CN1652396A - 可变谐振器及可变移相器 - Google Patents

可变谐振器及可变移相器 Download PDF

Info

Publication number
CN1652396A
CN1652396A CNA2005100091228A CN200510009122A CN1652396A CN 1652396 A CN1652396 A CN 1652396A CN A2005100091228 A CNA2005100091228 A CN A2005100091228A CN 200510009122 A CN200510009122 A CN 200510009122A CN 1652396 A CN1652396 A CN 1652396A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
switch
signal
conductor
variable
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2005100091228A
Other languages
English (en)
Other versions
CN100495815C (zh
Inventor
河合邦浩
小泉大辅
冈崎浩司
楢桥祥一
山尾泰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Docomo Inc
Original Assignee
NTT Docomo Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NTT Docomo Inc filed Critical NTT Docomo Inc
Publication of CN1652396A publication Critical patent/CN1652396A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100495815C publication Critical patent/CN100495815C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B61—RAILWAYS
    • B61L—GUIDING RAILWAY TRAFFIC; ENSURING THE SAFETY OF RAILWAY TRAFFIC
    • B61L23/00—Control, warning or like safety means along the route or between vehicles or trains
    • B61L23/06—Control, warning or like safety means along the route or between vehicles or trains for warning men working on the route
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/082—Microstripline resonators
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B61—RAILWAYS
    • B61L—GUIDING RAILWAY TRAFFIC; ENSURING THE SAFETY OF RAILWAY TRAFFIC
    • B61L27/00—Central railway traffic control systems; Trackside control; Communication systems specially adapted therefor
    • B61L27/40—Handling position reports or trackside vehicle data
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/184—Strip line phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/202—Coaxial filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/2039—Galvanic coupling between Input/Output
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B61—RAILWAYS
    • B61L—GUIDING RAILWAY TRAFFIC; ENSURING THE SAFETY OF RAILWAY TRAFFIC
    • B61L27/00—Central railway traffic control systems; Trackside control; Communication systems specially adapted therefor
    • B61L27/50—Trackside diagnosis or maintenance, e.g. software upgrades
    • B61L27/53—Trackside diagnosis or maintenance, e.g. software upgrades for trackside elements or systems, e.g. trackside supervision of trackside control system conditions
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B61—RAILWAYS
    • B61L—GUIDING RAILWAY TRAFFIC; ENSURING THE SAFETY OF RAILWAY TRAFFIC
    • B61L27/00—Central railway traffic control systems; Trackside control; Communication systems specially adapted therefor
    • B61L27/70—Details of trackside communication

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本发明提供一种可变谐振器以及可变移相器。由在其背面形成地导体层(11)的电介质基板(12)、在其表面上形成信号导体、开关形成可变谐振器，由多个第一线路(13－1)，和连接到全部这些第一线路的第二线路(13－2)构成该信号导体，第一线路具有比第二线路的线路宽度宽的线路宽度，由此，信号导体具有比第二线路的线路长度长的信号路径，在这些第一线路的端部间设置开关(14)的两端子，通过开关的开/闭控制来控制连接两端子的线路间电断开或导通，从而改变信号通过的路径长度，由此改变谐振频率。

Description

可变谐振器及可变移相器
技术领域
本发明一般涉及高频电路的领域，涉及可以将谐振频率设定为任意的频率的可变谐振器，和可以任意地改变信号的相位的可变移相器。
背景技术
在使用高频的无线通信的领域中，通过在多个信号中取出特定频率的信号，来区别需要的信号和不需要的信号。实现这一功能的电路称为滤波器，被装载于很多无线通信装置中。这些滤波器总的来说，作为其设计参数的中心频率、带宽等不变。在使用了这样的滤波器的无线通信装置中使用多个频带、多种频带宽的情况下，考虑准备多个使用的频率带和带宽的滤波器，通过开关等来切换的方法。在该情况下，电路规模增大，因此产生装置大型化的课题。对于该课题，目前为止，由于实现可改变中心频率、带宽的滤波器，所以考虑可改变作为滤波器的构成元件的谐振器的谐振频率的方法。
例如，根据(日本)特开平6-61092号公报(文献1)，由平行平板的电容器和电感器构成谐振器，通过机械式改变平行平板的间隔，从而改变谐振频率。这是使用集中常数电路元件构成可变谐振器的例子。
而且，例如，根据実用マイクロ波技術講座，第三卷，第24-25页，第48-49页，第199-200页，第219-221页(文献2)，已知使用了作为分布常数电路的微带线路的谐振器。即，图1表示使用了微带线路的现有技术的前端短路λ/4谐振器的结构，图1A为平面图，图1B为由A1-A1’线切断的切断侧面图，图1C为从A2-A2’线看的侧面图。
如图1A所示，该谐振器210由在电介质基板212上使用银形成的微带线路213构成，该电介质基板212在背面具有地导体211(参照图1B)，该微带213的线路宽W一定，具有长度L，一端213a在电介质基板的边缘与地导体211短路(参照图1C)，另一端部213b连接到传输线路214。
图2A表示该现有例的微带213的电流分布。由图可知，线路的边缘部分电流最集中。
而且，图2B表示现有例中的反射系数的模拟结果。在图中，反射系数最小的频率为谐振频率。
而且，对于移相器，使用多个天线，在通过输入使各个天线相位改变的信号从而可以提高指向性的天线装置中，为了任意改变指向性，有必要控制输入各天线的信号的相位，需要可以任意改变相位的可变移相器。
例如，在特开平6-216602号公报(文献3)中，提出以下方法：使用强电介质基板上形成的微带线路，对强电介质基板施加电压而使介电常数改变，从而使微带线路中传达的信号的波长改变，并可改变输入信号和输出信号的相位差。
但是，在可变谐振器中，在文献1所示的结构的情况下，产生以下课题：通过平行平板间隔改变谐振频率，但由于是机械式且连续改变的结构，所以用于改变平板的间隔的结构变得复杂，而且根据温度等谐振器周边的环境，由于频率改变量受影响，所以缺乏再现性，难以控制。
而且，在文献2所示的结构的情况下，没有可改变谐振频率的有效方法。接着在可变移相器中，在文献3所示的结构的情况下，产生以下课题：使用的强电介质材料比通常的电介质材料介质损失(tanδ)大，所以损失增大。而且，强电介质材料在施加电压和介电常数的关系中有迟滞特性，所以例如在施加两次相同电压的情况下，产生以下课题：由于根据施加了施加电压之前的状态来决定介电常数，所以根据情况，有时改变的相位量不同，所以难以进行相位控制。
发明内容
在本发明中，其目的在于，对于这些课题，实现一种结构简单，并高再现性且容易地分别进行谐振频率和相位的控制，同时低损失的可变谐振器、可变移相器。
为了解决所述课题，本发明利用高频电信号集中于信号导体的外部边缘部的情况，而对信号导体的形状下功夫，形成高频信号集中通过的特定的线路，同时通过开关的开闭变化该线路长度，由此改变谐振频率或相位。
本发明由对特定频率的电信号引起谐振的信号导体、经由电介质并与其相对配置的地导体、大于或等于一个开关构成可变谐振器，信号导体包括离开一个或规定间隔的多个第一线路，和全部连接到所述第一线路的第二线路，第一线路具有与第二线路的线路宽度不同的线路宽度，由此，形成比第二线路的线路长度长的信号路径，开关的一个端子连接到第一线路，另一个端子连接到第二线路，或者开关的两端子连接到多个第一线路，通过开闭开关来控制开关的两端子连接的电路间线路间电断路或导通，并变化所述信号路径长度，由此使谐振频率改变。
进而，本发明包括将第一线路和地导体之间开闭的接地用开关。
进而，本发明将开关的两端子连接到多个第一线路的端部间。
本发明同样包括信号导体、经由电介质并与其对置配置的地导体和大于或等于一个开关，信号导体包括离开一个或规定间隔的多个第一线路，和全部连接到所述第一线路的第二线路，第一线路具有与第二线路的线路宽度不同的线路宽度，由此，形成比第二线路的线路长度长的信号路径，开关的一个端子连接到第一线路，另一个端子连接到第二线路，或者开关的两端子连接到多个第一线路，通过开闭开关来控制开关的两端子连接的电路间线路间电断路或导通，并变化所述信号路径长度，由此使信号的相位改变。
进而本发明将开关的两端子连接到多个第一线路的端部间。
根据本发明，通过开关的动作来变化谐振频率或相位，所以其变化量具有极高的再现性。而且，由于结构简单，所以可以容易制造，并可以实现插入损失小的可变谐振器、可变移相器。
进而，本发明的可变谐振器以及可变移相器中，作为构成两者的开关使用MEMS开关，从而可以设为具有优秀特性的可变谐振器、可变移相器。
附图说明
图1A是使用了微带线路的情况的现有的谐振器的平面图，图1B是图1A中的A1-A1’线的截面图，图1C是图1A中的A2-A2’线的截面图。
图2A是表示图1A所示的现有的谐振器的微带线路中的电流分布的图，图2B是表示图1A所示的现有的谐振器的谐振动作模拟的结果的图。
图3A是使用微带线路构成本发明的可变谐振器的情况的平面图，图3B是图3A中的A1-A1’线的截面图，图3C是图3A中的A2-A2’线的截面图，图3D是表示从不同的视点观看图3A所示的微带线路的情况的平面图，图3E表示在实施例1的可变谐振器中将所有开关断路的状态的平面图，图3F表示在实施例1的可变谐振器中将所有开关导通的状态的平面图。
图4A是表示图3A所示的本发明的基本结构的可变谐振器的微带线路中的电流分布的图，图4B是表示在实施例1的可变谐振器中，如图3E那样，将所有的开关断路的状态的谐振动作模拟的结果的图，图4C是表示在实施例1的可变谐振器中，如图3F那样，将所有的开关导通的状态的谐振动作模拟的结果的图。
图5是表示本发明的可变谐振器的信号导体的形状、特别是第一线路的形状的变形例的平面图。
图6是表示本发明的可变谐振器的信号导体的形状、特别是第一线路的形状的其它变形例的平面图。
图7A是使用了微带线路的情况的本发明的实施例2的其它可变谐振器的平面图，图7B是其立体图。
图8是使用了共面波导的情况的本发明的实施例3的可变谐振器的平面图。
图9A表示使用了共面波导的情况的本发明的实施例4的其它可变谐振器的第一金属膜层形成的电极图形的平面图，图9B是第二金属膜层的平面图，图9C是图9A中的A1-A1’线的截面图，图9D是图9A中的A2-A2’线的截面图。
图10是使用了共面波导的情况的本发明的实施例5的可变谐振器的平面图。
图11是使用了同轴线路的情况的本发明的实施例6的可变谐振器的立体图。
图12A是表示在使用了微带线路的情况的本发明的实施例7的可变移相器中，将所有的开关断路的状态的平面图，图12B是表示在实施例7的可变移相器中，将所有的开关导通的状态的平面图。
图13表示模拟图12A以及12B所示的可变移相器的特性而求出的结果的图。
图14A是使用了微带的情况的本发明的实施例8的可变移相器的平面图，图14B是其立体图。
图15A是使用了共面波导的情况的本发明的实施例9的可变移相器的平面图，图15B是图15A中的A-A’线的截面图。
图16是使用了同轴线路的情况的本发明的实施例10的可变移相器的立体图。
图17是经由开关将使用了微带线路的情况的可变移相器级联连接到使用了微带线路的情况的本发明的实施例11的可变谐振器而构成的可变谐振器的平面图。
图18是作为使用了微带线路的情况的本发明的实施例12，可将两个可变移相器经由开关级联连接/断路地构成的可变移相器的平面图。
图19是表示控制第一线路间开闭的开关的变形例的实施例13的立体图。
图20是表示控制第一线路的变形例和其之间开闭的开关的变形例的实施例14的立体图。
图21是表示图20所示的结构中的基板的变形例的实施例15的立体图。
图22A是表示图3所示的信号导体的变形例的实施例16的平面图，图22B是其要部放大图。
图23A是表示图22所示的信号导体的变形例的实施例17的平面图，图23B是其变形例。
图24A是表示图3所示的信号导体的其它变形例的实施例18的平面图，图24B是变形例。
具体实施方式
而且，线路中传达的电信号，具有其频率越高，则越在线路的外部边缘集中的特征。这是由高频信号的集肤效应引起的，所以在导体中传播信号的状态下，电信号在线路宽度方向上向线路中心侵入的深度被称为集肤深度(Skin Depth)，由(式1)表示。
Skin Depth = 1 πfσμ (式1)
这里，f是频率，σ是导体的导电率，μ是导体的透磁率。
在信号在薄膜信号导体中传播的情况下，从表示图1A所示的现有例的微带线路113的电流分布的图2A可知，有信号电流集中流过线路的外部边缘部的倾向。
本发明利用该现象。
图3A是使用微带线路构成本发明的可变谐振器的情况的平面图，图3B是图3A中的A1-A1’线的截面图，图3C是图3A中的A2-A2’线的截面图，图3D是从不同的视点观看图3A的结构的情况的平面图。
该可变谐振器10，如图3A中由二点划线包围所示的那样，包括形成于在其背面具有地导体11的电介质基板12上的微带线路13和开关14。微带线路13包括：宽度为W1、长度为T的矩形形状的n个(n为大于或等于1的整数)的第一线路13-1，和宽度为小于W1的W2、长度为比T大的L的矩形形状的第二线路13-2。另外关于第一线路的宽度W1以及长度T的定义，后面叙述。
第二线路13-2的一端13a在传输线路15的边缘与地导体11短路(参照图3C)，另一端部13b连接到传输线路15。另外，不限于连接到地导体。
第二线路13-2具有与图1A所示的现有例的微带线路213相同的矩形形状，在从该第二线路13-2的一端13a到另一端13b的长度为L之间，互相并行形成的第一线路13-1的中央部一体连接形成。
这里，关于第一线路的长度以及宽度进行定义，第一线路和第二线路的外部边缘部相交的交点p1、p2、p3、p4中的第二线路的同一侧边缘上的两交点，例如以p1和p2，或p3和p4之间的距离T定义第一线路的长度，通过在对于连接该两焦点的直线线段tpp的法线方向上最远的第一线路的两端部上的两点q1和q2之间的距离W1定义第一线路的宽度(参照图3A)，线路也可由具有弯曲形状或S形状等曲线形状的结构构成，也可以根据设计来改变长度和宽度的定义的方法。
另外，在图3A中，绘制与传输线路15不同方向的斜线，进而绘制与第一线路13-1和第二线路13-2不同方向的斜线，并且在第一线路和第二线路的连接部绘制为它们如同重叠形成那样，在上述说明中，叙述为第一线路重叠连接到第二线路上，但这些13-1、13-2、15由在基板上一体形成的导体膜构成，实际上不重叠，不存在边界线，但为了方便各个线路部分理解的明确而这样表示。
从而，如果改变视点(即从第二视点观看时)，则如图3D所示，如果定义为长度T、宽度Δl的矩形形状的第一线路13-1A和13-1B单独地分别连接到具有一定宽度W2、长度L的第二线路13-2的两外部边缘部(在图3D中为左右的边缘)，则不产生上述重叠问题。而且，该情况(图3D)的第一线路13-1A或13-1B的线路宽度为W1＝W2+Δl时，与最初的观点W1＞W2不矛盾。而且，根据该第二观点，在抓住第一线路的情况下，由于第一线路13-1A以及13-1B也可以在左右的对称位置连接到第二线路，所以也可以连接到第二线路的长度方向上不同的左右边缘位置，从而其形状也可以左右不同。
这样，不论视点如何，本申请发明的信号导体13比仅为第二线路的情况下流过外部边缘部的信号电流路径长度长，只要将形成将第一线路和第二线路的外壳的长度相加的信号电流路径长度的一个或多个第一线路连接到第二线路就可以。
另外，第一线路的形状不限于矩形而可以有各种变形。
作为该变形例，例如，图5或图6那样的结构也可以，这里例示的以外的结构中，由于信号通过第一线路的外部边缘部，而不通过信号导体13的长度方向的最短路径α(参照图4A)，所以也可以是通过更长的迂回路径的形状。另外，在图5以及图6中，与图3相同的部分赋予相同参照数字表示。
观看图5，则第一线路的外端部的从直线先端tpp在法线方向上最远的点q1和q2明显，从而第一线路的宽度W1可以容易理解。
而且，观看图6，则第一线路的外部边缘与第二线路的外部边缘的交点p1、p2、p3、p4明显，从而第一线路的长度T可以容易理解。
该第一线路的多个n由要求的频率变化量决定。其中，原理上也可以至少一个第一线路连接形成在第二线路上。
(实施例1)
根据图3A的基本结构，表示本发明的实施例1的具体结构例，如图3D、3E那样，各部分的尺寸如下。
电介质基板的一面(背面)全面上形成厚度z1＝5μm的银的覆盖层，构成地导体。
电介质基板的另一面(表面)上形成厚度z2＝5μm的银的导体覆盖层，该一部分15形成传输线路，另一部分13形成微带线路。该微带线路13由宽度W1＝0.6mm，长度T＝0.1mm的多个第一线路13-1，和长度L＝6.1mm，宽度W＝2.02mm的第二线路13-2构成。第一线路之间的间隔d＝0.1mm，从第二线路13-2的一端13b到最近的第一线路之间的距离d1＝0mm(即，在本实施例1中，第一线路接着传输线路15形成)，从第二线路13-2的接地端13a到最近的第一线路的距离d2＝0mm(即，在本实施例1中第一线路为接地端)，第一线路的数n＝6。
另外，传输线路15在其长度的中央部与微带线路13的端部13b直角连接。(在图3D、3E所示的实施例1中，如前所述，第一线路13-1形成为与传输线路15直角连接。)
图4A如图3D所示，表示将开关断路了的本发明的实施例1的微带线路13的电流分布。
与表示图1A所示的现有例的微带线路213电流分布的图2A相比，本现有例中，如图2A可知，与在线路的边缘部分电流最集中相对，在本发明的实施例1的情况下，如图4A所示电流不通过线路的最短路径(线α)，在线路宽度为W2的第二线路13-2的外部边缘部分继续，集中流过第一线路13-1的外部边缘部分，结果，在比最短线路长的线路中传播信号。这是由于电信号不从距表面集肤深度(Skin Depth)S进入中间而是在外侧流过。
以上，在使用图1A那样的线路结构形成谐振器的现有例的情况下，得到频率不可变的谐振器，进行该谐振器中的反射系数的模拟，则得到图2B的结果，由此可知谐振器长度成为L。
与此相比，在使用图3D那样的线路结构形成谐振器的本发明的情况下，进行该谐振器中的反射系数的模拟，则得到图4B的结果，该有效的谐振器长度为在图3D所示的第二线路13-2的长度L上加上电信号流过第一线路13-1的外部边缘部的影响，表示为(L+ΔL)。这里，ΔL是根据第一线路13-1的形状和电信号在该第一线路的外部边缘传播的特性，电信号的传播路径长度大于L的效果部分。其中，不是电信号的所有功率在线路的外部边缘传输，一部分在比这短的路径中传输，ΔL大于或等于0时，考虑第一线路的形状改变引起的几何外缘的长度Δl(参照图3E)的
改变量合计(∑(Δl))
成为以下的值。
即， 0 < &Delta;L < &Sigma;&Delta; 1 = 2 &Sigma; i = 1 n &Delta; 1 = 2 n&Delta; 1 (式2)
另外，在第一线路13-1的长度T(参照图3E)比Skin Depth S短的情况下，信号流过最短路径(线α)，所以在线α周边电流最集中。该情况的有效谐振器长度接近L。而且，在T为信号的波长(λ)的四分之一以上的情况下，从线路宽度宽的部分阻抗大幅改变，所以信号在谐振器内引起反射，无法有效地利用谐振器整体。因此，最好T的大小大于Skin Depth S而小于λ/4。
即表示该关系：
S＜T＜λ/4            (式3)
先前所示的图4B是将所有开关断路的情况的反射系数的模拟结果，图4C表示将所有开关14导通的情况的反射系数的模拟结果。在模拟结果中，反射系数最小的频率为谐振频率。
与现有例的情况的模拟结果的图2B相比，可知在本发明中将所有开关断路了的情况的模拟结果的图4B中，谐振频率降低，谐振器的有效长度增大。另一方面，图3F中通过将所有开关设为导通状态，在图3F所示的虚线(β)所示位置电流集中，信号在大致接近L的路径长度中传播，因此，与图4B相比，谐振频率高，可以得到接近图2B的谐振频率。
另外，在本发明中，在图4B和图4C的中间设定了谐振频率的情况下，将导通的开关的数限制为有限的数而不是全数，同时适当选择导通的开关就可以。但是，在谐振部中，在其长度方向上分布有电流集中的区域和不集中的区域，所以在想用少数的开关有效地改变谐振频率的情况下，使电流集中的区域的开关优先改变状态也可以。
本发明的可变谐振器可以根据开关的导通状态而改变谐振频率，所以谐振频率仅离散地存在开关的导通状态的组合。频率的改变量和分辨率可以通过适当设计线路的形状和开关的设置位置而决定。而且谐振频率可以高再现性地改变。进而，由于可以通过线路和开关的组合来实现，所以不需要机械上复杂的结构，所以可以低损失且容易地实现。在本实施例中，说明了开关的两端子的设置位置在第一线路的端部间，特别是不必拘泥于端部，在不提高频率的改变量而使其微小地改变的情况下等，开关的一个端子连接到第一线路13-1的端部，另一个端子连接到第二线路13-2也没关系。
在本发明中的开关可以使用晶体管(双极、FET等)、二极管(PN、PIN等)等，但也可以使用MEMS(Micro Electromechanical System)开关。MEMS开关是可以利用半导体装置的制造所使用的同样的制造工序，精细且高精度地制造机械式结构，并通过机械动作切换状态的开关。本发明中的开关设置于功率集中的部位而有效，所以使用了晶体管或二极管等半导体的开关，根据情况不同，而有可能驱动功率不足，此时，信号波形可能失真。与此相对，MEMS开关为机械式结构开关，由于可以进行低电阻的电极间(金属、低电阻多晶硅等)的直接连接，或经由电容器的连接，所以难以产生信号的波形失真。因此，根据情况不同，使用MEMS开关有利。此外，信号的波形失真有成为使通信容量恶化的噪声，或对利用邻接频带的其它系统产生坏影响等弊端，所以最好尽可能减小。
(实施例2)
图7A中表示作为本发明的实施例2使用了微带线路的情况的其它的可变谐振器的平面图，图7B表示其立体图。另外，与图3相同的部分赋予相同参照数字表示。其中，图3中绘制了不同方向的斜线以区别第一线路和第二线路，但图7中将其省略。以下相同。
在本结构中，与图3的结构不同，将一个开关14的电极14a接触，或通过电容电量耦合来连接到多个第一线路13-1的全部端部。另外，在图7A的结构中，实际上，第一线路13-1的两端部从第二线路13-2的中心在图中向上下突出而形成，所以两个开关的电极14a被表示为连接到这些上面各个端部和下面各个端部。而且，也可以设置两个以上的开关电极，并分别驱动开关的电极。电极通过静电力、劳伦兹力、热应力等，或它们的组合来变位。电极除了与自身可连接的所有的线路部位连接的状态，或完全不连接的状态以外，也可以为部分连接的状态。根据施加到电极的电流、电压等的控制参数等的值，来改变状态，但谐振频率的变移量根据与电极连接的线路部位的数而改变，所以谐振频率离散地改变。在本结构中，与使用多个开关的情况相比，由于结构简单，所以可以容易地制造。
(实施例3)
微带线路可以等价置换为共面波导，所以在图8中表示作为本发明的实施例3使用了共面波导的情况的可变谐振器的平面图。另外，与图3相同的部分赋予相同的参照数字来表示。
本实施例的可变谐振器30，如图8中用二点划线包围所示那样，由电介质基板31的一个面上形成的信号导体32和在该基板的同一面上信号导体的两侧形成的地导体33构成的共面波导，和开关34构成。
信号导体32由多个第一线路32-1和第二线路32-2构成。第二线路32-2的一端32a断路，另一端32b连接到传输线路35。第一线路32-1形成长度为T、宽度为W1的矩形形状，而且，第二线路32-2形成其一端32a到另一端32b的长度为L、宽度为比W1小的W2的矩形形状。第一线路32-1形成多个n个(n为大于或等于2的整数，在图示的例子中为6个)，在其各中央部一体连接第二线路32-2。另外，第一线路的形状可以有各种变形，这与实施例1同样。
在实施例3也与实施例1、2同样，其特征为，结构为在第一线路32-1的端部间设置开关34，可以进行短路或断路控制。另外，各开关不必设置在第一线路的端部之间也可以，这也与上述的实施例同样。
共面波导与微带线路不同，是在与形成于电介质基板31的一个平面上的信号导体32同一平面上形成地导体33的结构，所以来自信号导体32的电力线集中于信号导体的外部边缘部。因此，与微带线路相比，由于电流集中于线路外部边缘部，所以更体现本发明的效果。
(实施例4)
图9中表示作为本发明的实施例4使用了共面波导的情况的其它的可变谐振器。另外，与图3相同的部分赋予相同参照数字表示。
本实施例在图8所示的实施例3的结构中，地导体33具有梳齿形状部33a，将这些梳齿形状部33a配置为进入各第一线路32-1间。
共面波导的特性阻抗由信号导体宽度和信号导体-地导体间距离决定。从而，在使用微带线路构成的谐振器中，通过设置多个第一线路，对于部分地产生阻抗的不连续部分的情况，如图9那样，配置地导体的梳齿形状部使其进入各第一线路之间，从而可以将特性阻抗保持为一定。此时，地导体和信号导体可能成为嵌套状态，有可能成为设置开关时的障碍，但如图9A、9B那样作为多层结构，在电介质基板31的一面上形成成为共面波导的信号导体32和地导体33，在其上形成绝缘体层36，在该绝缘体层36上形成将其贯通而露出第一线路32-1的端部的通孔37，和露出地导体33的梳齿状部33c的端部的通孔38，在这些通孔37、38内填充导体32d、33b，填充到这些通孔37的导体32d在绝缘体层36表面露出的位置分别设置开关连接用端子32e，在这些端子间连接开关34。由此，可以在第一线路的端部间由开关控制导通以及断路，并可以避免所述障碍。进而，在绝缘体层36的表面上设置连接导体路径39，以便连接填充到这些通孔38的导体33b在绝缘体层36的表面露出的位置间，通过信号导体32，在图9A中该向左右分离形成的地导体33的梳齿部33c的端部间互相连接。另外，图8中，也省略了说明，但通过连接导体路径39连接地导体33的梳齿部33a的端部33b之间。
(实施例5)
图10表示作为本发明的实施例5使用了共面波导的情况的其它可变谐振器。
本实施例5在图8所示的实施例3所示的谐振器30的结构中，还设置连接地导体33和一个第一线路32-1*之间的接地用开关40。另外，与图8相同的部分赋予相同的参照数字来表示。
根据本结构，通过将接地用开关40设为导通状态，可以使谐振器长度改变大，而且可以通过其它的开关34精密地改变有效的谐振器长度，所以可以将谐振频率变大，同时可以精密地改变。另外，在图10中表示使用了共面波导的情况的结构，但也可以使用微带线路或同轴线路。
(实施例6)
图11表示作为本发明的实施例6使用了同轴线路的情况的可变谐振器。
本实施例的可变谐振器41包括：信号导体42、与信号导体42同轴状形成的地导体43、设置在信号导体42和地导体43之间的电介质45、以及多个开关44，信号导体42包括：直径为D1的多个第一线路42-1和比第一线路42-1细的直径D2的第二线路42-2，开关44连接到这些第一线路42-1的外周面间。
同轴线路中，构成地导体43，并使其包围信号导体42，所以电力线不向空气中泄漏，可以实现低损失的谐振器。
到此为止表示的本申请发明的可变谐振器的实施例中，作为将信号导入谐振部的方法，使用线路的直接导入，但也可以使用不直接连接线路和谐振部的方法、即静电耦合、电耦合、以及所述耦合的组合的电磁耦合的方法。
以上，说明了使用微带线路、共面波导、同轴线路构成可变谐振器的情况，但也可以使用包括了本发明的特征的这些微带线路、共面波导、同轴线路构成可变移相器，以下基于实施例进行说明。
(实施例7)
图12中表示作为本发明的实施例7使用了微带线路的情况的可变移相器。
本发明的可变移相器50使用与可变谐振器中的信号集中于信号导体的外部边缘部同样的原理。从而，省略详细的说明，但通过导体线路51的多个第一线路51-1的端部间设置的开关52的状态的不同(图12A中所有开关为断路状态。图12B中所有的开关为导通状态)，而改变集中于外部边缘部的高频信号的传播路径长度L，通过改变有效的线路长度，可以改变移相器的相位改变量。另外，53是电介质基板。
图13是模拟了相位变位量的结果。线(1)如图12A所示为将开关全部断路的状态的特性，线(2)如图12B所示为将开关全部导通的情况的特性。相位变位量根据开关的状态而改变，将开关全部导通的情况于全部断路的情况相比，有效的线路长度变短，所以相位变位量变小。想设为线(1)和线(2)的中间的相位变位量的情况下，只要限定导通状态的开关数，并选择适当的开关设为导通状态就可。
(实施例8)
图14表示作为本发明的实施例8使用了微带线路的情况的其它的可变移相器。另外，与图12相同的部分赋予相同参照数字表示。54为背面地导体。
在本实施例8中，与图12的结构不同，将一个开关的电极接触，或通过电容耦合而连接到多个第一线路51-1的外部边缘部。在该情况下，设置两个以上的开关的电极52a(在图14中，表示两个开关的电极)，并分别驱动也可以。因此，本结构中，与使用多个开关的情况相比，由于结构简单，所以可以容易制造。
(实施例9)
图15表示作为本发明的实施例9使用了共面波导的情况的可变移相器60。
共面波导与微带线路不同，为在与信号导体61同一平面上形成地导体62的结构，电力线从信号导体集中于外部边缘部。因此，与微带线路相比，由于电流集中于线路外部边缘部，所以本发明的效果表现的大。而且，共面波导的特性阻抗由信号导体宽度和信号导体-地导体间的距离决定。从而，通过在微带线路中设置宽度不同的部位，对部分地产生阻抗的不连续部的情况，使用共面波导设定信号导体宽度以及信号导体-地导体间距离，以便特性阻抗不改变，从而输入信号的反射减少，可以实现低损失的可变移相器。在图中，通过设置导通或断路信号导体61的多个第一线路61-1的端部间的开关63可以改变移相量，这一点应该容易理解。另外64为电介质基板。
(实施例10)
图16表示作为本发明的实施例10使用了同轴线路的情况的可变移相器70。
同轴线路包括信号导体71、包围信号导体71的地导体72、配置于两者间的电介质74，可以实现没有电力线相空气中的泄漏，且低损失的移相器。
在本实施例中，信号导体71包括直径为D1的多个第一线路71-1和比它细的直径D2的第二线路71-2，并设置导通或断路这些第一线路间的开关73。
通过组合使用至此所示的实施例的可变谐振器或可变移相器，从而可以实现谐振频率的改变量或相位变位量可以大或细微地改变的可变谐振器或移相器。
(实施例11)
图17表示实施例11，是将微带线路的可变谐振器80和可变移相器81经由开关82级联连接的可变谐振器。可变谐振器80具有导通或断路信号导体83的多个第一线路83-1的端部间的开关组84，可变移相器81具有将信号导体85的多个第一线路85-1的端部间导通或断开的开关组86。在需要可变谐振器80的开关组84的状态改变引起的谐振频率以上的改变时，使开关82改变为导通状态而构成级联连接。想在其上微小地改变谐振频率的情况下，只要改变开关组84、86的任何一个适当的开关的状态就可以。
(实施例12)
在图18表示实施例12，经由开关93级联连接具有开关组94的微带线路91的第一可变移相器90-1，和具有开关组95的微带线路92的第二可变移相器90-2的可变移相器90中，也同样。另外，91-1和91-2为第一可变移相器90-1的第一线路以及第二线路，92-1和92-2为第二可变移相器90-2的第一线路以及第二线路，96为输入端子，97为输出端子，98为中间输出端子。
另外，图17、图18中，表示了微带线路的结构，但也可以是共面波导或同轴线路。
(实施例13)
下面说明本发明的其它变形例。图19表示实施例13，是开关的变形例，与图3相同的部分赋予相同参照数字来表示。本变形例中，形成于电介质基板12上的多个第一线路13-1具有相当的厚度，并且端部形成为具有对基板垂直的端面13-1a。另一方面，基板上设置金属的固定器(anchor)100，固定器100上保持金属梁101的一端，以使其另一端可沿基板面移动。金属梁101的自由端的所述另一端上安装绝缘体的连杆102，连杆102上安装具有可在相邻的两个第一线路13-1的端面13-1a之间跨接(差し渡る)的长度的金属板103。在与金属梁101相对的位置上将金属电极104安装到基板上，该电极104通过与固定器100之间施加或切断开关控制电压，在电极104和金属梁101之间产生或消除静电力，从而使金属板103对应的两个第一线路13-1的端面13-1a之间短路或者断路。另外，11是地导体。
(实施例14)
图20表示实施例14，是图19的结构的变形例，与图3、图19相同的部分赋予相同的参照数字来表示。该变形例中，第一线路13-1形成为在基板的高度方向上比第二线路13-2的高度高，并且形成为具有端部与基部平行的端面13-1a。金属梁101与基板并行，其一端被安装在固定器100上，以便其另一端可在第一线路上上下移动。金属板103经由绝缘体102安装到金属梁101的自由端，通过在金属电极104和金属梁101之间产生或消除静电力，使金属板103对应的两个第一线路13-1的端面13-1a间短路或断路。
(实施例15)
图21表示实施例15，是图20的结构的变形例，与图3、图19、图20相同的部分赋予相同的参照数字来表示。该变形例将图20的结构中的接地电极11经由绝缘体支柱105配置到基板12上。
(实施例16)
至此，信号导体如图3A所示，说明了在基板上形成的导体膜的多个第一线路和与它们一体连接形成的第二线路构成的结构。图22表示实施例16，为该信号导体的变形例，图22A为平面图，图22B为其要部放大图。与图3相同的部分赋予相同的参照数字以及参照符号表示。在图中，第一线路13-1为线路的长T、宽W1的矩形形状，其内部具有不形成导体膜区域V。该区域V具有长度TT、宽度WW，从而第一线路13-1成为框型形状。该框型部具有在第一线路13-1的宽度方向上延伸的部分13-1b和在长度方向上延伸的部分13-1c，该延伸部13-1b具有长度T’、宽度W1，延伸部13-1c具有长度T、宽度W’，互相重叠一部分。在该第一线路的端部间，根据开关14(未图示)的开闭而断开或连接开关电极14a。该开关电极的宽度wp选为与框型的第一线路的端部的延伸部13-1c的宽度W1’相等。(当然不限于相等。)并且，将该wp、W1’以及T’的长度选为比高频信号从线路的表面流入的集肤深度S大的值。而且将第二线路13-2的线路宽度W2选定为比2·S大且小于或等于WW的值。
即，该关系表示为
2·S＜W2≤WW≤W1-2·S         (式4)。
由此，开关14处于开状态时，通过第一线路的端部的高频信号的电流密度增大，电流的路径长度由于图3的结构而实质上变长，开关处于闭状态时，由于几乎所有信号流过由电极14a将第一线路的端部间短路的路径，所以伴随开关的开闭的频率的变化的范围也可以比图3的结构增大10％。
在图22所示的信号导体中，说明了所有的第一线路13-1具有不形成导体膜区域V的情况，但也可以构成多个第一线路中仅一部分具有这样的区域V。
(实施例17)
如图23A所示的实施例17这样，也可以构成为第二线路13-2也在其各个部分具有不形成导体膜区域V’，并不与不形成导体膜区域V接合。此时，将第二线路的长度方向的框部的宽度W2’选定为比集肤深度S大的值。由此，高频信号几乎沿着信号导体的框部的形状流动。
而且，如图23B所示，可以改变结构。在该改变的结构中，可以构成为一个或几个第一线路和一个或几个第二线路的部分分别具有这样的不形成导体膜区域V或不形成导体膜区域V’，剩余的第一线路13-1*和第二线路的剩余的部分13-2*不具有这样的区域。
(实施例18)
或者，可以如图24A所示的实施例18那样改变结构。在该改变的结构中，所有的第一线路以及第二线路的部分具有不形成导体膜区域V或不形成导体膜区域V’，并且将相邻的不形成导体膜区域V以及不形成导体膜区域V’接合，从而信号导体13具有一个接合区域V”。而且，也可以如图24B那样改变结构。在该改变的结构中，也可以构成为一个或几个第一线路和第二线路的一个或几个的仅一部分具有不形成导体膜区域V和不形成导体膜区域V’，它们被接合从而形成一个接合的不形成导体膜区域V”，剩余的第一线路13-1*和第二线路的剩余的部分13-2*不具有这样的区域。
这些图22、图23所示的第一线路以及第二线路中形成不形成导体膜区域V以及不形成导体膜区域V’不仅限用于图3的信号导体中，也可以用于图5以下所示的信号导体或其它的信号导体的变化。从而，当然可以应用于谐振器以及可变移相器。

Claims (11)

1.一种可变谐振器，包括：地导体、电介质、对特定频率的电信号引起谐振的信号导体、至少一个开关，其特征在于，
所述信号导体由隔开规定间隔的多个第一线路，和连接到全部所述第一线路的第二线路构成，第一线路具有与第二线路的线路宽度不同的线路宽度，由此，形成比第二线路的线路长度长的信号路径，
所述开关的一个端子连接到第一线路，另一个端子连接到第二线路，或者开关的两端子连接到多个第一线路，
通过开闭所述开关来控制开关的两端子连接的电路间线路间电断路或导通，并变化所述信号路径长度，
由此使谐振频率改变。
2.如权利要求1所述的可变谐振器，其特征在于，
所述可变谐振器还包括将所述第一线路的一个和地导体之间开闭的接地用开关。
3.如权利要求1或2所述的可变谐振器，其特征在于，
所述各第一线路的长度小于谐振频率的波长的四分之一，并且大于谐振频率以及其附近的频率的信号的集肤深度。
4.如权利要求1所述的可变谐振器，其特征在于，
所述第一线路或所述第二线路中，至少一个线路在内部具有不形成导体膜区域，提高所述信号导体的外部边缘部的电流密度。
5.如权利要求4所述的可变谐振器，其特征在于，
相邻的至少一个第一线路以及第二线路的不形成导体膜区域之间互相接合。
6.一种可变移相器，包括：地导体、电介质、信号导体、至少一个开关，其特征在于，
所述信号导体由隔离一个或规定间隔的多个第一线路，和连接到全部所述第一线路的第二线路构成，第一线路具有与第二线路的线路宽度不同的线路宽度，由此，形成比第二线路的线路长度长的信号路径，
所述开关的一个端子连接到所述第一线路，另一个端子连接到第二线路，或者开关的两端子连接到多个第一线路，
通过开闭所述开关来控制开关的两端子连接的电路间线路间电断路或导通，并变化所述信号路径长度，
由此改变输入的电信号的相位，并改变输出信号和输入信号的相位差。
7.如权利要求6所述的可变移相器，其特征在于，
所述第一线路的长度小于输入信号的波长的四分之一，并且大于输入信号的频率以及其附近的频率的信号的集肤深度。
8.如权利要求6所述的可变移相器，其特征在于，
所述第一线路或所述第二线路中，至少一个线路在内部具有不形成导体膜区域，提高所述信号导体的外部边缘部的电流密度。
9.如权利要求8所述的可变移相器，其特征在于，
相邻的至少一个第一线路以及至少一个第二线路的不形成导体膜区域之间互相接合。
10.如权利要求1所述的可变谐振器，其特征在于，
所述开关的两端子连接到多个第一线路的端部间。
11.如权利要求6所述的可变移相器，其特征在于，
所述开关的两端子连接到多个第一线路的端部间。
CNB2005100091228A 2004-02-03 2005-02-03 可变谐振器及可变移相器 Expired - Fee Related CN100495815C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP027221/04 2004-02-03
JP2004027221 2004-02-03
JP027221/2004 2004-02-03

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1652396A true CN1652396A (zh) 2005-08-10
CN100495815C CN100495815C (zh) 2009-06-03

Family

ID=34675483

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2005100091228A Expired - Fee Related CN100495815C (zh) 2004-02-03 2005-02-03 可变谐振器及可变移相器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7292124B2 (zh)
EP (1) EP1562253A1 (zh)
KR (1) KR100618420B1 (zh)
CN (1) CN100495815C (zh)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103022599A (zh) * 2012-11-28 2013-04-03 杨磊 Pcb滤波器
CN103201896A (zh) * 2010-07-15 2013-07-10 斯宾纳机床制造有限公司 同轴导体结构
CN1964130B (zh) * 2005-11-08 2013-11-13 株式会社Ntt都科摩 可变谐振器
CN104241735A (zh) * 2013-06-20 2014-12-24 成都国腾电子技术股份有限公司 一种基于微机械电子技术的微波移相器
CN109818118A (zh) * 2019-04-01 2019-05-28 南京邮电大学 一种紧凑型基于慢波结构的末端耦合带通滤波器
CN113228407A (zh) * 2019-01-17 2021-08-06 以伊索电子股份有限公司名义经营的阿维科斯天线股份有限公司 毫米波射频移相器
WO2024120215A1 (zh) * 2022-12-05 2024-06-13 中兴通讯股份有限公司 移相电路及波束扫描装置

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003298305A (ja) * 2002-03-28 2003-10-17 Fujitsu Quantum Devices Ltd 高周波スイッチ装置及びこれを用いた電子装置
US7145509B2 (en) * 2004-02-17 2006-12-05 Kyocera Corporation Array antenna and radio communication apparatus using the same
JP4638711B2 (ja) 2004-10-27 2011-02-23 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 共振器
JP4621155B2 (ja) * 2006-02-28 2011-01-26 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 可変フィルタ
KR100921383B1 (ko) * 2006-09-08 2009-10-14 가부시키가이샤 엔.티.티.도코모 가변 공진기, 대역폭 가변 필터, 전기회로 장치
KR100883529B1 (ko) * 2006-12-29 2009-02-12 주식회사 이엠따블유안테나 이중대역-ｃｒｌｈ 전송 선로를 이용한 전력 분배기 및전력 합성기
KR100867129B1 (ko) 2007-02-05 2008-11-06 주식회사 이엠따블유안테나 Ｒｆ 스위치
JP4724135B2 (ja) 2007-02-22 2011-07-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 可変共振器、可変フィルタ、電気回路装置
JP4724136B2 (ja) 2007-02-22 2011-07-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 可変共振器、可変フィルタ、電気回路装置
JP4847937B2 (ja) * 2007-09-10 2011-12-28 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 信号選択装置
US8138852B2 (en) * 2007-10-31 2012-03-20 Ntt Docomo, Inc. Duplexer and transceiver
KR100956223B1 (ko) * 2008-03-04 2010-05-04 삼성전기주식회사 안테나 장치
US7944330B2 (en) * 2008-03-06 2011-05-17 Funai Electric Co., Ltd. Resonant element and high frequency filter, and wireless communication apparatus equipped with the resonant element or the high frequency filter
US20100102049A1 (en) * 2008-10-24 2010-04-29 Keegan James M Electrodes having lithium aluminum alloy and methods
JP5498581B2 (ja) * 2009-09-15 2014-05-21 メフメト アンリュー トリプルスタブトポロジーを使用した位相および振幅の同時制御ならびにｒｆｍｅｍｓ技術を使用したその実装
JP5039115B2 (ja) * 2009-11-17 2012-10-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 可変共振器、可変フィルタ
JP5039162B2 (ja) 2010-03-05 2012-10-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 回路素子、可変共振器、可変フィルタ
JP5726635B2 (ja) 2010-08-25 2015-06-03 株式会社Ｎｔｔドコモ マルチモードフロントエンド回路
US8854159B2 (en) * 2011-03-20 2014-10-07 King Saud University Triple-mode microstrip filter
KR101595824B1 (ko) 2014-12-24 2016-02-22 한밭대학교 산학협력단 액체금속 기반 가변 안테나 및 이의 제조방법
DE102015006739A1 (de) 2015-05-22 2016-11-24 Kathrein-Austria Ges.M.B.H. Hochfrequenzleitersystem mit leitungsgebundener HF-Durchführung
EP4016567A4 (en) 2019-08-30 2022-09-07 Huawei Technologies Co., Ltd. VARIABLE CAPACITOR, REFLECTIVE PHASE SHIFTER AND SEMICONDUCTOR DEVICE
EP3975330A1 (en) 2020-09-28 2022-03-30 Nokia Technologies Oy Radio communications

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI88442C (fi) 1991-06-25 1993-05-10 Lk Products Oy Foerfarande foer foerskjutning av den karakteristika kurvan av en resonator i frekvensplanet och en resonatorkonstruktion
JPH0661092A (ja) 1992-08-11 1994-03-04 Hitachi Metals Ltd 周波数可変マイクロ波共振子
JPH06216602A (ja) 1993-01-13 1994-08-05 Nec Corp 移相器
US5808527A (en) * 1996-12-21 1998-09-15 Hughes Electronics Corporation Tunable microwave network using microelectromechanical switches
US6043727A (en) 1998-05-15 2000-03-28 Hughes Electronics Corporation Reconfigurable millimeterwave filter using stubs and stub extensions selectively coupled using voltage actuated micro-electro-mechanical switches
JP2000295003A (ja) * 1999-04-02 2000-10-20 Nec Corp 移相器
US6452465B1 (en) 2000-06-27 2002-09-17 M-Squared Filters, Llc High quality-factor tunable resonator
EP1251577B1 (en) * 2001-04-19 2007-04-25 Interuniversitair Microelektronica Centrum Vzw Fabrication of integrated tunable/switchable passive microwave and millimeter wave modules

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1964130B (zh) * 2005-11-08 2013-11-13 株式会社Ntt都科摩 可变谐振器
CN103201896A (zh) * 2010-07-15 2013-07-10 斯宾纳机床制造有限公司 同轴导体结构
CN103201896B (zh) * 2010-07-15 2015-09-16 斯宾纳有限公司 同轴导体结构
CN103022599A (zh) * 2012-11-28 2013-04-03 杨磊 Pcb滤波器
CN104241735A (zh) * 2013-06-20 2014-12-24 成都国腾电子技术股份有限公司 一种基于微机械电子技术的微波移相器
CN104241735B (zh) * 2013-06-20 2017-05-10 成都振芯科技股份有限公司 一种基于微机械电子技术的微波移相器
CN113228407A (zh) * 2019-01-17 2021-08-06 以伊索电子股份有限公司名义经营的阿维科斯天线股份有限公司 毫米波射频移相器
US11757182B2 (en) 2019-01-17 2023-09-12 KYOCERA AVX Components (San Diego), Inc. Millimeter wave radio frequency phase shifter
CN109818118A (zh) * 2019-04-01 2019-05-28 南京邮电大学 一种紧凑型基于慢波结构的末端耦合带通滤波器
WO2024120215A1 (zh) * 2022-12-05 2024-06-13 中兴通讯股份有限公司 移相电路及波束扫描装置

Also Published As

Publication number Publication date
KR20060041676A (ko) 2006-05-12
KR100618420B1 (ko) 2006-08-31
US20050190018A1 (en) 2005-09-01
EP1562253A1 (en) 2005-08-10
CN100495815C (zh) 2009-06-03
US7292124B2 (en) 2007-11-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1652396A (zh) 可变谐振器及可变移相器
Vallecchi et al. Low profile fully planar folded dipole antenna on a high impedance surface
CN1223048C (zh) 两波段传输系统及其天线
TW201929319A (zh) 天線結構及具有該天線結構之無線通訊裝置
CN1241291C (zh) 谐振器及高频滤波器
CN100346532C (zh) 天线装置
CN1251407C (zh) 弹性表面波滤波器
CN1151586C (zh) 多频微带天线和包括所述天线的装置
CN1147968C (zh) 表面装贴天线和包含这种天线的通信装置
Zhang et al. Dual-band WLAN dipole antenna using an internal matching circuit
CN1894823A (zh) 双层耦合器
Li et al. A novel low-profile broadband dual-frequency planar antenna for wireless handsets
CN1189979C (zh) 调节和设置表面安装型天线的双谐振频率的方法和通信装置
CN1812189A (zh) 谐振器
TWI699042B (zh) 天線結構
CN1969424A (zh) 传输线对
CN1879256A (zh) 天线及其制造方法以及使用了该天线的便携无线终端
TW200832812A (en) Antennas based on metamaterial structures
JP2005312062A (ja) 小型アンテナ
JP2004328703A (ja) アンテナ
CN1122328C (zh) 介质谐振器装置和高频组件
CN1841844A (zh) 天线装置及电子设备
CN1182624C (zh) 介质谐振器、介质滤波器、介质双工器以及振荡器
CN1521889A (zh) 多位移相器及其制造方法
CN2679833Y (zh) 触点开关器和具有触点开关器的装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20090603

Termination date: 20160203

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee