TWI499185B - 多重輸出電荷幫浦及其操作方法 - Google Patents

多重輸出電荷幫浦及其操作方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI499185B
TWI499185B TW102135415A TW102135415A TWI499185B TW I499185 B TWI499185 B TW I499185B TW 102135415 A TW102135415 A TW 102135415A TW 102135415 A TW102135415 A TW 102135415A TW I499185 B TWI499185 B TW I499185B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
output
capacitor
charge pump
mode
flying
Prior art date
Application number
TW102135415A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201407947A (zh
Inventor
Richard K Williams
Original Assignee
Advanced Analogic Tech Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Advanced Analogic Tech Inc filed Critical Advanced Analogic Tech Inc
Publication of TW201407947A publication Critical patent/TW201407947A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI499185B publication Critical patent/TWI499185B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

多重輸出電荷幫浦及其操作方法
本發明是關於一種具有多重輸出之時間多工電容器直流對直流變換器。
 發明背景
在實現將一電池或直流電壓源變換成一不同的直流電壓的直流對直流變換器電子電路中，通常使用三種方法。這些方法包含線性穩壓器、電感切換式調節器或所謂的“切換模式電源”、及也被稱為電荷幫浦的切換式電容器變換器。在這些方法中，電荷幫浦因它的簡易、成本效益、及相當低雜訊操作而受重視。在某些情況下，該電荷幫浦能以高變換效率操作，而不超過切換式電感為基的變換器可以達到的條件的寬範圍條件。
電荷幫浦的操作原理直接包含以交替序列操作的一充電階段及一電荷轉移階段。如第1A圖中所顯示，先前技術電荷幫浦二倍器型電路10包含四個金屬氧半導體場效應電晶體(MOSFET)、不永久地附接到任一特定供應電壓的一飛馳電容、及一接地的輸出濾波電容器。在充電階段中，連接電池的MOSFET 3及接地的MOSFET 2被導通，且允許傳導電流及將電容器5充電，使該電容器與該電池或輸入到該電路之電壓並聯。在該操作的充電階段期間，MOSFET 1及4保持不導 通。此充電電流在示意圖1中由一虛線及箭頭指出。經過一段時間，電容器5充電到等於電池電壓Vbatt 的電壓，且該充電電流消失。
在電荷轉移階段期間，電容器5被與電池串連，特別地，藉由導通MOSFET 1實現其負端被短接到該電池的正端。電容器5堆疊在該電池輸入頂上的的串列組合電壓具有Vbatt +Vbatt =2Vbatt 的一電壓，或二倍的該電池電壓，歸因於此電荷幫浦而命名為“二倍器”。藉由導通MOSFET 4，此串列電路被同時連接到輸出電容器6。然後，如由實線及箭頭所顯示電容器5轉移它的電荷到輸出電容器6，直到Vout →2Vbatt 。
在輸出電容器6初始充電以後，該電荷幫浦的操作才變得有效，因為僅此電流才是需要補充因提供給負載在輸出電容器6上失去的電荷的電流。只要期望輸出電壓是二倍的電池電壓，即2Vbatt ，則二倍器電荷幫浦10的效率是高的，甚至達到98%。實際輸出電壓Vout 與電荷幫浦的理想輸出VCP =n．Vin 之間的任何偏差將導致如由以下關係所給出的效率損失：
由於在該增量工作中造成其中一個電晶體飽和產生壓差，該電荷幫浦之間的電壓差降低了效率。在二倍器電荷幫浦中導致低效率的一個普遍情況是“過渡幫浦”該輸出至高於該負載所期望的或所需要的一電壓。
分數電荷幫浦實施： 對過度激升的一共同解決方法是利用根據1.5X而不是兩倍於它的輸入增加的一分數電荷幫浦。如第1B圖中所顯示的這樣一分數電荷幫浦20需要由MOSFET開關21至27的一矩陣控制的兩個飛馳電容器30及32。操作包含透過如由一實線及箭頭所說明的MOSFET 21、22及23將串連的電容器30及31充電。充電以後，該等 飛馳電容器透過導通的MOSFET 24、25、26及27從輸出電容器32轉移電荷。
在充電期間，電容器30及31被串連，且充電到等於Vbatt /2的一電壓。在電荷轉移期間，電容器30與31被並聯，與具有連接在輸出電容器32兩端的串列組合的電池輸入Vbatt 串連。輸出電壓被充電到比該二倍器電荷幫浦10的輸出低25%的一電壓Vout →1.5Vbatt 。
藉由使用1.5X-型分數電荷幫浦技術，效率在較低輸出電壓但是受限於1.5倍的輸入之最大值處被改進。而且，一1.5X分數電荷幫浦，與2X-型電荷幫浦一樣，不調節電壓。因此，它的輸出電壓隨著它的輸入變化，這在許多應用中是不受歡迎的。
電荷幫浦效率考慮： 因為一電荷幫浦的輸出電壓隨著它的輸入變化，所以它不適宜於作為一電源變換器，且通常必須被與串連於電荷幫浦的一線性調節器組合，以限制輸出電壓擺動。該線性調節器可以被連接到該電荷幫浦的輸入或輸出。
例如，一鋰離子輸入在其放電期間從4.2V到3.0V變化。在這種情況下，一分數1.5X電荷幫浦的輸出在其輸出上將從6.3V到4.5V變化。在同樣的情況下，一2X-型電荷幫浦二倍器的輸出將從8.4V到6V變化。如果藉由一線性調節器或者因為負載鉗住跨接它兩端的電壓，負載電壓被保持在一固定電壓處，則效率將隨輸入電壓而變化。對於一些通常需要的供應電壓，線性調節的1.5X及2X電荷幫浦的效率變化被總結在下面表格中。未調節的電荷幫浦之輸出電壓連同不具有電荷幫浦的一線性調節器，其在表格中被稱為1X變換器，被包括在該表格中作為參考。
如所顯示，每一輸出電壓展示一效率範圍，該效率範圍隨著電池的電壓而變化，開始於當該鋰離子晶胞被充分充電到4.2V時的一較低效率，且隨著該電池放電降至3V而提高。術語“NA”意指不可用，意指該電荷幫浦不能產生超過輸入的最大範圍的期望輸出電壓。如果輸出在調節範圍以外，則效率就沒有意義。還應該注意的是，表格中所顯示的，由關係所給出的效率是該電荷幫浦的最大理論效率，沒有考慮MOSFET電阻上的損失、切換損失、或其他寄生效應。而且，該等損失可以進一步地使效率低於所顯示的理論最大值3%到6%。
從該表格中清晰地看到，當期望的輸出電壓接近於未調節的電荷幫浦電壓時，即當Vout VCP 時，效率是最高的。因此較低的輸出電壓遭受較低的效率，因為電荷幫浦過度激升該電壓至太高的一值。例如，對於一電荷幫浦二倍器而言，1.8V的輸出具有30%的一最高理論效率，而一3V的輸出具有50%的一變換效率。在同樣的情況下，分數電荷幫浦具有一較高的效率，對於一1.8V輸出是40%，及對於一3V輸出是67%，因為它沒有激升它的輸出至與該二倍器一樣高的一電壓。
另一方面，一分數電荷幫浦不能輸出在一系統中通常所期望的所有電壓。例如，一1.5X電荷幫浦不能產生超過最大鋰離子範圍的一5V輸出。在稍微高於3.3V處，輸出電壓將下降到期望電壓5V以下， 且該系統可能失效，意味著一1.5X電荷幫浦不能被用以可靠地產生一5V的調節供應，儘管當它能夠這樣做時具有一較高的效率。
所以，如果使用較高的電荷-幫浦倍數，例如n=2，則該變換器可對一較寬的電壓範圍調節，但是操作在較低的效率。如果使用較低的變換因子n，例如n=1.5或甚至n=1，該變換器不能供應超過最大電池操作範圍的電壓，除非條件VCP (min)>Vout 能被保持。
對範圍與效率的取捨的一種解決辦法是使用模式切換，即將該二倍器與分數電荷幫浦組合成一單一電路，以1.5X模式操作直到電池放電，且當電池放電時切換到2X模式。以這樣方式，一較高平均效率可以在超過該電池電壓範圍期間被保持。能夠以兩個不同的“n”值(這實例中以1.5X及2X)操作的這種模式切換電荷幫浦被稱為雙模式電荷幫浦。
對於諸如3V及3.3V之輸出，甚至該1X模式，或線性調節器唯一模式，可以被用在該電荷幫浦需要導通以前的時間的某一部分。藉由將1.5X及1X模式電荷幫浦組合成一單一電荷幫浦，由此產生的雙模式電荷幫浦比組合2X及1.5X模式更適於較低電壓輸出。
甚至更靈活而稍微較複雜的三模式電荷幫浦可以以三種模式中的任一種操作，例如當電池被充電時以降壓-唯一1X模式操作，當電池變成放電時切換到1.5X模式，且如果一較高電壓或電流被負載臨時需要，則跳進2X模式。作為一個範例，一個三模式電荷幫浦利用它的1.5X及1X模式可以驅動作為一行動電話中的背光源的3.6V白光LED，且然後，每當4.5V照相機閃光LED被需要時立刻切換進2X模式。
一個三模式電荷幫浦35的一範例在第1C圖中被說明，其中，飛馳電容器45及46的充電及放電由MOSFET開關的一矩陣控制。這個矩陣組合了電荷幫浦二倍器電路10的拓撲元件及分數電荷幫浦20，連同 使整個電荷幫浦電路可以被由旁路繞過以實現1X通過操作的裝置。
除了電荷幫浦不是切換式的1X旁路模式之外，三模式電荷幫浦35根據與單一模式電荷幫浦10及20一樣的原理操作，即依次將飛馳電容器45及46充電到一電壓Vfly ，然後，如果需要的話，轉移它們的電荷到輸出濾波電容器49。在該1.5X模式中，該等電容器被串連，且透過導通的MOSFET 36、37及38，而所有其他MOSFET保持不導通，每一電容器被充電到Vbatt /2的一電壓。在2X模式中，每一飛馳電容器被與電池並連放置，且透過導通的開關36、39、42及38，被充電到一電壓Vbatt ，而所有其他MOSFET，包括MOSFET 37，保持不導通。
不管飛馳電容器45及46是否被充電到一電壓Vbatt 或Vbatt /2，電荷轉移模式是相同的。導通的MOSFET 40及41連接已充電電容器45及46的負端到輸入電壓Vbatt 。導通的MOSFET 43及44連同正向偏壓二極體47及48連接已充電電容器45及46的正端到該變換器的輸出，及濾波電容器49。那裏的電荷轉移出現使得Vout →(Vbatt +Vfly )。如果Vfly 被充電到一電壓Vbatt ，則Vout →2Vbatt 且電荷幫浦電路35作為一個二倍器操作。如果Vfly 被充電到一電壓Vbatt /2，則Vout →1.5Vbatt 且電路35作為一個1.5X-型分數電荷幫浦操作。
為了操作在1X旁路模式中，導通的MOSFET 36、42、43、44及任選40及37連接Vout 直接到Vbatt 。在此操作模式中不需要切換動作。
所以除了包含用以實現開關矩陣的大量MOSFET之缺點以外，三模式電荷幫浦35可以調整它的模式以減少過度激升且在任意已給定的輸出電壓處提高操作效率。
電荷幫浦之侷限： 目前許多系統需要一個以上的調節輸出電壓。對此問題的一個解決辦法是用一電荷幫浦增加電池電壓，且然後利用一個以上的線性調節器向下調節到較低電壓，如第2圖的示意圖50中所說明。
如所顯示，由鋰離子電池58提供電力的電荷幫浦51產生一電壓VCP ，該電壓VCP 被儲存在儲存電容器57上，且然後被線性調節器51、52及53調節以產生各種所需的已調節電壓Vout1 、Vout2 、及Vout3 。電容器54、55及56提供附加的過濾且提高調節器穩定性。
例如，對電荷幫浦51利用一個二倍器，則線性調節器51、52及53可以被使用以產生從1V到接近6V的任意期望電壓。利用一分數電荷幫浦實施變換器51，保證電壓VCP 被限制在3V以下，因為一個1.5X模式不能可靠地提供一3V電壓，及因為某一電壓，典型地300mV，作為線性調節器兩端的一電壓降被損失。
此外，如果正的(即地以上)及負的(即地以下)供應電壓被該系統需要，則第2圖的方法不能被利用，且多個電荷幫浦被需要。
總之，目前的電荷幫浦的局限是，它們產生一單一電壓單一極性的輸出。雖然該等電荷幫浦輸出電壓可以藉由模式切換及時被改變，但是這必須一直遞送比該系統所需要的最高電壓高的一電壓VCP 。這些約束大大地限制電荷幫浦的使用，迫使設計者每一負載使用一個電荷幫浦，不合意地增加成本、元件總數、及印刷電路板空間。
實際上需要的是能夠用最少數量的元件同時產生任意數目的正及負供應電壓的一多重輸出電荷幫浦電壓變換器或調節器。
 發明概要
一種利用一新型時間多工電容器變換器演算法及相關電路拓撲的多重輸出直流對直流電壓變換器在此被揭露。不像習知的電荷幫浦受限於每電荷幫浦產生一單一輸出，該新型時間多工電容器拓撲及方法從一單一供應電壓或電池輸入產生正極性及負極性的多個電壓輸出。為了清晰，本發明的各種實施例被細分成四類-雙極性多重輸出 變換器、多重正輸出變換器、多重負輸出變換器、及可重組態多重輸出變換器。
雙極性時間多工電容器變換器： 本發明的一實施例是一種能夠產生正輸出及負輸出電壓的時間多工電容器變換器。此實施例的一代表性實施包括一飛馳電容器、一第一輸出節點、一第二輸出節點、及一切換網路。該切換網路被組配以提供下面的電路操作模式：1)一第一模式，其中，飛馳電容器的正極被連接到一輸入電壓，且該飛馳電容器的負極被連接到地；2)一第二模式，其中，該飛馳電容器的負極被連接到該輸入電壓，且該飛馳電容器的正極被連接到該第一輸出節點；及3)一第三模式，其中，該飛馳電容器的正極被連接到地，且該飛馳電容器的負極被連接到該第二輸出節點。
該第一操作模式將飛馳電容器充電到等於輸入電壓的一電壓。該第二操作模式在該第一輸出節點處提供兩倍的輸入電壓的一電壓。該第三操作模式在該第二輸出節點處提供與該輸入電壓大小相等但極性相反的一電壓。因此，一正的增壓電壓及一反向電壓係利用一單一多工飛馳電容器來提供。
此實施例的一第二代表性實施包括一第一飛馳電容器、一第二飛馳電容器、一第一輸出節點、一第二輸出節點、及一切換網路。該切換網路被組配以提供下面的電路操作模式：1)一第一模式，在該模式中，該第一及第二飛馳電容器被串連，其中，該第一飛馳電容器的正極被連接到一輸入電壓，且該第二飛馳電容器的負極被連接到地；2)一第二模式，其中，該等飛馳電容器的負極被連接到該輸入電壓，且該等飛馳電容器的正極被連接到該第一輸出節點；及3)一第三模式，其中，該等飛馳電容器的正極被連接到地，且該等飛馳電容器的負極被連接到該第二輸出節點。
該第一操作模式將飛馳電容器充電到等於二分之一該輸入電壓 的一電壓。該第二操作模式在該第一輸出節點處提供1.5倍的該輸入電壓的一電壓。該第三操作模式在該第二輸出節點處提供等於-0.5倍的該輸入電壓的一電壓。因此，一正的增壓分數電壓及一反向分數電壓係利用兩個多工飛馳電容器來提供。
正多重輸出時間多工電容器變換器： 本發明的另一實施例是一種能夠同時產生兩個正分數輸出+1.5Vbatt 及+0.5Vbatt (其中Vbatt 代表輸入到該電荷幫浦的電壓)的時間多工電容器雙重輸出變換器。此實施例的一代表性實施包括一第一飛馳電容器、一第二飛馳電容器、一第一輸出節點、一第二輸出節點、及一切換網路。該切換網路被組配以提供下面的電路操作模式：1)一第一模式，在該模式中，該第一及第二飛馳電容器被串連，其中該第一飛馳電容器的正極被連接到一輸入電壓，且該第二飛馳電容器的負極被連接到地；2)一第二模式，其中，該等飛馳電容器的負極被連接到該輸入電壓，且該等飛馳電容器的正極被連接到該第一輸出節點；及3)一第三模式，其中，該等飛馳電容器的負極被連接到地，且該等飛馳電容器的正極被連接到該第二輸出節點。
該第一操作模式將飛馳電容器充電到等於二分之一該輸入電壓的一電壓。該第二操作模式在該第一輸出節點處提供1.5倍的該輸入電壓的一電壓。該第三操作模式在該第二輸出節點處提供等於0.5倍的該輸入電壓的一電壓。因此，兩個正的增壓分數電壓係利用兩個多工飛馳電容器來提供。
多重負輸出時間多工電容器變換器： 在本發明的另一實施例中，一種時間多工電容器雙重輸出變換器能夠同時產生兩個負分數輸出-0.5Vbatt 及-Vbatt (其中Vbatt 代表輸入到該電荷幫浦的電壓)。此實施例的一代表性實施包括一第一飛馳電容器、一第二飛馳電容器、一第一輸出節點、一第二輸出節點、及一切換網路。該切換網路被組配以提 供下面的電路操作模式：1)一第一模式，在該模式中，該第一及第二飛馳電容器被串連，其中該第一飛馳電容器的正極被連接到一輸入電壓，及該第二飛馳電容器的負極被連接到地；2)一第二模式，其中，該等飛馳電容器的正極被連接到地，且該等飛馳電容器的負極被連接到該第一輸出節點；及3)一第三模式，在該模式中，該第一及第二飛馳電容器被串連，其中該第一飛馳電容器的正極被連接到地，及該第二飛馳電容器的負極被連接到該第二輸出節點。
該第一操作模式將飛馳電容器充電到等於二分之一該輸入電壓的一電壓。該第二操作模式在該第一輸出節點處提供-0.5倍的該輸入電壓的一電壓。該第三操作模式在該第二輸出節點處提供等於-1.0倍的該輸入電壓的一電壓。因此，兩個反向分數電壓係利用兩個多工飛馳電容器來提供。
可重組態多重輸出時間多工分數電荷幫浦： 該時間多工電容器電荷幫浦可以被按比例排列以同時供應幾個不同的電壓，且可以被電氣重組配以產生一不同的電壓組。此實施例的一代表性實施包括一第一飛馳電容器、一第二飛馳電容器、一第一輸出節點、一第二輸出節點、一第三輸出節點、及一切換網路。該切換網路被組配以提供下面的電路操作模式：1)一第一模式，其中，該等飛馳電容器在一輸入電壓(VIN )與地之間被串聯或並聯以允許該等飛馳電容器被充電到下面電壓中的任一個：VIN 、-VIN 、1/2 VIN 、-1/2VIN ；2)一第二模式，其中，該第一及第二飛馳電容器被串連，其中該第二飛馳電容器的負極被連接到輸入電壓，且該第一飛馳電容器的正極被連接到該第一輸出節點；及3)一第三模式，該等飛馳電容器的負極被連接到輸入電壓，且該等飛馳電容器的正極被連接到該第二輸出節點。
在充電和輸出期間，根據該切換網路的組態，不同輸出電壓的範圍被提供給該三個輸出節點。至少下面的組合是可用的(每一三元 組代表該第一輸出節點處的輸出、該第二輸出節點處的電壓及該第三輸出節點處的電壓)：1)3Vbatt 、2Vbatt 、-Vbatt ,2)2Vbatt 、1.5Vbatt 、0.5Vbatt ,3)2Vbatt 1.5Vbatt 、-0.5Vbatt ,4)未使用、-Vbatt 、-2.0Vbatt ,5)未使用、-0.5Vbatt 、-Vbatt 。
60‧‧‧電路/變換器
61-66‧‧‧MOSFET
67‧‧‧飛馳電容器
68-69‧‧‧P-N二極體
70-71‧‧‧儲存電容器/輸出電容器/濾波電容器
80‧‧‧電路/第一階段
85-95‧‧‧電路
101‧‧‧電池
110‧‧‧充電狀態
111-112‧‧‧電荷轉移狀態
120‧‧‧圖形
124‧‧‧曲線
125‧‧‧整個週期
130‧‧‧圖形
131‧‧‧曲線
132‧‧‧整個週期
133‧‧‧曲線
140‧‧‧圖形
142‧‧‧過渡
143‧‧‧曲線
145‧‧‧間隔
147‧‧‧過渡
148‧‧‧間隔
149‧‧‧曲線
150‧‧‧過渡
151‧‧‧曲線
152‧‧‧過渡
153‧‧‧-Vcc
200‧‧‧電路/分數雙重輸出時間多工電容器變換器
201-211‧‧‧MOSFET
212-213‧‧‧飛馳電容器
214-217‧‧‧P-N二極體
218-219‧‧‧輸出濾波電容器
250-251‧‧‧負載
255‧‧‧電路/充電階段/充電狀態
260‧‧‧示意圖/電路
265‧‧‧電路
299‧‧‧流程圖
300‧‧‧電路/電荷幫浦/分數雙重輸出時間多工電容器變換器
301-303‧‧‧MOSFET
304‧‧‧PMOS
305‧‧‧NMOS
306‧‧‧MOSFET
307-308‧‧‧P-通道MOSFET
309-310‧‧‧MOSFET
311-312‧‧‧飛馳電容器
313-314‧‧‧P-N二極體
315-316‧‧‧輸出濾波電容器/儲存電容器
330‧‧‧電路/充電狀態
320-321‧‧‧負載
335‧‧‧電路/第二階段
340-350‧‧‧示意圖/電路
351A-351B‧‧‧二極體
352A-352B‧‧‧P-通道MOSFET
355‧‧‧電路
356‧‧‧N-通道MOSFET
357A-357B‧‧‧P-N二極體
360‧‧‧電路/N-通道版本
361‧‧‧N-通道MOSFET
362A-362B‧‧‧二極體
363A-363B‧‧‧N-通道MOSFET
364-365‧‧‧P-N二極體
369‧‧‧流程圖
370‧‧‧電路/電荷幫浦/分數雙重輸出時間多工電容器變換器
371-378‧‧‧MOSFET
379-380‧‧‧飛馳電容器
381‧‧‧P-N二極體
382-383‧‧‧輸出濾波電容器
385-386‧‧‧示意圖/電路
389‧‧‧流程圖
390‧‧‧電路
391-392‧‧‧MOSFET
400‧‧‧三重輸出可重組態電荷幫浦/變換器
401-409‧‧‧MOSFET
410‧‧‧飛馳電容器
411‧‧‧飛馳電容器/偏壓電容器
412-414‧‧‧電荷轉移MOSFET
415-417‧‧‧電荷轉移MOSFET/裝置
419-420、422-423‧‧‧本體偏壓產生器電路
418、421‧‧‧二極體
424-426‧‧‧輸出濾波電容器
430‧‧‧電路
431-434‧‧‧單刀三擲開關/多工器
435-436‧‧‧單刀四擲開關
450-460‧‧‧充電電路/狀態
470-480‧‧‧示意圖/電路
500‧‧‧三元組/電路
510‧‧‧二倍器
520‧‧‧反向器
530‧‧‧二倍器電荷幫浦/電路
540-550‧‧‧分數電荷幫浦
559‧‧‧流程演算法
560‧‧‧電荷轉移電路
570-590‧‧‧反向器
599‧‧‧流程演算法
600-610‧‧‧反向器
619‧‧‧流程演算法
700‧‧‧演算法/狀態圖/流程圖
701-703‧‧‧原始狀態
704-706‧‧‧過渡
720‧‧‧演算法
721‧‧‧狀態變更
726-725‧‧‧過渡
740‧‧‧流程圖
741‧‧‧電荷轉移步驟
742‧‧‧電荷轉移步驟/電荷轉移操作
760‧‧‧演算法
780‧‧‧演算法
781-782‧‧‧條件測試
783‧‧‧計數器
784‧‧‧步驟
790‧‧‧電路
791‧‧‧時間多工電荷幫浦
792‧‧‧輸出電容器
793-794‧‧‧輸出電容器/電容濾波電容器
795-796‧‧‧時間多工電容器
797‧‧‧比較器
798‧‧‧電壓參考
799‧‧‧第二比較器
810‧‧‧系統
811‧‧‧時間多工電容器電荷幫浦
812-813‧‧‧電容器
815‧‧‧電壓調節器
816‧‧‧時鐘
817-819‧‧‧輸出電容器
820‧‧‧類比多工器
821‧‧‧類比-數位變換器
822‧‧‧電壓參考
823‧‧‧比較器
824‧‧‧N-通道MOSFET
850‧‧‧流程圖
851‧‧‧時間多工電容器電荷幫浦演算法
852‧‧‧中斷服務常式
853‧‧‧條件測試
854‧‧‧中斷硬體
855‧‧‧條件
856‧‧‧計數器
857‧‧‧操作
858‧‧‧中斷檢測
880‧‧‧系統/電路
881‧‧‧鋰電池
883‧‧‧LDO調節器
884‧‧‧濾波電容器
885‧‧‧時間多工電荷幫浦
886-887‧‧‧飛馳電容器
888-890‧‧‧濾波電容器
900‧‧‧系統/電路
901‧‧‧電池
903‧‧‧時間多工電荷幫浦
906-908‧‧‧濾波電容器
909-910‧‧‧LDO
912-914‧‧‧濾波電容器
940‧‧‧示意圖/電路
943‧‧‧LDO
945‧‧‧時間多工電容器電荷幫浦
948-952‧‧‧濾波電容器
949‧‧‧LDO
950‧‧‧電容器
第1A圖是一先前技術2X-型電荷幫浦的一方塊圖。
第1B圖是一先前技術1.5X-型電荷幫浦的一方塊圖。
第1C圖是一先前技術三模式1X/1.5X/2X-型電荷幫浦的一方塊圖。
第2圖是顯示利用幾個線性調節器供應多個輸出的一電荷幫浦的一方塊圖。
第3圖是一時間多工二倍器/反向器雙重輸出電荷幫浦的一方塊圖。
第4A圖顯示在飛馳電容充電期間一個二倍器/反向器電荷幫浦的操作。
第4B圖顯示在電荷轉移到它的+2X輸出期間一個二倍器/反向器電荷幫浦的操作。
第4C圖顯示在飛馳電容刷新期間一個二倍器/反向器電荷幫浦的操作。
第4D圖顯示在電荷轉移到-1X輸出期間一個二倍器/反向器電荷幫浦的操作。
第5圖是時間多工二倍器/反向器雙重輸出電荷幫浦操作的一流程圖。
第6圖是描述一時間多工二倍器/反向器雙重輸出電荷幫浦操作的一狀態圖。
第7圖是一時間多工二倍器/反向器雙重輸出電荷幫浦的切換波形的一圖形。
第8圖是一時間多工分數/分數-反向器雙重輸出電荷幫浦的一示意圖。
第9A圖顯示在飛馳電容充電期間一分數/分數-反向器電荷幫浦的操作。
第9B圖顯示在電荷轉移到它的+1.5X輸出期間一分數/分數-反向器電荷幫浦的操作。
第9C圖顯示在電荷轉移到-0.5X輸出期間一分數/分數-反向器電荷幫浦的操作。
第9D圖是顯示一時間多工分數/分數-反向器雙重輸出電荷幫浦的操作的一流程圖。
第10圖是一時間多工分數雙重正輸出電荷幫浦的一示意圖。
第11A圖顯示在飛馳電容充電期間一分數雙重正輸出電荷幫浦的操作。
第11B圖顯示在電荷轉移到它的+1.5X輸出期間一分數雙重正輸出電荷幫浦的操作。
第11C圖顯示在電荷轉移到它的+0.5X輸出期間一分數雙重正輸出電荷幫浦的操作。
第11D圖顯示利用實施一P-通道本體偏壓產生器的一分數雙重正輸出電荷幫浦。
第11E圖顯示利用用以電荷轉移的接地N-通道MOSFET的一分數雙重正輸出電荷幫浦。
第11F圖顯示利用一隔離N-通道本體偏壓產生器的一分數雙重正 輸出電荷幫浦。
第11G圖是顯示一時間多工分數雙重正輸出電荷幫浦的操作的一流程圖。
第12A圖顯示用於一時間多工分數雙重負輸出電荷幫浦的-0.5X/-1X實施的一示意圖。
第12B圖顯示在電荷轉移到它的-0.5X輸出期間第12A圖的該電荷幫浦的操作。
第12C圖顯示在電荷轉移到它的-1X輸出期間第12A圖的該電荷幫浦的操作。
第12D圖是顯示一分數雙重負輸出電荷幫浦的操作的一流程圖。
第12E圖顯示為1X/-2X輸出，對第12D圖的該流程圖的修改。
第13A圖顯示一時間多工三重輸出分數電荷幫浦的一示意圖。
第13B圖是對於顯示多工器操作的第13A圖的該電荷幫浦的一等價電路。
第14圖顯示在操作期間對於第13A圖的該電荷幫浦的飛馳電容狀態。
第15A圖顯示被配置用於整數倍數電荷轉移及以三倍器模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第15B圖顯示被配置用於整數倍數電荷轉移及以二倍器模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第15C圖顯示被配置用於整數倍數電荷轉移及以反向器模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第15D圖是顯示被配置用於整數倍數電荷轉移的第13A圖的該電荷幫浦的操作的一流程圖。
第16A圖顯示被配置用於分數電荷轉移及以二倍器模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第16B圖顯示被配置用於分數電荷轉移及以1.5X-型分數模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第16C圖顯示被配置用於分數電荷轉移及以0.5X-型分數模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第16D圖是顯示被配置用於分數電荷轉移的第13A圖的該電荷幫浦的操作的一流程圖。
第16E圖顯示被配置用於分數電荷轉移及以-0.5X-型反向-分數模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第17A圖顯示被配置用於整數倍數電荷轉移及以-1X-型反向模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第17B圖顯示被配置用於整數倍數電荷轉移及以1-2X-型反向模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第17C圖是顯示被配置以得到負整數倍數的輸入電壓的第13A圖的電荷幫浦的操作的一流程圖。
第18A圖顯示被配置用於分數電荷轉移及以-0.5X-型反向模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第18B圖顯示被配置用於分數電荷轉移及以-1X-型反向模式操作的第13A圖的電荷幫浦。
第18C圖是顯示被配置以得到負分數倍數的輸入電壓的第13A圖的電荷幫浦的操作的一流程圖。
第19A圖是在重複刷新期間多重輸出電荷幫浦操作的通用狀態圖。
第19B圖是在部分刷新期間多重輸出電荷幫浦操作的通用狀態圖。
第19C圖是顯示一種用以一多重輸出電荷幫浦之可變電荷轉移的方法的一流程圖。
第19D圖是顯示一種用以一多重輸出電荷幫浦之可變電荷轉移的一改進方法的一流程圖。
第19E圖是顯示一種用以對一多重輸出電荷幫浦回饋控制的方法的一流程圖。
第20圖是一回饋控制多重輸出電荷幫浦的一方塊圖。
第21圖是一數位控制多重輸出電荷幫浦的一方塊圖。
第22圖是顯示一種用以一多重輸出電荷幫浦的中斷驅動數位控制的方法的一流程圖。
第23A圖是一具有LDO預調節的數位控制多重輸出電荷幫浦的一方塊圖。
第23B圖是一具有LDO後調節的數位控制多重輸出電荷幫浦的一方塊圖。
第23C圖是一具有LDO預調節及後調節的數位控制多重輸出電荷幫浦的一方塊圖。
 較佳實施例之詳細說明
一種利用一新型時間多工電容器變換器演算法及相關電路拓撲的多重輸出直流對直流電壓變換器在此被揭露。不像習知的電荷幫浦受限於每電荷幫浦產生一單一輸出，該新型時間多工電容器拓撲及方法從一單一供應電壓或電池輸入產生正極性及負極性的多重電壓輸出。為了清晰，本發明的各種實施例被細分成四類-雙極性多重輸出變換器、多重正輸出變換器、多重負輸出變換器、及可重組態多重輸出變換器。
雙極性時間多工電容器變換器： 本發明的一個實施例是一種能夠同時產生正輸出電壓及負輸出電壓的時間多工電容器變換器。例如，在第3圖中，電路60說明一種能夠同時產生二倍輸出及反向輸出 +2Vbatt 及-Vbatt 的時間多工電容器雙重輸出變換器。
該變換器包含一單一飛馳電容器67、MOSFET 61至66、及儲存電容器70及71。可選擇地，MOSFET 65及66可以包括取決於MOSFET實施的本質汲極-源極P-N二極體68及69。操作包含四個階段的一序列-將該飛馳電容器充電、轉移電荷至正輸出電容器、刷新該飛馳電容器、及轉移電荷至負輸出電容器。
較詳細地，在由第4A圖中的電路80所顯示的第一操作階段中，這裏也被稱為充電階段，導通的MOSFET 61及62將飛馳電容67充電到一電壓+Vbatt ，而所有其他MOSFET保持不導通。在示意圖中，充電電流由一實線及箭頭表示。在充電期間，該飛馳電容器的兩端被加偏壓Vy Vbatt 及Vx 0，其中二極體68及69在一方向上被定位以便保持反向偏壓及不導通。在此階段期間，提供給連接到正輸出或負輸出(未顯示出)的負載的任意電流必須由該等輸出電容器70及71遞送。
在由第4B圖中的電路85所顯示的第二操作階段中，這裏被稱為正電荷轉移階段，MOSFET 61及62被關掉，且MOSFET 64及65被導通，從飛馳電容器轉移電荷到該正輸出的電容器70及任意負載(未顯示出)。電荷轉移期間的電流由實箭頭顯示。由於導通的MOSFET 64，已充電的飛馳電容器67的負端VX 被連接到Vbatt ，藉此VX =Vbatt 且二極體69保持反向偏壓且不導通。MOSFET 63及66在此操作階段期間保持不導通。由於它的負端被連接在電池輸入頂上，則飛馳電容器67的正端Vy 變成(Vbatt +Vfly )，將跨接電容器70的正輸出Vout1 充電到一正的，即地以上，電壓Vout1 →+2Vbatt 。
由第4C圖中的電路90所顯示的第三操作階段，這裏也被稱為刷新階段，與第一階段80是電氣相同的。在電容器刷新期間，導通的MOSFET 61及62再次將飛馳電容67充電到一電壓+Vbatt ，而所有其他MOSFET保持不導通。在充電期間，該飛馳電容器的兩端被加偏壓 Vy Vbatt 及Vx 0，其中二極體68及69在一方向上被定位以便保持反向偏壓及不導通。在此階段期間，提供給連接到正輸出或負輸出(未顯示出)的負載的任意電流必須由該等輸出電容器70及71遞送。
在由第4D圖中的電路95所顯示的第四及最後操作階段中，這裏還被稱為負電荷轉移階段，MOSFET 61及62被關掉，且MOSFET 63及66被導通，從飛馳電容器67轉移電荷到該負輸出的電容器71及任意負載(未顯示出)。電荷轉移期間的電流由實箭頭顯示。由於導通的MOSFET 63，已充電的飛馳電容器67的正端Vy 被連接到地，藉此Vy =0且二極體68保持反向偏壓且不導通。MOSFET 65及64在此操作階段期間保持不導通。由於它的正端被連接到地，則飛馳電容器67的負端VX 被迫使在地以下一電壓(-Vfly )，將跨接電容器71的負輸出Vout2 充電到一負的，即地以下，電壓Vout2 →-Vbatt 。
然後整個週期重複進行，如在第5圖的流程圖99中所顯示。如所顯示，一系列的充電、轉移、充電、轉移，加上在其間被重組配的開關，具有當利用一單一飛馳電容器將正輸出及負輸出充電時隨時間重複交替將該正Vout1 輸出充電到2Vbatt 及將該負Vout2 輸出充電到-Vbatt 的功能。因此，該飛馳電容器的電荷轉移在兩個輸出之間是時間多工的，且因此可以被稱為一時間多工電容器多重輸出直流對直流電壓變換器。
第6圖說明關於變換器60之狀態圖100。在充電狀態110中，電池101與充電到一電壓Vbatt 的飛馳電容器67並聯。為了使變換器效率最大化，較佳地，電容器67的充電應該在退出狀態110以前被完成。部分充電會降低總效率。
在過渡(1)期間，為了電荷轉移到正輸出，即到狀態111，該變換器被重組配。在電荷轉移狀態111中，堆疊在電池101頂上的電容器67，其中它的負端VX 被連到電池101的正端，將電容器70充電到一電 壓+2Vbatt 。
在本發明的一個實施例中，該變換器在過渡(2)中接著被重組配回到充電狀態110。然後，該充電狀態110重複直至電容器67充電到一電壓Vbatt ，補充在狀態111期間損失的所有電荷。
在該電容器被刷新以後，該變換器在過渡(3)期間被再次重組配進入電荷轉移狀態112。在此狀態期間，已充電的飛馳電容器67被連接到地以下，其中它的正端Vy 被連接到電池101的負端。在此組態中，從飛馳電容器67到輸出電容器71的電荷轉移驅動該負輸出到等於-Vbatt 的一電壓。
然後，該變換器在過渡(4)期間被重組配回到充電狀態110。然後，該充電狀態110重複直至電容器67充電到一電壓Vbatt 補充在狀態111期間損失的所有電荷。
然後這整個週期以序列(1)充電(2)正的轉移(3)充電(4)負的轉移重複，且然後重複(1)、(2)、(3)、(4)、(1)、等等...關於此時間多工序列的電壓波形在第7圖的圖形中被說明，包括圖形120中所顯示的電壓Vy 、圖形130中所顯示的電壓VX 、及圖形140中所顯示的電壓Vout1 、Vout2 及Vfly 。
從對應於狀態110的時間t0 到t1 ，飛馳電容器67被充電，藉以Vy 充電到Vcc 如由曲線121所顯示，且Vx 保持接近地如由曲線131所顯示。在此週期期間Vout1 下降到2Vcc 的一電壓以下直到它在時間t1 處達到它的最小電壓。一前一後地，Vout2 也使151下降到比-Vcc 還低，即較少負，的一電壓。
同時，在間隔145期間Vfly 充電直到它達到一電壓Vcc ，在該電壓Vcc 處之後它保持該狀態110直到t1 。
在對應於狀態111的間隔t1 到t2 期間，Vx 在整個週期132期間被加偏壓到Vcc ，且Vy 被強迫至2Vcc 像飛馳電容67“拉升”一樣，且轉移它的 電荷到正輸出的濾波電容器70。因此，Vout1 在過渡142中被刷新，而Vfly 在相對應的147中衰減。
從電路返回到狀態110的時間t2 到t3 ，飛馳電容器67被補充，因為藉以Vy 充電到Vcc 如由曲線124所顯示，且Vx 保持接近地如由曲線133所顯示。在此週期期間，目前已被充分充電的Vout1 首先開始使143下降。一前一後地，Vout2 繼續使151下降到比-Vcc 還低，即較少負，的一電壓。同時，在間隔148期間Vfly 充電直到它達到一電壓Vcc ，在該電壓Vcc 處之後它使149保持該狀態110直到t3 。
在對應於狀態112的間隔t3 到t4 期間，Vy 在整個週期125期間被加偏壓到地，且Vx 被強迫至-Vcc 像飛馳電容67“下落”一樣，且轉移它的電荷到負輸出的濾波電容器71。因此，-Vout2 在過渡152中被刷新，穩定在-Vcc 153處，而Vfly 在相對應的150中衰減。在t4 處，隨著該週期重複它自己，-Vout2 開始另一個衰減週期。
在第6圖的該狀態圖中還顯示的本發明的一替代實施例中，過渡(2)及(3)被過渡(5)代替，藉此該飛馳電容器在電荷轉移狀態111及112之間沒被刷新。則序列變成：(1)、(5)、(4)、(1)等等。
在本發明的一相關實施例中，第8圖的電路200說明一種能夠同時產生正分數輸出及反向分數輸出+1.5Vbatt 及-0.5Vbatt 的時間多工電容器雙重輸出變換器。該變換器包含兩個飛馳電容器212及213、MOSFET 201至211的一矩陣、任選P-N二極體214至217、及輸出濾波電容器218及219。
如第9A圖的等價電路255所顯示，操作首先包含透過導通的MOSFET 201、202及203將該等飛馳電容器212及213充電。因為該等飛馳電容器被串連，所以每一個充電到一電壓Vbatt /2。所有其他MOSFET保持不導通，且所有二極體在此週期期間保持反向偏壓。在充電階段255期間，輸出電容器218及219必定會供應電流給負載250及 251。
在由第9B圖中的示意圖260所顯示的下一階段中，電荷被從並聯的飛馳電容器212及213轉移到正供應Vout1 ，它的相對應的濾波電容器218，及負載250。因為該等已充電的飛馳電容器的負端透過導通的MOSFET 205及207被連接到Vbatt ，則這兩個飛馳電容器的正端跳到(Vfly +Vbatt )或1.5Vbatt 的一電壓。由於它的正端透過導通的MOSFET 208及210被連接到輸出電容器218，隨著濾波電容器218充電，該輸出電壓Vout1 →+1.5Vbatt 。可選擇地，根據裝置構造，於MOSFET 208及210內部的P-N二極體214及216可以被包括，但是必須以它們的陰極被連接到該Vout1 端被定位。在此操作階段中，所有其他MOSFET保持不導通，包括209及211。由於Vout2 是負的，二極體215及217也保持反向偏壓。
在一較佳實施例中，在第三操作階段該電荷幫浦返回第9A圖的該充電狀態255，在該充電狀態255中電容器212及213每一個被充電到Vbatt /2。然後該電路繼續進入到由第9C圖的等價電路265所顯示的第四操作階段。在一供選擇的實施例中，電容器刷新操作可以被跳過，從電路260直接過渡到265，沒有在該等飛馳電容器212及213上補充電荷。
在由第9C圖中的示意圖265所顯示的第四且最後階段中，電荷被從並聯的飛馳電容器212及213轉移到負供應Vout2 ，它的相對應的濾波電容器219，及負載251。因為該等已充電的飛馳電容器的正端透過導通的MOSFET 204及206被連接到地，所以這兩個飛馳電容器的負端跳到(-Vfly )或-0.5Vbatt 的一電壓。由於它的負端透過導通的MOSFET 209及211被連接到輸出電容器219，隨著濾波電容器219充電，該輸出電壓Vout2 →-0.5Vbatt 。可選擇地，根據裝置構造，於MOSFET 209及211內部的P-N二極體215及217可以被包括，但是必須以它們的陽極被連 接到該Vout2 端被定位。在此操作階段中，所有其他MOSFET保持不導通，包括208及210。由於Vout1 是負的，二極體214及216也保持反向偏壓。
具有一+1.5 Vbatt 正輸出及一-0.5 Vbatt 負輸出的分數雙重輸出時間多工電容器變換器200的操作被概括在第9D圖的流程圖299中，該流程圖299具有以與第5圖的該流程圖相似的一方式(除了該飛馳電容器電壓Vfly 具有二分之一Vbatt 的增量，即分數，而不是整數倍數)交替地充電、轉移電荷到正輸出、充電、及轉移電荷到負輸出的一演算法。為了清晰，在各種狀態之間重組配該等MOSFET的步驟沒被明確地顯示。
正多重輸出時間多工電容器變換器： 在本發明的另一實施例中，第10圖的電路300說明一種能夠同時產生兩個正分數輸出+1.5Vbatt 及+0.5Vbatt 的時間多工電容器雙重輸出變換器。該變換器包含兩個飛馳電容器311及312、MOSFET 301至310的一矩陣、任選P-N二極體313至314、及輸出濾波電容器315及316。
如第11A圖的等價電路330所顯示，操作首先包含透過導通的MOSFET 301、302及303將該等飛馳電容器311及312充電。因為該等飛馳電容器被串連，所以每一個充電到一電壓Vbatt /2。所有其他MOSFET保持不導通，且所有二極體在此週期期間保持反向偏壓。在充電階段255期間，輸出電容器315及316必定會供應電流給負載320及321。
在由第11B圖中的示意圖335所顯示的下一階段中，電荷被從並聯的飛馳電容器311及312轉移到正供應Vout1 ，它的相對應的濾波電容器315，及負載320。因為該等已充電的飛馳電容器的負端透過導通的MOSFET 304及306被連接到Vbatt ，則這兩個飛馳電容器的正端跳到(Vfly +Vbatt )或1.5Vbatt 的一電壓。由於它的正端透過導通的MOSFET 307及309被連接到輸出電容器315，隨著濾波電容器315充電，該輸出電壓Vout1 →+1.5Vbatt 。
可選擇地，根據裝置構造，於MOSFET 307及309內部的P-N二極體313及314可以被包括，但是必須以它們的陰極被連接到該Vout1 端被定位。在此操作階段中，所有其他MOSFET保持不導通，包括308及310。因為Vout2 也是正的，所以MOSFET 308及310一定不包括跨接它們的源極-汲極的本質二極體。在本發明的一實施例中，一特定的本體偏壓產生器電路被使用以消除本質二極體的存在。
在一較佳實施例中，在第三操作階段該電荷幫浦返回第11A圖的充電狀態330，在該充電狀態330中電容器311及312每一個被充電到Vbatt /2。然後該電路繼續進入到由第11C圖的等價電路340所顯示的第四操作階段。在一供選擇實施例中，電容器刷新操作可以被跳過，從電路335直接過渡到340，沒有在該等飛馳電容器311及312上補充電荷。
在由第11C圖中的示意圖340所顯示的第四且最後階段中，電荷被從並聯的飛馳電容器311及312轉移到一第二正供應Vout2 ，它的相對應的濾波電容器315，及負載321。因為該等已充電的飛馳電容器的負端透過導通的MOSFET 305及303被連接到地，所以這兩個飛馳電容器的正端跳到(+Vfly )或+0.5Vbatt 的一電壓。由於它的正端透過導通的MOSFET 308及310被連接到輸出電容器315，隨著濾波電容器315充電，該輸出電壓Vout2 →+0.5Vbatt 。在此操作階段中，所有其他MOSFET保持不導通，包括307及309。因為Vout2 <Vout1 ，所以二極體313及314還保持反向偏壓。
電荷幫浦300或任意一個多重正輸出時間多工電容器電荷幫浦的一必要元件，連接該等飛馳電容器到除了最正的一個以外的任意輸出的電荷轉移MOSFET必須不受任意源極-汲極寄生二極體或二極體導 通的約束。一種用以消除如由第11D、11E及11F圖所說明的源極-汲極二極體導通的方法被描述在本申請案的下面部分。
總之，具有一+1.5Vbatt 及一+0.5Vbatt 正輸出的分數雙重輸出時間多工電容器變換器300的操作被顯示在第11G圖的流程圖369中，其具有交替地充電、轉移電荷到一第一正輸出、充電、及轉移電荷到一第二正輸出，然後重複該序列的演算法。為了清晰，在各種狀態之間重組配該等MOSFET的步驟沒被明確地顯示。
消除不需要的源極-汲極二極體的方法： 一時間多工電容器雙重正輸出變換器的一個重要特點是，只有連接飛馳電容到最正的輸出的MOSFET可以包括本質源極-汲極二極體。特別地，在變換器300中，連接到Vout2 的MOSFET 308及310不包括與它們的源極汲極端並列的本質P-N接面，而連接到最正的輸出電壓Vout1 的MOSFET 307及309包括。由於二極體313及314的陰極被連接到最高輸出電壓Vout1 ，所以二極體313及314永遠不會無意變成正向偏壓，除了在當Vout2 的電容器315正被充電時的該第二階段335中。如果二極體跨接308及310存在，則電荷幫浦電壓將被限制在(Vout2 +Vf )，這裏Vf 是該等P-N二極體的正向偏壓電壓，且不會發揮作用，或者否則能夠產生它的較高輸出電壓+1.5Vbatt 。
消除跨接MOSFET 308及310的該P-N二極體需要與習知的源極-本體短路的MOSFET不相容的一特定技術。這些方法包括：使用具有一接地本體連接的一N-通道MOSFET，使用本體被連到最高正電壓Vout2 的一P-通道MOSFET，或者在一較佳實施例中，整合具有切換源極-汲極二極體極性以保持反向偏壓的一P-通道或N-通道MOSFET的一特定的“本體偏壓產生器”。
這樣一種方法在第11D圖的電路350中被說明，其中具有本質二極體351A及351B的P-通道MOSFET 308包括一本體偏壓產生器，或 “BBG”，其包含交叉耦接的P-通道MOSFET 352A及352B。標示“VB ”的節點代表所有三個P-通道MOSFET 308、351A、及351B的本體或“背閘極”電壓。該BBG電路的操作包含如下兩個穩定的狀態：每當VCP >Vout2 ，P-通道MOSFET 352A導通，且352B不導通，連接PMOS 308的本體端到VCP 且使二極體351A短路。以這種方式組配，二極體351B被並連於P-通道308的源極汲極端。因為二極體351B的陽極被永久連接在Vout2 ，將它的陰極偏壓到較正VCP 電位反向偏壓二極體351B且將出現無二極體導通。在變換器300的上下文中，每當飛馳電容器311被充電、PMOS 304導通且NMOS 305不導通時，VCP >Vout2 狀態出現，不管MOSFET 307的狀態，每當該飛馳電容器在它的電荷轉移週期的其中一個時出現的一狀態。
相反地，每當Vout2 >VCP ,P-通道MOSFET 352B導通，且352A不導通，連接PMOS 308的本體端VB 到Vout2 且使二極體351B短路。以這種方式組配，二極體351A被並連於P-通道308的源極汲極端。因為二極體351A的陽極被永久連接到VCP ，將它的陰極偏壓到較正VCP 電位反向偏壓二極體351A且將出現無二極體導通。在變換器300的上下文中，每當器311正充電、PMOS 304不導通且NMOS 305導通時，Vout2 >VCP 狀態出現，不管MOSFET 307的狀態，每當該飛馳電容器在它的充電週期的其中一個時出現的一狀態。
所以利用該BBG電路技術，不管施加在P-通道MOSFET 308兩端的極性，該本體端VB 被偏壓使得無源極-汲極二極體導通出現。由於二極體351A及351B不導通，從飛馳電容器311到輸出儲存電容器316的電流被MOSFET 308的閘極電壓控制，而不由正向偏壓的P-N接面二極體控制。與具有本質P-N二極體313的MOSFET 307相比，MOSFET 308因而沒有源極-汲極二極體。每當電荷幫浦350在電荷轉移模式中，即電容器311被充電且PMOS 304導通時，根據MOSFET 307及308的閘極控制，電流可以被引導到Vout1 及電容器315，或者Vout2 及電容器316。電流引導對於實施一時間多工電荷幫浦是十分重要的。
在電路350中，如果MOSFET 307及308都保持不導通，則到任意輸出的電荷轉移只能藉由正向偏壓於二極體313來出現。因而，節點VCP 的最大值電壓被限制到VCP (Vout1 +Vf )，這裏，Vf 是P-N二極體313的正向偏壓電壓。在一多重正輸出時間多工電荷幫浦中，只有最高最正的電壓輸出可以包括一源極-汲極二極體。連接到比最高輸出Vout1 低，即較小正，的一輸出電壓Vout2 的任一MOSFET必須使用該BBG電路來消除不需要的二極體導通。
如在電路350中所顯示，P-通道307包括一並列的源極-汲極二極體313，而PMOS 308沒有。在一替代實施例中，藉由對P-通道MOSFET 307使用與用於驅動P-通道308的本體相似的一本體-偏壓-產生器電路，二極體313也可以被消除。
另一種方法是使用一N-通道MOSFET代替P-通道308及可選擇地代替P-通道307。利用代替一P-通道的一N-通道MOSFET來消除不需要的源極-汲極並列二極體可以以下面兩種方式的其中一種被實施：或者藉由永久地使該N-通道MOSFET的本體端接地，或者藉由利用一本體-偏壓產生器技術。
在第11E圖的電路355中，P-通道MOSFET 308已經被N-通道MOSFET 356代替。由於它的本體接地，VB =0，本質二極體357A及357B的陽極變成永久接地。假如N-通道MOSFET的源極或汲極保持被偏壓在地電位或以上，即VCP 0，及同樣地，Vout2 0，則P-N二極體357A及357B的陰極將保持正的，及二極體將保持反向偏壓且不導通，因而消除N-通道MOSFET 356中的不需要的源極-汲極二極體導通。因為N-通道MOSFET 356的本體使它的本體端接地，所以在一P- 型基體中形成的任一非隔離N-通道可以被用以實施MOSFET 356。
在一替代實施中，N-通道MOSFET 361被用以代替P-通道308。如所顯示，N-通道361的本體沒有接地，且它的電位VB 可以浮動到一較正的電壓。交叉耦接N-通道MOSFET 363A及363B連同本質二極體362A及362B形成一本體-偏壓產生器電路以偏壓於N-通道本體電壓VB 使得沒有P-N二極體導通出現。所有這三個N-通道MOSFET 361、363A及363B被偏壓在同樣的電位，由N-通道MOSFET 363A及363B的切換動作決定的一電壓。本體偏壓操作與前述BBG電路相似，除了N-通道MOSFET用正閘極電壓導通，而電路350中的P-通道MOSFET只在負的閘極-源極偏壓電位導通。
就其本身而論，在VCP >Vout2 時的電荷轉移階段期間，N-通道363B被導通，使本質二極體362B短路且強迫VB =Vout2 ，其為較負的兩個被施加的電壓。同時，N-通道MOSFET 363A保持不導通。由於二極體362A的陰極被偏壓到比它的偏壓在VB =Vout2 的本體-連接陽極更正的電位VCP ，則二極體362A保持反向偏壓且不導通。
相反地，在Vout2 >VCP 時對飛馳電容器311充電階段期間，N-通道MOSFET 363B被不導通且N-通道363A導通，使本質二極體362A短路且強迫VB =VCP ，其為較負的兩個被施加的電壓。由於二極體362B的陰極被偏壓到比它的偏壓在VB =VCP 的本體-連接陽極更正的電位Vout2 ，則二極體362B保持反向偏壓且不導通。所以無論哪種極性被施加在該MOSFET 361的源極-汲極兩端，沒有P-N二極體導通出現。
雖然電路360表示與示意圖350中所顯示的該P-通道BBG電路互補的N-通道電路，但是N-通道版本360以單晶片整合進一積體電路需要特別考慮。特別地，最一般的CMOS積體電路處理使用一P-型基體及一自隔離N-通道井。P-通道MOSFET被製造在該N-井中，而N-通道被形成在該共用P-型基體中或者在形成於該基體中且與該基體短路的一 P-井中。然而，為了實施電路360，N-通道361、363A及363B的P-型本體必須被與它們周圍的P-型基體隔離，使得VB 可以浮動且不是硬線接地。由於一P-型本體區與一接地基體分離，當VB 0時，電路360將對任一本體電壓發揮作用。
概要地，此隔離由背對背P-N二極體364及365表示，其中二極體364的陽極代表隔離P-型漂浮區、井或管，二極體365的陽極代表該P-型基體或外延層，及二極體364及365的共用陰極描述在漂浮P-型區周圍的電位VISO 處的N-型隔離。在正規操作VB VISO 0下，意指二極體364被正向偏壓，且VISO 除非將以其他方式被強迫漂浮到大約等於VB 的一正電位，及因而反向偏壓隔離二極體365。
多重負輸出時間多工電容器變換器： 在本發明的另一實施例中，第12A圖的電路370說明一種能夠同時產生兩個負分數輸出-0.5Vbatt 及-Vbatt 的時間多工電容器雙重輸出變換器。該變換器包含兩個飛馳電容器379及380、MOSFET 371至378的一矩陣、任選P-N二極體381、及輸出濾波電容器382及383。
如在先前分數電荷幫浦電路中，變換器370的操作首先包含透過導通的MOSFET 371、372及373將飛馳電容器379及380充電。因為該等飛馳電容器被串連，所以每一個充電到一電壓Vbatt /2。所有其他MOSFET保持不導通，且所有二極體在此週期期間保持反向偏壓。在此充電階段期間，輸出電容器382及383必定會供應電流給任意負載(未顯示出)。
在由第12B圖中的示意圖385所顯示的下一階段中，電荷被從並聯的飛馳電容器379及380轉移到負供應Vout1 ，它的相對應的濾波電容器382，及它的電負載(未顯示出)。因為該等已充電的飛馳電容器379及380的正端透過導通的MOSFET374及375被連接到地，所以這兩個飛馳電容器的負端跳到(0-Vfly )及-Vbatt /2的一電壓。由於它的負端透過 導通的MOSFET 376及377被連接到輸出電容器382，隨著濾波電容器382充電，該輸出電壓Vout1 →-0.5Vbatt 。在此階段期間，所有其他MOSFET保持不導通，包括MOSFET 378。因為Vout2 <Vout1 ，意指Vout2 是較負的一電位，所以P-N二極體381，由於它的陽極被連接到Vout2 ，保持反向偏壓且不導通。但是，因為Vout2 也是負的，所以MOSFET 376及377一定不包括跨接它們的源極-汲極的本質二極體。在本發明的一實施例中，在本申請案中以前所描述的一特定本體-偏壓-產生器電路被使用以消除該等本質二極體的存在。
在一較佳實施例中，在第三操作階段該電荷幫浦返回充電狀態，其中電容器379及380每一個被充電到Vbatt /2。然後該電路繼續進入由第12C圖的等價電路386所顯示的第四操作階段。在一供選擇實施例中，電容器刷新操作可以被跳過，從電路385直接過渡到386，沒有在該等飛馳電容器379及380上補充電荷。
在由第12C圖中的示意圖386所顯示的第四和最後階段中，電荷被從串連的飛馳電容器379及380轉移到一第二負供應Vout2 ，它的相對應的濾波電容器383，及它的電負載(未顯示出)。因為該已充電的飛馳電容器379的正端透過導通的MOSFET 374被連接到地，且飛馳電容器380的正端透過導通的MOSFET 372被連接到飛馳電容器379的負端，所以飛馳電容器380的負端必須跳到(0-2Vfly )及-Vbatt 的一電壓。由於它的負端透過導通的MOSFET 378及正向偏壓的二極體381被連接到輸出電容器383，隨著濾波電容器383充電，該輸出電壓Vout2 →-Vbatt 。在此操作階段中，所有其他MOSFET保持不導通，包括376及377。
電荷幫浦370或任意一個多重負輸出時間多工電容器電荷幫浦的一必要元件，連接該等飛馳電容器到除了最負的一個以外的任意輸出的電荷轉移MOSFET必須不受任意源極-汲極寄生二極體或二極體導 通的約束。一種用以消除源極-汲極二極體導通的方法與對於正輸出的第11D、11E及11F圖所說明的那些相似，包括利用一本體偏壓產生器電路。
總之，具有一個-Vbatt 及一個-0.5Vbatt 負輸出的分數雙重輸出時間多工電容器變換器370的操作被顯示在第12D圖的流程圖389中，其具有交替地充電、轉移電荷到一第一負輸出、充電、及轉移電荷到一第二負輸出，然後重複該序列的演算法。為了清晰，在各種狀態之間重組配該等MOSFET的步驟沒被明確地顯示。
在變換器370中，電路385中所顯示的從該等飞驰电容器到Vout1 的電荷轉移包含平行的電容器379及380。在電路386中，在電荷轉移到Vout2 期間，該等電容器被串連。在這點上，電路階段385中的並列組合遞送到輸出電容器382的電荷比電路386的串列配置能夠遞送到Vout2 的多。這意味著該-0.5Vbatt 供應輸出Vout1 比該-Vbatt 供應輸出Vout2 能夠遞送更高的輸出電流。
在本發明的第12E圖的電路390中所說明的另一實施例中，變換器370的一修改產生兩個具有都是Vbatt 的整數倍數的電壓-Vbatt 及-2Vbatt 的負輸出。藉由增加MOSFET 391及392，兩個飛馳電容器都可以被充電到Vbatt 而不是Vbatt /2的一電位。特別地，在充電期間，MOSFET 371及391被導通且將飛馳電容器379充電到該電位Vbatt ，而同時MOSFET 392及373被導通且將飛馳電容器380充電到一電位Vbatt 。在充電期間，所有其他MOSFET保持不導通，包括MOSFET 372。
在該第一操作階段中將電容器都充電到Vbatt 以後，藉由並列組合飛馳電容器379及380且透過導通的MOSFET 374、375、376及377，輸出電容器382在第二操作階段期間被充電到一電壓Vout1 →-Vbatt 。
在該等飛馳電容器被刷新的一第三階段以後，MOSFET 374、372及378被導通，形成電容器379及380的一串列組合，其中，電容器 379的正端被連接到地，電容器380的正端透過導通的MOSFET 372被連接到電容器379的負端，且其中電容器380的負端被連接到充電到Vout2 →-2Vbatt 的輸出電容器383。
因此，電路390可以兩種不同的方式被操作。如果該等飛馳電容器被充電到Vbatt /2，則時間多工促進兩個輸出電壓，即-Vbatt /2及-Vbatt 。相反，如果該等飛馳電容器被充電到Vbatt ，則時間多工促進兩個較高的輸出電壓，即-Vbatt 及-2Vbatt 。因為該變換器產生兩個相同極性的輸出，所以MOSFET 376及377必須不受任意寄生源極-汲極二極體的約束。
可重組態多重輸出時間多工分數電荷幫浦： 該時間多工電容器電荷幫浦可以被按比例排列以同時供應幾個不同的電壓，且可以被電氣重組配以產生一不同的電壓組。例如，第13A圖說明一個三重輸出可重組態電荷幫浦400，該三重輸出可重組態電荷幫浦400包含飛馳電容器410及411、MOSFET 401至409及412至417、輸出濾波電容器424、425及426、及本體偏壓產生器電路419、420、422及423。分別對應於MOSFET 412及415的本質二極體418及421也被包括，但是可以可選擇地被BBG電路代替。
變換器400的電路拓撲包含兩個H-橋，其一對應於每一飛馳電容器、用以串連該等飛馳電容器的一MOSFET、及用以控制電荷轉移到該變換器的三個電壓輸出V1 、V2 及V3 的兩個MOSFET“三元組”。較詳細地，電容器410被偏壓於節點電壓Vz 及Vy ，其中節點Vz 由包含連接Vbatt 的MOSFET 401及接地MOSFET 402的一推-拉緩衝器驅動，且其中Vy 由包含連接Vbatt 的MOSFET 405及接地MOSFET 406的一推-拉緩衝器驅動。MOSFET 401、402、405及406一起形成一H-橋，驅動電容器410。
同樣地，電容器411被偏壓於節點電壓Vx 及Vw ，其中節點Vx 由包 含連接Vbatt 的MOSFET 403及接地MOSFET 404的一推-拉緩衝器驅動，且其中Vw 由包含連接Vbatt 的MOSFET 407及接地MOSFET 408的一推-拉緩衝器驅動。MOSFET 403、404、407及408一起形成一H-橋，驅動電容器411。經由MOSFET 409，電容器411的節點Vx 還被連接到電容器410的節點Vy 。
電荷-轉移MOSFET 412、413及414一起形成一個三元組，其分別連接飛馳電容器410的節點Vz 到輸出V1 、V2 及V3 。同樣地，電荷-轉移MOSFET 415、416及417一起形成一個三元組，其分別連接飛馳電容器411的節點Vx 到輸出V1 、V2 及V3 。輸出V1 、V2 及V3 分別對應於濾波電容器424、425及426。
該MOSFET陣列的操作可以更好地被理解為一系列多工器開關，雖然該等MOSFET在某些情況下可以被用以控制電容充電電流。電荷幫浦400的功能解釋在第13B圖的電路430中被說明，該電路430包含單刀三擲或SP3T，開關組431、432、433及434；及兩個SP4T，即單刀四擲，開關435及436；飛馳電容器410及411；輸出電容器424至426；及任選二極體418及421。
MOSFET 401及402包含1P3T開關431，該1P3T開關431在操作中選擇三個輸入的其中一個，當MOSFET 401導通時選擇Vbatt ，當MOSFET 402在導通狀態中時選擇接地，或者當MOSFET 401或402都不導通時選擇一開路。多工器開關431的輸出偏壓節點Vz 於飛馳電容器410上。一第二1P3T開關432包含MOSFET 405及406，且在操作中偏壓節點Vy 於飛馳電容器410上。在關於偏壓電容器411的一相似組態中，MOSFET 403及404包含偏壓節點Vx 於飛馳電容器411上的1P3T開關433。一第二1P3T開關434包含MOSFET 407及408，且在操作中偏壓節點Vw 於飛馳電容器411上。MOSFET 409被包括用以在需要時串連電容器410及411。
該等節點電壓Vz 及Vx 的輸出被選擇且被時間多工化以供應能量給幾個輸出V1 、V2 或V3 的其中一個，從飛馳電容器410及411轉移電荷到輸出電容器424、425及426。SP4T開關435被形成於包含裝置412、413及414的MOSFET三元組。SP4T開關436被形成於包含裝置415、416及417的MOSFET三元組。在一較佳實施例中，每一MOSFET三元組每次只有一個裝置導通。無連接或NC開關位置對應於所有三個MOSFET不導通的狀態。
操作與先前範例是相似的，除了主要由於彈性可組態MOSFET矩陣，這有較多可允許的輸入及輸出的組合以外。操作包含將該等飛馳電容器充電、轉移電荷到輸出V1 及它的電容器424、刷新該等飛馳電容器、轉移電荷到輸出V2 及它的電容器425、再刷新該等飛馳電容器、轉移電荷到輸出V3 及它的電容器426、然後再重複這整個序列。
利用變換器400，該等飛馳電容器的充電可以以許多方式被實現。一些這些組合被說明在第14圖中。在等價電路450中，電容器410及411每一個被充電到一電壓Vbatt ，其中MOSFET 401導通，Vz =Vbatt ,MOSFET 406導通，Vy =0且MOSFET 409不導通。同時，MOSFET 403導通，Vx =Vbatt ,MOSFET 408導通，Vw =0。所有其他MOSFET不導通。此狀態對應於使多工器434及433在它們的Vbatt 位置且多工器432及434在它們的接地位置。因此，該等飛馳電容器被彼此並列充電，且在電壓上等於電池輸入。
在相等電路460中，電容器410及411每一個被充電到一電壓Vbatt /2，其中MOSFET 401導通，Vz =Vbatt ,MOSFET 409導通，Vy =Vx ,MOSFET 408導通，及Vw =0。所有其他MOSFET不導通。此狀態對應於多工器431在它的Vbatt 位置，多工器432及433在它們的NC位置，及多工器434在它的接地位置。因此，該等飛馳電容器被彼此串列充電，且在電壓上等於二分之一電池輸入電壓。
在兩個充電電路450及460中，正向充電的電容器陽極被連接到Vz 及Vx 。狀態Vz >Vy 且Vx >Vw 這裏被定義為正極性充電。該MOSFET矩陣及多工器也可以反向極性將電容器充電。在示意圖470中，藉由導通MOSFET 402及404，節點Vz 及Vx 被偏壓至地，而藉由導通狀態的MOSFET 405及407，節點Vy 及Vw 被偏壓至Vbatt 。如所顯示，飛馳電容器410及411被並列充電，但是與狀態450相比較，極性相反，即它們被充電到-Vbatt 。在充電期間，MOSFET 409及所有其他裝置保持不導通。
電路480代表分數反向充電狀態，其中藉由導通的MOSFET 402 Vz 被偏壓至地；藉由導通MOSFET 407 Vw 被偏壓至Vbatt ，及導通狀態的MOSFET 409迫使Vx =Vy 。由於被串連，每一飛馳電容器充電到二分之一電池電壓，但是，與狀態460相比較，極性相反，即該等電容器被充電到-Vbatt /2的一電壓。其他的充電狀態，例如其中飛馳電容器410被充電到一正極性而飛馳電容器411在反向極性上被充電，也存在但是沒被包括在該等圖中。
藉由將該等飛馳電容器充電到該電池輸入偏壓Vbatt ，時間多工變換器400可以同時輸出兩個正電壓及一個負電壓，其中該等電壓包含3Vbatt 、2Vbatt 及-Vbatt 。第15A圖說明在電荷轉移到輸出V1 期間的三元組500電荷幫浦操作，其中藉由導通MOSFET 407、409及412，每一個被充電到Vbatt 的該兩個飛馳電容器被堆疊在另一個頂部且被連接在電池輸入的頂部。正向偏壓的二極體418結合導通的MOSFET 412將輸出電容器424充電到一電壓3Vbatt 。所有其他MOSFET，包括MOSFET 415，保持不導通。因為Vout1 代表最正的輸出電壓，所以二極體421保持反向偏壓且不導通。電路500的節點電壓包含Vw =Vbatt 、Vx =Vy =2Vbatt 、及Vz =Vout =3Vbatt 。
第15B圖說明在電荷轉移到輸出V2 期間的二倍器510電荷幫浦操 作，其中利用導通的MOSFET 405、407、413及416，每一個被充電到Vbatt 的該兩個飛馳電容器被並聯且被堆疊在電池輸入的頂部。導通的MOSFET 413及416轉移它們的電荷到對應於2Vbatt 的輸出電壓的電容器425。所有其他MOSFET，包括MOSFET 409，保持不導通。因為Vout2 不是最正的輸出電壓，所以MOSFET 413及416必須利用BBG電路419及422來防止不需要的二極體導通。
第15C圖說明在電荷轉移到輸出V3 期間的反向器520電荷幫浦操作，其中利用導通的MOSFET 402、409及417，充電到Vbatt 的這一個飛馳電容器被偏壓在地以下。導通的MOSFET 417轉移它的電荷到對應於-Vbatt 的輸出電壓的電容器426。所有其他MOSFET，包括MOSFET 408，保持不導通。因為V3 不是最正的輸出電壓，所以MOSFET 417必須利用BBG電路423來防止不需要的二極體導通。在此操作模式中，預充電到Vbatt 的電容器411沒有被充電、放電或在其他方面受影響。關於具有雙極性輸出的三重輸出時間多工電容器電荷幫浦的相對應的流程演算法被顯示在第15D圖中。
第16A圖說明在電荷轉移到輸出V1 期間的二倍器電荷幫浦530操作，其中藉由導通MOSFET 407、409及412，每一個被充電到Vbatt /2的該兩個飛馳電容器被堆疊在另一個頂部且被連接在電池輸入的頂部。正向偏壓的二極體418結合導通的MOSFET 412將輸出電容器424充電到一電壓2Vbatt 。所有其他MOSFET，包括MOSFET 415，保持不導通。因為Vout1 代表最正的輸出電壓，所以二極體421保持反向偏壓且不導通。電路530的節點電壓包含Vw =Vbatt 、Vx =Vy =1.5Vbatt 、及Vz =Vout =2Vbatt 。
第16B圖說明在電荷轉移到輸出V2 期間的分數電荷幫浦540操作，其中利用導通的MOSFET 405、407、413及416，每一個被充電到Vbatt /2的該兩個飛馳電容器被並聯且被堆疊在電池輸入的頂部。導通 的MOSFET 413及416轉移它們的電荷到對應於1.5Vbatt 的輸出電壓的電容器425。所有其他MOSFET，包括MOSFET 409，保持不導通。因為Vout2 不是最正的輸出電壓，所以MOSFET 413及416必須利用BBG電路419及422來防止不需要的二極體導通。
第16C圖說明在電荷轉移到輸出V3 期間的分數電荷幫浦550操作，其中利用導通的MOSFET 406、408、414及417，每一個被充電到Vbatt /2的該兩個飛馳電容器被並聯且被堆疊在地電位的頂部。導通的MOSFET 414及417轉移它們的電荷到對應於0.5Vbatt 的輸出電壓的電容器425。所有其他MOSFET，包括MOSFET 409，保持不導通。因為Vout3 不是最正的輸出電壓，所以MOSFET 414及417必須利用BBG電路420及423來防止不需要的二極體導通。對於分數三重輸出時間多工電容器電荷幫浦的相對應的流程演算法559被顯示在第16D圖中。
第16E圖說明變換器400在從被充電到一正0.5Vbatt 的一電容器產生一分數負輸出電壓-0.5Vbatt 方面的局限性。複雜化來自於這個事實，即飛馳電容器410及411都必須被充電以被偏壓至Vbatt /2。然而，在第16E圖的電荷轉移電路560中，電容器411保持浮動。雖然MOSFET 402、409及417產生一路徑以從飛馳電容器410轉移電荷到輸出426，但是在沒有需要額外的MOSFET電路的情況下，電容器411不能使它的正端偏壓到地或連接Vw 到該輸出。一種解決辦法是在將刷新電容器410充電以前將電容器410放電，但是這動作降低轉換器的效率。
第17A圖說明在電荷轉移到輸出V2 期間的反向器570電荷幫浦操作，其中利用導通的MOSFET 406、408、413及416，都被充電到Vbatt 的該兩個飛馳電容器被並聯且被偏壓在地以下。導通的MOSFET 413及416轉移它們的電荷到對應於-Vbatt 的輸出電壓的電容器425。所有其他MOSFET，包括MOSFET 409，保持不導通。如所顯示， MOSFET 413及416利用BBG電路419及422來防止不需要的二極體導通。
第17B圖說明在電荷轉移到輸出V3 期間的反向器590電荷幫浦操作，其中利用導通的MOSFET 408、409及414，都被充電到Vbatt 的該兩個飛馳電容器被串連且被偏壓在地以下。導通的MOSFET 414轉移它的電荷到對應於-2Vbatt 的輸出電壓的電容器426。所有其他MOSFET，包括MOSFET 417，保持不導通。如所顯示，MOSFET 414利用BBG電路420來防止不需要的二極體導通。關於具有反向輸出的雙重輸出時間多工電容器電荷幫浦的相對應的流程演算法599被顯示在第17C圖中。
第18A圖說明在電荷轉移到輸出V2 期間的反向器600電荷幫浦操作，其中利用導通的MOSFET 406、408、413及416，都被充電到Vbatt /2的該兩個飛馳電容器被並聯且被偏壓在地以下。導通的MOSFET 413及416轉移它們的電荷到對應於-Vbatt /2的輸出電壓的電容器425。所有其他MOSFET，包括MOSFET 409，保持不導通。如所顯示，MOSFET 413及416利用BBG電路419及422來防止不需要的二極體導通。
第18B圖說明在電荷轉移到輸出V3 期間的反向器610電荷幫浦操作，其中利用導通的MOSFET 408、409及414，都被充電到Vbatt /2的該兩個飛馳電容器被串連且被偏壓在地以下。導通的MOSFET 414轉移它的電荷到對應於-Vbatt 的輸出電壓的電容器426。所有其他MOSFET，包括MOSFET 417，保持不導通。如所顯示，MOSFET 414利用BBG電路420來防止不需要的二極體導通。關於具有分數反向輸出的雙重輸出時間多工電容器電荷幫浦的相對應的流程演算法619被顯示在第18C圖中。
時間多工電容器電荷幫浦中的演算法考慮： 不管電壓、極性、 及輸出的數目，一電荷幫浦的時間多工化採用第19A圖中所顯示的一簡單演算法700。該演算法包含以下步驟：將該等飛馳電容器充電、從該等飛馳電容器轉移電荷到電壓V1 處的一第一輸出、返回到原始狀態701且刷新該等飛馳電容器的電荷、從該等飛馳電容器轉移電荷到電壓V2 處的一第二輸出、返回到原始狀態702且刷新該等飛馳電容器的電荷、從該等飛馳電容器轉移電荷到電壓V3 處的一第三輸出、返回到原始狀態703且刷新該等飛馳電容器的電荷、等等直到“n”個狀態，然後重複該多工序列。此序列由流程圖700中的實線及箭頭顯示。
流程圖700中的虛線及箭頭表示一替代流程，其中該等飛馳電容器在電荷轉移之間沒有被刷新，反而，在返回到刷新該等飛馳電容器以前將幾個輸出電容器充電。特別地，在這樣一種演算法中，變換器將該等飛馳電容器充電，從該等飛馳電容器轉移電荷到電壓V1 處的一第一輸出，然後接著過渡704從該等飛馳電容器轉移電荷到電壓V2 處的一第二輸出，之後是過渡705從該等飛馳電容器轉移電荷到電壓V3 處的一第三輸出，及只有在經由過渡706返回以後才刷新該等飛馳電容器。
然而對於任一種演算法，變換電壓的理論數目可以適於“n”輸出。此方法的局限是，輸出漣波與“n”(輸出的數目)成比例地增加-輸出的數目越大，任一已給定輸出的輸出漣波將越大。不能有規律地刷新該等飛馳電容器的任一演算法也將遭受較大的該等飛馳電容器上的電壓驟降，這反過來進一步降低漣波。相反地，經常刷新該等飛馳電容器減少一已給定輸出的濾波電容器被刷新的頻率。
在本發明的一實施例中，藉由使演算法與輸出的漣波需求匹配，漣波被縮到最小，即選擇一演算法，其中最後或最少充電的輸出經常供電給容忍最高程度的漣波的負載。例如，在包含過渡704、705及706的狀態圖700的虛線演算法中，在電荷轉移到該V3 輸出電容器、 最後的輸出在該等飛馳電容器由過渡706刷新以前將被再充電期間，該等飛馳電容器展示它們的最大電壓降。因此，對於V3 的漣波規格應該比V2 更差，且負載及規格應該被相應地匹配。相比較，該V1 輸出，即在刷新該等飛馳電容器以後的該第一電荷轉移將展示最低的漣波。藉由增加輸出電容器的大小，漣波也可以被減小，但是具有一些增加損失之缺點。
關於該等飛馳電容器中的電壓驟降對一特定輸出電壓的再充電率之間的取捨的一折衷辦法被顯示在第19B圖中。在演算法720中，四個輸出V1 至V4 由一時間多工電容器電荷幫浦供應電力。如所顯示，在將該等飛馳電容器充電且供應電荷給V1 輸出電容器以後，狀態變更721接著在返回到刷新該等飛馳電容器的狀態以前供應電荷給V2 輸出電容。在刷新該等飛馳電容器以後，過渡723供應電力給V3 輸出電容，緊接是過渡724轉移電荷到V4 輸出電容，然後該變換器由過渡725返回到它的初始狀態。整個週期如此重複。
事實往往是這樣：在電子系統中，不是每一個電源必定滿足嚴格的漣波及規格需求，常常因為某些電負載抗雜訊或者不展示顯著的電流暫態。在某些輸出具有比其他更大的負載電流暫態的情況下，該演算法可以被調整到經常將雜訊及可變化輸出再充電。這樣一種演算法被表示在第19C圖的流程圖740中，其中該V1 輸出電容器每個週期被刷新兩次，電荷轉移步驟741及742，而該V2 輸出只被充電一次。然而，在此演算法中，V2 被從該等飛馳電容器充電，該等飛馳電容器可能緊接在這之前從該電荷轉移操作742起已經驟降。
在第19D圖中所顯示的一供選擇的演算法760中，僅僅在轉移電荷到該V2 輸出之前，該等飛馳電容器被刷新761以減小Vfly 電壓驟降。然而，像演算法740，該V1 輸出電容器被以該V2 輸出電容器的兩倍的速率從該等飛馳電容器再充電。
所有上述演算法的缺點是，在沒有考慮任何負載狀態的情況下，它們從該等飛馳電容器重新分配能量到各種多工輸出。此種演算法展示該變換器的能量分配的“瞎分配”。然而這是真實的：除非需要的話，各種電壓輸出將不從該等飛馳電容器轉移電荷到它們的輸出電容器，而一固定的時間仍然被分配這樣做。同時，經歷大負載電流暫態及電壓偏差的其他輸出不能做出反應，且為了較迅速做出反應，不被分配較長的轉移時間。然而，相反地，對於每一輸出的可變電荷轉移次數將導致可變頻率操作及一變化的雜訊頻譜-在許多電子系統中的一不良特性，尤其與通訊有關的那些。
一固定頻率演算法方法補救這個問題，藉以在本發明的一替代實施例中，一時間多工電容器多重輸出電荷幫浦在特定電壓輸出的負載狀態中利用回饋來動態調整該變換器的演算法以對應於快速的充電。第19E圖中所顯示的演算法780描述一時間多工技術，其中，對於一關鍵V1 輸出的該輸出電容器被多次再充電直到輸出電壓在一指定的容差內。
條件測試781判定將該等飛馳電容器充電且轉移電荷到該V1 電容器的另一電荷幫浦週期是否被需要或者正規操作是否可以恢復，其中，該V2 輸出電容器與該V1 輸出將以交替序列被充電。該條件測試需要藉由利用一類比比較器或者藉由利用由一類比-數位變換器(這裏被稱為由縮寫字ADC或A/D)回饋的數位控制監測該V1 輸出電壓。
條件測試782確保甚至在一V1 負載暫態期間V2 偶爾被再充電。計數器783計算該等飛馳電容器轉移電荷到該V1 輸出的次數的數目。只要該計數器不超過某一預定義的值“n”，該預定義的值“n”可以是例如2、3、或很多次以上，則該電荷幫浦將繼續刷新該等飛馳電容器且轉移它們的電荷到該V1 輸出電容器。然而，如果計數超過“n”，則該變換器被轉向將V2 再充電，即使V1 還沒有達到它的界定的容差範圍。每 次電荷轉移到V2 出現，則該計數器由步驟784重置到零且整個週期被重複。
在正規操作下，演算法780以交替的方式將該等V1 及V2 輸出電容器充電。雖然與可變頻率操作相容，但是演算法780與固定頻率電荷幫浦操作效果同樣好。在一V1 負載暫態的情況下，該系統適於藉由按照一些整數數目的週期增加轉移到V1的電荷，遞送較多電荷到該關鍵輸出。在一較佳實施例中，此適合的回應仍然以一固定的時鐘率出現。演算法780在每一充電週期評估V1 的條件。
為得到如組合電荷幫浦791、時間多工電容器795及796、及輸出電容器792、793及794的第20圖的電路790中所顯示的三個或較多個輸出電壓V1 、V2 及V3 ，該演算法780同樣地可以被修改。如果只有輸出V1對負載暫態敏感，則系統硬體可和一電壓參考798及比較器797一起被實施，該比較器797用以提供回饋給時間多工電荷幫浦791內部的邏輯。
如果為了改進回應時間，兩個電壓需要回饋，則一第二比較器799可以被添加，但是必須考慮該演算法中的給每一電壓輸出的階層式優先權。例如，如果最高優先權被給了V1 及再充電電容器792，則V2 及V3 將展示較低的暫態回應時間，該暫態回應時間藉由使用較高的電容濾波電容器793及794，可以被部分地補償。可選擇地，比較器797可以被時間多工化以在一樣品上而不是在一連續性的基礎上監測V1 及V2 輸出。在正常偏壓上演算法持續地或頻繁地請求實體資訊(在此實例中是該電荷幫浦的輸出電壓)的方法被稱為一“輪詢”系統。
因為許多所描述的演算法包含“如果-則-要不然”判斷，所以另一選擇是實施該優先權階層和多工的演算法，其利用在一微處理器為基之系統中實施的韌體。第21圖說明系統810，該系統810包括：一微處理器或微控制器814、具有電容器812及813的時間多工電容器電荷幫 浦811、電壓調節器815、分別對應於輸出V1 、V2 及V3 的輸出電容器819、818及817、時鐘816、類比多工器820、類比-數位變換器821、及包括比較器823、電壓參考822、及N-通道MOSFET 824的中斷產生電路。
三元組輸出電荷幫浦811的基本操作保持在微處理器814的控制之下，該微處理器814在一樣本的基礎上監測輸出V1 及V2 上的電壓且動態地調整該演算法以改進暫態回應。類比多工器促進監測來自一A/D變換器821的兩個不同輸出，且報告該數位資訊到微處理器814的數位輸入。微處理器814及電荷幫浦811都從電壓調節器815被供應電力，且分別在頻率Φ及m．Φ處同步於一共用時鐘切換。倍數m可以是0.001，意指電荷以低於該處理器三個等級大小的速率切換。
該中斷電路減少用以監測V1 及V2 輸出的電壓條件所需的間接費用。每當V1 或V2 輸出的樣本Vmux 下降到一指定的範圍以外，比較器823產生一中斷，而不是強迫該微處理器持續監測A/D變換器821的輸出。藉由導通MOSFET 824，該微處理器上的INT中斷接腳被拉下來，且引起一事件驅動中斷。只有在中斷服務常式期間，該微處理器才查看或分析A/D變換器821的輸出。
控制演算法中的一中斷驅動變更的概念被說明在第22圖的示範流程圖850中。如果沒有中斷出現，則該電荷幫浦根據先前所描述的時間多工電容器電荷幫浦演算法851操作。然而，如果一INT中斷出現，則該程式將跳到它的ISR，即它的中斷服務常式852。一旦藉由將它的輸出再充電，將優先權給該V1 輸出，則如果需要的話，將該V2 輸出電容器充電。在該ISR編碼的每一個迴路，該等飛馳電容器將輸出V1 充電，及可選擇地，只在需要時將輸出V2 充電。當V1 最後達到它的最後容差範圍時，條件測試853結束該中斷常式852，清除中斷硬體854及再啟動正規演算法851。
為了防止在該ISR常式852期間降低其他已調節的輸出而不是優先權輸出V1 及V2 ，啟動一中斷清除一計數器856，且通過如由操作857所顯示的迴路，每次增加一。在該計數器最後超過n次如條件855所判定，在沒有重置該中斷的情況下，該演算法從該ISR迴路852跳出將V2 及V3 充電。一旦電荷轉移到V3 已經出現，則中斷檢測858將判定V1 還沒有適適應它的容差範圍，然後該變換器將跳回到ISR任務852。
根據由多重輸出電荷幫浦產生的正的及負的供應電壓的混合，該演算法可以許多種方式被調整。
調節多個電荷幫浦電壓： 電荷幫浦不調節電壓，但是卻產生代表某一固定倍數的輸入電壓的一時變輸出。該時間多工電容器多重輸出電荷幫浦在這點上沒有不同。而且，電荷幫浦僅當負載電壓操作在該電荷幫浦的nX倍附近時是有效的。
消除一電荷幫浦的輸出的電壓變動的一共同方式是將它與一低失電線性調節器或LDO組合。像習知的電荷幫浦，這裏所揭露的時間多工電容器多重輸出電荷幫浦也可以與LDO組合，其被用於提供預調節，提供後調節，或兩者給電荷幫浦。
例如在第23A圖的系統880中，LDO調節器883充當對時間多工電荷幫浦885的一預調節器。該LDO調節鋰離子電池881到跨接濾波電容器884的必定小於Vbatt 的一恆定中間電壓Vy 。然後，該中間電壓Vy 被輸入到一單一時間多工電荷幫浦885與飛馳電容器886及887一起產生以輸出相對應於濾波電容器888、889及890的三個已調節輸出V1 、V2 及V3 。該等輸出電壓以固定分數或整數倍數n1 、n2 、n3 由下面關係給出：V1 =n1 ．Vy
V2 =n2 ．Vy
V3 =n3 ．Vy
n的倍數包括-2X、-1X、-0.5X、+0.5X、+1.5X、+2X、及+3X。對於一鋰離子電池，Vy 可能是3V或2.7V以便使4.2V的最大電池放電壽命的操作最大下降到3V。
在一替代實施例中，第23B圖的系統900包括具有來自電池901的一時變輸入電壓Vbatt 的一未調節電荷幫浦903。該具有飛馳電容器904及905的時間多工電荷幫浦903產生相對應於濾波電容器906、907及908的三個未調節輸出V1 、V2 及V3 。這些電壓充當到LDO 909、910及911的輸入以產生相對應於濾波電容器912、913及914的輸出V5 、V6 及V7 。
雖然該等中間電壓V1 、V2 及V3 以固定分數或整數倍數n1 、n2 及n3 被給出，但是該等輸出電壓V5 、V6 及V7 由該LDO電路決定，而不是由該電荷幫浦與該LDO的輸入必須高於它的輸出之警告決定。換句話說，輸入到LDO 909的電壓必須高於它的輸出使得V1 >V5 ，輸入到LDO 910的電壓必須高於它的輸出使得V2 >V6 ，及輸入到LDO 911的電壓必須高於它的輸出使得V3 >V7 。
在某些實例中，不是每一個輸出需要專門調節。對第23圖的示意圖940中所顯示的方案的一種解決辦法是利用作為一預調節器的一單一LDO 943、一時間多工電容器電荷幫浦945來產生相對應於濾波電容器948、951及952的多個輸出供應V1 、V2 及V3 ，且然後如果需要的話，選擇性地後調節某一輸出。在此實例中，LDO 949被用以調節電壓V1 到由電容器950過濾的一較低電壓V5 。
如本發明的另一實施例，一時間多工電容器電荷幫浦可以產生具有相同電壓的多個獨立輸出。當相同的供應電壓被用於多重目的，例如功率、數位、類比及RF電路時，出現這樣一種需要。為了避免雜訊及干擾，該等供應可以被分離。例如，在電路880、900或940中，利用這裏所描述的該所揭露的時間多工電荷幫浦方法，當V1 ≠V3 時V1 =V2 是可能的。
例如在第13A及13B圖中，在將每一電容器充電到一電壓Vbatt 以後，從飛馳電容器410及411到該等輸出V1 及V2 的電荷轉移都可以2X、或二倍器模式被組配。參照第15B圖，MOSFET 405及407連接飛馳電容器410及411的負端到電池的正端，使得Vw =Vy =Vbatt 。導通MOSFET 413及416，從飛馳電容器410及411按規定路線發送電荷到輸出電容器425及V2 。相反，如果MOSFET 412及415被導通，則電荷將被按規定路線發送到輸出電容器424及V1 。
所以藉由用相同的偏壓連續地將該等輸出V1 及V2 充電，相同電壓的兩個獨立輸出操作可以被產生，使得V1 =Vbatt 及V2 =Vbatt ，但是V1 及V2 是完全獨立的供應。
60‧‧‧電路/變換器
61-66‧‧‧MOSFET
67‧‧‧飛馳電容器
68-69‧‧‧P-N二極體
70-71‧‧‧輸出電容器/儲存電容器

Claims (22)

  1. 一種多重輸出電荷幫浦，其包含：一第一飛馳電容器；一第二飛馳電容器；一第一輸出節點；一第二輸出節點；及一切換網路，該切換網路經組態以提供：一第一電路操作模式，其中，該第一及第二飛馳電容器係與連接至一輸入電壓之該第一飛馳電容器之正極串連連接，且該第二飛馳電容器之負極係接地；一第二電路操作模式，其中，該等飛馳電容器之負極係連接至該輸入電壓，且該等飛馳電容器之正極係連接至該第一輸出節點；及一第三電路操作模式，其中，該等飛馳電容器之正極係接地，且該等飛馳電容器之負極係連接至該第二輸出節點。
  2. 如請求項1之多重輸出電荷幫浦，其進一步包含一控制電路，該控制電路驅動該該切換網路使得該第一、第二模式及第三模式以一重複序列被選擇。
  3. 如請求項2之多重輸出電荷幫浦，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
  4. 如請求項2之多重輸出電荷幫浦，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第三模式。
  5. 一種多重輸出電荷幫浦，其包含：一第一飛馳電容器；一第二飛馳電容器；一第一輸出節點； 一第二輸出節點；及一切換網路，該切換網路經組態以提供：一第一電路操作模式，其中，該第一及第二飛馳電容器係與連接至一輸入電壓之該第一飛馳電容器之正極串連連接，且該第二飛馳電容器之負極係接地；一第二電路操作模式，其中，該等飛馳電容器之負極係連接至該輸入電壓，且該等飛馳電容器之正極係連接至該第一輸出節點；及一第三電路操作模式，其中，該等飛馳電容器之負極係接地，且該等飛馳電容器之正極係連接至該第二輸出節點。
  6. 如請求項5之多重輸出電荷幫浦，其進一步包含一控制電路，該控制電路驅動該該切換網路使得該第一、第二模式及第三模式以一重複序列被選擇。
  7. 如請求項6之多重輸出電荷幫浦，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
  8. 如請求項6之多重輸出電荷幫浦，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第三模式。
  9. 一種多重輸出電荷幫浦，其包含：一第一飛馳電容器；一第二飛馳電容器；一第一輸出節點；一第二輸出節點；及一切換網路，該切換網路經組態以提供：一第一電路操作模式，其中，該第一及第二飛馳電容器係與連接至一輸入電壓之該第一飛馳電容器之正極串連連接，且該第二飛馳電容器之負極係接地；一第二電路操作模式，其中，該等飛馳電容器之正極係接地，且該等飛馳電容器之負極係連接至該第一輸出節 點；及一第三電路操作模式，其中，該第一及第二飛馳電容器係與接地之該第一飛馳電容器之正極串連連接，且該第二飛馳電容器之負極係連接至該第二輸出節點。
  10. 如請求項9之多重輸出電荷幫浦，其進一步包含一控制電路，該控制電路驅動該該切換網路使得該第一、第二模式及第三模式以一重複序列被選擇。
  11. 如請求項10之多重輸出電荷幫浦，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
  12. 如請求項10之多重輸出電荷幫浦，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第三模式。
  13. 一種多重輸出電荷幫浦，其包含：一第一飛馳電容器；一第二飛馳電容器；一第一輸出節點；一第二輸出節點；一第三輸出節點；及一切換網路，該切換網路經組態以提供：一第一電路操作模式，其中，該等飛馳電容器在一輸入電壓(VIN)與接地之間被以串聯或並聯方式連接，以允許該等飛馳電容器被充電到下面電壓中的任一個：VIN、-VIN、1/2 VIN及-1/2 VIN；一第二電路操作模式，其中，該第一及第二飛馳電容器係與連接至該輸入電壓之該第二飛馳電容器之負極串連連接，且該第一飛馳電容器之正極係連接至該第一輸出節點；及一第三電路操作模式，其中，該等飛馳電容器之負極係連接至該輸入電壓，且該等飛馳電容器之正極係連接至該第二輸出節點。
  14. 如請求項13之多重輸出電荷幫浦，其進一步包含一第四電路操 作模式，其中，該第一飛馳電容器之正極係接地，且該等飛馳電容器之負極係連接至該第三輸出節點。
  15. 如請求項13之多重輸出電荷幫浦，其進一步包含一第四電路操作模式，其中，該等飛馳電容器之負極係接地，且該等飛馳電容器之正極係連接至該第三輸出節點。
  16. 一種電荷幫浦，其包含：一第一飛馳電容器；一第二飛馳電容器；一第一輸出節點；一第二輸出節點；一第三輸出節點；及一切換網路，該切換網路經組態以提供：一第一電路操作模式，其中，該等飛馳電容器在一輸入電壓(VIN)與接地之間被以串聯或並聯方式連接，以允許該等飛馳電容器被充電到下面電壓中的任一個：VIN、-VIN、1/2 VIN及-1/2 VIN；一第二電路操作模式，其中，該等飛馳電容器之正極係接地，且該等飛馳電容器之負極係連接至該第一輸出節點；及一第三電路操作模式，其中，該第一及第二飛馳電容器係與接地之該第二飛馳電容器之正極串連連接，且該第一飛馳電容器之負極係連接至該第二輸出節點。
  17. 一種操作一多重輸出電荷幫浦之方法，該多重輸出電荷幫浦包含一第一飛馳電容器、一第二飛馳電容器、一第一輸出節點及一第二輸出節點，該方法包含：組態一切換網路使得該電荷幫浦以一第一模式操作，其中，該第一及第二飛馳電容器係與連接至一輸入電壓之該第一飛馳電容器之正極串連連接，且該第二飛馳電容器之負極係接地； 組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第二模式操作，其中，該等飛馳電容器之負極係連接至該輸入電壓，且該等飛馳電容器之正極係連接至該第一輸出節點；及組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第三模式操作，其中，該等飛馳電容器之正極係接地，且該等飛馳電容器之負極係連接至該第二輸出節點。
  18. 一種操作一多重輸出電荷幫浦之方法，該多重輸出電荷幫浦包含一第一飛馳電容器、一第二飛馳電容器、一第一輸出節點及一第二輸出節點，該方法包含：組態一切換網路使得該電荷幫浦以一第一模式操作，其中，該第一及第二飛馳電容器係與連接至一輸入電壓之該第一飛馳電容器之正極串連連接，且該第二飛馳電容器之負極係接地；組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第二模式操作，其中，該等飛馳電容器之正極係連接至該輸入電壓，且該等飛馳電容器之負極係連接至該第一輸出節點；及組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第三模式操作，其中，該第一及第二飛馳電容器係與接地之該第一飛馳電容器之正極串連連接，且該第二飛馳電容器之負極係連接至該第二輸出節點。
  19. 一種操作一多重輸出電荷幫浦之方法，該多重輸出電荷幫浦包含一第一飛馳電容器、一第二飛馳電容器、一第一輸出節點、一第二輸出節點及一第三輸出節點，該方法包含：組態一切換網路使得該電荷幫浦以一第一模式操作，其中，該等飛馳電容器在一輸入電壓(VIN)與接地之間被以串聯或並聯方式連接，以允許該等飛馳電容器被充電到下面電壓中的任一個：VIN、-VIN、1/2 VIN及-1/2 VIN； 組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第二模式操作，其中，該第一及第二飛馳電容器係與連接至該輸入電壓之該第二飛馳電容器之負極串連連接，且該第一飛馳電容器之正極係連接至該第一輸出節點；及組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第三模式操作，其中，該等飛馳電容器之負極係連接至該輸入電壓，且該等飛馳電容器之正極係連接至該第二輸出節點。
  20. 如請求項19之方法，其進一步包含組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第四模式操作，其中，該第一飛馳電容器之正極係接地，且該等飛馳電容器之負極係連接至該第三輸出節點。
  21. 如請求項19之方法，其進一步包含組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第四模式操作，其中，該等飛馳電容器之負極係接地，且該等飛馳電容器之正極係連接至該第三輸出節點。
  22. 一種操作一多重輸出電荷幫浦之方法，該多重輸出電荷幫浦包含一第一飛馳電容器、一第二飛馳電容器、一第一輸出節點、一第二輸出節點及一第三輸出節點，該方法包含：組態一切換網路使得該電荷幫浦以一第一模式操作，其中，該等飛馳電容器在一輸入電壓(VIN)與接地之間被以串聯或並聯方式連接，以允許該等飛馳電容器被充電到下面電壓中的任一個：VIN、-VIN、1/2 VIN及-1/2 VIN；組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第二模式操作，其中，該等飛馳電容器之正極係接地，且該等飛馳電容器之負極係連接至該第一輸出節點；及組態該切換網路使得該電荷幫浦以一第三模式操作，其中，該第一及第二飛馳電容器係與接地之該第二飛馳電容器之正極串連連接，且該第一飛馳電容器之負極係連接至該第二輸出節 點。
TW102135415A 2007-08-08 2008-08-07 多重輸出電荷幫浦及其操作方法 TWI499185B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/835,760 US8310218B2 (en) 2007-08-08 2007-08-08 Time-multiplexed-capacitor DC/DC converter with multiple outputs

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201407947A TW201407947A (zh) 2014-02-16
TWI499185B true TWI499185B (zh) 2015-09-01

Family

ID=40341691

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW102135415A TWI499185B (zh) 2007-08-08 2008-08-07 多重輸出電荷幫浦及其操作方法
TW097130054A TWI427905B (zh) 2007-08-08 2008-08-07 多重輸出電荷幫浦及其操作方法

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW097130054A TWI427905B (zh) 2007-08-08 2008-08-07 多重輸出電荷幫浦及其操作方法

Country Status (8)

Country Link
US (3) US8310218B2 (zh)
EP (1) EP2176953B1 (zh)
JP (2) JP2010536319A (zh)
KR (3) KR101518084B1 (zh)
CN (2) CN101779374B (zh)
HK (1) HK1185188A1 (zh)
TW (2) TWI499185B (zh)
WO (1) WO2009020984A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI794123B (zh) * 2022-06-30 2023-02-21 國立中山大學 負電壓電荷幫浦系統

Families Citing this family (86)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8493036B2 (en) 2006-10-21 2013-07-23 Advanced Analogic Technologies, Inc. Controllable charge paths, and related methods
GB2447426B (en) * 2006-12-22 2011-07-13 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof
GB2444984B (en) * 2006-12-22 2011-07-13 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof
JP5566568B2 (ja) * 2007-03-27 2014-08-06 ピーエスフォー ルクスコ エスエイアールエル 電源電圧発生回路
US8310218B2 (en) 2007-08-08 2012-11-13 Advanced Analogic Technologies, Inc. Time-multiplexed-capacitor DC/DC converter with multiple outputs
US20090039711A1 (en) * 2007-08-08 2009-02-12 Advanced Analogic Technologies, Inc. Dual-Polarity Multi-Output DC/DC Converters and Voltage Regulators
JP2009165227A (ja) * 2007-12-28 2009-07-23 Nec Electronics Corp 電圧変換回路
TW200945751A (en) * 2008-04-17 2009-11-01 Sitronix Technology Corp Charge pump
US8823342B2 (en) 2008-07-07 2014-09-02 Advanced Analogic Technologies Incorporated Multiple-output dual-polarity DC/DC converters and voltage regulators
FR2945876B1 (fr) * 2009-05-19 2012-03-23 St Microelectronics Sa Dispositif de regulation d'un generateur a pompe de charges et procede de regulation correspondant
TW201103240A (en) * 2009-07-14 2011-01-16 Novatek Microelectronics Corp Charge pump circuit
TW201105015A (en) * 2009-07-22 2011-02-01 Green Solution Tech Co Ltd Charge pump circuit
CN101969265A (zh) * 2009-07-28 2011-02-09 联咏科技股份有限公司 电荷泵电路
JP5504782B2 (ja) * 2009-09-18 2014-05-28 ヤマハ株式会社 チャージポンプ
US8044706B2 (en) * 2009-10-09 2011-10-25 Dialog Semiconductor Gmbh Reduced capacitor charge-pump
EP2782247B1 (en) 2010-04-19 2018-08-15 Qorvo US, Inc. Pseudo-envelope following power management system
US9431974B2 (en) 2010-04-19 2016-08-30 Qorvo Us, Inc. Pseudo-envelope following feedback delay compensation
FR2959624A1 (fr) * 2010-04-28 2011-11-04 St Ericsson Sa Circuit de conversion de tension continue
US8531056B2 (en) 2010-05-13 2013-09-10 Texas Instruments Incorporated Low dropout regulator with multiplexed power supplies
CN101950541B (zh) * 2010-07-12 2013-03-27 深圳市华星光电技术有限公司 背光模块及液晶显示器
CA2713473C (en) 2010-08-18 2013-03-12 Lotek Wireless Inc. Device and method for providing power to a microcontroller
WO2012047738A1 (en) * 2010-09-29 2012-04-12 Rf Micro Devices, Inc. SINGLE μC-BUCKBOOST CONVERTER WITH MULTIPLE REGULATED SUPPLY OUTPUTS
GB2486701B (en) 2010-12-23 2013-01-09 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit
TWI492508B (zh) * 2011-01-04 2015-07-11 Novatek Microelectronics Corp 電荷泵電路及應用其之驅動積體電路
EP2544344B1 (en) 2011-07-04 2015-05-27 Dialog Semiconductor GmbH Triple mode charge-pump.
US9484797B2 (en) 2011-10-26 2016-11-01 Qorvo Us, Inc. RF switching converter with ripple correction
US9007791B2 (en) 2011-10-27 2015-04-14 Infineon Technologies Ag Digital slope control for switched capacitor dc-dc converter
US9800150B2 (en) 2011-10-27 2017-10-24 Infineon Technologies Ag Digital controller for switched capacitor DC-DC converter
US10305377B2 (en) 2011-10-27 2019-05-28 Infineon Technologies Ag Digital controller for switched capacitor DC-DC converter
US9515621B2 (en) 2011-11-30 2016-12-06 Qorvo Us, Inc. Multimode RF amplifier system
US9494962B2 (en) 2011-12-02 2016-11-15 Rf Micro Devices, Inc. Phase reconfigurable switching power supply
US9813036B2 (en) 2011-12-16 2017-11-07 Qorvo Us, Inc. Dynamic loadline power amplifier with baseband linearization
TWI445295B (zh) * 2011-12-23 2014-07-11 Realtek Semiconductor Corp 電荷幫浦電路及其動態調整電壓的供電方法
CN102769379B (zh) * 2012-07-23 2015-04-15 广州慧智微电子有限公司 一种绝缘硅工艺上的正负压产生电路
US9252660B2 (en) 2012-09-28 2016-02-02 Analog Devices, Inc. System and method for generating a regulated boosted voltage using a controlled variable number of charge pump circuits
US9627975B2 (en) 2012-11-16 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Modulated power supply system and method with automatic transition between buck and boost modes
JP5460835B1 (ja) * 2012-11-30 2014-04-02 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃ電圧変換装置およびその電圧変換制御方法
US9929696B2 (en) 2013-01-24 2018-03-27 Qorvo Us, Inc. Communications based adjustments of an offset capacitive voltage
US8619445B1 (en) 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
US9225234B2 (en) * 2013-03-15 2015-12-29 Broadcom Corporation In-rush current control for charge-pump LDO
TWI508419B (zh) * 2013-05-01 2015-11-11 Ili Technology Corp Switch Capacitive Voltage Conversion Device and Method
EP2849020B1 (en) * 2013-09-13 2019-01-23 Dialog Semiconductor GmbH A dual mode low dropout voltage regulator
CN103618462B (zh) * 2013-12-16 2015-12-09 厦门大学 一种多相谐振型桥式模块化多电平开关电容变换器
CN104753318B (zh) * 2013-12-27 2017-06-30 展讯通信（上海）有限公司 一种降压负升压的开关电源
US9525337B2 (en) 2014-04-24 2016-12-20 Qualcomm Incorporated Charge-recycling circuits
US9614476B2 (en) 2014-07-01 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Group delay calibration of RF envelope tracking
US9729048B2 (en) 2014-08-04 2017-08-08 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for charge pumps for radio frequency systems
US10050522B2 (en) * 2015-02-15 2018-08-14 Skyworks Solutions, Inc. Interleaved dual output charge pump
US10414359B2 (en) 2015-02-16 2019-09-17 Tyri International, Inc. System for providing wireless operation of powered device(s) on a vehicle
CN104835474B (zh) * 2015-06-02 2017-04-05 京东方科技集团股份有限公司 电压输出装置、栅极驱动电路和显示装置
TWI547922B (zh) * 2015-06-05 2016-09-01 矽創電子股份有限公司 電源供應系統與顯示裝置
CN104883052B (zh) * 2015-06-07 2017-11-14 上海华虹宏力半导体制造有限公司 提升电容电路以及电荷泵
US9912297B2 (en) 2015-07-01 2018-03-06 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power converter circuitry
US9843294B2 (en) 2015-07-01 2017-12-12 Qorvo Us, Inc. Dual-mode envelope tracking power converter circuitry
CN106329974B (zh) 2015-07-10 2018-12-21 台达电子企业管理（上海）有限公司 五电平变换装置
CN106329975B (zh) 2015-07-10 2019-02-12 台达电子企业管理（上海）有限公司 五电平变换装置
TWI577122B (zh) * 2015-08-28 2017-04-01 茂達電子股份有限公司 電荷幫浦電路及使用其的馬達驅動電路
JP2017118607A (ja) * 2015-12-21 2017-06-29 株式会社東芝 チャージポンプ回路および降圧型レギュレータ回路
CN107046364A (zh) * 2016-02-05 2017-08-15 奕力科技股份有限公司 电荷帮浦
US9973147B2 (en) 2016-05-10 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power management circuit
KR102547951B1 (ko) * 2016-09-20 2023-06-26 삼성전자주식회사 재구성 가능한 양극성 출력 차지 펌프 회로 및 이를 포함하는 집적 회로
US10333393B2 (en) 2016-09-23 2019-06-25 Qualcomm Incorporated Embedded charge pump voltage regulator
US10749429B2 (en) * 2017-02-28 2020-08-18 Linear Technology Llc Methods and systems of reducing charge pump substrate noise
US10770970B2 (en) 2017-06-09 2020-09-08 Ford Global Technologies, Llc Flying capacitor based variable voltage converter
TWI646759B (zh) * 2017-08-02 2019-01-01 友達光電股份有限公司 充放電幫浦電路及其控制方法
US10263514B1 (en) * 2018-03-13 2019-04-16 Psemi Corporation Selectable conversion ratio DC-DC converter
US10476437B2 (en) 2018-03-15 2019-11-12 Qorvo Us, Inc. Multimode voltage tracker circuit
US10541606B1 (en) * 2018-07-16 2020-01-21 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Serial-parallel switch negative charge pump
TWI691155B (zh) * 2018-12-12 2020-04-11 新唐科技股份有限公司 切換式電容直流對直流電源轉換器電路
CN112868171B (zh) * 2018-12-14 2022-09-02 华为数字能源技术有限公司 共享自举电容器系统和方法
CN109802561B (zh) * 2019-02-14 2020-07-07 京东方科技集团股份有限公司 一种电荷泵及其电压控制方法和显示面板
CN111869038B (zh) * 2019-02-28 2021-06-04 Oppo广东移动通信有限公司 电子设备的充电电路及方法、设备、存储介质
US10802523B2 (en) * 2019-03-07 2020-10-13 Semiconductor Components Industries, Llc System and method for controlling a low-dropout regulator
TWI687020B (zh) * 2019-03-14 2020-03-01 永滐投資有限公司 網路與電力分享裝置
US11290008B2 (en) * 2019-03-29 2022-03-29 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Resonant switched-capacitor converter
US11374498B2 (en) * 2019-07-19 2022-06-28 Analog Devices International Unlimited Company Switching converter for power domain separation
EP4018539A1 (en) * 2019-08-19 2022-06-29 Signify Holding B.V. A switched power converter for converting a dc supply voltage to multiple balanced dc output voltages
KR102680352B1 (ko) * 2019-09-09 2024-07-03 삼성전자주식회사 전압 변환기
US11121624B1 (en) * 2020-08-13 2021-09-14 Advanced Neuromodulation Systems, Inc. Configurable multi-output charge pump
CN112600409B (zh) * 2020-12-03 2022-03-22 华南理工大学 一种具有正负选通功能的开关电容电压转换器
KR102324685B1 (ko) * 2021-01-27 2021-11-11 주식회사 이레이 단일 회로 다중 출력 고전압 전원장치
US20230146885A1 (en) * 2021-11-11 2023-05-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Nonvolatile memory device, storage device having the same, and operating method thereof
US11824463B1 (en) * 2022-04-29 2023-11-21 Novatek Microelectronics Corp. Multiple output voltage generator
US20240022170A1 (en) * 2022-07-14 2024-01-18 Lumentum Operations Llc High-frequency switching dc/dc converter with different control loop and switching frequencies
US12009744B2 (en) * 2022-09-20 2024-06-11 Psemi Corporation Charge pump with fractional negative voltage output
KR102595668B1 (ko) * 2023-01-31 2023-10-31 (주)실리콘스타 스위치드 커패시터 벅-부스트 컨버터

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4849662A (en) * 1986-04-14 1989-07-18 Crystal Semiconductor Corporation Switched-capacitor filter having digitally-programmable capacitive element
US5175749A (en) * 1991-01-25 1992-12-29 Motorola, Inc. Apparatus and method for dc offset correction in a receiver
US5532916A (en) * 1992-09-02 1996-07-02 Nec Corporation Voltage converting circuit and multiphase clock generating circuit used for driving the same
JP2004080942A (ja) * 2002-08-20 2004-03-11 Sanburijji:Kk 充放電可能な電源装置
TW200638660A (en) * 2005-04-28 2006-11-01 Novatek Microelectronics Corp Charge pump

Family Cites Families (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3681672A (en) 1971-07-01 1972-08-01 Rollei Werke Franke Heidecke Capacitor overcharge protection circuit
NL7416330A (nl) 1974-12-16 1976-06-18 Philips Nv Inrichting voor het uitlezen van de ladings- toestand van een fototransistor.
JPS6022799A (ja) 1983-07-18 1985-02-05 Nec Corp プログラマブル・モノリシツク集積回路
JPS622208A (ja) 1985-06-28 1987-01-08 Fujitsu Ltd コンプリメンタリ出力光源
JP3064573B2 (ja) * 1991-09-24 2000-07-12 新日本無線株式会社 昇圧回路
US5610807A (en) 1994-10-14 1997-03-11 Matsushita Electric Works, Ltd. Power converting system with a plurality of charging capacitors
JP3103019B2 (ja) 1995-07-26 2000-10-23 日立造船株式会社 被破壊物の破壊装置および破壊方法
US5680300A (en) * 1995-12-22 1997-10-21 Analog Devices, Inc. Regulated charge pump DC/DC converter
JP3729929B2 (ja) 1996-05-13 2005-12-21 本田技研工業株式会社 電気自動車用電力制御装置
JPH1011756A (ja) 1996-06-24 1998-01-16 Sanyo Electric Co Ltd 光学デバイスの光学的操作方法及び光学制御デバイス
ATE225960T1 (de) 1996-08-12 2002-10-15 Papst Motoren Gmbh & Co Kg Anordnung zur überwachung eines mikroprozessors
US6323623B1 (en) 1999-08-23 2001-11-27 Casio Computer Co., Ltd. Charging device and charging method thereof
US6563269B2 (en) 1999-12-06 2003-05-13 Mark I. Robinett Rechargeable portable light with multiple charging systems
US6628252B2 (en) 2000-05-12 2003-09-30 Rohm Co., Ltd. LED drive circuit
US6636104B2 (en) * 2000-06-13 2003-10-21 Microsemi Corporation Multiple output charge pump
TW533667B (en) * 2000-08-31 2003-05-21 Univ Illinois Multiple output dynamically regulated charge pump power converter
US6563235B1 (en) * 2000-10-03 2003-05-13 National Semiconductor Corporation Switched capacitor array circuit for use in DC-DC converter and method
JP2002159135A (ja) 2000-11-16 2002-05-31 Ngk Insulators Ltd 電気二重層コンデンサモジュール用保護回路
JP3741630B2 (ja) 2001-09-18 2006-02-01 Ｎｅｃトーキン株式会社 電源回路、該電源回路を備えた電子機器、及び電源回路の制御方法
US6903535B2 (en) * 2002-04-16 2005-06-07 Arques Technology, Inc. Biasing system and method for low voltage DC—DC converters with built-in N-FETs
JP3870122B2 (ja) * 2002-05-27 2007-01-17 株式会社リコー 電源供給回路
EP1363386B1 (en) 2002-05-13 2005-01-05 Luxon Energy Devices Corporation High current pulse generator
KR100592023B1 (ko) 2002-08-09 2006-06-20 가부시끼가이샤 르네사스 테크놀로지 반도체장치 및 그것을 사용한 메모리카드
JP3697695B2 (ja) * 2003-01-23 2005-09-21 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 チャージポンプ型ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2004271981A (ja) 2003-03-10 2004-09-30 Kyocera Corp フラッシュユニット、撮影装置および携帯端末
JP4181441B2 (ja) * 2003-04-14 2008-11-12 株式会社リコー Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2005039936A (ja) * 2003-07-15 2005-02-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置
US6903536B2 (en) 2003-11-12 2005-06-07 System General Corp. PFC-PWM controller having interleaved switching
JP4149381B2 (ja) 2004-01-16 2008-09-10 三菱電機株式会社 電力充電回路
JP4308035B2 (ja) 2004-02-06 2009-08-05 本田技研工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びプログラム。
EP1562279A3 (en) 2004-02-06 2005-11-02 HONDA MOTOR CO., Ltd. DC/DC converter and program
JP4199148B2 (ja) 2004-03-19 2008-12-17 ヤンマー株式会社 ハイブリッドシステム
JP3889011B2 (ja) * 2004-03-26 2007-03-07 ローム株式会社 昇圧電源装置、及びそれを用いた携帯機器
JP2005287137A (ja) 2004-03-29 2005-10-13 Honda Motor Co Ltd 平滑コンデンサの放電装置
JP4717458B2 (ja) * 2004-03-30 2011-07-06 ローム株式会社 電圧生成装置
JP4996046B2 (ja) 2004-08-30 2012-08-08 富士通セミコンダクター株式会社 半導体装置の中間電位生成回路
US20060066389A1 (en) * 2004-09-29 2006-03-30 Wardle Gregory W Variable gain charge pump controller
JP2006109565A (ja) * 2004-10-01 2006-04-20 Asahi Kasei Microsystems Kk Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4397936B2 (ja) 2004-10-19 2010-01-13 ローム株式会社 スイッチング電源装置およびそれを用いた電子機器
US7633284B2 (en) 2005-03-08 2009-12-15 Tennessee Valley Authority Method and apparatus for managing ultracapacitor energy storage systems for a power transmission system
US7573238B2 (en) 2005-08-09 2009-08-11 Panasonic Ev Energy Co., Ltd. Voltage detection device and electric vehicle including voltage detection device
DE102005041824A1 (de) 2005-09-02 2007-03-08 Siemens Ag Vorrichtung und Verfahren zum Ladungsausgleich zwischen den Einzelzellen eines Doppelschichtkondensators, insbesondere in einem Mehrspannungs-Kraftfahrzeugbordnetz
JP4974520B2 (ja) * 2005-12-08 2012-07-11 ローム株式会社 チャージポンプ回路、ｌｃｄドライバｉｃ、電子機器
JP4825584B2 (ja) * 2006-05-29 2011-11-30 パナソニック株式会社 チャージポンプ回路
US7550951B2 (en) 2006-10-03 2009-06-23 Asian Power Devices Inc. Two-step battery charger
US8493036B2 (en) 2006-10-21 2013-07-23 Advanced Analogic Technologies, Inc. Controllable charge paths, and related methods
US7471068B2 (en) 2006-11-03 2008-12-30 Ivus Industries, Llc Ultra-fast ultracapacitor charging method and charger
GB2478458B (en) * 2006-12-22 2011-12-07 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof
US8310218B2 (en) * 2007-08-08 2012-11-13 Advanced Analogic Technologies, Inc. Time-multiplexed-capacitor DC/DC converter with multiple outputs
GB2455524B (en) * 2007-12-11 2010-04-07 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof and portable audio apparatus including charge pump circuits
US7923865B2 (en) * 2008-06-27 2011-04-12 Medtronic, Inc. Multi-mode switched capacitor dc-dc voltage converter
US8044706B2 (en) * 2009-10-09 2011-10-25 Dialog Semiconductor Gmbh Reduced capacitor charge-pump
WO2012047738A1 (en) * 2010-09-29 2012-04-12 Rf Micro Devices, Inc. SINGLE μC-BUCKBOOST CONVERTER WITH MULTIPLE REGULATED SUPPLY OUTPUTS
US8461910B2 (en) * 2011-02-24 2013-06-11 Rf Micro Devices, Inc. High efficiency negative regulated charge-pump
US20130234785A1 (en) * 2012-03-12 2013-09-12 Futurewei Technologies, Inc. Apparatus and Method for Feedforward Controlled Charge Pumps
US9563211B2 (en) * 2013-04-18 2017-02-07 Ati Technologies Ulc Multiple output charge pump with peak voltage following frequency divider control

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4849662A (en) * 1986-04-14 1989-07-18 Crystal Semiconductor Corporation Switched-capacitor filter having digitally-programmable capacitive element
US5175749A (en) * 1991-01-25 1992-12-29 Motorola, Inc. Apparatus and method for dc offset correction in a receiver
US5532916A (en) * 1992-09-02 1996-07-02 Nec Corporation Voltage converting circuit and multiphase clock generating circuit used for driving the same
JP2004080942A (ja) * 2002-08-20 2004-03-11 Sanburijji:Kk 充放電可能な電源装置
TW200638660A (en) * 2005-04-28 2006-11-01 Novatek Microelectronics Corp Charge pump

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI794123B (zh) * 2022-06-30 2023-02-21 國立中山大學 負電壓電荷幫浦系統

Also Published As

Publication number Publication date
US20130162336A1 (en) 2013-06-27
JP2013240278A (ja) 2013-11-28
CN101779374B (zh) 2014-05-07
US20090039947A1 (en) 2009-02-12
WO2009020984A1 (en) 2009-02-12
KR20150036770A (ko) 2015-04-07
EP2176953A1 (en) 2010-04-21
KR101662978B1 (ko) 2016-10-05
US20150015325A1 (en) 2015-01-15
KR20100053616A (ko) 2010-05-20
JP2010536319A (ja) 2010-11-25
US8841891B2 (en) 2014-09-23
TW201407947A (zh) 2014-02-16
CN103107694A (zh) 2013-05-15
KR101598767B1 (ko) 2016-03-03
US8310218B2 (en) 2012-11-13
EP2176953A4 (en) 2011-10-05
TW200924360A (en) 2009-06-01
HK1185188A1 (zh) 2014-02-07
EP2176953B1 (en) 2020-01-01
JP5744138B2 (ja) 2015-07-01
KR101518084B1 (ko) 2015-05-06
KR20160027245A (ko) 2016-03-09
TWI427905B (zh) 2014-02-21
CN103107694B (zh) 2016-03-16
US9225239B2 (en) 2015-12-29
CN101779374A (zh) 2010-07-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI499185B (zh) 多重輸出電荷幫浦及其操作方法
US7046076B2 (en) High efficiency, low cost, charge pump circuit
US8896367B1 (en) Charge pump system
US6707335B2 (en) Control method of charge-pump circuit
US20130099846A1 (en) Driving circuit, semiconductor device having driving circuit, and switching regulator and electronic equipment using driving circuit and semiconductor device
US10972004B2 (en) Voltage converter and method for voltage conversion
US10461635B1 (en) Low VIN high efficiency chargepump
US6605983B2 (en) Voltage conversion circuit
US20110234306A1 (en) Booster circuit
Zhou et al. High-efficiency charge pumps with no reversion loss by utilizing gate voltage boosting technique
US20090309650A1 (en) Booster circuit
US6631081B2 (en) Capacitive high voltage generator
US11011979B2 (en) Booster circuit
US7772919B2 (en) Double stage compact charge pump circuit
Chen et al. High-Performance Regulated Charge Pump with an Extended Range of Load Current
JP2004222398A (ja) チャージポンプ回路
Saiz-Vela et al. An efficient 2-stage fractional charge pump based on frequency regulation
JP2004222399A (ja) チャージポンプ回路