CN101053112A

CN101053112A - 传输线对和传输线组

Info

Publication number: CN101053112A
Application number: CNA2006800011457A
Authority: CN
Inventors: 菅野浩; 崎山一幸; 寒川潮; 藤岛丈泰
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-03-30
Filing date: 2006-03-29
Publication date: 2007-10-10
Anticipated expiration: 2026-03-29
Also published as: CN101053113A; US20070040634A1; JP3984639B2; CN100595973C; WO2006106767A1; CN100595974C; JP3984638B2; US7369020B2; WO2006106764A1; US20070040627A1; JPWO2006106764A1; US7518462B2; JPWO2006106767A1

Abstract

一种传输线对，其具有平行于传输线整体的信号传输方向彼此相邻布置的两根传输线，每根传输线包括：第一信号导体，其布置在由电介质或半导体形成的基板的一个表面上并被形成为在该表面内朝第一旋转方向弯曲；以及第二信号导体，其被形成为朝与第一旋转方向相反的第二旋转方向弯曲并被布置在表面中以便串联地电连接到第一信号导体。沿着相对于传输线整体的信号传输方向的相反方向传输信号的传输方向反转部被形成，以至少包括部分第一信号导体和部分第二信号导体。因此，使传输线对能够保持成功的隔离特性。

Description

传输线对和传输线组

技术领域

本发明涉及一种传输线对或传输线组，在其中，用于传输微波段、毫米波段等的模拟射频信号或数字信号的传输线以可耦合方式成对布置，并且本发明还涉及一种包含这种传输线对的射频电路。

背景技术

图26A示出了已在如上所示的常规射频电路中用作传输线的微带线的示意性横断面结构。如图26A所示，信号导体103形成在由电介质或半导体形成的板101的顶面上，并且接地导体层105形成在板101的背面上。一旦将射频功率输入给微带线，沿着从信号导体103到接地导体层105的方向就产生了电场，并且沿着垂直于电力线而围绕信号导体103的方向产生了磁场。结果，电磁场沿与信号导体103的宽度方向垂直的长度方向传播射频功率。另外，在微带线中，信号导体103或接地导体层105不必要形成在板101的顶面或背面上，而是如果板101被设置为多层电路板则信号导体103或接地导体层105可以形成在电路板的内层导体表面内。

上面已经描述了用于传输单端信号的传输线。然而，如图26B的断面图所示，两个微带线结构可以平行设置以便用作相位相反的信号分别穿过各线传输的差分信号传输线。在此情况下，由于成对的信号导体103a、103b具有穿过其流动的相位相反的信号，所以可以省去接地导体层105。

在常规模拟电路或高速数字电路中，在许多情况下，经常将两根或更多根的传输线102a、102b以它们的布置距离高密度地彼此相邻并平行布置，导致涉及隔离劣化问题的相邻传输线之间的串扰现象，图27A中示出了其横断面结构，并且图27B中示出了其俯视图。如非专利文献1所示，串扰现象的起因可归因于互感和互电容。

现在参考采取电介质基板101作为电路板并且彼此平行并相邻布置的两根线的传输线对的透视图-图28(与图27A和27B的结构相对应的透视图)来解释出现串扰信号的原理。两根直线状传输线102a、102b被构造成，把形成在电介质基板101背面上的接地导体105用作它们的接地导体部分，同时把彼此相邻并平行布置在电介质基板101顶面281上的两个信号导体用作它们的信号导体部分。假定这些传输线102a、102b的两端分别由未示出的电阻器终止，则可通过用有电流流动的闭合电流回路293a、293b来分别替代两根传输线102a、102b，来理解两根传输线102a、102b的射频电路特性。

同样，如图28所示，每个电流回路293a、293b由信号导体、接地导体105和电阻元件(未示出)组成，其中信号导体使电流在电介质基板101的顶面281上流动；接地导体105在基板背面上，并且返回电流在基板背面上流动；并且电阻元件在与电介质基板101垂直的方向上将两个导体彼此连接。这里应注意，在这样的电路(即，在电流回路)中引入的电阻元件可以不是物理元件，而是电阻成分沿信号导体分布的虚拟元件，其中可将电阻元件看作是具有与传输线相同的特征阻抗值的元件。

接下来，将参考图28具体说明在每个电流回路293a中有射频信号流动后将会出现的串扰现象。首先，当在传输射频信号后，射频电流853在电流回路293a中沿着图中的箭头指示的方向流动时，射频磁场855被产生，以便贯穿电流回路293a。由于两根传输线102a、102b彼此接近布置，所以射频磁场855甚至会贯穿传输线102b的电流回路293b，使得感应电流857在电流回路293b中流动。这是由于互感而产生串扰信号的原理。

基于该原理，在电流回路293b中生成的感应电流857以与电流回路293a中的射频电流853的方向相反的方向朝近端侧终端(即，图中前侧的末端部分中的终端)流动。由于射频磁场855的强度取决于电流回路293a的回路面积，并且由于感应电流857的强度取决于贯穿电流回路293b的射频磁场855的强度，所以当由两根传输线102a、102b组成的传输线对的耦合线长Lcp增加时，串扰信号强度增加得越来越大。

此外，除了由于互感而产生的串扰现象之外，由于在两个信号导体之间也出现了互电容，所以另一串扰信号被感应到传输线102b中。由互电容产生的串扰信号没有方向性，并且各个以相同强度出现在远端侧和近端侧。现在，在图29的示意性说明图中示出了在高速信号的传输期间，伴随串扰现象在传输线对中生成的电流元。如图29中所示，当将电压Vo施加到如图中的传输线102a的左侧上的终端106a时，由于在脉冲前沿包含的射频成分，射频电流元Io穿过传输线102a流动。由于由该射频电流元Io引起的互电容而生成的电流Ic与由于互感而生成的电流Ii之间的差，作为串扰电流流进相邻布置的传输线102b的远端侧串扰终端106d。另一方面，与电流Ic和Ii的和相对应的串扰电流流进近端侧串扰终端106c。如上所示，在成对的传输线以高密度彼此接近布置的情况下，电流Ii通常在强度上高于电流Ic，并且因此在远端侧串扰终端106d观察到负号(其与被施加到终端106a的电压Vo的符号相反)的串扰电压Vf。因此，为了抑制串扰的影响，需要减小减互感。

这里解释的是常规传输线中的串扰特性的典型实例。例如，如图27A和27B中所示，树脂材料的电介质基板101具有3.8的介电常数，250μm的厚度H，并且在其整个背面上设置有接地导体层105，在该电介质基板101的顶面上制造有射频电路，该射频电路具有这样的结构：布线宽度(wiring width)W为100μm的两个信号导体，即传输线102a和102b，以设置成650μm的线到线间距G平行布置，其中将这里定义的并具有5mm的耦合线长Lcp的一个射频电路设定为现有技术实例1，并将具有50mm的耦合线长Lcp的另一射频电路设定为现有技术实例2。作为两根传输线102a、102b的布置距离的布线距离D是G+(W/2)×2＝750μm。应注意的是，那些信号导体各由铜线提供，该铜线具有3×10⁸S/m的电导率和20μm的厚度。

关于现有技术实例1和2的这样的射频电路结构，将参考图30中所示的表示关于现有技术实例1和2的射频电路的、隔离特性与频率的依赖关系的曲线图形式的示图，在下面说明通过四个终端测量(终端106a至终端106b)的前向渡越(forward transit)特性以及远端方向的隔离特性(终端106a至终端106d)。应注意的是，在图30的曲线图中，横轴代表频率(GHz)并且纵轴代表隔离特性S41(dB)。

如图30的隔离特性S41所示，串扰强度随着频率的增加而增大。更具体地，在由图中的细线所示的现有技术实例1(Lcp＝5mm)中，可以理解的是，甚至是频带为5GHz或更高时的30dB的隔离，或者是频带为10GHz或更高时的25dB的隔离，或者是频带为20GHz或更高时的20dB的隔离特性，也不能满足。同样，在由图中的实线所示的现有技术实例2(Lcp＝50mm)中，可以理解的是，甚至是频带为5GHz或更高时的12dB的隔离，或者是频带为10GHz或更高时的7dB的隔离，或者是频带为20GHz或更高时的与3dB一样小的隔离，都不能确保。所涉及的信号的频率变得越高，并且耦合线长Lcp变得越长，串扰强度就倾向于越单调地增加。同样，当布置距离D减小时，串扰强度会单调地增加。

非专利文献1：An introduction to signal integriTy(CQ Publishing Co.，Ltd.，2002)，第79页。

发明内容

然而，常规微带线具有下面所示的基于原理的问题。

根据下面的两个观点，由多根常规微带线的平行布置产生的前向串扰现象会造成电路故障的因素。第一点在于，在与传输信号的输入终端连接的输出终端处，出现信号强度的意外下降，从而发生电路故障。第二点在于，在传输信号中包含的宽带频率成分中，特别地，更高频率成分涉及更高的泄漏强度，使得串扰信号在时基上具有非常锐利的峰，导致与相邻传输线连接的电路中的故障。特别地，当将耦合线长Lcp设置成超过传输信号中包含的射频成分的电磁波的有效波长λg的0.5倍或更多时，这样的串扰现象变得显著。

在上述现有技术实例2的射频电路中，在上升时间和下降时间各为50皮秒并且脉冲电压为1伏的脉冲被输入到终端106a后，在远端侧终端106d处观察到的串扰波形如图31中所示。请注意在图31中，纵轴代表电压(V)，横轴代表时间(nsec)。如图31所示，所观察到的串扰电压Vf的绝对值可以达到与175mV一样大。另外，与正号脉冲电压的上升沿相对应的串扰信号的符号导致相反的符号是由于这样的事实：如上所述，由互感感应的串扰电流I_i的强度大于由互电容效应产生的串扰电流Ic。

然而，另一方面，为了满足来自市场的对电路微型化的严格要求，需要通过使用精密电路形成技术，以采用相邻电路之间的最短可能距离或传输线之间的最短可能距离的密集配置来实现射频电路。此外，通常，由于随着不仅包括声音数据而且包括图像数据或移动图像数据的所处理的应用的多样化，半导体芯片或板已经在尺寸上变得越来越大，所以电路板之间被相邻引回的连接导线所沿的距离被延长，使得平行耦合线的耦合线长继续不断增加。此外，随着传输信号的速度增加，甚至在常规射频电路中允许的平行耦合线长中，线长也有效地增加，使得串扰现象变得显著。即，对于常规传输线技术，期望节省面积地形成在射频带中保持高隔离的射频电路，但不利的是难以满足该期望。

因此，为了解决上述问题，本发明的一个目的在于提供一种传输线对以及传输线组，用于传输微波段或毫米波段等的模拟射频信号或数字信号，并且可以保持令人满意的隔离特性。

为了达到上述目的，本发明具有下面的构造。

根据本发明的第一方面，提供了一种传输线对，其具有平行于传输线整体的信号传输方向彼此相邻布置的两根传输线，每根传输线包括：第一信号导体，其布置在由电介质或半导体形成的基板的一个表面上并被形成为在该表面内朝第一旋转方向弯曲；以及第二信号导体，其被形成为朝与第一旋转方向相反的第二旋转方向弯曲并被布置在基板的表面中以便串联地电连接到第一信号导体，其中，沿着相对于传输线整体的信号传输方向的相反方向传输信号的传输方向反转部被形成以至少包括部分第一信号导体和部分第二信号导体。

也就是说，在两根传输线中，线状第一信号导体被形成以朝第一旋转方向弯曲，第一信号导体的终止端和第二信号导体的起始端彼此电连接，并且线状第二信号导体被形成以朝信号传输方向弯曲，由此形成旋转方向反转结构。

此处请注意，术语“旋转方向反转结构”是指由线状信号导体形成并具有使得线中传输的信号方向从第一旋转方向反转到第二旋转方向的结构的电连续线。

而且，在每根传输线中，沿着相对于传输线整体的信号传输方向的相反方向传输信号的“传输方向反转部”被形成以至少包括部分第一信号导体和部分第二信号导体或者另一信号导体。

通过采用第一方面的传输线对，可以减小相邻布置的传输线之间的互感，以便可以减小串扰强度。此外，在传输线内的旋转方向反转结构中，由于信号导体被形成为以不同方向弯曲至少两次，所以射频电流在结构上被局部地引向与传输线整体的信号传输方向不同的方向。常规传输线中使引起串扰的互感增加的原因在于，由于射频电流总是沿着与相邻传输线平行的方向流动，所以在一根传输线中产生的射频磁场总是也贯穿与其相邻的传输线的这种两根传输线的布置关系。然而，电流在相邻传输线中传播的局部方向越是偏移平行关系，在一根传输线中产生的射频磁场与其相邻传输线彼此相交的状况就越缓解。而且，通过将传输线的局部传播方向倾斜90度以上，由传输线形成的电流回路被局部地切断，使得其面积被限制，从而可有效地减小互感。因此，利用第一方面的传输线结构，可以降低与相邻传输线的互感并减小串扰量。

而且，通过设置用于使信号传输方向反转的传输方向反转部，可以在传输方向反转部中产生反向感应电流，使得可以减小整个传输线中总共产生的感应电流量，从而可以进一步减小串扰量。

根据本发明的第二方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中两根传输线的线长彼此相等。

根据本发明的第三方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中单根传输线的布线区域的中心到中心的距离被设置成传输线的每个布线区域的宽度的1.1至2倍。

根据本发明的第四方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中两根传输线被布置成彼此镜像对称。

根据本发明的第五方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中两根传输线的线路形状彼此相同，并具有这样的布置关系，即，沿着与信号传输方向垂直的方向平移传输线中的一根。

根据本发明的第六方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中两根传输线的线路形状彼此相同，并具有这样的布置关系，即，沿着信号传输方向以及沿着与信号传输方向垂直的方向平移传输线中的一根。

根据本发明的第七方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，第一信号导体和第二信号导体的每个的曲线为圆弧形。

根据本发明的第八方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，第一信号导体和第二信号导体关于第一信号导体与第二信号导体之间的连接部的中心被点对称布置。

根据本发明的第九方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，第一信号导体和第二信号导体的每个具有带有180度或更大角度的旋转角度的曲线形状。

根据本发明的第十方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，传输方向反转部具有的信号传输方向相对于传输线整体的信号传输方向具有超过90度的角度。

根据本发明的第十一方面，提供了如第十方面所述的传输线对，其中传输方向反转部具有的信号传输方向相对于传输线整体的信号传输方向具有180度的角度。

根据本发明的第十二方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中两根传输线中的每一根传输线还包括用于将第一信号导体和第二信号导体彼此电连接的第三信号导体(供导体到导体连接用的信号导体)，并且其中传输方向反转部被形成为包括第三信号导体。

根据本发明的第十三方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，第一信号导体和第二信号导体经由电介质彼此电连接，并且其中电介质、第一信号导体和第二信号导体构成电容器结构。

根据本发明的第十四方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，第一信号导体和第二信号导体被分别设置成在传输信号的频率上的非谐振的线长。

根据本发明的第十五方面，提供了如第十二方面所述的传输线对，其中第三信号导体被设置成在传输信号的频率上的非谐振的线长。

根据本发明的第十六方面，提供了如第一方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，每个均形成有第一信号导体与第二信号导体之间的电连接的多个旋转方向反转结构，沿着传输线整体的信号传输方向被彼此串联连接。

根据本发明的第十七方面，提供了如第十六方面所述的传输线对，其中相邻的旋转方向反转结构通过第四信号导体彼此连接。

根据本发明的第十八方面，提供了如第十七方面所述的传输线对，其中第四信号导体沿着与传输线整体的信号传输方向不同的方向布置。

根据本发明的第十九方面，提供了如第十六方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，多个旋转方向反转结构被布置在长度为传输信号的频率上的有效波长的0.5倍或0.5倍以上的有效线长上。

根据本发明的第二十方面，提供了如第十六方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，多个旋转方向反转结构被布置在长度为传输信号的频率上的有效波长的1倍或1倍以上的有效线长上。

根据本发明的第二十一方面，提供了如第十六方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，多个旋转方向反转结构被布置在长度为传输信号的频率上的有效波长的2倍或2倍以上的有效线长上。

根据本发明的第二十二方面，提供了如第十六方面所述的传输线对，其中在两根传输线中的每一根传输线中，多个旋转方向反转结构被布置在长度为传输信号的频率上的有效波长的5倍或5倍以上的有效线长上。

根据本发明的第二十三方面，提供了一种传输线组，在其中，至少一对如第一方面所述的传输线对被提供差分信号以用作差分传输线。

在第十六方面中，当通过将多个旋转方向反转结构彼此串联连接而形成传输线时，可以将本发明的有利效果连续地提供给传输信号。此外，多个旋转方向反转结构可以以直接连接的方式彼此连接，或者如第十七方面中那样，经由第四信号导体彼此连接。

在第十九方面或第二十方面中，当旋转方向反转结构被连续地排列在长度为传输信号的频率上的有效波长的0.5倍或0.5倍以上(更优选为1倍或1倍以上)的有效线长上时，可增强本发明的传输线对中的串扰抑制效果。此外，在第二十一方面或第二十二方面中，当旋转方向反转结构被连续地排列在长度为传输信号的频率上的有效波长的2倍或2倍以上(更优选为5倍或5倍以上)的有效线长上时，可进一步增强本发明的传输线对中的关于相邻传输线结构的串扰抑制效果。

此外，在本发明的传输线对中，为了避免传输信号的谐振，优选的是，将第一和第二信号导体，还有第三信号导体以及第四信号导体的线长分别设置成短于所传输电磁波的波长。具体地，优选的是，将每个结构的有效线长设置成传输信号的频率上的电磁波的有效波长的1/4或更小。

此外，在本发明的传输线对的旋转方向反转结构内，优选的是，关于作为第一信号导体和第二信号导体之间的连接部的中心的旋转轴或者关于作为将第一信号导体和第二信号导体彼此连接的第三信号导体的中心的旋转轴，以旋转对称关系布置第一信号导体和第二信号导体。而且，即使由于某种原因而几乎不能保持旋转对称，也可以通过将第一信号导体与第二信号导体的转数Nr设置成彼此相等来获得本发明的有利效果。

此外，当沿着与传输线整体的信号传输方向不完全平行的方向设置第三信号导体和第四信号导体时，可以减小在两个信号导体的位置处对相邻传输线产生的互感，使得可以进一步增强本发明的有利效果。

此外，当两根本发明的传输线彼此相邻布置时，与相同数目的常规传输线以相同的布线密度彼此相邻布置的情况相比，必定可以减小串扰强度。两根传输线的关系可以是沿着与信号传输方向垂直的方向平移的平行关系，也可以是镜像对称关系。而且，当平行关系或镜像对称关系的两根传输线中的一根被进一步沿信号传输方向附加地平移时，可进一步减小串扰强度。最佳的附加平移长度是多个设置的旋转方向反转结构的设定周期的一半。

此外，当两根本发明的传输线彼此相邻布置并且相位相反的信号被提供给两根传输线时，使差分信号传输线具有本发明的有利效果是可行的。在此情况下，两根传输线的镜像对称布置可以避免从差分传输模式到共模模式的不必要的模式变换。而且，出于相同的原因，当使用本发明的两根传输线的差分信号线对被两对或两对以上地布置时，单个差分信号线对优选地以镜像对称关系布置以便实际使用。

根据本发明的传输线对，由于可以避免对相邻传输线产生不必要的串扰信号，所以可以提供一种具有相当高的布线密度、节省面积并且即使在高速操作期间也不容易产生故障的射频电路。

附图说明

根据下面结合优选实施例的描述并参考附图，本发明的这些和其它方面及特征将变得更加清楚，在附图中：

图1是根据本发明的一个实施例的传输线对的示意性透视图；

图2A是图1的传输线对中的一根传输线的示意性俯视图；

图2B是沿A1-A2线截取的图2A的传输线的示意性断面图；

图3是表示根据上述实施例的变形例的传输线对中的一根传输线的示意性俯视图，示出了多个旋转方向反转结构串联连接的结构；

图4是表示根据上述实施例的变形例的传输线对中的一根传输线的示意性俯视图，示出了旋转方向反转结构的转数被设置成0.75的结构；

图5是表示根据上述实施例的变形例的传输线对中的一根传输线的示意性俯视图，示出了旋转方向反转结构的转数被设置成1.5的结构；

图6是表示根据上述实施例的变形例的传输线对中的一根传输线的示意性俯视图，示出了包括第三信号导体和第四信号导体的结构；

图7是表示根据上述实施例的变形例的传输线对中的一根传输线的示意性俯视图，示出了具有电容器结构的结构；

图8是用于说明该实施例的传输线对内的电流回路要满足的条件的示意性说明图；

图9是表示在该实施例的传输线对中的射频电流局部传播方向的示意性说明图；

图10是表示根据上述实施例的变形例的传输线对中的一根传输线的示意性俯视图，示出了相邻旋转方向反转结构的旋转方向被设置成彼此相反的方向的结构；

图11是示意性俯视图，示出了在图10的传输线的结构中相邻旋转方向反转结构的旋转方向被设置成相同方向的结构；

图12是曲线图形式的示意图，示出了本发明的一个实例的传输线对、作为比较实例的传输线对和常规传输线对的串扰强度与布线密度的依赖关系的比较；

图13A是表示根据上述实施例的变形例的传输线对中的一根传输线的示意性俯视图，示出了电介质基板被设置得较厚的结构；

图13B是示意性俯视图，示出了与图13A的传输线相比，电介质基板被设置得较薄的结构；

图14A是表示根据上述实施例的变形例的传输线对的示意性俯视图，示出了两根传输线具有平行平移布置关系的结构；

图14B是表示根据上述实施例的变形例的传输线对的示意性俯视图，示出了两根传输线具有镜像对称布置关系的结构；

图15是表示根据上述实施例的变形例的传输线对的示意性俯视图，示出了两根传输线具有这样的布置关系，即在图14A的结构中一根传输线沿着信号传输方向被进一步平移的结构；

图16是表示根据上述实施例的变形例的传输线对的示意性俯视图，示出了用作差分传输线的结构；

图17是表示该实施例的工作实例1和2的传输线对，比较实例1的传输线对，以及与这些工作实例相对的现有技术实例1的传输线对的隔离特性与频率的依赖关系的示图；

图18是表示工作实例1和2的传输线对、比较实例1的传输线对以及现有技术实例1的传输线对的渡越群延迟频率特性与频率的依赖关系的示图；

图19是表示工作实例2和2-2的传输线对及现有技术实例2A的传输线对的隔离特性与频率的依赖关系的示图；

图20是表示工作实例2和2-2的传输线对及现有技术实例2A的传输线对的渡越群延迟频率特性与频率的依赖关系的示图；

图21A是表示(频率为10GHz时)比较实例1的传输线对和现有技术实例1的传输线对的串扰强度与布线距离D的依赖关系的示图；

图21B是表示(频率为20GHz时)比较实例1的传输线对和现有技术实例1的传输线对的串扰强度与布线距离D的依赖关系的示图；

图22A是表示(频率为10GHz时)工作实例2的传输线对和现有技术实例1的传输线对的串扰强度与布线距离D的依赖关系的示图；

图22B是表示(频率为20GHz时)工作实例2的传输线对和现有技术实例1的传输线对的串扰强度与布线距离D的依赖关系的示图；

图23A是表示(频率为10GHz时)工作实例2-3的传输线对和现有技术实例1的传输线对的串扰强度与布线距离D的依赖关系的示图；

图23B是表示(频率为20GHz时)工作实例2-3的传输线对和现有技术实例1的传输线对的串扰强度与布线距离D的依赖关系的示图；

图24是表示工作实例2-4的传输线对和现有技术实例2的传输线对的串扰强度与频率的依赖关系的示图；

图25是表示在向工作实例2-4的传输线对和现有技术实例2的传输线对施加脉冲后，从远端串扰终端处观察到的串扰电压波形的示图；

图26A是表示在单端传输情况下常规传输线的传输线横断面结构的示图；

图26B是表示在差分信号传输情况下常规传输线对的传输线横断面结构的示图；

图27A是常规传输线对的示意性断面图；

图27B是图27A的常规传输线对的示意性俯视图；

图28是用于说明在常规传输线对中由于互感而产生串扰信号的原理的示意性说明图；

图29是示意性说明图，示出了与常规传输线对中的串扰现象有关的电流元的关系；

图30是表示现有技术实例1和2的传输线对中的串扰强度与频率的依赖关系的示图；

图31是表示在向现有技术实例2的传输线对施加脉冲后在远端串扰终端处观察到的串扰电压波形的示图；

图32A是上述实施例的传输线对的示意性断面图，示出了两个信号导体布置在同一平面内的结构；

图32B是根据上述实施例的变形例的传输线对的示意性断面图，示出了两个信号导体布置在不同平面内的结构；

图33是用于说明本发明的上述实施例的传输线中的传输方向和传输方向反转部的示意性断面图；

图34是示意性断面图，示出了另一电介质层被布置在上述实施例的传输线中的电介质基板的表面上的结构；

图35是表示在上述实施例的传输线中电介质基板为多层体的结构的示意性断面图；

图36是表示在上述实施例的传输线中，图34的传输线结构与图35的传输线结构被组合在一起的结构的示意性断面图。

具体实施方式

在继续描述本发明之前，请注意在附图中相似的部分始终用相似的附图标记表示。

在下文中，将参考附图详细描述本发明的一个实施例。

现在，对于本发明的一个实施例，将参考附图来描述抑制不希望有的辐射的原理以及改善靠近的传输线之间的隔离的原理。

(实施例)

图1示出了传输线对10的示意性俯视图，传输线对10被构造成使得根据本发明的一个实施例的两根传输线以彼此平行且可耦合的方式相邻布置。如图1所示，传输线对10包括形成在电介质基板1顶面上的两个信号导体3a、3b，和形成在电介质基板1背面上的接地导体层5，通过它们构成了具有总体上彼此平行的信号传输方向且具有彼此相等的线长的两根传输线2a、2b。每个信号导体3a、3b包括具有大致螺旋形旋转结构(其是后面将描述的旋转方向反转结构7)的信号导体部。首先，将具体说明如上示出的这种传输线2a、2b的旋转方向反转结构7的详细结构，以及通过该结构获得的抑制不希望有的辐射的原理和改善隔离的原理。

结合该描述，图2A示出了示意性俯视图，其中示意性地示出了从图1所示的传输线对10中取出的一根传输线2a，并且图2B示出了沿A1-A2线截取的图2A的传输线2a的断面图。

如图2A和2B所示，信号导体3a形成在电介质基板1的顶面上，并且接地导体层5形成在其背面上，从而构成传输线2a。假定信号从图2A中的左侧传输到右侧，则该实施例的传输线2a的信号导体3a至少在部分区域中具有这样的结构：第一信号导体7a与第二信号导体7b在连接部9彼此电连接，其中第一信号导体7a使射频电流在基板1的表面内沿着第一旋转方向(图中的顺时针方向)R1以螺旋形旋转正好一周(即360度旋转)，并且第二信号导体7b使射频电流沿着与第一旋转方向R1相反(即反向旋转)的第二旋转方向(图中的逆时针方向)R2以螺旋形旋转正好一周。在此实施例中，这种结构形成了旋转方向反转结构7。请注意在图2A所示的信号导体3a中，为了清楚地示出第一信号导体7a和第二信号导体7b的范围，将第一信号导体7a和第二信号导体7b绘上相互不同图案的阴影线。

如图2A所示，由具有特定线路宽度w的信号导体形成的旋转方向反转结构7，包括具有形成为朝向第一旋转方向R1弯曲的平滑圆弧的螺旋形状的第一信号导体7a，具有形成为朝向第二旋转方向R2弯曲的平滑圆弧的螺旋形状的第二信号导体7b，和将第一信号导体7a的一个端部和第二信号导体7b的一个端部彼此电连接的连接部9。此外，如图2A所示，第一信号导体7a和第二信号导体7b关于由连接部9的中心给出的基点呈旋转对称(或点对称)，其中在连接部9的中心垂直穿过电介质基板1而延伸的轴(未示出)，与旋转对称的旋转轴相对应。

此外，如图2A所示，在旋转方向反转结构7中，通过连接具有相对较小曲率的半圆弧形信号导体和具有相对较大曲率的半圆弧形信号导体，将第一信号导体7a形成为具有360度旋转结构的螺旋形的信号导体。第二信号导体也同样如此。然后，具有较大曲线曲率的两个半圆弧形信号导体在连接部9被彼此电连接，由此构成旋转方向反转结构7。另外，如图2A所示，旋转方向反转结构7的单独端部，即第一信号导体7a的外端部和第二信号导体7b的外端部被连接到大致为直线状的外部信号导体4。

同样在旋转方向反转结构7中，将整个传输线2中的信号传输方向设定为从图中的左侧向右侧，则用于朝与上述传输方向相反的方向传送信号的传输方向反转部8(由虚线包围的部分)被提供。请注意传输方向反转部8由第一信号导体7a的一部分和第二信号导体7b的一部分构成。

现在，参考图33中所示的传输线(构成传输线对的一根传输线)的示意性俯视图，在下文中说明传输线中的信号传输方向。在本文中，当信号导体具有曲线形状时，传输方向为信号导体的切线方向，并且当信号导体具有直线形状时，传输方向为信号导体的纵向。更具体地，以如图33所示的具有直线形状的信号导体部和圆弧形的信号导体部的信号导体503形成的传输线502为例，在直线状信号导体部的局部位置P1和P2，传输方向T为图中的向右的方向，即信号导体的纵向。另一方面，在圆弧形的信号导体部中的局部位置P2至P5，其传输方向T分别为局部位置P2至P5的切线方向。

此外，在图33的传输线502中，假定整个传输线502中的信号传输方向65为图中的向右方向，并假定该方向是X轴方向，在同一平面中与X轴方向垂直的方向为Y轴方向，则P1至P6的每个位置处的传输方向T可被分解成X轴方向的分量Tx，和Y轴方向的分量Ty。在位置P1、P2、P5和P6，Tx变成+(正)X方向分量，而在位置P3、P4，Tx变成-(负)X方向分量。在本文中，传输方向包含如上所示的-X方向分量的部分为“传输方向反转部”。更具体地，位置P3和P4是传输方向反转部508内的位置，并且图33的信号导体中的阴影线部分充当传输方向反转部508。此实施例的传输线必定包括如上所示的这种传输方向反转部。请注意后面将会说明通过这种传输方向反转部等的布置而获得的效果。

此外，为了获得本发明的有利效果，优选的是，如图3的根据该实施例的变形例的传输线12a的示意性俯视图所示，将旋转方向反转结构7相互串联连接多次以构成传输线12a。在图3中，将被相互邻接的单独的旋转方向反转结构7被直接彼此连接，而不插入任何其它信号导体。请注意图3中，示出了根据该实施例的变形例的传输线对中的一根传输线12a，并且其它未示出的传输线具有与图3中所示的传输线12a相同的结构和线长。

此外，如图4即根据该实施例的变形例的传输线22a的示意性俯视图所示，情况可以是这样，即，将旋转方向反转结构27内的第一信号导体27a和第二信号导体27b的转数Nr设置成Nr＝0.75回，而不是图2A中的旋转方向反转结构7的Nr＝1回。此外，如图5即传输线32a的示意性俯视图所示，情况可以是这样，即，将旋转方向反转结构37内的第一信号导体37a和第二信号导体37b的转数Nr设置成Nr＝1.5回。在传输线22a、32a中的任一种情况下，采取的结构包括旋转方向反转结构27、37和传输方向反转部28、38。另外，在图4的传输线22a和图5的传输线32a中，图中由虚线围起的部分是传输方向反转部28、38。在图5的传输线32a的每个旋转方向反转结构37中，传输方向反转部38由两个分开的部分构成。此外，尽管未示出，但是情况可以是这样，即，将转数Nr设置成与上述的值不同。同样在图4和图5中，如在图3中那样，仅示出了具有相同结构和线长的成对传输线中的一根传输线。

关于旋转方向反转结构被设置在本发明的传输线上的距离，考虑普通电路板中设置的条件下，即相邻传输线之间的布置距离D(例如图1的传输线对10的布置距离D)被设置在传输线的布线宽度(线路宽度)w(例如，图2A的信号导体3a的布线宽度w)的大约1至10倍的范围内的条件下，相邻传输线之间的串扰特性，应优选地满足下列条件。

也就是，给定上述普通条件，在相邻传输线之间的弱耦合情况下，当耦合线长Lcp达到传输频率的有效波长的大约5倍时，相邻传输线之间的串扰强度可取最大值，而在相邻传输线之间的强耦合情况下，当耦合线长Lcp达到传输频率的有效波长的大约2倍时，相邻传输线之间的串扰强度可取最大值。例如，现有技术实例2的射频电路中的50mm的耦合线长Lcp与20GHz频率的有效波长的5倍相对应，这种情况下串扰强度已经达到不可忽略的值。此外，当耦合线长Lcp被设置为超过传输信号的频率上的有效波长λg的至少0.5倍或0.5倍以上时，这种串扰现象变得显著。因此，为了抑制与相邻传输线结构有关的串扰，优选的是，将多个旋转方向反转结构彼此连接的区域设置在传输信号的频率上的有效波长λg的0.5倍或0.5倍以上，优选地为2倍或2倍以上，更优选地为5倍或5倍以上的长度范围上。

另外，该实施例的传输线2a并不局限于信号导体3形成在电介质基板1最顶面上的情况，其也可以形成在内层导体表面上(例如，多层结构板的内层表面上)。类似地，接地导体层5也不局限于形成在电介质基板1最底面上的情况，其还可以形成在内层导体表面上。也就是，在本文中，板的一个面(或表面)是指单层结构板或多层结构板中的最顶表面或最底表面或内层表面。

更具体地，如图34(即，仅示出了构成传输线对的两根传输线中的一根传输线的示意性断面图，这也类似地适用于下文中的图35和36)的传输线22A的示意性断面图所示，该结构可以是这样，即，信号导体3被布置在电介质基板1的一个表面(图中的上表面)S上，而接地导体层5被布置在另一个表面(图中的下表面)上，其中在电介质基板1的一个表面S上布置有另一电介质层L1，而在接地导体层5的下表面上布置有另一电介质层L2。此外，与图35的示意性断面图中所示的传输线2B相似，情况可以是这样，即，电介质基板1自身可被形成为由多个电介质层1a、1b、1c和1d构成的多层体L3，其中信号导体3被布置在多层体L3的一个表面(图中的上表面)S上，而接地导体层5被布置在另一表面(图中的下表面)上。此外，还可以是这样，与图36所示的具有如图34所示的结构和如图35所示的结构的组合的结构的传输线2C相似，在多层体L3的一个表面S上布置另一电介质层L1，而在接地导体层5的下表面上再布置另一电介质层L2。在图34至36的结构中的任一根传输线2A、2B、2C中，由附图标记S表示的表面充当“板的表面(一个面)”。

此外，在图2A所示的传输线2a中，第一信号导体7a和第二信号导体7b在连接部9被直接彼此连接。然而，根据该实施例的传输线并不仅仅局限于这种情况。作为这种情况的替代，例如，情况可以是这样，即，与图6的示意性俯视图所示的传输线42a相似，第一信号导体47a和第二信号导体47b经由第三信号导体47c连接，这是旋转方向反转结构47中的供导体到导体连接用的直线形状(或非旋转结构)的信号导体的一个实例。在此情况下，可将第三信号导体47c的中点设置为180度旋转对称的旋转轴。请注意在图6所示的传输线42a中，传输方向反转部48即由图中虚线围起的部分，由第一信号导体47a的一部分、第二信号导体47b的一部分和整个第三信号导体47c组成。

此外，在旋转方向反转结构7的连接部9布置信号导体的情况不是限制性的。作为这种情况的替代，情况还可以是这样：例如，在传输线52a的旋转方向反转结构57中，在用于将第一信号导体57a与第二信号导体57b彼此电连接的连接部59处布置电介质57c，如图7所示，其中通过具有允许通过的射频信号从其中通过的电容值的电容器，两个信号导体以射频方式彼此连接。在此情况下，旋转方向反转结构57具有电容器结构。请注意在图7的传输线52a中，由图中虚线围起的传输方向反转部58，由第一信号导体57a的一部分、第二信号导体57b的一部分和电介质57c构成。

此外，在图3所示的传输线12a中，相邻的旋转方向反转结构7被直接彼此连接而没有插入任何其它导体。然而，情况并不局限于提供直接连接的情况。作为这种情况的替代，例如，与图6所示的传输线42a相似，情况可以是这样，即，经由第四信号导体47d将相邻的旋转方向反转结构47彼此连接，这是供结构到结构连接用的直线形状(或非旋转结构等)的信号导体的一个实例。此外，尽管未示出，但是这种结构之间的电连接可通过形成具有电容的电容器来实现。

此外，每个均通过使导体布线沿特定旋转方向弯曲而形成的第一信号导体7a和第二信号导体7b，不必要为螺旋圆弧形，也可以通过多角形和矩形布线的结合而构成，其中信号导体被优选地形成为描绘平缓的曲线以避免信号的不希望有的反射。由于从电路的观点来看，弯曲的信号传输路径造成分路电容，所以情况可以是：为了减小该效果，第一信号导体和第二信号导体被部分地实现为使其线路宽度w比第三信号导体和第四信号导体的线路宽度细。

此外，在一个旋转方向反转结构中，尽管第一信号导体和第二信号导体的转数Nr不必要局限于在其设置中具有相同的值，但优选的是将转数Nr设置成彼此相等。此外，作为在一个旋转方向反转结构中考虑转数Nr的情况的替代，可以通过考虑一个旋转方向反转结构中的第一信号导体和第二信号导体的组合，以及一个旋转方向反转结构中相邻布置的旋转方向反转结构中的第一信号导体和第二信号导体的组合，而将转数Nr设置成使旋数Nr的总和变成接近0(零)的值，在此情况下也可以获得本发明的有利效果。

此外，尽管由具有至少一个或多个旋转方向反转结构7(每个旋转方向反转结构7由第一信号导体7a、第二信号导体7b和连接部9构成并包括传输方向反转部8)的相等线长的传输线构成的传输线对能够获得本发明的效果，但更优选的是，特别地，使用这样的传输线，在每个这样的传输线中，布置有多个如上所述的这种旋转方向反转结构。

接下来，将在下文中描述该实施例的传输线可以抑制与其相邻传输线的串扰的原理，以及用于抑制不希望有的辐射的原理。

在构成该实施例的传输线对的传输线2a中，首先，其布置关系被设计成使信号导体3a的每个部分并不总是与其相邻传输线2b具有平行位置关系。由此，与直线布置的常规传输线相比，对相邻传输线产生的互感变得可减小，使得能够获得抑制串扰强度的效果。例如，可以通过在包含在传输线2a中的旋转方向反转结构7中沿相应的特定旋转方向弯曲第一信号导体7a和第二信号导体7b的结构，实现上述设计的布置关系。

如已经结合背景技术描述的那样，采用常规传输线结构时的相邻传输线之间的串扰的主要因素是由于互感而产生的感应电流。在常规传输线对中传输线之间的互感变得更加强烈的原因在于，由一根传输线形成的假想的电流回路和由另一根传输线形成的电流回路相邻布置成使得在两根传输线彼此相邻布置的区间长度(即耦合线长)上总是保持平行。在此情况下，当产生射频信号磁通量以贯穿一侧的电流回路时，射频磁通量必定贯穿另一侧的电流回路，因而产生较大值的互感。

为了减小两个电流回路间产生的这种互感，存在两种有效的方法，将两个电流回路不平行而是彼此有相对角度地布置，以及减小每个电流回路的回路面积。因此，在构成该实施例的传输线对的传输线2a中，旋转方向反转结构7被引入到信号导体3a中，由此有效地实现互感的减小。也就是，由于旋转方向反转结构7的引入强迫信号导体局部地朝向不与整个传输线2a的信号传输方向平行的方向，存在由传输线2a、2b形成的电流回路在其回路与回路布置关系上不平行的积极产生的位置(positively yielded site)，而且在回路彼此平行布置的均匀的局部位置，与采用常规传输线的情况相比，回路面积被显著地减小。

此外，在构成该实施例的传输线对的传输线2a、2b中，结构被优化以便进一步减小两个电流回路之间产生的互感。也就是，在此结构中，通过有意地设置使电流在局部沿与信号传输方向相反的方向流动的传输方向反转部8，在与普通传输线相反的方向上产生了感应电流，使得总互感被抑制。

下面将参考图8所示的示意性说明图，更加详细地说明在该实施例的传输线中，通过使在传输线内传播的射频电流所局部形成的电流回路的布置与常规微带线不同的配置，而减小相邻传输线之间的串扰的原理。

如已经参考图28的示意性透视图在背景技术中描述的那样，在常规传输线对的传输线102a中，当传播射频电流853在电流回路293a中流动时，会感应生成射频磁场855以便正交地贯穿电流回路293a。由于感应的射频磁场855贯穿由邻近传输线102b形成的电流回路293b，所以会产生引起基于互感的串扰的感应电流857。在此情况下，互感强度与两个传输线的单独电流回路的回路面积和由其方向形成的角度的余弦的乘积成比例。

同时，图8的示意性说明图示意性地示出了在构成射频电流沿箭头方向65传播的实施例的传输线对的传输线2b(其具有与传输线对10中的传输线2a相同的结构)中，每个旋转方向反转结构7内的转数Nr为0.5的结构。请注意，尽管图1和2A中示出的该实施例的传输线对中的传输线2a中所包括的旋转方向反转结构7，被构造成具有的转数Nr为1，但为了更易于理解本描述，下面会通过使用具有设成0.5的转数Nr的结构来给出使用图8的传输线2b的描述。

同样在图8中，用箭头示出了传输线2b内的局部部分处的射频电流的方向，并部分地示出了由那些射频电流元以及接地导体5的成对返回电流假想地形成的局部电流回路73、74。请注意，为了更易于理解，省略了对与该实施例的传输线2a平行布置并易受串扰的相邻传输线2b的描述。

如图8所示，在信号导体3a的局部方向与信号传输方向65(传输线2a、2b作为整体的信号传输方向)彼此平行的位置处产生的电流回路73中，由于产生了会贯穿邻近传输线所形成的电流回路的射频磁通量855，所以如在现有技术中那样，在邻近传输线中产生了归因于互感的感应电流。然而，由于该实施例的传输线对中的传输线2a以弯曲第一信号导体7a和第二信号导体7b的方式形成，所以在信号导体部中存在信号传输方向发生方向变化的位置。由此，例如，在信号导体局部朝向与信号传输方向65垂直的方向弯曲的部分处的电流回路74，大体上不能产生朝向邻近传输线的磁场方向855，因而具有不促使互感的任何增加的结构。此外，在信号导体中的局部弯曲部，可以看到如下效果开始出现：在常规传输线中沿着线长连续的电流回路，在纵向上被切断。因此，可以理解将转数Nr的值设置为至少大于0.5，使得可以减小电流回路73的回路面积，并抑制互感强度。因此，对于由传输线2b构成的传输线对10(即该实施例的传输线2a、2b)来说，将转数Nr的值设置成大于0.5使得与常规传输线相比，可以减小串扰强度。

接下来，图9示出了示意性说明图，其中在传输线2a、2b中传输的射频电流的方向是简化后的图1中所示的该实施例的传输线对10。另外，图9的示意性说明图中省略了信号导体沿与信号传输方向65垂直的方向被局部布置的部分，根据通过图8给出的描述，这样的部分在对两根传输线之间的互感的贡献方面可被认为是可忽略的。此外，信号在既不与信号传输方向65垂直也不与它平行而是相对于它倾斜的方向上传输的大多数部分，可基于矢量而被分解成两个方向(垂直于传输方向和平行于传输方向)的分量。因此，图1所示的结构的传输线对10中的传输线2a、2b的旋转方向反转结构7，分别可以通过近似为局部部分61a、61b、63a、63b、65a、65b(它们是六根平行耦合线)而示意性地示出。

如图9所示，该实施例的传输线2b已经实现了这样的局部结构：不仅在局部部分61b和65b等的两端处产生信号导体在局部被改变方向的部分，而且信号导体使电流在部分的局部部分63b处沿着与信号传输方向65相反的方向流动，即该实施例的传输线2b已经实现了包括使信号传输方向发生反转的传输方向反转部的结构。当电流的方向由图9中的箭头指示时，在传输线2b中的局部部分61b和65b以及局部部分63b处，沿相反方向出现由在邻近传输线2a中传输的射频电流853产生的感应电流。因此，可以将在整个传输线2b中总共产生的感应电流的量减小到并将串扰抑制到在局部部分63b中产生感应电流(即在相反方向上产生的电流)的程度。在本文中，术语“使信号传输方向反转”是指在将信号传输方向65设为X轴，并将与X轴方向垂直的方向设为Y轴(例如如图9所示)的情况下，使得表示在信号导体中传输的信号的方向的矢量至少在其中产生有-x分量。这种情况包括将转数Nr的值设成超过0.5的情况，如关于图8的描述中也示出的那样。

另外，在距离传输线2a中传输的射频电流853最远的传输线2b的局部部分65b处，在该位置产生的感应电流的强度是如此小以致于相对于在整个传输线2b中总共产生的感应电流的量而言可以忽略不计。此外，假设在该实施例中与相邻传输线的布线距离为常量，确实使局部部分61b比采用常规线状传输线的情况更靠近传输线2a，但是在紧密布线状态下的线与线之间的互感，随着线路距离进一步紧密而趋向于在值上饱和，使得与在局部部分63b处产生的感应电流的量相比，在局部部分61b处产生的感应电流的量不会变得极端地高。由此，通过引入局部部分63b而在与常规情况相反的方向上产生感应电流，来有效地减小了传输线之间的互感。

在图9的示意性说明图中，在传输线2b中特别讨论的局部部分63b处的电流方向，以与信号传输方向65完全相反的方向绘出。然而，实际上，如果局部部分63b具有与信号传输方向65呈大于90度的角度的方向(即，具有带有-x分量的方向)，则可以理解，与信号传输方向65相反的方向上的感应电流的分量被部分地产生，如该示意性说明图所示。因此，在构成该实施例的传输线对的传输线2b中，需要在旋转方向反转结构7中包括这样的传输方向反转部，其是用于将信号部分地朝向与信号传输方向65成超过90度角度的方向传输信号的信号导体，并且优选的是包括用于朝向从信号传输方向65反转180度的方向传输信号的传输方向反转部。

基于在上面关于该实施例的传输线对10描述的原理，将在下面示出为了抑制本发明的传输线中的与相邻传输线的串扰而应该满足的特别优选的条件。

首先，在本发明的传输线的旋转方向反转结构中，如果将旋转结构的转数Nr设置成大于0.5的值，则必定会在旋转方向反转结构内产生在局部将电流朝向与整个传输线的信号传输方向成大于90度角度的方向引导的位置，即传输方向反转部，使得可以有效地获得串扰抑制效果。

同时，即使转数Nr小于0.5，在旋转方向反转结构内采用用于将第一信号导体与第二信号导体彼此连接的第三信号导体，或者采用用于将多个旋转方向反转结构彼此连接的第四信号导体的情况下，设置信号导体的至少一个位置的方向，使得电流在局部朝向与信号传输方向成大于90度角度的方向而被引导，可以有效地获得串扰抑制效果。

另外，在构成本发明的传输线对的每个传输线中将旋转方向反转结构彼此串联连接多次的情况下，用于获得串扰抑制效果的优选条件是采用如下布置：以图5所示的布置作为一个实例，包含在一个旋转方向反转结构37中的第二信号导体37b，与包含在与这一个旋转方向反转结构37邻近的另一个旋转方向反转结构37中的第一信号导体37a的旋转方向设置成彼此相反。

此外，与图10的示意性俯视图所示的传输线62a相似，也可以通过使用与信号传输方向65平行的第四信号导体67d，而将相邻的旋转方向反转结构67、67彼此连接，以使包含在旋转方向反转结构67(布置在图中的左端)中的第二信号导体67b，和包含在其相邻的旋转方向反转结构67(布置在图的中心)中的第一信号导体67a的旋转方向设置成一个相同的旋转方向(即第二旋转方向R2)。然而，对于如图10所示的传输线62a的结构，由于将第四信号导体67d与信号传输方向65平行布置，所以不能说已经将用于减小互感的本发明的传输线中的设计模式利用到了最大的效用。也就是说，由于在长区间长度(线长)上将第四信号导体67d与相邻传输线平行布置，所以结果可能是，利用本发明的传输线的互感减小的效果被相反地减小。而且，对于将第四信号导体67d与传输线中的相邻传输线布置得最接近的结构，另一个担心是与相邻传输线的互感可能会发生不必要的增加。

因此，为了通过采用相等转数Nr的旋转方向反转结构而有效地获得本发明的有利效果，优选地采用图11的结构的传输线72a，而不采用图10的结构的传输线62a。也就是说，与图11的传输线72a相似，第四信号导体77d也可以不与信号传输方向65平行布置，而是在相对于信号传输方向65歪斜的方向上布置。另外，在用于将相邻旋转方向反转结构77彼此连接的第四信号导体77d被形成为大致直线形状并被布置在相对于信号传输方向65歪斜的方向上(如在图11的传输线72a中那样)的结构中，单个旋转方向反转结构77以一个相同的布置配置被布置。

此外，由于在通过第四信号导体传输的过程中使传输信号的相位旋转到极端程度并不是优选的，所以优选地将第四信号导体的线长设置成小于传输信号的频率上的有效波长的四分之一的线长。请注意，同样在图10和图11中，与图3等图中相似，只示出了构成传输线对的两根传输线中的一根传输线。

在上文中，已经描述了通过采用本发明的传输线减小互感而使得串扰现象得到抑制的原理。接下来，将详细说明本发明的传输线所具有的而常规传输线所不具有的、并且利于工业应用的特性。

在该描述中，首先，在图12中以曲线图形式示意性地示出了两根相邻传输线之间的串扰特性与布线距离D的依赖关系的典型实例。在图12中，作为在采用本发明的传输线对的情况下的特性曲线，旋转方向反转结构的转数Nr为1转的传输线对(即包括传输方向反转部的结构)的特性曲线，以及旋转方向反转结构的转数Nr为0.5转的传输线对(即不包括传输方向反转部的结构)的特性曲线，作为比较性的实例而每个均以实线示出；而采用常规线状传输线对得到的特性曲线以虚线示出。而且，图中示出的特性曲线是特定频率下(例如10GHz下)的串扰特性曲线。将布线距离D定义为如图1中所示的总布线形成区域的中心到中心的距离，并将三个进行比较的实例都设置成一个相同的布线距离D。也就是说，在图中所比较的三个实例，在传输线中的每单位宽度的线数密度是相等的。此外，在用于比较的设置中，本发明的传输线对中的局部信号导体宽度w被设置成使得比较性实例的传输线对的信号导体宽度w与常规传输线的实例中的信号导体宽度w彼此相等，并且传输线对具有相等的有效特征阻抗。

如图12所示，在常规传输线对中，随着布线距离D的减小，串扰量单调地增大。因此，在采用常规传输线对的情况下，为了获得指定值或更高的串扰抑制效果，除了增加布线距离D以减小传输线的布线密度之外没有其它办法。然而，随着布线距离D的值逐渐减小，本发明的传输线对(转数Nr＝1转)开始显示出与常规传输线对完全不同的串扰特性。也就是说，当布线距离D的值变成特定布线距离D3或更低时，串扰量开始极度下降，继续朝着比常规传输线对更加有利得多的值改善。更具体地，在旋转方向反转结构的转数Nr为1转的本发明的传输线对中，当布线距离D＝D2(D2＜D3)时串扰强度取局部最小值，并且优于常规传输线对的特性改善量ΔS达到最大值。当布线距离D＜D2时，串扰强度开始增大，但是仍然可以获得比常规传输线对结构有利得多的特性。当传输线对变得彼此非常接近时，直到达到布线距离D＝Dc(此时布线区域距离d变得接近于0)之前一直可以保持本发明的串扰抑制效果。在通过分析确定的布线距离D＝Dc的情况下，布线区域距离d变成通过实际处理规则不能实现的低值，使得本发明的传输线对产生了在工业上非常有利的效果，即，假设在相同的线数密度下的实际处理规则，可以始终获得优于常规传输线对的成功的隔离特性。

而且，本发明的传输线对的优选特性是：D2(其是可获得最小串扰强度的布线距离D的值)不具有频率依赖性。也就是说，通常在任何频率下如果布线距离D＝D2，则相邻传输线之间的串扰强度就变成最小值。因此，在设备内被处理的信号的传输速度在将来会得到改善，使得信号中所包含的高频成分的频率发生改变，本发明的有利效果可以连续地获得而不需要重新再设置布线规则。

进一步定性地说明布线距离D2、特性改善量ΔS和本发明的传输线对的结构之间的关系。在第一信号导体与第二信号导体的转数Nr与大约1转一样大的情况下，尽管布线距离D＝D2的条件与低线数密度的结构相对应，然而仍然可以获得相当成功的隔离特性。相反地，在采用小转数Nr的结构(例如，比较性实例的传输线对中的具有的转数Nr＝0.5转的结构)的情况下，尽管在布线距离D＝D2的条件下可以获得比常规传输线对中更成功的隔离特性，然而串扰强度抑制量变得不再与本发明的传输线对(转数Nr＝1转的结构)可比较。然而，由于在非常高布线密度的条件下可以使串扰量达到局部最小值，所以在任何一种情况下都可以提供显著的工业效果。

与常规传输线对相比，串扰达到局部最小值的上述现象可以归因于，在本发明的传输线对中，由于布线区域距离d减小而引起互电容的增加。如背景技术中所述，串扰电流对应于由于互电容而引起的Ic与由于互感而引起的感应电流I_i之间的差，其中在普通传输线对中Ii＞Ic。在本发明的传输线中，如上所述采用了感应电流Ii得到减小的结构，并且总布线区域宽度W大于常规传输线对的总布线区域宽度以使相邻传输线之间的布线区域距离d减小，由此有效地增大Ic。由此，在布线距离D＝D2的情况下，在远端侧串扰终端处，符号相反且强度相等的Ii和Ic相互抵销，从而可以使串扰信号强度最小化。如该描述所展示的那样，当布线距离D＜D2时Ii＜Ic成立，使得远端侧串扰终端处的串扰电压具有与布线距离D＞D2情况相反的符号。

而且，由于本发明的传输线对中的总布线区域宽度W与常规传输线对中的总布线区域宽度相比发生了增大，所以在物理上不可能为布线距离D设置极小的值。例如，如果将总布线区域宽度W设置成布线宽度w的五倍，则布线距离D不再能够被设置成不大于w大小的五倍，然而即使在信号导体等的旋转结构的转数Nr的条件变化的情况下，也可以获得这样的结果：通过分析确定的布线距离Dc的值集中在布线宽度w大小的大约5.2倍。此外，当总布线区域宽度W被设置成布线宽度w大小的3倍时，通过分析确定的布线距离Dc为布线宽度w大小的3.2倍。也就是说，可以认为，如果总布线区域之间的间隙d保持在布线宽度w大小的1/5或更大时，则本发明的传输线对能够保持比常规传输线对更成功的隔离。

此外，通常，布线距离D3大约为总布线区域宽度W大小的两倍。即使当D＞D3时，尽管本发明优于采用常规传输线对的情况的优越效果在程度上减小了，但是与常规传输线对相比特性从不会恶化。也就是，本发明的传输线对，除布置区域距离d被极端降低的情况外，在所有布线密度条件下都能够提供如下有利效果：与常规传输线对相比，串扰被抑制得更多。

尽管在为了减小互感和抑制不希望有的辐射而不断增加旋转方向反转结构中所设置的转数Nr的情况下，可以获得更有利的效果，然而在第一信号导体和第二信号导体的电气长度达到相对于所传输的电磁波的有效波长而言为相当大的线长时，可能会失去本发明的效果。而且，转数Nr的增加也会导致总布线区域宽度W的增加，这对于电路的面积节省而言是不合要求的。并且，总布线长度的增加也会造成信号延迟。而且，由于电磁波的有效波长在传输频带的上限处会变短，所以将转数设置成高值会导致第一信号导体和第二信号导体的线长接近电磁波波长，并因此还会导致谐振条件，在此情况下更可能发生反射，由此限制本发明的传输线对的可用带宽，这不符合实际应用需要。这种不希望有的信号反射不仅会导致强度减小或者不希望有的传输信号辐射，还会招致群延迟频率特性的恶化，这会不合需要地导致系统的错误率的恶化。因此，第一信号导体和第二信号导体的转数Nr的实际设置上限，在一般应用中优选地为2转或更低。

此外，在使用本发明的传输线对的情况下，需要考虑存在两种类型的关于群延迟频率特性的问题。第一种问题是总延迟量的增加，第二种问题是延迟色散问题，即延迟量随着频率的不断升高而增大。第一种问题，即总延迟量的增加，是使用本发明的传输线对时从根本上不可避免的问题。然而，由于本发明的传输线对中的连接线的伸展而使延迟量增加的程度，至多相当于常规传输线对的百分之几至百分之几十，使得这种程度的延迟量的增加对实际应用而言无关紧要。

关于第二种问题，可以轻易地避免可能会导致延迟量随着传输带频率的不断升高而增加并使传输脉冲波形崩溃的延迟色散。当本发明的结构内的每个位置达到相对于电磁波的有效波长不能被忽略的电气长度时，会出现问题。一般来说，对于平面射频电路的传输线结构来说，可以通过保持线路宽度与基板厚度的比率来实现相同等效阻抗的传输线，因此，在将基板厚度设置得越来越薄时，总布线宽度得到越来越多的减小。因此，每个位置的电气长度相对于有效波长也变得可忽略，使得可以在不减轻本发明的有利效果的情况下解决作为第二种问题的延迟色散问题。

现在，作为一个实例，图13A中示出了将本发明的传输线对的结构形成在具有较大基板厚度H1的电介质基板上的情况下的传输线82a的示意性俯视图，而图13B中示出了将本发明的传输线对形成在具有较小基板厚度H2的电介质基板上的情况下的传输线92a的示意性俯视图，其中在两种情况之间进行了比较。请注意，图13A和图13B中只示出了构成传输线对的1根传输线中的一根传输线。在图13A所示的传输线82a中，由于将总线路宽度W1设置得较大，所以诸如旋转方向反转结构87的每个位置都变得较大。相反，在图13B中所示的传输线92a中，由于减小了电路板的厚度而将总线路宽度W2(W2＜W1)设置得较小，所以可以理解，诸如传输方向反转结构97的每个单独的电路构成位置的电气长度得到了减小。这表明，朝向涉及更薄电路结构和更精细布线宽度的更高密度布线的趋势越大，可由本发明的传输线对结构处理的传输带的上限频率就可以得到更大的改善。

接下来，将参考图14A和14B中所示的传输线对的示意性俯视图，在下面说明使用根据该实施例的传输线对10的结构的应用实例。

首先，图14A所示的传输线对110具有这样的结构：使用图5所示的两根传输线32a并将其彼此相邻和平行地布置。在这样的传输线对110中，可以使传输线112a和112b分别用作单端信号传输路径，使得可以实现将其线与线之间的隔离保持在成功的值的传输线对(或传输线组)。

在此情况下，如图14A所示，传输线112b(其是传输线112a的相邻布置的配对物)以这样的关系来布置：沿着与信号传输方向65垂直的方向68平移传输线112a。此外，如图14B的传输线对120所示，可以镜像对称地布置两根等效传输线122a和122b。

而且，更优选地，与图15的示意性俯视图所示的传输线对130相似，传输线132b(其是与传输线132a相邻布置的配对物)，以通过将传输线132a沿着与信号传输方向65垂直的方向68进行第一平移，接着平行于信号传输方向65进行第二平移而获得的布置关系来布置。此外，尽管未示出，但是这种关系也是优选的，即，进一步沿着信号传输方向65只平移镜像对称的传输线中的一根。第二平移的最佳移动距离是两根传输线中的多个旋转方向反转结构的周期的一半。

从图14A的传输线对110和图15的传输线对130之间的比较也可可以明显地看出，只通过第一平移，传输线112a与传输线112b之间的布线区域距离d产生极小的值，而且两根传输线之间的局部最短布线距离g也处于较小的值。因此，可认为两个传输线对之间的互电容被增加，并因此减小了串扰强度抑制效果。另一方面，当如图15的传输线对130所示，除了第一平移之外，还进行了与信号传输方向平行的第二平移时，即使传输线132a与传输线132b之间的布线区域距离d保持不变，也可以扩展线与线之间的局部最短布线距离g，两根传输线之间的互电容被减小。因此，需要进一步减小两根传输线之间的布线距离D以便获得具有抵消互电感所需的强度的互电容。因此，第二平移可以产生可以保持隔离并提高线数密度的有利效果，因此是优选的。

在任何一种情况下，给定传输线112a、122a、132a和传输线112b、122b、132b的布线宽度w，总布线区域宽度W和布线区域距离d，优选的条件是，将d设置在w大小的1/5倍到W大小的1倍的范围内，更优选地，将d设置在w大小的1/2到W大小的0.6倍的范围内。在这些范围内，本发明的传输线对(传输线组)中的传输线之间的隔离变成最有利的值。

而且，在使用本发明的传输线对作为用于差分信号的传输路径的情况下，如图16的示意性俯视图所示，与传输线142a配对以形成差分传输线对140的传输线142b，优选地关于与信号传输方向65平行的平面而镜像对称布置。由于差分信号在差分传输线的奇数模的支持下传输，所以电路的镜像对称布置对于避免从奇数模到偶数模的不必要的模式改变是有效的。与常规传输线对相比，当把具有在单端信号传输过程中无辐射的有利特性的本发明的传输线对结构用作差分传输线时，可以获得在共模信号叠加在差分传输线上的情况下改进辐射特性的有利效果。此外，可以获得维持与外围的差分传输线的隔离的有利效果。

上面已经描述了该实施例的传输线对10中的两个信号导体3a和3b被形成在例如电介质基板1的顶面上(即同一平面内，如图32A的示意性断面图所示)的情况。然而，该实施例的传输线对并不仅局限于此种情况。作为此种情况的替代，例如，如图32B的示意性断面图所示，情况可以是这样：电介质基板1是第一基板1a和第二基板1b彼此堆叠的多层结构基板，其中一个信号导体3a形成在第一基板1a的上表面上，而另一信号导体3b形成在第二基板1b的上表面上，如图所示，也就是说，两个信号导体没有布置在同一个平面上，而是布置在不同的平面上。

(工作实例)

接下来，将在下面描述该实施例的传输线(或传输线对)的几个工作实例。

首先，作为该实施例的工作实例和与该工作实例相对的比较实例，具有20μm厚度和100μm宽度的信号导体通过铜线形成在具有3.8的介电常数和250μm的总厚度的电介质基板的顶面上，并且具有20μm厚度的接地导体层类似地通过铜线遍布地形成在电介质基板的背面上，由此构成微带线结构。在耦合线长Lcp被均匀设置成5mm以用于测量串扰强度的情况下，进行比较。将输入终端连接到同轴连接器上，并且输出侧终端被终止，以采用100Ω(其是与特征阻抗几乎相等的电阻值)的电阻器接地，以便减小终端处的信号反射的任何不利效果。在总布线区域宽度W设置成500μm的情况下，第一信号导体和第二信号导体被形成以便在旋转方向反转结构内弯曲转数Nr。将根据如上所述的此工作实例和比较实例的传输线对的特性，与现有技术实例1(其是线状常规传输线对)的特性进行比较。在两种或更多种类型的传输线的特性的比较中，在所有情况下将基板条件、线长Lcp、布线宽度w和布线距离D设置成相同。

更具体地，比较实例1的传输线对被构建成使转数Nr对应于0.5，因此传输线对具有旋转方向反转结构但不具有任何传输方向反转部，并且每个均具有外径为250μm并且内径为150μm的半圆弧状的信号导体，以9个周期彼此连接成以相互不同的旋转方向弯曲。布线距离D＝750μm对应于这样的线长，其是总布线区域宽度W大小的1.5倍和布线宽度w大小的7.5倍。通过用上述结构的传输线替换现有技术实例1的传输线对的结构的两根线(即传输线对)中的线状传输线，来获得比较实例1的传输线对的结构。具有相同结构和尺寸的两根传输线，具有这样的关系：将一根传输线沿着与信号传输方向垂直的方向移动750μm。此外，也制造了一根传输线与另一根传输线之间具有镜像对称布置关系并且布线距离D不发生改变的比较实例2的传输线对。

图17示出了比较实例1的传输线对与现有技术实例1的传输线对之间的串扰特性的比较。请注意，在图17中，纵轴代表串扰特性S41(dB)，并且横轴代表频率(GHz)。从图17中可以明显看出，比较实例1的传输线对在整个测量频带(至30GHz)上获得了比现有技术实例1的传输线对更成功的隔离特性。例如，尽管现有技术实例1不能在10GHz或高于10GHz的频带处将串扰强度保持在25dB以下，但是比较实例1能够在25GHz或低于25GHz的频带处将串扰强度抑制到20dB以下。

此外，比较实例2的传输线对能够在23GHz或低于23GHz的频带处实现20dB或低于20dB的串扰强度特性，其与比较实例1的值几乎相等。比较实例1中彼此平行的两根传输线中仅有一根传输线被沿着信号传输方向移动250μm的比较实例1-2，能够在32GHz或低于32GHz的频带处保持20dB或低于20dB的低串扰特性。请注意，250μm的移动距离对应于旋转方向反转结构的周期的一半。而且，将在比较实例1中重复地串联布置9次的旋转方向反转结构的重复数目减小到5和1的传输线对，尽管具有显示出的减小的效果，但是类似地也能够在整个频带上获得比现有技术实例1更有利的隔离特性。

图18示出了现有技术实例1与比较实例1之间的群延迟频率特性的比较。在图18中，纵轴代表群延迟量(皮秒)，并且横轴代表频率(GHz)。在现有技术实例1中为48皮秒的延迟量，在比较实例1中显示出大约20％的增加，但是这种程度的延迟量增加可说是位于可忽略的范围内。

接下来，作为工作实例1和2(它们是该实施例的工作实例)的传输线对，已经在比较实例1和2中取0.5的旋转方向反转结构的转数Nr，分别被增加到0.75和1而作为信号导体旋转的转数Nr的传输线，在数目上每两根地彼此平行布置，并受到从一根传输线到另一根传输线的向前串扰强度的测量以及渡越强度特性的测量。也就是说，与比较实例1和2(其被构建成具有旋转方向反转结构但不具有传输方向反转部)相反，工作实例1和2被设置成既具有旋转方向反转结构又具有传输方向反转部。信号导体被制造成具有500μm或小于500μm的总布线宽度。更具体地，将w的值从比较实例1的100μm减小到75μm，以构成旋转方向反转结构。构成工作实例1(Nr＝0.75)和2(Nr＝1)的传输线具有分别对应于102Ω和105Ω的有效特征阻抗，并将测量中的终端阻抗设置成100Ω。在工作实例1中连续设置8个周期的旋转方向反转结构，在工作实例2中连续设置7个周期的旋转方向反转结构。在图17中，除了比较实例1和现有技术实例1的特性曲线之外，还增加了工作实例1和2的串扰特性与频率的依赖关系。从图17中可以明显看出，在工作实例1和2中进一步改进了串扰强度抑制效果，其中转数被增加到超过比较实例1。

此外，在图18中，除了比较实例1和现有技术实例1的渡越群延迟频率特性曲线之外，还增加了工作实例1和2中的群延迟频率特性与频率的依赖关系。从图18中可以明显看出，延迟量随着转数的增加而增加，但是作为一个实例的工作实例1(Nr＝0.75)的延迟量的增加，与现有技术实例1相比，是与45％一样小的增加，这种程度的增加对实际应用无关紧要。从如上所示的单独的工作实例中，能够表明本发明的传输线对即使在改变转数的情况下也能为射频电路带来总体的有利效果。

接下来，工作实例2的传输线对的电路构造被减小到一半的传输线对结构被取为工作实例2-2的传输线，并经历传输线对结构的特性的测量。更具体地，将各单独的参数减小到工作实例2的一半，包括基板厚度(125μm)，总布线宽度(250μm)，布线宽度w(37.5μm)和线与线间的距离D(375μm)。然而，铜线的厚度被保持为20μm不变，并且线长也保持为5mm。旋转方向反转结构的重复数达到14次，为工作实例2的两倍。图19示出了工作实例2与工作实例2-2之间的串扰特性的比较，并且图20示出了群延迟频率特性的比较。在图19和图20的每个中，另外示出了由两根微带线构成的现有技术实例2A的特性，其中每根微带线具有125μm的基板厚度、250μm的总布线宽度和375μm的线间距离。

如图19所示，尽管由于结构减小而稍稍降低了串扰抑制效果，但是与现有技术实例2A的常规传输线对特性相比，能够以相同的规模在整个频带上获得有利得多的特性。此外，如图20所示，在工作实例2中群延迟频率特性随着频率的不断增加而恶化的问题，能够在基板厚度减小并且第一信号导体与第二信号导体的有效线长缩短的工作实例2-2中得到改善。

而且，相对于比较实例1和工作实例2，增大和减小相邻传输线之间的布线距离D的比较实例和工作实例，以及与现有技术实例1相比增大和减小布线距离D的现有技术实例，也被构建。首先参考比较实例1和现有技术实例1之间的比较，在布线距离D设置成相同的条件下，比较实例1始终显示出优于现有技术实例1的成功的串扰抑制效果。图21A和21B示出了在10GHz和20GHz频率处，现有技术实例1和比较实例1的串扰强度与布线距离D的依赖关系。请注意，在图21A和21B中，水平轴显示出由总布线区域宽度W归一化的布线距离D的值。此外，尽管在现有技术实例1的传输线中w＝W成立，然而为计算的目的，使用本发明的传输线的500μm的值计算D/W的值。

从图21A和21B中可以明显看出，即使处于不同频率时，也可以在一个相同的D值处获得串扰的局部最小值。此外，即使将布线距离减小到W大小的1.1倍(此时布线区域距离d对应于w的一半)，比较实例1的串扰特性也优于常规传输线对的特性。在分析结果中，即使是比较实例1中减小到的w的1/5的d值，也能在相同条件下产生低于常规传输线对的串扰强度。

接下来，说明工作实例2与现有技术实例1的比较。为了说明，图22A和22B示出了现有技术实例1和工作实例2在10GHz和20GHz的频率处的串扰强度与布线距离D的依赖关系。从图22A和22B可以明显看出，如在比较实例1中那样，同样在工作实例2中，不但能够在D＝1.8×W(其是与频率无关的D值)处获得串扰的局部最小值，而且可获得优于比较实例1的串扰抑制效果。此外，即使将布线距离减小到W大小的1.1倍(此时布线区域距离d对应于w的一半)，工作实例2的串扰特性也优于常规传输线对的特性。此外，在分析结果中，即使是工作实例2中减小到w的1/5的d值，也能在相同条件下产生低于常规传输线对的串扰强度。此外，在任何一种情况下，即使将布线距离D设置成总布线区域宽度W大小的3倍或3倍以上，也能够获得比现有技术实例1的串扰特性高的特性。

此外，图23A和图23B示出了工作实例2-3中的串扰特性与布线距离D的依赖关系，其中将在工作实例2中彼此平行布置的相邻传输线之一沿着信号传输方向移动250μm。在工作实例2-3中，不仅能够在D＝1.6×W(其是具有比工作实例2更高的密度的布线条件)处获得串扰的局部最小值，而且可获得优于工作实例2的串扰抑制效果。

此外，构建如下工作实例2-4：将工作实例2-3的结构中的布线距离D设置成750μm，并将耦合线长Lcp加长到50mm。图24示出了工作实例2-4与现有技术实例2(Lcp＝50mm)之间的串扰强度的比较。从图24中可以明显看出，在整个测量频带上可获得成功的串扰抑制效果。在工作实例2-4中应用具有1V电压和50皮秒的上升/下降时间的脉冲，并测量其远端串扰终端处的串扰波形。此条件与图31中示出的现有技术实例2的传输线对的串扰波形测量相同。此外，图25在时域中示出了关于工作实例2-4和现有技术实例2(均为Lcp＝50mm)的串扰波形的测量结果。从图25中可以明显看出，尽管现有技术实例2的传输线对中产生了175mV的串扰电压，但是在工作实例2-4中能够将串扰强度抑制到45mV(其是上述强度的四分之一)。请注意，尽管图23A和23B已经示出了工作实例2-3的串扰强度与D的依赖关系，但是串扰信号的电压具有与常规对应物相反的符号，因为工作实例2-4中的D的设置低于D2值(1.6×W＝800μm)。

请注意，通过适当地组合上述各种实施例中的任意实施例，可以产生它们所具有的效果。

尽管已结合优选实施例并参考附图详述了本发明，但请注意，各种变化和修改对于本领域的技术人员而言是显而易见的。这些变化和修改应被理解为包含在所附权利要求所限定的本发明的范围内(除非它们脱离该范围)。

根据本发明的传输线、传输线对或传输线组能够抑制向邻近空间的不希望有的辐射并以低损耗进行信号传输，而不会使信号漏泄到外围电路或相邻的传输线，并最终能够同时实现电路面积减小(其通过密集布线获得)和电路的高速操作，这在常规上由于信号的泄漏而难以实现。而且，本发明还可以被广泛地应用到诸如滤波器、天线、移相器、开关和振荡器的通信领域中，而且还可以用在电力传输或涉及无线电技术(诸如ID标签)的使用的领域中。

在此引用2005年3月30日提交的日本专利申请第2005-97370号的公开的全部内容(包括说明书、附图和权利要求书)作为参考。

Claims

1.一种传输线对，其具有平行于传输线整体的信号传输方向彼此相邻布置的两根传输线，

每根传输线包括：

第一信号导体，其被布置在由电介质或半导体形成的基板的一个表面上并被形成为在所述表面内朝第一旋转方向弯曲；以及

第二信号导体，其被形成为朝与所述第一旋转方向相反的第二旋转方向弯曲并被布置在所述基板的所述表面中以便串联地电连接到所述第一信号导体，

其中，沿着相对于所述传输线整体的信号传输方向的相反方向传输信号的传输方向反转部被形成，以至少包括部分所述第一信号导体和部分所述第二信号导体。

2.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述两根传输线的线长彼此相等。

3.如权利要求1所述的传输线对，其中，单根传输线的布线区域的中心到中心的距离被设置成传输线的每个布线区域的宽度的1.1至2倍。

4.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述两根传输线被布置成彼此镜像对称。

5.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述两根传输线的线路形状彼此相同，并具有如下的布置关系，沿着与所述信号传输方向垂直的方向平移所述传输线中的一根。

6.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述两根传输线的线路形状彼此相同，并具有如下的布置关系，沿着所述信号传输方向以及沿着与所述信号传输方向垂直的方向平移所述传输线中的一根。

7.如权利要求1所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述第一信号导体和所述第二信号导体的每个的曲线为圆弧形。

8.如权利要求1所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述第一信号导体和所述第二信号导体关于所述第一信号导体与所述第二信号导体之间的连接部的中心被点对称布置。

9.如权利要求1所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述第一信号导体和所述第二信号导体的每个具有带有180度或更大角度的旋转角度的曲线形状。

10.如权利要求1所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述传输方向反转部具有的信号传输方向相对于所述传输线整体的信号传输方向具有超过90度的角度。

11.如权利要求10所述的传输线对，其中，所述传输方向反转部具有的信号传输方向相对于所述传输线整体的信号传输方向具有180度的角度。

12.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述两根传输线中的每一根传输线还包括用于将所述第一信号导体和所述第二信号导体彼此电连接的第三信号导体，并且其中，所述传输方向反转被形成为包括所述第三信号导体。

13.如权利要求1所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述第一信号导体和所述第二信号导体经由电介质彼此电连接，并且其中，所述电介质、所述第一信号导体和所述第二信号导体构成电容器结构。

14.如权利要求1所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述第一信号导体和所述第二信号导体被分别设置成在传输信号的频率上的非谐振的线长。

15.如权利要求12所述的传输线对，其中，所述第三信号导体被设置成在传输信号的频率上的非谐振的线长。

16.如权利要求1所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，每个均形成有所述第一信号导体与所述第二信号导体之间的电连接的多个旋转方向反转结构，沿着所述传输线整体的信号传输方向被彼此串联连接。

17.如权利要求16所述的传输线对，其中，相邻的旋转方向反转结构通过第四信号导体彼此连接。

18.如权利要求17所述的传输线对，其中，所述第四信号导体沿着与所述传输线整体的信号传输方向不同的方向布置。

19.如权利要求16所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述多个旋转方向反转结构被布置在长度为传输信号的频率上的有效波长的0.5倍或0.5倍以上的有效线长上。

20.如权利要求16所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述多个旋转方向反转结构被布置在长度为传输信号的频率上的有效波长的1倍或1倍以上的有效线长上。

21.如权利要求16所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述多个旋转方向反转结构被布置在长度为传输信号的频率上的有效波长的2倍或2倍以上的有效线长上。

22.如权利要求16所述的传输线对，其中，在所述两根传输线中的每一根传输线中，所述多个旋转方向反转结构被布置在长度为传输信号的频率上的有效波长的5倍或5倍以上的有效线长上。

23.一种传输线组，在所述传输线组中，至少一对如权利要求1所述的传输线对被提供差分信号以用作差分传输线。