CN1969424A - 传输线对 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种传输线对，包括第一传输线和第二传输线，第二传输线被相邻放置，使得形成与第一传输线耦合的耦合线区域，在耦合线区域中，第一传输线包括第一信号导体，该第一信号导体被设置在由电介质或半导体形成的基板的顶面或者与该顶面平行的内层表面的一个表面上，并且沿着传输方向具有直线形状，并且第二传输线包括第二信号导体，该第二信号导体被设置在基板的一个表面上，并部分地包括传输方向反转区域，该传输方向反转区域用于沿着在设置平面内相对于传输方向具有大于90度的角度的方向传输信号，并且该第二信号导体具有与第一信号导体不同的线长。

Description

传输线对

技术领域

本发明涉及用于传输微波段、毫米波段等的模拟射频信号或数字信号的传输线。更具体地，本发明涉及包括第一传输线和设置成允许自身与第一传输线耦合的第二传输线的传输线对，并且还涉及包括这样的传输线对的射频电路。

背景技术

图17A表示已在如上所示的这种传统射频电路中用作传输线的微带线的示意性横断面结构。如图17A所示，在由电介质或半导体制成的板101的顶面上形成有信号导体103，并且在板101的背面上形成有接地导体层105。一旦将射频功率输入到该微带线，沿着从信号导体103到接地导体层105的方向就出现电场，并且沿着垂直于电力线且包围信号导体103的方向出现磁场。结果，电磁场在与信号导体103的横向方向垂直的纵向方向上传播射频功率。另外，在微带线中，信号导体103或接地导体层105不一定需要在板101的顶面或背面上形成，而是如果将板101设置为多层电路板，则信号导体或接地导体层105可在电路板的内层导体表面内形成。

已经对用于传输单向信号的传输线做出了以上描述。然而，如图17B的断面图中所示，可平行设置两个微带线结构，以便将其用作相反相位的信号分别通过各线传输的差分信号传输线。在这种情况下，因为成对的信号导体103a、103b具有穿过其流动的相反相位的信号，所以可忽略接地导体层105。

在传统模拟电路或高速数字电路中，在许多情况下，经常将两根或更多根的传输线102a、102b彼此相邻并平行设置并且它们的相邻距离被高密度地配置，导致涉及隔离劣化问题的相邻传输线之间的串扰现象，图18A中示出了其横断面结构，并且图18B中示出了其俯视图。如非专利文献1所示，可将串扰现象的起因归因于互感和互电容两者。

现在参照采取电介质基板101作为电路板并且彼此平行并相邻放置的两根线的传输线对的透视图—图19(与图18A和18B的结构相对应的透视图)来解释出现串扰信号的原理。两根传输线102a、102b被构造成，把在电介质基板101的背面上形成的接地导体层105用作它们的接地导体部分，同时把在电介质基板101的顶面上彼此相邻并平行设置的两个信号导体用作它们的信号导体部分。假定这些传输线102a、102b的两端分别由未示出的电阻器终止，则可通过用有电流流动的闭合电流回路293a、293b来分别替代两根传输线102a、102b，来理解两根传输线102a、102b的射频电路特性。

同样，如图19所示，每个电流回路293a、293b由信号导体、接地导体105和电阻元件(未示出)组成，其中信号导体使电流在电介质基板101的顶面上流动；接地导体105在背面上，而返回电流在背面上流动；并且电阻元件在与电介质基板101垂直的方向上将两个导体彼此连接。这里应注意，在这样的电路(即，在电流回路中)中引入的电阻元件可以不是物理元件，而是电阻成分沿信号导体分布的虚拟元件，其中可将电阻元件看作是具有与传输线相同的特征阻抗值的元件。

接下来，将参照图19具体说明在每个电流回路293a中有射频信号流动后将会出现的串扰现象。首先，当在传输射频信号后，射频电流853在电流回路293a中沿着图中的箭头指示的方向流动时，射频磁场855被产生，以便贯穿电流回路293a。因为两根传输线102a、102b彼此接近放置，所以射频磁场855甚至会贯穿传输线102b的电流回路293b，使得感应电流857在电流回路293b中流动。这是由于互感而产生串扰信号的原理。

基于该原理，在电流回路293b中生成的感应电流857以与电流回路293a中的射频电流853的方向相反的方向朝近端侧端子(即，图中前侧的末端部分中的端子)流动。因为射频磁场855的强度取决于电流回路293a的回路面积，并且因为感应电流857的强度取决于贯穿电流回路293b的射频磁场855的强度，所以当由两根传输线102a、102b组成的传输线对的耦合线长Lcp增加时，串扰信号强度增加得越来越大。

此外，由于在两个信号导体之间也出现了互电容，所以另一串扰信号被感应到传输线102b中。由互电容产生的串扰信号没有方向性，并且各个以相同强度出现在远端侧和近端侧。可把在远端侧上出现的串扰现象理解为上述两种现象的和。现在，在图20的示意性说明图中示出了在高速信号的传输期间，伴随串扰现象在传输线对中生成的电流元。如图20中所示，当将电压Vin施加到如图中的传输线102a的左侧上的端子106a时，由于在脉冲前沿包含的射频成分，射频电流元Io穿过传输线102a流动。由于由该射频电流元Io引起的互电容而生成的电流Ic与由于互感而生成的电流Ii之间的差，作为串扰电流流进相邻设置的传输线102b的远端侧串扰端子106d。另一方面，与电流Ic和Ii的和相对应的串扰电流流进近端侧串扰端子106c。在成对的传输线以高密度彼此靠近放置的情况下，电流Ii通常在强度上高于电流Ic，并且因此在远端侧串扰端子106d观察到负号(其与被施加到端子106a的电压Vin的符号相反)的串扰电压Vf。另外，在传输线102a的端子106b观察到电压Vout。

这里解释的是传统传输线中的串扰特性的典型实例。例如，如图18A和18B中所示，树脂材料的电介质基板101具有3.8的介电常数，250μm的厚度，并且在其整个背面上设置有接地导体层105，在该电介质基板101的顶面上制造有射频电路，该射频电路具有这样的结构：布线宽度(wiring width)W为100μm的两个信号导体，即传输线102a和102b，以设置成650μm的线到线间隔G平行放置，其中将这里定义的、并具有50mm的耦合线长的一个射频电路假定为现有技术实例1，并将具有500mm的耦合线长的另一射频电路假定为现有技术实例2(应注意将在后面提到现有技术实例2)。作为两根传输线102a、102b的放置距离的布线距离D是G+(W/2)×2＝750μm。应注意的是，那些信号导体各由铜线提供，该铜线具有3×10⁸S/m的电导率和20μm的厚度。

关于现有技术实例1的这样的射频电路，将参照图21中所示的表示关于现有技术实例1的射频电路的、隔离特性与频率的依赖关系的曲线图形式的示图，在下文中说明通过四个端子测量(端子106a至端子106b)的前向渡越特性(forward transit characteristics)以及远端方向的隔离特性(端子106a至端子106d)。应注意的是，在图21的曲线图中，横轴表示频率(GHz)并且纵轴表示渡越强度特性S21(dB)和隔离特性S41(dB)。

如图21的隔离特性S41所示，随着频率增加，串扰强度单调增加。更具体地，可以理解的是，甚至是频带为5GHz或更高时的11dB的隔离，或者是频带为10GHz或更高时的7dB的隔离，或者是频带为20GHz或更高时的与3dB一样小的隔离，也不能确保。此外，当耦合线长Lcp变得更长时，或当放置距离D减小时，串扰强度单调增加。

同样，如图21的渡越强度特性S21(由图中细线指示)所示，当串扰信号强度增加时，渡越信号强度急剧下降。具体地，在25GHz处，信号强度中出现和9.5dB一样多的下降。在现有技术实例1的射频电路中，当通过50mm的线长时，频率大约1.8GHz的信号的渡越相位对应于180度。该频率处的串扰强度是-21.4dB。尽管取决于放置距离D，但是串扰现象在耦合线长Lcp有效地相当于波长级(即半波长或大于半波长的有效线长)的频带中成为问题。例如，将放置距离D减小到200μm使得串扰强度变成-15.8dB，并且将放置距离D延长到1000μm使得串扰强度变成26.7dB。同样，在放置距离D等于200μm的情况下，在11.6GHz频率处无法维持-10dB的串扰强度，其中在11.6GHz频率处，耦合线长Lcp相当于有效波长的大约2.5倍。同样，在放置距离D等于750μm的情况下，在25.7GHz的频率处记录有-10dB的串扰强度，其中在25.7GHz的频率处，耦合线长Lcp相当于有效波长的大约7倍。因此，尽管取决于线之间的耦合程度，但是在耦合线长Lcp相当于有效波长的两倍或更多倍的条件下，串扰现象的影响才变得相当可观。

作为用于抑制这样的串扰现象的传统技术，已经存在着在专利文献1中示出的传输线结构作为实例。专利文献1中所示的传输线结构是有效用于优化在信号传输期间高频的电磁场分布、以降低关于单位线长的串扰的结构。即，因为是上述平行线之间的耦合产生了串扰因素，所以这是企图通过提供设计成降低平行线之间的耦合程度的传输线横断面结构来抑制串扰现象的技术。更具体地，如图22的传输线对的横断面结构所示，介电常数低于作为基板的第一电介质144的第二电介质145，被分布在传输线对的两个信号导体142和143之间的基板的部分位置。因为在传输线上传播的信号的射频电场强度在低介电常数的第二电介质145的分布位置处被降低，所以能够降低传输线之间的耦合程度，从而使得能够抑制串扰现象。

专利文献1：日本未审查专利公开号2002-299917A

专利文献2：日本未审查专利公开号2003-258394A

非专利文献1：An introduction to signal integrity(CQ Publishing Co.，Ltd.，2002)pp.79

发明内容

然而，如上文所示由微带线形成的传统传输线对具有下文中所示的基于原理的问题。

根据下文中的两个观点，传统传输线对中出现的前向串扰现象可以造成电路故障的因素。首先，在与传输信号的输入端子连接的输出端子处，出现信号强度的意外下降，从而发生电路故障。其次，在传输信号中可包含的宽带频率成分中，特别地，更高频率成分涉及更高的泄漏强度，使得串扰信号在时基上具有很尖锐的峰，导致与相邻传输线的远端侧端子连接的电路中的故障。当将耦合线长Lcp设置成超过传输信号中包含的射频成分的电磁波的有效波长λg的0.5倍时，这些现象变得显著。

将参照图23的示意性说明图，来解释通过射频信号的传输而在相邻传输线出现的远端串扰的原理和特性。参照图23，通过将正电压脉冲Vin施加到输入端子106a，在第一传输线102a生成在图中从左至右传输的射频信号。在这种情况下，第一传输线102a连续地在其纵向方向上被耦合到传输线102b。同样，在每根传输线102a、102b中，将图中开始耦合的左端位置定义为位置坐标L＝0，并将耦合终止的右端位置定义为位置坐标L＝Lcp。应注意Lcp表示耦合线长。此外，图23的示意性说明图表示通过射频信号的传输而在耦合线区域中的传输线对的不同的两点(位置A和位置B)处生成的串扰信号之间的关系，其中耦合线区域是由如上所示要被耦合的两根线形成的结构部分。为了简化关于关系的解释，图中仅示出了朝远端侧前进的电压成分。

如图23中所示，由于从第一传输线102a中的输入端子106a开始、并在时刻T＝To时在第二传输线102a的位置A处传播的射频信号301a，出现了朝向远端侧串扰端子106d的串扰电压301b。此后，在从时刻To起经过ΔT后的时刻T1(＝To+ΔT)，在第一传输线102a中，射频信号301a沿着远离输入端子106a的方向传播线长ΔL1到达位置B，产生射频信号302a。在这种情况下，线长ΔL1可表示为如等式1所示：

$\mathrm{\ΔL}1=\mathrm{\ΔT}\×v=\mathrm{\ΔT}\×c/\sqrt{\left(\mathrm{\ϵ}\right)}$ (等式1)

其中v是射频信号在传输线中的传播速度，c是真空中的电磁波的速度，并且ε是传输线的有效介电常数。

同样，如图23所示，也在位置B，出现从第一传输线102a中的射频信号302a到第二传输线102b的串扰电压302b。另一方面，在时刻To在位置A生成的串扰信号301b在第二信号传输线102b上传播，并在经过时间Δt后的时刻T1，到达距离为线长ΔL2的位置，线长ΔL2由等式2表示：

$\mathrm{\ΔL}2=\mathrm{\ΔT}\×c/\sqrt{\left(\mathrm{\ϵ}\right)}$ (等式2)

因为在传统传输线对中ΔL1＝ΔL2，所以在位置A已经生成并沿着第二传输线102b传播的射频信号301a和已经在位置B生成的串扰信号302b在第二传输线102b上恰巧在同一时刻相加。因为该关系在成对的传输线耦合在一起的耦合线区域的耦合线长上正常地保持，所以在远端串扰端子106d处观察到的串扰波形的强度将是在所有位置已经生成的弱串扰信号的累积相加的结果。

在上述现有技术实例1的射频电路中，一旦输入各具有50皮秒的上升时间和下降时间的脉冲，并且1V的脉冲电压被输入到端子106a，就在远端侧端子106d观察到如图24所示的这种串扰波形。同样，观察到的串扰电压Vf的绝对值达到与175mV一样大。另外，从以上描述可知，与正号脉冲电压的上升沿相对应的串扰信号的符号导致相反的符号，是由于这样的事实，即，由互感感应的串扰电流Ii在强度上大于由互电容的效应产生的串扰电流Ic。

然而，另一方面，为了满足来自市场的对电路微型化的严格要求，需要通过使用精密电路形成技术，以采用相邻电路之间的最短可能距离或传输线之间的最短可能距离的密集配置来实现射频电路。此外，因为随着目标应用的多样化，半导体芯片或板已经在尺寸上变得越来越大，所以电路板之间被相邻引回的连接导线所沿的距离被延长，使得平行耦合线的耦合线长继续不断增加。此外，随着传输信号的速度增加，甚至在传统射频电路中允许的平行耦合线中，线长也有效地增加，使得串扰现象变得显著。即，对于传统的传输线技术，希望节省面积地形成在射频带中保持高隔离的射频电路，但不利的是难以满足该希望。

现有技术中引入的专利文献1的技术能降低每个单位长度的远端侧串扰信号强度。然而，还完全没有解决远端侧串扰信号强度随着传输频率提高而增加这点，即，远端侧串扰信号具有高通特性这点。作为这一点的结果，例如，在耦合线长Lcp是电磁波的有效波长的两倍或更多倍的条件下，存在着这样的问题，即，没有在原理上解决随着渡越信号强度通过功率泄漏急剧下降，远端串扰强度急剧上升的现象。此外，作为进一步的问题，不能完全解决远端串扰信号波形达到具有非常尖锐的峰的配置(即，局部尖锐突出的配置)以作为“尖峰噪声”引起电路故障的传统问题。因此，通过专利文献1的技术，尽管可使也在图24中作为实例示出的现有技术实例1的射频电路中将会出现的远端串扰信号强度低于175mV(0.175V)，然而，不能改变脉冲波形的配置，使得电路故障由于“尖峰噪声”的出现而引起，从而导致问题。

除专利文献1以外，可将专利文献2描述为与本发明有关的文献。专利文献2，与上述专利文献1不同，不包括平行耦合线的横断面结构的优化，所以没有寻求降低每单位长度产生的串扰成分的强度。该文献的目标是通过持续对每单位长度出现的串扰成分的相加时刻进行移位，来使在远端端子出现的尖锐尖峰噪声平坦化，但是在其效果上有问题地不充分。

因此，在于解决上述问题，本发明的目的是提供一种传输线对，该传输线对能保持良好的隔离特性，并且尤其能防止在远端串扰端子出现具有尖锐峰的尖峰噪声，并因此避免渡越信号强度的任何极端劣化。

为了实现上述目的，本发明具有下列构造。

根据本发明的第一方面，提供了一种传输线对，包括：

第一传输线；和

第二传输线，其与第一传输线相邻放置，使得形成耦合线区域，该耦合线区域在传输信号的频率处具有长度为第一传输线中的有效波长的0.5倍或多于0.5倍的耦合线长，其中

在耦合线区域中，

第一传输线包括第一信号导体，该第一信号导体被设置在由电介质或半导体形成的基板的顶面或者与该顶面平行的内层表面的一个表面上，并且沿着传输方向具有直线形状，并且

第二传输线包括第二信号导体，该第二信号导体被设置在基板的一个表面上，并部分地包括传输方向反转区域，并具有与第一信号导体不同的线长，其中传输方向反转区域用于沿着在设置平面内相对于传输方向具有大于90度的角度的方向传输信号。

而在传输线对的远端串扰端子处最终生成的串扰信号是每个单位长度生成的弱串扰信号的总和，在传统传输线对中，存在着这样的问题，即，在相邻传输线中，在耦合线区域内的不同位置生成的串扰信号在时基上于相同时刻相加，导致串扰信号强度最终的增加。在第一方面的传输线对中，着眼于解决该问题，在第一和第二传输线之间设置了有效线长的差别，以在传输线之间设置有效介电常数的差别，由此在耦合线区域内的不同位置生成的串扰信号被相加，同时在第二传输线中，在时间上持续正常移位该时刻。结果，甚至在传输线对的耦合线长Lcp相当于有效波长的一半或多于一半的情况下，也能有效地抑制在远端串扰端子最终生成的串扰信号的强度，使得作为结果的波形不成为“尖峰噪声”，而是可以形成类似“白噪声”的波形。此外，因为可抑制串扰信号强度的增加，所以在第一方面的传输线对中对于渡越信号强度也可保持良好的特性。此外，因为第二传输线包括包含传输方向反转区域的第二信号导体，所以可使由于沿着第一传输线传播的信号而生成的远端串扰信号，在传输方向反转区域中朝着与远端串扰信号的正常方向相反的方向传播。因此，在作为整体来看的第二传输线中，可抵消串扰信号，使得可进一步增强串扰抑制效果。

作为更加优选的情况，优选地将第一传输线和第二传输线之间的有效线长差ΔLeff设置成传输信号频率的半波长或大于半波长，更优选地，将其设置成一个波长或多于一个波长。即，优选地将有效线长差ΔLeff设置成如等式3或4所示：

ΔLeff≥0.5×λ                      (等式3)

ΔLeff≥λ                           (等式4)

其中λ是传输信号频率处的电磁波长。

就此而论，假定耦合线长是Lcp并且第一传输线和第二传输线的有效介电常数分别是ε1和ε2，则可将ΔLeff定义为如等式5所示：

$\mathrm{\ΔLeff}=\mathrm{Lcp}\×\{\sqrt{\left(\mathrm{\ϵ}2\right)}-\sqrt{\left(\mathrm{\ϵ}1\right)}\}$ (等式5)

根据本发明的第二方面，提供了如第一方面定义的传输线对，其中耦合线长与第一传输线的有效介电常数的平方根的乘积和耦合线长与第二传输线的有效介电常数的平方根的乘积之间的差的绝对值，是在第一传输线或第二传输线中传输的信号的频率的波长的0.5倍或多于0.5倍。

根据本发明的第三方面，提供了如第一方面中定义的传输线对，其中耦合线长与第一传输线的有效介电常数的平方根的乘积和耦合线长与第二传输线的有效介电常数的平方根的乘积之间的差的绝对值，是在第一传输线或第二传输线中传输的信号的频率的波长的1倍或多于1倍。

根据本发明的第四方面，提供了如第一方面定义的传输线对，其中在耦合线区域中，第二导体线包括多个传输方向反转区域。

根据本发明的第五方面，提供了如第一方面定义的传输线对，其中传输方向反转区域包含用于向着相对于传输方向旋转180度的方向传输信号的区域。

根据本发明的第六方面，提供了如第一方面中定义的传输线对，在耦合线区域中还包括，被设置成与第二传输线的靠近程度高于与第一传输线的靠近程度的邻近电介质。

根据本发明的第七方面，提供了如第六方面中定义的传输线对，其中第二信号导体的至少一部分表面覆有邻近电介质。

根据本发明的第八方面，提供了如第一方面中定义的传输线对，其中第二传输线具有比第一传输线的有效介电常数高的有效介电常数，并且

在第一传输线中传输的信号在传输速度上高于在第二传输线上传输的信号。

根据本发明的第九方面，提供了如第八方面定义的传输线对，其中在耦合线区域中，第一传输线是包括成对的两根传输线的差分传输线。

根据本发明的第十方面，提供了如第一方面定义的传输线，其中第二传输线是用于向有源元件提供电源的偏压线(bias line)。

根据本发明的第十一方面，提供了如第一方面中定义的传输线对，其中在耦合线区域中，第二传输线具有与第一传输线的有效介电常数不同的有效介电常数。

根据本发明的第十二方面，提供了如第十一方面中定义的传输线对，其中有效介电常数差设置区域遍布全部耦合线区域配置，在有效介电常数差设置区域中，第一传输线和第二传输线之间的有效介电常数的差别被设置。

根据本发明的第十三方面，提供了如第十一方面中定义的传输线对，其中耦合线区域包括：

有效介电常数差设置区域，在该有效介电常数差设置区域中，第一传输线和第二传输线之间的有效介电常数的差被设置，和

有效介电常数差未设置区域，在该有效介电常数差未设置区域中，没有设置有效介电常数的差，其中

有效介电常数差未设置区域的线长比第一传输线中的有效波长的0.5倍短。

根据本发明的第十四方面，提供了如第十三方面中定义的传输线对，其中在耦合线区域中，连续设置的有效介电常数差未设置区域中的一个的线长比耦合线长的0.5倍短。

这里，术语“耦合线区域”是指，在由彼此相邻放置的第一传输线和第二传输线组成的传输线对中，两根传输线处于部分或完全耦合关系的区间中的线结构部分或线结构区域。更具体地，在两根传输线中，也可将耦合线区域看作是作为整体的各传输线的信号传输方向处于平行关系的区间的线结构部分。应注意，术语“耦合”是指电能(例如，电功率、电压等)从一根传输线到另一根传输线的渡越。

根据本发明的传输线对，不仅可以在时基上，使在传统传输线对中由于串扰现象而在远端端子出现的尖锐的“尖峰噪声”平坦化，而且可以通过对每个单位长度出现的串扰成分强度的抑制效果来降低经平坦化的串扰波形的峰值强度，从而能够避免与第二传输线连接的电路中的故障。此外，因为可通过抑制串扰现象来避免渡越信号强度的劣化，所以可实际地实现电路的功率节省操作。此外，因为消除了将信号中包含的射频成分去耦合的需要，所以可节省通常会由旁路电容或其它芯片组件，或经由孔的接地或接地导体式样(pattern)占用的电路占用面积。

附图说明

根据下文中结合优选实施例的描述并参照附图，本发明的这些、其它方面和特征将变得更加清楚，在附图中：

图1是用于解释在根据本发明的传输线对中，在射频信号传输期间出现的电流元和远端串扰的原理的示意性说明图；

图2是以传统传输线作为比较对象、以曲线图形式表示本发明的传输线对中的远端串扰强度和有效线长差与频率的依赖关系的实例的示图；

图3是以传统传输线作为比较对象、以曲线图形式表示本发明的传输线对中的渡越强度特性和有效线长差与频率的依赖关系的实例的示图；

图4A是表示根据本发明的实施例的传输线对的结构的示意性透视图；

图4B是图4A的传输线对的局部放大示意性平面图；

图5是表示根据上述实施例的变更(螺旋旋转数是0.75周)的传输线对中的第二传输线的示意性平面图；

图6是根据实施例的变更的传输线对的示意性透视图；

图7是表示根据实施例的变更的传输线对的结构的示意性透视图，其中第一传输线是差分线；

图8是表示根据本发明的优选实施例的传输线对的示意性说明图，表示介电常数差未设置区域设置在介电常数差设置区域之间的状态；

图9A是表示根据本发明的非优选实施例的传输线对的示意性说明图，表示介电常数差未设置区域设置在不少于50％的耦合线长上的状态；

图9B是表示根据本发明的非优选实施例的传输线对的示意性说明图，表示介电常数差未设置区域设置在不少于50％的耦合线长上的状态；

图10是表示根据本发明的优选实施例的传输线对的示意性说明图，表示一个介电常数差未设置区域的区域长度小于耦合线长的50％的状态；

图11A是表示可能被误解为与本发明类似的传输线对的结构的示意性说明图，表示信号延迟结构设置在耦合线区域的局部区间的状态；

图11B是表示可能被误解为与本发明类似的传输线对的结构的示意性说明图，表示信号延迟结构设置在耦合被解除的区间的状态；

图12是以曲线图形式对比地表示根据上述实施例的工作实例1的传输线对之间的串扰强度与频率的依赖关系和现有技术实例1的传输线对之间的串扰强度与频率的依赖关系的示图；

图13是以曲线图形式对比地表示工作实例1的传输线对之间的渡越强度特性与频率的依赖关系和现有技术实例1的传输线对之间的渡越强度特性与频率的依赖关系的示图；

图14是以曲线图形式对比地表示在将脉冲应用到工作实例1的传输线对和现有技术实例1的传输线对之后、在远端串扰端子处观察到的串扰电压波形的示图；

图15是根据上述实施例的工作实例2的传输线对的结构的示意性透视图；

图16是以曲线图形式表示在将脉冲应用到工作实例2的传输线对和现有技术实例1的传输线对之后、在远端串扰端子处观察到的串扰电压波形的示图；

图17A是表示在传统单向传输的情况下，传输线对的结构的示意性断面图；

图17B是表示在传统差分信号传输的情况下，传输线的结构的示意性断面图；

图18A是表示传统传输线对的结构的示意性断面图；

图18B是图18A的传统传输线对的示意性平面图；

图19是用于解释在传统传输线对中由于互感而出现串扰信号的原理的示意性说明图；

图20是表示在传统传输线对中与串扰现象有关的电流元的关系的示意性说明图；

图21是以曲线图形式表示现有技术实例1的传输线对中的隔离特性和渡越强度特性与频率的依赖关系的示图；

图22是表示专利文献1中公开的传统传输线对的横断面结构的示意性断面图；

图23是用于解释在传统传输线对中，在信号传输期间出现的电流元和远端串扰的原理的示意性说明图；

图24是以曲线图形式表示在将脉冲应用到现有技术实例1的传输线对之后、在远端串扰端子观察到的串扰电压波形的示图；

图25是用于解释本发明的上述实施例的传输线中的传输方向和传输方向反转区间的示意性平面图；

图26是表示在上述实施例的传输线中，另一电介质层被设置在电路板的顶面上的结构的示意性断面图；

图27是表示在上述实施例的传输线中，电路板是多层体的结构的示意性断面图；

图28是表示在上述实施例的传输线中，图26的传输线和图27的传输线被组合到一起的结构的示意性断面图。

具体实施方式

在进行本发明的描述之前，应注意类似的部分在所有附图中始终由类似的附图标记来指示。

下文中，将参考附图详细描述本发明的一个实施例。

在描述本发明的实施例前，首先，参照附图来解释本发明用于抑制传输线对中出现的串扰以避免生成尖锐的尖峰噪声的原理。

图1是用于解释本发明的原理的示意性说明图，其对应于图23，采用图23已经示意性地解释了传统传输线对中出现串扰的原理。在图1中，为了更容易理解下文中的描述，忽略了关于共同设置的描述。

如图1中所示，当将至少两根传输线，第一传输线2a和第二传输线2b成对地彼此相邻并平行设置时，由此构成在耦合线长Lcp上耦合的传输线对10。将第一传输线2a的有效介电常数ε1和第二传输线2b的有效介电常数ε2设置成相互不同的值，例如，设置成ε1＜ε2。因为本发明涉及使串扰强度变得可观的这样的耦合线长的传输线对，所以对于至少传输频率的电磁波(信号)，耦合线长Lcp至少具有有效相当于第一传输线2a中的半个波长或多于半个波长的长度(见等式6)：

$\mathrm{Lcp}\≥0.5\×\mathrm{\λ}/\sqrt{\left(\mathrm{\ϵ}1\right)}$ (等式6)

另外，尽管图1中没有示出，但是还可在本发明的传输线对10(即，第一传输线2a和第二传输线2b)的邻近平行设置更多的传输线。如果下文中所示的本发明的传输线对应该满足的条件，由这样的传输线组中的至少一个传输线对满足，则也可在该传输线组中获得本发明的效果。

首先，如图1所示，在传输线对10中，通过将正电压脉冲Vin施加到输入端子6a(位置坐标L＝0)，而在第一传输线2a中生成在图中从左端至右端传输的射频信号。在第一传输线2a中，在时刻T＝To，从输入端子6a开始的射频信号11a到达位置A，引起在相邻并耦合的第二传输线2b中朝远端侧串扰端子6d方向的串扰电压11b。

同样，在从时刻To起经过ΔT后的时刻T1(＝To+ΔT)，第一传输线2a上的射频信号11a朝远离输入端子6a的方向(即，图中向右方向)前进线长ΔL1a，到达位置B并导致射频信号12a。现在，给定第一传输线2a的传播速度v1、真空中电磁波的速度c和第一传输线2a的有效介电常数ε1，第一传输线2a中的线长ΔL1a可表示为如等式7所示：

$\mathrm{\ΔL}1a=\mathrm{\ΔT}\×V1=\mathrm{\ΔT}\×c/\sqrt{\left(\mathrm{\ϵ}1\right)}$ (等式7)

此外，同样在该位置B，在第二传输线2b中，产生由于第一传输线2a的射频信号12a而引起的串扰信号12b。同时，在第二传输线2b中，在时刻To时在位置A产生的串扰信号11b也朝第二传输线2b上的远端侧前进，在经过时间ΔT后的时刻T1到达与位置Δ距离线长ΔL1b的位置。这里，给定第二传输线2b的传播速度为v2，则第二传输线2b中的线长ΔL1b可表示为如等式8所示：

$\mathrm{\ΔL}1b=\mathrm{\ΔT}\×V2=\mathrm{\ΔT}\×c/\sqrt{\left(\mathrm{\ϵ}2\right)}$ (等式8)

在这种情况下，因为在传输线对10中设置了有效介电常数的差别，使得例如，ε1＜ε2，所以ΔL1a＞ΔL1b成立。因此，在第二传输线2b中，在时刻To产生的串扰信号11b在时刻T1还没有到达位置B。即，已在位置A产生并在第二传输线2b中前进的串扰信号11b和已在位置B产生的串扰信号12b没有在第二传输线2b上在相同时刻相加。

此外，在与位置B距离线长ΔL的位置C(未示出)处，也出现类似的现象，使得在位置A产生的串扰信号11b、在位置B产生的串扰信号12b和在位置C产生的串扰信号12c(未示出)在第二传输线2b上在相互之间稍有移位的时刻相加。因为在传输线2a、2b彼此相邻耦合的耦合线区域(例如，受耦合影响的区域)上该关系正常成立，所以到达远端串扰端子6d的串扰信号波形不会是具有尖锐峰的波形的“尖峰噪声”，而可以变成类似“白噪声”的平坦波形。应注意，因为图1中所示的传输线对10具有这样的结构，该结构包括第一传输线2a的端子6a和端子6b之间，以及第二传输线2b的端子6c和端子6d之间的耦合，所以传输线对10整体形成耦合线区域，并且传输线对10的整个线长等于耦合线长Lcp。

在这点，基于上述原理，来确定两根传输线2a、2b的有效介电常数ε1、ε2应该满足的特别优选的条件，作为有效获得本发明的效果的它们的关系。

第一优选条件是，两根传输线2a、2b之间的有效线长差ΔLeff相当于沿第一传输线2a或第二传输线2b传播的传输频率的真空中波长λ的0.5倍或多于0.5倍(见等式3)，并且第二优选条件是，有效线长差ΔLeff相当于波长λ的1倍(见等式4)。此外，可通过使用耦合线长Lcp、第一传输线2a的有效介电常数ε1、和第二传输线2b的有效介电常数ε2来如等式5中所示定义有效线长差ΔLeff。应注意，传输线的有效介电常数不仅可以分析得到，而且可以实验方式从构成传输线对的两根传输线的各渡越相位得到。

在图2中，通过粗线示出了具有特定线长的传输线对10中的远端串扰强度与频率的依赖关系。应注意在图2中，横轴表示频率(图中右侧频率更高)，其中沿左侧纵轴示出了远端串扰强度(以dB表示，在图中远端串扰强度朝上侧逐渐增加)与频率的依赖关系S41，同时沿右侧纵轴示出了传输线对10的有效线长差ΔLeff。应注意，右侧纵轴上的有效线长差ΔLeff的值是通过由波长λ标准化的值给出的。

同样在图2中，通过细线来表示作为对比实例的传统传输线特性实例，其中这样组成传输线对，将与本发明的传输线对10中的第二传输线2b相对应的传输线替换为第一传输线2a，并且将两根传输线的放置距离D设置为相等的值，从而可做出比较。

如图2所示，随着频率增加，传统传输线对中的远端串扰强度单调增加，而即使频率增加，本发明的传输线对10中的远端串扰强度也没有单调增加。更详细地，如果使有效线长差ΔLeff等于0.5×λ的频率是f1，则在频率f＜f1的频带中，远端串扰强度随着频率增加而增加，但在频率f达到f1之前，增加的程度降低，随着f＝f1或附近，达到最大值，并且随着f＞f1而下降。因此可以理解的是，与传统传输线对相比，在f＝f1处无疑抑制了串扰强度，并且在f＞f1时，随着频率增加，抑制程度增加。同样，在作为频率f1的值的两倍的频率f2处，有效线长差ΔLeff等于波长λ，并且在本发明的传输线对10中的远端串扰强度被强制取最小值。此外，在f＞f2的频率区域中，尽管在有效线长差ΔLeff变成0.5×λ的奇数倍的频率处，远端串扰强度周期性地取最大值，然而最大值等于在频率f＝f1获得的值，这必定导致在相同频率条件下比由传统传输线对表示的串扰强度更低的强度。

与上述远端串扰强度的抑制一起，也可根据渡越强度特性来获得图3中由粗线所示的这样的特性改善。应注意在图3中，沿着左侧纵轴示出了渡越强度特性S21(以dB表示，在图中渡越强度特性朝下侧逐渐降低)，并且沿着右侧纵轴示出了标准化的有效线长差ΔLeff/λ，同时沿着横轴示出了频率(在图中右侧的频率较高)。如图3中所示，可以理解的是，与细线所示的传统特性相比较，在由本发明的构造产生的特性中，在比频率f1更高的频率处可获得更明显的特性改进，并且特别在比频率f2高的频率处。

因此，如果本发明的传输线对10满足这样的条件，如等式3中所示

ΔLeff≥0.5×λ，或者更优选地，如等式4中所示

ΔLeff≥λ，则能够可靠地获得串扰抑制效果。

可通过下文中所示的具体手段在传输线对中人工产生有效介电常数差别，来具体实现如上所述本发明的传输线对的原理和效果。通过使用根据本发明的实施例的传输线对，在下文中具体解释用于人工产生这样的有效介电常数差别的技术。

(实施例)

图4A示出了表示该实施例的传输线对20的结构的示意性透视图，并且图4B示出了图4A的传输线对20的结构被部分放大的部分放大俯视图。

如图4A和4B所示，在传输线对20中，第一传输线22a包括在电路板21的顶面上形成的第一信号导体23a和在电路板21的背面上形成的接地导体5，同时第二传输线22b包括在电路板21的顶面上形成的第二信号导体23b和在电路板21的背面上形成的接地导体5。应注意，该实施例的传输线对20不限于这样的构造，并且替代这样的情况，例如，也有可能的是，第一传输线22a是差分传输线对并且第一传输线22a不包括接地导体5，这种情况下也可获得本发明的效果。假定第一传输线22a和第二传输线22b被设置在至少包括信号导体23a、23b和接地导体5的组合的单向结构中，则在该假定下简化下文中的描述。

在图4A和4B中所示的该实施例的传输线对20中，第二传输线22b的第二信号导体23b被部分弯曲，更具体地，信号朝与信号传输方向不同的方向局部弯曲，由此可增加第二传输线22b的有效介电常数ε2。在第二传输线22b中被采用为这种弯曲配置的结构是周期性地相互串联连接的旋转方向反转结构29，在每个旋转方向反转结构29中，螺旋形状的信号导体交替地反转旋转。

详细地，在图4B中所示的第二传输线22b中，将图中的向右方向假定为整个传输线的信号传输方向96，本实施例的第二传输线22b的第二信号导体23b至少在部分区域中具有弯曲信号导体27和弯曲信号导体28彼此电气连接的结构，其中弯曲信号导体27在电路板21的顶面中沿第一旋转方向(图中顺时针方向)R1，以使得射频电流在该方向以螺旋形状恰好旋转一周(即，360度旋转)的方式弯曲，并且弯曲信号导体28沿与第一旋转方向R1相反的第二旋转方向(图中逆时针方向)R2，以使得射频电流在该方向以螺旋形状恰好旋转(反转)一周的方式弯曲。在该实施例中，这样的结构形成旋转方向反转结构29。应注意，在图4B中所示的信号导体22b中，为了清楚地表示信号导体27和28的范围，将沿第一旋转方向R1弯曲的弯曲信号导体27和沿第二旋转方向R2弯曲的弯曲信号导体28，分别以相互不同的图案画阴影线。

更详细地，如图4B所示，沿第一旋转方向弯曲的弯曲信号导体27，由例如具有不同曲率的部分(半)圆弧结构的组合构成，即具有第一曲率的第一部分圆弧结构27a和具有比第一曲率小的第二曲率的第二部分圆弧结构27b的组合构成。沿第二旋转方向弯曲的弯曲信号导体28，也具有类似的结构，由具有第一曲率的第一部分圆弧结构28a和具有比第一曲率小的第二曲率的第二部分圆弧结构28b的组合构成。同样，采用通过第二信号导体23b的中心轴上的一个点给定的基点，通过进行这样的耦合来形成旋转方向反转结构：由两个在基点由它们的一端彼此耦合、使得关于基点呈点对称的第一部分圆弧结构27a、28a形成的S状结构的端部，在与这些端部相同的方向上，被分别耦合到第二部分圆弧结构27b、28b的端部，使得关于基点呈点对称地形成旋转方向反转结构29。

在上文中所示的旋转方向反转结构29中，例如，假定在图4B中观察起来向右的方向大致相当于信号传输方向，以这样的方式形成信号传输路径：在如图中的一个旋转方向反转结构29的左端，朝着从传输方向96向左旋转90度的方向(即，在图中朝向上的方向)传输的信号，在通过弯曲信号导体27中的第二部分圆弧结构27b和第一部分圆弧结构27a期间，关于基点在其传输方向上顺时针旋转360度，并且此外，在从基点穿过弯曲信号导体28中的第一部分圆弧结构28a和第二部分圆弧结构28b期间，关于基点在其传输方向上逆时针旋转360度。即，这样形成旋转方向反转结构29，使得要传输的信号的传输方向关于基点沿顺时针且螺旋汇聚的方向旋转一周，并在此后沿逆时针且螺旋开放的方向旋转一周。

同样，如图4A中所示，第二传输线22b具有在端子6c和端子6d之间的整根线上，多个旋转方向反转结构29被周期性地相互串联连接的结构。此外，尽管第二传输线22b具有这样的旋转方向反转结构29，然而作为整个传输线的信号传输方向96与第一传输线22a中的信号传输方向95具有平行关系。因此，在第一传输线22a中的端子6a和端子6b之间和在第二传输线22b中的端子6c和端子6d之间，这两根传输线具有耦合关系，使得整个传输线对20形成耦合线区域91。

因此，在传输线对20中，因为第二传输线22b具有周期性串联连接的多个旋转方向反转结构29，所以在耦合线区域91中，可使第二传输线22b的线长大于第一传输线22a的线长，使得可使第二传输线22b用作与第一传输线22a相比，在平均值上具有增加的有效介电常数的均匀传输线。与此类似，也有可能的是，将第二传输线22b中的有效介电常数ε2设置成与第一传输线22a的有效介电常数ε1相比更大，从而可从串扰波形中消散尖锐的尖峰噪声，以形成平缓的白噪声形状波形，使得能有效获得本发明的上述效果。

此外，如图4B所示，对于第二传输线22b的旋转方向反转结构29，特别优选的是，在结构中包括传输方向反转区间(传输方向反转区域或传输方向反转部分)97，该传输方向反转区间97用于朝与信号传输方向96(或信号传输方向95)的差别超过90度的方向局部地传输信号。即，在位于接近旋转方向反转结构29的中心的各个第一部分圆弧结构27中的信号传输方向是与传输方向96的差别超过90度的那些方向，并且还包括反转180度的方向。因此，在旋转方向反转结构29中，由第一部分圆弧结构27形成的结构部分形成了传输方向反转部97。

因此，在采用了包括传输方向反转部97的结构的第二传输线22b中，由沿着第一传输线22a传播的信号生成的远端串扰信号，在传输方向反转部97中，沿与正常远端串扰信号的方向(即，传输方向95)相反的方向传播。即，传输方向反转部97的设置具有消除正常串扰信号的功能。因此，通过在旋转方向反转结构29中包括传输方向反转部97，可进一步提高串扰抑制效果。

现在，在下文中参照图25中所示的传输线502的示意性平面图，来解释传输线中的信号传输方向。这里，传输方向在信号导体具有曲线形状时是信号导体的切线方向，并且传输方向在信号导体具有直线形状时是信号导体的纵向方向。更具体地，采用由信号导体503形成的传输线502的实例进行说明，信号导体503具有如图25中所示的直线形状的信号导体部分和圆弧形状的信号导体部分，在直线形状信号导体部分中的局部位置P1和P2，传输方向T是图中的向右的方向，该方向是信号导体的纵向方向。另一方面，在圆弧形状的信号导体部分中的局部位置P2至P5，它们的传输方向T分别是局部位置P2至P5的切线方向。

同样，在图25的传输线502中，假定在整个传输线502中的信号传输方向96是图中所示的向右的方向，并且该方向是X轴方向，并且在相同平面内与X轴方向垂直的方向是Y轴方向，则可将在每个位置P1至P6的传输方向T分解成X轴方向的分量Tx和Y轴方向的分量Ty。Tx在位置P1、P2、P5和P6变成+(正)X方向分量，而Tx在位置P3和P4变成-(负)X方向分量。这里，如上所示，传输方向包含-X方向分量的结构部分是“传输方向反转结构(部)。”更具体地，位置P3和P4是在传输方向反转结构部分508内的位置，并且在图25的信号导体中的阴影线部分用作传输方向反转结构508。应注意，这里，术语“使传输方向反转”或“沿与整根传输线的传输方向96的差别超过90度的方向来传输信号”是指在图4B或25中，使得在传输线的局部信号传输方向的矢量中产生-x分量，其中将传输方向95、96假定为X轴方向，并将与X轴方向垂直的方向假定为Y轴方向。

同样，在图4A和4B中所示的传输线对20的第二传输线22b中，将旋转方向反转结构29的单位结构内的螺旋旋转数设置成每个顺时针和逆时针方向为一周，但是该实施例的传输线对20的结构不仅仅限于这样的情况。替代螺旋旋转数被设置成一周的情况，也允许的是，例如，如图5的示意图所示，使用螺旋旋转数被设置成0.75周的旋转方向反转结构39，并形成第二传输线32b。即使在设置了这样的螺旋旋转数的情况中，也可将第二传输线32b的线长设置成比第一传输线的线长更长，从而可使第二传输线32b的有效介电常数ε2大于第一传输线的有效介电常数ε1。

另外，在这样的传输线中，可将用于旋转方向反转结构中的螺旋旋转数的设置选择为用于在电路占用面积的限制下获得预期特性的最佳值。例如，如果将螺旋旋转数设置成在大约0.5周至1.5周的范围内，则可在电路占用面积的设置下有利地获得本发明的上述效果。同样，在第二传输线22b、32b采用了这样的旋转方向反转结构29、39的方法中，可将要在第二传输线22b、32b中传输的信号的传输方向局部地引向与第一传输线22a中的信号传输方向不同的方向。作为这样做的结果，可局部地切断与传输线相关联的电流回路的连续性，可降低由于互感引起的与相邻设置的传输线的耦合量。即，不仅可通过产生有效介电常数的差别来获得串扰信号的白噪声效果，而且可抑制由于每单位长度的耦合线结构引起的串扰信号强度。因此，获得了这样的额外效果，即，不仅消散了串扰波形中的较尖锐的尖峰噪声以使波形变成白噪声，而且能有效抑制串扰信号的强度。

如图4B中所示，在第二传输线22b的旋转方向反转结构29中，在结构中包括了传输方向反转部(传输方向反转区域或传输方向反转结构部分)97，该传输方向反转部97用于在局部朝与信号传输方向96的差别超过90度的方向传输信号。即，位于接近旋转方向反转结构29的中心的各个第一半圆弧结构27中的信号传输方向是与传输方向95的差别超过90度的那些方向，并且还包括反转180度的方向。因此，在旋转方向反转结构29中，由第一半圆弧结构27形成的结构部分形成了传输方向反转部97。

因此，在采用了包括传输方向反转部97的结构的第二传输线22b中，由沿着第一传输线22a传播的信号生成的远端串扰信号，在传输方向反转部97中，沿与正常远端串扰信号的方向(即，传输方向95)相反的方向传播。即，传输方向反转部97的设置具有消除正常串扰信号的功能。因此，通过在旋转方向反转结构29中包括传输方向反转部97，可进一步提高串扰抑制效果。应注意，这里，术语“使传输方向反转”是指在图4B中，使得在传输线的局部信号传输方向的矢量中产生负x方向分量，其中将传输方向95、96假定为X轴方向，并将与X轴方向垂直的方向假定为Y轴方向。

此外，同样在图5中所示的第二传输线32b的旋转方向反转结构39中，传输信号的传输方向相对于第一传输线22a中的传输方向95，被反转超过90度，包括反转达到180度的部分，这可以说是包括了传输方向反转部。更具体地，图5的旋转方向反转结构39是这样构成的：沿着第一旋转方向弯曲的弯曲信号导体37和朝着与第一旋转方向相反的第二旋转方向弯曲的弯曲信号导体38彼此电气连接，其中由虚线包围的传输方向反转部97由接近它们的连接部分的信号导体形成，使得信号传输方向在该部分中反转。另外，尽管未示出，每个弯曲信号导体37和38是由两种类型的具有它们曲线的不同曲率的部分圆弧结构的组合形成的。

此外，在图6中由示意性透视图所示的传输线对50中，因为在该结构中包括了多个传输方向反转部57(部分地由虚线定义和指示)，使得可更有效地获得包括传输方向反转部57的效果。另外，更优选地，当第二传输线的信号导体的局部信号传输方向与信号传输方向95严格相反(即，反转180度)时，串扰强度抑制效果变得最大，但是如果与信号传输方向95所成的角度超过90度，则可部分地获得串扰强度抑制效果。

然而，图6的第二传输线52b中的信号导体的放置可能会引起对高速信号的不必要的反射。即，在图4A和图6中传输线20和50在线宽设置中彼此相等的条件下比较结构尺寸，图6的结构中的旋转方向反转结构29的有效线长比图4A的结构中的59长。与此类似，当旋转方向反转结构59的有效线长变得更长时，该结构中的共振频率变得更低，使得诸如反射和辐射的不利现象倾向于在接近共振频率的频带中越来越多地出现。为了减少这样的不利现象的出现，优选的是，把将在第二传输线的信号导体中设置的旋转方向反转结构的有效线长设置成，小于传输频率的有效波长的一半。

在图6的第二传输线52b的信号导体中的旋转方向反转结构59中，沿着第一旋转方向弯曲的弯曲信号导体和沿着第二旋转方向弯曲的弯曲信号导体是以曲线的曲率被设置成常数的方式形成的，并且不是通过两种类型的类似图4B和图5的传输线中的弯曲信号导体27、28、37和38的、具有不同曲线曲率的部分圆弧结构的组合形成的。此外，旋转方向相互不同的弯曲信号导体经由直线信号导体彼此电气连接。即，在旋转方向反转结构59中，每个传输方向反转部57由其自身弯曲信号导体的一部分和直线信号导体组成，其中通过如上所示的传输方向反转部的设置而产生的效果可在这样的结构中获得。

同样，第二传输线的配置不限于相对于线的中心轴在对称方向中蜿蜒的配置，例如具有类似S形状的配置，但是也可以是仅沿着对称方向中的一个方向弯曲的配置，例如具有类似C形状的配置。

此外，该实施例的传输线22a和22b不限于在电路板(电介质基板)21的最顶面上形成信号导体23a和23b的情况，而是也可以在内层导体表面(例如，多层结构板中的内层表面)上形成。类似地，接地导体层5也不限于形成在电路板21的最底面上的情况，而是可以形成在内层导体表面上。即，这里，板的一面(或表面)是指单层结构的板中或多层结构的板中的最顶面或最底面或内层表面。

更具体地，如图26的传输线22A的示意性断面图(即，仅表示构成传输线对的两根传输线中的一根传输线的示意性断面图，在下文中类似地适用于图27和28)中所示，结构可以是，信号导体23被设置在电路板21的一面(图中的上表面)S上，同时接地导体层5被设置在另一面(图中的下表面)上，其中另一电介质层(另一电路板)L1被设置在电路板21的一面S上，同时另一电介质层(另一电路板)L2被设置在接地导体层5的下表面上。此外，类似图27的示意性断面图中所示的传输线22B，情况可以是，电路板21自身被形成为由多个电介质层21a、21b、21c和21d组成的多层体L3，其中信号导体23设置在多层体L3的一面(图中的上表面)上，同时接地导体层5设置在另一面(图中的下表面)上。此外，也有可能是，与图28中所示的传输线22C类似，具有图26中所示的结构和图27中所示的结构的组合的结构，另一电介质层L1设置在多层体L3的一面S上，同时另一电介质层L2设置在接地导体层5的下表面上。在图26至28的结构的任何传输线22A、22B和22C的结构中，由参考标记S指示的表面作为“板的表面(一面)。”

同样，在上述实施例的传输线对中，为了在第一传输线的有效介电常数ε1和具有传输方向反转部的第二传输线的有效介电常数ε2之间，进一步有效地设置ε1＜ε2的这样的有效介电常数的差别，也有可能的是，将另外的电介质设置在部分区域中，使得依靠该设置，与ε1相比，第二传输线的有效介电常数ε2被进一步提高，其中另外的电介质是由第二传输线中的第二信号导体的表面上的电介质材料形成的接近电介质的实例。通过这样做，可更有效地获得串扰强度抑制效果。这样的另外的电介质的设置不限于设置成如上所示覆盖第二信号导体的表面的情况。而是，当另外的电介质被设置成覆盖第二信号导体的表面的一部分，或者不覆盖第二信号导体的表面，而是设置成与第二信号导体的靠近程度高于与第一信号导体的靠近程度时，也能获得与ε1相比提高了有效介电常数ε2的效果。

在根据上述实施例的传输线对中，优选的是，沿着第一传输线传输较高传输速度的信号，同时较低传输速度的信号沿第二传输线传输。第一传输线具有如在传统传输线中设置成较低的有效介电常数，使得通过这样的设置抑制来信号延迟，然而，因为可获得在传统传输线中无法获得的串扰抵抗特性，所以可将第一传输线称为适合于高速传输。

同样，在上述实施例的传输线对中，如在图7的示意性透视图所示例的传输线对270中，可将第一传输线272a形成为包括两个信号导体273a、273c的差分传输线，以便与第二传输线272b的第二信号导体273b配对作为传输线对270。在第一传输线272a执行差分传输的这样的情况下，能够提供与第二传输线272b相比在串扰抵抗特性上更优秀、并且适合于高速传输的传输线对。

此外，在根据上述实施例的传输线对中，替代第二传输线被用于传输较低传输速度的信号的情况，可将第二传输线用作用于向电路内的有源元件供应DC电压的偏压线。通常，这样的偏压线在许多情况下被形成为感应的(inductive)，即，采用细信号导体宽度形成，从而具有使信号导体蜿蜒而不引起电路占用面积增加太多的优点。此外，当将本发明的原理应用到偏压线时，其中该偏压线具有与信号延迟特性没有关系但是与和外围传输线的耦合经常有关系的特性，则在射频电路中可更有效地获得本发明的效果。

此外，作为用于本发明的传输线对的期望条件，最优选的是，在整个耦合线区域上形成ε1＜ε2的介电常数差设置区域，其中耦合线区域是第一传输线和相邻设置并能耦合到第一传输线的第二传输线之间的耦合部分。此外，甚至当介电常数差设置区域没有如上所示形成在整个耦合线区域上时，优选的是，将相当于至少50％或多于50％的耦合线长Lcp的耦合线区域的部分设置为介电常数差设置区域。

即使在耦合线区域中出现ε1＝ε2的多个介电常数差未设置区域并且如果其总区域长度(或线长)占据相当于耦合线长Lcp的50％或多于50％的长度，则优选的是，将介电常数差设置区域设置在这样的位置处，在这些位置处，单独的介电常数差未设置区域被分段，并且在单独的介电常数差未设置区域之间的、最大长度上连续形成的介电常数差未设置区域的区域长度Lcp1被设置成至少小于耦合线长Lcp的50％。

同样，优选地，介电常数差未设置区域的区域长度Lcp1小于第一传输线中的传输频率的有效波长λg1的一半。在介电常数差未设置区域的区域长度Lcp1的区域中生成的串扰信号不可避免地引起与传统传输线对的串扰特性类似的串扰特性，而不管在介电常数差未设置区域之前和之后的区域中设置的有效介电常数差别有多大。因此，在由介电常数差未设置区域的区域长度Lcp1定义的区域中生成的串扰具有高通特性，使得串扰的波形导致具有尖峰的尖峰噪声。这是优选地将介电常数差未设置区域的区域长度Lcp1设置成尽可能短的原因。另外，即使在由于电路设置或占据面积的限制，而必须将介电常数差未设置区域的总区域长度设置得更长的情况下，优选的是，将介电常数差设置区域插入到介电常数差未设置区域之间，并将连续的介电常数差未设置区域的区域长度Lcp1设置得短。此外，由于线的弯曲设置而引起两根传输线之间的间隔发生变化的部分不包括在本发明的描述中的耦合线长Lcp的部分中，并且不形成耦合线区域。此外，如果部分地形成了ε1＞ε2的有效介电常数反转区域，则会抵消在ε1＜ε2的适当区域中获得的效果，因此是不合要求的。

同样，在上述实施例的传输线对中，结构可以是延迟结构，诸如信号被局部环绕引导到远处的用于第二传输线的旋转方向反转结构，或者是通过将额外的电介质引入到传输线结构中而有意包括延迟结构的结构。在这些延迟结构中，优选地，能实现最高的有效介电常数差别的这样的旋转方向反转结构被周期性地相互串联连接，或者由具有相同横断面结构的电介质形成的结构被连续设置。然而，即使在诸如旋转数或线宽的结构参数被设置成不同状态的情况下，或者在取决于不同的横断面结构的设置而给出不同有效介电常数差别的延迟结构被相互连接的情况下，也可获得本发明的效果而不会失去。然而，因为特性主要取决于有效介电常数差别被设置成最低的区域中的介电常数差别的设置，所以与有效介电常数差别被设置成低的部分连续延伸的长度相对应的区域长度Lcp1，被优选地设置成小于耦合线长Lcp的一半。

同样，可通过普通直线传输线来相互连接两个延迟结构。然而，优选的是，介电常数差未设置区域连续延伸的区域长度Lcp1，被类似地设置成小于耦合线长Lcp的一半的长度。采用本发明的结构允许获得的最高效果的条件是由这样的结构给出的：在整个耦合线区域上连续相同的值，已被实现为第二传输线的有效介电常数ε2，使得需要将介电常数差未设置区域连续延伸的部分的长度Lcp1限制得尽可能短。

然而，在例如传输线弯曲的部分处，存在着实际上难以连续实现本发明的结构的一些情况。在这种情况下，当出现介电常数差未设置区域93时，其中在介电常数差未设置区域93中，第二传输线的有效介电常数ε2相对于第一传输线的有效介电常数ε1在数值上的增加率在一些部分中消失，优选的是，将介电常数差未设置区域93的区域长度Lcp1设置成传输信号频率中的非共振状态。即，如图8的示意性说明图中所示，在耦合线区域91中存在介电常数差设置区域92和介电常数差未设置区域93的情况下，优选地将介电常数差未设置区域93的区域长度Lcp1设置成满足由等式9所示的条件：

$\mathrm{Lcp}1<0.5\&times;\mathrm{\&lambda;g}(=\mathrm{\&lambda;}=/\sqrt{\left(\mathrm{\&epsiv;}1\right)})$ (等式9)

其中等式9中的λg表示第一传输线中的传输信号频率的有效波长。

此外，将介电常数差未设置区域的区域长度Lcp1设置成小于有效波长λg的一半，是也对于避免介电常数差未设置区域93中的串扰强度的任何增加以及避免形成任何尖锐的尖峰噪声有效的条件，其中在介电常数差未设置区域93中，串扰抑制效果消失。

在图9A和9B中示出了不合要求的实施例的示意性说明图。如图9A和9B所示，将长度为耦合线区域91的整个线长，即整个耦合线长Lcp的50％或多于50％的部分连续地设置为介电常数差未设置区域93，是不合要求的。在这样的情况下，难以从串扰波形中去除任何尖峰。

然而，如图10所示，在耦合线长Lcp的一半或多于一半由介电常数差未设置区域93占据的情况下，只有当关于单独的介电常数差未设置区域93，一个介电常数差未设置区域93连续延伸的区域长度Lcp1不是耦合线长Lcp的一半或多于一半时，有可能足以获得本发明的效果。这是基于如下原理的条件：即使在两个介电常数差未设置区域93中分别产生了尖峰的串扰信号，如果两个信号彼此叠加的时刻在时间顺序上被彼此移位，则仍可降低所生成的串扰信号的强度。在这种情况下，关于插入两个介电常数差未设置区域93之间的介电常数差设置区域92，优选的是，其区域长度Lcp2是传输频率中的有效波长λg的一半或多于一半，并且此外，由等式10所示的关于有效线长差ΔLeff2的条件也在一个介电常数差设置区域92内成立：

$\mathrm{\&Delta;Leff}2=\mathrm{Lcp}2\&times;\{\sqrt{\left(\mathrm{\&epsiv;}2\right)}-\sqrt{\left(\mathrm{\&epsiv;}1\right)}\}$ (等式10)

另外，存在着在一根传输线的一部分中采用延迟结构的传统传输线对，作为乍一看可能会被误解为与本发明的传输线对类似的电路结构。然而，在这样的传统传输线对中，将延迟结构引入到一根传输线中的目的是调整沿一对传输线传输的信号的定时，这与本发明的传输线对的目的和原理完全不同。因此，在传统传输线对中，根本没有采用考虑到上述实施例中描述的本发明的原理的最优结构。

例如，在图11A的示意性说明图中所示的这样的传输线对中，两根传输线102a、102b各自在耦合线区域91的几乎所有部分具有直线形状，其中可能存在这样的情况，即，引入信号导体的蜿蜒结构，使得仅传输线的任一根集中地在某些部分获得延迟量。然而，这样的传输线对，尽管在其结构中包括延迟结构，然而与本发明的传输线对在目的和结构两者上皆不同，在结构上不能有效获得本发明的效果。同样当将介电常数差设置区域92中的有效介电常数差别设置成大数值时，结构与图9A的不合要求的结构的示意性说明图中所示的结构没有本质区别，从而不能有效获得本发明的效果。与此相反，本发明的传输线对通过将引入到第二传输线的信号导体中的蜿蜒结构分布地设置在耦合线区域中的配置而获得有利效果。

此外，同样在采用传输线的蜿蜒结构提高了有效介电常数的部分在长距离上延伸的传输线中，在区域线长Lcp4比区域线长Lcp5短的情况下，可以说使传输线蜿蜒的目的是实现信号延迟的时刻调整，其中在区域长度Lcp4上，在具有连续蜿蜒的传输线的电路中，特别在耦合线区域91中，不仅在耦合区域91(其是两根传输线102a、102b耦合在一起的部分)中，而且在如图11B的示意性说明图中所示的传输线对中解除耦合的区域90中，设置了有效介电常数差别，在区域长度Lcp5上，在不同于耦合区域91的区域90中设置了有效介电常数差别。因此，该结构的目的不在于获得本发明的效果，并且与本发明的传输线对的目的完全不同。

接下来，结合根据上述实施例的传输线对，在下文中通过其实施例来具体描述其结构和从其中获得的效果。

(工作实例1)

首先，作为工作实例1，通过铜导线在电介质基板的顶面上形成具有20μm的厚度和100μm线宽W的信号导体，该电介质基板具有3.8的介电常数和250μm的总厚度，并且类似地通过铜导线在电介质基板的整个背面上形成具有20μm厚度的接地导体层。因此，构成了具有50mm的耦合线长Lcp的平行耦合微带线结构。应注意，上文中所示的值与现有技术实例1的射频电路中的值相同。输入端子连接到同轴连接器，并且输出侧端子被终止以用于以100Ω的电阻接地，这是与特性阻抗接近相等的电阻值，从而减小了在端子处的信号反射的任何不利效果。在第二传输线中，图5中示出了俯视图，以0.75周的螺旋形状设置了信号导体，使得信号在相反方向上交替蜿蜒。将第二传输线的第二信号导体的总线宽W2设置成500μm。第一传输线的第一信号导体为直线形状。通过减小那些信号导体的布线区域距离G，从现有技术实例1的650μm减小到450μm，由此，在工作实例1中也实现了与现有技术实例1的传输线对中的布线距离D相同的布线距离750μm。

现在，在图12中以能比较的方式示出了工作实例1的传输线对中的串扰特性和现有技术实例1的传输线对中的串扰特性。应注意在图12中，纵轴表示串扰特性，同时横轴表示频率。从图12中所示的工作实例1和现有技术实例1之间的串扰特性的比较中可以清楚地看到，在测量的整个频带上，工作实例1中获得的隔离特性比现有技术实例1中的隔离特性更良好，由此能验证本发明的有利效果。

此外，从渡越相位特性获得的单独传输线的有效介电常数在第一传输线中是2.41并在第二传输线中是6.77。具体地，与现有技术实例1相比，在2.3GHz或高于2.3GHz的频带中获得了明显的改进。更具体地，在现有技术实例1中串扰强度随频率增加而单调增加，而在工作实例1中，在2.3GHz或高于2.3GHz的频带中串扰强度转而减小。在有效线长差ΔLeff相当于波长λ的0.5倍的频率2.3GHz，串扰强度在现有技术实例1中是-20dB，并在工作实例1中是-26dB。同样，在有效线长差ΔLeff与波长λ一致的频率4.6GHz，在现有技术实例1中串扰强度时-13dB，而在工作实例1中能将串扰强度抑制到-48dB。另外，即使在4.3GHz或高于4.3GHz的频带中，尽管串扰强度在6.9GHz和10.8GHz(其是有效线长差ΔLeff相当于波长λ的0.5倍的频率2.3GHz的接近奇数倍)的频率达到最大值，然而与现有技术实例1相比，获得的串扰抑制效果差不多分别是15dB和19dB。同样，在频率8.9GHz和13.3GHz(其是有效线长差ΔLeff相当于波长λ的频率4.6GHz的接近整数倍)，串扰强度周期性地达到最小值，在这种情况下与现有技术实例1相比，获得的快速串扰抑制效果差不多分别是41dB和44dB。

此外，在图13中示出了现有技术实例1和工作实例1中的第一传输线的渡越强度的比较。在2.3GHz现有技术实例1的渡越强度是-0.313dB，而工作实例1的第一传输线显示-0.106adB的值，因此改进，并且此后，改进的程度随着频率增加单调增加，以25GHz频率作为实例，工作实例1的第一传输线保持-1.5dB的渡越强度，而现有技术实例1的第一传输线显示-9.5dB的渡越强度。

尽管未示出，即使是工作实例1的第二传输线，该第二传输线随着有效介电常数的增加可能在渡越强度特性上明显下降，也在8GHz或高于8GHz的频带中显示出由于串扰抑制而产生的优异的渡越特性维持效果，从而超过现有技术实例1的渡越强度特性。更具体地，在作为实例的10GHz的频率，工作实例1的传输线对的传输线显示-1.55dB的渡越强度，而现有技术实例1显示-1.74dB的渡越强度。在频率25GHz，工作实例1的第二传输线能维持-2.8dB的渡越强度，而现有技术实例1显示-9.5dB的渡越强度。

此外，如在现有技术实例1中那样，在工作实例1中施加具有1V电压和50皮秒上升/下降时间的脉冲，并且测量了它们的远端串扰端子的串扰波形。在图14中示出了工作实例1和现有技术实例1之间的串扰波形的比较。在图14中，纵轴表示电压而横轴表示时间。在由图14中细线指示的现有技术实例1中产生具有175mV强度的串扰电压，在工作实例1中能将串扰强度抑制到30mV。此外，从图中可以清楚地看到，工作实例1中的串扰波形导致类似白噪声的平缓波形，而没有在时基上伴随出现任何尖峰。

(工作实例2)

接下来，在图15中示出了表示根据工作实例2的传输线对80的结构的示意性透视图。如图15中所示，作为工作实例2的传输线对80，以这样的方式制造传输线对：在工作实例1的传输线对的第二传输线中，在螺旋旋转数被设置成1周的信号导体的表面覆盖具有100μm厚度和3.6的介电常数的环氧树脂。即，如图15中所示，通过将第一传输线82a的信号导体83a形成为大致直线形状，形成第二传输线82b的第二信号导体83b，使得螺旋旋转数被设置成1的多个旋转方向反转结构29被周期性地串联排列，并进一步设置额外的电介质291以便覆盖第二信号导体83b，来形成本工作实例2的传输线对80。即，工作实例2的传输线对80是设置有旋转方向反转部并且其中设置有额外的电介质的传输线对。

更具体地，如在现有技术实例1和工作实例1的传输线对中那样，将传输线对80中的耦合线长Lcp设置成50mm。如在现有技术实例1中那样，也将具有1V电压和50皮秒上升/下降时间的脉冲施加到工作实例2，并测量在它们远端串扰端子处的串扰波形。通过使用沿着纵轴表示电压并且沿着横轴表示时间的曲线图，在图16中表示工作实例2和现有技术实例1之间的串扰波形的比较。如图16所示，在现有技术实例1中是175mV并且在工作实例1中是30mV的串扰电压，在工作实例2中能减小到22mV。

应注意，通过适当地组合上述多个实施例的任意实施例，可产生由它们所拥有的效果。

尽管结合优选实施例、参照附图充分描述了本发明，应注意对于本领域的技术人员来说，多种改变和变更是显而易见的。除非这样的改变和变更偏离本发明的范围，否则它们应被理解为包括在由所附权利要求定义的本发明的范围内。

根据本发明的传输线对能够减小线之间的串扰强度并能够以低损耗传输信号，还能够使串扰信号波形不形成为更可能引起电路故障的尖峰噪声，而是形成为较不可能引起电路故障的类似白噪声的波形。因此，作为结果，能够在实践上实现利用密集布线产生的电路面积减小，电路的高速操作(由于信号泄漏而难以常规地实现)，以及电路的功率节省操作。此外，可将本发明广泛地不仅应用于数据传输，而且应用于诸如滤波器、天线、移相器、开关和振荡器的通信领域，并且还可用在功率传输或涉及诸如ID标签的无线电技术的使用的领域中。

此外，因为远端串扰信号具有高通特性，所以当数据传输速度变得更高时或当使用中的频带变成更高的频率时，由于串扰而引起的问题迅速增多。按照实际情况在低数据传输速度的实例中，在许多情况下，远端串扰成为严重的问题，从而对借以形成数据波形的宽带信号成分中的较高谐波产生限制，但是当在将来数据传输速度提高时，传输数据的基频成分将会严重受到远端串扰的影响。由根据本发明的传输线对提供的信号传输特性改善效果，由于能够稳定地获得串扰抑制效果，而对于将来的高速数据传输领域非常有效，当从现在起数据传输速度持续提高时，也不会在如工艺和布线规则的这样的条件中增加任何变化，并且使得有可能实现不仅在数据信号的谐波成分的特性改善，而且在基频成分的串扰特性改善，以及低损耗传输。

在此引用于2005年3月30日提交的日本专利申请号2005-97160的公开的、包括说明书、附图和权利要求的全部内容作为参考。

Claims (14)

1.一种传输线对，包括：

第一传输线；和

第二传输线，其与所述第一传输线相邻放置，使得形成耦合线区域，所述耦合线区域在传输信号的频率处具有长度为所述第一传输线中的有效波长的0.5倍或多于0.5倍的耦合线长，其中

在所述耦合线区域中，

所述第一传输线包括第一信号导体，所述第一信号导体被设置在由电介质或半导体形成的基板的顶面或者与所述顶面平行的内层表面的一个表面上，并且沿着传输方向具有直线形状，并且

所述第二传输线包括第二信号导体，所述第二信号导体被设置在所述基板的一个表面上，并部分地包括传输方向反转区域，所述传输方向反转区域用于沿着在设置平面内相对于所述传输方向具有大于90度的角度的方向传输信号，并且所述第二信号导体具有与所述第一信号导体不同的线长。

2.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述耦合线长与所述第一传输线的有效介电常数的平方根的乘积和所述耦合线长与所述第二传输线的有效介电常数的平方根的乘积之间的差的绝对值，是在所述第一传输线或所述第二传输线中传输的信号的频率的波长的0.5倍或多于0.5倍。

3.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述耦合线长与所述第一传输线的有效介电常数的平方根的乘积和所述耦合线长与所述第二传输线的有效介电常数的平方根的乘积之间的差的绝对值，是在所述第一传输线或所述第二传输线中传输的信号的频率的波长的1倍或多于1倍。

4.如权利要求1所述的传输线对，其中，在所述耦合线区域中，所述第二导体线包括多个所述传输方向反转区域。

5.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述传输方向反转区域包含用于向着相对于所述传输方向旋转180度的方向传输信号的区域。

6.如权利要求1所述的传输线对，在所述耦合线区域中还包括，被设置成与所述第二传输线的靠近程度高于与所述第一传输线的靠近程度的邻近电介质。

7.如权利要求6所述的传输线对，其中，所述第二信号导体的至少一部分表面覆有所述邻近电介质。

8.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述第二传输线具有比所述第一传输线的有效介电常数高的有效介电常数，并且

在所述第一传输线中传输的信号在传输速度上高于在所述第二传输线上传输的信号。

9.如权利要求8所述的传输线对，其中，在所述耦合线区域中，所述第一传输线是包括成对的两根传输线的差分传输线。

10.如权利要求1所述的传输线对，其中，所述第二传输线是用于向有源元件提供电源的偏压线。

11.如权利要求1所述的传输线对，其中，在所述耦合线区域中，所述第二传输线具有与所述第一传输线的有效介电常数不同的有效介电常数。

12.如权利要求11所述的传输线对，其中，有效介电常数差设置区域遍布全部耦合线区域配置，在所述有效介电常数差设置区域中，所述第一传输线和所述第二传输线之间的有效介电常数的差被设置。

13.如权利要求11所述的传输线对，其中，所述耦合线区域包括：

有效介电常数差设置区域，在所述有效介电常数差设置区域中，所述第一传输线和所述第二传输线之间的有效介电常数的差被设置，和

有效介电常数差未设置区域，在所述有效介电常数差未设置区域中，没有设置有效介电常数的差，其中

所述有效介电常数差未设置区域的线长比所述第一传输线中的有效波长的0.5倍短。

14.如权利要求13所述的传输线对，其中，在所述耦合线区域中，连续设置的所述有效介电常数差未设置区域中的一个的线长比所述耦合线长的0.5倍短。

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