JP5694515B2 - 超高周波差動回路 - Google Patents

Description

本発明は超高周波差動回路に係り、特に、超小型で超高速性を有し、目的に応じた群遅延特性を実現できる超高周波差動回路に関する。さらに詳しくは、受動素子からなる差動分布定数線路に対して集中定数回路の概念を加えて構成した超高周波差動回路の改良に関する。

高速ディジタル時代の到来に伴い、信号伝送分野において、分布定数線路からなる差動遅延線が実用化されている。

ＧＨｚ帯域において利用される分布定数線路２１は、例えば図２４および図２５に示すように、小型化の観点からメアンダライン型が多用されており、矩形状に折り返されたメアンダ状の導線路２３を誘電体層２７で両面側から挟んでグランドプレーン２５に対面させたストリップライン構造を有している。

なお、図２４は、片側の誘電体層２７を部分的に除去し、メアンダライン型の分布定数線路２１を上面から見た平面図であり、図２５は図２４中のＹ−Ｙ’間の断面図（断面を示す斜線省略）であり、図２６はその特性図である。

そして、差動遅延線２９を構成する場合、図２７に示すように、図２４の分布定数線路２１を一対併設するように組み合わせて構成していた。図２７においても、片側の誘電体層２７を省略して導線路２３を露出させた状態で図示している。

図２４および図２５の分布定数線路２１において、メアンダ状の導線路２３の長さ方向の寸法Ｌを１．５ｍｍ、導線路２３の幅Ｗを５０μｍ、導線路２３の厚さｔを７μｍ、導線路２３間の距離Ｇを５０μｍとし、誘電率が４．６の誘電体層２７に対して層間距離ｄを５５μｍとし、導線路２３をグランドプレーン２５に対面させた場合、次のような特性が得られる。

すなわち、その特性インピーダンスは約５０Ωとなり、長さ方向の寸法Ｌの線路数が４本の場合の群遅延特性は、図２６の曲線ａで示すようになり、長さ方向の寸法Ｌの線路数が１０本の場合は同図の曲線ｂで示すようになる。

これによれば、群遅延特性は平坦ではなく、直流（ＤＣ）〜５ＧＨｚ程度の比較的平坦な範囲内での群遅延平均値すなわち基本遅延時間に対し、２３．８ＧＨｚをピークとする波形変動が上乗せされた特性となっている。

しかも、長さ方向の寸法Ｌの線路数によって基本遅延時間が増減するとともに波形変動の幅も増減するうえ、長さ方向の寸法Ｌに対して導線路２３間の距離Ｇを大きくする程、基本遅延時間に対する波型変動の上乗せ幅が小さくなる。

従って、上述したメアンダライン型の分布定数線路２１では、小型化と平坦な群遅延特性の実現が両立しない関係にあった。図２６のような波形特性の差は、隣接する導線路２３間に存在する負の結合に起因するものである。

さらに、上述した構成では、同一の誘電体層２７に直線線路を形成して構成する場合で得られる遅延時間に比べ、物理的な長さよりも実効的な遅延時間が減少する問題もある。

そのような難点を解消するために、メアンダラインの周波数依存性のピークと使用目的の周波数範囲とを一致させ、みかけの線路長を長く見せる特開平９−３０７３２１号公報（特許文献１）のディレイラインが提案されている。

また、メアンダラインが有する群遅延特性の周波数依存性を活用する構成としては、光通信システムにおける光ファイバの分散特性による波形歪をメアンダラインで補正する特開平５−２２６９０１号公報（特許文献２）の高周波通信系等化器も提案されている。

特開平９−３０７３２１号公報 特開平５−２２６９０１号公報

しかしながら、上述した特許文献１の発明では、誘電率効果による実効的な遅延時間以上の遅延時間を、広い周波数帯域で得ることは困難であった。

また、特許文献２の発明は、周波数の増加に対して群遅延も増加する特性、すなわち右上りの群遅延特性を利用するものであり、具体的には、周波数依存性のピークを２４ＧＨｚとし、５ＧＨｚから２０ＧＨｚにわたる広い範囲での周波数依存性を使用する構成であり、同様に、超高周波帯域において良好な特性を得ることは困難であった。

ところで、上述した従来のメアンダライン型の分布定数線路２１を用いた差動遅延線２９では、図２６に示すように、周波数に依存するピークよりも高い周波数において、周波数の増加に対して群遅延が減少する右下がりの群遅延特性も存在している。

この右下がりの特性を、前述した５ＧＨｚ以上の周波数範囲で適用する場合、メアンダラインの周波数に依存するピークが５ＧＨｚよりも若干低い４．２ＧＨｚとなるように、材料や寸法を設定すれば良い。ただし、この場合、右下がりの群遅延特性は、５ＧＨｚから７．１ＧＨｚ程度の狭い周波数範囲でしか実現できない。

一方、図２７に示す構成において、周波数に依存するピークがより高い周波数となるように、材料や寸法を設定すれば、２８ＧＨｚから４３ＧＨｚ間の１５ＧＨｚ帯域で右下がりの群遅延特性が実現可能である。

しかしながら、周波数に依存するピークよりも高い周波数では特性が乱れ易く、実用的な困難を伴うこのような高い周波数帯域では、その乱れは一層大きくなる。

このように、メアンダラインにおいて、周波数に依存するピークよりも高い帯域にて実用に供せる構成が見当たらず、従来、右下がりの群遅延特性を有し、実用に供せる分布定数回路を得るのは困難であった。

本発明はそのような課題を解決するためになされたもので、解決する課題の１は、超高周波差動回路を構成する線路導体に関し、誘電率効果で決まる物理的な長さを超える実効線路長の得られる線路導体を実現することである。

本発明において解決する課題の２は、課題の１を解決して得られた線路導体を用い、低域から１００ＧＨｚを超える広い帯域における目的の周波数範囲において、平坦な群遅延特性の得られる超高周波差動回路を小型、高密度で実現することである。

本発明において解決する課題の３は、課題の１を解決して得られた線路導体を用い、低域から１００ＧＨｚを超える広い帯域において、周波数の増加とともに遅延時間が減少する右下がりの特性を、目的に応じて選択可能にした超高周波差動回路を実現することである。

そのような課題を解決するために本発明の請求項１に係る超高周波差動回路は、絶縁性誘電体層と、この誘電体層を介して並行に対向する一組の細長い線路導体とを具備し、一方の線路導体にあって、一端を差動信号の一方の極性に対する入力端子とするとともに他端をその出力端子とし、他方の線路導体にあって、一方のその線路導体の出力端子と対向位置にある端部を差動信号の他方の極性に対する入力端子とするとともに一方の線路導体の入力端子と対向位置にある他端をその出力端子とし、一組のそれら線路導体が差動信号に対して正結合するとともに１区間の単位回路を形成することを特徴としている。

本発明の請求項２に係る超高周波差動回路は、一組の上記線路導体には少なくとも１個以上の容量電極が線路導体間で互いに重なるように形成され、この容量電極がそれら線路導体の長さ方向の中心部に対して対称的形状を有している。

本発明の請求項３に係る超高周波差動回路は、１区間の上記単位回路が接続導体でメアンダ状に複数縦続接続され、多区間回路として構成されている。

本発明の請求項４に係る超高周波差動回路は、上記接続導体がこれに接続される上記線路導体とは異なる幅に形成された構成を有している。

本発明の請求項５に係る超高周波差動回路は、上記接続導体から隣合う区間の線路導体間に間隔を置いて延長導体が平行に挿入され、この延長導体の先端部にその容量電極が配置されるとともに、当該容量電極が上記線路導体の長さ方向の中心部に位置する構成である。

本発明の請求項６に係る超高周波差動回路は、一部の区間における上記線路導体が、他の一部又は全ての区間に対し、長さ若しくは幅、又は長さと幅の両方を異ならせてなる構成である。

本発明の請求項７に係る超高周波差動回路は、一部の上記接続導体が、他の一部又は全ての接続導体に対し、長さ若しくは幅、又は長さと幅の両方を異ならせた構成である。

このような本発明の請求項１に係る超高周波差動回路では、１区間の単位回路の等価回路が格子型の分布定数回路となり、周波数の増加とともに群遅延時間が減少する右下がりの群遅延特性を有し、線路導体の長さ、線路導体の幅、線路導体の厚みおよび誘電体層の厚みを選択することにより、目的の周波数帯域で、右下がり特性の傾斜を自由に選択可能となる。

さらに、１区間の単位回路を構成する一組の線路導体が差動信号に対して正結合となるので、一組の線路導体のインダクタンスが線路単体のインダクタンスよりも大きくなり、遅延時間も増大し、線路の誘電率効果で決まる物理的な長さを超える実効線路長が得られる。

本発明の請求項２に係る超高周波差動回路では、１区間の単位回路に設ける容量電極の位置によって、右下がり特性の傾斜直線性の微細な調整が可能となる。

本発明の請求項３に係る超高周波差動回路では、１区間の単位回路を接続導体でメアンダ状に複数縦続接続して多区間回路としたので、差動遅延線を構成する場合に、１区間の単位回路が有する右下がりの群遅延特性とメアンダラインが有する右上りの群遅延特性とが互いに補償し合い、これら多区間回路の小型化、高密度化に適し、小型で平坦な群遅延特性と大きい遅延時間を得やすい。

さらに、右下がりの特性補償回路を構成する場合は、単位回路が有する右下がりの群遅延特性を、そのまま活かす構成とすることで、広い帯域で使用可能な右下がりの群遅延特性が実現可能である。

本発明の請求項４に係る超高周波差動回路では、接続導体の幅を単位回路の線路導体の幅とは異なる幅としたので、遮断帯域の特性を目的に応じ選択可能である。

本発明の請求項５に係る超高周波差動回路では、接続導体だけで得られる遮断特性に対して直列共振回路が付加された特性となり、遮断帯域で大きい遮断特性を得ることが可能である。

本発明の請求項６に係る超高周波差動回路では、複数の単位回路を接続導体でメアンダ状に接続して多区間回路構成とするとともに、それらの一部又は全てに対し、線路導体の長さ若しくは幅、又は長さと幅の両方に違いを設けたので、線路導体毎に遮断周波数が異なり、総合的に遮断周波数が分散され、遮断周波数付近における通過特性カーブをなだらかにすることが可能であるうえ、群遅延特性もなだらかにすることが可能である。

本発明の請求項７に係る超高周波差動回路では、複数の単位回路を接続導体でメアンダ状に接続して多区間回路構成とするとともに、それらの一部又は全てに対し、接続導体の長さ若しくは幅、又は長さと幅の両方に違いを設けたので、総合的に遮断周波数が分散され、総合的な特性インピーダンスの整合も良くなり、より目的に適合した通過特性、反射特性、群遅延特性を実現可能である。

本発明の超高周波差動回路に係る第１の構成を１区間の単位回路で示す要部斜視図である。 図１に示す単位回路の特性図である。 図１に示す単位回路の構成と機能を説明する等価回路図である。 図１に示す単位回路の構成と機能を説明する等価回路図である。 本発明の超高周波差動回路に係る第２の構成を説明するために１区間の単位回路を示す要部平面図である。 本発明の超高周波差動回路に係る第２の構成を１区間の単位回路で示す要部平面図である。 本発明の超高周波差動回路に係る第２の構成を１区間の単位回路で示す要部平面図である。 本発明の超高周波差動回路に係る第２の構成を１区間の単位回路で示す要部平面図である。 図５および図６に示す単位回路の特性図である。 図５および図７に示す単位回路の特性図である。 図５および図８に示す単位回路の特性図である。 本発明の超高周波差動回路に係る第３の構成を示す要部斜視図である。 図１２の超高周波差動回路が示す特性図である。 本発明の超高周波差動回路に係る第４の構成が示す特性図である。 本発明の超高周波差動回路に係る第１から第４までの構成の全てを適用し、右下がりの群遅延特性を実現する構成を示す部分平面図である。 図１５の超高周波差動回路が示す特性図である。 本発明の超高周波差動回路に係る第５の構成を示す部分平面図である。 図１７の超高周波差動回路が示す特性図である。 本発明の超高周波差動回路に係る第６の構成を示す要部平面図である。 図１９の超高周波差動回路が示す特性図である。 本発明に係る単位回路がさまざまな形態で構成できることを説明する要部平面図である。 本発明に係る単位回路がさまざまな形態で構成できることを説明する要部平面図である。 本発明に係る単位回路がさまざまな形態で構成できることを説明する要部平面図である。 従来のメアンダライン構成を示す要部平面図である。 従来のメアンダライン構成を示す要部断面図である。 図２４に示す従来のメアンダラインの特性図である。 図２４に示す従来のメアンダラインで差動遅延線を構成した場合の要部平面図である。

以下、本発明に係る超高周波差動回路の実施の形態を図面を参照して説明する。

図１は本発明の超高周波差動回路に係る第１の構成を説明するもので、本発明の基本となる１区間の単位回路を示す要部斜視図である。

図１において、一組の線路導体５Ａ、５Ｂは、それぞれが等しい厚さｔ、幅Ｗおよび長さＬを有する細長い長方形の導体であり、厚さｄの絶縁性誘電体層（図示省略）を介して対向する線路導体対である。

一方の線路導体５Ａの一端は差動入力端子１１Ａとなっており、他端は差動出力端子１３Ａとなっており、これら差動入力端子１１Ａおよび差動出力端子１３Ａが互いに線路導体５Ａから逆方向に一体的に突設形成している。

他方の線路導体５Ｂの一端は差動入力端子１１Ｂとなっており、他端は差動出力端子１３Ｂとなっており、これら差動入力端子１１Ｂおよび差動出力端子１３Ｂが互いに線路導体５Ｂから逆方向に一体的に突設形成している。

しかも、線路導体５Ａと５Ｂでは、差動入力端子１１Ａ、１１Ｂおよび差動出力端子１３Ａ、１３Ｂがおのおの一端、他端で逆の位置に形成されるとともに、線路導体５Ａ、５Ｂの差動入力端子１１Ａと差動出力端子１３Ｂが逆向き（背面）方向に突出され、線路導体５Ａ、５Ｂの差動出力端子１３Ａと差動入力端子１１Ｂが逆向き（背面）方向に突出されている。

これら線路導体５Ａ、５Ｂによって本発明の超高周波差動回路としての１区間の単位回路３が構成されている。

単位回路３の差動入力端子１１Ａを差動信号の一方の極性に対する入力端子とし、差動出力端子１３Ａをその一方の極性の出力端子とし、単位回路３の差動入力端子１１Ｂを差動信号の他方の極性の入力端子とし、差動出力端子１３Ｂをその他方の極性の出力端子としている。

図２は、このような１区間の単位回路３について、以下の条件下でのシミュレーションにより得られた群遅延特性である。

すなわち、図１の構成における第１の解析例として、線路導体５Ａ、５Ｂの厚さｔを５μｍ、幅Ｗを２０μｍ、長さＬを６００μｍとし、誘電率４．６の誘電体層の厚さｄを８μｍとした場合、その群遅延特性は図２ａのようになる。

この場合、単位回路３の特性インピーダンスは約１００Ωとなり、周波数が１ＧＨｚよりも低い範囲で群遅延特性は約１０．３ｐｓであり、周波数の増加とともに次第に減少し、１００ＧＨｚでは最低に近い約１．９ｐｓとなる。

図１の構成における第２の解析例として、線路導体５Ａ，５Ｂの長さＬだけを第１の解析例と異なり３００μｍと短くし、厚さｔおよび幅Ｗを同じ寸法にし、同じ誘電率４．６の誘電体層の厚みｄを１３μｍとすると、その群遅延特性は図２ｂのようになる。

この場合も、単位回路３の特性インピーダンスは約１００Ωとなり、周波数が１ＧＨｚよりも低い範囲では群遅延特性は約４．１ｐｓであり、周波数の増加とともに図２ａと同じく次第に減少し、１００ＧＨｚでは約２．２ｐｓであるが、未だ最低部には達せずに１００ＧＨｚ以上でも傾斜している。

図２から明らかなように、図１の構成に係る単位回路３は、いずれの解析例でも右下がりの群遅延特性を有し、線路導体５Ａ、５Ｂの長さ寸法を共に変えることにより、群遅延特性の傾斜と周波数範囲が変ることが分かる。

図３および図４は、図１に示す単位回路３の等価回路図である。

図３は１区間の単位回路３をそのまま直接的に表現したものであり、一対の線路導体５Ａ、５Ｂが上下対向的に配置され、差動入力端子１１Ａと同じ側に差動出力端子１３Ｂがあり、差動出力端子１３Ａと同じ側に差動入力端子１１Ｂが配置される。

誘電体層を介して対向する一対の線路導体５Ａ、５Ｂ間には分布容量が存在する。この回路の機能の理解を容易にするため、例えば線路導体５Ａ、５Ｂを長さ方向で５つに区分すると、線路導体５Ａ、５Ｂの両端部分には分布容量Ｃｄｅが、中央部分には分布容量Ｃｄｃが、中央と両端の中間部分には分布容量Ｃｄｍが存在すると考えることが可能である。

これらの分布容量は、差動入力端子１１Ａから差動出力端子１３Ａの方向へ順次梯子状に配置されており、この構成で１区間の単位回路３が形成されている。

ここで、差動入力端子１１Ａから矢印の方向に差動信号が流れる場合を考えると、差動信号は線路導体５Ａを通って差動出力端子１３Ａから矢印の方向へ流れる。他方、そのリターン電流は差動出力端子１３Ｂに戻り、線路導体５Ｂを通って差動入力端子１１Ｂから矢印の方向へ流れる。

この場合、線路導体５Ａ、５Ｂを流れる電流は、互いに同じ方向に流れており、線路導体５Ａ、５Ｂは差動信号に対して正結合状態となっている。

図４は、図３の等価回路を理解し易いように変換したものである。

この場合、差動入力端子１１Ａから矢印の方向に差動信号が流れる場合を考えると、差動信号が線路導体５Ａを通って差動出力端子１３Ａから矢印の方向へ流れる。

そのリターン電流は差動出力端子１３Ｂに戻り、線路導体５Ｂを通って差動入力端子１１Ｂから矢印の方向へ流れる。この場合の分布容量の配置を考えると、中央の分布容量Ｃｄｃは図３と同様に梯子型の配置となっている。

しかし、線路導体５Ａ、５Ｂ両端の分布容量Ｃｄｅおよび線路導体５Ａ、５Ｂ中央と両端間に形成される分布容量Ｃｄｍとについて検討すると、これらは格子型回路における交差キャパシタの配置となっており、分布容量Ｃｄｃを含めても、容量的には交差キャパシタとして機能する分布容量の方が多い。その結果、図１の単位回路３は格子型回路を構成し、図２のように右下がりの群遅延特性が得られる。

従来の分布定数回路において、分布容量は梯子型に配置されると考えるのが自然であり、実際の使用方法もそのようにされてきた。その結果、従来例で説明したが、右下がりの群遅延特性を有する分布定数回路としては実用的なものが存在しなかった。

これに対し、図１に示す本発明の第１の構成としての単位回路３は、分布容量の配置が格子型となり、図２に示す右下がりの群遅延特性を得ることが可能となる。

この格子型の分布定数回路は、図４から分かるように、一対の線路導体５Ａ、５Ｂによって構成されており、集中定数回路の１区間の回路構成と同様に機能する。すなわち、１区間の単位回路として機能する。

この１区間の単位回路３を応用することにより、いろいろな特性を有する超高周波差動回路１が実現可能である。以下それを説明する。

図５〜図８は、本発明の超高周波差動回路に係る第２の構成を示す要部平面図である。

この第２の構成は、図１（第１の構成）に示した単位回路３における一組の線路導体５Ａ、５Ｂに集中定数的な容量電極を付加することで、群遅延特性の変化を可能にしたものである。

図５〜図８に示す構成も、一組の線路導体５Ａ、５Ｂが図示しない誘電体層を介して対向することで１区間の単位回路３として機能する。理解を容易にするため、それらの図において線路導体５Ａを左に、線路導体５Ｂを右に分離して示す。

図５は図１と同様に容量電極を付加しない構成であり、線路導体５Ａの一端が差動入力端子１１Ａで、その他端が差動出力端子１３Ａとなっており、線路導体５Ｂにあって線路導体５Ａの差動出力端子１３Ａと対向位置にある端部を差動入力端子１１Ｂとし、線路導体５Ａの差動入力端子１１Ａと対向位置にある端部を差動出力端子１３Ｂとしている。

この図５の構成において、線路導体５Ａ、５Ｂの厚さｔが５μｍ、幅Ｗが１５μｍ、長さＬが１０００μｍ、寸法ｘが１１５μｍ、寸法ｙが４０μｍ、誘電率４．６の誘電体層の厚さｄが５μｍの場合、特性インピーダンスが約１００オームとなる。

なお、図５の横寸法ｘと縦寸法ｙは、差動入力端子１１Ａ、１１Ｂおよび差動出力端子１３Ａ、１３Ｂに関係する寸法であるが、図６〜図８で説明する容量電極１５にも関係する寸法なので、詳細は後述する。

図６は、本発明の超高周波差動回路の第２の構成を具体的に示すものである。

図６の線路導体５Ａ、５Ｂの差動入力端子１１Ａ、１１Ｂにおいて、これらの反対側にも電極が対称かつ一体的に突設されており、差動出力端子１３Ａ、１３Ｂにおいて、これらの反対側にも電極が対称かつ一体的に突設されており、これらが容量電極１５として機能する。

すなわち、線路導体５Ａ、５Ｂを対向させると、それら容量電極１５と差動入出力端子１１Ａ、１３Ｂが重なるように対向し、容量電極１５と差動入出力端子１３Ａ、１１Ｂが重なるように対向するので、図５の構成よりも対向面積が増大する。

図５の構成と比較した場合、１つの容量電極１５当たりで増大する面積は、容量電極の横寸法ｘの１１５μｍと縦寸法ｙの４０μｍを掛けたものから、線路導体の幅Ｗの１５μｍ部分を引いたものである。

図６の構成において、容量電極１５は、線路導体５Ａ、５Ｂの長さ方向の中央部を中心にして対称的に両端に付加されており、上述した図４の両端にある分布容量Ｃｄｅを増加させることを意味する。

分布容量１５を設けても、図５における横寸法ｘおよび縦寸法ｙと同じ形状になっているのは、容量電極１５の有無による線路導体５Ａ、５Ｂのインダクタンスを可能な限り等しくするためである。

図６の構成は、図５の構成と比較すると、容量電極１５で対向面積が増えるから、線路導体５Ａ、５Ｂ間の距離ｄを同じに保った状態で線路間の容量を等しくするために、誘電体層の誘電率を３．４と低くすると良い。

これにより、線路導体５Ａ、５Ｂのインダクタンスと結合係数を同じに保って、図６の特性インピーダンスも約１００Ωとすることが可能であるし、容量電極１５の有無に拘わらず群遅延特性を比較することが可能である。

そして、図７の構成は、線路導体５Ａ、５Ｂの長さ方向の中心部において、容量電極１５を対称的かつ中心に寄せて形成したものであり、縦寸法は２ｙとなっている。この構成では、図４の中央にある梯子型として寄与する分布容量Ｃｄｃを増加させることを意味する。

また、図８の構成は、線路導体５Ａ、５Ｂの長さ方向の中央部から両端の中間において、容量電極１５をおのおの対称に形成したものであり、図４の中間にある格子型として寄与する分布容量Ｃｄｍを増加させることを意味する。

図９〜図１１はそれら図５〜図８の構成が示す群遅延特性である。図中の曲線に与えられる符号は、

図５に対する郡遅延特性が曲線ａ、

図６に対する郡遅延特性が曲線ｂ、

図７に対する郡遅延特性が曲線ｃ、

図８に対する郡遅延特性が曲線ｄである。

図６の構成が示す群遅延特性は、図９中の曲線ｂで示され、図５の構成が示す群遅延特性の曲線ａと比較すると、低域のスタートは殆ど同じであるが、周波数が増加するに従って群遅延時間が減少する割合が大きい。すなわち、右下がりの傾斜が大きいと言える。

しかしながら、１個の単位回路３だけでは、グラフ上ではその違いが明確に見えないので、「表１」にこの関係を数値で示した。

「表１」において、１行目は周波数を１ＧＨｚ〜３０ＧＨｚまで５ＧＨｚおきに表し、第２行目以降、順に曲線ａ、曲線ｂ、曲線ｃ、曲線ｄ上の各周波数における群遅延時間をｐｓで表している。

１ＧＨｚでは曲線ｂが２１．７２ｐｓとなって曲線ａより０．１２ｐｓ大きいが、５ＧＨｚでは逆に０．１４ｐｓ小さくなり、１０ＧＨｚでは０．２ｐｓ、１５ＧＨｚでは０．３ｐｓ、２０ＧＨｚでは０．３５ｐｓと次第にその差が大きくなる。すなわち、曲線ｂの方が右下がりの傾斜が大きい。

このように、図６の構成では、群遅延特性における右下がり特性の低域周波数帯における直線性の改善が期待できる。

図１０における、曲線ａは、図５の構成が示す群遅延特性であり、曲線ｃは図７の構成が示す群遅延特性である。

上述した「表１」において、１ＧＨｚにおける曲線ｃは２１．４９ｐｓとなって曲線ａより０．１１ｐｓ小さいが、５ＧＨｚでの両曲線の差は０．０９ｐｓとやや差が小さくなり、１０ＧＨｚでは逆に曲線ｃが曲線ａより０．０８ｐｓ大きくなっている。１５ＧＨｚでは更に０．１１ｐｓ大きく、２０ＧＨｚでは０．０９ｐｓ大きい。

この特性は、曲線ａに比較して、曲線ｃの方が直線性が良くなっていることを意味し、図７の構成は、群遅延特性における右下がり特性の高域周波数帯における直線性の改善が期待できる。

図１１中の曲線ａは図５の構成が示す群遅延特性であり、曲線ｄは図８の構成が示す群遅延特性であり、両者はグラフでは殆ど区別できない。

「表１」において、数値的に見れば、「表１」の曲線ｄは、曲線ａに比べると、１ＧＨｚでは０．０４ｐｓ、５ＧＨｚでは０．１ｐｓ、１０ＧＨｚでは０．０７ｐｓ大きいが、２０ＧＨｚでは逆に０．０６ｐｓ少なくなる。

しかし、この差は曲線ａと曲線ｂ、曲線ａと曲線ｃとを各々比較しても明確でない。

線路導体５Ａ、５Ｂに容量電極１５付加しても曲線ａ〜ｄが殆ど変化しないことは、逆に考えれば、上述した構成は、容量電極１５を付加する必要が生じた場合であって、群遅延特性を変化させたくない場合に有用である。

例えば、実際の設計においてシミュレーションした結果、特性インピーダンスが少し高くなった場合、接続導体５Ａ、５Ｂ間の静電容量を増加する必要が生じることがある。この場合に、接続導体５Ａ、５Ｂの幅を増加させると、１区間の単位回路３の特性が変化してしまう。

そこで、既に設計の目的に合致した諸特性が得られており、ただ特性インピーダンスだけを調整する必要が生じた場合には、一組の線路導体５Ａ、５Ｂには少なくとも１組以上の容量電極１５が互いに重なるように、かつこの容量電極１５が線路導体５Ａ、５ｂの長さ方向の中心部に対して対称的な形状を設ければ良い。

図１２は、本発明の超高周波差動回路に係る第３の構成を示す要部斜視図である。

この第３の構成は、上述した複数個の単位線路３が接続導体７Ａ、７Ｂを介して矩形状に折り返されてメアンダ状に縦続接続され、超高周波差動回路１となっている。

図１の構成と同様に、長さＬおよび幅Ｗの線路導体５Ａ、５Ｂが誘電体層（図示省略）を介して重なるように対向しており、線路導体５Ａは接続導体７Ａで接続され、線路導体５Ｂは接続導体７Ｂで接続されている。

一方の端（図１２中の左端）にある線路導体５Ａの一端には差動入力端子１１Ａが、他方の端（同図中の右端）にある線路導体５Ａの他端には差動出力端子１３Ａが形成され、一方の端（同図中の左端）にある線路導体５Ｂの一端には差動入力端子１１Ｂが、他方の端（同図中の右端）にある線路導体５Ｂの他端には差動出力端子１３Ｂが形成されている。

接続導体７Ａ、７Ｂは接続導体７Ｂ、７Ａが形成されない側に分けて形成され、接続導体７Ａ、７Ｂが接続導体７Ｂ、７Ａを含めて他の導体や電極と互いに対面しないようになっている。

長さＧおよび幅Ｊの接続導体７Ａとこれに隣接する線路導体５Ａ間の距離もＧとなっており、長さＧおよび幅Ｊの接続導体７Ｂとこれに隣接する線路導体５Ｂ間の距離もＧとなっている。

この図１２の構成では、接続導体７Ａ、７Ｂには上下で対面する導体がなく、接続導体７Ａ、７Ｂが複数の線路導体５Ａ、５Ｂを接続するインダクタンスとして機能する。

従来のメアンダラインは、線路全てがグランドプレーンと対面しており、接続導体に相当する部分も分布定数回路として機能する。従って、線路導体５Ａ、５Ｂに相当する幅Ｗ部分も、接続導体７に相当する幅Ｊ部分も同じように形成にするのが普通である。

ところが、本発明の第３の構成に係る超高周波差動回路１では、接続導体７Ａ、７Ｂの回路素子としての主要成分はインダクタンスであり、従来のメアンダラインとは異なっている。

図１３は、図１２の構成において、長さＬが４００μｍ、幅Ｗが２０μｍ、厚みｔが５μｍの線路導体５Ａ、５Ｂを、誘電率４．６で厚みｄが１１μｍの誘電体層を介して対向させた場合の特性図である。長さＧが９０μｍ、幅Ｊが２０μｍの接続導体７Ａ、７Ｂによって単位回路３を図１２のようにメアンダ状に接続し、超高周波差動回路１を構成すると、その特性インピーダンスが約１００Ωとなり、その周波数特性が図１３Ａに示すようになる。Ｓｄｄ２１は通過特性、Ｓｄｄ１１は反射特性である。

通過特性Ｓｄｄ２１は６４．５ＧＨｚまではなだらかな傾斜で、次第に減衰が増加するが、６４ＧＨｚでは−１．４ｄＢ、６５．５ＧＨｚで約−３ｄＢとなる。すなわち、低域からの通過帯域が６５．５ＧＨｚで遮断周波数となり、それからが減衰帯域となる。それ以降は急速な遮断特性となり、６７ＧＨｚで−１５．２の浅い第１の減衰極があり、８０ＧＨｚでは−３６．８ｄＢの深い第２の減衰極がある。

群遅延特性ＧＤは、図１３Ｂに示すように、６０ＧＨｚ位までは比較的平坦な特性で６０ＧＨｚを過ぎたあたりから急に立ち上がり、６６ＧＨｚでピークになる。しかし、ピークの幅は非常に狭い。

図１に示す１区間の単位回路３は、１組だけでは右下がりの特性であるが、図１２のようなメアンダ状の構成にすると、メアンダラインの右上りの特性と互いに補償しあい、超高周波差動回路１としては、図１３Ｂのように平坦な群遅延特性が実現できる。

図１３に示す超高周波差動回路１において、全ての線路導体５Ａと接続導体７Ａを加算して５ｍｍにすると、群遅延特性が図１３Ｂのようになり、１ＧＨｚの値が６１．２ｐｓとなる。

これと同じように、線路幅が２０μｍで線路の厚みが５μｍの導体と、同じ誘電率４．６を持つ誘電体で、長さ５ｍｍで直線のストリップラインを特性インピーダンス５０Ωで形成した場合、その遅延時間は１ＧＨｚで３７．４ｐｓである。

すなわち、本発明の超高周波差動回路１では、線路導体と誘電体の条件を一致させた直線ストリップラインの１．６４倍の実効線路長が得られ、本発明が解決する課題の１である、超高周波差動回路を構成する線路の誘電率効果で決まる物理的な長さを超える実効線路長が得られる。

その理由は、図１に示した１区間の単位回路１３を構成する線路導体５Ａ、５Ｂが正結合していることよることは明らかである。すなわち、本発明で得られる実効線路長の倍率は、線路の構成による結合係数により変化し、「１」よりも大きく「２」よりも小さい値の範囲となる。

このように、１区間の単位回路３が接続導体で７Ａ、７Ｂを介してメアンダ状に複数縦続接続されて多区間回路構成されると、低域から１００ＧＨｚを超える広い帯域における目的の周波数範囲において、差動遅延線に求められるような、平坦な群遅延特性を小型、高密度で実現可能である。

図１４は、本発明の超高周波差動回路に係る第３の構成が示す別の特性図である。

この図１４に示す特性は、図１２の構成において、接続導体７Ａ、７Ｂの幅Ｊを４０μｍ、誘電体層の厚みｄを１４μｍとし、それ以外は全て図１３の特性に係る構成と同様にしたものである。

接続導体７Ａ，７Ｂの幅Ｊを、図１３の特性が得られた２０μｍから次第に増加すると、第１の減衰極が次第に浅くなるとともに、第２の減衰極が次第に高い周波数へ移動し、逆に、接続導体７Ａ、７Ｂの幅Ｊを狭くすると、第１の減衰極が次第に深くなるとともに、第２の減衰極が次第に低い周波数へ移動することが、シミュレーションで確認される。

そして、接続導体７の幅Ｊが４０μｍになると、図１４Ａのように第１の減衰極がなくなり、第２の減衰極が９５．５ＧＨｚとなる。

その構成では、接続導体７Ａ、７Ｂのインダクタンスが低下し、その分だけ超高周波差動回路１の特性インピーダンスが低下するので、誘電体層の厚みｄを１１μｍから１４μｍに増加することで、特性インピーダンス約１００Ωを得ている。

図１４Ａにおいて、Ｓｄｄ２１は通過特性、Ｓｄｄ１１は反射特性であり、Ｓｄｄ２１が７２ＧＨｚで約−３ｄＢとなり、これが遮断周波数となる。図１４の特性では、第１の減衰極がなくなり、遮断周波数以降の減衰の傾斜がなだらかになって第２の減衰極だけとなり、９５．５ＧＨｚで−３９．５ｄＢとなっている。

群遅延特性ＧＤは、図１４Ｂに示すように、遮断周波数付近の減衰がなだらかになることで、図１３で見られたピークがなくなっている。

このように、本発明に係る第３の構成においては、接続導体７Ａ、７Ｂの幅をこれらに接続される線路導体５Ａ、５Ｂとは異なる幅にすることにより、減衰極の周波数を調整することが可能で、通過帯域における群遅延特性のピークをなくして平坦化したい場合、又は特定の周波数における信号成分を除去したい場合に有用である。

次に、本発明の超高周波差動回路に係る第４の構成を説明する。

図１５は、それを実現するための構成を示すもので、超高周波差動回路１の１区間の単位回路３を２組だけ取り出して示す部分平面図である。

図１５において、線路導体５Ａと接続導体７Ａは実線で表現されており、線路導体５Ｂは線路導体５Ａの下になっているので見えず、接続導体７Ｂは破線で表現されている。

線路導体５Ａの幅Ｗに対し接続導体７Ａの幅Ｊは広くなっており、その継ぎ目は単なるＵ字形でなく、接続導体７Ａとは逆側に突出されている。

すなわち、接続導体７Ａ、７Ｂは横寸法ｘ、縦寸法ｙの部分が互いに対面して容量電極１５を形成している。接続導体７Ａ、７Ｂの幅Ｊは、容量電極１５の縦寸法ｙと等しくなっている。

図１６は、図１５の構成による超高周波差動回路１が示す特性例である。

この第４の構成は、本発明が解決する課題３の実現するものであり、課題の１を解決して得られた線路について、低域から１００ＧＨｚを超える広い帯域において、周波数の増加とともに遅延時間が減少する右下がりの特性を有し、目的に応じて周波数範囲と傾斜を選択可能である。

そのためには、１区間の単位回路３がもつ右下がりの群遅延特性の特徴を活かす必要があり、図４における分布容量Ｃｄｅが増大するように、図８に示した容量電極１５を線路導体５Ａ、５Ｂの両端に付加する構成としている。

さらに、図１２に示した接続導体７Ａ、７Ｂの幅Ｊを広めとし、接続導体７Ａ、７Ｂのインダクタンスを小さくして、高域周波数での特性変化を少なくしている。

すなわち、図１５に示した線路導体５Ａ、５Ｂおよび接続導体７Ａ、７Ｂからなる単位回路３を１０組で構成した超高周波差動回路１において、線路導体５Ａ、５Ｂの長さＬを１，４００μｍ、幅Ｗを２０μｍ、接続導体７Ａ、７Ｂの長さＧを１８０μｍ、幅Ｊを６０μｍ、両導体とも厚みｔを５μｍに設定した構成である。更に、容量電極１５の横寸法ｘを１４０μｍ、縦寸法ｙを６０μｍ、誘電率４．６の誘電体層の厚みｄを８μｍとしている。

図１６Ａにおいて、Ｓｄｄ２１は通過特性、Ｓｄｄ１１は反射特性であり、通過特性Ｓｄｄ２１の−３ｄＢの遮断周波数は３３ＧＨｚであり、特性を平坦化する補償回路として使用できる周波数範囲を十分にカバーしている。

群遅延特性ＧＤは、図１６Ｂに示すように、５ＧＨｚから２２ＧＨｚまで非常に直線性の良い右下がり特性を有しており、この周波数範囲であれば、群遅延特性を平坦化する補償回路として使用することが可能である。

このような本発明による右下がりの補償回路は、図２４に例示した従来のメアンダラインのように、直流（ＤＣ）近傍の遅延時間の上に乗った特性ではなく、基礎となる遅延時間の６０％以上が補償特性として活用できる。従って、先行文献、特開平５−２２６９０１のように、超伝導薄膜を使用するとともに装置を冷却して通過帯域内の損失を減らす必要もない。

図１７は、本発明の超高周波差動回路に係る第５の構成を示す要部平面図である。なお、図１７は２組の単位回路３を接続する接続導体７Ａ、７Ｂを取り出して示す部分平面図である。

図１７において、隣合う線路導体５Ａどうしを接続する接続導体７Ａは実線で表現してあり、線路導体５Ａの下となって見えない線路導体５Ｂどうしを接続する接続導体７Ｂは破線で表現されている。

接続導体７Ａからは、幅ｕの延長導体９Ａが隣合う線路導体５Ａと僅かな間隔を置きこれらと同一平面上を平行に延びており、接続導体７Ｂからは、幅ｕの延長導体９Ｂが隣合う線路導体５Ｂと僅かな間隔を置きこれらと同一平面上を平行に延びており、それぞれの先端には横寸法ｘ、縦寸法ｙの容量電極１５が形成されている。すなわち、延長導体９Ａは接続導体７Ｂ方向に、延長導体９Ｂは接続導体７Ａ方向に延びている。

延長導体９Ｂに配置された容量電極１５は、延長導体９Ａに配置された容量電極１５に誘電体層を介して重なるように対向しているので、平面図では見えない。これら一対の延長導体９Ａ、９Ｂと容量電極１５は、全ての接続導体７Ａ、７Ｂに配置されて超高周波差動回路１が構成されている。

図１８は第５の構成による超高周波差動回路１が示す特性であり、これらの基本的な寸法は図１３や図１４の特性図で示した構成の場合と殆ど同じである。

すなわち、１区間の単位回路３は、長さＬが４００μｍ、幅Ｗが２０μｍ、厚みｔが５μｍの線路導体５Ａ、５Ｂを誘電体層を介して対向して構成されており、誘電体層の誘電率は４．６のままであるが、その厚みｄは１６μｍと少し厚くしたものである。

また、接続導体７Ａ、７Ｂの長さＧは９０μｍと同じであるが、幅Ｊを１０μｍと細くしてあり、１組分の単位線路３を図１２のようにメアンダライン状に構成するとともに、接続導体７Ａ、７Ｂから幅ｕが１０μｍの延長導体９Ａ、９Ｂが線路導体５Ａ、５Ｂに平行に延び、これら先端に横寸法ｘが５０μｍ、縦寸法ｙが４０μｍの容量電極１５を形成したものである。

図１８Ａは、図１７の構成が示す通過特性Ｓｄｄ２１および反射特性Ｓｄｄ１１である。

通過特性Ｓｄｄ２１は、６５．５ＧＨｚで約−３ｄＢの遮断周波数となり、それから急峻な遮断特性を有し、７０．５ＧＨｚで第１の減衰極、７４．５ＧＨｚで第２の減衰極となるが、７０ＧＨｚから７５．５ＧＨｚの間は−３５ｄＢ以上の深い減衰特性が得られる。この深い減衰特性は、延長導体９Ａ、９Ｂがインダクタンスとして機能し、容量電極１５と直列共振回路を構成していることによる。

すなわち、図１８からは、複数の単位回路３からなる超高周波差動回路１によって平坦な群遅延特性を実現した場合に得られる減衰帯域とその減衰特性や、更に、接続導体７Ａ、７Ｂを細くして第１の減衰極を深くし、強い減衰特性が得られたことが分かる。

このように、延長導体９Ａ、９Ｂが、隣合う区間の線路導体５Ａ、５Ｂ間にこれらと間隔を置いて平行に挿入されるよう各接続導体７、７Ｂから延長形成され、それら延長導体９Ａ、９Ｂの先端部に容量電極１５を配置するとともに、線路導体５Ａ、５Ｂの長さ方向の中心部に当該容量電極１５を位置させる構成では、通過帯域に接近した周波数部分に除去したい信号成分がある場合、有用である。

そして、延長導体９Ａ、９Ｂおよび容量電極１５についても、これらの一部若しくは全てに対し、長さ若しくは幅、又は長さと幅の両方を異ならせれば、目的に適合する超高周波作動回路１が得られる。

なお、遅延特性ＧＤは、図１８Ｂに示すように、６０ＧＨｚまでは６０ｐｓの平坦な特性であるが、遮断周波数付近の６７ＧＨｚで約１３０ｐｓのピークとなる。

図１９は、本発明の超高周波差動回路に係る第６の構成を示す要部平面図である。

図１９では、複数の１組の単位回路３からなる超高周波差動回路１において、最も左端の線路導体５Ａ、５Ｂの長さがＬで最も長く、右側に行くに従って長さＬが１区間当たりＳだけ順に短くなっており、最も右端の線路導体５Ａ、５Ｂの長さＬが最も短くなっている。

接続導体７Ａ、７Ｂは全て同じ寸法で、長さがＧで幅がＪであり、線路導体５Ａ、５Ｂ、線路導体７Ａ、７Ｂの厚みはともに同じになっている。

第６の構成における単位線路３の１０組分について、最長の長さＬが５６０μｍ、幅Ｗが２０μｍ、厚みｔが５μｍであり、右側に行くに従って、１区間当たりの短くなる寸法Ｓが２０μｍの線路導体５Ａ、５Ｂと、長さＧが７０μｍ、幅Ｊが２０μｍ、厚みｔが５μｍの接続導体７Ａ、７Ｂと、誘電率４．６の誘電体層の厚みｄが１１μｍとからなる超高周波差動回路１を形成したとき、通過特性Ｓｄｄ２１および反射特性Ｓｄｄ１１が図２０Ａに示すように、群遅延特性ＧＤが同図Ｂに示すようになる。

このように、線路導体５Ａ、５Ｂの長さＬを少しずつ変化させると、各線路の遮断周波数が少しずつ異なるため、Ｓｄｄ２１の通過帯域から遮断帯域に至る変化が緩やかとなり、それに従って群遅延特性も通過帯域から遮断帯域に至る変化も緩やかとなっている。

このように、第６の構成に係る超高周波差動回路１は、平坦な群遅延特性を実現する場合において、それら遮断特性および群遅延特性等がいろいろ選択できるので、従来の集中定数による低域濾波器と同様に、その目的に従って必要な特性を実現することが容易である。

また、本発明の超高周波差動回路に係る第６の構成では、複数の線路導体５Ａ、５Ｂにおいて、全ての長さＬが異なる場合で表現してあるが、実際に必要な特性に応じ、同じ長さのＬと異なる長さのＬとを自由に組合せることが可能であるし、長さＬの異なる方向も一方的でなく、次第に短くして、中央が最も短く、右側で再び左側と同じ長さＬに戻す等、その構成は自由である。

上述した第６の構成においては、線路導体５Ａ、５Ｂの長さを次第に短くすると、これに応じて個々の単位回路３の特性インピーダンスも次第に低くなり、厳密には、それに応じて線路導体５Ａ、５Ｂの幅Ｗを狭くした方がマッチングは良くなる。更に、接続導体７Ａ、７Ｂの長さＧと幅Ｊも特性インピーダンスに関係する。

よって、これらの条件を組合せれば種々の特性が得られることも明らかである。

そして、本発明のこれまでの説明では、反射特性Ｓｄｄ１１の表示はしているもののその改善に関しては説明していない。

しかし、本発明において、これらの諸条件を組み合わせれば、反射特性Ｓｄｄ１１、通過特性Ｓｄｄ２１および群遅延特性ＧＤの全てにわたって、より良い特性を実現できることが予測される。

すなわち、線路導体５Ａ、５Ｂの一部若しくは全てに対し、長さ若しくは幅、又は長さと幅の両方を異ならせたり、更に、接続導体５Ａ、５Ｂの一部若しくは全てに対し、長さ若しくは幅、又は長さと幅の両方に違いを設ければ、一層、目的に適合する超高周波差動回路１が得られる。

上述した図１の単位線路３において、線路導体５Ａ、５Ｂが長方形で、かつ平面図では完全に一体となるように対向した構成を説明した。

しかし、図３の等価回路からも明らかなように、線路導体５Ａ、５Ｂが誘電体層を介して分布容量を有するように対向し、差動信号に対して線路導体５Ａ、５Ｂ間が正結合状態になれば、本発明に係る超高周波差動回路１が成立する。そのような構成としては、図２１〜図２３のように、さまざまな形態で実現できる。

図２１の構成は、１区間の単位回路３を形成する線路導体５Ａ、５Ｂ自体がメアンダ状であり互いに重なるよう配置したものである。このような構成では、小さい面積で大きいインダクタンスを有する１区間の単位回路３の実現が可能である。

メアンダ状に構成した超高周波差動回路１において、図２２に示すように、個々の１区間の単位回路３を形成する接続導体７Ａ、７Ｂを相互に距離ｑだけ平面的にずらせて対面させた構成も可能である。

この構成では、線路導体５Ａ、５Ｂ間の分布容量と結合係数が減少し、図１の構成と比較すると、誘電体層の厚みｄを増大した場合の効果となる。

そして、そのような必要性は本発明では頻繁に発生する。これまで説明した本発明に係る実施形態は全て、誘電率４．６の誘電体層で特性インピーダンス１００Ωを得ているが、その実現のためには誘電体層の厚みｄをその都度変化させた。

さらに、本発明の種々の実施の形態を任意に複数を組合せることで、一層目的に適合した超高周波差動回路１を実現できることも例示した。

しかし、具体的な製品化に当っての実際の設計では、同じ厚みの同一誘電体層の上に、本発明に係る異なる形態を組合せて実施することが経済的である。この場合、分布容量を減らしたい場合、図２２の構成が有効になるし、分布容量を増加したい場合、図８の構成が有効になる。

図２３は、メアンダ状に構成した超高周波差動回路１における線路導体５Ａ、５Ｂを接続導体７Ａ、７Ｂを介した台形形状にした例を示している。

この構成も、線路導体５Ａ、５Ｂ間の分布容量と結合係数が減少する。図４の等価回路で考えれば、中央の分布容量Ｃｄｃが最も大きく、順次Ｃｄｍ、Ｃｄｅと小さくなる。

また、図示しないが、図２３とは逆に、線路導体５Ａ、５Ｂにおける端に形成される分布容量Ｃｄｅを最も大きく、順次、分布容量Ｃｄｍ、分布容量Ｃｄｃの順で小さくする構成も可能である。

さらに、１区間の単位回路３において、同一線路導体５Ａ、５Ｂの幅Ｗを次第に変化させることも可能である。

図２１〜図２３は本発明の１区間の単位回路３に関し、その形態にさまざまな変化が可能であることを示した例であるが、その他にも本発明の請求の範囲で、さまざまな形態が可能である。

１ 超高周波差動回路
３ １区間の単位回路（超高周波差動回路）
５Ａ、５Ｂ 線路導体
７Ａ、７Ｂ 接続導体
９Ａ、９Ｂ 延長導体
１１Ａ、１１Ｂ 差動入力端子
１３Ａ、１３Ｂ 差動出力端子
１５ 容量電極
２１ メアンダライン（分布定数回路）
２３ 導線路
２５ グランドプレーン
２７ 誘電体層
２９ 差動遅延線
Ｌ 線路導体５Ａ、５Ｂの長さ
Ｗ 線路導体５Ａ、５Ｂの幅
Ｇ 接続導体７Ａ、７Ｂの長さ
Ｊ 接続導体７Ａ、７Ｂの幅
ｘ 容量電極の横寸法
ｙ 容量電極の縦寸法

Claims (7)

1. 絶縁性誘電体層と、この誘電体層を介して並行に対向する一組の細長い線路導体とを具備し、
   一方の前記線路導体にあって、一端を差動信号の一方の極性に対する入力端子とするとともに他端をその出力端子とし、
   他方の前記線路導体にあって、一方の前記線路導体の前記出力端子と対向位置にある端部を前記差動信号の他方の極性に対する入力端子とするとともに一方の前記線路導体の前記入力端子と対向位置にある他端をその出力端子とし、
   一組の前記線路導体は前記差動信号に対して正結合するとともに１区間の単位回路を形成することを特徴とする超高周波差動回路。
2. 一組の前記線路導体には、少なくとも１個以上の容量電極が前記線路導体間で互いに重なるように形成され、前記容量電極は前記線路導体の長さ方向の中心部に対して対称的形状を有する請求項１記載の超高周波差動回路。
3. １区間の前記単位回路が接続導体でメアンダ状に複数縦続接続され、多区間回路構成された請求項１又は２記載の超高周波差動回路。
4. 前記接続導体は、これに接続される前記線路導体とは異なる幅に形成された請求項３記載の超高周波差動回路。
5. 前記接続導体には、隣合う区間の前記線路導体間に間隔を置いて平行に挿入された延長導体が接続され、この延長導体の先端部に前記容量電極が配置されるとともに、当該容量電極は前記線路導体の長さ方向の中心部に位置する請求項３又は４記載の超高周波差動回路。
6. 一部の区間における前記線路導体は、他の一部又は全ての区間に対し、長さ若しくは幅、又は長さと幅の両方を異ならせてなる請求項３〜５いずれか１記載の超高周波差動回路。
7. 一部の前記接続導体は、他の一部又は全ての前記接続導体に対し、長さ若しくは幅、又は長さと幅の両方を異ならせてなる請求項３〜６いずれか１記載の超高周波差動回路。

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