CN1722588B - 直流电压转换器及转换直流电压的方法 - Google Patents

Abstract

本案涉及一种具有多个输出的直流电压转换器，以一种用以转换一直流电压成为多个输出直流电压的方法。利用一控制单元(35)驱动一第一与第二切换器(5、29)，利用一切换器(3)驱动一能量储存(2)，进而可以提供多个不同输出电压。该切换器(5、29)包括场效晶体管(36、37)。这些场效晶体管的至少其一(37)的衬底端子乃与该控制单元(35)连接，进以使用一种与该直流电压转换器操作模式有关方式而藉衬底势能来驱动。此使得可在该转换器的一间歇与连续操作模式两者中，同时以高度效率的方式提供不同电压。

Description

直流电压转换器及转换直流电压的方法

技术领域

本发明涉及一种具有多个输出的直流电压转换器，本发明还涉及一种用以将一直流电压转换成为多个输出侧直流电压的方法。

直流电压转换器一般是用来将一输入侧直流电压转换为一输出侧直流电压。在多信道直流电压转换器的情况中，也可以提供多个不同的直流电压。

背景技术

举例而言，此类型的直流电压转换器是一种所谓的递增转换器形式，其属于间接计时(secondary-clocked)的切换调节器类别。在此情况中，供应通常由一做为该能量储存的储存诱导器(像是电感)与一切换器所产生，其使用一种可控制责任比率操作。在逆向(flyback)转换器与正向(forward)转换器之间，则存在有关该间接计时切换调节器设计上的区别。

根据在该递增转换器放电相位中，该线圈电流是否有回复到零，便在两操作模式之间产生区别，也就是间歇与连续操作。在具有提供不同输出电压多个输出分支的直流电压转换器中，在连续操作期间，其必须确保该切换器被完全地改变。当在集成型式的设计时，举例而言，该切换器则是场效晶体管的形式。

相比之下，在间歇操作期间，该线圈电流于该线圈的放电相位中回复到零。然而为了达到一有用程度的效率，其需要避免该电荷输送从该转换器的输出，回流至该输入。一般上为此目的便在每个分支中提供一二极管。

举例而言，该二极管是使用集成电路技术所设计。

发明内容

本发明的目标是指名一种直流电压转换器与一种用以转换直流电压的方法，此转换器与方法可以以一高度效率，于一连续操作模式与间歇操作模式两者中，产生多个输出电压。

根据本发明，对于该直流电压转换器，该目标是利用一种直流电压转换器的方式形成，其具有：

一能量储存，该能量储存与一供应直流电压的输入连接，

一用以提供一第一输出电压的第一输出，

一用以提供一第二输出电压的第二输出，

一第一切换器，该切换器将该能量储存连接至该第一输出，并包括一第一场效晶体管，

一第二切换器，该切换器将该能量储存连结至该第二输出，并包括一第二场效晶体管，

另一连接至该能量储存的切换器，以及

一控制单元，该控制单元在该输入侧上连接至该第一与第二输出，并在该输出侧上连接至该第一切换器、第二切换器与该另一切换器以将其驱动，

该第二场效晶体管具有一连接至控制单元的衬底端子，以利用与该直流电压转换器操作模式有关的方法而将其驱动，而该第二场效晶体管的衬底端子则与该直流电压转换器的该第一与第二输出连接，以此方式便可被改变。

本提出原则为了与被施加至该直流电压转换器输出分支的至少一场效晶体管(其使用为切换器)衬底端子的操作模式有关的一衬底势能作准备。此使其可能在该直流电压转换器的多个输出处制造不同的输出电压，并且在该程序中，以一个别高度效率的方式间歇或连续地操作该直流电压转换器。

使用集成电路所设计的该场效晶体管该衬底端子，也参照为该接地终端的该主体(bulk)终端。

在该提出的操作状态相关与时间相关的方式中连接该衬底端子，不但使其可能间歇地或连续地操作一多信道直流电压转换器，也可能使其有利地实作像是接通操作与节电操作的额外操作模式。

该第二场效晶体管的衬底端子以及，如果适当的，额外场效晶体管的衬底端子，较佳的是以可被改变的方式，选择性地连接至该直流电压转换器的第一或第二输出之一。此使该衬底端子无论如何可能被连接至不同的可获得电压，因为其是由该直流电压转换器所产生。

在该直流电压转换器的连续操作模式中，该第二场效晶体管的衬底端子较佳的是连接至被设计以提供最高输出电压的输出。在无一般的限制之下，这便是在该情况中的第一输出。

在该直流电压转换器的间歇操作模式中，该第二场效晶体管的衬底端子较佳的是连接至该直流电压转换器的第二输出。在间歇操作期间中，该第二场效晶体管的衬底端子可以因此被连接至该作用晶体管控制路径的终端。

相比之下，如果该直流电压转换器间歇地操作，由该能量储存在其放电相位中所放出的电流便回复为零。然而为了达到一有用的效率程度，该电荷输送在此情况中，是避免从该输出回流至该输入。为此目的，供应是由被连接至与在连续操作所不同势能的该衬底端子所产生。因此，在该场效晶体管中形成的二极管可被反向偏斜。虽然无论什么时候该衬底端子都连接至该最高输出电压，其需要实作一种估计或量测，因为决定该切换器切换时间的控制单元，无法精确地预测正确的开关时间，直到该能量储存的电荷将下降至零的时间点。为了避免该电荷输送回流(如同已描述的)，其会大大地削减效率，此估计常被保守地实行，也就是说宁愿过于短暂。此意味着目前作用中的该输出切换器，在该能量储存回复为零之前便被关闭。如果在该操作状态中，所有的衬底端子都接至该最高输出电压，该残余电流将透过连接至该衬底的二极管，通过至此信道。其因此可能不再调节具有该最高输出电压的信道。为了以一有效率的方式避免此现象，当该最后一个切换器被关闭时，此晶体管的衬底电压也被连接至其本身的输出。此意味着来自该能量储存的残余电流，继续流至此输出分支，并可因此有利的由调节该切换器时间所设定。

与该提出原则一致，该相关输出分支的衬底端子，其中来自该能量储存的电流被估计为零，是因此不连接至该最高输出电压，而是连接至其本身的输出电压。此必须在每个脉冲相位中实作。

该第一与第二场效晶体管都包括两个二极管，其负极彼此直接地连接，并连接至该场效晶体管的衬底端子。该二极管的正极终端则连接至该个别场效晶体管的控制路径终端。

由于该场效晶体管的物理构造，该二极管必须使用集成电路所设计。在一p信道场效晶体管的情况中，举例而言，其中该汲极与该源极是一种在一n形式井的p+区域形式，该n形式井便形成该主体终端。接着具有从该汲极至该主体的pn接点，与从该源极至该主体的pn接点。

除了形成在该场效晶体管中的该二极管以外，额外的集成二极管也为了改进效率而提供。这些额外的二极管较佳的是为正向偏斜的。这些额外的二极管较佳的是为肖特基(Schottky)二极管的形式。

供应较佳的是以一接通(switch-on)操作模式所产生，其中该第二场效晶体管的衬底端子是连接至该第一输出。

供应较佳的也以一节电(power-saving)操作模式所产生，其中该第二场效晶体管的衬底端子是连接至该第二输出。该节电操作模式也可以参照为该待机模式或静止状态。此操作模式的特征是该输出电压不需要在所有的输出处提供，而是具有一低功率耗费的有关配置。

该直流电压转换器可以具有超过两个输出。一第三输出或甚至额外输出是因此较佳的为了提供一第三输出电压或甚至额外输出电压目的而供应。每个额外输出与额外的一切换器结合，其将该能量储存连接至该个别的额外输出，并包括一个别的额外场效晶体管。这些额外场效晶体管，每个都具有一衬底端子，其使用一切换器的改变方法，与该场效晶体管的个别输出，或是与该第一输出连接。因此，这些额外场效晶体管的衬底势能，是利用与该直流电压转换器操作模式有关的方式所驱动。此与间歇或连续操作有关的驱动操作，较佳的是与为了该第二场效电极所已经描述的相同方式所实作。

为了调节该输出电压，该直流电压转换器较佳的是具有一阈值比较器，其透过一控制区块将该第二输出连接至该第二切换器。该控制单元较佳的也包括具有一调节器的控制回路，其刚该第一输出连接至该额外切换器。在此情况中，该控制区块较佳的是不但连接至该第二切换器，有连接至该第一切换器以及任何额外的切换器(可能存在的)，以将其驱动。

如果提供一第三输出或额外输出，其同样较佳的与一个别的额外阈值比较器结合。在此情况中，该阈值比较器较佳的将该第三输出或额外输出，连接至该控制区块。

该控制区块较佳的是具有评估该阈值比较的方法，以及驱动该第一与第二切换器，及任何可能存在的额外切换器方法。

该调节器较佳的是具有一种改变的方法，以此方法该第一或第二输出之一被连接至该额外的切换器。此多任务有利地使其可能周期性地交换该其输出电压实际遭受真实调节的输出电压。一个别的阈值比较则有关该另外输出电压所实作。

该控制回路较佳的是包括一脉冲宽度调制器，其将该调节器连接至该额外切换器，以将其驱动。因此可控制该能量储存的周期性地充电与放电行为。该直流电压在该输出处，是利用与该行为以及在该输出分支中类似的周期性切换行为有关的方式产生。

供应较佳的是由一模拟/数字转换器所产生，其连接至在该控制回路中调节器的上游，并在该输入侧上连接至该直流电压转换器的输出。

该能量储存较佳的是为一种电感。此电感也参照为一种储存诱导器。在此情况中，该能量储存较佳的是被结合，以为了该直流电压转换器的所有输出分支所提供。

一个别的电荷储存较佳的是连接至该直流电压转换器的每个输出。

该电荷储存较佳的是一种电容器的形式。与其功能一致，此电容器也参照为一种平滑电容器。

该直流电压转换器较佳的是一种升压式转换器的形式，其转换在该输入侧的直流电压，成为在输出侧处所提供的多个直流电压。在此情况中，在该输出处所提通的直流电压可以是不同的。在一升压式转换器的情况中，其可能产生比该输入电压为高的输出侧直流电压。

至于该方法，该目标是以转换一直流电压成为多个输出侧直流电压的方式所达成，该方法具有以下的步骤：

供应一直流电压至一输入，

使用该直流电压以充电一能量储存，

利用与该第一切换器切换器位置以及该能量储存充电状态有关的方式，在一第一输出处提供一第一输出电压，

利用与该第二切换器切换器位置以及该能量储存充电状态有关的方式，在一第二输出处提供一第二输出电压，

利用与一选择操作模式有关的方是提供一衬底势能，以及

使用该衬底势能驱动在该第二切换器中场效晶体管的衬底端子。

至于与该提出原则一致方法的有利功能，同样也参考与此原则一致的直流电压转换器功能说明。额外的说明将在之后进行。

该第二切换器场效晶体管的衬底端子，较佳的是选择性地连接至该第一输出或该第二输出之一。

在一连续操作模式中，该第二切换器场效晶体管的衬底端子较佳的是连接至被设计提供最高输出电压的输出。相比之下，在一间歇操作模式中，该第二切换器场效晶体管的衬底端子较佳的是连接至该第二输出。

该能量储存的充电操作，较佳的是使用至少与该第一输出电压有关的方式所调节。该第二输出电压较佳的是被使用以实行与可设定阈值的阈值比较。该第一与第二切换器是利用与该比较结果有关的方式所驱动。

一第一电荷储存，其较佳的是与该第一输出连接，是利用与该第一切换器切换位置有关，以及与该能量储存充电状态有关的方式所充电。一第二电荷储存，其较佳的是与该第二输出连接，是利用与该第二切换器切换位置有关，以及与该能量储存充电状态有关的方式所充电。

该第一电荷储存与该第二电荷储存较佳的都以一暂时区隔的方式，从该能量储存充电。该第一与第二电荷储存的充电操作模式，较佳的是暂时地与将该能量储存充电的能量储存充电操作模式区隔。

该第一输出电压与该第二输出电压，较佳的是交替使用做为一控制回路的参考变量，该能量储存的充电操作便在此调节操作中所控制。在此情况中，并不直接的做为该控制回路的参考变量的该个别输出电压，是使用以实作一阈值比较，至少在此输出处的输出电压是利用与该阈值比较有关的方式所影响。

在一接通操作模式(接通模式)中，该第二切换器场效晶体管的衬底端子较佳的是连接至该第一输出。

在一节电操作模式中，该第二切换器场效晶体管的衬底端子较佳的是连接至该第二输出。

该次权利要求与该提出原则的额外细节及有利发展有关。

附图说明

本发明使用多个实施例与参考图标的方式详细说明，其中：

图1显示与该提出原则一致的直流电压转换器第一示范实施例，

图2显示与该提出原则一致的直流电压转换器第二示范实施例，

图3显示与该提出原则一致的直流电压转换器第三示范实施例，

图4显示在一接通操作模式中，图3切换器的衬底端子连接，以及

图5显示在一节电操作模式中，图3切换器的衬底端子连接。

具体实施方式

图1显示一种直流电压转换器，其具有连接一能量储存2(以线圈的形式)终端的输入1。该能量储存2的自由终端透过一第一切换器5连接至一第一输出6，并透过一第二切换器29连接至一第二输出7。该第一输出6与该第二输出7是透过备份电容器形式的个别电荷储存8、9，连接至一参考势能终端4。具有一下游备份电容器8、9的个别切换器5、29，形成该直流电压转换器的个别输出分支。一额外切换器3连接至该参考势能终端4，以在该能量储存2连接至该输出分支5、8；29、9的终端处，控制其充电操作。

该第一切换器5与该第二切换器29每个都包括一P信道传导型式的场效晶体管36、37，其每个都具有两个二极管38、39；40、41。该个别的场效晶体管36、37是以其控制路径的方式，分别在该能量储存2与该相关输出6、7之间连接。该二极管38、39；40、41的负极终端分别直接地彼此连接，并连接至该相关场效晶体管36、37的衬底端子。该二极管38、39的正极与该个别场效晶体管控制路径的个别终端连接。该第一场效晶体管36的衬底端子与该输出6连接。该第二场效晶体管37的衬底端子为了提供一可被设定的衬底势能目的，而与一控制单元35连接。该控制单元35的输入与该第一输出6与该第二输出7连接。该控制单元35的额外控制输出与该场效晶体管36、37的栅极端子，以及该额外切换器3的控制输入连接。

与该提出原则一致，一多个场效晶体管36、37(在本情况中为p信道形式)是在一种具有多个输出分支，及具有做为该电荷储存线圈的直流电压转换器之中提供。由于该原则，该场效晶体管36、37具有一衬底端子。在此情况中，该两个二极管38、39连接至此衬底端子。连接至至少该第二场效电极37之一的衬底端子，有利地使其可能实作不同的操作模式，也就是间歇操作、连续操作、接通操作以及节电操作。

与该提出原则一致，该衬底端子因此利用与该操作状态与时间有关的方式连接。

在连续操作期间，该提出的直流电压转换器产生在该两输出6、7处的不同输出电压。在连续操作期间，该线圈电流于该线圈的放电相位中并不回复为零。在此情况中，所有的衬底端子被连接至于此其况中在该输出6处所提供的最高输出电压。该电流则因此可以被独自地切换于独自的输出分支5、8；29、9中。

相比之下，在间歇操作期间，该线圈电流于该线圈的放电相位中回复至零。在此情况中，其必须确保该电荷输送是避免从该输出6、7回流至连接该输入1的电压来源，以达到一高度效率。此意味着嘎所有场效晶体管或切换器的二极管(连接至该衬底)，必须是反向偏斜的。此是由将所有该切换场效晶体管的二极管连接至在该输出6处的最高输出电压所达成。为了可以额外的确保该独立电压调节，该作用输出分支的关联切换器衬底端子，其中该线圈电流被估计为零，并不连接至该最高输出电压，而是连接至其本身的输出电压。此必须在每个脉冲周期中实行。此避免了当该线圈电流下降至零时，可能无法在该控制装置35中正确预测的问题。不过为了可信赖地避免电荷输送重该输出回流至该输入，该估计则是保守地实作。此意味着目前作用的该信道切换晶体管，可在该线圈电流达到零之前被关闭。如果所有的衬底端子都连接到该最高输出电压，该残余电流会透过该主体二极管通过至此信道。其可能不再调节具有该最高电压的信道。为了避免此问题，当该最厚的切换晶体管被关闭时，在此情况中此晶体管的衬底端子也被连接至其本身的输出。

其因此确保该输出电压可以彼此地单独调节，而无关于间歇或连续的操作模式，而因此该配置具有一高度效率。

由于该场效电极是以集成电路所设计，在此情况中，该二极管38至41是形成于该汲极或源极与该主体之间。然而，该正向偏斜二极管38、40可以特别的以额外集成二极管所完成，其用以改善该额外效率。这些二极管较佳的是为肖特基(Schottky)二极管。

图2显示图1电路的发展，其与该图1不同的是该第二场效晶体管的衬底端子，并不直接地与该控制装置连接，而是透过一切换器33，根据该切换器位置而连接至该输出6或该输出7。由于该示范实施例与图1的多个范围一致，有关其使用组件、彼此连接以及操作方法则参考图1的描述(于此情况中不再重复)。

图3使用一种具有三个输出6、7、15的直流电压转换器，显示本发明的一示范实施例。其提供用以供应一直流电压的输入1，而一线圈形式的能量储存2则与该输入连接。该能量储存2的自由终端透过一切换器23连接至一参考势能终端4。形成在该能量储存2与该切换器23之间的电路节点是进一步透过一第一切换器20连接至一第一输出6，透过一第二切换器21连接至一第二输出7，及透过一第三切换器22连接至一第三输出15。该第一、第二与第三输出6、7、15每个都被设计以提供一直流电压形式的输出电压。该第一、第二与第三输出6、7、15是透过一电容器形式的个别电荷储存8、9、17与该参考势能终端4连接。

供应也由一控制回路所产生，其包括一调节器11，并将该第一输出6连接至用以影响该电压强度23、10的共同方法。该用以影响该电压强度的共同方法包括一调制器10与该切换器23(已经描述)。在该情况中，该调制器10为一种相位宽度调制器的形式。一阈值比较器12是以非反转输入的方式连接至该第二输出7，以及以反转输入的形式连接至一电压来源13，其提供一可设定的阈值。该阈值比较器12的输出透过一控制区块24、25，连接至该第一与第二切换器5、29的个别控制输入。

该能量储存2是由连接至该输入1的一电压来源所提供的电流而规则地充电。该能量储存2的放电电流是分配至该三输出分支20、8；21；9；22、17，其每个都包括一切换器与一电荷储存。在此情况中，每个分支的电流比例是利用在此分支输出处6、7、15的输出电压维持差不多固定的方式所设定。在此情况中，该电流的个别部分提供该瞬时的输出电流，也就是负载电流，并额外将该备份电容器8、9、17充电。该备份电容器8、9、17在来自该能量储存2的电流不是立即可得的期间供应一负载(其与该输出6、7、15连接)。该阈值比较器12与该控制区块24、25是透过一阈值控制器，用以设定在该输出7处的电压。在此情况中，一输出分支21、9是从该能量储存2充电，直到在该输出7处达到该输出电压的要求数值(使用该阈值比较器12侦测)。如果在该输出7处的输出电压超过由该阈值电压来源13所提供的阈值，该控制区块24、25改变至该其它的输出分支20；8；22、16之一。该能量储存2的放电电流则因此连续地供应至该输出分支。

该输出6与一控制回路连接。该调节器11侦测在该输出6处实际输出电压，与一要求数值之间的差异，并提供一输出电压错误(从其所获得)，做为该控制回路的一参考变量。如果对该输出6而言，得到用以维持在该输出6处输出电压为定值的不充分电流，由该能量储存2所提供的电流必须增加；如果，相反的，该输出电压超过该要求数值，则由该能量储存2所提供的电流便过大。不用说为了该第一输出6所维持的电流，不但与在此输出处的电力负载有关，也与在其它输出处的电力负载有关。此意味着在其它输出处的输出电压，也受到调整在该第一输出6处的电压，而被伴随调节。

该切换器20、21、22，是以该输出6、7、15并不同时连接至该能量储存2的方式所驱动。

类似于该第二输出7，该第三输出15也连接至另一阈值比较器18的该非反转输入，其反转输入是透过一电压来源19连接至该参考势能终端4。该电压来源19提供一第二阈值。该另一阈值比较器18的输出与该控制区块24、25连接。除了该第一与第二切换器20、21以外，该控制区块14也驱动该第三切换器22。

图3的电路指出在特定时间点处，所有该输出7、15的的电压强度，除了一输出，都是透过一阈值控制器12、13；18、19所设定。只有该输出6具有对于该输出电压的实际调节功能，该切换器3是透过该调节器11与该调制器10，用以实作该调节功能。

该切换器20、21、22每个都包括该P信道形式的一金氧半导体(MOS)场效晶体管36、37、45，其栅极端子个别的形成该切换器20、21、22的控制输入。该P信道晶体管36、37、45的控制路径终端，形成该切换器的负载终端。这些负载终端也连接至一个别二极管38、39；40、41；47、48的一个别正极终端，每个二极管的负极终端则彼此连接，并连接至该直流电压转换器的个别输出。该切换器23也包括一金氧半导体场效晶体管42，其具有两个二极管43、44，在此情况中，供应是由一n信道场效晶体管42所产生，其控制路径终端从该切换器23的负载终端，连接至一个别二极管43、44的个别负极终端，每个二极管的正极终端则彼此连接，并连接至该参考势能终端4。该切换器23的栅极端子是连接至该控制回路部分的一脉冲宽度调制器10。

每个输出6、7、15则透过一模拟/数字转换器26与该调节器11连接。该调制器11驱动该脉冲宽度调制器10。然而，在此情况中，则在该调节器11中提供一多任务器功能，因此在时间的一特定点处，只有该三个输出6、7、15的一个，连接至该脉冲宽度调制器10。此外，供应也由另一阈值比较器27所产生，其非反转输入连接至该第一输出6，而其反转输入则透过一电压来源28连接至该参考势能终端4。该电压来源28提供一可设定的阈值。所有该阈值比较器12、18、27的输出，都连接至一功能区块24，其设计以进行信道之间的改变并选择信道。该术语信道与输出分支是同义的。该功能区块24则连接至一输出分支控制器25，其接着连接至用以影响该电压强度20、21、22三个方法的晶体管栅极端子。该输出分支控制器25的一同步输入则与该调节器11连接。该功能区块24与该输出分支控制器25一起形成该控制区块24、25。

图3的电路可在该输出6、7、15的功能间周期性地交换。此意味着在该第一输出6处的一输出电压错误，是在一第一相位中用于调节目的，该第二输出7的错误则用于一第二相位，而该第三输出15的错误则用于一第三相位。此确保了每个输出电压都被交替地调整。此意味着其无关于哪个输出为电力负载，也没有产生汇聚的问题。为了提供该控制回路参考变量的目的所选择的输出6、7、15，也可周期性地改变(如同所描述的)，或可以根据其输出负载实行加权排序。此意味着目前需要最大电流部分的输出，总是提供该参考变量。在此情况中，该个别输出信道的脉冲宽度便使用做为标转。举例而言，如果该第一输出分支8、20具有13％的脉冲宽度，该第二输出分支9、21具有4％的脉冲宽度，而该第三信道17、22具有7％的脉冲宽度，对该输出而言便形成从该第二至该第一，再至该第三输出7、15、6的切换序列。

在另一替代操作模式中，在此时目前具有最宽脉冲宽度的该输出6、7、15，是个别地使用以提供该参考变量。此减少了该转换操作的次数，并因此也减少在该输出6、7、15处输出电压中的噪音。

在该情况中，一多重驱动器状态29、30、31与一逻辑闸32是为了提供驱动该切换器20、21、22、23的目的而提供。该驱动器状态与逻辑闸是使用以彼此连接由该脉冲宽度调制器10与该输出分支控制器25所提供的切换信号。该驱动阶段29、30、31则因此具有双倍的驱动器状态，其具有一第一与一第二输入，以及一第一与一第二输出。该驱动器状态29至31的第一输入每个都连接至该分支控制器25的输出，而该第二输入则连接至该脉冲宽度调制器10的输出。该驱动器状态29至31的第一输出连接至用以影响该电压强度20至22方法的个别栅极端子，而该第二输出则彼此整合于该逻辑“与”(AND)模块32之中，其输出是连接至该切换器23的栅极端子。此是使用以遵从自由重叠(overlay-free)时间。

供应也由两个额外的切换器33、34所产生，其是由该分支控制器25所驱动。该切换器33、34选择性地将用以影响该电压强度21、22第二与第三方法的共同负极终端，连接至该第一输出6或该第二或第三输出7、15。此是利用以上说明施加不同衬底势能至该衬底端子的方式，使用以在直流电压转换器的不同操作模式之间改变(其以计时方式操作)。

在图3的电路中，一个别阈值比较器18、12、27是用以监测在每个输出6、7、15处的电压。该阈值比较器是用以确定在该输出6、7、15处的输出电压，是否大于或小于一可指定的参考数值。该功能区块24为了该次一信道，使用该阈值比较器的侦测与一选择标转，而选择恰当的输出。该输出只有在该能量储存2的放电期间中切换，而不在其充电相位期间切换。在进行期间中具有该最大充电电流或最大脉冲宽度的输出，则被选择成为该信道，其输出提供用于该控制回路的参考数值。其因此与在进行期间中提供该参考变量的输出信道交换该时间位置。该模拟/数字转换器26则用来量测在该选择输出处的输出电压错误，并将其回馈至该调节器11。此调节器11改变脉冲宽度，以在提供该参考数值选择信道处的输出电压错误尽可能小的方式，将该能量储存的相位充电。在此情况中，该调节系数可以与该信道有关。

总结来说，该提出原则在制造像是一集成电路时，提供一高度效率、在该输出电压之间的极少交叉影响、极少噪音与低成本的方法。此外，利用与时间与介于间歇与连续操作期间的操作模式有关的方式驱动该衬底势能，使其可以利用不同方式设定输出之间的电压，并促进在两者模式中的改善效率程度。

不用说在替代实施例中，于本提出发明的观点中也利用以适当方式延伸电路的方式提供额外的输出。在此情况中，其保持该提出原则透过一阈值控制器，设定n个输出中的n-1个，并使用电压调节精确地操作n个输出中的一个。因为该控制区块24、25是用于在该预设电压阈值超过的时候，立即改变至一个别的其它输出分支，因此该其它输出的电压调节也由该第一输出的直接电压调节所保证。

图4显示该切换器33、34的切换位置，与用于该直流电压转换器的接通操作模式，而不是主动操作状态时(如在图3中)，该场效晶体管36、37、46、47的闸极连接。图4大大的与图3有关，因此在此情况中便不重复其描述。然而，与图3相比之下，在该第三切换器22中该第三场效晶体管的栅极端子并非透过一驱动器31由一控制装置驱动，在图4中则是直接地与该第一输出6连接。该第一、第二及三场效晶体管的栅极端子也与该第一输出6连接。

在接通操作期间，该供应电压仍旧很低，因此无法得到一复杂的调节演算(如在图3)及计时供应。在此操作模式中，用于该转换器的供应电压便首先由使用一辅助电路(为描述)产生，在此情况中，该供应电压实际上并不在该第二输出处提供，也就是VDDIOREG。在此情况中，其确保该其它的电压维持在允许的限制之中。通过范例，在该第二输出处的电压必须是2.2伏特，玵在该第三输出处的电压VDDCREG应该不超过1.8伏特。在此情况中能产生的该最高电压，也就是在该第一输出6处的VDD LED，并不连接至该转换器供应，也不使用于该接通操作。在此情况中，其通过在该输出分支中三个切换器20、21、22的所有场效晶体管36、37、46衬底端子，连接至该最高电压VDD LED，以及通过避免该第三电压超过1.8伏特的两信道20、21主动驱动使用所达成。

图5显示图3的区块50中，在一节电操作模式而非一主动操作模式中的组件连接。图5的电路大大的与图3的电路有关，因此在此情况中便不重复其描述。相比之下，在图5中，供应是由连接至该第一输出6的该第一与第三场效晶体管36、46栅极端子所产生。该第一与第三场效晶体管36、46的栅极端子也同样的连接至该第一输出6。如同在图3中，该第二场效晶体管37的控制终端是由该驱动器阶段30所控制。该第二场效晶体管37的衬底端子则连接至该后者的控制路径与该第二输出7。

在图5中所显示的节电操作模式中，只需要在该输出7处的供应电压，并因此只产生此供应电压。该第一与第三场效晶体管36、46的栅极端子是连接至该第一输出6的电压，而该第二场效晶体管37的衬底端子是连接至其本身的输出7。在此操作模式中，该衬底端子控制器因此将该第二输出7与其它输出绝缘，并只产生在该第二输出7处的电压。在图5中的电路中，为了停止，并不产生图3调节演算的使用，而是使用如图4中于接通操作模式中所使用的电路。

总结来说，以该提出方式驱动该衬底端子，使其能够绝缘所需要的输出7与其它的输出6、15。

组件符号说明

1□  输入

2□  能量储存

3□  切换器

4□  参考势能终端

5□  切换器

6□  输出

7□  输出

8□  电荷储存

9□  电荷储存

10□ 调制器

11□ 调节器

12□ 阈值比较器

13□ 电压来源

17□ 电荷储存

18□ 阈值比较器

19□ 电压来源

20□ 切换器

21□ 切换器

22□ 切换器

23□ 切换器

24□ 阈值比较估计

25□ 控制器方法

26□ 模拟/数字转换器

27□ 阈值比较器

28□ 电压来源

29□ 驱动器

30□ 驱动器

31□ 驱动器

32□ 驱动器

33□ 切换器

34□ 切换器

35□ 控制单元

36□ 场效晶体管

37□ 场效晶体管

38□ 二极管

39□ 二极管

40□ 二极管

41□ 二极管

42□ 场效晶体管

43□ 二极管

44□ 二极管

45□ 二极管

46□ 场效晶体管

47□ 场效晶体管

48□ 二极管

49□ 二极管

50□ 区换区块

Claims (27)

1.一种直流电压转换器，具有

一能量储存(2)，该能量储存与一输入(1)连接以供应直流电压，

一用以提供一第一输出电压的第一输出(6)，

一用以提供一第二输出电压的第二输出(7)，

一第一切换器(5)，该第一切换器将该能量储存(2)连接至该第一输出(6)，并包括一第一场效晶体管(36)，

一第二切换器(29)，该第二切换器将该能量储存(2)连结至该第二输出(7)，并包括一第二场效晶体管(37)，

一侧连接至该能量储存(2)且另一侧连接至参考势能的另一切换器(3)，以及

一控制单元(35)，该控制单元在该输入侧上连接至该第一与第二输出(6、7)，并在该输出侧上连接至该第一切换器(5)、第二切换器(29)与该另一切换器(3)以将其驱动，

该第二场效晶体管(37)具有一连接至控制单元(35)的衬底端子，以通过一衬底势能来利用一依据该直流电压转换器的操作模式而决定的方式来驱动，并且该第二场效晶体管(37)的衬底端子以可被改变的方式而与该直流电压转换器的该第一或第二输出(6、7)耦合。

2.如权利要求1所述的直流电压转换器，

其中

该第一场效晶体管(36)具有一衬底端子，其与该控制单元(35)连接。

3.如权利要求1或2所述的直流电压转换器，

其中

在该直流电压转换器的一连续操作模式中，该第二场效晶体管(37)的该衬底端子与该第一输出连接，其中该第一输出设计用以提供最高的输出电压，而其中在该直流电压转换器的一间歇操作模式中，该第二场效晶体管(37)的衬底端子与该直流电压转换器的第二输出(7)连接。

4.如权利要求2的直流电压转换器，

其中

该第一与第二场效晶体管(36、37)分别包括：两个二极管(38、39；40、41)，所述二极管的负极直接地彼此连接并连接至相对应的场效晶体管(36、37)的衬底端子，而所述两个二极管的正极终端分别连接至相对应的场效晶体管(36、37)的源极和漏极。

5.如权利要求1的直流电压转换器，

其中

该另一切换器(23)包括另一场效晶体管(42)以及与该场效晶体管相关联的两个二极管(43，44)，这两个二极管的正极是直接地彼此连接并连接至该另一场效晶体管(42)的衬底端子，而这两个二极管所包括的负极终端是分别与该另一场效晶体管(42)的源极与漏极连接。

6.如权利要求1的直流电压转换器，

其中

该第二场效晶体管(37)的衬底端子在一供电操作模式中与该第一输出(6)连接。

7.如权利要求1的直流电压转换器，

其中

该第二场效晶体管(37)的衬底端子在一节电操作模式中与该第二输出(7)连接。

8.如权利要求3的直流电压转换器，

其中

提供一第三输出(15)，所述第三输出(15)用来提供一第三输出电压，并与一第三切换器(22)相关联，该第三切换器将该能量储存(2)连接至该第三输出(15)并包括一第三场效晶体管(45)，该第三场效晶体管(45)具有可通过一第四切换器(34)连接至该第一或第三输出(6、15)的衬底端子，以通过该第三场效应晶体管的衬底电位根据该直流电压转换器的操作模式相关的方式而驱动该第三场效应晶体管。

9.如权利要求8的直流电压转换器，

其中

该控制单元包括一阈值比较器(12)，其透过一控制区块(24、25)将该第二输出(7)连接至该第二切换器(21)，且其中该控制单元包括一具有调节器(11)的控制回路，所述调节器(11)将该第一输出(6)连接至该另一切换器(23)。

10.如权利要求9所述的直流电压转换器，

其中

该第三输出(15)与另一阈值比较器(18)相联，所述另一阈值比较器(18)将该第三输出(15)连接至该控制区块(24、25)。

11.如权利要求9所述的直流电压转换器，

其中

该控制区块(24、25)包括用来评估阈值比较(25)的装置，以及用来驱动该第一与第二切换器(20、21)的装置。

12.如权利要求9的直流电压转换器，

其中

该调节器(11)包括一种改变装置，通过所述改变装置该第一输出(6)或该第二输出(7)的其一连接至该另一切换器(23)。

13.如权利要求9的直流电压转换器，

其中

该控制回路包括一脉冲宽度调制器(10)，所述脉冲宽度调制器将该调节器(11)连接至该另一切换器(23)。

14.如权利要求9的直流电压转换器，

其中

该控制回路包括一模拟/数字转换器(26)，其连接至该调节器(11)的上游。

15.如权利要求1的直流电压转换器，

其中

该能量储存(2)是一种电感。

16.如权利要求1的直流电压转换器，

其中

该直流电压转换器(6、7、15)的每个输出连接至一相应电荷储存(8、9、17)。

17.如权利要求16所述的直流电压转换器，

其中

该电荷储存(8、9、17)是电容器的形式。

18.如权利要求1的直流电压转换器，

其中

该直流电压转换器是一种升压式转换器，其将供应在该输入侧的一直流电压转换成为在该输出处所提供的多个直流电压。

19.一种将一直流电压，转换成为多个输出侧直流电压的方法，该方法具有以下的步骤：

供应一直流电压至一输入(1)，

使用该直流电压来充电一能量储存(2)，

利用与一第一切换器(5)切换位置以及该能量储存(2)充电状态有关的方式，在一第一输出(6)处提供一第一输出电压，

利用与一第二切换器(29)切换位置以及该能量储存(2)充电状态有关的方式，在一第二输出(7)处提供一第二输出电压，

提供一衬底势能，

使用该衬底势能驱动在该第二切换器(29)中场效晶体管(37)的衬底端子，以及

将在该第二切换器(29)中的该场效晶体管(37)的衬底端子连接至该第一或第二输出(6、7)。

20.如权利要求19所述的方法，

其包括

在一连续操作模式中，将该第二切换器(29)中场效晶体管(37)的衬底端子连接至设计用来提供最高输出电压的第一输出，以及

在一间歇操作模式中，将在该第二切换器(29)中场效晶体管(37)的衬底端子连至该第二输出(7)。

21.如权利要求19或20所述的方法，

其包括

利用与该第一输出电压有关的方式来调节该能量储存(2)的充电操作，以及

执行与该第二输出电压的阈值有关的比较，并利用与该比较结果有关的方式驱动该第一与第二切换器(5、29)。

22.如权利要求19的方法，

其包括

利用与该第一切换器(5)切换位置以及该能量储存(2)充电状态有关的方式，在该第一输出(6)处充电一第一电荷储存(8)，

以及

利用与该第二切换器(29)切换位置以及该能量储存(2)充电状态有关的方式，在该第二输出(7)处，充电一第二电荷储存(9)。

23.如权利要求22所述的方法，

其包括

在相应的放电操作模式中，充电该第一电荷储存(8)与充电该第二电荷储存(9)，该第一电荷储存与该第二电荷储存的该放电操作模式在时间上与在一充电操作模式中充电该能量储存(2)有所区别。

24.如权利要求19的方法，

其包括

使用脉冲宽度调变来充电该能量储存(2)。

25.如权利要求19的方法，

其包括

利用与一控制回路中的第一输出电压以及该控制回路中的第二控制电压有关的方式，于一周期性交替方法中调节该能量储存(2)的充电操作，执行与不直接使用为该控制回路参考变量的该第一与第二输出电压其中之一的阈值比较，且在输出处的输出电压是受到与该阈值比较的结果有关的方式所影响。

26.如权利要求19的方法，

其包括

在一接通操作模式中，将在该第二切换器(29)中的场效晶体管(37)的衬底端子连至该第一输出(6)。

27.如权利要求19的方法，

其包括

在一节电操作模式中，将在该第二切换器(29)中的场效晶体管(37)的衬底端子连至该第二输出(7)。

Images