CN114039575A - 弹性波谐振器、弹性波滤波器、分波器及通信装置 - Google Patents

弹性波谐振器、弹性波滤波器、分波器及通信装置 Download PDF

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Abstract

提供一种弹性波谐振器、弹性波滤波器、分波器及通信装置。SAW谐振器具有压电基板、IDT电极和一对反射器。IDT电极具有在压电基板上排列于SAW的传播方向的多个电极指。一对反射器在压电基板上相对于多个电极指而位于传播方向的两侧。再有，IDT电极具有分别被分配多个电极指且谐振频率相互不同的多个区域。多个区域包括至少三个区域。所有区域内第二高的谐振频率比所有区域内最低的谐振频率与所有区域内最高的谐振频率的中间值低。

Description

弹性波谐振器、弹性波滤波器、分波器及通信装置
本申请是申请日为2017年01月27日、申请号为201780007791.2、发明名称为“弹性波谐振器、弹性波滤波器、分波器及通信装置”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本公开涉及利用声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)等弹性波的弹性波谐振器、弹性波滤波器、分波器及通信装置。
背景技术
公知具有压电基板、和设置在压电基板的主面(板状构件的最宽的面(表面或背面))上的IDT(InterDigital Transducer)电极的弹性波谐振器(例如专利文献1～3)。IDT电极具有一对梳齿电极。各梳齿电极具有相互并列地延伸的多个电极指。一对梳齿电极被设置成相互的电极指在弹性波的传播方向上交替地排列。即，一对梳齿电极被设置成相互咬合。
上述的弹性波谐振器中，多个电极指的间距(电极指间距)基本上被设为固定的。若向一对梳齿电极施加电压，则在压电基板中激励将电极指间距设为半波长(λ/2)的弹性波。该弹性波的频率成为谐振频率(fr)。再有，反谐振频率(fa)是根据谐振频率及IDT电极的电容比(γ)来规定(fa＝fr×√(1+1/γ))。在此，IDT电极的电容比γ用表征将IDT电极置换成等效电路时的机械振动的C0和静电电容C1之比(C1/C0)来表示。例如在通过弹性波谐振器而构成了弹性波滤波器时，谐振频率与反谐振频率之差(Δf＝fa-fr)对通频带和其外侧的频带的边界中的衰减量的变化的陡峭性造成影响。
尤其，虽然未列举在先文献，但在想要减小Δf的情况下，能进行相对于IDT电极而并联地连接电容元件的做法。若设置这种电容元件，则IDT电极的电容比在表观上增大，因此反谐振频率相对于谐振频率而减小。据此，Δf减小。
另外，专利文献1～3并不是以减小Δf为目的的技术。这些文献提出在IDT电极内设置电极指间距相互不同的区域、或设置电极指间距比其他部分小的窄间距部。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开平11-88112号公报
专利文献2：JP特开2012-156741号公报
专利文献3：JP特开2015-73207号公报
发明内容
本公开的一形态涉及的弹性波谐振器具有压电基板、IDT电极和一对反射器。所述IDT电极具有在所述压电基板上排列于弹性波的传播方向的多个电极指。所述一对反射器在所述压电基板上相对于所述多个电极指而位于所述传播方向的两侧。所述IDT电极具有多个区域。该多个区域分别被分配多个所述多个电极指、且谐振频率相互不同。再有，所述多个区域至少包括：具有在所有区域内最低的谐振频率的区域；具有在所有区域内最高的谐振频率的区域；和具有比所述最低的谐振频率高、且在所有区域内第二高的谐振频率的区域。所述第二高的谐振频率比所述最低的谐振频率与所述最高的谐振频率的中间值低。
本公开的一形态涉及的弹性波谐振器具有压电基板、IDT电极和一对反射器。所述IDT电极具有在所述压电基板上排列于弹性波的传播方向的多个电极指。所述一对反射器在所述压电基板上相对于所述多个电极指而位于所述传播方向的两侧。所述IDT电极具有多个区域。该多个区域分别被分配多个所述多个电极指。各个区域中，电极指间距是固定的。所述多个区域间，电极指间距相互不同。所述多个区域之中互相相邻的任意两个区域之间，一个区域的靠另一区域侧的端部的电极指和所述另一区域的靠所述一个区域侧的端部的电极指是互相相邻的两根电极指。这两根电极指的电极指间距的大小和所述两个区域的任意的电极指间距都不同、且比所述两个区域的电极指间距的中间值小。
本公开的一形态涉及的弹性波滤波器具有被连接成梯子型的一个以上的串联谐振器及一个以上的并联谐振器，所述一个以上的并联谐振器的至少一个由上述任意的弹性波谐振器构成。
本公开的一形态涉及的分波器具有：天线端子；对发送信号进行滤波并向所述天线端子输出的发送滤波器；以及对来自所述天线端子的接收信号进行滤波的接收滤波器。所述发送滤波器及所述接收滤波器的至少一方包括上述的弹性波滤波器。
本公开的一形态涉及的通信装置具有：天线；所述天线端子被连接于所述天线的上述的分波器；以及连接于所述发送滤波器及所述接收滤波器的IC。
附图说明
图1是表示本公开的实施方式涉及的SAW谐振器的俯视图。
图2是表示图1的SAW谐振器中的电极指间距的变化的示意图。
图3中的(a)及图3中的(b)是表示图1的SAW谐振器的阻抗的绝对值及相位的图。
图4是用于对图1的SAW谐振器中的区域的大小的设定例进行说明的图。
图5是表示用于调查图1的SAW谐振器中区域外的间距对特性造成的影响的模拟的条件及结果的一览的图。
图6中的(a)～图6中的(f)是针对图5的模拟结果的一部分表示阻抗的相位的图。
图7是表示用于调查区域外的间距对特性造成的影响的其他模拟的条件及结果的一览的图。
图8中的(a)～图8中的(f)是针对图7的模拟结果的一部分表示阻抗的相位的图。
图9是表示作为图1的SAW谐振器的利用例的梯子型SAW滤波器的示意图。
图10中的(a)～图10中的(d)是表示图9的SAW滤波器的并联谐振器中的间距的设定例的图。
图11中的(a)～图11中的(e)是表示图9的SAW滤波器的特性的图。
图12是表示作为图1的SAW谐振器的利用例的分波器的示意图。
图13是表示作为图1的SAW谐振器的利用例的通信装置的示意图。
图14是表示变形例涉及的SAW谐振器的俯视图。
图15中的(a)～图15中的(c)是表示图14的SAW谐振器的振动强度及阻抗的图。
-符号说明-
1…SAW谐振器(弹性波谐振器)、3…压电基板、5…IDT电极、7…反射器、13…电极指、19…区域。
具体实施方式
以下，关于本公开的实施方式，参照附图进行说明。其中，以下的说明所采用的图是示意性的附图，附图上的尺寸比率等并非一定要和现实的产品一致。
关于相同或类似的结构，有时如“第1区域19A”、“第2区域19B”这样，针对相同名称赋予相互不同的字母来称呼，在该情况下还有时简称为“区域19”，对这些不加以区别。
<SAW谐振器>
(基本结构)
图1是表示本公开的实施方式涉及的SAW谐振器1的结构的俯视图。
SAW谐振器1虽然也可以将任意的方向作为上方或下方，但在以下的说明中，为了方便，定义包括D1轴、D2轴及D3轴的正交坐标系，有时将D3轴的正侧(图1的纸面跟前侧)作为上方，利用上表面等的术语。另外，D1轴被定义为和沿着后述的压电基板3的上表面(纸面跟前侧的面。通常为主面。)传播的SAW的传播方向平行，D2轴被定义为与压电基板3的上表面平行且与D1轴正交，D3轴被定义为与压电基板3的上表面正交。
SAW谐振器1构成所谓的1端口SAW谐振器，例如若从示意地表示的第1端子51A及第2端子51B的一方输入给定频率的电信号，则产生谐振，将该产生了谐振的信号从第1端子51A及第2端子51B的另一方输出。其中，后述的汇流条或从该汇流条延伸的布线也可以作为端子51发挥功能。
作为这种1端口SAW谐振器的SAW谐振器1，例如具有压电基板3、设置在压电基板3上的IDT电极5、和位于IDT电极5的两侧的第1反射器7A及第2反射器7B。
压电基板3例如包括具有压电性的单晶体。单晶体例如是铌酸锂(LiNbO3)单晶体或钽酸锂(LiTaO3)单晶体。切角可以根据所利用的SAW的种类等而适当地设定。例如，压电基板3为旋转Y切割X传播的基板。即，X轴与压电基板3的上表面(D1轴)平行，Y轴相对于压电基板3的上表面的法线以给定角度倾斜。另外，压电基板3也可以是形成得比较薄、且在背面(D3轴负侧的面)粘贴了包括无机材料或有机材料的支承基板的结构。
IDT电极5及反射器7通过设置在压电基板3上的层状导体来构成。IDT电极5及反射器7例如以相互相同的材料及厚度构成。构成这些的层状导体例如是金属。金属例如是Al或以Al为主成分的合金(Al合金)。Al合金例如是Al-Cu合金。层状导体也可以由多个金属层构成。层状导体的厚度能够根据SAW谐振器1所要求的电特性等适当地设定。作为一例，层状导体的厚度为50nm～600nm。
IDT电极5具有第1梳齿电极9A及第2梳齿电极9B。各梳齿电极9具有汇流条11、和从汇流条11开始相互并列地延伸的多个电极指13。一对梳齿电极9被配置成多个电极指13相互咬合(交叉)。即，一对梳齿电极9的两根汇流条11相互对置地配置，第1梳齿电极9A的电极指13和第2梳齿电极9B的电极指13在其宽度方向上基本交替地排列。另外，各梳齿电极9除了上述之外，例如也可以具有所谓的虚设电极，该虚设电极在电极指13间从汇流条11向另一梳齿电极9的汇流条11侧突出、且与另一梳齿电极9的电极指13的前端对置。
汇流条11例如形成为以大致固定的宽度在SAW的传播方向(D1轴方向)上直线状地延伸的长条状。而且，一对汇流条11在与SAW的传播方向正交的方向(D2轴方向)上相互对置。其中，汇流条11也可以使宽度变化、或相对于SAW的传播方向倾斜。
各电极指13例如形成为以大致固定的宽度在与SAW的传播方向正交的方向(D2轴方向)上直线状地延伸的长条状。多个电极指13例如排列在SAW的传播方向上，还是相互同等的长度。其中，IDT电极5也可以被实施所谓的变迹，即多个电极指13的长度(在其他观点来看是交叉宽度)根据传播方向的位置而变化。
电极指13的根数可以根据SAW谐振器1所要求的电特性等而适当地设定。其中，图1等为示意图，因此电极指13的根数被表示得较少。实际上，可以排列比图示要多(例如100根以上)的电极指13。对于后述的反射器7的带状电极17来说也是同样的。
反射器7例如形成为格子状。即，反射器7具有相互对置的一对汇流条15、和在一对汇流条15间延伸的多个带状电极17。
汇流条15及带状电极17的形状除了带状电极17的两端与一对汇流条15连接以外，可以设为与IDT电极5的汇流条11及电极指13同样。例如，汇流条15形成为以大致固定的宽度在SAW的传播方向(D1轴方向)上直线状地延伸的长条状。各带状电极17形成为以大致固定的宽度在与SAW的传播方向正交的方向(D2轴方向)上直线状地延伸的长条状。再有，多个带状电极17例如排列在SAW的传播方向上，还是相互同等的长度。一对反射器7在SAW的传播方向上位于IDT电极5的两侧，多个带状电极17紧接着多个电极指13的排列而排列。
另外，虽然并未特别地图示，但压电基板3的上表面也可以从IDT电极5及反射器7之上被包括SiO2等的保护膜覆盖。保护膜既可以是只是用于抑制IDT电极5等的腐蚀的膜，也可以是有助于温度补偿的膜。再有，在设置保护膜的情况下等，在IDT电极5及反射器7的上表面或下表面，为了使SAW的反射系数提高，也可以设置绝缘体或包括金属的附加膜。
还有，在包括SAW谐振器1的SAW装置中，例如虽然并未特别地图示，但能在压电基板3上构成容许压电基板3的上表面的振动且使SAW的传播容易的空间。该空间例如通过形成被压电基板3的上表面覆盖的箱型的外壳、或通过使凸块介于电路基板的主面与压电基板3的上表面之间并使之对置而构成。
(电极指间距的设定)
多个电极指13的间距Pt(电极指间距)例如是互相相邻的两根电极指13的中心间距离。同样，多个带状电极17的间距Pt、或电极指13与带状电极17的间距Pt也例如是中心间距离。间距Pt虽然基本上是距离，但在以下的说明中，为了方便，有时和电极指13间的区域大致同义地来利用。例如，有时利用“间距Pt的个数”等的表现。
现有的SAW谐振器中，多个电极指13及多个带状电极17的间距Pt基本上在整个SAW谐振器内被设为固定。这种现有的SAW谐振器中的作用如下所述。
若通过IDT电极5的电极指13对压电基板3施加电压，则在压电基板3的上表面附近激发沿着上表面而在D1轴方向传播的给定模式的SAW。所激发出的SAW被电极指13机械地反射。结果，形成将电极指13的间距设为半波长的驻波。驻波被变换成与该驻波相同频率的电信号并通过电极指13取出。如此，SAW谐振器作为谐振器发挥功能。其谐振频率是和将电极指间距设为半波长并在压电基板3上传播的SAW的频率大致相同的频率。
另外，在本实施方式的说明中称为谐振频率的情况下，是指通过上述的打算实现的周期及模式的SAW而产生的谐振(主谐振)的频率，而不是指所谓的寄生或副谐振的频率。
IDT电极5中激发出的SAW通过反射器7的带状电极17而被机械地反射。再有，由于相邻的带状电极17通过汇流条15而被相互连接，故来自IDT电极5的SAW在电学上也被带状电极17反射。由此，SAW的发散得以抑制，IDT电极5中的驻波较强地呈现，SAW谐振器1的作为谐振器的功能提高。
在本实施方式的SAW谐振器1中，也和现有技术同样，根据间距Pt来规定谐振频率。其中，本实施方式的SAW谐振器1的特征之一在于：构成为存在大小相互不同的多个种类的间距Pt(在其他观点来看为多个谐振频率)。具体如下所述。
IDT电极5具有构成为分别被分配多个电极指13(间距Pt)且间距Pt的大小相互不同的多个(图示的例子中为三个)区域19(第1区域19A～第3区域19C)。各区域19中，多个间距Pt的大小是固定的。间距Pt×2(波长λ)例如为1.5μm以上且6μm以下。
多个区域19的个数和间距Pt的大小的种类的个数既可以是相同的，也可以是不同的。换言之，所有区域19既可以具有相互不同的大小的间距Pt，也可以在一部分的区域19间具有相互相同大小的间距Pt。其中，在本实施方式的说明中基本上以前者为例。多个区域19间的间距Pt的大小关系和多个区域19的相对位置的关系(例如最小的间距Pt的区域19在外侧或在内侧等)可以适当地设定。
图1的例子中，从间距Pt小的区域向大的区域的顺序为第2区域19B、第3区域19C及第1区域19A。再有，在其他观点中，间距Pt最小的第2区域19B配置于其他区域19(第1区域19A及第3区域19C)之间。
电极指13(间距Pt)的个数在多个区域19间既可以是相同的、也可以是不同的。在后者的情况下，间距Pt的个数既可以在所有区域19间不同，也可以在一部分的区域间是相同的。图1的例子中，间距Pt的个数在所有区域19间是相互不同的。具体是，越是间距Pt小的区域19，间距Pt的个数就越多。
电极指13的宽度可以根据间距Pt的大小来设定，在多个区域19间不同，也可以是不依据间距Pt的大小来设定，在多个区域19间是共同的，在图1中例示前者的情况。例如，电极指13的宽度相对于间距Pt的大小的比率(占空比)在多个区域19间被设为共用，据此在多个区域19间大小(绝对值)不同。电极指13的宽度例如是间距Pt的大小的0.4以上且0.7以下。
再有，IDT电极5在互相相邻的两个区域19间(第1区域19A与第2区域19B之间、及第2区域19B与第3区域19C之间)具有区域间间隔21(第1区域间间隔21A及第2区域间间隔21B)。各区域间间隔21和包括多个间距Pt的区域19不同，仅包括一个间距Pt。这一个间距Pt是两侧的两个区域19的一个区域19的位于另一区域19侧的端部的电极指13、和另一区域19的位于一个区域19侧的端部的电极指13的间距，还有和两侧的两个区域19的任意间距Pt相比，大小也是不同的。
一对反射器7的间距Pt在一对反射器7间既可以相互相同、也可以相互不同，在本实施方式的说明中主要以前者为例。再有，反射器7的间距Pt的大小既可以是和多个区域19的间距Pt的任意一者相同的大小，也可以是和多个区域19的间距Pt的任意一者都不同的大小，在本实施方式主要以后者为例。
带状电极17的宽度可以适当地设定。带状电极17的占空比既可以与电极指13的占空比相同，也可以不同。
SAW谐振器1在IDT电极5与反射器7之间(第1区域19A与第1反射器7A之间、及第3区域19C与第2反射器7B之间)具有外侧间隔23(第1外侧间隔23A及第2外侧间隔23B)。各外侧间隔23是IDT电极5与反射器7之间的区域，因此仅包括反射器7的位于IDT电极5侧的端部的带状电极17、和与反射器7相邻的区域19的位于反射器7侧的端部的电极指13的间距Pt(一个)。该间距Pt的大小既可以和与该间距Pt相邻的反射器7的带状电极17或与该间距Pt相邻的区域19的电极指13的间距Pt相同，也可以不同。在本实施方式的说明中主要以后者为例。
图2是表示SAW谐振器1的多个间距Pt的大小关系的一例的图。
本图中，横轴(n)表示SAW的传播方向(D1轴方向)中的位置、纵轴表示间距Pt的大小。横轴的单位是从SAW谐振器1的边缘开始计数的间距Pt的个数。纵轴的单位既可以被视为绝对值，也可以被视为相对于成为基准的间距Pt的大小的比率。所标绘出的多个点表示间距Pt的位置及大小，将多个点连结的线是用于容易观察附图的线。
如参照图1所描述的，在多个区域19间，间距Pt的大小是相互不同的。在图2中，也和图1同样，在三个区域19的全部，间距Pt的大小是相互不同的，例示间距Pt最小的第2区域19B位于IDT电极5的中央的情况。
区域间间隔21的间距Pt的大小可以被设为其两侧的两个区域19的间距Pt的大小的中间值、比该中间值大的值、或比所述中间值小的值。
其中，中间值指的是两个值的正中的值。例如，在将一个区域19的间距Pt的大小设为a、将另一区域19的间距Pt的大小设为b时，中间值即为(a+b)/2。即，中间值在a与b之间只要不是偏向a及b的任意一者的值，那么也不会是将两个区域19的间距Pt的大小的总和除以两个区域的间距Pt的个数的合计所得的平均值。其中，当然也可以存在起因于制造精度的偏重。关于后述的其他中间值，也是同样的。
图示的例子中，区域间间隔21的间距Pt比其两侧的两个间距Pt的中间值(虚线L1及L2所表示的)小。具体是，第1区域间间隔21A的间距Pt比第1区域19A的间距Pt和第2区域19B的间距Pt的中间值(虚线L1)小。第2区域间间隔21B的间距Pt比第2区域19B的间距Pt和第3区域19C的间距Pt的中间值(虚线L2)小。这样，在区域间间隔21的间距Pt比其两侧的间距Pt的中间值小的情况下，可以适当地设定其减小的程度。
虽然如已经描述的那样，可以适当地设定反射器7的间距Pt的大小，但例如如图2所示，在将间距Pt最小的区域19(图示的例子中为第2区域19B)的间距Pt设为最小间距Pt_min、将间距Pt第二小的区域19(图示的例子中为第3区域19C)的间距Pt设为间距Pt_2nd时，反射器7的间距Pt的大小为Pt_min以上且Pt_2nd以下。
外侧间隔23的间距Pt的大小可以设为相邻的区域19的间距Pt和相邻的反射器7的间距Pt的中间值、比该中间值大的值、或比所述平均值小的值。
图示的例子中，外侧间隔23的间距Pt比其两侧的两个间距Pt的中间值(虚线L3及L4所表示的)小。具体是，第1外侧间隔23A的间距Pt比第1区域19A的间距Pt和第1反射器7A的间距Pt的中间值(虚线L3)小。第2外侧间隔23B的间距Pt比第3区域19C的间距Pt和第2反射器7B的间距Pt的中间值(虚线L4)小。这样，在外侧间隔23的间距Pt比其两侧的间距Pt的平均值小的情况下，可以适当地设定其减小的程度。
(多个区域的作用)
图3中的(a)及图3中的(b)是为了说明SAW谐振器1的作用而表示SAW谐振器1的阻抗的图。
图3中的(a)中，横轴(f(Hz))表示频率、纵轴(|Z|(Ω))表示SAW谐振器1的阻抗的绝对值。图3中的(b)中，横轴(f(Hz))表示频率、纵轴(θ(°))表示SAW谐振器1的阻抗的相位。其中，图3中的(a)及图3中的(b)的横轴的比例尺相互大致一致。
图3中的(a)中，虚线L11表示间距Pt的大小遍及IDT电极5的整体而被设为固定的、现有的SAW谐振器的特性。现有的SAW谐振器中，在将间距Pt的大小设为半波长的SAW的频率(谐振频率fr′)下，阻抗的绝对值变为极小值(出现谐振点。)。再有，在由谐振频率fr′和IDT电极5的电容比规定的反谐振频率fa′下，阻抗的绝对值变为极大值(出现反谐振点。)。
图3中的(a)中，实线L13表示实施方式的SAW谐振器1的特性。SAW谐振器1的IDT电极5成为被多个区域19分割而并联地连接的结构。另一方面，谐振点是作为串联谐振电路的谐振点。因此，关于SAW谐振器1，多个区域19的间距Pt相互不同，与此对应地出现多个谐振点。
例如，一个谐振点在将间距Pt最小的第2区域19B的间距Pt设为半波长的SAW的频率(谐振频率fr3)出现。其他谐振点在将间距Pt次小的第3区域19C的间距Pt设为半波长的SAW的频率(谐振频率fr2)出现。进而，其他谐振点在将间距Pt最大的第1区域19A的间距Pt设为半波长的SAW的频率(谐振频率fr1)出现。
另一方面，反谐振点是作为并联谐振电路的谐振点。因此，在实施方式的SAW谐振器1中，反谐振点(反谐振频率fa)也基本上只出现一个。反谐振频率fa大体上来说接近于将仅由各区域19构成了IDT电极5时的反谐振频率针对所有区域19进行平均化而得的值。
而且，SAW谐振器1能够被利用为通过频率最高的谐振频率fr3和反谐振频率fa来规定Δf的谐振器。
因此，例如若假设实施方式的SAW谐振器1的最小间距Pt_min和现有的SAW谐振器的间距Pt同等、且实施方式的IDT电极5的电容和现有的IDT电极5的电容相同，则实施方式的SAW谐振器1和现有的SAW谐振器的谐振频率(fr3、fr′)一致。另一方面，实施方式的SAW谐振器1的反谐振频率fa因具有比最小间距Pt_min大的间距Pt的区域19的作用，与现有的SAW谐振器的反谐振频率fa′相比，有所降低。结果，实施方式的Δf与现有的Δf′相比，有所减小。
在其他观点，现有的SAW谐振器中，若间距Pt减小(或增大)，则谐振频率fr′及反谐振频率fa′双方减小(或增大)，Δf的变化比较小。另一方面，在本实施方式中，通过插入间距Pt大的区域19，从而仅反谐振频率fa增大。或者通过插入间距Pt小的区域19，从而谐振频率fr以比反谐振频率fa升高的比率更大的比率升高。结果，Δf优选地被减小。
再有，通过这样不利用附加电容元件等新的结构来减小Δf，从而能够消除例如因附加电容元件而有可能产生的压电基板引起的应变或伴随于温度变化的特性变化。
(多个谐振频率之差(多个种类的间距之差))
可以适当地设定多个谐振频率(fr1～fr3)之差。例如，多个谐振频率(fr1～fr3)之差可以较大。该情况下，例如减小Δf的效果增大。具体是，例如若将最高的谐振频率(fr3)和最低的谐振频率(fr1)的中间值fr_mid＝(fr1+fr3)/2(未图示)作为基准来考虑，则fr1(或fr3)的、相对于与中间值fr_mid之差的中间值fr_mid的比率(|fr1-fr_mid|/fr_mid×100)为0.5％以上、或为1％以上。
在最高的谐振频率(fr3)的低频侧，也可以没置谐振频率并不存在的禁止区域，其他多个谐振频率被设为远离最高的谐振频率的频率。例如，最低的谐振频率(fr1)和最高的谐振频率(fr3)之间的所有谐振频率(fr2。也可以有除此之外的谐振频率。)也可以处于比两者的中间值fr_mid更靠低频侧的位置。即，在多个区域19内第二高的谐振频率(fr2)可以比中间值fr_mid还低。换言之，第二高的谐振频率和最高的谐振频率之差(fr3-fr2)比最低的谐振频率和最高的谐振频率之差(fr3-fr1)的50％大。或者，前者比后者的60％大。
这样，在设置了禁止区域的情况下，能够获得例如在Δf的规定所利用的最高的谐振频率(fr3)附近阻抗陡峭地变化的特性，同时在比其更靠低频侧的频率，能够获得在宽范围内阻抗降低的特性。若获得这种特性，则例如在将SAW谐振器1利用为梯子型SAW滤波器的并联谐振器时(后述)，能获得良好的滤波器特性。
在多个区域19间，如果电极指间距以外的、对谐振频率波及的条件(例如电极指13的膜厚及占空比)相同，那么间距Pt的大小的变化和谐振频率的变化大致成比例。因此，对于多个谐振频率之差而言，上述例示出的大小可以直接作为大小不同的多个种类的间距Pt之差的大小的例子来参照。
例如，将间距Pt最小的区域19(图2的例子中为第2区域19B)的间距Pt设为最小间距Pt_min，将间距Pt最大的区域19(图2的例子中为第1区域19A)的间距Pt设为最大间距Pt_ma，将两者的中间值设为Pt_mid。此时，Pt_max(或Pt_min)的、相对于与Pt_mid之差的Pt_mid的比率(|Pt_max-Pt_mid|/Pt_mid×100)为0.5％以上、或为1％以上。
再有，例如将Pt第二小的区域19(图2的例子中为第3区域19C)的间距Pt设为间距Pt_2nd。此时，第二小的间距和最小间距之差(Pt_2nd-Pt_min)例如比最大间距和最小间距之差(Pt_max-Pt_min)的50％大、或比60％大。
另外，Pt最大的区域19的间距Pt与Pt最小的区域19的间距Pt的差分也可以设为SAW谐振器1的谐振频率与反谐振频率的差分以下。
(各区域中的间距的个数(各区域的大小))
多个区域19的间距Pt可以按大小的每个种类(区域19的个数和间距Pt的种类的个数相同的情况下按每个区域19)确保足够的数量。该情况下，能够更可靠地获得例如上述的、通过最高的谐振频率(fr3)和平均化后的反谐振频率(fa)来减小Δf的效果。例如，关于多个区域19的间距Pt的所有种类，一个种类的间距Pt的个数为20个以上、或30个以上。再有，例如关于多个区域19的间距Pt的所有种类，一个种类的间距Pt的个数为IDT电极5整体中的间距Pt的个数的5％以上、10％以上、或30％以上。
间距Pt的个数在间距Pt的大小的种类间或区域19间既可以是相互大致相同，也可以相互不同。再有，在其他观点，区域19的传播方向(D1轴方向)上的大小(长度)在区域19间既可以是相互相同、也可以相互不同。另外，在区域19的传播方向上的大小相互相同的情况下，越是间距Pt小的区域19，则间距Pt的个数就越相对增多。
区域19的传播方向上的大小基本上是间距Pt的整数倍。另一方面，在想要获得所期望的特性时，只要能将多个区域19的传播方向上的大小设定为多个种类的间距Pt的公倍数即可。因此，在本实施方式的说明中，在多个区域19间传播方向上的大小相互相等的情况下，也包含存在少于间距Pt(多个区域19间相对较大的间距)之差的情况。
区域19的传播方向上的大小可以考虑SAW的振动强度(振幅)后进行设定。例如，在假设多个区域19的传播方向上的大小相互相等、且Δf内或其周边的频率的电压被施加给SAW谐振器1时，在振动强度增大的区域19存在的情况下，该区域19在传播方向上与其他区域19相比有所增大。即，与将多个区域19的大小设为同等的情况相比，间距Pt的个数增多。该情况下，例如能达到以下的效果。
图4是用于说明区域19的传播方向上的大小(其他观点中为电极指13或间距Pt的个数)的设定例的图。
本图中，横轴(D)表示SAW的传播方向(D1轴方向)上的位置、纵轴(Sv)表示振动强度。在此，振动强度表示通带附近的频率下的振动强度。横轴的单位和图2不同，是距离(例如μm)。其中，间距Pt的多个区域19间的差(间距Pt1～Pt3之差)例如为1％以上且4％以下，在通过横轴表示的范围较宽的区域19中，基本上间距Pt的个数多。
本图中，例示设置有三种间距Pt(间距Pt1～Pt3)的情况。即，例示设置有间距Pt的大小相互不同的三个区域19的情况。另外，比间距Pt1～Pt3的范围更靠外侧的位置是反射器7的配置范围。再有，本图中，省略区域间间隔21及外侧间隔23的图示。
线L21表示三个区域19的传播方向上的大小相同的情况(间距Pt1～Pt3的横轴(D)中的范围和图4示出的例子不同的情况。该情况下，也被包含于本公开涉及的技术。)下的振动强度的例子。该例子中，在间距Pt2的区域19中振动强度(区域19内的最大值。以下，在区域19间进行比较的情况同样。)相对地增大。另外，该例子中，在间距Pt1的区域19和间距Pt3的区域19中，虽然间距Pt1的区域19中的振动强度相对地稍微增大，但两区域19的振动强度大致同等。
作为产生这种相对于传播方向的位置的振动强度的变化的理由之一，可列举设置有间距Pt的大小相互不同的多个区域19。
例如，通过设置间距Pt的大小相互不同的多个区域19，从而产生多个种类的周期的SAW。若被施加与该多个种类的周期对应的谐振频率附近的信号，则在特定的区域19中振动强度升高。
再有，例如若通过SAW谐振器1来构成梯子型SAW滤波器的并联谐振器，则相对于通频带而在低频侧相邻的频带的信号容易在具有最高的谐振频率的区域19中流动。结果，该区域19中振动强度升高。
另外，现有的SAW谐振器中，这种振动强度的变化不会产生、或较小，表示振动强度的线的形状为大致梯形状(与线L25类似的形状)。
若振动强度增大，则通过振动而在压电基板3的上表面产生的电压升高，据此电极指13的耐电性下降。因此，例如若在多个区域19之中的任意区域19中振动强度相对地增大，则在IDT电极5内在耐电性会产生偏重。而且，通过耐电性相对低的一部分区域19来决定作为IDT电极5整体的耐电性。再者，有可能无法满足SAW谐振器1所要求的规格。
例如，线L23表示振动强度的容许界限。这种容许界限例如被设定为满足SAW谐振器1所要求的耐电性。图示的例子中，在区域19中线L21所表示的振动强度超过线L23。即，由于区域19中的耐电性低，故无论其他区域19的耐电性是否在容许范围内，SAW谐振器1都无法满足所要求的耐电性。
在此，如前所述，线L21所表示的振动强度增大的区域19中的间距Pt的个数(电极指13的个数)，与使多个区域19的传播方向上的大小相等的情况下的数量相比，可以增多。其他观点中，振动强度大的区域19的传播方向上的大小，与由多个区域19在传播方向上将IDT电极5等分的情况相比，可以增大。例如，在图4的例子中，间距Pt2的个数增加。
如此一来，例如线L25所表示的那样，可降低振动强度的波峰。其他观点中，可缓和振动强度相对于传播方向上的位置的偏重。结果，作为SAW谐振器1整体，耐电性提高，变得容易满足所要求的规格。通过使振动强度大的区域19中的间距Pt的个数增加，从而可减小其振动强度，作为其理由，例如可列举增大振动强度的电压被分散给较多的电极指13的缘故。
另外，与多个区域19的传播方向上的大小相等的情况相比，增大线L21所表示的振动强度大的区域19，因此该区域19与其他区域19相比较，相对较大。再有，在传播方向上增大线L21所表示的振动强度大的区域19之际，伴随于此，可以在传播方向上减小其他区域19。该情况下，例如能抑制IDT电极5的电容等较大地偏离初始的设计值等，变得容易获得所期望的特性。即便如此，线L21所表示的振动强度大的区域19，和其他区域19相比，在传播方向上有所增大。
设定区域19的传播方向上的大小(间距Pt的个数)之际，可以使三个以上的区域19的大小关系适当。在如上述考虑振动强度的情况下也是同样的。例如，也可以使得线L21所表示的振动强度最大的区域19在传播方向上最大、而其他两个以上的区域19为相互同等的大小。再有，例如关于所有区域19，也可以按照线L21所表示的振动强度从大到小的顺序，在传播方向上增大。
在特定的区域19中使间距Pt的个数增加时的程度也可以适当地设定。例如，线L21所表示的振动强度最大的区域19中的间距Pt的个数既可以被设为振动强度的波峰低于给定的容许界限所需的最小限度的个数，也可以被设为表示振动强度的线如线L25那样成为大致梯形状的个数(也可以两者都满足。)。再有，也可以观察到对间距Pt的个数进行了调整后的振动强度的最大值最小的间距Pt的个数的分配。
线L21所表示的振动强度增大的区域19可以通过实验或模拟而观察到。再有，振动强度低于给定的容许界限的、多个区域19的传播方向上的大小(间距Pt的个数)的设定也能通过实验或模拟而适当地观察到。
其中，如前所述，作为线L21所表示的那样振动强度的波峰出现的理由，因为与通频带相邻的频率的电压的影响较大，所以如果在谐振频率最高的(间距Pt最小的)区域19中使间距Pt的个数增加，那么多数情况下耐电性提高。
再有，根据上述结果，在大多数的情况下，对于振动强度最大的区域而言，作为结果，在最位于传播方向上的大小(长度)增大。
振动强度相对于传播方向上的位置(间距Pt的变化)的变化，根据所施加的电压的频率不同而相异。若考虑到SAW谐振器1所利用的各种形态，则可以设想Δf或其周边的频率的电压。因此，被实施的产品如本实施方式那样在线L21所表示的振动强度增大的区域19中是否使间距Pt的个数增加(在传播方向上是否增大)，例如可以设想Δf的中央的频率(最高的谐振频率fr3和反谐振频率fra的中间值)的电压进行判定。
(区域间间隔及外侧间隔的大小的影响的倾向)
本申请发明人对区域间间隔21及外侧间隔23的间距Pt的大小进行种种变更，并针对多种状况进行了模拟计算。结果，若使区域间间隔21及外侧间隔23的各间距Pt比其两侧的两个间距Pt的中间值小，则观察到SAW谐振器1的特性提高。具体是，如下所述。
对于多种状况而言共同的条件如下所述。
压电基板3：46°Y板X传播钽酸锂(LiTaO3)单晶体
IDT电极5及反射器7共用的条件：
膜厚：2×Pt的8％(Pt为电极指13的全部间距的平均值。)
占空比：0.5
IDT电极5：
区域19的个数：三个
间距Pt：
一端的区域19：1.025×2.55μm
中央的区域19：1.000×2.55μm
另一端的区域19：1.027×2.55μm
电极指13的个数：任意的区域19都为41根(各区域19的间距Pt的个数为40个)
反射器7：
间距Pt：任意的反射器都为1.022×2.55μm
图5表示在多种状况间相互不同的条件，并且表示模拟的结果。
“模型”一栏表示对多种状况赋予的编号。如该栏所示，针对Ca1～Ca19为止的19种状况进行了模拟。
“内容”一栏表示多种状况间不同条件的概要。Ca1以外的状况是将Ca1的状况作为基准并以将区域间间隔21及/或外侧间隔23的间距Pt设为0.9倍或1.1倍的条件进行的，以使得针对“Ca1”被记为“标准”，针对其他状况被记为“x0.9”或“x1.1”。
在此，“Pt_R1”表示上述一端的区域19和其外侧的反射器7之间的外侧间隔23的间距Pt。“Pt_R2”表示上述外端的区域19和其外侧的反射器7之间的外侧间隔23的间距Pt。“Pt_I1”表示上述一端的区域19和中央的区域19的区域间间隔21的间距Pt。“Pt_I2”表示上述外端的区域19和中央的区域19的区域间间隔21的间距Pt。
例如，被记为“Pt_R1x0.9”的状况表示Pt_R1相对于Ca1的状况的Pt_R1为0.9倍。在如“R1/R2”那样借助斜线而记为两个以上的“R1”、“R2”、“11”或“12”的情况下，表示所记的间距的全部为0.9倍或1.1倍。
而且，如“内容”所表示的，针对相对于Ca1的状况而仅使一个间隔的间距Pt为0.9倍的状况(Ca2、Ca4、Ca8、Ca10)、仅使一个间隔的间距Pt为1.1倍的状况(Ca3、Ca5、Ca9、Ca11)、使同质的两个间隔为0.9倍的状况(Ca6、Ca12)、使同质的两个间隔为1.1倍的状况(Ca7、Ca13)、以及针对4个间隔适当地组合了0.9倍及1.1倍的状况(Ca14～Ca19)，进行了模拟。
在此，状况Ca1中的各间隔的间距Pt的大小如下所述。
Pt_R1＝1.024×2.55μm
Pt_I1＝1.013×2.55μm
Pt—I2＝1.014×2.55—μμm
Pt_R2＝1.025×2.55μm
另外，如根据上述的三个区域19及两个反射器7的间距Pt的条件而能理解的，对于任意的间隔而言，间距Pt的大小都为其两侧的间距Pt的中间值。其中，存在四舍五入等引起的微差。
“计算结果”一栏表示相对于Ca1的状况是否改善了谐振特性的判定结果。“谐振侧”表示谐振频率侧的判定结果、“反谐振侧”表示反谐振频率侧的判定结果。在此，针对没有进一步的改善的状况显示为“-”。
如该“计算结果”一栏所表示的，若减小区域间间隔21的间距Pt(Ca8、Ca10、Ca12、Ca16及Ca19)，则在谐振侧能改善谐振特性。再有，若减小外侧间隔23的间距Pt(Ca2、Ca4、Ca6、Ca16及Ca18)，则在反谐振侧能改善谐振特性。
图6中的(a)～图6中的(f)是表示针对图5示出的状况的一部分通过模拟而得到的SAW谐振器1的特性的图。
这些图中，横轴表示频率(MHz)、纵轴表示阻抗的相位(°)。图6中的(a)～图6中的(c)表示Ca1的状况、及减小了区域间间隔21的间距Pt的状况(Ca12、Ca16及Ca19)的结果。图6中的(d)～图6中的(f)表示Ca1的状况、及减小了外侧间隔23的间距Pt的状况(Ca6、Ca16及Ca18)的结果。图6中的(b)及图6中的(c)是图6中的(a)的一部分放大图。图6中的(e)及图6中的(f)是图6中的(d)的一部分放大图。根据这些图可确认图5示出的判定结果的妥当性。另外，确认在任意的状况中，若与通常的IDT电极5整体为相同间距的情况相比，都可减小Δf。
(区域间间隔及外侧间隔的大小的例子)
接着，基于上述的模拟结果，为了调查减小区域间间隔21及外侧间隔23的间距Pt的情况下的、其减小的程度的影响，针对多种状况进行了模拟。
图7是表示在多种状况间相互不同的条件、及模拟的结果。本图的形式和图5同样，省略关于形式的说明。再有，对于多种状况而言共用的条件和图5的模拟同样。
如本图的“内容”一栏所示，相对于成为基准的Cb1的状况(为与Ca1的状况相同的条件)，在0.7倍～0.9倍的范围内变更各间隔的间距Pt并进行了模拟。再有，在对区域间间隔21及外侧间隔23双方的间距Pt的大小进行变更的情况下，针对将一个间距Pt增大的状况(Cb11～Cb16)也进行了模拟。
如本图的“计算结果”一栏所示，关于外侧间隔23，确认了即便相对于Cb1的状况而将间距Pt设为0.7倍，在反谐振侧也改善特性(Cb2～Cb4及Cb8～13)。另一方面，关于区域间间隔21，若过于减小间距Pt，则在谐振侧不能获得改善特性的效果(Cb6、Cb7、Cb9、Cb10、Cb15及Cb16)。即，在间距Pt为0.9倍以上的情况下，在谐振侧能获得改善特性的效果(Cb5、Cb8及Cb14)。
图8中的(a)～图8中的(f)是表示针对图7示出的状况的一部分通过模拟而得到的谐振特性的图。
这些图中，横轴表示频率(MHz)、纵轴表示阻抗的相位(°)。图8中的(a)～图8中的(c)表示Cb1的状况、及将外侧间隔23的间距Pt设为0.7倍～0.9倍的大小的状况(Cb2～Cb4)的结果。图8中的(d)～图8中的(f)表示将所有间隔的间距Pt设为0.7倍～0.9倍的大小的状况(Cb8～Cb10)的结果。图8中的(b)及图8中的(c)是图8中的(a)的一部分放大图。图8中的(e)及图8中的(f)是图8中的(d)的一部分放大图。根据这些图可确认图7示出的判定结果的妥当性。
<梯子型SAW滤波器>
(基本结构)
图9是表示作为SAW谐振器1的利用例的梯子型的SAW滤波器109的示意图。
SAW滤波器109例如具有：被串联地连接在输入信号的输入端子105和输出信号的输出端子103之间的多个串联谐振器57；和将该串联的线与基准电位部连接的多个并联谐振器59(第1并联谐振器59A～第4并联谐振器59D)。
而且，纸面左上的串联谐振器57中，根据赋予IDT电极5、反射器7、梳齿电极9及电极指13的符号而理解的，多个串联谐振器57及多个并联谐振器59的至少任意一个由上述的本实施方式的SAW谐振器1构成，其余例如由现有的SAW谐振器(遍及IDT电极整体，间距Pt基本上固定的SAW谐振器)来构成。
例如，在梯子型的SAW滤波器109中，所有串联谐振器57由现有的SAW谐振器构成，多个并联谐振器59的至少一个(全部也是可以的)由本实施方式的SAW谐振器1构成。
另外，众所周知，设定串联谐振器57及并联谐振器59的特性，以使得并联谐振器59的反谐振频率和串联谐振器57的谐振频率大致一致。而且，与将两谐振器的Δf相加所得的范围相比窄些许的范围成为通频带。
构成多个串联谐振器57及多个并联谐振器59的多组IDT电极5及反射器7，例如设置于相同的压电基板3。可以适当地设定多个串联谐振器57及多个并联谐振器59的个数。再有，多个串联谐振器57也可以进行微调整，以使得谐振频率及反谐振频率等相互少许不同。同样地，多个并联谐振器59也可以进行微调整，以使得谐振频率及反谐振频率等相互少许不同。SAW滤波器109也可以在适当的位置具有电感器等的谐振器以外的结构。
(梯子型SAW滤波器中的间距的设定例)
图10中的(a)～图10中的(d)是表示由本实施方式的SAW谐振器1构成的第1并联谐振器59A～第4并联谐振器59D中的间距Pt的设定例的图。
这些图和图4同样。这些图中，用单点划线标绘出的曲线表示将多个(图示的例子中为三个)区域19的传播方向上的大小设为同等的例子(间距Pt1～Pt3的横轴(D)上的范围和图示的例子不同的例子。这些例子也被包含于本公开涉及的技术中。)的振动强度。用实线标绘出的曲线表示对间距Pt的个数(区域19的传播方向上的大小)进行了调整的例子(间距Pt1～Pt3的横轴(D)上的范围被图示的例子)的振动强度。表示振动强度的曲线能通过模拟计算来获得。如这些图所示，多个并联谐振器59可以被设成：间距Pt的值被设为较近的值、而且对于间距Pt而言相互不同的结构。具体如下所述。
图10中的(a)表示第1并联谐振器59A的间距Pt的设定例。该例子中，与图4同样，中央的区域19中的间距Pt2最小。再有，若使多个区域19在传播方向上为同等的大小，则在中央的区域19中振动强度增大。而且，通过使间距Pt2的个数增加(使中央的区域19在传播方向上相对地增大)，从而能够使振动强度与虚线所表示的容许界限相比，有所下降。
图10中的(b)表示第2并联谐振器59B的间距Pt的设定例。该例子中，和图4同样，中央的区域19中的间距Pt2最小。再有，Pt1＞Pt3。其中，该谐振器与图10中的(a)的第1并联谐振器59A相比较，间距Pt1～Pt3间的差比较小等，因此在三个区域19的传播方向上的大小相等的情况下，振动强度的偏重也小、还有低于振动强度容许界限。还有，并不是仅在中央的区域19内振动强度增大，偏重在中央的区域19和间距Pt3的区域19都增大。而且，通过将间距Pt的个数在三个区域19内设为同等(区域19的传播方向上的大小根据间距Pt1～Pt3的大小的相异而在三个区域19间相异)，从而进一步降低振动强度高的部分。
图10中的(c)表示第3并联谐振器59C的间距Pt的设定例。该例子中，和图4同样，中央的区域19中的间距Pt2最小。再有，若将多个区域19在传播方向上设为同等的大小，则在中央的间距Pt中振动强度增大。而且，通过使间距Pt2的个数增加(使中央的区域19在传播方向上相对地增大)，从而能够使振动强度与虚线所表示的容许界限相比有所下降。另外，在图10中的(c)的例子中，如根据与其他图的比较而能理解的，在区域19间并未设置与区域19的间距Pt不同的大小的间距Pt，区域19彼此直接相邻。区域19与反射器7之间也是同样的。
图10中的(d)表示第4并联谐振器59D的间距Pt的设定例。该例子中，Pt3＜Pt1＜Pt2。而且，若将多个区域19在传播方向上设为同等的大小，则在间距Pt3的区域19中振动强度增大。而且，通过使间距Pt3的个数增加(使间距Pt3的区域19在传播方向上相对地增大)，从而能够使振动强度与虚线所表示的容许界限相比有所下降。
此外，对于图10中的(a)～图10中的(d)的任意一者而言，多个谐振频率之差也成为SAW谐振器1的说明中描述过的形态。即，各并联谐振器59中，第二高的谐振频率，与最低的谐振频率和最高的谐振频率的中间值相比有所降低。具体是，最高的谐振频率与第二高的谐振频率(图3中的(a)的fr2)之差相对于最高的谐振频率(图3中的(a)的fr3)与最低的谐振频率(图3中的(a)的fr1)之差的比率((fr3-fr2)/(fr3-fr1)×100)，为62％(图10中的(a))、67％(图10中的(b))、93％(图10中的(c))、69％(图10中的(d))。
再有，图10中的(a)～图10中的(d)间，最高的谐振频率是较为相互接近的值而第二高的谐振频率或最低的谐振频率比较偏离开。通过这样设定多个并联谐振器59的谐振频率，从而能够使表示通频带的低频侧的通过特性的曲线的上升沿陡峭，且遍及比通频带更靠低频侧的宽频带，可确保衰减量。
具体是，在图10中的(a)～图10中的(d)的例子中，对于最高的谐振频率(fr3)而言，在图10中的(a)～图10中的(d)间最高的频率(设为fr3_max)和低的频率(设为fr3_min)之差相对于两者的中间值(fr3_mid＝(fr3_max+fr3_min)/2)的比率((fr3_max-fr3_min)/fr3_mid×100)为0.68％。即，少于1％。另一方面，对于第二高的谐振频率(fr2)而言，与上述同样的比率((fr2_max-fr2_min)/fr2_mid×100)为2.74％，对于最低的谐振频率(fri)而言，与上述同样的比率((fr1_max-fr1_min)/fr1_mid×100)为2.66％。即，为2％以上。
因此，具有最低的谐振频率(fr1)的区域19的谐振频率相关的、多个并联谐振器59间的最小值与最大值之差相对于这些最小值及最大值的中间值的比率(2.66％)，比具有最高的谐振频率(fr3)的区域19的谐振频率相关的、多个并联谐振器59间的最小值与最大值之差相对于这些最小值及最大值的中间值的比率(0.68％)更大。
(梯子型SAW滤波器的特性)
图11中的(a)～图11中的(e)表示针对上述的SAW滤波器109的模拟结果的图。
图11中的(a)中，横轴表示频率(MHz)、纵轴表示通过特性(dB)。图11中的(b)是图11中的(a)的通频带及其周边的放大图。图11中的(c)是图11中的(b)的通过特性高的区域的放大图。图11中的(d)是输入端子105侧的驻波比。图11中的(e)是输出端子103侧的驻波比。
各图中，线L31表示现有的SAW滤波器的特性。线L33表示本实施方式的SAW滤波器109的特性。通过线L33表示特性的SAW滤波器109，所有并联谐振器59由实施方式的SAW谐振器1构成。
根据这些图可确认：即便利用具有多个区域19(多个谐振点)的本实施方式的SAW谐振器1来构成梯子型的SAW滤波器109，也能与现有技术同样地获得在通频带中通过特性升高的滤波器特性。进而，并联谐振器59的Δf小，由此可确认在通频带的低频侧，与现有技术相比，表示通过特性的曲线的上升沿变得陡峭，能够使通过特性提高。再有，可确认也能获得驻波比下降的效果。
<分波器>
图12是表示作为SAW谐振器1的利用例的分波器101的示意图。在本图的说明中，关于与图9示出的结构相同或类似的结构，有时利用不同的名称和相同的符号。
分波器101例如具有对来自发送端子105的发送信号进行滤波后向天线端子103输出的发送滤波器109、和对来自天线端子103的接收信号进行滤波后向一对接收端子107输出的接收滤波器111。
发送滤波器109例如和参照图9而说明过的梯子型的SAW滤波器109相同或类似。
接收滤波器111例如通过相互串联连接的SAW谐振器61及SAW滤波器63来构成。构成这些的IDT电极5及反射器7例如设置于相同的压电基板3。构成接收滤波器111的压电基板3和构成发送滤波器109的压电基板3既可以是相同的，也可以不同。
SAW滤波器63例如是纵耦合多模(包括双模)型谐振器滤波器，具有排列在SAW的传播方向上的多个IDT电极5、和配置在其两侧的一对反射器7。另外，SAW滤波器63也可以是梯子型滤波器。
<通信装置>
图13是表示作为SAW谐振器1的利用例的通信装置151的主要部分的框图。
通信装置151进行利用了电波的无线通信。通信装置151通过具有上述的分波器101，从而利用SAW谐振器1。具体如下所述。
通信装置151中，包括应该发送的信息的发送信息信号TIS，通过RF-IC(RadioFrequency Integrated Circuit)153进行调制及频率的提升(向载波频率的高频信号的变换)而被作为发送信号TS。发送信号TS通过带通滤波器155而被除去发送用的通带以外的无用成分，由放大器157放大后输入分波器101(发送端子105)。而且，分波器101从所输入的发送信号TS中除去发送用的通带以外的无用成分，并将该除去后的发送信号TS从天线端子103输出到天线159。天线159将所输入的电信号(发送信号TS)变换为无线信号(电波)后发送。
再有，通信装置151中，通过天线159接收到的无线信号(电波)由天线159变换为电信号(接收信号RS)后向分波器101输入。分波器101从所输入的接收信号RS中除去接收用的通带以外的无用成分后向放大器161输出。所输出的接收信号RS由放大器161放大，由带通滤波器163除去接收用的通带以外的无用成分。而且，接收信号RS由RF-IC153进行频率的降低及解调后被作为接收信息信号RIS。
其中，发送信息信号TIS及接收信息信号RIS可以是包括适当的信息的低频信号(基带信号)，例如是模拟的声音信号或者被数字化过的声音信号。无线信号的通带可以是遵照于UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)等的各种标准的频带。调制方式也可以是相位调制、振幅调制、频率调制或者这些任意两者以上的组合的任意一者。电路方式在图13中虽然例示出直接变换方式，但可以被设为除此之外的适当的方式，例如也可以是双变频超外差方式。还有，图13仅示意地表示主要部分，既可以在适当的位置追加低通滤波器、隔离器等，还有也可以变更放大器等的位置。
如上，本实施方式涉及的SAW谐振器1具有压电基板3、IDT电极5和一对反射器7。IDT电极5在压电基板3上具有沿SAW的传播方向排列的多个电极指13。一对反射器7在压电基板3上相对于多个电极指13而位于传播方向的两侧。再有，IDT电极5具有被分配有多个电极指13且谐振频率相互不同的多个区域19。多个区域19包括至少三个区域19。在所有区域19内第二高的谐振频率(图3中的(a)中为fr2)比所有区域19内最低的谐振频率(图3中的(a)中为fr1)和所有区域19内最高的谐振频率(图3中的(a)中为fr3)的中间值还低。
因此，例如如已经描述过的，SAW谐振器1能利用为将最高的谐振频率和被平均化过的反谐振频率之差设为Δf的谐振器，能够减小Δf。因此，不设置与IDT电极5并联地连接的电容元件，或减小该电容元件的电容，就能够减小Δf。结果，例如容易使SAW谐振器1小型化。再有，与设置电容元件的情况相比较，也能使温度特性提高。
再有，例如和本实施方式不同，若不设置谐振频率相互不同的多个区域19而想要通过遍及IDT电极5的整体使电极指间距逐渐变化等来减小Δf，则遍及多个电极指间距，难以形成固定波长的SAW，因此谐振特性恶化。可是，本实施方式中，各区域19可以是与通常的IDT电极同样的结构，因此可实现良好的谐振特性，据此即便作为SAW谐振器1整体，也能实现良好的谐振特性。
再有，这也如已经描述过的，通过相对地增大最高的谐振频率和第二个以后的谐振频率之差，从而使得规定Δf的频率最高的谐振点明确地出现，同时在比该谐振点更靠低频侧的部位，能够遍及宽频带地使多个谐振点产生。结果，例如在将SAW谐振器1利用为梯子型的SAW滤波器109的并联谐振器59时，在通频带的低频侧，能够使表示通过特性的曲线的上升沿陡峭化，同时在比通频带更靠低频侧的宽频带中能够确保衰减量。
还有，在本实施方式中，在多个区域19的每一个中，电极指间距(电极指13的间距Pt)是固定的。具有最低的谐振频率的区域19(图1中为第1区域19A)在所有区域19内具有最大的电极指间距(图2中为Pt_max)。具有最高的谐振频率的区域19(图1中为第2区域19B)在所有区域19内具有最小的电极指间距(图2中为Pt_min)。具有第二高的谐振频率的区域19(图1中为第3区域19C)在所有区域19内具有第二小的电极指间距(图2中为Pt_2nd)。第二小的电极指间距比最大的电极指间距和最小的电极指间距的中间值(图2中为Pt_mid)还大。
因此，通过适当地设定多个区域19的电极指间距，从而能够实现上述相互不同的多个谐振频率。谐振频率虽然根据IDT电极5的膜厚及/或电极指13的占空比等其他条件也能进行调整，但根据电极指间距进行调整对照SAW谐振器的理论是基本的，容易实现所期望的多个谐振频率。
再有，在本实施方式中，一对反射器分别具有在传播方向上排列的多个带状电极17。多个带状电极17的间距在多个区域19中比最小的电极指间距(图2中为Pt_min)大、且在多个区域19中比第二小的电极指间距(图2中为Pt_2nd)小。
因此，例如可以优选地反射规定Δf的最高的谐振频率涉及的SAW，同时反射各种波长的SAW，作为整体能够实现良好的谐振特性。
还有，在本实施方式中，在多个区域19中，其他区域(图1中为第1区域19A及第3区域19C)位于电极指间距最小的区域19(图1中为第2区域19B)的两侧。
因此，例如在驻波最容易呈现的位置(IDT电极5的传播方向的中央侧)配置具有规定Δf的谐振频率的区域19。结果。例如可以明确地产生规定Δf的谐振点，作为SAW谐振器1整体实现可良好的特性。
另外，在以上的实施方式中，SAW谐振器1是弹性波谐振器的一例，SAW滤波器109是弹性波滤波器的一例。
(变形例)
图14是表示变形例涉及的SAW谐振器201的结构的俯视图。
SAW谐振器201仅在能进行所谓的电极指的间隔剔除这一点和SAW谐振器1相异，其他和SAW谐振器1同样。另外，以下针对SAW谐振器201也利用SAW谐振器1涉及的符号，还有基本上仅针对与SAW谐振器1的相异部分进行说明。
图14的例子中，在阴影化来表示的电极指13F的位置能进行间隔剔除。IDT电极5中，基本上交替地排列有第1梳齿电极9A的电极指13和第2梳齿电极9B的电极指13。间隔剔除是应该对照该交替地排列的规则性而被配置的电极指13成为非配置。图14的例子中，在应该配置第1梳齿电极9A的电极指13的位置(电极指13F的位置)，第1梳齿电极9A的电极指13被设为非配置(违反规则性而配置第2梳齿电极9B的电极指13)，由此能进行间隔剔除。
在进行了间隔剔除的位置，如图示的例子，可以配置与具有应该被配置的电极指13的梳齿电极9(图示的例子中为第1梳齿电极9A)咬合的梳齿电极9(图示的例子中为第2梳齿电极9B)的电极指13。再有，和图示的例子不同，进行了间隔剔除的位置也可以被设成任意的梳齿电极9的电极指13都未配置的位置。还有，也可以是宽度较宽的电极指13位于进行了间隔剔除的位置。例如，在图14的第2梳齿电极9B中，也可以设置具有遍及电极指13F的位置及其相邻两侧的电极指13的位置的合计三根电极指的范围的宽度的电极指13。
另外，间隔剔除的概念针对区域19内的大部分(已被间隔剔除的部分以外)的电极指13的配置，其前提在于存在某种程度的规则性。因此，在SAW谐振器1的说明中例示出的各种的形态是否成立的判定能够将间隔剔除部分除外(或者假设未进行间隔剔除)来进行，还有可以这样进行判定。SAW谐振器的特性的概略是由具有规则性的大部分来规定的缘故。例如，在各区域19中，电极指间距Pt是否固定的判定可以将间隔剔除部分除外来进行判定。再有，例如在多个区域间对电极指间距的大小进行比较的情况下(例如判定具有最低的谐振频率的区域在所有区域内是否具有最大的电极指间距的情况下)也可以将间隔剔除部分除外来进行比较。
间隔剔除也可以在多个区域19之中任意的区域19中进行。例如，能进行间隔剔除的区域19是多个区域19之中具有最高的谐振频率的区域19、或电极指间距最小的区域19(在此，任意一者都是第2区域19B)。再有，在假设多个区域19的D1轴方向(SAW的传播方向)上的大小相互相等、且向IDT电极5施加了最高的谐振频率fr3和IDT电极5的反谐振频率fa的中间的频率((fr3+fa)/2)的电压时，能进行间隔剔除的区域19是多个区域19之中振动强度最大的区域19。
图14的例子中，仅在电极指13F的位置进行中间隔剔除。即，仅一根进行间隔剔除。其中，电极指13F的两个相邻的第1梳齿电极9A的电极指13也被间隔剔除等，也可以进行两根以上的间隔剔除。再有，也可以并不是两个相邻的多个电极指13被间隔剔除，而是在第1梳齿电极9A的电极指13与第2梳齿电极9B的电极指13交替地排列的部分，在被隔开的多个部位各自进行一根以上的间隔剔除。
间隔剔除也可以在SAW的传播方向(D1轴方向)上在区域19内的任意位置进行。例如，间隔剔除可以在区域19的中央进行。此处所称的中央例如是以区域19的D1轴方向上的距离为基准。其中，区域19内的电极指间距基本上是固定的，因此也可以是以电极指13的个数为基准的中央。在两根电极指13夹着区域19的中央而被配置的情况下(例如区域19内的电极指13的个数为偶数的情况下)，即便这两根电极指13之中任意一者被间隔剔除，也可以视为在中央进行间隔剔除。
图15中的(a)～图15中的(c)是用于说明间隔剔除的影响的图。这些图基于模拟计算。在该计算条件中，
Figure BDA0003323782770000281
图15中的(a)是和图4同样的图，表示D1轴方向上的位置D(横轴)和振动强度Sv(纵轴)的关系。
线L41对应于无间隔剔除的例子，线L42～L44对应于有间隔剔除的例子。即，线L41对应于实施方式的SAW谐振器1，线L42～L44对应于变形例的SAW谐振器201。再有，线L42对应于在一个部位进行了间隔剔除的例子，线L43对应于在3个部位进行了间隔剔除的例子，线L44对应于在7个部位进行了间隔剔除的例子。此处所称的3个部位或7个部位(多个部位)指的是在第1梳齿电极9A的电极指13与第2梳齿电极9B的电极指13交替地排列的部分被隔开的位置的个数。还有，每一部位，进行一根的间隔剔除。在线L42～线L44的任意一者中，间隔剔除都是仅在电极指间距Pt最小的区域19(间距Pt2的区域19)中进行。
如在SAW谐振器1的说明中所描述的，在电极指间距Pt小的区域19中，与其他区域19相比较，振动强度容易升高。因此，在图15中的(a)中，线L41～L44的任意一者中，在电极指间距Pt2的区域19中振动强度都升高。
若对无间隔剔除的线L41和有间隔剔除的线L42～L44进行比较，则线L42～L44与线L41相比较，在进行过间隔剔除的位置中振动强度有所下降。据此，线L42～L44，与线L41相比较，在进行过间隔剔除的区域19中振动强度的峰值下降。进行过间隔剔除的区域19是在多个区域19之中振动强度最高的区域19，因此作为IDT电极5整体来说，振动强度的峰值也下降。结果，例如IDT电极5的耐电性提高。
线L41中，在电极指间距Pt2的区域19的中央出现振动强度的峰值。另一方面，线L42～L44的任意一者，也在电极指间距Pt2的区域19的中央进行间隔剔除。因此，基于间隔剔除的振动强度的下降，会在未进行间隔剔除的情况下在振动强度的峰值出现的位置产生。结果，振动强度的峰值有效地下降。
若在有间隔剔除的线L42～L44间对振动强度进行比较，则间隔剔除的个数越多，则振动强度下降的位置越多，据此，振动强度的峰值降低。
通过进行了间隔剔除，从而在未进行间隔剔除的区域19中，与进行过间隔剔除的区域19相反，振动强度上升。再有，间隔剔除的个数越多、则其上升量就越大。由此可知，进行过间隔剔除的区域19的能量被分散给未进行间隔剔除的区域19。
另外，在图示的例子中，未进行间隔剔除的区域19的振动强度即便因间隔剔除而上升，也会比进行过间隔剔除的区域19的振动强度低。因此，例如未进行间隔剔除的区域19的振动强度的上升对作为IDT电极5整体的耐电性几乎没有影响。
图15中的(b)是和图3中的(a)同样的图，表示频率(横轴)和阻抗的绝对值(纵轴)的关系。图15中的(c)是和图3中的(b)同样的图，表示频率(横轴)和阻抗的相位(纵轴)的关系。这些图中的线种与间隔剔除的关系和图15中的(a)同样。
如图15中的(b)所示，通过进行间隔剔除，从而Δf变小。再有，间隔剔除的个数越多，在Δf变得越小。因此，例如通过将变形例涉及的SAW谐振器201应用于并联谐振器59，从而能够使通频带的低频侧的陡峭性提高。
另外，在图15中的(b)中，可知若进行间隔剔除、或间隔剔除的个数增加，则谐振频率下的阻抗与反谐振频率下的阻抗之差虽然少许，但会缩小。再有，在图15中的(c)中，可知若进行间隔剔除、或间隔剔除的个数增加，则阻抗的相位在通频带内的高频侧自90°偏离。因此，间隔剔除的有无及其个数可以考虑耐电性(振动强度)、Δf及其他事项后适当地设定。
本公开涉及的技术未被限定于以上的实施方式或变形例，能够以各种形态来实施。
弹性波未被限定于SAW。例如，弹性波既可以是在压电基板内传播的体波，也可以是在压电基板和将压电基板覆盖的绝缘层的边界部传播的弹性边界波(其中，广义上来说为SAW的一种。)。
谐振频率的区域间的相异未被限定于通过电极指间距在区域间相异而实现的结构。例如，谐振频率的区域间的相异也可以通过电极膜厚或占空比在区域间相异来实现。具体是，若增大电极膜厚(在其他观点，增大电极的质量)，则能够降低谐振频率及反谐振频率。还有，若增大电极指的宽度(占空比)，则能够降低谐振频率及反谐振频率。再有，例如使也可以电极指间距、电极膜厚及占空比的任意两个以上的组合在区域间相异，由此实现谐振频率的区域间的相异。
各区域中，对谐振频率造成影响的条件(电极指间距、电极膜厚及占空比等)基本上遍及该区域整体是固定的。其中，为了谐振特性的微调整等，也可以在其一部分设置临界的部分。例如，如变形例中所说明过的，也可以进行所谓的间隔剔除。再有，也可以在比较少的个数的电极指间距中，其大小发生变化。
另外，如变形例的说明中所提及到的，各区域中电极指间距等是否固定可以将上述的临界部分除外后进行判定。原因是临界部分的概念的前提在于其他大部分具有规则性，弹性波谐振器的特性的概略是由其他大部分来规定。例如，对于区域内的大部分而言电极指间距固定、且只要在多个区域间电极指间距不同，就能够获得减小Δf的效果。同样，在对多个区域彼此的电极指间距进行比较的情况下也可以将临界部分除外来进行比较。
此外，IDT电极也可以在区域、区域间间隔及外侧间隔以外具备具有电极指间距(电极指)的部分。例如，也可以在多个区域的外侧设置电极指间距越靠外侧则越缩窄的窄间距部。
如图10中的(c)中例示出的，电可以不设置区域间间隔。即，相邻的两个区域中，也可以共用一个区域的位于另一区域侧的端部的电极指和另一区域的位于一个区域侧的端部的电极指。该情况下的被共用的电极指的宽度既可以和任意一个区域的电极指的宽度同等，也可以相对于双方区域的电极指的宽度为平均性的大小。
谐振频率的个数(例如电极指间距的大小的种类的个数)和区域的个数可以是相同的。该情况下，例如容易产生固定波长的驻波的区域被设为一组，谐振特性提高。其中，也可以存在相同谐振频率的两个以上的区域。
还有，也可以将构成SAW滤波器109的并联谐振器59串联分割。该情况下，在分割后的每一个如上述地采取IDT电极5的设计，由此能够提供耐电力性更优异的弹性波谐振器。

Claims (14)

1.一种弹性波谐振器，具有：
压电基板；
IDT电极，具有在所述压电基板上排列在弹性波的传播方向上的多个电极指；和
一对反射器，在所述压电基板上，相对于所述多个电极指而位于所述传播方向的两侧，
所述IDT电极具有分别被分配多个所述多个电极指且谐振频率相互不同的多个区域，
所述多个区域至少包括：具有在所有区域内最大的电极指间距的区域；具有在所有区域内最小的电极指间距的区域；以及具有高于所述最低的谐振频率且在所有区域内第二小的电极指间距的区域，
所述第二小的电极指间距比所述最大的电极指间距与所述最小的电极指间距的中间值大。
2.根据权利要求1所述的弹性波谐振器，其中，
在所述多个区域的每一个中，电极指间距是固定的。
3.根据权利要求1或2所述的弹性波谐振器，其中，
在假设所述多个区域的所述传播方向上的尺寸的大小相互相等、且将具有所述最小的电极指间距的区域的谐振频率与所述IDT电极的反谐振频率的中间的频率的电压施加给所述IDT电极时，所述多个区域之中振动强度最大的区域，在所述多个区域内，所述传播方向上的尺寸的大小最大。
4.根据权利要求1或2所述的弹性波谐振器，其中，
具有所述最小的电极指间距的区域在所述多个区域内，所述传播方向上的尺寸的大小最大。
5.根据权利要求1或2所述的弹性波谐振器，其中，
具有所述最小的电极指间距的区域具有所述多个电极指被间隔剔除的部分。
6.根据权利要求5所述的弹性波谐振器，其中，
所述被间隔剔除的部分位于具有所述最小的电极指间距的区域的中央。
7.根据权利要求1所述的弹性波谐振器，其中，
在所述多个区域之中的互相相邻的任意两个区域之间，一个区域的靠另一区域侧的端部的电极指和所述另一区域的靠所述一个区域侧的端部的电极指是互相相邻的两根电极指，这两根电极指的电极指间距的大小和所述两个区域的任意的电极指间距都不同、且比所述两个区域的电极指间距的中间值小。
8.根据权利要求1所述的弹性波谐振器，其中，
所述一对反射器的一个反射器具有排列在所述传播方向上的多个带状电极，
所述一个反射器的位于所述IDT电极侧的端部的带状电极、和所述多个区域之中与所述一个反射器的相邻的区域的、位于所述一个反射器侧的端部的电极指的间距的大小，和所述多个带状电极的间距及所述相邻的区域中的电极指的任意间距都不同、且比所述多个带状电极的间距与所述相邻的区域中的电极指间距的中间值小。
9.根据权利要求1所述的弹性波谐振器，其中，
所述一对反射器分别具有排列在所述传播方向上的多个带状电极，
所述多个带状电极的间距比具有所述最小的电极指间距的区域的电极指间距大、且比具有所述第二小的电极指间距的区域的电极指间距小。
10.根据权利要求1所述的弹性波谐振器，其中，
所述多个区域中，其他区域位于所述电极指间距最小的区域的两侧。
11.一种弹性波滤波器，具有：
被连接成梯子型的一个以上的串联谐振器及一个以上的并联谐振器，
所述一个以上的并联谐振器的至少一个由权利要求1～10中任一项所述的弹性波谐振器构成。
12.根据权利要求11所述的弹性波滤波器，其中，
所述弹性波滤波器具有分别由权利要求1～10中任一项所述的弹性波谐振器构成的多个所述并联谐振器，
与具有所述最大的电极指间距的区域的谐振频率相关的、多个所述并联谐振器间的最小值与最大值之差相对于这些最小值及最大值的中间值的比率，比与具有所述最小的电极指间距的区域的谐振频率相关的、多个所述并联谐振器间的最小值与最大值之差相对于这些最小值及最大值的中间值的比率大。
13.一种分波器，具有：
天线端子；
对发送信号进行滤波并向所述天线端子输出的发送滤波器；以及
对来自所述天线端子的接收信号进行滤波的接收滤波器，
所述发送滤波器及所述接收滤波器的至少一方包括权利要求11或12所述的弹性波滤波器。
14.一种通信装置，具有：
天线、IC以及权利要求13所述的分波器，
所述天线端子被连接于所述天线，
所述IC被连接于所述发送滤波器及所述接收滤波器。
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