WO2006106767A1

WO2006106767A1 - 伝送線路対及び伝送線路群

Info

Publication number: WO2006106767A1
Application number: PCT/JP2006/306531
Authority: WO
Inventors: Hiroshi Kanno; Kazuyuki Sakiyama; Ushio Sangawa; Tomoyasu Fujishima
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-03-30
Filing date: 2006-03-29
Publication date: 2006-10-12
Also published as: US20070040627A1; WO2006106764A1; US20070040634A1; JPWO2006106764A1; US7369020B2; JP3984638B2; CN101053112A; US7518462B2; CN100595973C; JP3984639B2; CN101053113A; JPWO2006106767A1; CN100595974C

Abstract

　誘電体又は半導体により形成された基板の一方の面に配置され、当該面内における第１の回転方向に湾曲するように形成された第１の信号導体と、上記第１の回転方向と逆方向である第２の回転方向に湾曲するように形成され、上記面において上記第１の信号導体と電気的に直列に接続して配置された第２の信号導体とを備え、少なくとも上記第１の信号導体の一部及び上記第２の信号導体の一部を含んで、伝送線路全体における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号が伝送される伝送方向反転部が構成された２本の伝送線路を、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に平行に隣接して配置させた伝送線路対を構成することにより、良好なアイソレーション特性の維持を図る。

Description

明細書

伝送線路対及び伝送線路群

技術分野

[0001] 本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタル信号を伝送する伝送線路が結合可能に対に配置された伝送線路対や伝送線路群、さらにこのような伝送線路対を含む高周波回路に関する。

背景技術

[0002] このような従来の高周波回路にお!、て、伝送線路として用いられて、るマイクロストリップ線路の模式的な断面構成を図 26Aに示す。図 26Aに示すように、誘電体又は半導体からなる基板 101の表面に信号導体 103が形成されており、基板 101の裏面には接地導体層 105が形成されている。このマイクロストリップ線路に高周波電力が入力されると、信号導体 103から接地導体層 105の方向へ電界が生じ、電気力線に垂直に信号導体 103を囲む方向に磁界が生じ、その結果、この電磁界が信号導体 1 03の幅方向と直交する長さ方向へ高周波電力が伝播させる。なお、マイクロストリツプ線路において、信号導体 103や接地導体層 105は必ずしも基板 101の表面や裏面に形成される必要はなぐ基板 101を多層回路基板として実現すれば、信号導体 103や接地導体層 105を回路基板の内層導体面内に形成することも可能である。

[0003] 以上説明したのは、シングルエンドの信号を伝送する場合の伝送線路についてであるが、図 26Bの断面図を示すように、マイクロストリップ線路構造を 2本平行に配置し、それぞれに逆位相の信号を伝送させることにより、差動信号伝送線路として用いることも出来る。この場合、対の信号導体 103a、 103bには逆位相の信号が流れることから、接地導体層 105を省略することも可能である。

[0004] また、図 27Aにその断面構造を示し、図 27Bにその上面図を示すように、従来のァナログ回路や高速デジタル回路では、 2本以上の伝送線路 102a、 102bが隣接して平行にその配置間隔が高密度に配置されることが多ぐ隣接伝送線路間にはクロストーク現象が生じ、アイソレーション劣化の問題が起こる場合が多い。非特許文献 1において示されているように、クロストーク現象の起源は、相互インダクタンスと相互キヤパシタンスの両者に求めることができる。

[0005] ここで、誘電体基板 101を回路基板として、 2本並列に近接して配置された伝送線路対の斜視図である図 28 (図 27A及び図 27Bの構成に相当する斜視図）を用いて、クロストーク信号発生の原理を説明する。 2本の直線状の伝送線路 102a、 102bは、誘電体基板 101の裏面に形成された接地導体 105をその接地導体部分として、また、誘電体基板 101の表面 281において互いに近接かつ平行に配置された 2本の信号導体をその信号導体部分として構成されている。これらの伝送線路 102a、 102b の両端がそれぞれ図示されていない抵抗により終端されると、 2本の伝送線路 102a 、 102bを、電流が流れる閉じた電流ループ 293aと 293bとにそれぞれ置換して考えることによって、 2本の伝送線路 102a、 102bの持つ高周波回路特性を理解することが可能となる。

[0006] また、図 28〖こ示すよう〖こ、電流ループ 293a、 293bは、誘電体基板 101の表面 28 1におヽて電流を流す信号導体と、戻り電流が流れる基板裏面の接地導体 105と、誘電体基板 101に垂直な方向に両導体を接続する抵抗素子（図示しない）により構成される。ここでこのような回路内（すなわち電流ループ内）に導入した抵抗素子とは物理的な素子ではなぐ信号導体に沿って抵抗成分が分布する仮想的なものでよく、伝送線路が持つ特性インピーダンスと同じ値をもってヽるものと考えればょ、。

[0007] 次に、図 28を用いて、それぞれの電流ループ 293aにおいて高周波信号が流れた場合に生じるクロストーク現象について具体的に説明する。まず、高周波信号の伝送にともなって、電流ループ 293aにお!/ヽて図中の矢印の方向に高周波電流 853が流れると、電流ループ 293aを鎖交して高周波磁場 855が発生する。 2本の伝送線路 1 02aと 102bは互いに近接して配置されているので、高周波磁場 855は伝送線路 10 2bの電流ループ 293bをも鎖交してしまい、電流ループ 293bには誘導電流 857が流れる。これが、相互インダクタンスに起因したクロストーク信号発現の原理である。

[0008] 上記原理に基づき、電流ループ 293bにおいて発生する誘導電流 857の向きは、電流ループ 293aにおける高周波電流 853とは逆向きの方向に、近端側の端子 (すなわち、図示手前側の端部の端子）に向力つて流れる。高周波磁場 855の強度は電流ループ 293aのループ面積に依存し、誘導電流 857の強度は電流ループ 293bを鎖交する高周波磁場 855の強度に依存することから、 2本の伝送線路 102a及び 10 2bにより構成される伝送線路対の結合線路長 Lcpが長くなるほどクロストーク信号強度が増大する。

[0009] さらに、上述した相互インダクタンスに起因するクロストーク現象以外に、 2本の信号導体間に生じている相互キャパシタンスに起因することによつても、伝送線路 102bには別のクロストーク信号が誘発される。相互キャパシタンスにより生じるクロストーク信号は方向性を持たず、遠端側にも近端側にも同強度ずつ発生する。ここで、高速信号伝送時に、クロストーク現象に付随して伝送線路対に生じる電流要素を図 29の模式説明図に示す。図 29に示すように、伝送線路 102aの図示左側の端子 106aに電圧 Voを印加すると、パルス立ち上がり部に含まれる高周波成分に伴って伝送線路 1 02aへ高周波電流要素 Ioが流れる。この高周波電流要素 Ioによる相互キャパシタンスに起因して生じる電流 Icと相互インダクタンスに起因して生じる電流 Iiとの差力クロストーク電流として、隣接配置された伝送線路 102bの遠端側のクロストーク端子 106 dに流れ込む。一方、近端側のクロストーク端子 106cには、電流 Icと Iiの和に相当するクロストーク電流が流れ込む。このように伝送線路対が高密度に近接して配置される条件においては、一般的に電流 Iiの強度が電流 Icの強度よりも強くなるため、端子 106aに印加された電圧 Voの符号と逆符号になる負の符号のクロストーク電圧 Vfが遠端側クロストーク端子 106dで観測される。よって、クロストークの効果を抑圧するためには、相互インダクタンスの低減が必要となる。

[0010] ここで、従来の伝送線路における典型的なクロストーク特性例を説明する。例えば、図 27A及び図 27Bに示すように、誘電率 3. 8、厚さ H = 250 mでその裏面の全面を接地導体層 105とした榭脂材料の誘電体基板 101の表面に、配線幅 W= 100 μ mの 2本の信号導体、すなわち伝送線路 102a、 102bを配線間距離 G = 650 mの設定で平行に配置した構造の高周波回路を作製し、結合線路長 Lcpが 5mmのものを従来例 1、 Lcpが 50mmのものを従来例 2とする。 2本の伝送線路 102a、 102bの配置間隔である配線間隔 Dは、 G+ (WZ2) X 2 = 750 /z mである。なお、それぞれの信号導体は共に、導電率 3 X 10⁸SZm、厚さ 20 mの銅配線とした。

[0011] このような従来例 1、 2の高周波回路構造に対して、 4端子測定での順方向の通過特性 (端子 106aから端子 106b)とともに、遠端方向のアイソレーション特性 (端子 10 6aから端子 106d)について、図 30に示す従来例 1、 2の高周波回路についてのアイソレーシヨン特性の周波数依存性を示すグラフ形式の図を用いて、以下に説明する。なお、図 30のグラフにおいては、横軸に周波数 (GHz)、縦軸にアイソレーション特性 S41 (dB)を示している。

[0012] 図 30のアイソレーション特性 S41に示すように、クロストーク強度は周波数が上がるにつれて強くなる。具体的には、図中細線で示した従来例 l (Lcp = 5mm)では、 5G Hz以上の周波数帯域では 30dB、 10GHz以上の周波数帯域では 25dB、 20GHz 以上の周波数帯域では 20dBのアイソレーション特性さえも満足できないことが判る。また、図中実線で示した従来例 2 (Lcp = 50mm)では、 5GHz以上の周波数帯域では 12dB、 10GHz以上の周波数帯域では 7dB、 20GHz以上の周波数帯域ではわずか 3dBのアイソレーションさえ確保できな!/、ことが判る。このように扱う信号が高周波になるほど、更には、結合線路長 Lcpが長くなるほど、クロストーク強度は単調に増加する傾向がある。また、配置間隔 Dを減じた場合においても、クロストーク強度は単調に増加してしまう。

[0013] 非特許文献 1 :シグナル 'インテグリティ入門（CQ出版社 2002年) pp. 79

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0014] し力しながら、従来のマイクロストリップ線路においては、以下に示す原理的な課題がある。

[0015] 複数本の従来のマイクロストリップ線路を並列配置することにより発生する順方向のクロストーク現象は、以下の 2つの観点から回路の誤動作の要因となり得る。まず、第一に、伝送信号が入力された端子が接続される出力端子においては信号強度の予期せぬ低下が生じるため、回路誤動作が発生するという点である。第二に、伝送信号に含まれる広帯域な周波数成分の中でも、特に高周波成分ほど漏洩強度が高くなることから、クロストーク信号は時間軸上で非常にシャープなピークを持つことになり、隣接する伝送線路が接続された回路において誤動作が発生するという点である。特に、このようなクロストーク現象は、伝送される信号に含まれる高周波成分の電磁波の実効波長 λ gの 0. 5倍以上に渡って結合線路長 Lcpが設定される場合に顕著となる

[0016] 上述の従来例 2の高周波回路において、立ち上がり時間、立ち下がり時間 50ピコ秒、パルス電圧 IVのパルスを端子 106aへ入力した場合、遠端側の端子 106dで観察されるクロストーク波形を図 31に示す。なお、図 31は、縦軸に電圧 (V)、横軸に時間（nsec)を示している。図 31に示すように、観測されたクロストーク電圧 Vfの絶対値は 175mVに達した。なお、正符号のパルス電圧の立ち上がりに対応したクロストーク信号の符号が逆符号となったのは、上述においても説明したように、相互インダクタンスにより誘導されたクロストーク電流 Ii力相互キャパシタンスの効果により生じたクロストーク電流 Icよりも強度が強力つたことに起因している。

[0017] しかし、一方では、巿場カもの厳しい回路小型化要求に応えるため、微細な回路形成技術を用いて、隣接回路間の距離、すなわち伝送線路間の距離を可能な限り短縮した密な配置で高周波回路が実現される必要がある。また、一般的に、音声データだけでなく画像データや動画データなど扱うアプリケーションの多様ィ匕に伴って、半導体チップやボードのサイズは益々大型化しているので、回路間で配線が隣接して引き回される距離が延び、平行結合線路の結合線路長が増加の一途をたどっている。さらに、伝送信号の高速化に伴い、従来の高周波回路で許容されてきた平行結合線路長でも、実効的に線路長が増大することになり、クロストーク現象が顕著となりつつある。すなわち、従来の伝送線路の技術では、高周波帯域で高いアイソレーシヨンを維持した高周波回路を省面積で形成することが求められながら、その要求を満たすことが困難であるという問題がある。

[0018] 従って、本発明の目的は、上記問題を解決することにあって、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタル信号を伝送する伝送線路対において、良好なアイソレーション特性を維持することができる伝送線路対、及び伝送線路群を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0019] 上記目的を達成するために、本発明は以下のように構成する。

[0020] 本発明の第 1態様によれば、誘電体又は半導体により形成された基板の一方の面に配置され、当該面内における第 1の回転方向に湾曲するように形成された第 1の信号導体と、

上記第 1の回転方向と逆方向である第 2の回転方向に湾曲するように形成され、上記面において上記第 1の信号導体と電気的に直列に接続して配置された第 2の信号導体とを備え、

少なくとも上記第 1の信号導体の一部及び上記第 2の信号導体の一部を含んで、伝送線路全体における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号が伝送される伝送方向反転部が構成された 2本の伝送線路を、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に平行に隣接して配置させた伝送線路対を提供する。

[0021] すなわち、上記 2本の伝送線路において、線状の上記第 1の信号導体を上記第 1 の回転方向に湾曲させるように形成し、当該第 1の信号導体における終端と、上記第 2の信号導体の始端とを電気的に接続し、線状の当該第 2の信号導体を上記第 2の回転方向に湾曲させるように形成することにより、上記回転方向反転構造が構成されている。

[0022] ここで、「回転方向反転構造」とは、線状の信号導体により形成される電気的に一続きの線路であって、当該線路において伝送される信号の向き（方向）を、上記第 1の回転方向から上記第 2の回転方向へと反転させる構造を有する線路である。

[0023] さらに、それぞれの伝送線路において、少なくとも上記第 1の信号導体の一部及び上記第 2の信号導体の一部、あるいは他の信号導体を含んで、上記伝送線路における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号を伝送する「伝送方向反転部」が形成されている。

[0024] 上記第 1態様の伝送線路対の採用により、隣接配置される伝送線路間の相互インダクタンスの低減が可能となり、クロストーク強度が低減できる。また、上記伝送線路内の回転方向反転構造においては、信号導体が少なくとも異なる方向に 2回は湾曲されて形成されているため、伝送線路全体としての信号の伝送方向に対して、局所的には異なる方向に高周波電流が導かれる構造になっている。従来の伝送線路において、クロストークの原因である相互インダクタンスを増大せしめている原因は、隣接伝送線路と常に平行な方向に高周波電流が流れていたため、片方の伝送線路において生じた高周波磁界が、常に隣接伝送線路とも鎖交してしまう、という両伝送線路間の配置関係にある。し力しながら、隣接伝送線路において電流を進行させる局所的な方向を平行関係からずらすほど、片方の伝送線路において発生した高周波磁界と隣接伝送線路が鎖交する条件が緩和される。更に、伝送線路の局所的な進行方向を 90度よりも大きく傾けることによって、伝送線路が形成する電流ループが局所的に分断され、面積が制限されるため、効果的に相互インダクタンスを減じることが可能となる。従って、上記第 1態様の伝送線路の構成では隣接伝送線路との相互ィンダクタンスを低下させ、クロストーク量を低減することができるものである。

[0025] さらに、信号の伝送方向を反転させる伝送方向反転部が設けられていることにより、当該伝送方向反転部において、逆向きの誘導電流を発生させて、伝送線路全体において総合的に発生する誘導電流量を低減させることができ、クロストーク量をさらに低減することができる。

[0026] 本発明の第 2態様によれば、上記それぞれの伝送線路が、同じ線路長を有する第

1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0027] 本発明の第 3態様によれば、上記それぞれの伝送線路の配線領域の中心間距離力当該伝送線路の上記配線領域の幅の 1. 1倍から 2倍に設定される第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0028] 本発明の第 4態様によれば、上記それぞれの伝送線路が互いに鏡面対称に配置される第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0029] 本発明の第 5態様によれば、上記それぞれの伝送線路が互いに同じ線路形状を有し、当該それぞれの伝送線路は、上記信号の伝送方向に垂直な方向に一の上記伝送線路を平行移動させた配置関係を有する第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0030] 本発明の第 6態様によれば、上記それぞれの伝送線路が互いに同じ線路形状を有し、当該それぞれの伝送線路は、上記信号の伝送方向及び当該信号の伝送方向に垂直な方向のそれぞれの方向に、一の上記伝送線路を平行移動させた配置関係を有する第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0031] 本発明の第 7態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体における上記それぞれの湾曲の形状が円弧形状である第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0032] 本発明の第 8態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体との接続部の中心に対して、当該第 1の信号導体と当該第 2の信号導体とが点対称に配置される第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0033] 本発明の第 9態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体及び上記第 2の信号導体のそれぞれは、 180度以上の回転角度を有する上記湾曲形状を備える第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0034] 本発明の第 10態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して 90度を超える角度を有する方向を、その信号の伝送方向とする第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0035] 本発明の第 11態様によれば、上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して、 180度の角度を有する方向をその信号の伝送方向とする第 10態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0036] 本発明の第 12態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とを電気的に接続する第 3の信号導体 (導体間接続用信号導体)をさらに備え、上記第 3の信号導体を含んで、上記伝送方向反転部が構成される第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0037] 本発明の第 13態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とが誘電体を介して接続され、上記誘電体、上記第 1 の信号導体、及び上記第 2の信号導体によりキャパシタ構造が形成される第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0038] 本発明の第 14態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体及び上記第 2の信号導体が、伝送信号の周波数において、それぞれ非共振な線路長に設定される第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0039] 本発明の第 15態様によれば、上記第 3の信号導体が、伝送信号の周波数において、非共振な線路長に設定される第 12態様に記載の伝送線路対を提供する。 [0040] 本発明の第 16態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とが電気的に接続されて構成された回転方向反転構造が、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して、複数直列に接続される第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0041] 本発明の第 17態様によれば、隣接する上記回転方向反転構造が、第 4の信号導体により接続される第 16態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0042] 本発明の第 18態様によれば、上記第 4の信号導体は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向と異なる方向に配置される第 17態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0043] 本発明の第 19態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の 0. 5倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第 16態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0044] 本発明の第 20態様によれば、上記それぞれの伝送線路にぉ、て、伝送信号の周波数における実効波長の 1倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第 16態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0045] 本発明の第 21態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の 2倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第 16態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0046] 本発明の第 22態様によれば、上記それぞれの伝送線路にぉ、て、伝送信号の周波数における実効波長の 5倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第 16態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0047] 本発明の第 23態様によれば、第 1態様に記載の少なくとも一対の上記伝送線路対に差動信号を与え、差動伝送線路として機能させる伝送線路群を提供する。

[0048] 上記第 16態様のように、上記複数の回転方向反転構造を直列に接続して伝送線路を形成すれば、伝送信号に対して連続的に本発明の有利な効果を与えることができる。また、上記複数の回転方向反転構造は直接接続されるような場合であっても良いし、また、第 17態様のように、第 4の信号導体により接続されるような場合であっても良い。 [0049] 上記第 19態様や第 20態様のように、伝送信号の周波数における実効波長の 0. 5 倍以上、さらに好ましくは 1倍以上の実効線路長にわたり上記回転方向反転構造を連続して配列すれば、本発明の伝送線路対ではクロストーク抑制効果を強めることができる。また、上記第 21態様や第 22態様のように、伝送信号の周波数における実効波長の 2倍以上、さらに好ましくは 5倍以上の実効線路長にわたり上記回転方向反転構造を連続して配列すれば、本発明の伝送線路対では隣接伝送線路構造とのクロストーク抑制効果をより強めることができる。

[0050] なお、本発明の伝送線路対において、上記第 1及第 2の信号導体、さらに上記第 3 の信号導体、及び上記第 4の信号導体は、それぞれ伝送する電磁波の波長に対して短い線路長に設定されることが伝送信号の共振を回避するためには好ましい。具体的には、各構造の実効線路長は伝送信号の周波数における電磁波の実効波長の 1Z4未満に設定されることが好ましい。

[0051] また、本発明の伝送線路対の上記回転方向反転構造内においては、第 1の信号導体と第 2の信号導体の接続部、若しくは、第 1の信号導体と第 2の信号導体を接続する上記第 3の信号導体の中心を回転軸として、第 1の信号導体と第 2の信号導体が回転対称の関係で配置されることが好ましい。また、何らかの理由で回転対称性の維持が困難な場合でも、第 1の信号導体と第 2の信号導体の回転回数 Nrを等しくすることにより本発明の有利な効果を得ることができる。

[0052] また、上記第 3の信号導体及び上記第 4の信号導体を、上記伝送線路全体としての信号の伝送方向に対して完全に平行ではな!/、方向に設定することにより、両信号導体箇所において隣接伝送線路との間に生じる相互インダクタンスを低減できるので、本発明の有利な効果をさらに高めることができる。

[0053] また、本発明の伝送線路を 2本隣接して配置することにより、従来の伝送線路を同配線密度で同本数だけ隣接配置した場合よりも、必ずクロストーク強度を低減することができる。 2本の伝送線路間の関係は、信号伝送方向に対して垂直な方向へ平行移動した平行関係であってよいし、鏡面対称関係でもよい。また、平行関係もしくは鏡面対称関係にある 2本の線路のうち一方を信号の伝送方向にさらに追加平行移動することによりクロストーク強度をさらに低減できる。最適な追加平行移動距離は、複数設けられた回転方向反転構造の設定周期の半分である。

[0054] また、本発明の伝送線路を 2本隣接して配置し、両伝送線路に逆位相の信号を与えれば、差動信号伝送線路に本発明の有利な効果を持たせることができる。この場合、 2本の伝送線路をそれぞれ鏡面対称の関係で配置することにより、差動伝送モ一ドカもコモンモードへの不要なモード変換を回避することができる。また、本発明の伝送線路を 2本用、た差動信号線路対を、さらに 2対以上配置する場合にぉ、ては、同様の理由により、各差動信号線路対はそれぞれ鏡面対称の関係で配置されることが実用上好ましい。

発明の効果

[0055] 本発明の伝送線路対によれば、隣接伝送線路への不要なクロストーク信号の発生を回避出来るので、極めて配線密度が高ぐ省面積で、高速動作時にも誤動作が少ない高周波回路の提供が可能となる。

図面の簡単な説明

[0056] 本発明のこれらと他の目的と特徴は、添付された図面についての好ましい実施形態に関連した次の記述から明らかになる。この図面においては、

[図 1]図 1は、本発明の一の実施形態に力かる伝送線路対の模式斜視図であり、 [図 2A]図 2Aは、図 1の伝送線路対のうちの 1本の伝送線路の模式平面図であり、 [図 2B]図 2Bは、図 2Aの伝送線路における A1— A2線模式断面図であり、

[図 3]図 3は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、複数の回転方向反転構造が直列に接続された構成を示す図であり、

[図 4]図 4は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、回転方向反転構成の回転回数が 0. 75に設定された構成を示す図であり、

[図 5]図 5は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、回転方向反転構成の回転回数が 1. 5に設定された構成を示す図であり、

[図 6]図 6は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、第 3の信号導体及び第 4の信号導体を含む構成を示す図であり、

[図 7]図 7は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、キャパシタ構造を有する構成を示す図であり、

[図 8]図 8は、上記実施形態の伝送線路対内における電流ループが満たす条件を説明するための模式説明図であり、

[図 9]図 9は、上記実施形態の伝送線路対において局所的に進行する高周波電流の向きを示す模式説明図であり、

[図 10]図 10は、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、隣接する回転方向反転構成における回転方向が逆向きに設定された構成を示す図であり、

[図 11]図 11は、図 10の伝送線路の構成において、隣接する回転方向反転構成における回転方向を同じ向きに設定した構成を示す模式平面図であり、

[図 12]図 12は、本発明の一例の伝送線路対、比較例の伝送線路対、及び従来の伝送線路対のクロストーク強度の配線密度依存性の比較を示すグラフ形式の模式図であり、

[図 13A]図 13Aは、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、誘電体基板が厚く設定された構成を示す図であり、

[図 13B]図 13Bは、図 13Aの伝送線路に比して、誘電体基板が薄く設定された構成を示す模式平面図であり、

[図 14A]図 14Aは、上記実施形態の変形例にカゝかる伝送線路対であって、両伝送線路が平行移動の配置関係にある構成を示す模式平面図であり、

[図 14B]図 14Bは、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路対であって、両伝送線路が鏡面対称の配置関係にある構成を示す模式平面図であり、

[図 15]図 15は、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路対であって、図 14Aの構成よりさらに一の伝送線路を信号の伝送方向に平行移動した配置関係にある構成を示す模式平面図であり、 [図 16]図 16は、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路対であって、差動伝送線路として用いられる構成を示す模式平面図であり、

[図 17]図 17は、上記実施形態の実施例 1及び 2、これらの実施例に対する比較例 1 の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対のアイソレーション特性の周波数依存性を示す図であり、

[図 18]図 18は、実施例 1及び 2、並びに比較例 1の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対の通過群遅延特性の周波数依存性を示す図であり、

[図 19]図 19は、実施例 2、 2— 2の伝送線路対と従来例 2Aの伝送線路対のアイソレーシヨン特性の周波数依存性を示す図であり、

[図 20]図 20は、実施例 2、 2— 2の伝送線路対と従来例 2Aの伝送線路対の通過群遅延特性の周波数依存性を示す図であり、

[図 21A]図 21Aは、比較例 1の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔 D依存性 (周波数 10GHz)を示す図であり、

[図 21B]図 21Bは、比較例 1の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔 D依存性 (周波数 20GHz)を示す図であり、

[図 22A]図 22Aは、実施例 2の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔 D依存性 (周波数 10GHz)を示す図であり、

[図 22B]図 22Bは、実施例 2の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔 D依存性 (周波数 20GHz)を示す図であり、

[図 23A]図 23Aは、実施例 2— 3の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔 D依存性 (周波数 10GHz)を示す図であり、

[図 23B]図 23Bは、実施例 2— 3の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔 D依存性 (周波数 20GHz)を示す図であり、

[図 24]図 24は、実施例 2— 4の伝送線路対と従来例 2の伝送線路対のクロストーク強度の周波数依存性を示す図であり、

[図 25]図 25は、実施例 2— 4の伝送線路対と従来例 2の伝送線路対にパルス印加した際に、遠端クロストーク端子において観測されたクロストーク電圧波形を示す図であり、 [図 26A]図 26Aは、従来の伝送線路の伝送線路断面構造を示す図であって、シングルエンド伝送の場合の図であり、

[図 26B]図 26Bは、従来の伝送線路対の伝送線路断面構造を示す図であって、差動信号伝送の場合の図であり、

[図 27A]図 27Aは、従来の伝送線路対における模式断面図であり、

[図 27B]図 27Bは、図 27Aの従来の伝送線路対の模式平面図であり、

[図 28]図 28は、従来の伝送線路対において、相互インダクタンスに起因するクロストーク信号発生の原理を説明するための模式説明図であり、

[図 29]図 29は、従来の伝送線路対において、クロストーク現象に関係する電流要素の関係を示す模式説明図であり、

[図 30]図 30は、従来例 1および従来例 2の伝送線路対のクロストーク強度の周波数依存性を示す図であり、

[図 31]図 31は、従来例 2の伝送線路対にパルス印加した際に、遠端クロストーク端子において観測されたクロストーク電圧波形を示す図であり、

[図 32A]図 32Aは、上記実施形態の伝送線路対の模式断面図であり、同一平面に 2 本の信号導体が配置された構成を示す図であり、

[図 32B]図 32Bは、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路対の模式断面図であり、異なる平面に 2本の信号導体が配置された構成を示す図であり、

[図 33]図 33は、本発明の上記実施形態の伝送線路における伝送方向及び伝送方向反転部を説明するための模式平面図であり、

[図 34]図 34は、上記実施形態の伝送線路において、誘電体基板の表面に別の誘電体層が配置された構成を示す模式断面図であり、

[図 35]図 35は、上記実施形態の伝送線路において、誘電体基板が積層体である構成を示す模式断面図であり、

[図 36]図 36は、上記実施形態の伝送線路において、図 34の伝送線路と図 35の伝送線路の構成を組み合わせた構成を示す模式断面図である。

発明を実施するための最良の形態

本発明の記述を続ける前に、添付図面において同じ部品については同じ参照符号を付している。

[0058] 以下本発明の実施の形態について、不要輻射を抑制する原理、さらに周辺伝送線路との間のアイソレーションが改善される原理について、図面を参照しながら説明する。

[0059] (実施形態）

本発明の一の実施形態にカゝかる伝送線路が、 2本平行にかつ結合可能に隣接配置されることにより構成された伝送線路対 10の模式平面図を図 1に示す。図 1に示すように、伝送線路対 10は、誘電体基板 1の表面に形成された 2本の信号導体 3a、 3b と、誘電体基板 1の裏面に形成された接地導体層 5とを備えており、これにより互いにその全体的な信号の伝送方向を平行としかつその線路長が同一である 2本の伝送線路 2a、 2bが構成されている。また、それぞれの信号導体 3a及び 3bは、後述する回転方向反転構造 7という大略螺旋形状の回転構造を有する信号導体部分を備えている。まず、このような伝送線路 2a、 2bが有する回転方向反転構造 7の詳細な構造の説明、並びに当該構造により得られる不要輻射抑制の原理、及びアイソレーション改善の原理について、具体的に説明する。

[0060] また、当該説明にあたって、図 1に示す伝送線路対 10より、 1本の伝送線路 2aを抜き出して模式的に示す模式平面図を図 2Aに示し、また、図 2Aの伝送線路 2aにおける A1— A2線断面図を図 2Bに示す。

[0061] 図 2A及び図 2Bに示すように、誘電体基板 1の表面には信号導体 3aが、裏面には接地導体層 5が形成されており、これらにより伝送線路 2aが構成されている。仮に、図 2Aにおヽて図示左側から右側へと信号を伝送する場合、本実施形態の伝送線路 2aの信号導体 3aは、少なくとも一部の領域において、基板 1の表面内における第 1 の回転方向（図示時計方向） R1に高周波電流を 1回転だけ螺旋形状に回転させる（すなわち、 360度回転させる）第 1の信号導体 7aと、第 1の回転方向 R1とは逆方向の第 2の回転方向（図示反時計方向) R2に高周波電流を 1回転だけ螺旋形状に回転させる（すなわち反転させる)第 2の信号導体 7bが、接続部 9において接続された構造となっている。本実施形態においては、このような構造が回転方向反転構造 7となつている。なお、図 2Aに示す信号導体 3aにおいて、第 1の信号導体 7aと第 2の信号導体 7bとの範囲を明確に示すために、それぞれの信号導体 7a及び 7bには、互いに異なるハッチング模様を付して、る。

[0062] 図 2Aに示すように、回転方向反転構造 7は、所定の線路幅 wを有する信号導体により形成されており、第 1の回転方向 R1に向けて湾曲されて形成された滑らかな円弧による螺旋形状を有する第 1の信号導体 7aと、第 2の回転方向 R2に向けて湾曲されて形成された滑らかな円弧による螺旋形状を有する第 2の信号導体 7bと、第 1の信号導体 7aの一の端部と第 2の信号導体 7bの一の端部とを電気的に接続する接続部 9とを備えている。さらに、図 2Aに示すように、第 1の信号導体 7aと第 2の信号導体 7 bは、接続部 9の中心を基点として、回転対称 (あるいは点対称)の配置関係にあり、接続部 9の中心において誘電体基板 1を垂直に貫通する軸（図示せず） i 上記回転対称の回転軸に相当する。

[0063] さらに、図 2Aに示すように、回転方向反転構造 7において、第 1の信号導体 7aは、その湾曲曲率が比較的小さな半円弧形状の信号導体と、その湾曲曲率が比較的大きな半円弧形状の信号導体とが接続されることにより、 360度回転構造を有する螺旋形状の信号導体を形成しており、第 2の信号導体についても同様である。そして、上記湾曲曲率が大きな 2本の半円弧形状の信号導体が、接続部 9において互いに電気的に接続されることにより、回転方向反転構造 7が構成されている。なお、図 2Aに示すように、回転方向反転構造 7のそれぞれの端部、すなわち、第 1の信号導体 7a の外側端部及び第 2に信号導体 7bの外側端部は、略直線状の外部信号導体 4に接続されている。

[0064] また、回転方向反転構造 7において、仮に図示左側から右側への方向を伝送線路 2全体における信号の伝送方向とした場合に、当該伝送方向が反転された方向に信号を伝送する伝送方向反転部 8 (図示点線で囲まれた部分）が構成されている。なお、この伝送方向反転部 8は、第 1の信号導体 7aの一部と第 2の信号導体 7bの一部とにより構成されている。

[0065] ここで、伝送線路における信号の伝送方向について、図 33に示す伝送線路 (すなわち、伝送線路対を構成する一方の伝送線路)の模式平面図を用いて以下に説明する。本明細書において、信号導体の形状が湾曲された形状を有している場合には、伝送方向とはその接線方向であり、信号導体の形状が直線形状を有しているような場合には、伝送方向とはその長手方向となる。具体的には、図 33に示すように、直線形状を有する信号導体部分と、円弧形状を有する信号導体部分とを有する信号導体 503により構成された伝送線路 502を例とすると、直線形状の信号導体部分における局所的な位置 P1及び P2においては、その伝送方向 Tは、信号導体の長手方向である図示右向き方向となる。一方、円弧形状を有する信号導体部分における局所的な位置 P2〜P5においては、当該局所的な位置 P2〜P5における接線方向がそれぞれの伝送方向 Tとなる。

[0066] また、図 33の伝送線路 502において、その伝送線路 502全体における信号の伝送方向 65を図示右向きとし、この方向を X軸方向、この X軸方向に同一平面において直交する方向を Y軸方向とすると、位置 P 1〜P6におけるそれぞれの伝送方向 Tは、 X軸方向の成分である Txと、 Υ軸方向の成分である Tyとに分解することができる。位置 Pl、 P2、 P5、及び P6においては、 Txが + (プラス) X方向の成分を有する一方、位置 P3及び P4においては、 Txがー（マイナス) X方向の成分を有する。本明細書においては、このようにその伝送方向が X方向の成分を有する部分が、「伝送方向反転部」となっている。具体的には、位置 P3及び P4は、伝送方向反転部 508内における位置であり、図 33の信号導体において、ハッチングを付した部分が伝送方向反転部 508となっている。本実施形態の伝送線路においては、必ずこのような伝送方向反転部が含まれて構成される。なお、このような伝送方向反転部が配置されること〖こより得られる効果等についての説明は後述する。

[0067] また、図 3の本実施形態の変形例に力かる伝送線路 12aの模式平面図に示すように、回転方向反転構造 7を複数回直列に接続して、伝送線路 12aを構成することが本発明の有利な効果を得るためには好ま Uヽ。図 3では互いに隣接されるそれぞれの回転方向反転構造 7は、他の信号導体を介することなぐ直接的に接続された構成となっている。なお、図 3においては、本実施形態の変形例にかかる伝送線路対のうちの 1本の伝送線路 12aのみを図示しており、図示しない他方の伝送線路は、図 3 に図示される伝送線路 12aと同じ形状および線路長を有している。

[0068] また、図 4の本実施形態の変形例に力かる伝送線路 22aの模式平面図に示すように、回転方向反転構造 27内の第 1の信号導体 27a及び第 2の信号導体 27bの回転回数 Nrの設定を、図 2Aにおける回転方向反転構造 7における Nr= l回とは異なり、 Nr=0. 75回と設定するような場合であっても良い。また、図 5の伝送線路 32aの模式平面図に示すように、回転方向反転構造 37内の第 1の信号導体 37a及び第 2の信号導体 37bの回転回数 Nrを 1. 5回に設定するような場合であっても良い。いずれの伝送線路 22a、 32aにおいても、回転方向反転構造 27、 37及び伝送方向反転部 28、 38が含まれた構成が採用されている。なお、図 4の伝送線路 22a及び図 5の伝送線路 32aにおいては、図示点線で囲まれた部分が伝送方向反転部 28、 38であり、図 5の伝送線路 32aの各回転方向反転構造 37においては、伝送方向反転部 38は 2つの部分に分けて構成されている。また、図示はしていないが、これ以外の回転回数 Nrを設定するような場合であっても良い。また、図 4及び図 5においても図 3と同様に形状および線路長を同じとする伝送線路対のうちの 1本の伝送線路のみを図示している。

[0069] 本発明の伝送線路において回転方向反転構造を設ける距離については、隣接伝送線路間の配置間隔 D (例えば、図 1の伝送線路対 10の配置間隔 D)を各伝送線路の配線幅 (線路幅) w (例えば、図 2Aの信号導体 3aの配線幅 w)の 1倍〜 10倍程度の範囲内に設定する通常の回路ボード内での設定条件における隣接伝送線路間のクロストーク特性を考慮して、以下の条件を満足することが好まし、。

[0070] すなわち、上記通常の条件では、隣接伝送線路間の結合が弱い場合においては、線路結合長 Lcpが伝送周波数の実効波長の 5倍程度に達した場合に、隣接伝送線路間のクロストーク強度が最大値をとることがあり、逆に結合が強い場合においては、線路結合長 Lcpが伝送周波数の実効波長の 2倍程度に達した場合に、隣接伝送線路間のクロストーク強度が最大値をとることがある。例えば、従来例 2の高周波回路における結合線路長 Lcpが 50mmは、クロストーク強度が無視できな、値になって!/、る周波数 20GHzにとつて実効波長の 5倍に相当している。また、このようなクロストーク現象は、伝送される信号の周波数における実効波長え gの少なくとも 0. 5倍以上に渡って結合線路長 Lcpが設定されるような場合に顕著となる。従って、隣接伝送線路構造とのクロストーク抑制を目的とする場合、回転方向反転構造が複数接続されている領域が、伝送される信号の周波数における実効波長え gの 0. 5倍以上、好ましくは 2倍以上、より好ましくは 5倍以上の長さにわたり設定されることが好ま、。

[0071] なお、本実施形態の伝送線路 2aにおいては、信号導体 3が誘電体基板 1の最表面に形成されている場合にのみ限られるものではなぐ内層導体面 (例えば、多層構造基板における内層表面）に形成されているような場合であっても良い。同様に、接地導体層 5も誘電体基板 101の最裏面に形成されている場合にのみ限られるものではなぐ内層導体面に形成されているような場合であっても良い。すなわち、本明細書において、基板の一方の面 (あるいは表面）とは、単層構造の基板あるいは積層構造の基板における最表面若しくは最裏面、又は内層表面のことである。

[0072] 具体的には、図 34の伝送線路 2Aの模式断面図（すなわち、伝送線路対を構成する 2本の伝送線路のうちの 1本の伝送線路のみを示す模式断面図（以下、図 35及び図 36においても同様)）に示すように、誘電体基板 1の一方の面（図示上面） Sに信号導体 3が配置され、他方の面（図示下面）に接地導体層 5が配置された構造において、誘電体基板 1の一方の面 Sに別の誘電体層 L1が配置され、接地導体層 5の下面にさらに別の誘電体層 L2が配置されるような場合であってもよい。さらに、図 35の模式断面図に示す伝送線路 2Bのように、誘電体基板 1自体が複数の誘電体層 la、 lb、 lc、及び Idからなる積層体 L3として構成され、この積層体 L3の一方の面（図示上面 ) Sに信号導体 3が配置され、他方の面（図示下面）に接地導体層 5が配置されるような場合であってもよい。また、図 34に示す構成と図 35に示す構成とが組み合わされた構成を有する図 36に示す伝送線路 2Cのように、積層体 L3の一方の面 Sに別の誘電体層 L1が配置され、接地導体層 5の下面にさらに別の誘電体層 L2が配置されるような場合であってもよい。図 34から図 36のいずれの構成の伝送線路 2A、 2B、及び 2Cにお、ても、符号 Sにて示す表面が「基板の表面（一方の面）」となる。

[0073] また、図 2Aに示す伝送線路 2aにおいては、第 1の信号導体 7aと第 2の信号導体 7 bの間は接続部 9において直接接続されているが、本実施形態にカゝかる伝送線路は、このような場合についてのみ限られるものではない。このような場合に代えて、例えば、図 6の模式平面に示す伝送線路 42aのように、回転方向反転構造 47において第 1の信号導体 47aと第 2の信号導体 47bとが、直線 (若しくは非回転構造)の導体間接続用信号導体の一例である第 3の信号導体 47cを介して接続されるような場合であっても良い。この場合、第 3の信号導体 47cの中点を 180度回転対称の回転軸と設定することができる。なお、図 6に示す伝送線路 42aにおいて、図示点線にて囲まれた部分である伝送方向反転部 48は、第 1の信号導体 47aの一部と、第 2の信号導体 47bの一部と、第 3の信号導体 47cの全部とにより構成されている。

[0074] また、回転方向反転構造 7の接続部 9には、信号導体が配置されるような場合に限られるものではない。このような場合に代えて、例えば、図 7に示すように、伝送線路 5 2aの回転方向反転構造 57において、第 1の信号導体 57aと第 2の信号導体 57bと電気的に接続する接続部 59に誘電体 57cが配置され、通過する高周波信号にとって通過可能となるに十分な容量値を有するキャパシタで高周波的に両者が接続されるような場合であっても良い。このような場合にあっては、回転方向反転構造 57がキヤパシタ構造を有することとなる。なお、図 7の伝送線路 52aにおいて、図示点線にて囲まれた部分である伝送方向反転部 58は、第 1の信号導体 57aの一部と、第 2の信号導体 57bの一部と、誘電体 57cとにより構成されている。

[0075] また、図 3に示す伝送線路 12aにおいては、隣接する回転方向反転構造 7の間には、その他の導体を介させることなぐ直接接続としたが、このように直接接続が行われるような場合についてのみ限られるものではない。このような場合に代えて、例えば、図 6に示す伝送線路 42aのように、直線 (若しくは非回転構造等)の構造間接続用信号導体の一例である第 4の信号導体 47dを介して、隣接する回転方向反転構造 4 7同士を接続するような場合であっても良い。また、図示はしないが、このような構造間の電気的な接続は、容量でキャパシタを構成するように行われるような場合であつても良い。

[0076] また、導体配線を所定の回転方向に湾曲させて形成する第 1の信号導体 7a及び第 2の信号導体 7bは、必ずしも螺旋円弧形状である必要はなぐ多角形、矩形の配線の足し合わせによって構成されてもょ、が、信号の不要な反射を回避するためには、なだらかな曲線を描いて実現されることが好ましい。信号伝送経路が曲げられると回路的にはシャントのキャパシタンスが発生するため、この効果を減じるため、第 1 の信号導体及び第 2の信号導体は、第 3の信号導体や第 4の信号導体の線路幅と比ベて細ヽ線路幅 Wでその一部が実現されるような場合であっても良、。

[0077] また、一の回転方向反転構造において、第 1の信号導体と第 2の信号導体の回転回数 Nrは、その設定が必ずしも同じである場合にのみ限られるものではないが、回転回数 Nrを等しく設定されることが好ましい。また、このように回転回数 Nrを一の回転方向反転構造において考えるような場合に代えて、一の回転方向反転構造における第 1の信号導体と第 2の信号導体の組み合わせと、上記一の回転方向反転構造に隣接配置される回転方向反転構造における第 1の信号導体と第 2の信号導体の組み合わせを考慮して、総回転回数 Nrの和が 0 (ゼロ）に近い値になるよう設定するような場合であっても、本発明の有利な効果を得ることができる。

[0078] また、第 1の信号導体 7a、第 2の信号導体 7b、及び接続部 9により構成され、伝送方向反転部 8を含む回転方向反転構造 7を少なくとも 1個以上有している同じ線路長の伝送線路により構成される伝送線路対であれば、本発明の効果を得ることができる力特にこのような回転方向反転構造が複数配置されている伝送線路が用いられることが、より好ましい。

[0079] 次に、本実施形態の伝送線路が隣接伝送線路との間のクロストーク抑制を可能とする原理、及び不要輻射を抑制する原理について、以下に説明する。

[0080] 本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路 2aにおヽては、まず、信号導体 3a の各部位が隣接する伝送線路 2bと平行な位置関係を常に保つことがないよう配置関係が工夫されており、この結果、直線的に配置された従来の伝送線路対と比較して、隣接伝送線路との間に生じていた相互インダクタンスの低減を図ることができ、クロストーク強度抑圧効果を得ることができる。この工夫された配置関係は、例えば、伝送線路 2aが備える回転方向反転構造 7において、第 1の信号導体 7aと第 2の信号導体 7bがそれぞれ所定の回転方向に湾曲された構造を有していることから実現される。

[0081] 既に背景技術でも説明したように、従来の伝送線路構造を採用した場合の隣接伝送線路間のクロストークの主要因は相互インダクタンスに起因した誘導電流である。従来の伝送線路対にぉ、て、伝送線路間の相互インダクタンスが強くなつてしまう原因は、伝送線路が仮想的に形成する電流ループと、もう一方の伝送線路の形成する電流ループとが、両伝送線路が隣接して配置されている区間長 (すなわち結合線路長）に渡って、常に平行に近接配置され続けている点にある。この条件では、片方の電流ループを鎖交する高周波磁束が発生すると、もう片方の電流ループを必ず鎖交してしま!、、相互インダクタンスが大きな値になってしまう。

[0082] このような 2つの電流ループ間に生じる相互インダクタンスを低減させるためには、 2 つの電流ループを平行ではなぐ相対的な角度をもって配置する、また、各電流ループのループ面積を減じる、という 2つの方法が有効である。従って、本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路 2aにおいては、信号導体 3aに回転方向反転構造 7を導入し、相互インダクタンスの効果的な削減を実現する。すなわち、回転方向反転構造 7の導入は、局所的な信号導体の向きを伝送線路 2a全体における信号伝送方向に平行でない方向に強制的に向けるため、伝送線路 2a、 2bが形成する電流ループのループ同士の配置関係が平行でない箇所を積極的に生じさせ、また、ループ同士が平行に配置される局所的な箇所においても、そのループ面積を従来の伝送線路を採用した場合と比較して格段に低減させて!/ヽる。

[0083] さらに、本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路 2a、 2bにおいては、 2つの電流ループ間に生じる相互インダクタンスをさらに低減する方法を採用すべく構造が最適化される。すなわち、局所的に電流を信号伝送方向とは逆の方向に流す伝送方向反転部 8を意図的に設定し、通常の伝送線路とは逆の方向に誘導電流を生じさせて、総合的な相互インダクタンスを抑制する構造である。

[0084] 伝送線路内を進行する高周波電流が局所的に形成する電流ループの配置を、従来のマイクロストリップ線路と異ならせることによって、本実施形態の伝送線路が隣接伝送線路間クロストークを低減する原理について、図 8に示す模式説明図を用いてさらに具体的に説明する。

[0085] 既に背景技術において図 28の模式斜視図を用いて説明したように、従来の伝送線路対の伝送線路 102aにおいては、進行する高周波電流 853が電流ループ 293a を流れると、電流ループ 293aを直交する高周波磁場 855が誘導される。誘導された高周波磁場 855は隣接伝送線路 102bが形成する電流ループ 293bを鎖交するため、相互インダクタンスに基づきクロストークの要因となる誘導電流 857が発生する。ここで、相互インダクタンスの強度は両伝送線路のそれぞれの電流ループのループ面積の積とその方向がなす角の余弦に比例する。

[0086] 一方、図 8の模式説明図には、矢印 65の方向に高周波電流を進行する本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路 2b (伝送線路対 10における伝送線路 2aと同じ構成を有している）において、回転方向反転構造 7内の回転回数 Nrがそれぞれ 0. 5 の場合の構造を模式的に示す。なお、図 1及び図 2Aに示す本実施形態の伝送線路対における伝送線路 2aが備える回転方向反転構造 7は、その回転回数 Nrが 1を有する構造のものである力図 8の伝送線路 2bを用いた説明においては、その説明の理解を容易にすることを目的として、回転回数 Nrが 0. 5に設定された構造を用いて以下の説明を行うものとする。

[0087] また、図 8においては、伝送線路 2b内の局所的な部位における高周波電流の向きを矢印で示すと共に、それらの高周波電流要素が対となる接地導体 5の戻り電流と共に仮想的に形成する局所的な電流ループ 73、 74の一部を示している。なお、説明の理解を容易なものとするため、本実施形態の伝送線路 2bと平行に配置されクロストークを受ける隣接伝送線路 2aはその図示を省略している。

[0088] 図 8に示すように、信号導体 3aの局所的な向きと信号の伝送方向 65 (伝送線路 2a 、 2b全体としての信号の伝送方向）が平行である箇所で生じる電流ループ 73では、隣接伝送線路が形成する電流ループと鎖交することが可能な高周波磁束 855を発生させるので、従来と同じように相互インダクタンスによる誘導電流は隣接伝送線路に発生している。しかし、本実施形態の伝送線路対における伝送線路 2aは、第 1の信号導体 7a及び第 2の信号導体 7bが湾曲形状に形成されているため、信号導体部分において信号の伝送方向が局所的に向きを変える箇所がある。これにより、例えば信号の伝送方向 65と直交する向きに信号導体が局所的に曲げられた箇所での電流ループ 74は、隣接伝送線路の方向へ向いた高周波磁場 855を発生させることが原理的に不可能であり、相互インダクタンスの増加に寄与しない構造となる。また、信号導体における局所的な湾曲部分は、従来の伝送線路では線路長に渡り連続していた電流ループを長さ方向に分断する効果を発現し始めている。その結果、少なくとも回転回数 Nrが 0. 5を超える値に設定されれば、電流ループ 73のループ面積を低減させ、相互インダクタンスの強度を抑圧できることが分かる。従って、本実施形態の伝送線路 2b、すなわち伝送線路 2a及び 2bにより構成される伝送線路対 10は、回転回数 Nrが 0. 5を超える値に設定されれば、従来の伝送線路よりもクロストーク強度の低減が可能となるものである。

[0089] 次に、図 1に示す本実施形態の伝送線路対 10において、各伝送線路 2a、 2bに伝送される高周波電流の向きを簡略ィ匕した模式説明図を図 9に示す。なお、図 8を用いた説明により、信号の伝送方向 65とは垂直な方向に局所的に信号導体が配置された箇所は、両伝送線路間の相互インダクタンスへの寄与が無視できると考え、図 9の模式説明図からは省略している。さらに、信号伝送方向 65と垂直でも平行でもなく斜め方向に信号が伝送する大部分の箇所は、伝送方向に垂直な方向と平行な方向の 2方向にその成分をベクトル的に分解することが可能であることから、図 1に示した構造の伝送線路対 10における各々の伝送線路 2a、 2bにおけるそれぞれの回転方向反転構造 7は、模式的に 6本の平行結合線路である局所部位 6 la、 61b、 63a, 63b 、 65a、 65bに近似して示すことができる。

[0090] 図 9に示すように、本実施形態の伝送線路 2bにおいては、信号導体が局所的に方向を転換する箇所が局所部位 61bと 65bの両端などで生じているだけでなぐ一部の局所部位 63bにおいては、信号の伝送方向 65とは逆向きの方向に信号導体が電流を流す局所的な構造、すなわち信号の伝送方向を反転させる伝送方向反転部を含む構成が実現されている。図 9において矢印で電流の向きを示すように、隣接伝送線路 2aを伝送する高周波電流 853により生じる誘導電流は、伝送線路 2bにおける局所部位 61b及び 65bと、局所部位 63bとでは逆向きに発生する。よって、局所部位 63bにおいて誘導電流 (すなわち逆向きに生じる誘導電流）が生じる分だけ、伝送線路 2b全体において総合的に発生する誘導電流量を低減させることができ、クロストークを抑制することができる。なお、本明細書において、「信号の伝送方向を反転させる」とは、例えば図 9に示すように、信号伝送方向 65を X軸方向、この X軸方向に直交する方向を Y軸方向とした場合において、信号導体における伝送される信号の方向を表すベクトルに、少なくとも X成分が生じるようにすることである。この条件は、上述の図 8の説明でも示した、回転回数 Nrが 0. 5を超えた値に設定される条件を含んでいる。 [0091] なお、伝送線路 2aにおいて伝送される高周波電流 853との距離が最も遠い伝送線路 2bにおける局所部位 65bでは、発生される誘導電流の強度も小さぐ伝送線路 2b 全体にて総合的に生じる誘導電流量に対して無視して考えることが可能である。また、本実施形態において隣接伝送線路との配線間隔を一定とした場合、従来の直線状の伝送線路を採用した場合と比較して、局所部位 6 lbは伝送線路 2aと近接されるものの、配線が近接した状態での線路間の相互インダクタンスは更なる線路間隔の近接に対して値が飽和する傾向があるので、局所部位 6 lbで生じる誘導電流量は局所部位 63bで生じる誘導電流と比較して極端に高くはならない。この結果、局所部位 63bの導入による従来とは逆方向の誘導電流の発生力伝送線路間の相互インダクタンスを効果的に低減することが可能となる。

[0092] なお、図 9の模式説明図においては、伝送線路 2bにおいて問題とする局所部位 6 3bでの電流方向を信号の伝送方向 65とは完全に反転した方向として図示して!/、る力実際には局所部位 63bが信号伝送方向 65と 90度を超える角度を持つ向きを有していれば (すなわち、—X成分を持つ向きを有していれば）、模式説明図中に示したように、信号伝送方向 65に対して逆の方向の誘導電流の成分が部分的に生じているものと捉えることができる。従って、本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路 2bにおいては、信号伝送方向 65と 90度を超えて異なる方向に局所的に信号を伝送する信号導体である伝送方向反転部を回転方向反転構造 7内に含むことが必要であり、信号伝送方向 65と 180度反転された方向に信号を伝送する伝送方向反転部が含まれることが好ま U、。

[0093] 本実施形態の伝送線路対 10を用いて説明した上記原理を基に、本発明の伝送線路が隣接伝送線路との間のクロストークを抑制するために特に好ましい条件を以下に示す。

[0094] まず、本発明の伝送線路の回転方向反転構造内において、回転構造の回転回数 Nrが 0. 5を超える値に設定されれば、当該回転方向反転構造内において、伝送線路全体としての信号の伝送方向とは 90度を超えて異なる方向へ電流を局所的に導く部位、すなわち伝送方向反転部を必ず生じさせることができるため、効果的にクロストーク抑制効果が得られる。 [0095] また、仮に回転回数 Nrが 0. 5よりも小さい値であったとしても、回転方向反転構造内において、第 1の信号導体と第 2の信号導体とを接続する第 3の信号導体が採用される場合、又は、複数の回転方向反転構造間を接続する第 4の信号導体が採用される場合においては、信号導体の少なくとも一部位の向きを、信号伝送方向と 90度を超えて異なる方向へ電流を局所的に導くよう設定すれば、クロストーク抑圧効果を効果的に得ることが可能である。

[0096] なお、本発明の伝送線路対を構成するそれぞれの伝送線路内において回転方向反転構造を複数回直列に接続する場合、例えば図 5に示したように、一の回転方向反転構造 37が有する第 2の信号導体 37bと、当該一の回転方向反転構造 37に隣接する別の一の回転方向反転構造 37が有する第 1の信号導体 37aとの互いの回転方向が逆向きに設定される配置の採用が、クロストーク抑制効果を得るためには好ましい条件である。

[0097] また、図 10の模式平面図に示す伝送線路 62aのように、隣接する回転方向反転構造 67、 67間を、信号の伝送方向 65に平行な第 4の信号導体 67dを用いて接続することにより、回転方向反転構造 67 (図示左端に配置）に含まれる第 2の信号導体 67b と、隣接する回転方向反転構造 67 (図示中央に配置）に含まれる第 1の信号導体 67 aとを、同一の回転方向（すなわち第 2の回転方向 R2)に設定することも可能である。しかしながら、図 10に示す伝送線路 62aの構造では、第 4の信号導体 67dが信号の伝送方向 65と平行に配置されることとなるため、相互インダクタンス低減のために本発明の伝送線路が行ってきた工夫が最大限採用されているとはいえない。すなわち、第 4の信号導体 67dは、隣接伝送線路と平行して配置される区間長 (線路長)が長 Vヽので、却って本発明の伝送線路が有する相互インダクタンス低減の効果を低下させてしまう恐れがある。また、第 4の信号導体 67dが伝送線路の中で隣接伝送線路に最も近接した位置に配置されるような構成であれば、隣接伝送線路との間の相互キャパシタンスが不要に増加する恐れもある。

[0098] よって、同じ回転回数 Nrの回転方向反転構造を採用して本発明の有利な効果を効果的に得るためには、図 10の構造の伝送線路 62aより、図 11の構造の伝送線路 7 2aを採用することが好ましい。すなわち、図 11の伝送線路 72aのように、第 4の信号導体 77dを、信号の伝送方向 65に対して平行に配置させず、傾斜された方向に配置させることが好ましい。なお、図 11の伝送線路 72aのように、隣接する回転方向反転構造 77同士を接続する第 4の信号導体 77dが、略直線状に形成されながら、信号伝送方向 65に対して傾斜された方向に配置されるような構造においては、それぞれの回転方向反転構造 77の同じ配置形状となる。

[0099] また、第 4の信号導体を伝送する間に伝送信号の位相が極端に回転することは好ましくないので、第 4の信号導体の線路長は伝送される信号の周波数における実効波長の 4分の 1未満の線路長に設定されることが好ましい。なお、図 10及び図 11においても図 3等と同様に、伝送線路対を構成する 2本の伝送線路のうちの 1本の伝送線路のみを示している。

[0100] ここまでは、本発明の伝送線路の採用が相互インダクタンスを低減し、クロストーク現象が抑圧される原理について説明したが、次に、本発明の伝送線路が有していて、従来の伝送線路にはない、産業上利用するにあたって有利となる特性について詳しく説明する。

[0101] 当該説明にあたって、まず、 2本の隣接伝送線路間クロストーク特性の配線間隔 D 依存性の典型例を模式的にグラフ形式の図として図 12に示す。なお、図 12においては、本発明の伝送線路対を採用した場合の特性として回転方向反転構造の回転回数 Nrが 1回転の伝送線路対 (すなわち、伝送方向反転部を含む構成)の特性と、その比較例として回転方向反転構造の回転回数 Nrが 0. 5回転の伝送線路対 (すなわち、伝送方向反転部を含まない構成）の特性をそれぞれ実線で示し、従来の直線状の伝送線路対を採用した場合の特性を点線で示している。また、図中に示した特性は特定の周波数、例えば 10GHzでのクロストーク特性である。配線間隔 Dは図 1 において示したように、総配線形成領域の中心間の間隔として定義され、比較した 3 つの例で配線間隔 Dは同一に設定している。すなわち、図中で比較した 3つの例においては、単位幅あたりの伝送線路の配線本数密度は同一である。また、本発明の伝送線路対における局所的な信号導体幅 wは、比較例の伝送線路対の信号導体幅 wと、従来の伝送線路の例における信号導体幅 wと同一であり、それぞれの伝送線路の実効的な特性インピーダンスは同一と、う設定で比較して、る。 [0102] 図 12に示すように、従来の伝送線路対においては、配線間隔 Dを減じればクロスト一ク量は単調増加する。このため従来の伝送線路対を採用すれば、所定の値以上のクロストーク抑制効果を得るためには、配線間隔 Dを増加させて、伝送線路の配線密度を下げる以外に方法がない。し力しながら、本発明の伝送線路対（回転回数 Nr = 1回転）は、配線間隔 Dの値を徐々に減じていくと、従来の伝送線路対とはまったく異なるクロストーク特性を示し始める。すなわち、配線間隔 Dの値が所定の配線間隔 D3以下の値となると、クロストーク量は極端に減少し始め、従来の伝送線路対よりもはるかに良好な値へと改善されていく。具体的には、回転方向反転構造の回転回数 Nrが 1回転である本発明の伝送線路対においては、クロストーク強度は配線間隔 D =D2 (D2< D3)で極小値をとり、従来の伝送線路対との特性改善量 Δ Sは最大に達する。配線間隔 D< D2では、クロストーク強度は増加し始める力それでも従来の伝送線路対の構成よりははるかに良好な特性を達成することができる。伝送線路間が非常に近接し、配線領域間隔 dが 0に近づく配線間隔 D = Dcに達するまで、本発明のクロストーク抑圧効果は維持される。解析的に求められる配線間隔 D = Dcの条件では、配線領域間隔 dは現実的なプロセスルールで実現困難な程度まで低、値になるため、本発明の伝送線路対は、同じ配線本数密度の条件下で現実的なプロセスルールを仮定すると、従来の伝送線路対よりも常に良好なアイソレーション特性を得ることができるという産業上非常に有利な効果を有する。

[0103] さらに、本発明の伝送線路対の好ましい特徴として、最小クロストーク強度を実現する配線間隔 D値である D2が周波数依存性を有さない点が挙げられる。すなわち、どの周波数であっても常に配線間隔 D = D2の場合に、隣接伝送線路間のクロストーク強度は最小値となる。よって、今後機器内で扱う信号の伝送速度が向上し、信号に含まれる高周波成分の周波数が変化しても、新たに配線ルールを設定し直す必要もなぐ本発明の有利な効果を持続して得ることができる。

[0104] また、配線間隔 D2と特性改善量 Δ Sと本発明の伝送線路対の構造との関係を定性的に説明すると、第 1の信号導体と第 2の信号導体の回転回数 Nrが 1回転程度と大きい値であった場合には、配線間隔 D = D2の条件は配線本数密度が低い構造に相当するものの、非常に良好なアイソレーション特性を得ることができる。逆に回転回数 Nrが小さい構造、例えば比較例の伝送線路対のように回転回数 Nr=0. 5回転という構造を採用すれば、配線間隔 D = D2の条件は従来の伝送線路対よりは良好なアイソレーション特性を得ることができるものの、クロストーク強度抑圧量は本発明の伝送線路対（回転回数 Nr= l回転の構成）ほどではなくなる。し力しながら、非常に配線密度が高い条件でクロストーク量を極小値にすることができるということになり、どちらも産業上有意な効果を提供することができる。

[0105] 上述したクロストークが極小値を取る現象は、本発明の伝送線路対において、従来の伝送線路対よりも配線領域間隔 dが減少したことによる相互キャパシタンス増加に起因している。背景技術で説明したように、クロストーク電流は、相互キャパシタンスに起因する Icと相互インダクタンスに起因する誘導電流 Iiとの差に相当し、通常の伝送線路対では Ii>Icとなっている。本発明の伝送線路対においては、上述したように誘導電流 Πを低減する構造を採用しているが、更に、従来の伝送線路対よりも総配線領域幅 Wが広いことから隣接伝送線路との間の配線領域間隔 dが減少するので Icを効果的に増大させてもいる。この結果、配線間隔 D = D2の条件では逆符号で等強度となった Iiと Icが遠端側のクロストーク端子において相殺され、クロストーク信号強度を最小化することを可能とすることができる。なお、上記説明を裏付けるように、配線間隔 D< D2では Iiく Icであるので遠端側のクロストーク端子におけるクロストーク電圧は配線間隔 D>D2の場合とは逆の符合となる。

[0106] また、本発明の伝送線路対では従来の伝送線路対より総配線領域幅 Wが増大しているので、極端に小さい配線間隔 D値は物理的に設定できない。例えば、総配線領域幅 Wが配線幅 wの 5倍に設定されれば、配線間隔 Dは wの 5倍以下に設定できなくなるが、解析的に求めた配線間隔 Dcの値は、信号導体の回転構造の回転回数 Nr などの条件が変化しても、配線幅 wの 5. 2倍程度の値に集中する結果が得ることができる。また、総配線領域幅 Wが配線幅 wの 3倍に設定された場合、解析により求めた配線間隔 Dcは配線幅 wの 3. 2倍程度である。すなわち、総配線領域間の間隙 d が配線幅 wの 5分の 1以上に保たれれば、本発明の伝送線路対は従来の伝送線路対よりも良好なアイソレーションが維持できるものと考えられる。

[0107] また、通常、配線間隔 D3は総配線領域幅 Wの 2倍程度である。 D>D3でも、従来の伝送線路対を採用した場合と比較した本発明の優位な効果はその度合いが低減するものの、従来の伝送線路対に比べ特性が劣化することはない。すなわち、本発明の伝送線路対は、配線領域間隔 dが極端に低下した場合を除いては、全ての配線密度条件において従来の伝送線路対よりクロストークが抑制されるという有利な効果を提供することが可能である。

[0108] 相互インダクタンス低減や不要輻射抑制の目的では、回転方向反転構造内の回転回数 Nrの設定は、大きい値となるほど有利な効果が得られるものの、第 1の信号導体と第 2の信号導体の電気長が伝送電磁波の実効波長に対して無視できない線路長に達すると、本発明の効果が失われることにもなる。また、回転回数 Nrの増加は、総配線領域幅 Wの増カロも招き、回路の省面積ィ匕にとって好ましくない。また、総配線長の増加は、信号遅延の原因ともなると考えられる。また、伝送周波数帯域の上限においては電磁波の実効波長は短くなるので、回転数を高く設定すれば、第 1の信号導体及び第 2の信号導体の配線長が電磁波波長に近づき共振条件に近づくことにもなるため反射が生じやすくなり、本発明の伝送線路対の使用帯域が制限されることになり、実用上好ましくない。このような信号の不要な反射は、伝送される信号の強度低下や不要な輻射につながるだけでなぐ群遅延特性の劣化を招、てしまうためシステムとしては伝送エラーレートの低下につながり好ましくない。よって、第 1の信号導体及び第 2の信号導体における回転回数 Nrの実用的な設定上限は、通常の用途では 2回転以下とすることが好ま、。

[0109] また、本発明の伝送線路対を用いる場合、群遅延特性に関しては、 2種類の問題が存在することが考えられる。第 1の問題は総遅延量の増大であり、第 2の問題は高周波になるほど遅延量が増大する遅延分散の問題である。上記第 1の問題である総遅延量の増大は、本発明の伝送線路対を用いる際には、根本的には不可避の問題である。しかしながら、本発明の伝送線路対における配線の引き伸ばしによる遅延量増加の度合いは、従来の伝送線路対と比べて数％から数十％程度の遅延量増加に留まる範囲であり、この程度の遅延量の増加は実用上大きな問題にはならないと考えられる。

[0110] また、上記第 2の問題として挙げている伝送帯域の高周波側に向力ほど遅延量が増大して、伝送パルス形状の崩れの要因となる遅延分散については容易に回避可能である。これは、本発明の構造内の各部位が電磁波の実効波長に対して無視できない電気長に達することにより生じる問題である。一般に、平面高周波回路の伝送線路構造は線路幅と基板厚の比を保つことにより同じ等価インピーダンスの伝送線路を実現することができるので、基板厚を薄く設定するほど総線路幅は縮小される。よつて、各部位の電気長も実効波長に対して無視できるようになり、本発明の有利な効果を減じることなぐ上記第 2の問題として挙げた遅延分散の問題を解決することができる。

[0111] ここで、例として、本発明の伝送線路対の構造を基板厚 HIが大きい誘電体基板に形成した場合の伝送線路 82aの模式平面図を図 13Aに示し、これに対して、本発明の伝送線路対を基板厚 H2が小さい誘電体基板に形成した場合の伝送線路 92aの模式平面図を図 13Bに示し、両者の構成を比較する。なお、図 13A及び図 13Bにおいては、伝送線路対を構成する 1本の伝送線路のうちの 1本の伝送線路のみを示している。図 13Aに示す伝送線路 82aにおいては、総線路幅 W1が大きく設定されることになるので、回転方向反転構造 87をはじめとする各部位が大きくなつているが、図 13Bに示す伝送線路 92aにおいては、回路基板厚の低減に伴い総線路幅 W2 ( すなわち W2< W1)が小さく設定されるので、回転方向反転構造 97をはじめとする回路を構成する各部位の電気長は縮小されることがわかる。このことは、回路構造を薄ぐ配線幅をできる限り微細にしていく高密度配線ィ匕のトレンドが進行するほど、本発明の伝送線路対構造の対応できる伝送帯域の上限周波数を向上させることが可能であることを示している。

[0112] 次に、本実施形態にカゝかる伝送線路対 10の構成を利用した応用例として図 14A 及び図 14Bに示す伝送線路対の模式平面図を用いて以下に説明する。

[0113] まず、図 14Aに示す伝送線路対 110においては、図 5に示した伝送線路 32aを 2本用いて平行に隣接配置させた構成を有して、る。このような伝送線路対 110におヽては、それぞれの伝送線路 112a及び 112bを、シングルエンドの信号の伝送経路として機能させて、線路間アイソレーションを良好な値に維持した伝送線路対 (あるヽは伝送線路群）として実現させることができる。 [0114] この場合、図 14Aに示すように、伝送線路 112aに対して近接配置されたもう一つの伝送線路 112bは、信号の伝送方向 65に対して垂直な方向 68に、伝送線路 112 aを平行移動させた関係で配置される。また、図 14Bの伝送線路対 120に示すように、 2本の等価な伝送線路 122aと 122bの配置関係は、鏡面対称であってもよい。

[0115] さらに、図 15の模式平面図に示す伝送線路対 130のように、伝送線路 132aに対して近接配置されるもう一つの伝送線路 132bは、信号の伝送方向 65に対して垂直な方向 68に第 1の平行移動を行った後、さらに信号の伝送方向 65に平行に第 2の平行移動を行って得られる配置関係で配置されることがさらに好ましい。また、図示しないが、鏡面対称の関係の伝送線路の一方だけをさらに信号の伝送方向 65へ平行移動した関係も好ましい。第 2の平行移動の最適な移動距離は、両伝送線路における複数の回転方向反転構造の周期の半分である。

[0116] 図 14Aの伝送線路対 110と図 15の伝送線路対 130との比較力らも明らかなように、第 1の平行移動だけでは、伝送線路 112aと伝送線路 112bの配線領域間隔 dがきわめて小さい値となると同時に、両伝送線路間の局所的な最短配線間距離 gも小さな値となるので、両伝送線路間の相互キャパシタンスが増加してクロストーク強度の低減効果が減少することが考えられる。一方、図 15の伝送線路対 130に示すように、第 1の平行移動に加えてさらに信号の伝送方向に平行な第 2の平行移動を行えば、伝送線路 132aと伝送線路 132bとの配線領域間隔 dは変化しなくても、配線間の局所的な最短配線間距離 gを広げることが可能となるので、両伝送線路間の相互キヤパシタンスは低減される。よって、相互インダクタンスと相殺するために必要な強度の相互キャパシタンスを得るためには、両伝送線路間の配線間隔 Dをさらに低減する必要があり、結果的に上記第 2の平行移動はアイソレーションを維持し、かつ、配線本数密度を向上させるという有利な効果を与えることができ好適である。

[0117] ヽずれの場合も、伝送線路 112a、 122a, 132aと伝送線路 112b、 122b, 132bの配線幅 w、総配線領域幅 W、配線領域間距離 dとすれば、 dは wの 5分の 1以上かつ Wの 1倍以下の条件が好ましぐさらに好ましくは、 dは wの 2分の 1以上かつ Wの 0. 6 倍以下の範囲内に設定されることが好ましい。当該範囲内において、本発明の伝送線路対 (伝送線路群）における各伝送線路間のアイソレーションは最も良い値をとる。 [0118] また、本発明の伝送線路対を差動信号の伝送経路として用いる場合には、図 16〖こその模式平面図を示すように、伝送線路 142aと対になり差動伝送線路対 140を形成する伝送線路 142bは、信号の伝送方向 65に平行な面に対して、鏡面対称の関係で配置されることが好ましい。差動信号は、差動伝送線路の奇モードによりサポートされて伝送するため、奇モードから偶モードへの不要なモード変換を起こさな！/、ためには、回路の鏡面対称配置が有効である。従来の伝送線路対と比較してシングルエンド信号伝送時の非放射性という有利な特性を有する本発明の伝送線路対構造を差動伝送線路として用いることにより、差動伝送線路にコモンモード信号が重畳した場合の放射特性の改善という有利な効果が得られる。また、周辺差動伝送線路とのアイソレーションの維持という有利な効果を得ることができる。

[0119] なお、上述の説明においては、本実施形態の伝送線路対 10における 2本の信号導体 3a及び 3bが、図 32Aの模式断面図に示すように、例えば、誘電体基板 1の表面、すなわち同一の面内に形成されるような場合について説明したが、本実施形態の伝送線路対はこのような場合にっ、てのみ限定されるものではな、。このような場合に代えて、例えば、図 32Bの模式断面図に示すように、誘電体基板 1が第 1の基板 la及び第 2の基板 lbが積層されるように構成される多層構造基板である場合であつて、第 1の基板 laの図示上面に一の信号導体 3aが形成され、第 2の基板 lbの図示上面に他の信号導体 3bが形成されるというように、 2本の信号導体が同一平面に配置されず、異なる平面に配置されるような場合であってもよい。

[0120] (実施例）

次に、本実施形態の伝送線路 (あるいは伝送線路対）についてのいくつかの実施例について以下に説明する。

[0121] まず、本実施形態の実施例、及びこの実施例に対する比較例として、誘電率 3. 8、総厚 250 μ mの誘電体基板の表面上に銅配線により厚さ 20 μ m、幅 100 μ mの信号導体を形成し、裏面全面にも同じく銅配線により厚さ 20 mの接地導体層を形成して、マイクロストリップ線路構造を構成した。クロストーク強度の測定は線路長 Lcpを 5mmに統一して比較した。入力端子は同軸コネクタに接続し、出力側の端子は特性インピーダンスとほぼ同じ抵抗値である 100 Ωの抵抗で接地終端し、端子での信号反射による悪影響を測定結果力も減じた。総配線領域幅 Wは 500 mとし、回転方向反転構造内で第 1の信号導体及び第 2の信号導体を回転回数 Nrでもって湾曲させるように形成した。このような実施例及び比較例に力かる伝送線路対の特性を、直線型の従来の伝送線路対である従来例 1の特性と比較した。 2種類以上の伝送線路の特性を比較する場合、基板条件、配線長 Lcp、配線幅 w、配線間隔 Dは常に統一した。

[0122] 具体的には、比較例 1の伝送線路対の構造は、回転回数 Nrが 0. 5に相当する伝送線路対、すなわち、回転方向反転構造は有するが伝送方向反転部を有さない構造の伝送線路対であり、外径 250 /ζ πι、内径 150 mの半円弧形状の信号導体を互ヽに異なる回転方向に湾曲させて連続して 9周期接続した構造である。配線間隔 D = 750 mは、総配線領域幅 Wに対して 1. 5倍に、配線幅 wに対しては 7. 5倍に相当している。比較例 1の伝送線路対は、従来例 1の伝送線路対の構造中の 2本の線路 (すなわち伝送線路対)をどちらも直線状の伝送線路から上記構造を有する伝送線路に置換して構成しものである。 2本の伝送線路は形状、大きさが同一であり、片方の伝送線路を信号伝送方向に垂直な方向に 750 m移動させた関係になっている。また、配線間隔 Dは変えずに、片方の伝送線路ともう一方の伝送線路の配置関係を鏡面対称とした比較例 2の伝送線路対も作製した。

[0123] 図 17に比較例 1の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対とのクロストーク特性の比較を示す。なお、図 17においては、縦軸にクロストーク特性 S41 (dB)を示し、横軸に周波数 (GHz)を示している。図 17より明らかなように、比較例 1の伝送線路対では測定した全周波数帯域 (〜30GHz)に渡って、従来例 1の伝送線路対よりも良好な分離特性が得られた。例えば、従来例 1においては 10GHz以上の周波数帯域では 25 dB以下にクロストーク強度を維持できないのに比べ、比較例 1では 25GHz以下の周波数帯域で 20dB以下にクロストーク強度を抑圧することができた。

[0124] また、比較例 2の伝送線路対においては、比較例 1とほぼ同等の値である 23GHz 以下の周波数帯域で 20dB以下のクロストーク強度特性を実現できた。また、比較例 1にお、て、平行関係であった 2本の伝送線路のうち 1本だけを信号伝送方向に 250 μ mずらして構成した比較例 1 2では、 32GHz以下の周波数帯域で 20dB以下の低クロストーク特性を維持できた。なお、 250 mの移動距離は、回転方向反転構造の周期の半分に相当している。また、比較例 1において 9回にわたって直列に繰り返し配置した回転方向反転構造の繰り返し回数を 5、 1に減じた伝送線路対にお!、ても効果は低減したものの、同様に全周波数帯域で従来例 1より良好な分離特性が得られた。

[0125] また、従来例 1と比較例 1の群遅延特性の比較を図 18に示す。なお、図 18においては、縦軸に群遅延量 (ピコ秒)を示し、横軸に周波数 (GHz)を示している。従来例 1にお、て 48ピコ秒程度であった遅延量は、比較例 1にお、ては 20%前後の増カロが見られた力この程度の遅延量の増加は実用上問題にならない範囲であると言える。

[0126] 次に、本実施形態の実施例である実施例 1、 2の伝送線路対として、比較例 1、 2の伝送線路においては、回転方向反転構造の回転回数 Nrが 0. 5であった信号導体の回転回数 Nrを 0. 75回転、 1回転と増やした伝送線路をそれぞれ 2本ずつ平行に配置し、一方の伝送線路力もう一方の伝送線路への順方向クロストーク強度、および通過強度特性を測定した。すなわち、回転方向反転構造を有するが伝送方向反転部を有さない構造の比較例 1、 2に対して、実施例 1及び 2では回転方向反転構造及び伝送方向反転部を共に有するようにした。信号導体は、総配線幅 500 mを超えないよう構成した。具体的には wの値を比較例 1の 100 μ mからから 75 μ mへ減じて回転方向反転構造を構成した。実施例 l (Nr=0. 75)、 2 (Nr= l)を構成する伝送線路も、実効的な特性インピーダンスはそれぞれ 102 Ω、 105 Ωに相当しており、測定時の端子終端インピーダンスは 100 Ωとした。実施例 1においては回転方向反転構造を 8周期、実施例 2においては 7周期連続して配置した。図 17において、比較例 1、従来例 1の特性に加えて、実施例 2におけるクロストーク特性の周波数依存性を加えた。図 17より明らかなように、比較例 1に対して回転回数が増加された実施例 1及び 2では、クロストーク強度の抑圧効果がさらに向上した。

[0127] また、図 18において、比較例 1、従来例 1の通過群遅延特性に加え、実施例 2 における通過群遅延特性の周波数依存性を加えた。図 18より明らかなように、回転回数が増加するにつれて、遅延量は増加した力例えば、実施例 l (Nr=0. 75)の遅延量増加は従来例 1と比較して 45%増にとどまっており、やはり実用上問題にはならないレベルであった。以上のそれぞれの実施例より、回転回数を変化させた場合においても、本発明の伝送線路対が総合的に良好な特性を高周波回路にもたらすことが実証できた。

[0128] 次に実施例 2の伝送線路対における回路構造を 2分の 1に縮小した伝送線路対構造を実施例 2— 2の伝送線路として、当該伝送線路対構造の特性を測定した。すなわち、基板厚（125 μ m)、総配線幅（250 μ m)、配線幅 w(37. 5 m)、配線間間隔 D (375 μ m)と実施例 2における各パラメータを 2分の 1へ減じた。但し、銅配線の厚さは 20 mのままで、配線長も 5mmのままとした。回転方向反転構造の繰り返し回数は実施例 2の 2倍である 14回に達した。実施例 2と実施例 2— 2のクロストーク特性比較を図 19に、群遅延特性比較を図 20に示す。図 19及び図 20にはそれぞれ、基板厚 125 μ m、総配線幅 250 μ m、配線間間隔 375 μ mの 2本のマイクロストリツプ線路カゝら構成される従来例 2Aの特性をそれぞれ加えて示した。

[0129] 図 19に示すように、構造縮小によりクロストーク抑圧効果は若干低減したものの、同スケールでの従来の伝送線路対特性である従来例 2Aよりははるかに良好な特性が全帯域で得られた。また、図 20に示すように、実施例 2において群遅延特性が高周波になるほど劣化していた問題点は、基板厚が低減され第 1の信号導体および第 2 の信号導体の実効線路長が短縮された実施例 2— 2において改善することができた

[0130] また、比較例 1及び実施例 2について隣接伝送線路間の配線間隔 Dを増減した場合の比較例及び実施例、並びに従来例 1と比べて配線間隔 Dを増減した場合の従来例も作製した。まず、比較例 1と従来例 1との対比について説明すると、比較例 1は配線間隔 Dが同条件に設定された従来例 1と比べて、常に良好なクロストーク抑制効果を示した。図 21Aと図 21Bに、周波数 10GHzと 20GHzでの従来例 1と比較例 1におけるクロストーク強度の配線間隔 D依存性を示す。なお、図 21A及び図 21Bにおいて、横軸は配線間隔 Dを総配線領域幅 Wで規格ィ匕した値を用いた。また、従来例 1の伝送線路においては w=Wである力計算上本発明の伝送線路の値である 500 μ mを用いて DZWの値を計算した。 [0131] 図 21A及び図 21Bより明らかなように、異なる周波数においても、同じ D値において、クロストークの極小値が得られた。また、配線間隔を Wの 1. 1倍にまで減じても（配線領域間隔 dは wの半分に相当）比較例 1のクロストーク特性は従来の伝送線路対の特性を上回った。解析結果では、比較例 1で dを wの 5分の 1にまで減じても、同条件の従来の伝送線路対よりも低いクロストーク強度を示した。

[0132] 次に、実施例 2と従来例 1との対比について説明する。当該説明にあたって、図 22 A及び図 22Bに、周波数 10GHzと 20GHzでの従来例 1と実施例 2におけるクロストーク強度の配線間隔 D依存性を示す。図 22A及び図 22Bより明らかなように、実施例 2においても、比較例 1と同様に、周波数に依存しない D値である D= l. 8 XWにおいて、クロストークの極小値が得られるだけでなぐ比較例 1を上回るクロストーク抑圧効果を得た。また、配線間隔を Wの 1. 1倍にまで減じても（配線領域間隔 dは wの半分に相当）実施例 2のクロストーク特性は従来の伝送線路対の特性を上回った。さらに解析結果では、実施例 2で dを wの 5分の 1にまで減じても、同条件の従来の伝送線路対よりも低いクロストーク強度を示した。また、いずれの場合においても、配線間隔 Dを総配線領域幅 Wの 3倍以上の値に設定しても、従来例 1のクロストーク特性を上回る特性を得ることができた。

[0133] さらに、実施例 2において平行に配置されていた隣接伝送線路間の一方を、信号伝送方向に 250 m移動した実施例 2— 3のクロストーク特性の配線間隔 Dへの依存性を図 23A及び図 23Bに示す。実施例 2— 3においては、実施例 2よりも高密度な配線条件となる D= l. 6 XWの条件でクロストークの極小値が得られただけでなぐ実施例 2を上回るクロストーク抑圧効果を得た。

[0134] また、実施例 2— 3の構成で配線間隔 Dを 750 μ mとし、結合線路長 Lcpを 50mm まで延長した実施例 2— 4を作製した。実施例 2— 4と従来例 2 (Lcp = 50mm)のクロストーク強度の比較を図 24に示す。図 24より明らかなように、全測定周波数帯域に渡って、良好なクロストーク抑圧効果が得られた。また、実施例 2— 4に、電圧 IV、立ち上がり時間および立下り時間が 50ピコ秒のパルスを印加して、遠端クロストーク端子でのクロストーク波形を測定した。この条件は、図 31に示した従来例 2の伝送線路対でのクロストーク波形測定の条件と同一のものである。また、図 25には、実施例 2 4と従来例 2 (共に Lcp = 50mm)のクロストーク波形の時間領域での測定結果を示す。図 25より明らかなように、従来例 2の伝送線路対では 175mVのクロストーク電圧が発生していた力実施例 2—4ではその 4分の 1の強度の 45mVまでクロストーク強度を抑圧することができた。なお、図 23A及び図 23Bにおいて実施例 2— 3のクロストーク強度の D依存性を示したように、実施例 2—4における Dの設定は D2値（1. 6 XW=800 _iu m)よりも低くなつて、るので、クロストーク信号の電圧は従来とは逆符号になっている。

[0135] なお、上記様々な実施形態のうちの任意の実施形態を適宜組み合わせることにより

、それぞれの有する効果を奏するようにすることができる。

[0136] 本発明は、添付図面を参照しながら好ましい実施形態に関連して充分に記載されているが、この技術の熟練した人々にとつては種々の変形や修正は明白である。そのような変形や修正は、添付した請求の範囲による本発明の範囲から外れない限りにおいて、その中に含まれると理解されるべきである。

[0137] 2005年 3月 30曰に出願された曰本国特許出願 No. 2005— 97370号の明細書、図面、及び特許請求の範囲の開示内容は、全体として参照されて本明細書の中に取り入れられるものである。

産業上の利用可能性

[0138] 本発明に力かる伝送線路、伝送線路対、又は伝送線路群は、周辺空間への不要輻射を抑制し、周辺回路や隣接伝送線路へ信号を漏洩させることなぐ信号を低損失で伝送させることが可能であり、結果的に、密配線による回路面積縮小、従来では信号漏洩が原因で困難であった回路の高速動作、を両立させることが可能となる。また、フィルタ、アンテナ、移相器、スィッチ、又は発振器等の通信分野の用途にも広く応用でき、電力伝送や IDタグなどの無線技術を使用する各分野においても使用され得る。

Claims

請求の範囲

[1] 2本の伝送線路を、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に平行に隣接して配置させた伝送線路対であって、

前記各伝送線路は、

誘電体又は半導体により形成された基板の一方の面に配置され、当該面内における第 1の回転方向に湾曲するように形成された第 1の信号導体と、

少なくとも上記第 1の信号導体の一部及び上記第 2の信号導体の一部を含んで、伝送線路全体における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号が伝送される伝送方向反転部が構成されている、伝送線路対。

[2] 上記それぞれの伝送線路が、同じ線路長を有する請求項 1に記載の伝送線路対。

[3] 上記それぞれの伝送線路の配線領域の中心間距離が、当該伝送線路の上記配線領域の幅の 1. 1倍から 2倍に設定される請求項 1に記載の伝送線路対。

[4] 上記それぞれの伝送線路が互いに鏡面対称に配置される請求項 1に記載の伝送線路対。

[5] 上記それぞれの伝送線路が互いに同じ線路形状を有し、当該それぞれの伝送線路は、上記信号の伝送方向に垂直な方向に一の上記伝送線路を平行移動させた配置関係を有する請求項 1に記載の伝送線路対。

[6] 上記それぞれの伝送線路が互いに同じ線路形状を有し、当該それぞれの伝送線路は、上記信号の伝送方向及び当該信号の伝送方向に垂直な方向のそれぞれの方向に、一の上記伝送線路を平行移動させた配置関係を有する請求項 1に記載の伝送線路対。

[7] 上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体における上記それぞれの湾曲の形状が円弧形状である請求項 1に記載の伝送線路対

[8] 上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体との接続部の中心に対して、当該第 1の信号導体と当該第 2の信号導体とが点対称に配置される請求項 1に記載の伝送線路対。

[9] 上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体及び上記第 2の信号導体のそれぞれは、 180度以上の回転角度を有する上記湾曲形状を備える請求項 1 に記載の伝送線路対。

[10] 上記それぞれの伝送線路において、上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して 90度を超える角度を有する方向を、その信号の伝送方向とする請求項 1に記載の伝送線路対。

[11] 上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して、 1

80度の角度を有する方向をその信号の伝送方向とする請求項 10に記載の伝送線路対。

[12] 上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とを電気的に接続する第 3の信号導体をさらに備え、上記第 3の信号導体を含んで、上記伝送方向反転が構成される請求項 1に記載の伝送線路対。

[13] 上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とが誘電体を介して電気的に接続され、上記誘電体、上記第 1の信号導体、及び上記第 2の信号導体によりキャパシタ構造が形成される請求項 1に記載の伝送線路対。

[14] 上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体及び上記第 2の信号導体が、伝送信号の周波数において、それぞれ非共振な線路長に設定される請求項 1 に記載の伝送線路対。

[15] 上記第 3の信号導体が、伝送信号の周波数において、非共振な線路長に設定される請求項 12に記載の伝送線路対。

[16] 上記それぞれの伝送線路において、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とが電気的に接続されて構成された回転方向反転構造が、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して、複数直列に接続される請求項 1に記載の伝送線路対。

[17] 隣接する上記回転方向反転構造が、第 4の信号導体により接続される請求項 16に記載の伝送線路対。

[18] 上記第 4の信号導体は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向と異なる方向に配置される請求項 17に記載の伝送線路対。

[19] 上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の 0. 5 倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された請求項

16に記載の伝送線路対。

[20] 上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の 1倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された請求項 1

6に記載の伝送線路対。

[21] 上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の 2倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された請求項 1

6に記載の伝送線路対。

[22] 上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の 5倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された請求項 1

6に記載の伝送線路対。

[23] 請求項 1に記載の少なくとも一対の上記伝送線路対に差動信号を与え、差動伝送線路として機能させる伝送線路群。