CN103107694A

CN103107694A - 多输出电荷泵及其操作方法

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Publication number: CN103107694A
Application number: CN2013100125869A
Authority: CN
Inventors: 理查德.K.威廉姆斯
Original assignee: Advanced Analog Technology Inc
Current assignee: Advanced Analog Technology Inc; Advanced Analogic Technologies Inc
Priority date: 2007-08-08
Filing date: 2008-08-05
Publication date: 2013-05-15
Anticipated expiration: 2028-08-05
Also published as: KR101662978B1; EP2176953A1; KR101598767B1; CN103107694B; KR20100053616A; US9225239B2; JP5744138B2; US8841891B2; WO2009020984A1; TW201407947A; JP2013240278A; CN101779374A; KR20160027245A; CN101779374B; JP2010536319A; EP2176953B1; US8310218B2; TWI499185B; US20130162336A1; TW200924360A

Abstract

本发明公开了一种多输出电荷泵及其操作方法。本发明的一个实施例的多输出电荷泵包括第一和第二飞驰电容器；第一和第二输出节点；耦接到所述第一输出节点和地的第一输出电容器；耦接到所述第二输出节点和地的第二输出电容器；以及切换电路，配置为在第一操作模式期间对所述第一和第二飞驰电容器充电，在第二操作模式期间将第一组第一和第二飞驰电容器耦接到第一参考电压和所述第一输出节点，以将所述第一输出电容器充电到第一充电电压，以及在第三操作模式期间将第二组第一和第二飞驰电容器耦接到第二参考电压和所述第二输出节点，以将所述第二输出电容器充电到具有不同于所述第一充电电压的大小的第二充电电压。

Description

多输出电荷泵及其操作方法

本申请是申请日为2008年8月5日、申请号为200880102381.7（国际申请号为PCT/US2008/072255）、发明名称为“具有多个输出的时间复用型电容器DC/DC转换器”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种多输出电荷泵及操作该多输出电荷泵的方法。

背景技术

有三种方法通常用来实现DC到DC转换器–将电池或DC电压源转换到一不同的DC电压的电子电路。这些方法包括线性调控（linear regulation）、感性开关调控器（inductive switching regulator）或者所谓的“开关模式电源”、以及开关电容转换器（switched capacitor converter）（也称为电荷泵（chargepump））。在这些方法之中，电荷泵由于它的简单、划算并且相对低噪声的操作而很有价值。在某些情况下，电荷泵可以以很高的转换效率操作，但不能在基于开关电感器的转换器能够实现的宽范围条件下操作。

电荷泵的操作原理是简明易懂的：包括按交替顺序操作的充电阶段和电荷转移阶段。如图1A所示，现有技术的电荷泵倍压器型电路1包括四个MOSFET、一不永久附接到任何具体供应电压的飞驰电容器（flyingcapacitor）、以及一接地的输出滤波电容器。在充电阶段中，连接电池的MOSFET3和接地的MOSFET2被接通并且允许传导电流并对电容器5充电，从而将该电容器与电池或输入到电路的电压并联连接。MOSFET1和4在操作的充电阶段期间保持关断。该充电电流在示意图1中由虚线和箭头指示。在某段时间之后，电容器5充电到与电池电压V_batt相等的电压，并且充电电流减退。

在电荷转移阶段期间，电容器5与电池串联连接，具体而言，其负端子短接到电池的正端子，这是通过接通MOSFET1而实现的。堆叠在电池输入上的电容器5的串联组合的电压具有V_batt+V_batt=2V_batt的电压，或者说电池电压的两倍，因此该电荷泵被赋予名称“倍压器”（doubler）。该串联电路通过接通MOSFET4而同时连接到输出电容器6。电容器5随后将其电荷转移到输出电容器6，直到V_out→2V_batt，如实线和箭头所示。

在输出电容器6的初始充电之后，电荷泵的操作变得高效，因为唯一流动的电流是对在输出电容器6上损耗的、提供给负载的电荷进行补充所需的电流。只要期望的输出电压是电池电压的两倍，即2V_batt，倍压器电荷泵1的效率就很高，甚至达到98%。实际输出电压V_out与电荷泵的理想输出V_CP=n·V_in之间的任何偏差都将导致由以下关系式给出的效率的损耗：

η = \frac{V_{out}}{V_{CP}} = \frac{V_{out}}{n \cdot V_{in}}

电荷泵之间的电压差别通过使得晶体管之一饱和并停止新增业务而降低了效率。导致倍压器电荷泵中的较低效率的一个常见状况是把输出“过泵”（over-pumping）到比负载所期望或需要的电压更高的电压。

分数电荷泵实现方式：过泵的一种常见解决方案是采用分数电荷泵，其升压（step up）到1.5倍，而不是使其输出加倍。如图1B所示的这种分数电荷泵20需要受MOSFET开关21至27的矩阵控制的两个飞驰电容器30和32。操作包括通过MOSFET21、22和23对串联连接的电容器30和31充电，如实线和箭头所示。在充电之后，飞驰电容器通过导通的MOSFET24、25、26和27从输出电容器32转移电荷。

在充电期间，电容器30和31串联连接并且充电到等于V_batt/2的电压。在电荷转移期间，电容器30和31被并联接线、与电池输入V_batt串联连接，并且该串联组合跨过输出电容器32而连接。输出电压被充电到电压V_out→1.5V_batt，这是比倍压器电荷泵1的输出低25%的电压。

通过使用1.5X型分数电荷泵技术，效率在较低输出电压时有所提高，但限于其输入的最多1.5倍。另外，1.5X分数电荷泵与2X型电荷泵一样不调控电压。结果，其输出电压随着其输入而变化，这在许多应用中都是不希望的。

电荷泵效率考虑：由于电荷泵的输出电压随着其输入而变化，因此它并不太适合用作功率转换器并且必须经常与和该电荷泵串联连接的线性调控器相组合，以限制输出电压摆动。线性调控器可以连接在电荷泵的输入或输出中。

例如，锂离子输入在其放电期间的范围是4.2V至3.0V。在这种情况下，分数型1.5X电荷泵的输出将从6.3V到4.5V变化。2X型电荷泵倍压器的输出在同样的情况下将从8.4V到6V变化。如果负载电压被维持在固定电压（通过线性调控器或者因为负载对其两端的电压进行钳位），则效率将随着输入电压而变化。针对几种通常需要的供应电压，在下表中总结了经线性调控的1.5X和2X电荷泵的效率变化。未经调控的电荷泵的输出电压与没有电荷泵的线性调控器（在表中被称为1X转换器）被包括在表中以供参考。

如表中所示，每个输出电压表现出随电池的电压而变化的效率范围，从锂离子电池被完全充电到4.2V时的较低效率开始，并且随着电池放电到3V而提高。术语“NA”表示不可用，意味着电荷泵无法在整个输入范围上产生期望的输出电压。如果输出不受调控，则效率没有意义。还应当注意，表中所示的、由以下关系式给出的效率是电荷泵的最大理论效率，其中没有考虑MOSFET电阻中的损耗、开关损耗或其他寄生效应：

η = \frac{V_{out}}{V_{CP}} = \frac{V_{out}}{n \cdot V_{in}}

这些损耗可使效率比所示出的理论最大效率值进一步降低3%至6%。

从该表清楚可见，当期望输出电压接近未经调控的电荷泵电压时，即，当V_out≈V_CP时，效率最高。较低的输出电压因此遭遇到较低的效率，因为电荷泵将电压过泵到了太高的值。例如，电荷泵倍压器的1.8V伏特输出具有30%的峰值理论效率，而3V输出具有50%的转换效率。在相同的情况下，分数电荷泵具有较高的效率，对于1.8V输出为40%，对于3V输出为67%，这是因为它不会将其输出泵充到像倍压器那么高的电压。

另一方面，分数电荷泵无法输出系统中通常希望的所有电压。例如，1.5X电荷泵无法在整个锂离子范围上产生5V输出。在略高于3.3V处，输出电压将会下跌到期望的5V以下，从而系统可能失效，意味着1.5X电荷泵无法被用来可靠地产生5V经调控供应，虽然在它能够产生时它具有更高的效率。

因此，如果使用较高的电荷泵倍数，例如n=2，则转换器在较宽的电压范围上进行调控，但是却以较低的效率操作。如果使用较低的转换因数n，例如n=1.5或甚至n=1，则转换器无法在整个电池操作范围上提供电压，除非能够维持条件V_CP(min)>V_out。

范围与效率之间的折衷的一个解决方案是使用模式切换，即，把倍压器和分数电荷泵组合到单个电路中，在电池放电之前在1.5X模式中操作，而当电池放电时则切换到2X模式。这样，在电池电压范围上可以维持较高的平均效率。这种能够按两个不同值的n（在此情况中是1.5X和2X）操作的模式切换电荷泵被称为双模式电荷泵。

对于诸如3V和3.3V的输出，即使是1X模式或者说仅限线性调控器的模式，也可用于电荷泵需要接通之前的某一部分时间。通过将1.5X和1X模式电荷泵组合成单个电荷泵，所得到的双模式电荷泵比组合2X和1.5X模式更适合于较低电压输出。

更加多功能、但稍微复杂一些的三模式电荷泵可以在三种模式中的任何一种中操作，例如当电池被充电时在仅限降压（step-down-only）的1X模式中操作，当电池被放电时切换到1.5X模式，并且如果负载临时需要更高的电压或电流，则跳到2X模式中。作为一个示例，三模式电荷泵可利用其1.5X和1X模式来驱动作为蜂窝电话中的背光的3.6V白LED，然后每当需要4.5V相机闪光LED时就立刻切换到2X模式。

三模式电荷泵35的示例在图1C中示出，其中飞驰电容器45和46的充电和放电受到MOSFET开关矩阵的控制。该矩阵将电荷泵倍压器电路1的拓扑元件与分数电荷泵20以及用来绕开整个电荷泵电路以实现1X直通操作的装置相组合。

除了在1X绕开模式（其中电荷泵未切换）中以外，三模式电荷泵35按与单模式电荷泵1和20相同的原理来操作，即，通过将飞驰电容器45和46接连充电到电压V_fly，然后根据需要将其电荷转移到输出滤波电容器49。在1.5X模式中，电容器被串联连接并且各自通过导通的MOSFET36、37和38被充电到V_batt/2的电压，同时所有其他MOSFET保持关断。在2X模式中，每个飞驰电容器与电池并联并且通过导通的开关36、39、42和38被充电到电压V_batt，同时包括MOSFET37在内的所有其他MOSFET保持关断。

无论飞驰电容器45和46是被充电到电压V_batt还是V_batt/2，电荷转移模式都是相同的。导通的MOSFET40和42将被充电的电容器45和46的负端子连接到输入电压V_batt。导通的MOSFET43和44以及正向偏置的二极管47和48将被充电的电容器45和46的正端子连接到转换器的输出以及滤波电容器49。电荷转移发生，使得V_out→(V_batt+V_fly)。如果V_fly被充电到电压V_batt，则V_out→2V_batt并且电荷泵电路35用作倍压器。如果V_fly被充电到电压V_batt/2，则V_out→1.5V_batt并且电路35用作1.5X型分数电荷泵。

为了在1X绕开模式中操作，导通的MOSFET36、42、43、44以及可选的40和37将V_out直接连接到V_batt。在此操作模式中不需要切换动作。

因此，除了包含大量MOSFET来实现开关矩阵这一缺点之外，三模式电荷泵35可调整其模式以减轻过泵并且提高任何给定输出电压下的操作效率。

电荷泵的局限：当今的许多系统需要不止一个经调控的输出电压。这个问题的一个解决方案是利用电荷泵来提高电池电压并随后利用不止一个线性调控器来向下调控到较低的电压，如图2的示意图50中所示。

如图所示，由锂离子电池58供电的电荷泵51生成电压V_CP，该V_CP被存储在储能电容器（reservoir capacitor）57上并随后被线性调控器51、52和53所调控，以产生各种所需的经调控电压V_out1、V_out2和V_out3。电容器54、55和56提供了附加的滤波并且改善了调控器稳定性。

例如，当将倍压器用于电荷泵51时，线性调控器51、52和53可被用于产生从1V至接近6V的任何期望的电压。当使用分数电荷泵来实现转换器51时，所保证的电压V_CP限于3V以下，这是因为1.5X模式无法可靠地产生3V输出并且因为某个电压（通常为300mV）作为线性调控器两端的电压降而损耗了。

另外，如果系统既需要正的（即，高于地的）供应电压又需要负的（即，低于地的）供应电压，则无法使用图2的方法，而需要多个电荷泵。

总之，当今的电荷泵的局限在于，它们产生单电压单极性输出。虽然通过模式切换可以及时改变电荷泵输出电压，但是它必须始终输送比系统所需的最高电压更高的电压V_CP。这种约束极大地限制了电荷泵的使用，从而强制设计者对每个负载使用一个电荷泵，这不利地增大了成本、元件数和印刷电路板空间。

确实需要的是一种能够利用最低限度数目的元件来同时产生任意数目的正和负供应电压的多输出电荷泵电压转换器或调控器。

发明内容

这里公开了一种使用新的时间复用电容器转换器算法以及有关电路拓扑的多输出DC到DC电压转换器。与传统的电荷泵限于每个电荷泵产生单个输出不同，新的时间复用电容器拓扑和方法根据单个供应电压或电池输入生成多个既有正极性又有负极性的电压输出。为了清晰起见，本发明的各种实施例被细分成四类–双极性多输出转换器、多正输出转换器、多负输出转换器、以及可重配置的多输出转换器。

双极性时间复用电容器转换器：本发明的一个实施例是能够产生正输出电压和负输出电压的时间复用电容器转换器。此实施例的一种代表性实现方式包括飞驰电容器、第一输出节点、第二输出节点以及切换网络。该切换网络被配置为提供以下电路操作模式：1）第一模式，其中飞驰电容器的正电极连接到输入电压并且飞驰电容器的负电极连接到地；2）第二模式，其中飞驰电容器的负电极连接到输入电压并且飞驰电容器的正电极连接到第一输出节点；以及3）第三模式，其中飞驰电容器的正电极连接到地并且飞驰电容器的负电极连接到第二输出节点。

第一模式的操作将飞驰电容器充电到等于输入电压的电压。第二模式的操作在第一输出节点处提供为输入电压两倍的电压。第三模式的操作在第二输出节点处提供与输入电压幅值相等但极性相反的电压。从而，利用单个被复用的飞驰电容器提供了正提升电压和反相电压。

此实施例的第二代表性实现方式包括第一飞驰电容器、第二飞驰电容器、第一输出节点、第二输出节点以及切换网络。该切换网络被配置为提供以下电路操作模式：1）第一模式，其中第一飞驰电容器和第二飞驰电容器串联连接，第一飞驰电容器的正电极连接到输入电压，并且第二飞驰电容器的负电极连接到地；2）第二模式，其中这些飞驰电容器的负电极连接到输入电压并且这些飞驰电容器的正电极连接到第一输出节点；以及3）第三模式，其中这些飞驰电容器的正电极连接到地并且这些飞驰电容器的负电极连接到第二输出节点。

第一模式的操作将飞驰电容器充电到等于输入电压的一半的电压。第二模式的操作在第一输出节点处提供1.5倍输入电压的电压。第三模式的操作在第二输出节点处提供等于-0.5倍输入电压的电压。从而，利用两个复用的飞驰电容器提供了正提升分数电压和反相分数电压。

正多输出时间复用电容器转换器：本发明的另一个实施例是能够同时产生两个正分数输出+1.5V_batt和+0.5V_batt（其中V_batt表示电荷泵的输入电压）的时间复用电容器双输出转换器。此实施例的一种代表性实现方式包括第一飞驰电容器、第二飞驰电容器、第一输出节点、第二输出节点以及切换网络。该切换网络被配置为提供以下电路操作模式：1）第一模式，其中第一飞驰电容器和第二飞驰电容器串联连接，第一飞驰电容器的正电极连接到输入电压，并且第二飞驰电容器的负电极连接到地；2）第二模式，其中这些飞驰电容器的负电极连接到输入电压并且这些飞驰电容器的正电极连接到第一输出节点；以及3）第三模式，其中这些飞驰电容器的负电极连接到地并且这些飞驰电容器的正电极连接到第二输出节点。

第一模式的操作将飞驰电容器充电到等于输入电压的一半的电压。第二模式的操作在第一输出节点处提供1.5倍输入电压的电压。第三模式的操作在第二输出节点处提供等于0.5倍输入电压的电压。从而，利用两个复用的飞驰电容器提供了两个正提升分数电压。

多负输出时间复用电容器转换器：在本发明的另一实施例中，能够同时产生两个负分数输出-0.5V_batt和-V_batt（其中V_batt表示电荷泵的输入电压）的时间复用电容器双输出转换器。此实施例的一种代表性实现方式包括第一飞驰电容器、第二飞驰电容器、第一输出节点、第二输出节点以及切换网络。该切换网络被配置为提供以下电路操作模式：1）第一模式，其中第一飞驰电容器和第二飞驰电容器串联连接，第一飞驰电容器的正电极连接到输入电压，并且第二飞驰电容器的负电极连接到地；2）第二模式，其中这些飞驰电容器的正电极连接到地并且这些飞驰电容器的负电极连接到第一输出节点；以及3）第三模式，其中第一飞驰电容器和第二飞驰电容器串联连接，第一飞驰电容器的正电极连接到地，并且第二飞驰电容器的负电极连接到第二输出节点。

第一模式的操作将飞驰电容器充电到等于输入电压的一半的电压。第二模式的操作在第一输出节点处提供-0.5倍输入电压的电压。第三模式的操作在第二输出节点处提供等于-1.0倍输入电压的电压。从而，利用两个复用的飞驰电容器提供了两个反相的分数电压。

可重配置多输出时间复用型分数电荷泵：时间复用电容器电荷泵可被定标为同时提供若干个不同的电压，并且可被电子地重配置为产生不同的一组电压。此实施例的一种代表性实现方式包括第一飞驰电容器、第二飞驰电容器、第一输出节点、第二输出节点、第三输出节点以及切换网络。该切换网络被配置为提供以下电路操作模式：1）第一模式，其中这些飞驰电容器串联或并联连接在输入电压（V_IN）与地之间以允许这些飞驰电容器被充电到以下电压中的任何一个：V_IN、-V_IN、1/2V_IN、-1/2V_IN；以及2）第二模式，其中第一飞驰电容器和第二飞驰电容器串联连接，第二飞驰电容器的负电极连接到输入电压，并且第一飞驰电容器的正电极连接到第一输出节点；以及3）第三模式，其中这些飞驰电容器的负电极连接到输入电压并且这些飞驰电容器的正电极连接到第二输出节点。

依据在充电和输出期间切换网络的配置，向三个输出节点提供了某个范围的不同输出电压。至少以下组合是可得的（每个三元组表示第一输出节点处的输出、第二输出节点处的电压以及第三输出节点处的电压）：

1）3V_batt、2V_batt、-V_batt，

2）2V_batt、1.5V_batt、0.5V_batt，

3）2V_batt、1.5V_batt、-0.5V_batt，

4）未用、-V_batt、-2.0V_batt，

5）未用、-0.5V_batt、-V_batt。

根据本发明的一个方面，提供了一种多输出电荷泵，包括：第一和第二飞驰电容器；第一和第二输出节点；耦接到所述第一输出节点和地的第一输出电容器；耦接到所述第二输出节点和地的第二输出电容器；以及切换电路，配置为在第一操作模式期间对所述第一和第二飞驰电容器充电，在第二操作模式期间将第一组第一和第二飞驰电容器耦接到第一参考电压和所述第一输出节点，以将所述第一输出电容器充电到第一充电电压，以及在第三操作模式期间将第二组第一和第二飞驰电容器耦接到第二参考电压和所述第二输出节点，以将所述第二输出电容器充电到具有不同于所述第一充电电压的大小的第二充电电压。

根据本发明的一个方面，提供了一种操作多输出电荷泵的方法，所述多输出电荷泵包括第一飞驰电容器、第二飞驰电容器、第一输出节点、第二输出节点、耦接到所述第一输出节点和地的第一输出电容器、耦接到所述第二输出节点和地的第二输出电容器，所述方法包括：在第一操作模式期间，将第一和第二飞驰电容器串联耦接在输入电压和地之间，以对所述第一和第二飞驰电容器充电；在第二操作模式期间，将第一组第一和第二飞驰电容器耦接到第一参考电压和所述第一输出节点，以将所述第一输出电容器充电到第一充电电压，以及在第三操作模式期间，将第二组第一和第二飞驰电容器耦接到第二参考电压和所述第二输出节点，以将所述第二输出电容器充电到具有不同于所述第一充电电压的大小的第二充电电压。

附图说明

图1A是现有技术的2X型电荷泵的框图。

图1B是现有技术的1.5X型电荷泵的框图。

图1C是现有技术的三模式1X/1.5X/2X型电荷泵的框图。

图2是示出利用若干个线性调控器来提供多个输出的电荷泵的框图。

图3是时间复用型倍压器/反相器双输出电荷泵的框图。

图4A示出了飞驰电容器充电期间倍压器/反相器电荷泵的操作。

图4B示出了转移电荷到其+2X输出期间倍压器/反相器电荷泵的操作。

图4C示出了飞驰电容器刷新期间倍压器/反相器电荷泵的操作。

图4D示出了转移电荷到其-1X输出期间倍压器/反相器电荷泵的操作。

图5是时间复用型倍压器/反相器双输出电荷泵操作的流程图。

图6是描述时间复用型倍压器/反相器双输出电荷泵的操作的状态图。

图7是时间复用型倍压器/反相器双输出电荷泵的切换波形的示图。

图8是时间复用型分数/分数反相器双输出电荷泵的示意图。

图9A示出了飞驰电容器充电期间分数/分数反相器电荷泵的操作。

图9B示出了转移电荷到其+1.5X输出期间分数/分数反相器电荷泵的操作。

图9C示出了转移电荷到-0.5X输出期间分数/分数反相器电荷泵的操作。

图9D是示出时间复用型分数/分数反相器双输出电荷泵的操作的流程图。

图10是时间复用型分数双正输出电荷泵的示意图。

图11A示出了飞驰电容器充电期间分数双正输出电荷泵的操作。

图11B示出了转移电荷到其+1.5X输出期间分数双正输出电荷泵的操作。

图11C示出了转移到电荷到其+0.5X输出期间分数双正输出电荷泵的操作。

图11D示出了使用P沟道基体偏置生成器的实现方式的分数双正输出电荷泵。

图11E示出了将接地N沟道MOSFET用于电荷转移的分数双正输出电荷泵。

图11F示出了使用隔离的N沟道基体偏置生成器的分数双正输出电荷泵。

图11G是示出时间复用型分数双正输出电荷泵的操作的流程图。

图12A示出了时间复用型分数双负输出电荷泵的-0.5X/-1X实现方式的示意图。

图12B示出了在转移电荷到其-0.5X输出期间图12A的电荷泵的操作。

图12C示出了在转移电荷到其-1X输出期间图12A的电荷泵的操作。

图12D是示出分数双负输出电荷泵的操作的流程图。

图12E示出了针对-1X/-2X输出对图12D的流程图的修改。

图13A示出了时间复用型三输出分数电荷泵的示意图。

图13B是示出复用器操作的图13A的电荷泵的等效电路。

图14示出了在操作期间图13A的电荷泵的飞驰电容器状况。

图15A示出了针对整数倍电荷转移进行配置并且在三倍压器模式中操作的图13A的电荷泵。

图15B示出了针对整数倍电荷转移进行配置并且在倍压器模式中操作的图13A的电荷泵。

图15C示出了针对整数倍电荷转移进行配置并且在反相器模式中操作的图13A的电荷泵。

图15D是示出针对整数倍电荷转移进行配置的图13A的电荷泵的操作的流程图。

图16A示出了针对分数电荷转移进行配置并且在倍压器模式中操作的图13A的电荷泵。

图16B示出了针对分数电荷转移进行配置并且在1.5X型分数模式中操作的图13A的电荷泵。

图16C示出了针对分数电荷转移进行配置并且在0.5X型分数模式中操作的图13A的电荷泵。

图16D是示出针对分数电荷转移进行配置的图13A的电荷泵的操作的流程图。

图16E示出了针对分数电荷转移进行配置并且在-0.5X型反相分数模式中操作的图13A的电荷泵。

图17A示出了针对整数倍电荷转移进行配置并且在-1X型反相模式中操作的图13A的电荷泵。

图17B示出了针对整数倍电荷转移进行配置并且在1-2X型反相模式中操作的图13A的电荷泵。

图17C是示出针对输入电压的负整数倍进行配置的图13A的电荷泵的操作的流程图。

图18A示出了针对分数电荷转移进行配置并且在-0.5X型反相模式中操作的图13A的电荷泵。

图18B示出了针对分数电荷转移进行配置并且在-1X型反相模式中操作的图13A的电荷泵。

图18C是示出针对输入电压的负分数倍进行配置的图13A的电荷泵的操作的流程图。

图19A是在反复刷新期间多输出电荷泵操作的一般化状态图。

图19B是在部分刷新期间多输出电荷泵操作的一般化状态图。

图19C是示出用于多输出电荷泵的可变电荷转移的方法的流程图。

图19D是示出用于多输出电荷泵的可变电荷转移的改进方法的流程图。

图19E是示出用于多输出电荷泵的反馈控制的方法的流程图。

图20是被反馈控制的多输出电荷泵的框图。

图21是被数字控制的多输出电荷泵的框图。

图22是示出用于多输出电荷泵的中断驱动数字控制的方法的流程图。

图23A是具有LDO预调控的被数字控制的多输出电荷泵的框图。

图23B是具有LDO后调控的被数字控制的多输出电荷泵的框图。

图23C是具有预调控和后调控的被数字控制的多输出电荷泵的框图。

具体实施方式

双极性时间复用电容器转换器：本发明的一个实施例是能够同时产生正输出电压和负输出电压的时间复用电容器转换器。例如，在图3中，电路60示出了能够同时产生倍压器和反相器输出+2V_batt和-V_batt的时间复用电容器双输出转换器。

该转换器包括单个飞驰电容器67、MOSFET61至66以及储能电容器70和71。可选地，MOSFET65和67依据MOSFET实现方式可包括固有的漏极到源极P-N二极管68和69。操作包括四个阶段的序列–对飞驰电容器充电，将电荷转移到正输出电容器，刷新飞驰电容器，以及将电荷转移到负输出电容器。

更详细地说，在图4A中的电路80所示的第一操作阶段（这里也称为充电阶段）中，导通的MOSFET61和62将飞驰电容器67一直充电到电压+V_batt，同时所有其他MOSFET保持关断。在该示意图中，充电电流由实线和箭头表示。在充电期间，飞驰电容器的端子被偏置在V_y≈V_batt和V_x≈0，并且二极管68和69朝着保持反向偏置即不导通的方向。提供给与正输出或负输出相连的负载（未示出）的任何电流在此阶段期间都必须由输出电容器70和71来输送。

在图4B中的电路85所示的第二操作阶段（这里称为正电荷转移阶段）期间，MOSFET61和62被关断并且MOSFET64和65被接通，从而将电荷从飞驰电容器转移到正输出的电容器70以及任何负载（未示出）。在电荷转移期间的电流流动由实线箭头示出。由于MOSFET64导通，被充电的飞驰电容器67的负端子V_x连接到V_batt，从而V_x=V_batt并且二极管69保持反向偏置即不导通。MOSFET63和66在此操作阶段期间保持关断。在其负端子连接到电池输入上的情况下，飞驰电容器67的正端子V_y则变为（V_batt+V_fly），从而将电容器70两端的正输出V_out1充电到正的即高于地的电压V_out1→+2V_batt。

图4C中的电路90所示的第三操作阶段（这里也称为刷新阶段）在电气上与第一阶段80相同。在电容器刷新期间，导通的MOSFET61和62再一次将飞驰电容器67一直充电到电压+V_batt，同时所有其他MOSFET保持关断。在充电期间，飞驰电容器的端子被偏置在V_y≈V_batt和V_x≈0，并且二极管68和69朝着保持反向偏置即不导通的方向。提供给与正输出或负输出相连的负载（未示出）的任何电流在此阶段期间都必须由输出电容器70和71来输送。

在图4D中的电路95所示的第四和最终操作阶段（这里称为负电荷转移阶段）期间，MOSFET61和62被关断并且MOSFET63和66被接通，从而将电荷从飞驰电容器转移到负输出的电容器71以及任何负载（未示出）。在电荷转移期间的电流流动由实线箭头示出。由于MOSFET63导通，被充电的飞驰电容器67的正端子V_y连接到地，从而V_y=0并且二极管68保持反向偏置即不导通。MOSFET65和64在此操作阶段期间保持关断。在其正端子连接到地的情况下，飞驰电容器67的负端子V_x被强制到低于地的电压（-V_fly），从而将电容器71两端的负输出V_out2充电到负的即低于地的电压V_out2→-V_batt。

整个周期随后如图5中的流程图99所示重复。如图所示，充电、转移、充电、转移的序列（其间开关被重配置）具有在使用单个飞驰电容器来为正输出和负输出两者供电的同时随着时间的流逝而反复地交替将正V_out1输出充电到+2V_batt和将负V_out2输出充电到-V_batt的功能。飞驰电容器的电荷转移因此在两个输出之间被时间复用，并且因此可被称为时间复用电容器多输出DC/DC电压转换器。

图6示出了转换器60的状态图100。在充电状态110中，电池101与飞驰电容器67并联，飞驰电容器67充电到电压V_batt。为了使转换器效率最大化，电容器67的充电优选地应当在退出状态110之前完成。部分充电降低了整体效率。

在转变①期间，转换器针对到正输出的电荷转移被重配置，即被重配置到状态111。在电荷转移状况111中，堆叠在电池101上并且其负端子V_x连结到电池101的正端子的电容器67将电容器70充电到电压+2V_batt。

在本发明的一个实施例中，转换器随后在转变②中被重配置回到充电状态110中。充电状态110随后重复，直到电容器67充电到电压V_batt从而补充了状态111期间损耗的任何电荷为止。

在电容器被刷新之后，转换器在转变③期间再次被重配置到电荷转移状态112。在此状态期间，电荷飞驰电容器67被连接在地以下，并且其正端子V_y连接到电池101的负端子。在此配置中，从飞驰电容器67到输出电容器71的电荷转移将负输出驱动到等于-V_batt的电压。

转换器随后在转变④中被重配置回到充电状态110中。充电状态110随后重复，直到电容器67充电到电压V_batt从而补充了状态112期间损耗的任何电荷为止。

整个操作于是按序列①充电②正转移③充电④负转移然后重复①、②、③、④、①等等来重复。该时间复用序列的电压波形在图7的示图中示出，其中包括示图120中示出的电压V_y，示图130中示出的电压V_x，以及示图140中示出的电压V_out1、V_out2和V_fly。

在对应于状态110的时刻t₀至t₁中，飞驰电容器67被充电，从而V_y充电到V_cc，如曲线121所示，而V_x保持接近地，如曲线131所示。在此周期期间，V_out1下跌到值2V_cc以下，直到它在时刻t₁达到其最低电压为止。同时，V_out2也下跌（151）到比-V_cc低（即，负的程度较小）的电压。

同时，V_fly在时间区间145期间充电，直到它达到V_cc为止，在直到t₁为止的状态110的剩余时间期间它保持电压V_cc。

在与状态111相对应的时间区间t₁至t₂期间，V_x在整个周期132期间被偏置到V_cc，并且随着飞驰电容器67“飞起”并且将其电荷转移到正输出的滤波电容器70，V_y被强制到2V_cc。结果，V_out1在转变142中被刷新，而V_fly在相应的147中衰减。

从时刻t₂至t₃，电路返回到状态110，飞驰电容器67被补充，从而V_y充电到V_cc，如曲线124所示，并且V_x保持接近地，如曲线133所示。在此周期期间，现在已完全充电的V_out1首先开始下跌（143）。同时，V_out2继续下跌（151）到比-V_cc低（即，负的程度较小）的电压。同时，V_fly在时间区间148期间充电，直到它达到V_cc为止，在直到t₃为止的状态110的剩余时间期间它保持电压V_cc（149）。

在与状态112相对应的时间区间t₃至t₄期间，V_y在整个周期125期间被偏置到地，并且随着飞驰电容器67“飞下”并且将其电荷转移到负输出的滤波电容器71，V_x被强制到-V_cc。结果，-V_out2在转变152中被刷新，稳定在-V_cc（153），而V_fly在相应的150中衰减。在t₄，随着周期重复，-V_out2开始另一衰减周期。

在也在图6的状态图中示出的本发明的另一替换实施例中，转变②和③被转变⑤所替代，从而在电荷转移状态111和112之间飞驰电容器不被刷新。序列于是变成：①、⑤、④、①，等等。

在本发明的相关实施例中，图8的电路200示出了能够同时产生正分数和反相分数输出+1.5V_batt和-0.5V_batt的时间复用电容器双输出转换器。该转换器包括两个飞驰电容器212和213、MOSFET201至217的矩阵、可选的P-N二极管214至217、以及输出滤波电容器218和219。

如图9A的等效电路255中所示，操作首先包括通过导通的MOSFET201、202和203对飞驰电容器212和215充电。由于飞驰电容器被串联连接，因此它们每一个充电到电压V_batt/2。在此周期期间所有其他MOSFET保持关断并且所有二极管保持反向偏置。输出电容器218和219在充电阶段255期间必须向负载250和251提供电流。

在图9B中的示意图260所示的下一阶段中，电荷被从并联连接的飞驰电容器212和213转移到正供应V_out1、其相应的滤波电容器218和负载250。由于被充电的飞驰电容器的负端子通过接通的MOSFET205和207连接到V_batt，于是两个飞驰电容器的正端子都跳到电压（V_fly+V_batt）或者说1.5V_batt。在其正端子通过导通的MOSFET208和210连接到输出电容器218的情况下，随着滤波电容器218充电，输出电压V_out1→+1.5V_batt。可选地，MOSFET208和210固有的P-N二极管214和216依据器件构造可被包括，但其朝向必须是其阴极连接到V_out1端。在这个操作阶段中，包括209和211在内的所有其他MOSFET保持关断。在V_out2为负的情况下，二极管215和217也保持反向偏置。

在优选实施例中，在第三操作阶段中，电荷泵返回图9A的充电状况255，其中电容器212和213各自被充电到V_batt/2。电路随后继续进入由图9C的等效电路265所示的第四操作阶段中。在替换实施例中，可跳过电容器刷新操作，直接从电路260转变到电路265，而不在飞驰电容器212和213上补充电荷。

在图9C中的示意图265所示的第四即最后阶段中，电荷被从并联连接的飞驰电容器212和213转移到负供应V_out2、其相应的滤波电容器219和负载251。由于被充电的飞驰电容器的正端子通过接通的MOSFET204和206连接到地，于是两个飞驰电容器的负端子都跳到电压-V_fly或者说-0.5V_batt。在其负端子通过导通的MOSFET209和211连接到输出电容器219的情况下，随着滤波电容器219充电，输出电压V_out2→-0.5V_batt。可选地，MOSFET209和211固有的P-N二极管215和217依据器件构造可被包括，但其朝向必须是其阳极连接到V_out2端。在这个操作阶段中，包括208和210在内的所有其他MOSFET保持关断。在V_out1为负的情况下，二极管214和216也保持反向偏置。

具有+1.5V_batt正输出和-0.5V_batt负输出的分数双输出时间复用电容器转换器200的操作可总结在图9D的流程图299中，其具有一种以与图5的流程图类似的方式交替地充电、转移电荷到正输出、充电以及转变电荷到负输出的算法，只不过飞驰电容器电压V_fly是以一半V_batt为单位的，即是分数的，而不是其整数倍。为了简单起见，没有明确示出在各种状态之间重配置MOSFET的步骤。

正多输出时间复用电容器转换器：在本发明的另一实施例中，图10的电路300示出了能够同时产生两个正分数输出+1.5V_batt和+0.5V_batt的时间复用电容器双输出转换器。该转换器包括两个飞驰电容器311和312、MOSFET301至310的矩阵、可选的P-N二极管313和314、以及输出滤波电容器315和316。

如图11A的等效电路330中所示，操作首先包括通过导通的MOSFET301、302和303对飞驰电容器311和312充电。由于飞驰电容器被串联连接，因此它们每一个充电到电压V_batt/2。在此周期期间所有其他MOSFET保持关断并且所有二极管保持反向偏置。输出电容器315和316在充电阶段330期间必须向负载320和321提供电流。

在图11B中的示意图335所示的下一阶段中，电荷被从并联连接的飞驰电容器311和312转移到正供应V_out1、其相应的滤波电容器315和负载320。由于被充电的飞驰电容器的负端子通过接通的MOSFET304和306连接到V_batt，于是两个飞驰电容器的正端子都跳到电压（V_fly+V_batt）或者说1.5V_batt。在其正端子通过导通的MOSFET307和309连接到输出电容器315的情况下，随着滤波电容器315充电，输出电压V_out1→+1.5V_batt。

可选地，MOSFET307和309固有的P-N二极管313和314依据器件构造可被包括，但其朝向必须是其阴极连接到V_out1端。在这个操作阶段中，包括308和310在内的所有其他MOSFET保持关断。因为V_out2也为正，所以MOSFET308和310在其源极到漏极端上必须不包括固有二极管。在本发明的一个实施例中，使用一种专门的基体偏置生成器电路来消除这些固有二极管的存在。

在优选实施例中，在第三操作阶段期间，电荷泵返回图11A的充电状况330，其中电容器311和312各自被充电到V_batt/2。电路随后继续进入由图11C的等效电路340所示的第四操作阶段中。在替换实施例中，可跳过电容器刷新操作，直接从电路335转变到电路340，而不在飞驰电容器311和312上补充电荷。

在图11C中的示意图340所示的第四即最后阶段中，电荷被从并联连接的飞驰电容器311和312转移到第二正供应V_out2、其相应的滤波电容器315和负载321。由于被充电的飞驰电容器的负端子通过接通的MOSFET305和303连接到地，于是两个飞驰电容器的正端子都跳到电压+V_fly或者说+0.5V_batt。在其正端子通过导通的MOSFET308和310连接到输出电容器315的情况下，随着滤波电容器315充电，输出电压V_out2→+0.5V_batt。在这个操作阶段中，包括307和309在内的所有其他MOSFET保持关断。在V_out2<V_out1的情况下，二极管313和314也保持反向偏置。

作为电荷泵300或者任何多正输出时间复用电容器电荷泵的必要元件，将飞驰电容器连接到任何输出（除最正输出以外）的电荷转移MOSFET都必须没有任何源极到漏极寄生二极管或者二极管导通。如图11D、11E和11F所示的用于消除源极到漏极二极管导通的方法在本申请的以下部分中描述。

总之，具有+1.5V_batt和+0.5V_batt正输出的分数双输出时间复用电容器转换器300的操作在图11G的流程图369中示出，其具有这样一种算法：交替地充电、转移电荷到第一正输出、充电、以及转移电荷到第二正输出，然后重复该序列。为了简单起见，没有明确示出在各种状态之间重配置MOSFET的步骤。

消除不想要的源极-漏极二极管的方法：时间复用电容器双正输出转换器的一个关键特征是只有将飞驰电容器连接到最正输出的MOSFET可包括固有的源极到漏极二极管。具体而言，在转换器300中，连接到V_out2的MOSFET308和310不包括与其源极漏极端并联的固有P-N结，而连接到V_out1即最正输出电压的MOSFET307和309则包括。具体而言，在其阴极连接到最高输出电压V_out1的情况下，二极管313和314永远不会无意间变得正向偏置，除了在V_out1的电容器315被充电的第二阶段335中以外。如果二极管存在于308和310上，则电荷泵电压将为有限的（V_out2+V_f），并且将不会起作用或者将以其他方式无法产生其更高输出电压+1.5V_batt，其中V_f是P-N二极管的正向偏置电压。

消除MOSFET308和310上的P-N二极管要求一种与传统的源极到基体短接MOSFET不兼容的专门技术。这些方法包括：使用具有接地的基体连接的N沟道MOSFET，使用其基体连结到最高正电压V_out2的P沟道MOSFET，或者在一种优选实施例中将专门的“基体偏置生成器”电路与切换源极到漏极二极管极性以保持反向偏置的P沟道或N沟道MOSFET相集成。

这样一种方法在图11D的电路350中示出，其中具有固有二极管351A和351B的P沟道MOSFET包括基体偏置生成器或者说“BBG”，该BBG包括交叉耦合的P沟道MOSFET352A和352B。标记为“V_B”的节点表示所有三个P沟道MOSFET308、351A和351B的基体或者说“背栅”电压。BBG电路的操作涉及如下两个稳定状况：

每当V_CP>V_out2时，P沟道MOSFET352A导通并且352B关断，从而将PMOS308的基体端V_B连接到V_CP，并且短路掉二极管351A。在这样配置的情况下，二极管351B与P沟道308的源极漏极端并联电连接。由于二极管351B的阳极永久连接到V_out2，将其阴极偏置到更正的V_CP电位，因此二极管351B反向偏置，并且不发生二极管导通。在转换器300的上下文中，每当飞驰电容器311被充电、PMOS304导通并且NMOS305关断时，就发生V_CP>V_out2的状况，而不管MOSFET307的状态如何，这是一种每当飞驰电容器处于其电荷转移周期之一中时发生的状态。

相反，每当V_out2>V_CP时，P沟道MOSFET352B导通并且352A关断，从而将PMOS308的基体端V_B连接到V_out2，并且短路掉二极管351B。在这样配置的情况下，二极管351A与P沟道308的源极漏极端并联电连接。由于二极管351A的阳极永久连接到V_CP，将其阴极偏置到更正的V_CP电位，因此二极管351A反向偏置，并且不发生二极管导通。在转换器300的上下文中，每当飞驰电容器311在充电、PMOS304关断并且NMOS305导通时，就发生V_out2>V_CP的状况，而不管MOSFET307的状态如何，这是一种每当飞驰电容器处于其充电周期之一中时发生的状态。

通过这样使用BBG电路技术，不论施加在P沟道MOSFET308上的极性如何，基体端V_B都被偏置以使得不发生源极-漏极二极管导通。在二极管351A和351B不导通的情况下，从飞驰电容器311到输出储能电容器316的电流流动受MOSFET308的栅极电压的控制，而不受P-N结二极管的正向偏置的控制。与具有其固有P-N二极管313的MOSFET307形成对比，MOSFET308因此没有源极到漏极二极管。每当电荷泵350处于电荷转移模式中时，即在电容器311被充电并且PMOS304导通的情况下，电流就可依据MOSFET307和308的栅极控制被导引到V_OUT1和电容器315，或者V_OUT2和电容器316。电流导引对于实现时间复用型电荷泵而言是十分重要的。

在电路350中，如果MOSFET307和308都保持关断，则到任何输出的电荷转移都只能通过二极管313的正向偏置而发生。节点V_CP的最大电压因此限于V_CP≤(V_out1+V_f)，其中V_f是P-N二极管313的正向偏置电压。在多正输出时间复用型电荷泵中，只有最高的、最正的电压输出可包括源极到漏极二极管。连接到与最高输出V_OUT1相比较低亦即正的程度较小的输出电压V_OUT2的任何MOSFET都必须使用BBG电路来消除不想要的二极管导通。

如电路350中所示，P沟道307包括并联的源极到漏极二极管313，而PMOS308则不包括。在替换实施例中，通过为P沟道MOSFET307使用与用于驱动P沟道308的基体的那种类似的基体偏置生成器，也可以消除二极管313。

另一种方法是使用N沟道MOSFET来取代P沟道308并且可选地取代P沟道307。利用取代P沟道的N沟道MOSFET来消除不想要的源极到漏极并联二极管可以通过两种方式之一来实现：或者通过将N沟道MOSFET的基体端永久接地，或者通过使用基体偏置生成器技术。

在图11E的电路355中，P沟道MOSFET308被用N沟道MOSFET356来替代。在其基体接地的情况下，即V_B=0，固有二极管357A和357B的阳极变得永久连结到地。倘若N沟道MOSFET的源极或漏极端保持偏置在地电位或地电位以上，即，V_CP≥0并且类似地V_OUT2≥0，则P-N二极管357A和358B的阴极将保持为正，并且这些二极管将保持反向偏置即不导通，从而消除N沟道MOSFET356中的不想要的源极到漏极二极管导通。由于N沟道MOSFET356的基体的基体端接地,，因此形成于P型衬底中的任何未隔离的N沟道都可用于实现MOSFET356。

在替换实现方式中，N沟道MOSFET361被用于替代P沟道308。如图所示，N沟道361的基体未接地，并且其电位V_B可能浮动到更正的电压。交叉耦合的N沟道MOSFET363A和363B以及固有二极管362A和362B形成了基体偏置生成器电路，用于偏置N沟道基体电压V_B，从而使得不发生P-N二极管导通。所有三个N沟道MOSFET361、362A和362B都被偏置在相同的电位，这是一个由N沟道MOSFET363A和363B的切换动作决定的电压。基体偏置操作类似于上述BBG电路的操作，只不过N沟道MOSFET在正栅极电压的情况下导通，而电路350中的P沟道MOSFET只针对负的栅极到源极偏置电位接通。

这样，在电荷转移阶段期间，当V_CP>V_out2时，N沟道363B被接通，从而短路掉固有二极管362B并强制V_B=V_out2，即两个施加的电位中更负的那个。同时，N沟道MOSFET363A保持关断。在二极管362A的阴极被偏置到与其被偏置在V_B=V_out2的、与基体连接的阳极相比更正的电位V_CP的情况下，二极管362A于是保持反向偏置，即不导通。

相反，在对飞驰电容器311的充电阶段期间，当V_out2>V_CP时，N沟道MOSFET363B被关断并且N沟道363A导通，从而短路掉固有二极管362A并强制V_B=V_CP，即两个施加的电位中更负的那个。在二极管362B的阴极被偏置到与其被偏置在V_B=V_CP的、与基体连接的阳极相比更正的电位V_OUT2的情况下，二极管362B于是保持反向偏置即不导通。因此，无论在MOSFET361的源极-漏极端上施加了何种极性，都不会发生P-N二极管导通。

虽然电路360表示示意图350中示出的P沟道BBG电路的N沟道电路对应物，但是将N沟道版本360单片集成到一集成电路中是需要专门的考虑的。具体而言，最常见的CMOS集成电路工艺使用P型衬底和自隔离N型阱。P沟道MOSFET被制作在N阱中，而N沟道被形成在公共的P型衬底中或者在形成于所述衬底中并被短接到所述衬底的P阱中。然而，为了实现电路360，N沟道361、362A和362B的P型基体必须从其周围的P型衬底中隔离出来，以便V_B可浮动并且不被硬连线到地。在P型基体区域与接地的衬底分离的情况下，当V_B≥0时，电路360对于任何基体电压都可工作。

示意性地，这种隔离由背靠背P-N二极管364和365来表示，其中二极管364的阳极表示被隔离的P型浮动区、阱或槽（tub），二极管365的阳极表示P型衬底或外延层，并且二极管364和365的公共阴极描述了浮动的P型区周围的处于电位V_ISO的N型隔离。在正常操作下V_B≥V_ISO≥0，意味着二极管364被正向偏置，而V_ISO否则将被强制浮动到约等于V_B的正电位，从而反向偏置隔离二极管365。

多负输出时间复用电容器转换器：在本发明的另一实施例中，图12A的电路370示出了能够同时产生两个负分数输出-0.5V_batt和-V_batt的时间复用电容器双输出转换器。该转换器包括两个飞驰电容器379和380、MOSFET371至378的矩阵、可选的P-N二极管381、以及输出滤波电容器382和383。

与前面的分数型电荷泵电路中的一样，转换器370的操作首先包括通过导通的MOSFET371、372和373对飞驰电容器379和380充电。由于飞驰电容器被串联连接，因此它们每一个充电到电压V_batt/2。在此周期期间所有其他MOSFET保持关断并且所有二极管保持反向偏置。输出电容器382和383在此充电阶段期间必须向任何负载（未示出）提供电流。

在图12B中的示意图385所示的下一阶段中，电荷被从并联连接的飞驰电容器379和380转移到负供应V_out1、其相应的滤波电容器382和其电负载（未示出）。由于被充电的飞驰电容器379和380的正端子通过接通的MOSFET374和375连接到地，于是两个飞驰电容器的负端子都跳到电压（0–V_fly）即-V_batt/2。在其负端子通过导通的MOSFET376和377连接到输出电容器382的情况下，随着滤波电容器382充电，输出电压V_out1→-0.5V_batt。包括MOSFET378在内所有其他MOSFET在此阶段期间保持关断。由于V_out2<V_out1，意味着V_out2的电位更负，因此在其阳极连接到V_out2的情况下，P-N二极管381保持反向偏置即不导通。但是因为V_out2也是负的，所以MOSFET376和377在其源极到漏极端上必须不包括固有二极管。在本发明的一个实施例中，使用本发明中先前描述的一种专门的基体偏置生成器电路来消除这些固有二极管的存在。

在优选实施例中，在第三操作阶段期间，电荷泵返回充电状况，其中电容器379和380各自被充电到V_batt/2。电路随后继续进入由图12C的等效电路386所示的第四操作阶段中。在替换实施例中，可跳过电容器刷新操作，直接从电路385转变到电路386，而不在飞驰电容器379和380上补充电荷。

在图12C中的示意图386所示的第四即最后阶段中，电荷被从串联连接的飞驰电容器379和380转移到第二负供应V_out2、其相应的滤波电容器383和其电负载（未示出）。由于被充电的飞驰电容器379的正端子通过接通的MOSFET374连接到地并且飞驰电容器380的正端子通过导通的MOSFET372连接到飞驰电容器379的负端子，于是飞驰电容器的负端子必须跳到电压（0-2V_fly）或者说-V_batt。在其负端子通过导通的MOSFET378和正向偏置的二极管381连接到输出电容器383的情况下，随着滤波电容器383充电，输出电压V_OUT2→-V_batt。在这个操作阶段中，包括376和377在内的所有其他MOSFET保持关断。

作为电荷泵370或者任何多负输出时间复用电容器电荷泵的必要元件，将飞驰电容器连接到任何输出（除最负输出以外）的电荷转移MOSFET都必须没有任何源极到漏极寄生二极管或者二极管导通。用于消除源极到漏极二极管导通的方法与图11D、11E和11F所示的针对正输出的那些方法类似，包括使用基体偏置生成器电路。

总之，具有-V_batt和-0.5V_batt负输出的分数双输出时间复用电容器转换器370的操作在图12D的流程图389中示出，其具有这样一种算法：交替地充电、转移电荷到第一负输出、充电、以及转移电荷到第二负输出，然后重复该序列。为了简单起见，没有明确示出在各种状态之间重配置MOSFET的步骤。

在转换器370中，电路385中所示的从飞驰电容器到V_OUT1的电荷转移涉及并联电容器379和380。在电路386中，在转移电荷到V_OUT2期间，电容器被串联连接。就此而言，与电路386的串联布置能够向V_OUT2输送的电荷相比，电路阶段385中的并联组合向输出电容器382输送了更多电荷。这意味着-0.5V_batt供应输出V_OUT1能够输送比-V_batt供应输出V_OUT2更高的输出电流。

在图12E的电路390所示的本发明的另一实施例中，电流370的一种修改产生两个负输出，它们具有电压-V_batt和-2V_batt，都是V_batt的整数倍。通过添加MOSFET391和392，两个飞驰电容器都可被充电到电位V_batt而不是V_batt/2。具体而言，在充电期间，MOSFET371和391被接通并且将飞驰电容器379充电到电位V_batt，同时MOSFET392和393被接通并将飞驰电容器380充电到电位V_batt。在充电期间，包括MOSFET372在内的所有其他MOSFET保持关断。

当在第一操作阶段中将两个电容器都充电到V_batt之后，输出电容器382在第二操作阶段期间被飞驰电容器379和380的并联组合通过导通的MOSFET374、375、376和377充电到电压V_OUT1→-V_batt。

在飞驰电容器被刷新的第三阶段之后，MOSFET374、372和378被接通，从而形成电容器379和380的串联组合，其中电容器379的正端子连接到地，电容器380的正端子通过导通的MOSFET372连接到电容器379的负端子，并且电容器380的负端子连接到输出电容器383，而输出电容器383充电到V_OUT2→-2V_batt。

电路390因此可按两种不同的方式来操作。如果飞驰电容器被充电到V_batt/2，则时间复用促成了两个输出电压，即-V_batt/2和-V_batt。如果飞驰电容器改为被充电到V_batt，则时间复用促成了两个更高的输出电压，即-V_batt和-2V_batt。因为转换器产生两个相同极性的输出，所以MOSFET376和377必须没有任何寄生源极到漏极二极管。

可重配置的多输出时间复用型分数电荷泵：时间复用电容器电荷泵可被定标以同时提供若干个不同的电压，并且可被电子地重配置以产生不同的一组电压。例如，图13A示出了三输出可重配置电荷泵400，其包括飞驰电容器410和411、MOSFET401至409和412至417、输出滤波电容器424、425和426、以及基体偏置生成器电路419、420、422和423。与MOSFET412和415相对应的固有二极管418和421分别也被包括，但或者也可被BBG电路所替换。

转换器400的电路拓扑包括两个H桥（对于每个飞驰电容器有一个）、用于串联连接飞驰电容器的MOSFET、以及用于控制到转换器的三个电压输出V₁、V₂和V₃的电荷转移的两个MOSFET“三元组”。更详细地说，电容器410被偏置在节点电压V_z和V_y上，其中V_z由包括与V_batt连接的MOSFET401和接地的MOSFET402的推挽式缓冲器驱动，而V_y由包括与V_batt连接的MOSFET405和接地的MOSFET406的推挽式缓冲器驱动。MOSFET401、402、405和406一起形成驱动电容器410的H桥。

类似地，电容器411被偏置在节点电压V_x和V_w上，其中V_x由包括与V_batt连接的MOSFET403和接地的MOSFET404的推挽式缓冲器驱动，而V_w由包括与V_batt连接的MOSFET407和接地的MOSFET408的推挽式缓冲器驱动。MOSFET403、404、407和408一起形成驱动电容器411的H桥。电容器411的节点V_x还通过MOSFET409连接到电容器410的节点V_y。

电荷转移MOSFET412、413和414一起形成将飞驰电容器410的节点V_z分别连接到输出V₁、V₂和V₃的三元组。类似地，电荷转移MOSFET415、416和417一起形成将飞驰电容器411的节点V_x分别连接到输出V₁、V₂和V₃的三元组。输出V₁、V₂和V₃分别对应于滤波电容器424、425和426。

MOSFET阵列的操作可以更好地被解释为一系列复用器开关，但MOSFET在一些情况下可用于控制容性充电电流。对电荷泵400的这种功能解释在图13B的电路430中示出，该电路包括四组单刀三掷（或者说SP3T）开关431、432、433和434；以及两个SP4T（即单刀四掷）开关435和436；飞驰电容器410和411；输出电容器424至426；以及可选的二极管418和421。

MOSFET401和402构成1P3T开关431，其在操作中选择三个输入之一：在MOSFET401接通时选择V_batt，在MOSFET402处于其接通状态时选择地，或者在MOSFET401和402都未导通时选择开路。复用器开关431的输出偏置飞驰电容器410上的节点V_z。第二1P3T开关432包括MOSFET405和406，并且在操作中偏置电容器410上的节点V_y。在用于偏置电容器411的类似配置中，MOSFET403和404构成偏置飞驰电容器411上的节点V_x的1P3T复用器开关433。第二1P3T开关434包括MOSFET407和408，并且在操作中偏置电容器411上的节点V_w。MOSFET409被包括来在需要时串联连接电容器410和411。

节点电压V_z和V_x的输出被选择并时间复用以向若干个输出V₁、V₂或V₃之一提供能量，从而将电荷从飞驰电容器410和411转移到输出电容器424、425和426。SP4T开关435由包括器件412、413和414的MOSFET三元组形成。SP4T开关436由包括器件415、416和417的MOSFET三元组形成。在优选实施例中，每个MOSFET三元组一次只有一个器件导通。未连接或者说NC开关位置对应于所有三个MOSFET都关断的状态。

操作类似于前述示例，只不过可能实现更多的输入和输出组合，这主要是由灵活的可重配置MOSFET矩阵带来的。操作包括对飞驰电容器充电，将电荷转移到输出V₁及其电容器424，刷新飞驰电容器，将电荷转移到输出V₂及其电容器425，再次刷新飞驰电容器，将电荷转移到输出V₃及其电容器426，然后再次重复整个序列。

飞驰电容器的充电可利用转换器400通过许多方式来实现。这些组合中的一些在图14中示出。在等效电路450中，电容器410和411各自被充电到电压V_batt，其中MOSFET401接通，V_z=V_batt，MOSFET406接通，V_y=0并且MOSFET409关断。同时，MOSFET403接通，V_x=V_batt，MOSFET408接通，并且V_w=0。所有其他MOSFET关断。这个状况对应于使复用器431和433处于其V_batt位置并且使复用器432和434处于其接地位置。飞驰电容器因此被以彼此并联且电压相等的方式充电到电池输入。

在等效电路460中，电容器410和411各自被充电到电压V_batt/2，其中MOSFET401接通，V_z=V_batt，MOSFET409接通，V_y=V_x，MOSFET408接通，并且V_w=0。所有其他MOSFET关断。这个状况对应于使复用器431处于其V_batt位置，使复用器432和433处于其NC位置，并且使复用器434处于其接地位置。飞驰电容器因此被以彼此串联且电压相等的方式充电到电池输入电压的一半。

在两个充电电路450和460中，被正极性充电的电容器板连接到V_z和V_x。这里定义条件V_z>V_y且V_x>V_w为正极性充电。MOSFET矩阵和复用器也可以相反的极性来对电容器充电。在示意图470中，节点V_z和V_x通过导通的MOSFET402和404被偏置到地，而V_y和V_w通过接通状态的MOSFET405和407被偏置到V_batt。如图所示，飞驰电容器410和411被并联充电，但极性相对于条件450而言是反的，即它们被充电到-V_batt。MOSFET409和所有其他器件在充电期间保持关断。

电路480表示分数反相式充电状况，其中V_z通过接通的MOSFET402被偏置到地；V_w通过导通的MOSFET407被偏置到V_batt，并且接通状态的MOSFET409强制V_x=V_y。在串联连接的情况下，每个飞驰电容器充电到电池电压的一半，但是相对于电路460而言具有相反的极性，即，电容器被充电到-V_batt/2的偏置。例如飞驰电容器410被充电到正极性而飞驰电容器411在与其相反的极性上充电的其他充电状况也存在，但未被包括在图中。

通过将飞驰电容器充电到电池输入偏置V_batt，时间复用型转换器400可以同时输出两个正电压和一个负电压，其中这些电压包括3V_batt、2V_batt和-V_batt。图15A示出了在向输出V₁转移电荷期间三倍压器500电荷泵的操作，其中各自被充电到V_batt的两个飞驰电容器通过导通的MOSFET407、409和412被彼此堆叠在一起并且连接到电池输入之上。伴随导通的MOSFET412的正向偏置的二极管418将输出电容器424充电到电压3V_batt。包括MOSFET415在内的所有其他MOSFET保持关断。因为V_out1表示最正的输出电压，所以二极管421保持反向偏置即不导通。电路500的节点电压包括V_w=V_batt，V_x=V_y=2V_batt，以及V_z=V_out=2V_batt。

图15B示出了在向输出V₂转移电荷期间倍压器510电荷泵的操作，其中各自被充电到V_batt的两个飞驰电容器利用导通的MOSFET405、407、413和416被并联连接并且堆叠在电池输入之上。导通的MOSFET413和416将其电荷转移到与2V_batt的输出电压相对应的电容器425。包括MOSFET409在内的所有其他MOSFET保持关断。因为V_out2不是最正的输出电压，所以MOSFET413和416必须利用BBG电路419和422来防止不想要的二极管导通。

图15C示出了在向输出V₃转移电荷期间反相器520电荷泵的操作，其中被充电到V_batt的一个飞驰电容器利用导通的MOSFET402、409和417被偏置到地以下。导通的MOSFET417将其电荷转移到与-V_batt的输出电压相对应的电容器426。包括MOSFET408在内的所有其他MOSFET保持关断。因为V₃不是最正的输出电压，所以MOSFET417必须利用BBG电路423来防止不想要的二极管导通。预充电到V_batt的电容器411在此操作模式中不被充电、放电或以其他方式影响。用于具有双极性输出的三输出时间复用电容器电荷泵的相应流程算法在图15D中示出。

图16A示出了在向输出V₁转移电荷期间倍压器电荷泵530的操作，其中各自被充电到V_batt/2的两个飞驰电容器通过导通的MOSFET407、409和412被彼此堆叠在一起并且连接到电池输入之上。伴随导通的MOSFET412的正向偏置的二极管418将输出电容器424充电到电压2V_batt。包括MOSFET415在内的所有其他MOSFET保持关断。因为V_out1表示最正的输出电压，所以二极管418保持反向偏置即不导通。电路530的节点电压包括V_w=V_batt，V_x=V_y=1.5V_batt，以及V_z=V_out=2V_batt。

图16B示出了在向输出V₂转移电荷期间分数电荷泵540的操作，其中各自被充电到V_batt/2的两个飞驰电容器利用导通的MOSFET405、407、413和416被并联连接并且堆叠在电池输入之上。导通的MOSFET413和416将其电荷转移到与1.5V_batt的输出电压相对应的电容器425。包括MOSFET409在内的所有其他MOSFET保持关断。因为V_out2不是最正的输出电压，所以MOSFET413和416必须利用BBG电路419和422来防止不想要的二极管导通。

图16C示出了在向输出V₃转移电荷期间分数电荷泵550的操作，其中各自被充电到V_batt/2的两个飞驰电容器利用导通的MOSFET406、408、414和417被并联连接并且堆叠在地电位之上。导通的MOSFET414和417将其电荷转移到与0.5V_batt的输出电压相对应的电容器426。包括MOSFET409在内的所有其他MOSFET保持关断。因为V_out3不是最正的输出电压，所以MOSFET414和417必须利用BBG电路420和423来防止不想要的二极管导通。用于分数三输出时间复用电容器电荷泵的相应流程算法559在图16D中示出。

图16E示出了转换器400在从被充电到正0.5V_batt的电容器产生分数负输出电压-0.5V_batt时的局限。该难题源于以下事实：两个飞驰电容器410和411都必须被充电以偏置到V_batt/2。然而，在图16E的电荷转移电路560中，电容器411保持浮动。虽然MOSFET402、409和417创建了一条用于将电荷从飞驰电容器410转移到输出426的路径，但是电容器411无法在不需额外的MOSFET电路的情况下使其正端子被偏置到地或者将V_w连接到输出。一种解决方案是在充电刷新电容器410之前使电容器410放电，但这个动作降低了转换器的效率。

图17A示出了在向输出V₂转移电荷期间反相器570电荷泵的操作，其中都被充电到V_batt的两个飞驰电容器利用导通的MOSFET406、408、413和416被并联连接并且偏置在地以下。导通的MOSFET413和416将其电荷转移到与-V_batt的输出电压相对应的电容器425。包括MOSFET409在内的所有其他MOSFET保持关断。如图所示，MOSFET413和416利用BBG电路419和422来防止不想要的二极管导通。

图17B示出了在向输出V₃转移电荷期间反相器590电荷泵的操作，其中都被充电到V_batt的两个飞驰电容器利用导通的MOSFET408、409和414被串联连接并且偏置在地以下。导通的MOSFET414将其电荷转移到与-2V_batt的输出电压相对应的电容器426。包括MOSFET417在内的所有其他MOSFET保持关断。如图所示，MOSFET414利用BBG电路420来防止不想要的二极管导通。用于具有反相输出的双输出时间复用电容器电荷泵的相应流程算法599在图17C中示出。

图18A示出了在向输出V₂转移电荷期间反相器600电荷泵的操作，其中都被充电到V_batt/2的两个飞驰电容器利用导通的MOSFET406、408、413和416被并联连接并且偏置在地以下。导通的MOSFET413和416将其电荷转移到与-V_batt/2的输出电压相对应的电容器425。包括MOSFET409在内的所有其他MOSFET保持关断。如图所示，MOSFET413和416利用BBG电路419和422来防止不想要的二极管导通。

图18B示出了在向输出V₃转移电荷期间反相器610电荷泵的操作，其中都被充电到V_batt/2的两个飞驰电容器利用导通的MOSFET408、409和414被串联连接并且偏置在地以下。导通的MOSFET414将其电荷转移到与-V_batt的输出电压相对应的电容器426。包括MOSFET417在内的所有其他MOSFET保持关断。如图所示，MOSFET414利用BBG电路420来防止不想要的二极管导通。用于具有分数反相输出的双输出时间复用电容器电荷泵的相应流程算法619在图18C中示出。

时间复用电容器电荷泵中的算法考虑：无论电压、极性和输出数目如何，电荷泵的时间复用都遵循图19A中所示的简单算法700。该算法包括以下步骤：对飞驰电容器充电，将电荷从飞驰电容器转移到处于电压V₁的第一输出，返回到原状态（701）并且刷新飞驰电容器的电荷，将电荷从飞驰电容器转移到处于电压V₂的第二输出，返回到原状态（702）并且刷新飞驰电容器的电荷，将电荷从飞驰电容器转移到处于电压V₃的第三输出，返回到原状态（703）并且刷新飞驰电容器的电荷，依此类推，直到“n”个状态，然后重复该复用序列。该序列在流程图700中由实线和箭头示出。

流程图700中的虚线和箭头表示一种替换流程，其中在电荷转移之间飞驰电容器不被刷新，而是对若干个输出电容器充电，然后返回以刷新飞驰电容器。具体而言，在这种算法中，转换器对飞驰电容器充电，将电荷从飞驰电容器转移到处于电压V₁的第一输出，然后在转变704之后将电荷从飞驰电容器转移到处于电压V₂的第二输出，之后是转变705，将电荷从飞驰电容器转移到处于电压V₃的第三输出，只有在此之后才通过转变706返回以刷新飞驰电容器。

在任一种算法中，都可以适应性地改变经转换的电压的理论数目，以得到“n”个输出。此方法的一个局限在于输出波纹与“n”（输出数目）成比例地增大-输出的数目越大，任何给定输出的输出波纹就将越大。另外，任何不定期刷新飞驰电容器的算法都将遭遇到飞驰电容器上的更大的电压下跌，这又进一步恶化了波纹。相反，太频繁地刷新飞驰电容器将会降低给定输出的滤波电容器被刷新的频率。

在本发明的一个实施例中，通过使算法与输出的波纹要求相匹配，即，通过选择一种其中最后充电的输出或者说最不常被供电的负载容忍最高程度的波纹的算法，来使波纹最小化。例如，在包括转变704、705和706的状态图700的虚线算法中，飞驰电容器在向V₃输出电容器转移电荷期间表现出它们的最大的电压下跌，其中V₃输出电容器是在飞驰电容器通过转变706被刷新之前要再充电的最后输出。这样，V₃的波纹规格应当差于V₂的，并且负载和规格应当被相应地匹配。与之相比，V₁输出，即在刷新飞驰电容器之后的第一电荷转移，将表现出最低的波纹。也可以通过增大输出电容器的大小来降低波纹，但其缺点是成本有所增加。

飞驰电容器中的电压下跌与特定输出电压的再充电率之间的折衷的一个危害在图19B中示出。在算法720中，四个输出V₁至V₄由时间复用电容器电荷泵供电。如图所示，在对飞驰电容器充电并且将电荷提供给V₁输出电容器之后，状态改变721随后将电荷提供给V₂输出电容器，然后才返回到刷新飞驰电容器的状况。在刷新飞驰电容器之后，转变723为V₃输出电容器供电，在此之后转变724将电荷转移到V₄输出电容器，转换器随后通过转变725返回到其初始状态。整个周期重复。

作为电子系统中的一种常见情况，并不是每个电源都必须符合严格的波纹和调控要求，这通常是因为一些电负载可以容忍噪声并且不会表现出很大的电流瞬变。在一些输出表现出比其他负载更大的负载电流瞬变的情况下，算法可以被调整，以更加频繁地为有噪声且可改变的输出再充电。这样一种算法在图19C的流程图740中表示，其中V₁输出电容器每周期被刷新两次（电荷转移步骤741和742），而V₂输出仅被充电一次。然而，在该算法中，从可能已因紧挨其前的电荷转移操作742而下跌的飞驰电容器来对V₂充电。

在图19D中所示的替换算法760中，就在向V₂输出转移电荷之前，飞驰电容器被刷新（761），以减小V_fly电压下跌。然而，与算法740一样，V₁输出电容器被从飞驰电容器充电的速率是V₂输出电容器的两倍。

所有上述算法的缺点是它们是在不对负载状况做任何考虑的情况下将能量从飞驰电容器重分布到各个复用的输出的。这种算法表现出转换器的能量分配的“盲分布”。虽然确实各个电压输出不会在其输出电容器不需要时将来自飞驰电容器的电荷转移到其输出电容器，但是一固定的时间仍然被分配来做这件事。同时，其他经历大负载电流瞬变和电压偏离的输出无法做出反应并且没有被分配更长的转移时间以便更迅速地反映。然而，相反，每个输出的可变电荷转移时间将导致可变频率操作和变化的噪声谱-这在许多电子系统尤其是与通信有关的电子系统中是不合需要的特性。

固定频率算法方法补救了这个问题，通过该方法，在本发明的替换实施例中，时间复用电容器多输出电荷泵使用反馈来动态调整转换器的算法以对特定电压输出的负载状况的迅速改变做出响应。图19E中所示的算法780描述了一种时间复用技术，其中关键的V₁输出的输出电容器被再充电多次，直到输出电压在指定容限内为止。

条件测试781判定是需要为飞驰电容器充电并将电荷转移到V₁电容器的另一电荷泵周期还是可以继续开始正常操作，其中V₂输出电容器将以与V₁输出交替的顺序被充电。该条件测试通过使用模拟比较器或者通过使用由模数转换器（这里用缩写ADC或A/D来称呼之）馈送的数字控制来监视V₁输出电压。

条件测试782确保即使在V₁负载瞬变期间，V₂也被不时地再充电。计数器783对飞驰电容器将电荷转移到V₁输出的次数进行计数。只要计数器不超过某个预定的值“n”（例如可以为2、3或更多次），则电荷泵将继续刷新飞驰电容器并将其电荷转移到V₁输出电容器。然而，如果计数确实超过了“n”，则转换器将转而对V₂再充电，即使V₁尚未到达其所限定的容限范围也是如此。每当发生向V₂的电荷转移时，计数器就通过步骤784被复位到零，并且整个周期重复。

在正常操作下，算法780以交替方式对V₁和V₂输出电容器充电。虽然与可变频率操作兼容，但算法780也同样能很好地结合固定频率电荷泵操作来工作。在V₁负载瞬变的情况下，系统通过把向V₁的电荷转移增加某整数个的周期，来进行适应以向关键输出输送更多电荷。在优选实施例中，这种适应性响应仍以固定的时钟率发生。算法780在每个充电周期评估V₁的状况。

算法780可以类似地如图20的电路790中所示针对三个或更多个输出电压V₁、V₂和V₃而被加以修改，从而包括电荷泵791、时间复用电容器795和796、以及输出电容器792、793和794。如果只有输出V₁对负载瞬变敏感，则系统硬件可以实现有电压基准798和比较器797，以向时间复用型电荷泵791内部的逻辑提供反馈。

如果两个电压需要反馈以获得改进的响应时间，则可以添加第二比较器799，但必须考虑算法中向每个电压输出赋予的层次优先级。例如，如果向V₁和再充电电容器792赋予最高优先级，则V₂和V₃将会表现出较慢的瞬变响应时间，这可以通过使用更高电容的滤波电容器793和794来部分地偏移。或者，比较器797可以被时间复用，从而以采样而非连续的方式来监视V₁和V₂输出两者。算法不断地或者频繁地定期请求物理信息（在此情况下是电荷泵的输出电压）的方法被称为“轮询”（poll）系统。

由于所描述的算法中的许多包含“如果–那么–否则”判决，因此另一个选择是利用在基于微处理器的系统中实现的固件来实现优先级层次和复用算法。图21示出了系统810，其包括微处理或微控制器814、具有电容器812和813的时间复用电容器电荷泵811、电压调控器815、分别对应于输出V₁、V₂和V₃的输出电容器819、818和817、时钟816、模拟复用器820、模数转换器812、以及包括比较器823、电压基准822和N沟道MOSFET824的中断生成电路。

三输出电荷泵811的基本操作仍受微处理器814的控制，该微处理器814以采样的方式监视输出V₁和V₂上的电压，并且动态地调整算法以改善瞬态响应。模拟复用器帮助监视来自一个A/D转换器821的两个不同输出并且将数字信息报告到微处理器814的数字输入中。微处理器814和电荷泵811都是从电压调控器815供电的，并且分别被同步到以频率Φ和m·Φ切换的公共时钟。乘数m可以是0.001，意味着电荷泵切换的速率比处理器低三个数量级。

中断电路减少监视V₁和V₂输出的电压状况所需的开销。取代强制微处理器不断监视A/D转换器821的输出，比较器823在每当V₁或V₂输出的采样V_mux下降到指定范围以外时生成中断。通过接通MOSFET824，微处理器上的INT中断管脚被下拉，并且调用一事件驱动的中断。只有在中断服务例程期间，微处理器才需要查看或分析A/D转换器821的输出。

控制算法中的中断驱动改变的概念在图22的示例性流程图850中示出。如果没有中断发生，电荷泵则根据先前描述的时间复用电容器电荷泵算法851来操作。然而，如果INT中断发生，则程序将跳到其ISR，即其中断服务例程852。一旦其通过对V₁的输出再充电而向V₁输出赋予了优先级，它即根据需要对V₂输出电容器充电。在ISR代码的每个循环中，飞驰电容器对输出V₁充电，并且可选地，仅在需要时才对输出V₂充电。当V₁最终达到其最终容限范围时，条件测试853结束中断例程852，清除中断硬件854，并且再启动正常算法851。

为了防止在ISR例程852期间除了优先输出V₁和V₂之外的其他被调控的输出的恶化，中断的启动将清除计数器（856）并且在每次经过循环时（如操作857所示）将其递增1。当根据条件855的判断，计数器最终超过n次时，算法从ISR循环852跳出以对V₂和V₃充电，而不复位该中断。一旦向V₃的电荷转移已发生，中断检测858则将判定V₁尚不符合其容限范围，并且转换器将跳回ISR任务852。

依据多输出电荷泵所产生的正和负供应电压的混合，可以通过许多方式来调整算法。

调控多个电荷泵电压：电荷泵不调控电压，而是产生一表示输入电压的某个固定乘数的时变输出。时间复用电容器多输出电荷泵在这点上没有不同。另外，电荷泵仅在负载电压在接近电荷泵的nX倍数处操作时才是高效的。

一种常见的消除电荷泵的输出中的电压变化的方式将其与低压差（drop-out）线性调控器或者说LDO相组合。与传统的电荷泵一样，这里公开的时间复用电容器多输出电荷泵也可与用于向电荷泵提供预调控或者提供后调控或者既提供预调控又提供后调控的LDO相组合。

例如，在图23A的系统880中，LDO调控器883充当时间复用型电荷泵885的预调控器。LDO将锂离子电池881调控到滤波电容器884两端的恒定中间电压V_y，该电压V_y必然小于V_batt。中间电压V_y随后被输入到单个时间复用型电荷泵885中以利用飞驰电容器886和887产生并利用相应的滤波电容器888、889和890输出三个经调控的输出V₁、V₂和V₃。输出电压按以下关系式由固定的分数或整数倍n₁、n₂和n₃给出。

V₁=n₁·V_y

V₂=n₂·V_y

V₃=n₃·V_y

倍数n包括-2X、-1X、-0.5X、+0.5X、+1.5X、+2X和+3X。对于锂离子电池，V_y可能是3V或2.7V，以便使在从4.2V下至3V的整个电池放电寿命上的操作最大化。

在替换实施例中，图23B的系统900包括具有来自电池901的时变输入电压V_batt的未经调控的电荷泵903。具有飞驰电容器904和905的时间复用型电荷泵903利用相应的滤波电容器906、907和908产生三个未经调控的输出V₁、V₂和V₃。这些电压充当LDO909、910和911的输入，以利用相应的滤波电容器912、913和914产生输出V₅、V₆和V₇。

虽然中间电压V₁、V₂和V₃是由固定的分数或整数倍n₁、n₂和n₃给出的，但输出电压V₅、V₆和V₇是由LDO电路而不是电荷泵确定的，其中有一个限定是LDO的输入必须高于其输出。换言之，LDO909的输入电压必须高于其输出，从而V₁>V₅，LDO910的输入必须高于其输出，从而V₂>V₆，并且LDO911的输入必须高于其输出，从而V₃>V₇。

在一些情况下，并不是每一个输出都需要专用的调控。在图23C的示意图940中示出的对于该场景的一种解决方案是使用单个LDO943来作为预调控器，使用时间复用电容器电荷泵945来利用相应的滤波电容器948、951和952产生多个输出供应V₁、V₂和V₃，然后根据需要选择性地对某些输出进行后调控。在此示例中，LDO949被用于将电压V₁调控到被电容器950滤波的较低电压V₅。

作为本发明的另一实施例，时间复用电容器电荷泵可产生具有相同电压的多个独立输出。这种需求出现在相同供应电压被用于多种用途时，例如，用于电源、数字、模拟和RF电路。为了避免噪声和干扰，可以分离这些供应。例如，在电路880、900或940中，利用这里描述的所公开时间复用电荷泵方法，有可能V₁=V₂而V₁≠V₃。

例如，在图13A和13B中，在将每个电容器充电到电压V_batt之后，从飞驰电容器410和411到输出V₁和V₂的电荷转移都可以被配置为2X模式，或者说配置成倍压器模式。参考图15B，MOSFET405和407将飞驰电容器410和411的负端子连接到电池的正端子，从而V_w=V_y=V_batt。在接通MOSFET413和416的情况下，将电荷从飞驰电容器410和411传送到输出电容器425和V₂。如果改为将MOSFET412和415接通，则可将电荷传送到输出电容器424和V₁。

因此，通过在相同偏置的情况下接连对输出V₁和V₂充电，可以生成相同电压的两个独立输出操作，从而V₁=V_batt并且V₂=V_batt，但V₁和V₂是完全独立的供应。

Claims

1.一种多输出电荷泵，包括：

第一和第二飞驰电容器；

第一和第二输出节点；

耦接到所述第一输出节点和地的第一输出电容器；

耦接到所述第二输出节点和地的第二输出电容器；以及

切换电路，配置为在第一操作模式期间对所述第一和第二飞驰电容器充电，在第二操作模式期间将第一组第一和第二飞驰电容器耦接到第一参考电压和所述第一输出节点，以将所述第一输出电容器充电到第一充电电压，以及在第三操作模式期间将第二组第一和第二飞驰电容器耦接到第二参考电压和所述第二输出节点，以将所述第二输出电容器充电到具有不同于所述第一充电电压的大小的第二充电电压。

2.如权利要求1所述的多输出电荷泵，还包括控制电路，配置为驱动所述切换电路以重复的序列选择第一、第二和第三操作模式。

3.如权利要求2所述的多输出电荷泵，其中所述重复的序列遵循第一模式、第二模式、第一模式、第三模式的样式。

4.如权利要求2所述的多输出电荷泵，其中所述重复的序列遵循第一模式、第二模式、第三模式的样式。

5.如权利要求1所述的多输出电荷泵，其中所述第一组包含并联的第一和第二飞驰电容器。

6.如权利要求5所述的多输出电荷泵，其中所述第一参考电压近似等于输入电压。

7.如权利要求6所述的多输出电荷泵，其中所述第一充电电压近似等于输入电压的1.5倍。

8.如权利要求5所述的多输出电荷泵，其中所述第二组包含并联的第一和第二飞驰电容器。

9.如权利要求8所述的多输出电荷泵，其中所述第二参考电压近似为地。

10.如权利要求9所述的多输出电荷泵，其中所述第二充电电压近似为输入电压的一半。

11.如权利要求5所述的多输出电荷泵，其中所述第二组包含串联的第一和第二飞驰电容器。

12.如权利要求11所述的多输出电荷泵，其中所述第一参考电压近似为地。

13.如权利要求12所述的多输出电荷泵，其中所述第一充电电压近似为输入电压的一半。

14.如权利要求11所述的多输出电荷泵，其中所述第二参考电压近似为地。

15.如权利要求14所述的多输出电荷泵，其中所述第二充电电压近似为输入电压。

16.如权利要求1所述的多输出电荷泵，其中所述第一组包含串联的第一和第二飞驰电容器，并且所述第二组包含串联的第一和第二飞驰电容器。

17.如权利要求16所述的多输出电荷泵，其中所述第一参考电压近似为地。

18.如权利要求17所述的多输出电荷泵，其中所述第一充电电压近似为输入电压。

19.如权利要求16所述的多输出电荷泵，其中所述第二参考电压近似为地。

20.如权利要求19所述的多输出电荷泵，其中所述第二充电电压近似为输入电压的两倍或更多倍。

21.一种操作多输出电荷泵的方法，所述多输出电荷泵包含第一飞驰电容器、第二飞驰电容器、第一输出节点、第二输出节点、耦接到所述第一输出节点和地的第一输出电容器、耦接到所述第二输出节点和地的第二输出电容器，所述方法包括：

在第一操作模式期间，将第一和第二飞驰电容器串联耦接在输入电压和地之间，以对所述第一和第二飞驰电容器充电；

在第二操作模式期间，将第一组第一和第二飞驰电容器耦接到第一参考电压和所述第一输出节点，以将所述第一输出电容器充电到第一充电电压，以及

在第三操作模式期间，将第二组第一和第二飞驰电容器耦接到第二参考电压和所述第二输出节点，以将所述第二输出电容器充电到具有不同于所述第一充电电压的大小的第二充电电压。