WO2006106761A1 - 伝送線路対 - Google Patents

Abstract

　第１の伝送線路と、上記第１の伝送線路との結合線路領域が形成されるように、隣接して配置された第２の伝送線路とを備える伝送線路対において、上記結合領域において、上記第１の伝送線路に、誘電体又は半導体により形成された基板における表面又は当該表面に平行な内層面のいずれかの面に配置され、その伝送方向に対して直線形状を有する第１の信号導体を備えさせ、上記第２の伝送線路に、当該基板のいずれかの面に配置され、当該配置された面内にてその伝送方向に対して９０度を超える角度を有する方向に信号を伝送する伝送方向反転領域を部分的に含み、上記第１の信号導体とは異なる線路長さを有する第２の信号導体を備えさせる。

Description

明 細 書

伝送線路対

技術分野

[0001] 本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタ ル信号を伝送する伝送線路に関する。具体的には、第 1の伝送線路と、当該第 1の 伝送線路と結合可能に配置された第 2の伝送線路とを備える伝送線路対、及びこの ような伝送線路対を含む高周波回路に関する。

背景技術

[0002] このような従来の高周波回路にお!、て、伝送線路として用いられて 、るマイクロスト リップ線路の模式的な断面構成を図 17Aに示す。図 17Aに示すように、誘電体また は半導体からなる基板 101の表面に信号導体 103が形成されており、基板 101の裏 面には接地導体層 105が形成されている。このマイクロストリップ線路に高周波電力 が入力されると、信号導体 103から接地導体層 105の方向へ電界が生じ、電気力線 に垂直に信号導体 103を囲む方向に磁界が生じ、その結果、この電磁界が信号導 体 103の幅方向と直交する長さ方向へ高周波電力を伝播させる。なお、マイクロストリ ップ線路において、信号導体 103や接地導体層 105は必ずしも基板 101の表面や 裏面に形成される必要はなぐ基板 101を多層回路基板として実現すれば、信号導 体や接地導体層 105を回路基板の内層導体面内に形成することも可能である。

[0003] 以上説明したのは、シングルエンドの信号を伝送する場合の伝送線路についてで あるが、図 17Bの断面図に示すように、マイクロストリップ線路構造を 2本平行に配置 し、それぞれに逆位相の信号を伝送させることにより、差動信号伝送線路として用い ることも出来る。この場合、対の信号導体 103a、 103bには互いに逆位相の信号が 流れることから、接地導体層 105を省略することも可能である。

[0004] また、図 18Aにその断面構造を示し、図 18Bにその上面図を示すように、従来のァ ナログ回路や高速デジタル回路では、 2本以上の伝送線路 102a、 102bが隣接して 平行にその隣接間隔が高密度に配置されることが多ぐ隣接伝送線路間にはクロスト ーク現象が生じ、アイソレーション劣化の問題が起こる場合が多い。非特許文献 1に おいて示されているように、クロストーク現象の起源は、相互インダクタンスと相互キヤ パシタンスの両者に求めることができる。

[0005] ここで、誘電体基板 101を回路基板として、 2本並列に近接して配置された伝送線 路対の斜視図 19 (図 18 A及び図 18Bの構成に相当する斜視図）を用いて、クロスト ーク信号発生の原理を説明する。 2本の伝送線路 102a、 102bは誘電体基板 101の 裏面に形成された接地導体 105をその接地導体部分として、また、誘電体基板 101 の表面 281にお 、て互 ヽに近接かつ平行に配置された 2本の信号導体をその信号 導体部分として構成されている。これらの伝送線路 102a、 102bの両端がそれぞれ 図示されていない抵抗により終端されるとすると、 2本の伝送線路 102a、 102bを、電 流が流れる閉じた電流ループ 293aと 293bとにそれぞれ置換して考えることによって 、 2本の伝送線路 102a、 102bの持つ高周波回路特性を理解することが可能となる。

[0006] また、図 19〖こ示すよう〖こ、電流ループ 293a、 293bは、誘電体基板 101の表面 28 1において電流を流す信号導体と、戻り電流が流れる裏面の接地導体 105と、誘電 体基板 101に垂直な方向に両導体を接続する抵抗素子（図示しない）により構成さ れる。ここでこのような回路内（すなわち電流ループ内）に導入した抵抗素子とは物理 的な素子ではなぐ信号導体に沿って抵抗成分が分布する仮想的なものでよぐ伝 送線路が持つ特性インピーダンスと同じ値をもっているものと考えればよい。

[0007] 次に、図 19を用いて、それぞれの電流ループ 293aにおいて高周波信号が流れた 場合に生じるクロストーク現象について具体的に説明する。まず、高周波信号の伝送 にともなって、電流ループ 293aにお!/ヽて図中の矢印の方向に高周波電流 853が流 れると、電流ループ 293aを鎖交して高周波磁場 855が発生する。 2本の伝送線路 1 02aと 102bは互いに近接して配置されているので、高周波磁場 855は伝送線路 10 2bの電流ループ 293bをも鎖交してしまい、電流ループ 293bには誘導電流 857が 流れる。これが、相互インダクタンスに起因したクロストーク信号発現の原理である。

[0008] 上記原理に基づき、電流ループ 293bにおいて発生する誘導電流 857の向きは、 電流ループ 293aにおける高周波電流 853とは逆向きの方向に、近端側の端子 (す なわち、図示手前側の端部の端子）に向力つて流れる。高周波磁場 855の強度は電 流ループ 293aのループ面積に依存し、誘導電流 857の強度は電流ループ 293bを 鎖交する高周波磁場 855の強度に依存することから、 2本の伝送線路 102a及び 10 2bにより構成される伝送線路対の結合線路長 Lcpが長くなるほどクロストーク信号強 度が増大する。

[0009] さらに、 2本の信号導体間に生じている相互キャパシタンスに起因することによって も、伝送線路 102bには別のクロストーク信号が誘発される。相互キャパシタンスにより 生じるクロストーク信号は方向性を持たず、遠端側にも近端側にも同強度ずつ発生 する。遠端側に発生するクロストーク現象は以上の 2つの現象の足し合わせと理解で きる。ここで、高速信号伝送時に、クロストーク現象に付随して伝送線路対に生じる電 流要素を図 20の模式説明図に示す。図 20に示すように、伝送線路 102aの図示左 側の端子 106aに電圧 Vinを印加すると、パルス立ち上がり部に含まれる高周波成分 に伴って伝送線路 102aへ高周波電流要素 Ioが流れる。この高周波電流要素 Ioによ る相互キャパシタンスに起因して生じる電流 Icと相互インダクタンスに起因して生じる 電流 Iiとの差力 Sクロストーク電流として、隣接配置された伝送線路 102bの遠端側のク ロストーク端子 106dに流れ込む。一方、近端側のクロストーク端子 106cには、電流 I cと Iiの和に相当するクロストーク電流が流れ込む。このような伝送線路対が高密度に 近接して配置される条件においては、一般的に電流 Iiの強度が電流 Icの強度よりも 強くなるため、端子 106aに印加された電圧 Vinの符号と逆符号になる負の符号のク ロストーク電圧 Vfが遠端側クロストーク端子 106dで観測される。なお、伝送線路 102 aの端子 106bでは、電圧 Voutが観測される。

[0010] ここで、従来の伝送線路における典型的なクロストーク特性例を説明する。例えば、 図 18A及び図 18Bに示すように、誘電率 3. 8、厚さ H = 250 mでその裏面の全面 を接地導体層 105とした榭脂材料の誘電体基板 101の表面に、配線幅 W= 100 μ mの 2本の信号導体、すなわち伝送線路 102a、 102bを配線間距離 G = 650 mの 設定で平行に配置した構造の高周波回路を作製し、結合線路長 Lcpが 50mmのも のを従来例 1、 500mmのものを従来例 2 (なお、この従来例 2については、後述にお いて言及するものとする）とする。 2本の伝送線路 102a、 102bの配置間隔である配 線間隔 Dは、 G+ (W/2) X 2 = 750 mである。なお、それぞれの信号導体は共に 、導電率 3 X 10⁸SZm、厚さ 20 μ mの銅配線とした。 [0011] このような従来例 1の高周波回路に対して、 4端子測定での順方向の通過特性 (端 子 106aから端子 106b)とともに、遠端方向のアイソレーション特性 (端子 106aから 端子 106d)について、図 21に示す従来例 1の高周波回路についてのアイソレーショ ン特性の周波数依存性を示すグラフ形式の図を用いて、以下に説明する。なお、図 21のグラフにおいては、横軸に周波数 (GHz)、縦軸に通過強度特性 S21 (dB)とァ イソレーシヨン特性 S41 (dB)を示して!/、る。

[0012] 図 21のアイソレーション特性 S41に示すように、クロストーク強度は周波数が上がる につれて単調に増加する。具体的には、 5GHz以上の周波数帯域では l ldB、 10G Hz以上の周波数帯域では 7dB、 20GHz以上の周波数帯域ではわずか 3dBのアイ ソレーシヨンさえ確保できないことが判る。更には、結合線路長 Lcpが長くなるほど、 また、配置間隔 Dを減じた場合においても、クロストーク強度は単調増加する。

[0013] また、図 21の通過強度特性 S21 (図中細線にて示す）に示すように、クロストーク信 号強度の増加に伴い、通過信号強度は極端に低下してしまう。具体的には 25GHz では 9. 5dBもの信号強度の低下が起きてしまう。従来例 1の高周波回路においては 、 50mmの線路長を通過すれば 1. 8GHz程度の周波数の信号の通過位相は 180 度に相当する。この周波数でのクロストーク強度はマイナス 21. 4dBである。配置間 隔 Dにも依存するものの、クロストーク現象が問題となるのは、結合線路長 Lcpが実 効的に波長オーダー、すなわち半波長以上の実効線路長に相当する周波数帯域と なる。例えば、配置間隔 Dを 200 mへと減じるとクロストーク強度はマイナス 15. 8d Bとなり、配置間隔 Dを 1000 mまで延長すると、クロストーク強度はマイナス 26. 7d Bとなる。また、配置間隔 Dが 200 mの場合、結合線路長 Lcpが実効波長の 2. 5倍 程度に相当する周波数 11. 6GHzにてマイナス lOdBさえも維持できなくなってしまう 。また、配置間隔 Dが 750 mの場合においても、結合線路長 Lcpが実効波長の 7 倍程度に相当する周波数 25. 7GHzにおいてマイナス 10dBを記録してしまう。この ように、線路間の結合度にもよるものの、結合線路長 Lcpが実効波長の 2倍以上に相 当する条件では、クロストーク現象の影響は非常に大きくなる。

[0014] このようなクロストーク現象の抑制を目的とする従来の技術として、例えば特許文献 1に示す伝送線路構造がある。特許文献 1において示される伝送線路構造は、信号 伝送時の高周波の電磁界分布を最適化し、単位線路長辺りのクロストークを低減す るために有効な構造である。すなわち、クロストークの要因となるのは上述した平行線 路間の結合なので、平行線路間の結合度を低減するべき設計された伝送線路断面 構造を提供することで、クロストーク現象の抑制を図る手法である。具体的には、図 2 2の伝送線路対の断面構造に示すように、伝送線路対の 2本の信号導体 142と 143 の間の基板の一部の箇所に、基板を構成する第 1の誘電体 144よりも低い誘電率を 有する第 2の誘電体 145を分布させる構造をとる。伝送線路を進行する信号の高周 波電界強度が低誘電率の第 2の誘電体 145の分布箇所にお 、て低下するので、両 伝送線路間の結合度を低下せしめることができ、クロストーク現象の抑制を図ることが できる。

[0015] 特許文献 1 :特開 2002— 299917号公報

特許文献 2：特開 2003 - 258394号公報

非特許文献 1：シグナル 'インテグリティ入門（CQ出版社 2002年) pp. 79 発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0016] し力しながら、このような従来のマイクロストリップ線路で構成される伝送線路対にお いては、以下に示す原理的な課題がある。

[0017] 従来の伝送線路対において発生する順方向のクロストーク現象は、以下の 2つ観 点から回路の誤動作の要因となりうる。まず、第一に伝送信号が入力された端子が接 続される出力端子においては信号強度の予期せぬ低下が生じるため、回路誤動作 が発生する。第二に、伝送信号に含まれるうる広帯域な周波数成分の中でも、特に 高周波成分ほど漏洩強度が高くなることから、クロストーク信号は時間軸上で非常に シャープなピークを持つことになり、隣接する伝送線路の遠端側端子に接続された回 路において誤動作が発生する。これらの現象は、伝送される信号に含まれる高周波 成分の電磁波の実効波長 λ gの 0. 5倍以上に渡って結合線路長 Lcpが設定される 場合に顕著となる。

[0018] 図 23の模式説明図を用いて、高周波信号伝送により隣接伝送線路に生じる遠端ク ロストークの原理と特性を説明する。図 23において、入力端子 106aへの正電圧のパ ルス Vinの印加により、第 1の伝送線路 102aには図中左力も右へと伝送する高周波 信号が発生する。ここで、第 1の伝送線路 102aはその長さ方向にわたって連続して 第 2の伝送線路 102bと結合している。また、それぞれの伝送線路 102a、 102bにお いて、結合が開始される図示左端の部位を位置座標 L=0と定義し、結合が終了す る図示右端の部位を位置座標 L=Lcpと定義する。なお、 Lcpは結合線路長である。 また、図 23の模式説明図においては、高周波信号の伝送によって、このような結合 が行われる 2本の線路による構造部分である結合線路領域における伝送線路対の 異なる 2地点（部位 A及び部位 B)において生じるクロストーク信号間の関係を示して いる。また、当該関係についての説明の簡略ィ匕のため、図中においては遠端側へと 進行する電圧成分のみを示して!/、る。

[0019] 図 23に示すように、第 1の伝送線路 102aにおける入力端子 106aを出発して時間 T=Toにおいて第 2の伝送線路 102aの部位 Aを進行する高周波信号 301aからは、 遠端側クロストーク端子 106dへ向力 クロストーク電圧 301bが生じる。その後、時間 Toから ΔΤだけ時間が経過した時間 Τ1 (=Το+ ΔΤ)では、第 1の伝送線路 102a において、高周波信号 301aは入力端子 106aから遠ざ力る方向へ線路長 A L1だけ 進行して部位 Bに到達し、高周波信号 302aとなる。ここで線路長 A L1は、数 1のよう に表すことができる。なお、数 1において、 Vは伝送線路中の高周波信号の伝搬速度 、 cは真空中の電磁波の速度、 εは伝送線路の実効誘電率である。

A L1 = ΔΤΧν= ATX c/- ( ε ) · · · (数 1)

[0020] また、図 23に示すように、部位 Βにおいても、第 1の伝送線路 102aにおける高周波 信号 302aから第 2の伝送線路 102bへのクロストーク電圧 302bが生じる。一方、時 間 Toに部位 Aにおいて発生したクロストーク信号 301bは、第 2の伝送線路 102b上 を進行し、時間 ΔΤが経過した時間 T1には、部位 Aから数 2にて表される線路長 A L 2だけ離れた位置まで到達することになる。

A L2= ATX c/- ( ε ) · · · (数 2)

[0021] 従来の伝送線路対では Δ L1 = Δ L2なので、部位 Αで生じて第 2の伝送線路 102 bを進行したクロストーク信号 301aと、部位 Bで生じたクロストーク信号 302bは第 2の 伝送線路 102b上において全く同じタイミングで加算されることになる。この関係は、 伝送線路対が結合する結合線路領域の結合線路長に渡って常に成立し続けるので

、遠端クロストーク端子 106dにおいて観測されるクロストーク波形の強度は、全ての 部位において生じた微小なクロストーク信号の強度が加算され続けたものとなってし まつ。

[0022] 上述において説明した従来例 1の高周波回路において、立ち上がり時間、立ち下 力 Sり時間 50ピコ秒、パルス電圧 IVのパルスを端子 106aへ入力した場合、遠端側の 端子 106dで図 24に示すようなクロストーク波形が観測された。また、観測されたクロ ストーク電圧 Vfの絶対値は 175mVにも達した。なお、正符号のパルス電圧の立ち上 力 Sりに対応したクロストーク信号の符号が逆符号となったのは、上述の説明より、相互 インダクタンスにより誘導されたクロストーク電流 Ii力 相互キャパシタンスの効果によ り生じたクロストーク電流 Icよりも強度が強力つたことに起因している。

[0023] しかし、一方では、巿場カもの厳しい回路小型化要求に応えるため、微細な回路形 成技術を用いて、隣接回路間の距離、すなわち伝送線路間の距離を可能な限り短 縮した密な配置で高周波回路が実現される必要がある。また、扱うアプリケーションの 多様ィ匕に伴って、半導体チップやボードのサイズは益々大型化しているので、回路 間で配線が隣接して引き回される距離が延び、平行結合線路の結合線路長が増加 の一途をたどっている。さらに、伝送信号の高速化に伴い、従来の高周波回路で許 容されてきた平行結合線路でも、実効的に線路長が増大することになり、クロストーク 現象が顕著となりつつある。すなわち、従来の伝送線路の技術では、高周波帯域で 高いアイソレーションを維持した高周波回路を省面積で形成することが求められなが ら、その要求を満たすことが困難であるという問題がある。

[0024] 従来技術において紹介した特許文献 1の技術は、単位長さ辺りの遠端クロストーク 信号強度を低減することは可能である。しかし、遠端クロストーク信号強度が伝送周 波数向上につれて増大する点、すなわち遠端クロストーク信号が高域通過特性を有 する点は全く解決されていない。その結果として、例えば、結合線路長 Lcpが電磁波 の実効波長の 2倍以上に相当する条件で、遠端クロストーク強度が極端に増加し、電 力漏洩により通過信号強度が極端に低下するという現象が、原理的には解決されな いという問題がある。また、遠端クロストーク信号波形が非常にシャープなピーク形状 (すなわち、局所的に鋭利に突出した形状)となり、「スパイクノイズ」として回路誤動 作を生じさせるという従来の課題を全面的には解決できないという問題がある。すな わち、特許文献 1の技術では、例えば図 24にも示した従来例 1の高周波回路で生じ ていた遠端クロストーク信号強度を 175mV(0. 175V)よりも低くすることは可能であ る力 パルス波形の形状を変えることができず、スパイクノイズの発生により回路誤動 作を生じさせると 、う問題がある。

[0025] 特許文献 1の他、本発明に関連する文献として特許文献 2が挙げられる。特許文献 2については、前述の特許文献 1とは異なり、平行結合線路の断面構造の最適化を せず、単位長さ辺りで生じるクロストーク要素の強度低減を図っていない。単位長さ 辺りで生じるクロストーク要素を加算するタイミングをずらし続けることによって、遠端 端子で生じるシャープなスパイクノイズを平坦ィ匕することを目的としている力 その効 果は十分でな 、と 、う問題がある。

[0026] 従って、本発明の目的は、上記問題を解決することにあって、伝送線路対において 、良好なアイソレーション特性を維持し、特にシャープなピークをもつスパイクノイズを 遠端クロストーク端子に生じさせず、通過信号強度の極端な劣化を回避することがで きる伝送線路対を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0027] 上記目的を達成するために、本発明は以下のように構成する。

[0028] 本発明の第 1態様によれば、第 1の伝送線路と、

伝送される信号の周波数において上記第 1の伝送線路での実効波長の 0. 5倍以 上の結合線路長を有する結合線路領域が形成されるように、上記第 1の伝送線路に 隣接して配置された第 2の伝送線路とを備え、

上記結合線路領域にお!、て、

上記第 1の伝送線路は、誘電体又は半導体により形成された基板における表面 又は当該表面に平行な内層面の!/、ずれかの面に配置され、その伝送方向に対して 直線形状を有する第 1の信号導体を備え、

上記第 2の伝送線路は、当該基板のいずれかの面に配置され、当該配置され た面内にてその伝送方向に対して 90度を超える角度を有する方向に信号を伝送す る伝送方向反転領域を部分的に含み、上記第 1の信号導体とは異なる線路長さを有 する第 2の信号導体を備える伝送線路対を提供する。

[0029] 伝送線路対の遠端クロストーク端子にて最終的に生じるクロストーク信号は、単位 長さ辺り生じる微小なクロストーク信号の足し合わせであるが、従来の伝送線路対に お!、ては、結合線路領域内の異なる箇所にぉ 、て発生したクロストーク信号同士は、 隣接伝送線路において時間軸上で同じタイミングで加算され、結果的にクロストーク 信号強度の増加を招 、て 、ると 、う問題がある。上記第 1態様の伝送線路対にぉ 、 ては、上記課題を解決するために、第 1と第 2の伝送線路間で実効線路長差を設け て、両伝送線路間での実効誘電率差を設定することにより、結合線路領域内の異な る箇所において発生したクロストーク信号は第 2の伝送線路において常に時間的に タイミングがずれ続けながら加算されることになる。結果として、伝送線路対の結合線 路長 Lcpが実効波長の半分、もしくはそれ以上の長さに相当する場合にお!、ても、 最終的に遠端クロストーク端子に生じるクロストーク信号の強度は効果的に抑圧され 、波形も「スノイクノイズ」とはならず、むしろ「ホワイトノイズ的」にすることができる。ま た、クロストーク信号の強度増大が抑制できるために、上記第 1態様の伝送線路対で は通過信号強度についても良好な特性を維持できる。さらに、第 2の伝送線路が、伝 送方向反転領域を含む第 2の信号導体を備えるようにすることで、上記伝送方向反 転領域において第 1の伝送線路を進行する信号から生じた遠端クロストーク信号を、 通常の遠端クロストーク信号の向きとは逆向きに進行させることができ、第 2の伝送線 路全体において、クロストーク信号を相殺させて、クロストーク抑制効果をさらに増大 させることがでさる。

[0030] さらに好ましい条件としては、第 1の伝送線路と第 2の伝送線路の実効的な実効線 路長差 A Leffが伝送信号周波数において半波長以上に、更に好ましくは一波長以 上に設定されることが好ましい。すなわち、数 3又は数 4に示すように実効線路長差 A Leffが設定されることが好ましい。ここで、伝送信号周波数での電磁波波長をえと している。

A Leff≥0. 5 X λ · · · (数 3)

A Leff≥l · · · (数 4) ここで、結合線路長を Lcp、第 1の伝送線路、第 2の伝送線路の実効誘電率をそれ ぞれ ε 1、 ε 2とすると、 A Leffは数 5に示すように定義される。

A Leff=Lcp X {^ ( ε 2) -^ ( ε 1) } · · · (数 5)

[0031] 従って、本発明の第 2態様によれば、上記結合線路長と上記第 1の伝送線路の実 効誘電率の平方根の積と、上記結合線路長と上記第 2の伝送線路の実効誘電率の 平方根の積との差の絶対値が、上記第 1の伝送線路又は上記第 2の伝送線路にて 伝送される信号の周波数における波長の 0. 5倍以上である第 1態様に記載の伝送 線路対を提供する。

[0032] また、本発明の第 3態様によれば、上記結合線路長と上記第 1の伝送線路の実効 誘電率の平方根の積と、上記結合線路長と上記第 2の伝送線路の実効誘電率の平 方根の積との差の絶対値が、上記第 1の伝送線路又は上記第 2の伝送線路にて伝 送される信号の周波数における波長の 1倍以上である第 1態様に記載の伝送線路対 を提供する。

[0033] 本発明の第 4態様によれば、上記結合線路領域において、上記第 2の導体線路は 、複数の上記伝送方向反転領域を備える第 1態様に記載の伝送線路対を提供する

[0034] 本発明の第 5態様によれば、上記伝送方向反転領域は、上記伝送方向に対して 1 80度反転された方向に上記信号を伝送する領域を含む第 1態様に記載の伝送線路 対を提供する。

[0035] 本発明の第 6態様によれば、上記結合線路領域において、上記第 1の伝送線路よ りも上記第 2の伝送線路に近接して配置された近接誘電体を備える第 1態様に記載 の伝送線路対を提供する。

[0036] 本発明の第 7態様によれば、上記第 2の信号導体の表面の少なくとも一部が上記 近接誘電体により被覆される第 6態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0037] 本発明の第 8態様によれば、上記第 2の伝送線路は、上記第 1の伝送線路の上記 実効誘電率よりも高い実効誘電率を有し、

上記第 1の伝送線路において伝送される信号力 上記第 2の伝送線路において伝 送される信号よりもその信号の伝送速度が大きい第 2態様に記載の伝送線路対を提 供する。

[0038] 本発明の第 9態様によれば、上記結合線路領域において、上記第 1の伝送線路は 、互いに対を成す 2本の伝送線路を含む差動伝送線路を構成する第 8態様に記載 の伝送線路対を提供する。

[0039] 本発明の第 10態様によれば、上記第 2の伝送線路が能動素子へ電力を供給する ノ ィァス線路である第 1態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0040] 本発明の第 11態様によれば、上記結合線路領域において、上記第 2の伝送線路 は、上記第 1の伝送線路の実効誘電率と異なる実効誘電率を有する第 1態様に記載 の伝送線路対を提供する。

[0041] 本発明の第 12態様によれば、上記結合線路領域の全体に渡って、上記第 1の伝 送線路と上記第 2の伝送線路の上記実効誘電率の差が設定された実効誘電率差設 定領域が配置される第 11態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0042] 本発明の第 13態様によれば、上記結合線路領域において、

上記第 1の伝送線路と上記第 2の伝送線路の上記実効誘電率の差が設定され た実効誘電率差設定領域と、

当該実効誘電率の差が設定されて ヽな ヽ実効誘電率差非設定領域とを有し、 上記実効誘電率差非設定領域の線路長が、上記第 1の伝送線路での上記実効波 長の 0. 5倍より小さい第 11態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0043] 本発明の第 14態様によれば、上記結合線路領域において、連続して配置された 一の上記実効誘電率差非設定領域の線路長が、上記結合線路長の 0. 5倍より小さ い第 13態様に記載の伝送線路対を提供する。

[0044] また、本明細書において、「結合線路領域」とは、互いに隣接して配置される第 1の 伝送線路と第 2の伝送線路とにより構成される伝送線路対において、当該 2本の伝送 線路の一部又は全部が互いに結合される関係にある区間における線路構造部分あ るいは線路構造領域のことである。具体的には、上記 2本の伝送線路において、各 々の伝送線路全体としての信号の伝送方向が互いに平行関係にあるような区間にお ける線路構造部分であるともいうことができる。なお、「結合」とは、一の伝送線路から 他の伝送線路への電気的なエネルギ (例えば、電力や電圧等）の移動のことである。 発明の効果

[0045] 本発明の伝送線路対によれば、従来の伝送線路対においてクロストーク現象により 遠端端子にぉ 、て生じて 、たシャープな「スノイクノイズ」を時間軸上で平坦化する だけでなぐ単位長さあたりで生じていたクロストーク要素強度の抑圧効果により、平 坦化されたクロストーク波形のピーク強度を低減でき、第 2の伝送線路が接続される 回路での誤動作を回避することができる。また、クロストーク現象の抑制により通過信 号強度の劣化が回避できるため、回路の省電力動作が実現できる。また、信号に含 まれる高周波成分をデカップル処理する必要がなくなるので、ノ ィパスコンデンサな どのチップ部品や、接地ビアや接地導体パターンが占有して!/、た回路占有面積が削 減できる。

図面の簡単な説明

[0046] 本発明のこれらと他の目的と特徴は、添付された図面についての好ましい実施形 態に関連した次の記述から明らかになる。この図面においては、

[図 1]図 1は、本発明にかかる伝送線路対における高周波信号伝送時の電流要素と 遠端クロストークの原理を説明する模式説明図であり、

[図 2]図 2は、本発明の伝送線路対における遠端クロストーク強度と実効線路長差の 周波数依存性の例を、従来の伝送線路を比較対象として示すグラフ形式の図であり

[図 3]図 3は、本発明の伝送線路対における通過強度特性と実効線路長差の周波数 依存性の例を、従来の伝送線路を比較対象として示すグラフ形式の図であり、

[図 4A]図 4Aは、本発明の一の実施形態に力かる伝送線路対の構成を示す模式斜 視図であり、

[図 4B]図 4Bは、図 4Aの伝送線路対の部分拡大模式平面図であり、

[図 5]図 5は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における第 2の伝送線路 を示す模式平面図（螺旋回転数 0. 75回転)であり、

[図 6]図 6は、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路対の模式斜視図であり、 [図 7]図 7は、上記実施形態の変形例にカゝかる伝送線路対の構造を示す模式斜視図 であって、第 1の伝送線路が差動線路である場合の図であり、 [図 8]図 8は、本発明の好ましい一の実施形態にカゝかる伝送線路対を示す模式説明 図であって、誘電率差設定領域の間に誘電率差非設定領域が配置された状態を示 す図であり、

圆 9A]図 9Aは、本発明の好ましくない一の形態の伝送線路対を示す模式説明図で あって、結合線路長の 50%以上に渡って、誘電率差非設定領域が配置された状態 を示す図であり、

圆 9B]図 9Bは、本発明の好ましくない一の形態の伝送線路対を示す模式説明図で あって、結合線路長の 50%以上に渡って、誘電率差非設定領域が配置された状態 を示す図であり、

[図 10]図 10は、本発明の好ましい一の実施形態にカゝかる伝送線路対を示す模式説 明図であって、一の誘電率差非設定領域の領域長が結合線路長の 50%未満である 状態を示す図であり、

[図 11 A]図 11 Aは、本発明に類似して 、ると誤認される恐れがある伝送線路対の構 造を示す模式説明図であって、結合線路領域の局所的な区間に信号遅延構造が配 置された状態を示す図であり、

圆 11B]図 11Bは、本発明に類似していると誤認される恐れがある伝送線路対の構 造を示す模式説明図であって、結合が解かれた区間に信号遅延構造が配置された 状態を示す図であり、

[図 12]図 12は、上記実施形態について実施例 1にかかる伝送線路対と、従来例 1の 伝送線路対とのクロストーク強度の周波数依存性を比較して示すグラフ形式の図で あり、

[図 13]図 13は、上記実施例 1の伝送線路対と、従来例 1の伝送線路対との通過強度 特性の周波数依存性を比較して示すグラフ形式の図であり、

[図 14]図 14は、上記実施例 1の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対とにパルス印加 した際に、遠端クロストーク端子において観測されたクロストーク電圧波形を比較して 示すグラフ形式の図であり、

[図 15]図 15は、上記実施形態についての実施例 2にかかる伝送線路対の構成を示 す模式斜視図であり、 [図 16]図 16は、上記実施例 2の伝送線路対と従来例 1の伝送線路対とにパルス印加 した際に、遠端クロストーク端子において観測されたクロストーク電圧波形を比較して 示すグラフ形式の図であり、

[図 17A]図 17Aは、従来のシングルエンド伝送の場合の伝送線路の構造を示す模式 断面図であり、

[図 17B]図 17Bは、従来の差動信号伝送の場合の伝送線路の構造を示す模式断面 図であり、

[図 18A]図 18Aは、従来の伝送線路対の構成を示す模式断面図であり、

[図 18B]図 18Bは、図 18Aの従来の伝送線路対の模式平面図であり、

[図 19]図 19は、従来の伝送線路対において、相互インダクタンスに起因するクロスト ーク信号発生の原理を説明するための模式説明図であり、

[図 20]図 20は、従来の伝送線路対でのクロストーク現象に関係する電流要素の関係 を示す模式説明図であり、

[図 21]図 21は、従来例 1の伝送線路対におけるアイソレーション特性と通過強度特 性の周波数依存性を示すグラフ形式の図であり、

圆 22]図 22は、特許文献 1に開示された従来の伝送線路対の断面構造を示す模式 断面図であり、

[図 23]図 23は、従来の伝送線路対において、信号伝送時に生じる電流要素と遠端ク ロストークの原理を説明する模式説明図であり、

[図 24]図 24は、従来例 1の伝送線路対にパルス印カロした際に、遠端クロストーク端子 において観測されたクロストーク電圧波形を示すグラフ形式の図であり、

[図 25]図 25は、本発明の上記実施形態の伝送線路における伝送方向及び伝送方 向反転部位を説明するための模式平面図であり、

[図 26]図 26は、上記実施形態の伝送線路において、回路基板の表面に別の誘電体 層が配置された構成を示す模式断面図であり、

[図 27]図 27は、上記実施形態の伝送線路において、回路基板が積層体である構成 を示す模式断面図であり、

[図 28]図 28は、上記実施形態の伝送線路において、図 26の伝送線路と図 27の伝 送線路の構成を組み合わせた構成を示す模式断面図である。

発明を実施するための最良の形態

[0047] 本発明の記述を続ける前に、添付図面において同じ部品については同じ参照符号 を付している。

[0048] 以下に、本発明にかかる実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。

[0049] 以下本発明の実施の形態を説明するに先立って、まず、伝送線路対で発生するク ロストークを抑制し、シャープなスパイクノイズの発生を回避する本発明の原理につい て、図面を参照しながら説明する。

[0050] 図 1は、本発明の原理を説明する模式説明図であり、従来の伝送線路対における クロストーク発生の原理を模式的に説明した図 23と対応する図であり、以降の説明の 理解を容易とするために、共通する設定については、その説明を省略している。

[0051] 図 1に示すように、少なくとも 2本の伝送線路として第 1の伝送線路 2aと第 2の伝送 線路 2bが互いに対となって隣接し並列に配置され、結合線路長 Lcpに渡って互いに 結合された伝送線路対 10が構成されている。第 1の伝送線路 2aの実効誘電率 ε 1と 、第 2の伝送線路 2bの実効誘電率 ε 2は、互いに異なる値に設定され、例えば ε 1 < ε 2に設定されている。本発明は、クロストーク強度が深刻となる結合線路長の伝 送線路対に関するものなので、結合線路長 Lcpは少なくとも伝送周波数の電磁波（ 信号）に対して、第 1の伝送線路 2aにおいて実効的に半波長以上に相当する長さを 有している（数 6参照)。

Lcp≥0. 5 Χ λ /^~ ( ε 1) · · · (数 6)

[0052] なお、図 1には示さないが、本発明の伝送線路対 10 (すなわち、第 1の伝送線路 2a 及び第 2の伝送線路 2b)の周辺に、さらに多くの伝送線路が平行に配置されていて も構わない。以下に示す本発明の伝送線路対が満たすべき条件が、このような伝送 線路群内において、少なくとも一対の伝送線路対にて満たされていれば、当該伝送 線路群においても本発明の効果を得ることが可能である。

[0053] まず、図 1に示すように、伝送線路対 10において、入力端子 6a (位置座標 L=0)へ の正電圧のパルス Vinの印加により、第 1の伝送線路 2aには図示左端側から右端側 へと伝送する高周波信号が発生する。第 1の伝送線路 2aにおいて、入力端子 6aを 出発した高周波信号 11aは時間 T=Toには部位 Aに達しており、隣接しかつ結合さ れた第 2の伝送線路 2bにおいて遠端側クロストーク端子 6dへ向力 クロストーク電圧 l ibを発生させる。

[0054] また、時間 Toから Δ Tだけ時間が経過した時間 T1 (=Το + ΔΤ)にお 、て、第 1の 伝送線路 2a上の高周波信号 11aが入力端子 6aから遠ざ力る方向（すなわち、図示 右向き）へ線路長 A Llaだけ進行して、部位 Bに到達して高周波信号 12aとなる。こ こで第 1の伝送線路 2aの伝搬速度を vl、真空中の電磁波の速度を c、第 1の伝送線 路 2aの実効誘電率を ε 1とすると、第 1の伝送線路 2aにおける線路長 A Llaは数 7 のように表すことができる。

A Lla= ΔΤΧν1 = ATX cZ （ ε 1) · · · (数 7)

[0055] また、この部位 Βにおいても、第 2の伝送線路 2bにおいて、第 1の伝送線路 2aの高 周波信号 12aに起因するクロストーク信号 12bが発生される。一方、第 2の伝送線路 2bにおいて、時間 Toに部位 Aにおいて発生したクロストーク信号 l ibも、第 2の伝送 線路 2b上を遠端側へ向けて進行し、時間 ΔΤが経過した時間 T1には、部位 Aから 線路長 Δ Libだけ離れた位置まで到達する。ここで、第 2の伝送線路 2bの伝搬速度 を v2とすると、第 2の伝送線路 2bにおける線路長 Δ Libは数 8のように表すことがで きる。

A Llb= ΔΤΧν2= ATX cZ （ ε 2) · · · (数 8)

[0056] ここで、伝送線路対 10においては実効誘電率差を設定しており、例えば ε 1 < ε 2 と設定しているため、 A Lla> Δ Libとなる。従って、第 2の伝送線路 2bにおいて、 時間 Toに発生したクロストーク信号 l ibは、時間 T1において、まだ部位 Bに達してい ないことになる。すなわち、部位 Aで生じて第 2の伝送線路 2bを進行したクロストーク 信号 l ibと、部位 Bで生じたクロストーク信号 12bは、第 2の伝送線路 2b上で同じタイ ミングで加算されな 、こととなる。

[0057] さらに、部位 Bより線路長 A Lだけ離れた部位 C (図示せず）においても同様の現象 が起こり、部位 Aにお 、て生じたクロストーク信号 1 lbと部位 Bにお 、て生じたクロスト ーク信号 12bと、部位 Cにおいて生じたクロストーク信号 12c (図示せず）は、第 2の伝 送線路 2b上で、少しずつずれたタイミングで加算されることになる。この関係は、それ ぞれの伝送線路 2a、 2bが隣接して結合する結合線路領域 (例えば、結合された領 域）に渡って常に成立し続けるため、遠端クロストーク端子 6dに到達するクロストーク 信号波形は、シャープなピーク波形を有する「スパイクノイズ」にはなり得ず、「ホワイト ノイズ」のような平坦な波形とすることができる。なお、図 1に示す伝送線路対 10にお いて、第 1の伝送線路 2aの端子 6aから端子 6b間と、第 2の伝送線路 2bの端子 6cか ら端子 6d間とが互いに結合される構成を有しているため、伝送線路対 10の全体が 上記結合線路領域となっており、伝送線路対 10の全体線路長が結合線路長 Lcpと なっている。

[0058] ここで、上記原理を基に、本発明の効果を有効に得るために、 2つの伝送線路 2a、 2bの実効誘電率 ε 1、 ε 2が満たす関係として特に好ましい条件が決定される。

[0059] 第一に好ましい条件は、 2本の伝送線路 2a、 2bの実効的な線路長差 A Leffが、第 1の伝送線路 2a若しくは第 2の伝送線路 2bの ヽずれかを進行する伝送周波数の真 空中での波長えの 0. 5倍以上 (数 3参照）、さらに第 2の好ましい条件は 1倍以上 (数 4参照）に相当する、という条件である。また、実効線路長差 A Leffは、結合線路長 L cp、第 1の伝送線路 2aの実効誘電率 ε 1、及び第 2の伝送線路 2bの実効誘電率 ε 2をそれぞれ用いて、数 5に示すように定義することができる。なお、伝送線路の実効 誘電率は、解析的に導出することも可能であるし、伝送線路対を構成する 2本の伝送 線路のそれぞれの通過位相から実験的に導出することももちろん可能である。

[0060] また、特定の線路長を有する伝送線路対 10における遠端クロストーク強度の周波 数依存性を図 2に太線で示す。なお、図 2においては、横軸に周波数（図示右側が 周波数高）を示し、上記遠端クロストーク強度の周波数依存性 S41 (dB表示であり、 図示上方側ほど、遠端クロストーク強度が大きい)を左縦軸に示すとともに、伝送線路 対 10の実効線路長差 A Leffを右縦軸に同時に示している。なお、右縦軸の実効線 路長差 Δ Leffの値は、波長 λで規格ィ匕した値を示して！/、る。

[0061] また、図 2において、比較例として図示細線で示したのは、従来の伝送線路の特性 例であり、比較が可能なように、本発明の伝送線路対 10において第 2の伝送線路 2b にあたる伝送線路を、第 1の伝送線路 2aに置換して伝送線路対とし、 2つの伝送線 路の配置間隔 Dは同じ値に統一している。 [0062] 図 2に示すように、従来の伝送線路対における遠端クロストーク強度は周波数の増 加に伴い単調に増加するが、本発明の伝送線路対 10における遠端クロストーク強度 は周波数が増カロしても単調に増カロしない。より詳しく説明すると、実効線路長差 A Le ffが 0. 5 X λと一致する周波数を flとすると、周波数 f<flの周波数領域では、遠端 クロストーク強度は周波数増加に伴い増加はするものの、周波数 fが flに達する前に 増加の度合いは鈍り、 f=fl付近で値が最大値となり、 f>flでは一転して減少に転 じる。よって、 f=flでは従来の伝送線路対より確実にクロストーク強度が抑制されて おり、 f>flではその抑制度は周波数増加に伴い増強されていくことが判る。また、周 波数 flの 2倍の値である周波数 f2においては、実効線路長差 A Leffは波長えと等 しくなつており、本発明の伝送線路対 10での遠端クロストーク強度は強制的に最小 値をとる。また、 f>f2となる周波数領域では、実効線路長差 A Leffが 0. 5 Xえの奇 数倍となる周波数において周期的に遠端クロストーク強度は最大値をとるものの、そ の最大値は、周波数 f=flでの値と等しぐ従来の伝送線路対が同じ周波数条件で 示すクロストーク強度よりも必ず低 、強度となる。

[0063] 上述した遠端クロストーク強度の抑制に伴い、通過強度特性についても、図 3に太 線で示すような特性改善が得られる。なお、図 3においては、左縦軸に通過強度特 性 S21 (dB表示であり、図示下方側ほど、通過強度特性が低下)を示し、右縦軸に 規格化された実効線路長差 Δ Leff/ λを示し、横軸に周波数 (図示右側が周波数 高）を示している。図 3に示すように、周波数 flより高い周波数において、さらには周 波数 f 2より高い周波数においては特に、細線で示した従来の特性と比べて、本発明 の構成による特性の方が、より明確な特性改善が得られることが判る。

[0064] 従って、数 3に示すように、

A Leff≥0. 5 X λ

さらに好ましくは、数 4に示すように、

A Leff≥l

を、本発明の伝送線路対 10が満たせば、確実にクロストーク抑圧効果が得られるこ とになる。

[0065] このような本発明の伝送線路対における原理及び効果は、以下に示す具体的な方 法により、伝送線路対において実効誘電率差を人工的に生じさせることにより、具体 的に実現させることができる。このような実効誘電率差を人工的に生じさせる手法とし て、本発明の一の実施形態に力かる伝送線路対を用いて以下に具体的に説明する

[0066] (実施形態）

本実施形態の伝送線路対 20の構造を示す模式斜視図を図 4Aに示し、図 4Aの伝 送線路対 20の構造を部分的に拡大する部分拡大上面図を図 4Bに示す。

[0067] 図 4A及び図 4Bに示すように、伝送線路対 20において、第 1の伝送線路 22aは回 路基板 21の表面上に形成された第 1の信号導体 23aと、回路基板 21の裏面に形成 された接地導体 5を含んで構成され、第 2の伝送線路 22bは回路基板 21の表面上に 形成された第 2の信号導体 23bと、回路基板 21の裏面に形成された接地導体 5の組 み合わせを含んで構成されている。なお、本実施形態の伝送線路対 20はこのような 構成にのみ限定されるものではなぐこのような場合に代えて、例えば、第 1の伝送線 路 22aが差動伝送線路対であり、第 1の伝送線路 22aが接地導体 5を含まない構成 であっても、本発明の効果を得ることは可能である。以下の説明においては、第 1の 伝送線路 22aと第 2の伝送線路 22bは、信号導体 23a、 23bと接地導体 5の組み合 わせを最低限含むシングルエンドの構成であるものとして説明を簡略ィ匕する。

[0068] 図 4A及び図 4Bに示す本実施形態の伝送線路対 20においては、第 2の伝送線路 22bの第 2の信号導体 23bを部分的に湾曲させ、具体的には信号の伝送方向とは異 なる方向へ局所的に信号を蛇行させることによって、第 2の伝送線路 22bの実効誘 電率 ε 2を増大させている。このような第 2の伝送線路 22bにおける上記蛇行の形状 として、螺旋形状の信号導体が交互に逆回転された回転方向反転構造 29が周期的 に直列に接続される構造が採用されて！、る。

[0069] 具体的には、図 4Bに示す第 2の伝送線路 22bにおいて図示右向きをその伝送線 路全体の信号の伝送方向 96とする場合、本実施形態の第 2の伝送線路 22bの第 2 の信号導体 23bは、少なくとも一部の領域において、回路基板 21の表面内における 第 1の回転方向（図示時計方向) R1に高周波電流を 1回転だけ螺旋形状に回転させ る（すなわち 360度回転させる）ように当該回転方向に湾曲された湾曲信号導体 27と 、第 1の回転方向 Rlとは逆方向の第 2の回転方向（図示反時計方向） R2に高周波 電流を 1回転だけ螺旋形状に回転させる (すなわち反転させる)ように当該回転方向 に湾曲された湾曲信号導体 28とが、互いに電気的に接続された構造を有している。 本実施形態においては、このような構造が回転方向反転構造 29となっている。なお 、図 4Bに示す第 2の信号導体 22bにおいて、第 1の回転方向 R1に湾曲された湾曲 信号導体 27と、第 2の回転方向 R2に湾曲された湾曲信号導体 28との範囲を明確に 示すために、それぞれの信号導体 27及び 28には、互いに異なるハッチング模様を 付している。

[0070] さらに具体的には、図 4Bに示すように、第 1の回転方向に湾曲された湾曲信号導 体 27は、例えば、異なる曲率を有する部分 (半）円弧構造、すなわち、第 1の曲率を 有する第 1部分弧構造 27aと、この第 1の曲率よりも小さな曲率である第 2の曲率を有 する第 2部分円弧構造 27bとが組み合わされて構成されている。第 2の回転方向に 湾曲された湾曲信号導体 28も同様な構成を有しており、第 1の曲率を有する第 1部 分円弧構造 28aと、この第 1の曲率よりも小さな曲率である第 2の曲率を有する第 2部 分円弧構造 28bとが組み合わされて構成されている。また、第 2の信号導体 23bの中 心軸上における 1点を基点として、この基点回りに点対称となるように当該基点おい て 2つの第 1部分円弧構造 27a、 28aの互 、の一端が連結されて形成された S字形 状の構造のそれぞれの端部に、当該端部における湾曲方向と同じ方向となるように 第 2部分円弧構造 27b、 28bの端部をそれぞれ連結することで、上記基点回りに点 対称に形成された回転方向反転構造 29が形成されている。

[0071] このような回転方向反転構造 29においては、例えば、図 4Bにおける図示右向きを 大略信号の伝送方向と考えた場合に、一の回転方向反転構造 29の図示左端にお いて、上記伝送方向 96に対して左向き 90度の方向（すなわち図示上向きの方向）に 伝送される信号が、湾曲信号導体 27における第 2部分円弧構造 27b及び第 1部分 円弧構造 27aを経由しながらその伝送方向が上記基点に対して時計方向に 360度 回転され、上記基点より湾曲信号導体 28における第 1部分円弧構造 28a及び第 2部 分円弧構造 28bを経由しながら、その伝送方向が上記基点に対して反時計方向に 3 60度回転されるように、当該信号の伝送経路が形成されている。すなわち、回転方 向反転構造 29は、伝送される信号の伝送方向を、上記基点に対して時計方向にか つ螺旋状に収束する方向に 1回転させ、その後、反時計方向かつ螺旋状に開放する 方向に 1回転させるように形成されて 、る。

[0072] また、図 4Aに示すように、第 2の伝送線路 22bにお 、ては、端子 6cと端子 6dとの 間における線路の全体に渡って、複数の回転方向反転構造 29が周期的にかつ直 列に接続された構造を有している。また、第 2の伝送線路 22bは、このような回転方向 反転構造 29を有しているものの、その伝送線路全体としての信号の伝送方向 96は、 第 1の伝送線路 22aにおける信号の伝送方向 95と平行関係を有している。従って、 第 1の伝送線路 22aにおける端子 6aと端子 6bとの間と、第 2の伝送線路 22bにおけ る端子 6cと端子 6dとの間において、 2本の伝送線路は結合関係を有しており、伝送 線路対 20の全体が結合線路領域 91となっている。

[0073] このように伝送線路対 20において、第 2の伝送線路 22bが周期的に直列に接続さ れた複数の回転方向反転構造 29を有していることにより、結合線路領域 91における 第 1の伝送線路 22aの線路長に対して、第 2の伝送線路 22bの線路長を大きくするこ とができ、その結果、第 1の伝送線路 22aに対して、第 2の伝送線路 22bを平均的に その実効誘電率が増大した均一な伝送線路として機能させることができる。このよう に第 2の伝送線路 22bにおける実効誘電率 ε 2を、第 1の伝送線路 22aの実効誘電 率 ε 1に対して大きく設定することができることにもつながり、クロストーク波形力 シャ ープなスパイクノイズを消失させて、緩やかなホワイトノイズ形状の波形とさせることが でき、上述の本発明の効果を有効に得ることが可能となる。

[0074] また、図 4Βに示すように、第 2の伝送線路 22bの回転方向反転構造 29においては 、信号の伝送方向 96 (あるいは伝送方向 95)に対して 90度を超えて異なる方向に局 所的に信号を伝送する伝送方向反転部位 (伝送方向反転領域あるいは伝送方向反 転部） 97が当該構造内に含まれていることが、特に好ましい。すなわち、回転方向反 転構造 29の中心付近に配置されるそれぞれの第 1部分円弧構造 27a及び 28aにお ける信号の伝送方向は、伝送方向 96に対して 90度を超えて異なる方向であって、さ らに 180度反転された方向をも含んでいる。そのため、回転方向反転構造 29におい て、それぞれの第 1部分円弧構造 27a及び 28aにより形成される構造部分が伝送方 向反転部位 97となっている。

[0075] このように第 2の伝送線路 22bにおいて、伝送方向反転部位 97が含まれる構造が 採用されることにより、当該伝送方向反転部位 97において、第 1の伝送線路 22aを進 行する信号力 生じた遠端クロストーク信号は、通常の遠端クロストーク信号の向き（ すなわち伝送方向 95)とは逆向きの方向に進行する。すなわち、伝送方向反転部位 97の設定は、通常のクロストーク信号を相殺する機能を有する。よって、伝送方向反 転部位 97が回転方向反転構造 29中に含まれることにより、クロストーク抑圧効果をさ らに増大させることができる。

[0076] ここで、伝送線路における信号の伝送方向について、図 25に示す伝送線路 502の 模式平面図を用いて以下に説明する。本明細書において、信号導体の形状が湾曲 された形状を有している場合には、伝送方向とはその接線方向であり、信号導体の 形状が直線形状を有しているような場合には、伝送方向とはその長手方向となる。具 体的には、図 25に示すように、直線形状を有する信号導体部分と、円弧形状を有す る信号導体部分とを有する信号導体 503により構成された伝送線路 502を例とすると 、直線形状の信号導体部分における局所的な位置 P1及び P2においては、その伝 送方向 Tは、信号導体の長手方向である図示右向き方向となる。一方、円弧形状を 有する信号導体部分における局所的な位置 P2〜P5においては、当該局所的な位 置 P2〜P5における接線方向がそれぞれの伝送方向 Tとなる。

[0077] また、図 25の伝送線路 502において、その伝送線路 502全体における信号の伝送 方向 96を図示右向きとし、この方向を X軸方向、この X軸方向に同一平面において 直交する方向を Y軸方向とすると、位置 P 1〜P6におけるそれぞれの伝送方向 Tは、 X軸方向の成分である Txと、 Υ軸方向の成分である Tyとに分解することができる。位 置 Pl、 P2、 P5、及び P6においては、 Txが + (プラス) X方向の成分となる一方、位 置 P3及び P4においては、 Txがー（マイナス) X方向の成分となる。本明細書におい ては、このようにその伝送方向が— X方向の成分を含む構造部分が、「伝送方向反 転構造 (部位)」となっている。具体的には、位置 P3及び P4は、伝送方向反転構造 部 508内における位置であり、図 25の信号導体において、ノ、ツチングを付した部分 が伝送方向反転構造 508となっている。なお、本明細書において、「伝送方向を反 転させる」あるいは「伝送線路全体の伝送方向 96に対して 90度を超えて異なる方向 に信号を伝送する」とは、図 4B又は図 25において、伝送方向 95、 96を X軸方向、こ の X軸方向に直交する方向を Y軸方向とした場合に、伝送線路における局所的な信 号の伝送方向のベクトルに一 X成分が生じるようにすることである。

[0078] また、図 4A及び図 4Bに示す伝送線路対 20の第 2の伝送線路 22bでは、回転方向 反転構造 29の単位構造内の螺旋の回転数は、時計方向及び反時計方向にそれぞ れ 1回転に設定されているが本実施形態の伝送線路対 20の構造はこのような場合に つ 、てのみ限られるものではな 、。このように螺旋回転数が 1回転に設定されて 、る 場合に代えて、例えば、図 5の模式図に示すように、螺旋回転数が 0. 75回転に設定 された回転方向反転構造 39が用いられて第 2の伝送線路 32bが形成されるような場 合であってもよい。このような螺旋回転数が設定されるような場合であっても、第 1の 伝送線路の線路長に対して、第 2の伝送線路 32bの線路長を大きく設定することが でき、その結果、第 2の伝送線路 32bの実効誘電率 ε 2を、第 1の伝送線路の実効誘 電率 ε 1よりも大きくすることができる力らである。

[0079] なお、このような伝送線路において、回転方向反転構造における螺旋回転数の設 定は、回路占有面積の制限の中で、所望の特性を得るべき最適値を選択することが できる。例えば、螺旋回転数を 0. 5回転よりも大きく 1. 5回転以下程度の範囲内にお いて設定すれば、回路占有面積を効率的に設定しながら、上述した本発明の効果を 得ることができ、好適である。また、第 2の伝送線路 22b、 32bにこのような回転方向 反転構造 29、 39を採用するような方法においては、第 2の伝送線路 22b、 32bにお V、て伝送される信号の伝送方向を、第 1の伝送線路 22aにおける信号の伝送方向と 異なる方向へ局所的に導くことができる。これにより、伝送線路に伴う電流ループの 連続性を局所的に切断することができるので、隣接配置される伝送線路との相互イン ダクタンスに伴う結合量を低減することができる。すなわち、実効誘電率差が生じるこ とによってクロストーク信号のホワイトノイズィ匕の効果が得られるだけでなぐ単位長さ 辺りの結合線路構造によって生じるクロストーク信号強度を抑制することもできる。従 つて、クロストーク波形よりシャープなスパイクノイズを消失させて、ホワイトノイズ化さ せるだけでなぐクロストーク信号における強度も効果的に抑制できるという新たな効 果が生まれる。

[0080] 図 4Bに示すように、第 2の伝送線路 22bの回転方向反転構造 29においては、信 号の伝送方向 95に対して 90度を超えて異なる方向に局所的に信号を伝送する伝送 方向反転部位 (伝送方向反転領域ある 、は伝送方向反転構造部） 97が当該構造内 に含まれている。すなわち、回転方向反転構造 29の中心に配置されるそれぞれの第 1半円弧構造 27における信号の伝送方向は、伝送方向 95に対して 90度を超えて異 なる方向であって、 180度反転された方向をも含んでいる。そのため、回転方向反転 構造 29において、それぞれの第 1半円弧構造 27により形成される構造部分が伝送 方向反転部位 97となっている。

[0081] このように第 2の伝送線路 22bにおいて、伝送方向反転部位 97が含まれる構造が 採用されることにより、当該伝送方向反転部位 97において、第 1の伝送線路 22aを進 行する信号力 生じた遠端クロストーク信号は、通常の遠端クロストーク信号の向き（ すなわち伝送方向 95)とは逆向きの方向に進行する。すなわち、伝送方向反転部位 97の設定は、通常のクロストーク信号を相殺する機能を有する。よって、伝送方向反 転部位 97が回転方向反転構造 29中に含まれることにより、クロストーク抑圧効果をさ らに増大させることができる。なお、本明細書において、「伝送方向を反転させる」とは 、図 4Bにおいて、伝送方向 95、 96を X軸方向、この X軸方向に直交する方向を Y軸 方向とした場合に、伝送線路における局所的な信号の伝送方向のベタトルに負の X 方向成分が生じるようにすることである。

[0082] また、図 5に示す第 2の伝送線路 32bの回転方向反転構造 39においても、伝送さ れる信号の伝送方向が、第 1の伝送線路 22aにおける伝送方向 95に対して 90度を 超えて反転され、最大 180度まで反転される部分を含んでいるため、上記伝送方向 反転部位が含まれているということができる。具体的には、図 5の回転方向反転構造 39は、上記第 1の回転方向に湾曲された湾曲信号導体 37と、その逆方向である上 記第 2の回転方向に湾曲された湾曲信号導体 38とが電気的に接続されて構成され ており、その接続部分近傍における信号導体により、図示点線にて囲って示す伝送 方向反転部位 97が構成され、当該部位において信号の伝送方向が反転されるよう になっている。なお、図示しないが、湾曲信号導体 37及び 38のそれぞれは、その湾 曲の曲率が異なる 2種類の部分円弧構造が組み合わされることにより構成されている

[0083] また、図 6に斜視模式図を示す伝送線路対 50においては、伝送方向反転部位 57 ( その一部にっ 、て図示点線で囲って示す）が構造中にふんだんに含まれて 、るため 、伝送方向反転部位 57が含まれていることによる効果をより効果的に得ることができ る。なお、第 2の伝送線路の信号導体の局所的な信号の伝送方向は、信号伝送方 向 95と厳密に逆方向である場合 (すなわち、 180度反転された方向である場合）が 一番クロストーク強度抑制効果は大きぐより好適であるものの、信号伝送方向 95に 対して 90度を超える角度を持つ箇所が含まれていれば、クロストーク強度抑制効果 を一部得ることができる。

[0084] ただし、図 6の第 2の伝送線路 52bの信号導体の配置は、高速信号に対しては不 要な反射を生む恐れがある。すなわち、図 4Aと図 6においてそれぞれの伝送線路対 20、 50での線路幅設定が等しいものとして構造の大きさを比較すると、それぞれの 回転方向反転構造 29、 59の実効線路長は、図 4Aの構造よりも図 6の構造の方が長 い。このように回転方向反転構造 59の実効線路長が長くなるに従って、当該構造に おける共振周波数が低くなり、共振周波数付近の周波数帯域では反射や放射など の好ましくな 、現象が増加する傾向にある。このような好ましくな ヽ現象の発生を低 減させるため、第 2の伝送線路の信号導体において設定される回転方向反転構造の 実効線路長を、伝送周波数の実効波長の半分未満となるように設定することが好ま しい。

[0085] なお、図 6の第 2の伝送線路 52bの信号導体における回転方向反転構造 59におい ては、上記第 1の回転方向に湾曲された湾曲信号導体及び上記第 2の回転方向に 湾曲された湾曲信号導体は、図 4Bや図 5の伝送線路における湾曲信号導体 27、 2 8、 37、及び 38のように、湾曲の曲率が異なる 2種類の部分円弧構造が組み合わさ れて構成されるのではなぐその湾曲の曲率が一定に設定されて構成されている。さ らに互 、に回転方向が異なる湾曲信号導体は、直線状の信号導体を介して互 、に 電気的に接続されている。すなわち、回転方向反転構造 59において、伝送方向反 転部位 57は、それぞれの湾曲信号導体の一部と上記直線状の信号導体とにより構 成されており、このような構成においても、上述のように伝送方向反転部位が設定さ れること〖こよる効果を得ることができる。

[0086] また、第 2の伝送線路の湾曲の形状は、その線路中心軸に対して、対称の方向に 蛇行されるような形状、例えば S字形状を有するような場合のみに限られるものでは なぐ上記対称の方向における一方の方向のみに湾曲されるような形状、例えば C字 形状を有するような場合であっても良い。

[0087] また、本実施形態の伝送線路 22a及び 22bは、信号導体 23a及び 23bが回路基板

(誘電体基板） 21の最表面に形成されている場合にのみ限られるものではなぐ内層 導体面 (例えば、多層構造基板における内層表面）に形成されているような場合であ つても良い。同様に、接地導体層 5も回路基板 21の最裏面に形成されている場合に のみ限られるものではなぐ内層導体面に形成されているような場合であっても良い。 すなわち、本明細書において、基板の一方の面（あるいは表面）とは、単層構造の基 板あるいは積層構造の基板における最表面若しくは最裏面、又は内層表面のことで ある。

[0088] 具体的には、図 26の伝送線路 22Aの模式断面図（すなわち、伝送線路対を構成 する 2本の伝送線路のうちの 1本の伝送線路のみを示す模式断面図（以下、図 27及 び図 28においても同様)）に示すように、回路基板 21の一方の面（図示上面） Sに信 号導体 23が配置され、他方の面（図示下面）に接地導体層 5が配置された構造にお いて、回路基板 21の一方の面 Sに別の誘電体層（別の回路基板) L1が配置され、接 地導体層 5の下面にさらに別の誘電体層（さらに別の回路基板) L2が配置されるよう な場合であってもよい。さらに、図 27の模式断面図に示す伝送線路 22Bのように、回 路基板 21自体が複数の誘電体層 21a、 21b、 21c,及び 21dからなる積層体 L3とし て構成され、この積層体 L3の一方の面（図示上面） Sに信号導体 23が配置され、他 方の面（図示下面）に接地導体層 5が配置されるような場合であってもよい。また、図 26に示す構成と図 27に示す構成とが組み合わされた構成を有する図 28に示す伝 送線路 22Cのように、積層体 L3の一方の面 Sに別の誘電体層 L1が配置され、接地 導体層 5の下面にさらに別の誘電体層 L2が配置されるような場合であってもよい。図 26から図 28のいずれの構成の伝送線路 22A、 22B、及び 22Cにおいても、符号 S にて示す表面が「基板の表面（一方の面）」となる。

[0089] また、上記実施形態の伝送線路対にお!、ては、第 1の伝送線路の実効誘電率 ε 1 と、伝送方向反転部位を有する第 2の伝送線路の実効誘電率 ε 2との間に、 ε 1 < ε 2となる実効誘電率差をさらに効果的に設定するために、一部の領域において、 第 2の伝送線路における第 2の信号導体の表面に誘電材料により形成された近接誘 電体の一例である追加誘電体を配置し、当該配置により第 2の伝送線路の実効誘電 率 ε 2を ε 1に比してさらに向上させるようにしてもよい。このようにすることで、クロスト ーク強度抑制効果をさらに効果的に得ることができる。なお、このような追加誘電体の 配置は、このように第 2の信号導体の表面を覆うように配置される場合のみに限られ ず、第 2の信号導体の表面の一部を覆うように配置される場合、あるいは第 2の信号 導体の表面は覆わないものの、第 1の信号導体よりも第 2の信号導体に近接して配 置される場合であっても、実効誘電率 ε 2を ε 1に比してさらに向上させるという効果 を得ることができる。

[0090] 上述において説明した実施形態に力かる伝送線路対においては、第 1の伝送線路 にその伝送速度が大きな信号を、第 2の伝送線路にその伝送速度が小さな信号を、 それぞれ伝送することが好ましい。第 1の伝送線路は、実効誘電率が従来の伝送線 路と同様に低く設定されており、このように設定されることで信号の遅延が抑制されて いるにも拘わらず、従来の伝送線路においては得られな力つた耐クロストーク特性を 得ることができるため、高速伝送に適して!/ヽると!/ヽうことができる。

[0091] また、上記実施形態の伝送線路対においては、図 7の斜視模式図にその一例を示 す伝送線路対 270のように、第 1の伝送線路 272aが、 2本の信号導体 273a、 273c を含む差動伝送線路として構成され、第 2の伝送線路 272bの第 2の信号導体 273b と伝送線路対 270として構成されるような場合であっても構わない。第 1の伝送線路 2 72aが差動伝送を行うような場合に、第 2の伝送線路 272bより耐クロストーク特性に 優れ、高速伝送にも適した伝送線路対が提供できる。

[0092] また、上記実施形態にかかる伝送線路対にお!、て、第 2の伝送線路が、伝送速度 力 、さな信号伝送用に用いられるような場合に代えて、回路内の能動素子に直流電 圧を供給するバイアス線路として用いられるような場合であっても構わな ヽ。一般にこ のようなバイアス線路は、インダクティブに、つまり細い信号導体幅で形成されること が多 、ため、信号導体の蛇行を行っても回路占有面積がさほど増大しな 、と 、う利 点がある。また、信号遅延特性を問題とせずに、周辺伝送線路との結合がしばしば 問題となるという特徴を有するバイアス線路に対して、本発明の原理を適用すること は、高周波回路においてより有効に本発明の効果を得ることができる。

[0093] また、本発明の伝送線路対に対する望ましい条件としては、第 1の伝送線路と当該 第 1の伝送線路に隣接して結合可能に配置されている第 2の伝送線路とにおける結 合された部分である結合線路領域の全域に渡って、 ε 1 < ε 2の誘電率差設定領域 が形成されることが最も好ましい。また、このように結合線路領域の全域に渡って上記 誘電率差設定領域が形成されていないような場合であっても、少なくとも結合線路領 域における結合線路長 Lcpの 50%以上の領域が、誘電率差設定領域として設定さ れることが好ましい。

[0094] 仮に、結合線路領域において、 ε 1 = ε 2の領域である誘電率差非設定領域が複 数存在し、その総領域長（あるいは線路長）が結合線路長 Lcpの 50%以上の長さを 占めるような場合であっても、誘電率差設定領域が各誘電率差非設定領域を区分す る位置に配置され、それぞれの誘電率差非設定領域の中でも最も長きに渡って連続 して形成される誘電率差非設定領域の領域長である Lcp 1が、少なくとも結合線路長 Lcpの 50%未満に設定されることが好ましい。

[0095] また、誘電率差非設定領域の上記領域長 Lcp 1は、第 1の伝送線路における伝送 周波数の実効波長え glの半分未満の長さであることが好ましい。誘電率差非設定 領域の領域長 Lcplの領域において生じるクロストーク信号は、その前後の領域にお Vヽて如何に高 ヽ実効誘電率差を設定しょうにも、従来の伝送線路対と同様のクロスト ーク特性を生じることになる。従って、誘電率差非設定領域の領域長 Lcplの領域に おいて生じるクロストークは高域通過特性を有することとなり、その波形はシャープな ピークを伴うスノイクノイズとなる。よって、誘電率差非設定領域の領域長 Lcplは可 能な限り短く設定することが好ましいのはこのためである。なお、回路配置や占有面 積の制限により、誘電率差非設定領域の総領域長が長く設定せざるを得ない場合に おいても、誘電率差非設定領域の間に誘電率差設定領域を挿入し、連続した誘電 率差非設定領域の領域長 Lcplを短く設定することが好ましい。また、線路を曲げて 配置するために、 2本の伝送線路間の間隔が変化している箇所は、本発明の説明の 中では結合線路長 Lcpの一部には含まれず、結合線路領域とはならない。また、 ε 1 > ε 2となる実効誘電率差逆転領域が一部に形成されると、 ε 1 < ε 2とされた本来 の領域にぉ 、て得られた効果が相殺されてしまうため好ましくな 、。

[0096] また、上記実施形態の伝送線路対において、第 2の伝送線路に対する回転方向反 転構造のような信号を局所的に遠回りさせる遅延構造や、追加誘電体の伝送線路構 造内への導入による意図的な遅延構造が含まれるような場合であってもよい。これら の遅延構造は、最も高 、実効誘電率差を実現することができるような回転方向反転 構造が周期的に直列に接続されたり、同じ断面構造の誘電体構成の構造が連続し て設定されたりすることが好ましい。しかし、回転回数や線路幅などの構造パラメータ が異なる条件に設定されるような場合、あるいは、異なる断面構造の設定により異な る実効誘電率差を与える遅延構造が互いに接続されるような場合であっても、本発 明の効果は消失せず得ることができる。しかし、実効誘電率差が最も低く設定された 領域での誘電率差設定に特性が大きく依存してしまうため、実効誘電率差を低く設 定した箇所が連続する長さである上記領域長 Lcplは、結合線路長 Lcpの半分未満 の長さに設定されることが好ま 、。

[0097] また、 2つの遅延構造間は通常の直線の伝送線路で接続されても構わない。ただし 、同様に、誘電率差非設定領域の連続する領域長 Lcplは結合線路長 Lcpの半分 未満の長さに設定されることが好ま 、。本発明の構造にぉ 、て最も高 、効果が得 られる条件は、第 2の伝送線路の実効的な誘電率 ε 2が、結合線路領域の全体に渡 つて連続して均一な値を実現している構造であり、できる限り誘電率差非設定領域の 連続する箇所の長さ Lcplを短く制限する必要がある。

[0098] しかし、現実的には伝送線路を曲げたりする箇所においては、本発明の構造を連 続して実現することが困難である場合もある。この場合、一部の区間において第 1の 伝送線路の実効誘電率 ε 1に対する第 2の伝送線路の実効誘電率 ε 2の値の増加 比率が消失する誘電率差非設定領域 93が発生するが、誘電率差非設定領域 93の 領域長 Lcplは、伝送信号周波数において、非共振の状態に設定されることが好まし い。すなわち、図 8の模式説明図に示すように、結合線路領域 91において、誘電率 差設定領域 92と誘電率差非設定領域 93とが存在するような場合には、誘電率差非 設定領域 93の領域長 Lcplを数 9に示すような条件に設定することが好ましい。なお 、数 9において、 gは第 1の伝送線路における伝送信号周波数の実効的な波長で ある。

LcpK O. 5 X g ( = λ /^ ( ε 1) ) · · · (数 9)

[0099] また、誘電率差非設定領域の領域長 Lcplを実効波長 λ gの半分未満に設定する ことは、クロストーク抑制効果が消失する誘電率差非設定領域 93におけるクロストー ク強度の増加、及びシャープなスパイクノイズの形成を回避するためにも効果的な条 件である。

[0100] また、図 9A及び図 9Bに好ましくない形態の模式説明図を示す。図 9A及び図 9B に示すように、結合線路領域 91の全線路長、すなわち全結合線路長 Lcpに対して、 連続して 50%以上の区間が誘電率差非設定領域 93に設定されることは好ましくな い。このような場合にあっては、例えばクロストーク波形力 シャープなピークを取り除 くことが困難になる力 である。

[0101] ただし、図 10に示すように、結合線路長 Lcpの半分以上が誘電率差非設定領域 9 3によって占有されるような場合であっても、各々の誘電率差非設定領域 93において 、一の誘電率差非設定領域 93が連続する領域長 Lcplが結合線路長 Lcpの半分以 上でなければ、本発明の効果を得ることは十分に可能である。これは、仮に 2つの誘 電率差非設定領域 93にお 、てシャープなピークのクロストーク信号がそれぞれ生じ ようとも、二つの信号が重ね合わせられるタイミングを時間的にずらすことができれば 、生成するクロストーク信号の強度を低下させることができると 、う原理に基づ ヽた条 件である。この場合、 2つの誘電率差非設定領域 93の間に挟まれて配置される誘電 率差設定領域 92において、その領域長 Lcp2は伝送周波数における実効波長 λ g の半分以上であり、且つ、一の誘電率差設定領域 92の内においても、実効的な線 路長差 Δ Leff 2に対して数 10に示すような条件が成立して 、ることが好ま U、。

A Leff2=Lcp2 X {^ ( ε 2) - { ε 1) } · · · (数 10)

[0102] なお、本発明に伝送線路対に対して、一見して類似していると誤認されるような回 路構造として、一方の伝送線路に遅延構造が一部に採用された従来の伝送線路対 がある。し力しながら、このような従来の伝送線路対において、上記一方の伝送線路 に遅延構造が導入される目的は、一対の伝送線路を伝送させる信号のタイミングの 調整であり、本発明の伝送線路対とはその目的及び原理が全く異なるものである。そ のため、上記従来の伝送線路対においては、上記実施形態において説明したような 本発明の原理を考慮した最適な構造は、全く採られて!/ヽな ヽ。

[0103] 例えば、図 11Aの模式説明図に示すような伝送線路対においては、結合線路領域 91のほとんどの箇所において、 2つの伝送線路 102a、 102bはとも直線形状を有し ており、どちらか一方の伝送線路のみがある部位で集中して遅延量を稼ぐために、信 号導体の蛇行構造を導入しているような場合も考えられる。し力しながら、このような 伝送線路対においては、遅延構造をその構造内に含むものの本発明の伝送線路対 とは目的も構造も異なり、本発明の効果を有効に得ることはできない構造である。また 、誘電率差設定領域 92における実効誘電率差が数値的に大きく設定される場合で も、図 9Aの好ましくない構造の模式説明図に示す構成と本質的な差異はなぐ本発 明の効果を有効に得ることはできない。これに対して、本発明の伝送線路対では、第 2の伝送線路の信号導体に導入される蛇行構造を、結合線路領域において、分布 的に配置することによって有利な効果を得る。

[0104] また、伝送線路の蛇行構造により実効誘電率が増カロしている箇所が長距離に渡つ ている伝送線路対においても、図 11Bの模式説明図に示す伝送線路対のように、 2 つの伝送線路 102a、 102bが結合している区間である結合線路領域 91だけでなぐ 結合が解かれた領域 90においても、伝送線路の蛇行が持続している回路、特に、結 合領域 91にお ヽて実効誘電率差を設定して!/ヽる領域長 Lcp4よりも、結合領域 91以 外の領域 90にお 、て実効誘電率差を設定して!/、る領域長 Lcp5が長 、ような場合、 伝送線路を蛇行させている目的はあくまで信号の遅延によるタイミング調整であって 、本発明の効果が目的ではなぐ本発明の伝送線路対とは全く異なる構成であるとい うことができる。

[0105] 次に、上述のような実施形態に力かる伝送線路対に関し、いくつかの実施例として 以下に具体的にその構成及び得られる効果について説明する。 [0106] (実施例 1)

まず、実施例 1として、誘電率 3. 8、総厚さ 250 mの誘電体基板の表面上に銅配 線により厚さ 20 m、配線幅 Wを 100 mとした信号導体を形成し、誘電体基板の 裏面全面にも同じく銅配線により厚さ 20 mの接地導体層を形成し、結合線路長 Lc pを 50mmとする平行結合マイクロストリップ線路構造を構成した。なお、これらの値 は従来例 1の高周波回路と同じ値である。入力端子は同軸コネクタに接続し、出力側 の端子は特性インピーダンスとほぼ同じ抵抗値である 100 Ωの抵抗で接地終端し、 端子での信号反射による悪影響を測定結果から減じた。第 2の伝送線路においては 、図 5に上面図を示すように、交互に逆方向に信号を蛇行させるようにそれぞれ 0. 7 5回転の螺旋形状に信号導体を配置した。第 2の伝送線路の第 2の信号導体の総配 線幅 W2は 500 mとした。第 1の伝送線路の第 1の信号導体は直線とした。それぞ れの信号導体の配線領域間距離 Gを従来例 1の 650 μ mカゝら 450 μ mへと減じるこ とにより、従来例 1の伝送線路対での配線間隔 Dと同じ 750 mの配線間隔を実施 例 1においても実現した。

[0107] ここで、図 12に実施例 1の伝送線路対におけるクロストーク特性と、従来例 1の伝送 線路対におけるクロストーク特性を比較可能に示す。なお、図 12においては、縦軸 にクロストーク特性を示し、横軸に周波数を示している。図 12に示した実施例 1と従 来例 1のクロストーク特性の比較より明らかなように、実施例 1では測定した全周波数 帯域にわたって、従来例 1よりも良好な分離特性が得られ、本発明の有利な効果を 証明することができた。

[0108] また、通過位相特性より導出した各伝送線路の実効誘電率は第 1の伝送線路が 2.

41であり、第 2の伝送線路が 6. 77であった。特に、 2. 3GHz以上の周波数帯域で は、従来例 1より明らかな改善が得られた。具体的には、従来例 1では周波数の増加 に伴いクロストーク強度が単調増加したのに比べ、実施例 1では 2. 3GHz以上の周 波数帯域ではクロストーク強度は減少へと転じた。実効線路長差 Δ Leffが波長 λの 0. 5倍に相当する周波数 2. 3GHzにおいて、従来例 1ではクロストーク強度はマイ ナス 20dBであった力 実施例 1ではマイナス 26dBであった。また、実効線路長差 Δ Leffが波長えに一致した周波数 4. 6GHzにおいて、従来例 1ではクロストーク強度 はマイナス 13dBであった力 実施例 1ではマイナス 48dBまでクロストーク強度が抑 制できた。なお、 4. 3GHz以上の周波数帯域においても、実効線路長差 A Leffが 波長えの 0. 5倍に一致した周波数 2. 3GHzのほぼ奇数倍である周波数 6. 9GHz、 10. 8GHzにおいては、クロストーク強度は最大値を記録したものの、従来例 1と比較 すると、それぞれ 15dB、と 19dBものクロストーク抑制効果が得られた。また、実効線 路長差 A Leffが波長えに一致した周波数 4. 6GHzのほぼ整数倍である周波数 8. 9GHz, 13. 3GHzにおいては、周期的にクロストーク強度が最小値を記録し、それ ぞれ従来例 1と比較して 41dBと 44dBもの飛躍的なクロストーク抑圧効果が得られた

[0109] また、図 13に従来例 1と実施例 1の第 1の伝送線路の通過強度の比較を示す。従 来例 1の通過強度が 2. 3GHz〖こおいてマイナス 0. 313dBであったのに比べ、実施 例 1の第 1の伝送線路はマイナス 0. 106adBであり改善が見られ、以後周波数が増 加するにつれ改善度は単調に増加し、例えば周波数 25GHzにおいて従来例 1がマ ィナス 9. 5dBの通過強度であつたのに比べ、実施例 1の第一の伝送線路はマイナス 1. 5dBの通過強度を維持した。

[0110] また図示はしないものの、実効誘電率を増大させ通過強度特性が劣化してもおか しくない実施例 1の第 2の伝送線路においても、 8GHz以上の周波数帯域において はクロストーク抑制による通過特性維持の効果が上回り、従来例 1の通過強度特性を 上回った。具体的には例えば周波数 10GHzにおいては従来例 1の通過強度はマイ ナス 1. 74dBであるのに比べ、実施例 1の伝送線路の通過強度はマイナス 1. 55dB であり、周波数 25GHzにおいては従来例 1の通過強度がマイナス 9. 5dBであるの に比べ、実施例 1の第 2の伝送線路はマイナス 2. 8dBの通過強度を維持できた。

[0111] また、実施例 1に、従来例 1と同様に、電圧 IV、立ち上がり、および立下り時間が 5 0ピコ秒のパルスを印加して、遠端クロストーク端子でのクロストーク波形を測定した。 実施例 1と従来例 1のクロストーク波形比較を図 14に示す。なお、図 14においては、 縦軸に電圧を示し、横軸に時間を示している。図 14において細線で示すように従来 例 1では 175mVの強度のクロストーク電圧が発生していた力 実施例 1ではクロスト ーク強度を 30mVにまで抑圧することができた。また、図より明らかなように、実施例 1 でのクロストーク波形は時間軸上でシャープなピークを伴わず、緩やかなホワイトノィ ズ的な波形となった。

[0112] (実施例 2)

次に実施例 2にかかる伝送線路対 80の構成を示す模式斜視図を図 15に示す。図 15に示すように、実施例 2の伝送線路対 80として、上記実施例 1の伝送線路対の第 2の伝送線路において、その螺旋回転数を 1回転とした信号導体の表面を、厚さ 100 m、誘電率 3. 6のエポキシ榭脂によって被覆した伝送線路対を作製した。すなわ ち、本実施例 2の伝送線路対 80は、図 15に示すように、第 1の伝送線路 82aの第 1 の信号導体 83aを略直線状に形成し、第 2の伝送線路 82bの第 2の信号導体 83bを 、その螺旋回転数が 1回転に設定された複数の回転方向反転構造 29が直列に周期 的に配列されるように形成し、さらに、第 2の信号導体 83bを覆うように追加誘電体 29 1を配置させて形成した。つまり、本実施例 2の伝送線路対 80は、伝送方向反転部 位を備えさせた伝送線路対の構成にぉ ヽて、追加誘電体を配置させた構成を有して いる。

[0113] 具体的には、伝送線路対 80における結合線路長 Lcpは従来例 1、実施例 1の伝送 線路対と同様に 50mmとした。実施例 2にも従来例 1と同様に、電圧 IV、立ち上がり 、および立下り時間が 50ピコ秒のパルスを印加して、遠端クロストーク端子でのクロス トーク波形を測定した。図 16には、実施例 2と従来例 1のクロストーク波形比較を、縦 軸に電圧、横軸に時間を表すグラフを用いて示す。図 16に示すように、従来例 1に おいて 175mV、実施例 1において 30mVであったクロストーク電圧は、実施例 2にお Vヽては 22mVまで低減することができた。

[0114] なお、上記様々な実施形態のうちの任意の実施形態を適宜組み合わせることにより 、それぞれの有する効果を奏するようにすることができる。

[0115] 本発明は、添付図面を参照しながら好ましい実施形態に関連して充分に記載され ているが、この技術の熟練した人々にとつては種々の変形や修正は明白である。そ のような変形や修正は、添付した請求の範囲による本発明の範囲から外れない限り において、その中に含まれると理解されるべきである。

[0116] 2005年 3月 30曰に出願された曰本国特許出願 No. 2005— 97160号の明細書、 図面、及び特許請求の範囲の開示内容は、全体として参照されて本明細書の中に 取り入れられるものである。

産業上の利用可能性

[0117] 本発明にかかる伝送線路対は、線路間のクロストーク強度を低減し、信号を低損失 で伝送させることが可能であり、また、クロストーク信号波形が回路誤動作を生じ易い スパイクノイズではなぐ上記回路誤動作を生じ難 、ホワイトノイズ的なものとすること ができるので、結果的に、密配線による回路面積縮小、回路の高速動作 (従来では 信号漏洩が原因で困難であった)、並びに、回路の省電力動作を実現することがで きる。また、データ伝送だけでなぐフィルタ、アンテナ、移相器、スィッチ、発振器等 の通信分野の用途にも広く応用でき、電力伝送や IDタグなどの無線技術を使用する 各分野においても使用され得る。

[0118] また、遠端クロストーク信号に高域通過特性があるため、クロストークによる課題は データの伝送速度が高速化するにつれて、又は使用周波数帯域が高周波化するに つれて飛躍的に増大する。現状の低速なデータ伝送速度での例では、遠端クロスト ークが深刻な問題となるのは、データ波形を形成する広帯域な信号成分の中でも高 調波に限定されることが多いが、将来データ伝送速度が向上した場合、伝送データ の基本周波数成分が遠端クロストークの影響を深刻に受けることになる。本発明にか かる伝送線路対によって提供される信号伝送特性改善効果は、今後データ伝送速 度が向上の一途を迪つた場合、プロセスや配線ルール等の条件に変更を加えること なぐ安定してクロストーク抑制効果を得ることができること、さらに、データ信号の高 調波成分での特性改善だけでなぐ基本周波数成分でのクロストーク特性改善、低 損失伝送が可能となることより、今後の高速データ伝送の分野において非常に有効 である。

Claims

請求の範囲

[1] 第 1の伝送線路と、

伝送される信号の周波数において上記第 1の伝送線路での実効波長の 0. 5倍以 上の結合線路長を有する結合線路領域が形成されるように、上記第 1の伝送線路に 隣接して配置された第 2の伝送線路とを備え、

上記結合線路領域にお!、て、

上記第 1の伝送線路は、誘電体又は半導体により形成された基板における表面 又は当該表面に平行な内層面の!/、ずれかの面に配置され、その伝送方向に対して 直線形状を有する第 1の信号導体を備え、

上記第 2の伝送線路は、当該基板のいずれかの面に配置され、当該配置され た面内にてその伝送方向に対して 90度を超える角度を有する方向に信号を伝送す る伝送方向反転領域を部分的に含み、上記第 1の信号導体とは異なる線路長さを有 する第 2の信号導体を備える伝送線路対。

[2] 上記結合線路長と上記第 1の伝送線路の実効誘電率の平方根の積と、上記結合 線路長と上記第 2の伝送線路の実効誘電率の平方根の積との差の絶対値が、上記 第 1の伝送線路又は上記第 2の伝送線路にて伝送される信号の周波数における波 長の 0. 5倍以上である請求項 1に記載の伝送線路対。

[3] 上記結合線路長と上記第 1の伝送線路の実効誘電率の平方根の積と、上記結合 線路長と上記第 2の伝送線路の実効誘電率の平方根の積との差の絶対値が、上記 第 1の伝送線路又は上記第 2の伝送線路にて伝送される信号の周波数における波 長の 1倍以上である請求項 1に記載の伝送線路対。

[4] 上記結合線路領域にお!、て、上記第 2の導体線路は、複数の上記伝送方向反転 領域を備える請求項 1に記載の伝送線路対。

[5] 上記伝送方向反転領域は、上記伝送方向に対して 180度反転された方向に上記 信号を伝送する領域を含む請求項 1に記載の伝送線路対。

[6] 上記結合線路領域において、上記第 1の伝送線路よりも上記第 2の伝送線路に近 接して配置された近接誘電体を備える請求項 1に記載の伝送線路対。

[7] 上記第 2の信号導体の表面の少なくとも一部が上記近接誘電体により被覆される 請求項 6に記載の伝送線路対。

[8] 上記第 2の伝送線路は、上記第 1の伝送線路の上記実効誘電率よりも高い実効誘 電率を有し、

上記第 1の伝送線路において伝送される信号力 上記第 2の伝送線路において伝 送される信号よりもその信号の伝送速度が大き 、請求項 1に記載の伝送線路対。

[9] 上記結合線路領域において、上記第 1の伝送線路は、互いに対を成す 2本の伝送 線路を含む差動伝送線路を構成する請求項 8に記載の伝送線路対。

[10] 上記第 2の伝送線路が能動素子へ電力を供給するバイアス線路である請求項 1に 記載の伝送線路対。

[11] 上記結合線路領域において、上記第 2の伝送線路は、上記第 1の伝送線路の実効 誘電率と異なる実効誘電率を有する第 1態様に記載の伝送線路対。

[12] 上記結合線路領域の全体に渡って、上記第 1の伝送線路と上記第 2の伝送線路の 上記実効誘電率の差が設定された実効誘電率差設定領域が配置される請求項 11 に記載の伝送線路対。

[13] 上記結合線路領域において、

上記第 1の伝送線路と上記第 2の伝送線路の上記実効誘電率の差が設定され た実効誘電率差設定領域と、

当該実効誘電率の差が設定されて ヽな ヽ実効誘電率差非設定領域とを有し、 上記実効誘電率差非設定領域の線路長が、上記第 1の伝送線路での上記実効波 長の 0. 5倍より小さ 、請求項 11に記載の伝送線路対。

[14] 上記結合線路領域において、連続して配置された一の上記実効誘電率差非設定 領域の線路長が、上記結合線路長の 0. 5倍より小さい請求項 13に記載の伝送線路 対。