erfinniedrigen Frequenzen im Steuersignal 2 durch hin- 20 dung selbstverständlich auch bei Schaltungsanordreichenden Zusatz der Parabelspannung vorhanden nungen anderer Art durchgeführt werden. Es ist z. B. ist. Aus den in den F i g. 2 und 3 angegebenen Kur- nicht notwendig, stets einen Treibertransistor 7 an- · ven ist ersichtlich, daß in dem Maße, wie mehr zuwenden, wenn der Generator 1 ein Steuersignal· Parabelspannung zugesetzt wird, also in dem Maße, hinreichender Größe liefern kann. Es'ist jedoch bei wie das Übermaß an niedrigen Frequenzen größer 25 einer Reihengegentaktschaltung mit zwei Transistoist, das Parabel-Minimum sich ferner in Richtung ren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps erwünscht, auf die Mitte des Sägezahn-Hinlaufes verschiebt. In einen-Treibertransistor anzuwenden, da die Steuerdem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 liegt es z.B. signale für die beiden Transistoren direkt von einem bei ¹At T, wobei T die vertikale Hinlaufzeit bezeich- einzigen Transistor geliefert werden können. Grundnet. In F i g. 3 liegt das Minimum praktisch am An- 30 sätzlich ist es jedoch auch möglich, eine Gegentaktfang des Hinlaufes. stufe mit zwei Transistoren des gleichen Leitfähig-

In einer bevorzugten Ausführungsform, in der die keitstyps herzustellen. Dabei wird mittels einer Pha-Ablenkspule 16 den Hals einer Fernsehelektronen- senumkehrstufe, z. B. eines Transformators, das von strahlröhre mit einem Schirmdurchmesser von 27 cm dem Generator 1 stammende Signal in zwei Steuer- und einem Ablenkwinkel von 90° umgibt, hatte die 35 signale für die zwei Ausgangstransistoren umgewanerwünschte Frequenzkennlinie den Verlauf der delt. Es ist ebensowenig notwendig, stets eine Gegen-Kurve27 in Fig. 4. Der maximale Pegel V₀IV _imax taktstufe anzuwenden; es kann auch durch einen gilt praktisch für den ganzen Bereich der höheren einzigen Transistor direkt der sägezahnförmige Strom Frequenzen. Von etwa 120 Hz ab neigt sich die durch die Ablenkspule 16 erzeugt werden. Dies kann Kennlinie praktisch kontinuierlich abwärts, so daß 40 in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 z.B. dain bezug auf den Maximalpegel bei 50 Hz eine Ab- durch bewerkstelligt werden, daß der Transistor 13 Schwächung von etwa 1 db und bei 20 Hz eine Ab- durch eine Drossel ersetzt wird. Dabei handelt es Schwächung von etwa 3,5 db auftritt. Bei einer sol- sich um eine sogenannte Drosselkopplung. Transistochen Frequenzkennlinie 27 muß das Minimum des ren aber sind gerade für die geschilderten Schaltungs-Steuersignals 2 praktisch am Anfang der vertikalen 45 anordnungen von besonderer Bedeutung, da deren Hinlauf zeit (s. Fig. 3) liegen, um das Defizit an nied- Innenimpedanz sich besonders gut zur direkten Anrigen Frequenzen auszugleichen. Die verschiedenen passung an die Rasterablenkspule eignet, ohne daß Widerstände und Kondensatoren, die bei dem vor- zur Anpassung der Impedanz Kopplung über einen hergehenden Ausführungsbeispiel von Bedeutung Transformator notwendig ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

1 2 mators, mit der Ablenkspule verbunden ist, wobei Patentansprüche: der Verstärker am Eingang von einem Steuergene rator mit einer sägezahnförmigen Spannung ange-

1. Schaltungsanordnung für die Rasterablen- steuert wird und zwischen Eingang und Ausgang des kung in einem Fernsehempfänger mit einer an 5 Verstärkers eine Wechselstromgegenkopplung und einem Treiberverstärker angeschlossenen Transi- über einen Tiefpaß eine Gleichstromgegenkopplung storendstufe, deren Ausgang direkt, d. h. ohne besteht.

Zwischenschaltung eines Transformators, mit der Beim Einfangen der Rasterablenkung kann in der

Ablenkspule verbunden ist, wobei der Verstärker Amplitude des Steuersignals ein starker Gleichspan-

am Eingang von einem Steuergenerator mit einer 10 nungssprung auftreten, der insbesondere bei Transi-

sägezahnförmigen Spannung angesteuert wird stören mit ihrer geringen Aussteuerungstoleranz eine

und zwischen Eingang und Ausgang des Ver- Sperrung des Verstärkers bewirkt. Infolge von Träg-

stärkers eine Wechselstromgegenkopplung und heitswirkungen, z. B. durch aufgeladene Kapazitäten,

über einen Tiefpaß eine Gleichstromgegenkopp- dauert es dann gewisse Zeit, bis, insbesondere durch

lung besteht, dadurch gekennzeichnet, 15 Ladungsausgleich, der normale Zustand wiederge-

daß zur Vermeidung von bei sprungartigen Strom- wonnen wird. Auf dem Schirm der Bildröhre äußert

oder Spannungsänderungen auftretenden, mit sich das als plötzlicher Wegfall der Vertikalabtastung,

einer Zeitkonstante behafteten Ubersteuerungs- die dann langsam wieder einsetzt; diese Erscheinung

effekten des Verstärkers (7, 12, 13) die Tiefpaß- wird als »Pudding«-Effekt bezeichnet. Besonders

gegenkopplung (16, 20, 28) derart bemessen ist, 20 störend zeigt sich das in modernen Fernsehempfän-

daß bei einer Rasterfrequenz von 50 Hz für die gern, bei denen das Einfangen außer durch Direkt-

Schwingungen in bezug auf einen maximalen Synchronisierung auch mit Hilfe eines Phasendiskri-

Verstärkungspegel im Verstärker (7, 12, 13) von minators erfolgt. Aber auch bei plötzlichen sprung-

etwa 120 Hz abwärts eine praktisch kontinuier- artigen Änderungen der Speisespannung kann diese

liehe Abschwächung auftritt, die bei 20 Hz etwa 35 Erscheinung auftreten.

3,5 db in bezug auf den Maximalpegel beträgt, Bei einer Schaltungsanordnung der eingangs er-

und daß zum Ausgleich des Einflusses der Tief- wähnten Art wird dieser Nachteil vermieden, wenn

paßgegenkopplung (16, 20, 28) auf die niedrigen gemäß der Erfindung zur Vermeidung von bei

Frequenzen das Eingangssignal (2) einen parabel- sprungartigen Strom- oder Spannungsänderungen

förmigen Anteil enthält. 30 auftretenden, mit einer Zeitkonstante behafteten

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei Übersteuerungseffekten des Verstärkers die Tiefpaßder zwischen dem Steuergenerator und dem Ein- gegenkopplung derart bemessen ist, daß bei einer gang des Verstärkers ein Koppelkondensator ein- Rasterfrequenz von 50 Hz für die Schwingungen in geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die bezug auf einen maximalen Verstärkungspegel im gewünschte Abschwächung der niedrigen Fre- 35 Verstärker von etwa 120 Hz abwärts eine praktisch quenzen teilweise durch Verkleinerung des Kop- kontinuierliche Abschwächung auftritt, die bei 20 Hz pelkondensators (5) bewirkt wird. etwa 3,5 db in bezug auf den Maximalpegel beträgt,

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und daß zum Ausgleich des Einflusses der Tiefpaßoder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das eine gegenkopplung auf die niedrigen Frequenzen das Ende der Rasterablenkspule (16) direkt mit dem 40 Eingangssignal einen parabelförmigen Anteil enthält. Ausgang der Endstufe (12,13) verbunden ist, daß Dabei werden durch die Gleichstromgegenkoppdas andere Ende der Rasterablenkspule (16) über lung und die geringere Verstärkung der tiefen Freeinen Kondensator (20) nach Erde geschaltet ist quenzen beim Einfangen auftretende Sprünge des und daß die Gleichstromgegenkopplung von die- Gleichstromwertes des Ausgangssignals so weit absem anderen Ende der Rasterablenkspule (16) 45 geschwächt bzw. abgeflacht, daß eine Übersteuerung abgenommen wird. nicht mehr auftritt. Die dabei resultierende Beein-

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, da- trächtigung der Verstärkung am unteren Ende des durch gekennzeichnet, daß der Kondensator (20) Nutzfrequenzbandes wird durch eine entsprechend über einen kleinen Widerstand (21) mit Erde ver- stärkere Ansteuerung in diesem Bereich ausgeglichen, bunden ist und daß an dem Widerstand die Wech- 50 so daß der gewünschte Sägezahn-Ablenkstrom aufselstrom-Gegenkopplungsspannung abgenommen tritt.

wird. Der Vollständigkeit halber sei bemerkt, daß eine

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, da- Transistor-Rasterablenkschaltung der eingangs erdurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung der Ge- wähnten Art bekannt ist, bei der zwischen Endstufe genkopplung in dem Emitterkreis des Treiber- 55 und Vorstufe verschiedene Rückkopplungs- und Geverstärkers (7) die Parallelschaltung eines Wider- genkopplungswege bestehen, über die insbesondere Standes und eines großen Kondensators aufge- die Aufladung und Entladung eines Kondensators nommen ist. bewirkt wird, an dem eine etwa sägezahnförmige

Spannung auftritt; dabei wird eine Zeitselektionswir-60 kung erzielt derart, daß nur Impulse, die etwa zu

der Zeit der erwarteten Raster-Synchronisierimpulse

auftreten, den Rücklauf einleiten können. Zu davon stark abweichenden Zeitpunkten können beim Ein-

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungs- fangen starke Amplitudenänderungen nicht entanordnung für die Rasterablenkung in einem Fern- 65 stehen, so daß auch keine wesentlichen Änderungen sehempfänger mit einer an einem Treiberverstärker des Gleichstrommittelwertes und ein dadurch ausangeschlossenen Transistorendstufe, deren Ausgang gelöster »Pudding«-Effekt auftreten können. Eine direkt, d. h. ohne Zwischenschaltung eines Transfor- nach Art einer Gegenkopplung vorgesehene Gleich-