JP6512837B2 - 電子回路及び構造体 - Google Patents

Description

本発明は、電磁バンドギャップ（ＥＢＧ：Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｂａｎｄ Ｇａｐ）構造に関する。

近年、特定の周波数帯域において電磁波の伝搬を阻止する電磁バンドギャップ構造の検討が進められている。特許文献１には、一定のギャップ間隔でパッチ導体を同一平面にアレイ状に配置し、パッチ導体と平行したグランド導体と、パッチ導体を導通ビアで接続したマッシュルーム構造の電磁バンドギャップ構造が記載されている。また、特許文献２には、平行に配設された２つの導体板と、その２つの導体板の間でない領域に形成されるオープンスタブがその一部として含まれる単位構造とを含む電磁バンドギャップ構造が記載されている。

特表２００２−５１０８８６号公報 特開２０１０−１９９８８１号公報

一般に、電子機器は小形化を要求されるため、電子機器の電気回路基板も小形化を要求される。また、それは電気回路基板に実装される部品、回路パターン等も小型化が要求されることとなる。しかしながら、電磁バンドギャップ構造については、小型の電気回路基板に実装するのに十分満足できる大きさを達成できていないという課題があった。

本発明は上述の課題に鑑みなされたものであり、電磁バンドギャップ構造を小型化することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の電子回路は、少なくとも１つの周波数帯において電磁波の伝播を遮断する構造体であって、電子回路部品が実装される基板であって第１の導体が形成される第１の層と第２の導体が形成される第２の層とを含む基板において、前記第１の層と異なる複数の相異なる層にそれぞれ配置される線状の第３の導体と、前記第３の導体のうちの１つの導体の端部の１つを、前記第３の導体のうちの別の１つの導体の端部の１つと接続する少なくとも１つの第４の導体と、を含む構造体と、信号線を形成する前記第１の導体と、グランドを形成する前記第２の導体と、を有する。

本発明によれば、電磁バンドギャップ構造を小型化することができる。

ＥＢＧ構造の等価回路を示す図。 従来のＥＢＧ構造の概略図と断面図。 オープンスタブの長さとインピーダンスの虚部との関係性を示す図。 構成例１に係る単位セル構造の概略図と断面図。 図４（ｃ）及び（ｄ）の単位セル構造を信号線下へ配置した電子回路の概略図と断面図、及び当該電子回路の信号線における電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 信号線５０１と単位セル構造４０８との位置関係を表わす平面拡大図、及び信号線５０１と単位セル構造４０８との開放端との距離又は信号線５０１の導体幅を変化させた場合の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）の変化を示す図。 構成例２に係る単位セル構造の概略図と断面図、及び、単位セル構造を信号線下へ配置した時の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 複数層に形成された線状導体のそれぞれにおいて開放端へ向かう方向が同一の場合の単位セル構造の概略図、その方向が逆の場合の単位セル構造の概略図、及びこれらの単位セル構造を信号線下へ配置した時の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 図４（ｃ）及び（ｄ）の単位セル構造を複数個信号線下に配置した構成の概略図と平面図、及び、単位セル数を変化させた場合並びに単位セル間隔を変化させた場合の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 プレーン状導体間に複数の単位セル構造を配置した構成の概略図、及びプレーン状導体間に複数の単位セル構造を配置した構成と単位セル構造を配置しない構成における電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 構成例３に係る単位セル構造の概略図と断面図、及び、単位セル構造を信号線下へ配置した構成の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 ＥＢＧ構造の構成例４に係る構成の概要を示す図。 構成例４に係る単位セル構造の概略図と断面図、及び、単位セル構造を信号線下へ配置した時の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 構成例４に係る別の単位セル構造の概略図と断面図、及び、単位セル構造を信号線下へ配置した時の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 信号線及びグランド導体と図１３（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造との位置関係を示す拡大断面図、及び、単位セル構造と信号線との距離、又は単位セル構造とグランド導体との距離を変化させた時の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）をそれぞれ示す図。 信号線及びグランド導体と図１４（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造との位置関係を示す拡大断面図、及び、単位セル構造と信号線との距離、又は単位セル構造とグランド導体との距離を変化させた時の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）をそれぞれ示す図。 構成例５に係る単位セル構造の概略図と断面図、及び、単位セル構造を信号線下へ配置した時の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 構成例５に係る別の単位セル構造の概略図。 図１８の単位セル構造を信号線下へ配置した電子回路の概略図と断面図、及び当該電子回路の信号線における電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 構成例６に係る単位セル構造の概略図と断面図、及び、単位セル構造を信号線下へ配置した時の電磁波のＹ軸方向の透過係数（Ｓ２１）を示す図。 構成例６に係る単位セル構造を用いた電子回路の概略図と拡大断面図、及び、信号線のＹ軸方向における電磁波の透過係数（Ｓ２１）を示す図。

以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。

電子回路基板は、一般的に複数の層から構成される。例えば、マイクロストリップ線路のような伝送線路の場合、信号線とグランド導体とが異なる層に配置され、信号線において信号が伝送される。しかしながら、この場合、信号線にノイズが混入し、ノイズも電子回路基板を伝搬してしまうことがある。これに対して、電磁バンドギャップ（ＥＢＧ）構造によれば、信号線に混入するノイズについて、特定の周波数帯域の成分を抑圧することができる。これにより、例えば特定の周波数の信号に由来するノイズを効果的に抑圧することが可能となる。以下の実施形態では、従来提案されてきたＥＢＧ構造が小型化という点で十分ではなかったことに鑑みて、小型のＥＢＧ構造についていくつかの例を示す。

まず、本実施形態に係るＥＢＧ構造について説明する前に、一般的なＥＢＧ構造の動作原理を説明する。特定の周波数帯域において電磁波の伝搬を阻止するＥＢＧ構造は、その等価回路が図１（ａ）又は（ｂ）のようになる構造体によって実現される。本実施形態では、等価回路が図１（ａ）のようになる構造体について説明する。

図１（ａ）の等価回路は、平行に配置された信号線とグランド導体との間に、一端がグランド導体と接続し、もう一端が開放端である導体を配置された構造体により実現できる。これを、従来のＥＢＧ構造を用いて説明する。図２（ａ）は、従来のＥＢＧ構造の概略図であり、図２（ｂ）は、図２（ａ）のＥＢＧ構造のＹ−Ｚ平面の断面図である。このＥＢＧ構造は、信号線２０１及びグランド導体２０３が配置される層と異なる層に配設される一端が開放端の導体２０４と、導体２０４の開放端でない側の一端とグランド導体２０３とを電気的に接続する導体ビア２０５と、誘電体２０６とを含む。ここで、以下では、ＥＢＧ構造から信号線と誘電体とを除いたものを単位セル構造と呼ぶ。例えば、図２（ｂ）の破線で囲われた導体部分が単位セル構造２０２である。

導体２０４と、導体２０４に接続される導体ビア２０５とで構成されるオープンスタブは、信号線２０１と、グランド導体２０３との間に配置される。一般的に、オープンスタブのインピーダンスは、

（式１）
で表わされる。なお、Ｚはオープンスタブのインピーダンス、Ｚ０は特性インピーダンス、βはβ＝λ／２πで表される位相定数、ｄはオープンスタブの長さ、そして、λは波長である。

図３は、式１で示したインピーダンスの虚部の値とオープンスタブの長さとの関係を示すグラフである。図３から、オープンスタブの長さに応じて、インピーダンスの虚部における値の正負が入れ替わることが分かる。すなわち、このようなオープンスタブは、インピーダンスの虚部が正である時にインダクタンスとして、負の時にキャパシタンスとして動作する、すなわち、長さに応じてインダクタンス又はキャパシタンスとして動作することとなる。このような挙動を示すオープンスタブを、図２の導体２０４および導体ビア２０５で構成し、それを信号線２０１とグランド導体２０３との間に配置する。そして、導体２０４および導体ビア２０５の全長を適切な長さにすることで、前述の図１（ａ）の等価回路の並列アドミタンス部を実現することができる。また、図１（ａ）の直列インピーダンス部は、図２に示す信号線２０１のインダクタンス成分で実現されうる。したがって、図２の構造体は、その等価回路が図１（ａ）のようになり、ＥＢＧ構造として動作することができる。

本実施形態では、図２のような構造体をさらに小型化するためのいくつかの構造体の構成例について説明する。

＜＜構成例１＞＞
（単位セル構造の構成例）
図４（ａ）及び（ｂ）はＥＢＧ構造の単位セルの構成例を示す図であり、図４（ｃ）及び（ｄ）はＥＢＧ構造の別の単位セルの構成例を示す図である。図４（ａ）は、４層プリント基板に構成されたＥＢＧ構造の単位セルの構造体を図解する概略図である。図４（ｂ）は、図４（ａ）の単位セル構造のＹ−Ｚ平面の断面図である。単位セル構造４０１は、グランド導体４０２とスパイラル状の導体４０３並びに４０４、及び、導体ビア４０５並びに４０６とを含んで構成される。また、単位セル構造４０１は、誘電体４０７内に構成される。

本構造体では、内層の第１のスパイラル状の導体４０３は、導体ビア４０５を介して、内層の第２のスパイラル状の導体４０４と接続され、最下層のグランド導体４０２は、導体ビア４０６を介して、第２のスパイラル状の導体４０４と接続されている。すなわち、導体ビア４０６、第２のスパイラル状の導体４０４、導体ビア４０５、及び第１のスパイラル状の導体４０３が順に直列に接続されており、一端がグランド導体と接続し、他の一端が開放端である導体が複数の層に跨って形成されている。

さらに、図４（ａ）及び（ｂ）の構造体において、導体ビア４０６を貫通ビアとした場合の単位セル構造の構成例を図４（ｃ）及び（ｄ）に示す。導体ビア４０６を貫通ビアとすることにより、コスト削減を図ることができる。図４（ｃ）は、単位セル構造の構造体を図解する概略図であり、図４（ｄ）は、図４（ｃ）の単位セル構造のＹ−Ｚ平面の断面図である。単位セル構造４０８は、グランド導体４０９とスパイラル状の導体４１０並びに４１１、内層導体ビア４１２、及び貫通導体ビア４１３とを含んで構成される。また単位セル構造４０８は、誘電体４１４内に構成される。

例えば無線ＬＡＮで使用される周波数帯である２．４ＧＨｚ帯でＥＢＧとして動作する（すなわち、２．４ＧＨｚ帯の電磁波の伝播を遮断する又は減衰させる）ように単位セル構造を設計すると、図１の構成では導体２０４の長さが１３ｍｍの長さとなる。一方、図４（ｃ）及び（ｄ）の構成で、一般的な４層構造のＦＲ−４基板上に単位セル構造を設計すると、その単位セル構造のサイズは１．６ｍｍ×１．６ｍｍで足りる。このように、図４（ａ）〜（ｄ）で示す構造体が形成される基板における面積を小型化しながらも、ＥＢＧ構造における導体の線長を確保することができる。

図５に、信号線５０１の線路下に単位セル構造４０８を配置した構成を示す。単位セル構造４０８は誘電体４１４内に構成される。ここで、単位セル構造４０８は、２．４ＧＨｚ帯でＥＢＧとして動作する（すなわち、２．４ＧＨｚ帯の電磁波の伝播を遮断する又は減衰させる）ように設計されたものが用いられるものとする。図５（ａ）は、信号線の線路下に単位セル構造４０８を配置した概略図であり、図５（ｂ）は、図５（ａ）の拡大断面図である。なお、信号線５０１と単位セル構造４０８は、互いに導通することが無いよう配置される。なお信号線５０１の導体幅ａは、２．４ＧＨｚ帯で特性インピーダンスがおよそ５０Ωとなるように約１．５ｍｍとし、長さｂを３０ｍｍと設定した。グランド導体５０２は、導体幅ｂ及びｃともに３０ｍｍとした。また、基板厚は約０．８ｍｍとした。

このときの信号線５０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数Ｓ２１の解析結果を図５（ｃ）に示す。図５（ｃ）から、図５（ａ）及び（ｂ）の構成において、信号線を伝播する電磁波は、２．４ＧＨｚ帯で透過係数Ｓ２１が約−１０ｄＢとなっており、設計通り、２．４ＧＨｚ帯の電磁波を充分に減衰させていることが分かる。

なお、図４（ｃ）及び（ｄ）に示した単位セル構造４０８は、内層導体ビア４１２を用いているが、貫通ビアが用いられてもよい。なお、図５（ａ）及び（ｂ）に示すような電子回路基板の信号線下に配置する場合、その内層導体ビア４１２に代えて用いられる貫通ビアが信号線５０１及びグランド導体５０２と導通しないように、信号線及びグランド導体にクリアランスを設けてもよい。

なお、本構成例では、基板の２つの層にスパイラル状の導体を構成したが、さらに多くの層を用いて、前述と同様の原理で線長を確保することによって、ＥＢＧ構造体のさらなる小型化が可能である。さらに、本構成例では、導体の形状にスパイラル形状を用いたが、これに限られず、例えば、導体の線長を確保することができるように、メアンダ形状等の曲線形状を複数の層で構成するようにしてもよい。なお、曲線形状とは、本実施形態及び特許請求の範囲にわたって、円弧状などのように、直線部分を含まない形状のみならず、図４（ａ）〜（ｄ）の構造体のように、直線部分が含まれるが少なくとも１点において曲がる形状をも含む。

（単位セル構造の配置位置による特性の調整手法）
続いて、単位セル構造と信号線との間に生じる電磁的な結合、及び単位セル構造とグランド導体との間に生じる電磁的な結合が、単位セル構造のサイズ、遮断周波数及び透過係数Ｓ２１に影響を及ぼすことを示す。すなわち、単位セル構造と信号線又はグランド導体との間の結合を考慮することにより、実装条件に合った、適切な単位セル構造を設計することが可能となることを示す。

図５（ａ）及び（ｂ）の構成において、単位セル構造４０８を信号線５０１に対してＸ軸方向にずらしたときの特性の変化について説明する。図６（ａ）は、図５（ａ）の、単位セル構造４０８付近の平面拡大図である。図６（ａ）に示すように、単位セル構造４０８のスパイラル状の導体４１０の開放端部と、信号線５０１のＸ軸方向の基準点との距離をｅとする。また、信号線５０１の導体幅ａは０．２ｍｍである。図６（ａ）から分かるように、ｅの距離が小さいほど、単位セル構造４０８の開放端部と信号線５０１のＸ軸方向の基準点との距離が近くなる。

図６（ｂ）に、ｅを０ｍｍ、０．３ｍｍ、０．６ｍｍと変化させた時の、信号線５０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。図６（ｂ）において、参照番号６０１、６０２及び６０３が付された曲線は、それぞれ、ｅが０ｍｍの場合、０．３ｍｍの場合、及び０．６ｍｍの場合の解析結果である。図６（ｂ）から、単位セル構造４０８のスパイラル状の導体４１０の開放端部と信号線５０１との距離ｅが０．３ｍｍの時と０．６ｍｍの時では、減衰量、遮断周波数において大きな変化は見られない。しかし、ｅが０ｍｍの時、すなわち、開放端部が信号線５０１とグランド導体５０２との間に配置される場合は、ｅが０．３ｍｍ、０．６ｍｍの時と比べ、電磁波の減衰量が大きくなり、かつ、遮断周波数が低域に移動する。

これは、単位セル構造４０８のスパイラル状の導体４１０の開放端部と、信号線５０１との間に生じる電磁的な結合が関係している。すなわち、単位セル構造４０８の導体４１０の開放端部と、信号線５０１の間に生じる電磁的な結合が強いほど大きな電磁波の減衰量を得ることができ、また遮断周波数を低域に移動させる効果がある。

一般的に、２つの導体間の電磁的な結合は、その２つの導体間の距離が短いほど、強くなる。すなわち、本構成例では、スパイラル状の導体４１０の開放端部と信号線５０１との距離ｅが短いほど、スパイラル状の導体４１０の開放端部と信号線５０１との間に生じる電磁的な結合が強くなる。そして、この結果、これに伴って、スパイラル状の導体４１０の開放端部と信号線５０１との距離ｅが短いほど、電磁波の減衰量が大きくなると共に遮断周波数が低域に移動する。なお、ここでの「電磁的な結合」とは、静電結合（容量結合）、磁気結合（誘導結合）、又はこれらの両方が混在する電磁結合を含む。本実施形態及び特許請求の範囲にわたって、このような状態を含めて「電磁的な結合」と表現する。

次に、図５（ａ）及び（ｂ）に示した信号線５０１の導体幅ａを０．５ｍｍ、１ｍｍ、１．５２ｍｍと変化させたときの信号線５０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）を図６（ｃ）に示す。図６（ｃ）において、参照番号６０４、６０５及び６０６が付された曲線は、それぞれ、ａが０．５ｍｍの場合、１ｍｍの場合、及び１．５２ｍｍの場合についての解析結果である。

図６（ｃ）から、信号線５０１の導体幅ａが大きくなるにつれて、減衰量が大きくなり、かつ、遮断周波数が低域に移動していることが分かる。これも、単位セル構造４０８のスパイラル状の導体４１０の開放端部と、信号線５０１との間に生じる電磁的な結合が関係している。すなわち、単位セル構造４０８の導体４１０の開放端部と、信号線５０１との間に生じる電磁的な結合は、その結合が強いほど大きな電磁波の減衰量を得ることができ、また遮断周波数を低域に移動させる効果がある。一般的に、２つの導体間の電磁的な結合は、その近接する２つの導体間の距離が一定の場合、面積が大きいほど、強くなる。本構成例では、スパイラル状の導体４１０の開放端部と信号線５０１とが近接する面積、すなわち、信号線５０１の導体幅が大きいほど、スパイラル状の導体４１０の開放端部と信号線５０１との間に生じる電磁的な結合が強くなる。そして、これに伴って、信号線５０１の導体幅が大きいほど、電磁波の減衰量は大きくなり、かつ、遮断周波数は低域へと移動する。なお、上述の例では、信号線５０１の導体幅を大きくする場合について述べたが、これと同様の効果を、スパイラル状の導体４１０の開放端部近傍の導体幅を大きくすることでも得ることができる。また、ここでの説明では、開放端部が、電界が集中することにより大きな電磁的な結合を得られやすい箇所であるため、スパイラル状の導体４１０の開放端部近傍における電磁的な結合を例にして説明を行った。しかしながら、開放端部近傍以外の部分においても電磁的な結合を得ることができ、その電磁的な結合を調整することにより、ＥＢＧ構造としての特性を調整することができる。

以上のように、スパイラル状の導体４１０の開放端部と、信号線５０１との間に生じる電磁的な結合は、導体４１０の開放端部と信号線５０１との距離を短くし、又はこれらが近接する部分の面積を大きくする等によって大きくすることができる。そして、電磁的な結合を強くすることにより、ＥＢＧ構造による電磁波の減衰量を大きくし、かつ、遮断周波数を低域に移動させることができる。したがって、例えば、単位セル構造の配置を調整することにより、所望の遮断周波数において、電磁波の減衰量を十分な大きさとすることが可能となる。

なお、以下の他の構成においても、同様に、単位セル構造の位置を変更することにより、信号線と単位セル構造との電磁的な結合の大きさを調整し、その結果、遮断周波数や電磁波の減衰量を調整することができる。

＜＜構成例２＞＞
構成例１では、スパイラル状の導体４１０の開放端部が形成される層が、信号線５０１が配置される層に近接するような、単位セル構造について説明した。本構成例では、導体４１０の開放端部が形成される層が、グランド導体が形成される層に近接する単位セル構造について説明する。

図７（ａ）及び（ｂ）は、本構成例に係る単位セル構造を示す図である。図７（ａ）は本構成例の単位セル構造の概略図であり、図７（ｂ）は、図７（ａ）構造のＹ−Ｚ平面の断面図である。単位セル構造７０１は、グランド導体７０２、スパイラル状の導体７０３並びに７０４、及び導体ビア７０５並びに７０６を含んで構成される。また、単位セル構造７０１は、誘電体７０７内に構成される。

内層の第１のスパイラル状の導体７０４は、導体ビア７０５を介して、内層の第２のスパイラル状の導体７０３と接続され、最下層のグランド導体７０２は導体ビア７０６を介して内層の第２のスパイラル状の導体７０３と接続される。導体ビア７０６、内層の第２のスパイラル状の導体７０３、導体ビア７０５、内層の第１のスパイラル状の導体７０４が順に直列に接続される構造となり線長を確保しながら小型化することが可能である。構成例１の単位セルとは、第１のスパイラル状の導体７０４が、信号線が形成される層よりもグランド導体７０２の層に近接した層に形成されており、すなわち、第１のスパイラル状の導体７０４の開放端部がグランド導体７０２に近接している点で異なる。

図７（ａ）及び（ｂ）の構造体を、構成例１と同様の一般的な４層構造のＦＲ−４基板上に、無線ＬＡＮ周波数帯の２．４ＧＨｚでＥＢＧとして動作するように設計すると、単位セル構造の大きさは１．６ｍｍ×１．４ｍｍとすることができる。このことから、図７（ａ）及び（ｂ）の構造体が、図４（ｃ）及び（ｄ）に示した単位セル構造よりさらに小型化されていることが分かる。

図７（ｃ）に、その単位セルを信号線５０１の下に配置した場合の、信号線５０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数Ｓ２１の解析結果を示す。なお、図７（ｃ）の解析結果は、信号線幅、グランド導体幅及び基板厚が構成例１に関して図５（ａ）〜（ｃ）を用いて説明したものと同様の条件で得られた結果である。図５（ｃ）の解析結果と図７（ｃ）の解析結果とを比較すると、図７（ｃ）の２．４ＧＨｚ帯における透過係数Ｓ２１の方が、約７ｄＢ大きくなる、すなわち、構成例１の方が電磁波をより強く遮断していることが分かる。

図４（ｃ）及び（ｄ）に示した単位セル構造４０８では、電界のエネルギーが集中する開放端部が信号線５０１近傍に存在するため、開放端部と信号線５０１との間で大きな電磁的な結合が得られる。これに対し、図７（ａ）及び（ｂ）に示した単位セル構造では、電界のエネルギーが集中する開放端部がグランド導体７０２近傍に存在するため、開放端部とグランド導体７０２との間でより大きな電磁的な結合が得られる。これにより、図７（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造の方が、図４（ｃ）及び（ｄ）の単位セル構造と比べ、電磁波の遮断能力は劣るが小型化が可能となったと考えられる。

以上のように、図７（ａ）及び（ｂ）の構造により、電磁波の減衰量は大きくないものの小型化されたＥＢＧ構造が実現される。これにより、例えばＥＢＧ構造に求められる仕様として、減衰量がある程度小さくても良いから単位セル構造を小型化したいという要求に応えることが可能となる。すなわち、電子回路内のＥＢＧ構造として、大きさに強い制約はないが電磁波の減衰量を大きくしたい場合は図４（ｃ）及び（ｄ）の構造を、一方で、減衰量は小さくてよいが大きさに強い制約がある場合は図７（ａ）及び（ｂ）の構造を、それぞれ採用できる。

なお、図４（ａ）〜（ｄ）及び図７（ａ）及び（ｂ）の構成では、スパイラル形状の導体は、全てグランド導体が形成される層と信号線が形成される層との間に配置されているが、これに限られない。例えば、導体４０４、４１１及び７０４は、グランド導体が形成される層と同じ層に構成されてもよい。これにより、ＥＢＧ構造を実現するのに必要な層数を減らすことができる。

（導体の向きと遮断周波数との関係）
上述の構成例１及び２では、２つの層に形成されるスパイラル状の導体の回転方向が、同一方向である場合のＥＢＧ構造の単位セル構造の構造体を示した。ここで、この回転方向が単位セル構造の特性に与える影響について説明する。ここで、説明のための構造体として、図８（ａ）及び（ｂ）の構造体を用いる。

図８（ａ）は、２つの各層に構成されたスパイラル状の導体の回転方向が同一方向である単位セル構造を示す図である。図８（ａ）では、第２のスパイラル状の導体８０４の導体ビア８０５に接続されている点から第１のスパイラル状の導体８０３の開放端部へ向かう方向で考えると、第１のスパイラル状の導体８０３及び第２のスパイラル状の導体８０４の回転方向は同じである。

一方、図８（ｂ）は、２つの各層に構成されたスパイラル状の導体の回転方向が逆方向である単位セル構造を示す図である。なお、図８（ｂ）の単位セル構造の各導体部を合わせた全長は、図８（ａ）の各導体部を合わせた全長とほぼ変わらないように構成されている。図８（ｂ）では、第２のスパイラル状の導体８１０の導体ビア８１１に接続された点から第１のスパイラル状の導体８０９の開放端部に向かう方向で考えると、第１のスパイラル状の導体８０９及び第２のスパイラル状の導体８１０の回転方向は逆方向である。

なお、図８（ａ）及び（ｂ）では、単位セル構造の各層に構成されたスパイラル導体の回転方向による特性の違いをより明確に理解できるように、構成例１及び２の構造体よりも、各層に構成されたスパイラル導体間の距離、すなわち層間の距離を短くしている。

図８（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を、図５（ａ）及び（ｂ）のように信号線の下にそれぞれ配置したときの、信号線５０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を図８（ｃ）に示す。なお、本解析では、信号線幅、グランド導体幅及び基板厚として、構成例１で説明した値と同様のものを用いた。図８（ｃ）では、参照番号８１４の付された曲線が図８（ａ）の単位セル構造を配置した場合の解析結果を示し、参照番号８１５の付された曲線が図８（ｂ）の単位セル構造を配置した場合の解析結果を示す。

図８（ｃ）から、図８（ａ）の単位セル構造の方が、図８（ｂ）の単位セル構造よりも低域側に遮断周波数を有していることが分かる。すなわち、図８（ａ）と図８（ｂ）とでは、単位セル構造の各導体部を合わせた全長はほぼ変わらないにもかかわらず、各層に構成されたスパイラル導体の回転方向の違いによって、遮断周波数が異なる。より具体的には、図８（ａ）の構造では、図８（ｂ）の構造より短い線長で、同じ遮断周波数を持つＥＢＧ構造を設計することが可能である。

図８（ａ）の構成では、２つのスパイラル状の導体８０３及び８０４のそれぞれの回転方向が同じであるため、ＥＢＧとして動作する周波数帯近傍において、重なり合った２つのスパイラル状の導体に流れる電流の向きも同じ方向となる。このため、電流が流れたときにそれぞれの導体が形成する磁界も同じ向きとなるため、磁界を互いに強めあう効果が発生し、効果的にインダクタンス成分が増加する。一方、上述のように、図８（ｂ）の構成では、２つのスパイラル状の導体８０９及び８１０のそれぞれの回転方向が逆であるため、ＥＢＧとして動作する周波数帯近傍において、重なり合った２つのスパイラル状の導体に流れる電流の向きも逆の方向となる。このため、それぞれの導体が形成する磁界も逆の向きとなるため、互いに打ち消しあい、インダクタンス成分が図８（ａ）の構造に比べて低下する。このため、図８（ａ）の構造により、図８（ｂ）の構造より短い線長で、同じ遮断周波数を持つＥＢＧ構造を設計することができるものと考えられる。

以上のように、各層に構成されるスパイラル状の導体構造を、回転方向を合わせることで、さらなる単位セル構造の小型化が可能となる。なお、ここではスパイラル状の導体におけるベクトルの回転方向を同じ方向にすることで電流の向きが同じ方向になる構成を示したが、これに限られない。例えば、メアンダ形状等の形状を採用する場合であっても、電流の向きが同じ方向となるように複数の層において線状導体を形成することで、これらの線状導体が形成する磁界が互いに強めあう関係となり、ＥＢＧ構造を小型化することが可能となる。

（複数の単位セル構造の配置と特性との関係）
続いて、上述の単位セル構造を信号線路下に複数配置し、配置する単位セル構造の個数および配置する間隔によって与えられる減衰量の影響について評価する。評価では、図９（ａ）及び（ｂ）に示す構成が用いられるものとする。図９（ａ）は、信号線９０１の下に、図４（ｃ）及び（ｄ）に記載の単位セル構造４０８をＹ軸方向に複数配置した図であり、図９（ｂ）は、図９（ａ）の構成をＺ方向から見たときの平面図である。図９（ａ）及び（ｂ）に示すように、本構成は、信号線９０１、グランド導体９０２、誘電体９０３、複数の単位セル構造４０８を含んで構成されている。

図９（ａ）及び（ｂ）では信号線９０１の下に単位セル構造４０８が２つ配置されているが、この単位セル構造４０８の数を変化させて評価を行った。単位セル構造４０８の個数を１個、２個、３個と変化させた時の信号線９０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を図９（ｃ）に示す。参照番号９０４〜９０６がそれぞれ付された曲線は、それぞれ、配置する単位セル構造が１個の時、２個の時、及び３個の時の解析結果である。図９（ｃ）から、単位セル構造４０８をＹ軸方向に増やすことで、電磁波の減衰量が大きくなることが分かる。このように、信号線の下に配置する単位セル構造の個数を増やすことで、信号線を伝播する特定の周波数帯の電磁波の減衰量を大きくすることができる。

次に、図９（ｂ）に示されるように、単位セル構造４０８を複数個配置した時の単位セル構造間距離をｆとして、ｆを変化させて評価を行った。図９（ｄ）に、３つの異なるｆに対する解析結果を示す。図９（ｄ）において、参照番号９０７〜９０９がそれぞれ付された曲線は、それぞれ、単位セル構造間距離ｆが３．６ｍｍ、１８．０ｍｍ、２５．２ｍｍである場合の、信号線９０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果である。図９（ｄ）から、ｆが１８．０ｍｍの時の解析結果（曲線９０８）の特性は、所望の周波数帯での減衰量が最も大きく、その他の特性と比べて良好な電磁波遮断特性が得られており、通過域特性においてもその他の特性と比べて良好であることが分かる。これは、所望の遮断周波数帯の電磁波が単位セル構造間の信号線を伝播する時、単位セル構造間の距離をその電磁波の電気長（λ）の約１／４の長さとすることで、その信号線がイミッタンスインバータの役割を果たすこととなるからであると考えられる。すなわち、所望の遮断周波数帯の電磁波が信号線を伝播する時の電気長をλとするときに、単位セル構造の間隔を約λ／４の長さとすることで、良好な通過域特性および遮断特性を得ることができる。

このように、電子回路においては、単位セル構造の配置個数とその配置間隔とを調整することにより、ＥＢＧ構造としての特性を調整することができる。

（導体プレーンの間を伝播する電磁波に対する遮断特性）
ここまで、信号線の下に単位セル構造を配置した場合の特性について説明した。しかし、電子回路基板は一般的に層構成になっており、その電子回路基板においては、各層に構成された導体プレーンの間を伝播するノイズが問題となることがある。そこで、続いて、信号線を伝播する電磁波のみならず、導体プレーンの間を伝播する電磁波に対する特性を評価した。

本評価では、図１０（ａ）に示すような構成を用いた。図１０（ａ）の構成は、平板状の導体である導体プレーン１００１並びにグランド導体プレーン１００２、誘電体１００３、及び複数の単位セル構造４０８を含んでいる。なお、導体プレーン１００１には、単位セル構造４０８と導通しないように、図４（ｃ）及び（ｄ）に示す貫通導体ビア４１３の部分にクリアランスを設けている。ここで用いられる単位セル構造は、無線ＬＡＮで使用する周波数帯である２．４ＧＨｚ帯でＥＢＧとして動作するように設計されている。ここで、導体プレーン１００１とグランド導体プレーン１００２との間に配置される単位セル構造４０８は、構成例１で説明した単位セル構造と構造は同じであるが、スパイラル状の導体部の全長を調整する必要がある。これは、単位セル構造と導体プレーンとの間に生じる結合と、単位セル構造と信号線との間に生じる結合では、結合の量が異なるからである。

この時の導体プレーン１００１をＹ軸方向に伝わる電磁波の透過係数（Ｓ２１）を図１０（ｂ）に示す。図１０（ｂ）では、参照番号１００４及び１００５が付された曲線は、それぞれ、導体プレーン１００１とグランド導体プレーン１００２との間に単位セル構造４０８が配置された場合と配置されない場合との特性を示す。図１０（ｂ）から、導体プレーン１００１とグランド導体プレーン１００２との間に単位セル構造４０８を配置することにより、所望の周波数帯の電磁波を遮断することができることが分かる。

なお、ここでは、図１０（ａ）に示すように、Ｙ軸方向に１列のＥＢＧ構造を配置した場合について説明したが、図９（ａ）及び（ｂ）に示すように単位セル構造の列数を増やすことで、減衰量を大きくすることができる。また、その際に、単位セル構造の列の間隔を約λ／４に調整することで、所望の通過域特性および遮断特性を得ることができる。なお、ここでは、導体プレーン間に図４（ｃ）及び（ｄ）に示す単位セル構造４０８を配置する場合について説明したが、図７（ａ）及び（ｂ）に示す単位セル構造７０１を配置しても所望の周波数帯の電磁波を遮断することができる。

＜＜構成例３＞＞
本構成例の単位セル構造について、図１１（ａ）及び（ｂ）を用いて説明する。図１１（ａ）に単位セル構造の構成を示し、図１１（ｂ）に図１１（ａ）の構造体のＹ−Ｚ平面の断面図を示す。図１１（ａ）に示すように、本構成例に係る単位セル構造１１０１は、２つの層にパターン導体を複数構成し、ビアを用いて２つの層のパターン導体を交互かつ直列に接続することで、ヘリカル形状を構成したものとなっている。単位セル構造１１０１は、グランド導体１１０２、導体１１０３〜１１０７、導体ビア１１０８〜１１１２、及び誘電体１１１３を含んで構成される。より具体的には、単位セル構造１１０１では、第１の層に形成された導体のうちの相異なる２つの導体のそれぞれの端部の１つが、第２の層に形成された導体のうちの１つの導体の相異なる２つの端部にそれぞれ接続される。例えば、第１の層に形成された導体１１０３及び１１０４は、それぞれの端部の１つにおいて、第２の層に形成された導体１１０６のそれぞれ相異なる端部に、導体ビア１１１１及び１１０９を介して接続される。このようにして、単位セル構造１１０１では、導体ビア１１０８、導体１１０３、導体ビア１１１１、導体１１０６、導体ビア１１０９、導体１１０４、導体ビア１１１２、導体１１０７、導体ビア１１１０、及び導体１１０５が順に直列に接続される。なお、導体１１０３〜１１０４並びに１１０６〜１１０７は、それぞれ両端において導体ビアと接続し、一方で、導体１１０５は、一端において導体ビアと接続されるが、他端は開放端である。また、図１１（ａ）において、導体１１０３〜１１０７は広い幅を有する板状の形状をしているが、これに限られず、線状の形状（又は狭い幅の板状形状）であってもよい。

これにより、一端がグランド導体と接続しもう一端が開放端である導体を、小さい面積で、線長を確保しながら実装することができる。図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を、無線ＬＡＮ周波数帯の２．４ＧＨｚでＥＢＧとして動作するように設計すると、その実装面積は１．５ｍｍ×１．７ｍｍとすることができる。ここで、基板は、上述の各構成例と同様に、一般的な４層構造のＦＲ−４基板としている。

図１１（ｃ）は、図５（ａ）及び（ｂ）と同様に、図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を信号線下に配置した時の、信号線をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す図である。なお、信号線幅、グランド導体幅、基板厚は、図５（ａ）及び（ｂ）に関連して説明した値と同様である。図１１（ｃ）から、図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造においても、信号線を伝播する電磁波は、２．４ＧＨｚ帯で透過係数Ｓ２１が約−１５ｄＢとなっており、充分に電磁波を減衰させていることが分かる。

なお、図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造においても、開放端と信号線との位置関係を調整することによって結合を強くして、さらなる小型化をすることができる。また、図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造において、開放端部をグランド導体に近接させることで、電磁波の減衰量は大きくないがさらなる小型化を実現することもできる。さらに、図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造において、導体の回転方向を同一方向とすることにより、逆方向とするよりも小型化を達成できる。また、複数の単位セル構造を併設することにより、減衰量を大きくすることができ、その際に単位セル構造の間隔を約λ／４に調整することで、良好な通過域特性および遮断特性を得ることができる。また、図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造によって、導体プレーン間においても、所望の周波数帯の電磁波を遮断することが可能である。

なお、図１１（ａ）及び（ｂ）の構成では、導体１１０３〜１１０７は、全てグランド導体１１０２が形成される層と信号線が形成される層との間に配置されているが、これに限られない。例えば、導体１１０６及び１１０７は、グランド導体１１０２が形成される装置と同じ層に構成されてもよい。これにより、例えば導体ビア１１０８〜１１１２の長さが長くなり、より長い線長を確保することができる。また、図１１（ａ）及び（ｂ）の例では、信号線が形成される層に近い層に形成された導体１１０３がグランド導体１１０２に接続されたが、これに限られない。すなわち、導体１１０６が形成される層のいずれかの導体がグランド導体１１０２に接続されてもよい。なお、図１１（ａ）及び（ｂ）の例において、例えば導体１１０６がグランド導体１１０２に接続され、導体１１０３がグランド導体１１０２に接続されない場合、後述のデュアルバンドＥＢＧとして機能しうる。

なお、構成例１又は２と、構成例３とを組み合わせたような構成が用いられてもよい。例えば、第１の層において２つ以上の曲線形状の線状導体を配置し、第２の層において１つ以上の曲線形状の線状導体を配置する。そして、第１の層の線状導体のうちの相異なる２つの導体のそれぞれの端部の１つを、１つの第２の層の線状導体の２つの相異なる端部に導体ビアなどによって接続して、複数の導体が直列的に接続された１つの線状導体を形成する。これにより、実装面積を抑えながら、ＥＢＧ構造に係る導体の線長を確保することができる。

＜＜構成例４＞＞
上述の各構成例では、平行に配置された信号線とグランド導体との間に、一端がグランド導体と接続し、もう一端が開放端である導体を配置する構成のＥＢＧ構造について説明した。本構成例では、平行に配置された信号線とグランド導体との間に、両端が開放端である導体を配置する構成のＥＢＧ構造について説明する。

まず、本構成例におけるＥＢＧ構造の動作原理について説明する。図１２に本構成例に係るＥＢＧ構造の構成の概要を示す。本構成例に係るＥＢＧ構造は、信号線１２０１及び共振器１２０２によって構成される。このような構成により、所望の周波数で共振する共振器を信号線下に配置し、信号線と電磁的に結合させることで、信号線を伝播する所望の周波数の電磁波を遮断することができる。両端が開放端である導体は、電気長をλとしたときに導体長がλ／２である場合、共振することが知られている。本構成例は、両端が開放端である導体の線長が、所望の周波数の電磁波を遮断することができる長さとなるようにしながら、ＥＢＧ構造全体のサイズを小型化するものである。

図１３（ａ）及び（ｂ）は、本構成例に係るＥＢＧ構造の単位セル構造を示す図である。図１３（ａ）は、ＥＢＧ構造の単位セルを４層プリント基板に構成した概略図であり、図１３（ｂ）は、図１３（ａ）の単位セル構造のＹ−Ｚ平面の断面図である。単位セル構造１３０１は、グランド導体１３０２とスパイラル状の導体１３０３並びに１３０４、及び導体ビア１３０５を含んで構成される。また、単位セル構造１３０１は、誘電体１３０６内に構成される。

第１のスパイラル状の導体１３０３は、導体ビア１３０５を介して第２のスパイラル状の導体１３０４と接続されている。このように、複数層にスパイラル状の導体を配置し、各スパイラル状の導体の端部をビアで接続することで、小さな体積中に長い線長を有する導体を構成することが可能となり、ＥＢＧ構造を小型化することができる。例えば、図１３（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を、無線ＬＡＮ周波数帯の２．４ＧＨｚでＥＢＧとして動作するように設計すると、そのサイズ（基板上の面積）は、１．９ｍｍ×１．９ｍｍとすることができる。なお、基板は、上述の各構成例と同様に、一般的な４層構造のＦＲ−４基板としている。

図４（ｃ）及び（ｄ）の単位セル構造４０１と比較すると、図１３（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造１３０１は両端が開放端であるため、導体ビア４０６を配置する必要が無く、導体ビアはコア層のビアのみで足りる。このため、製造コストを削減することができる。さらに、図４（ｃ）及び（ｄ）に示した貫通ビアを用いる単位セル構造４０８は、導体ビア４１３や、導体ビア４１３のビアランドにより、基板の最上層部と最下層部の実装面積を狭めるが、両端が開放端である単位セル構造１３０１では、このような制限がない。このため、図４（ｃ）及び（ｄ）の構造に比べて、基板における回路部品の実装面積がより大きくなる。

図１３（ｃ）に、図１３（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を図５（ａ）及び（ｂ）に示すように信号線下に配置した時の、信号線をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。なお、信号線幅、グランド導体幅、基板厚は図５（ａ）及び（ｂ）に係る説明で用いられたものと同様であるものとした。図１３（ｃ）から、図１３（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造においても、２．４ＧＨｚ帯で透過係数Ｓ２１が約−１５ｄＢと、信号線を伝播する電磁波が充分に減衰することが分かる。

なお、図１３（ａ）及び（ｂ）に示す単位セル構造においても、導体１３０４の開放端部から導体１３０３の開放端部に向かう方向において、導体１３０３と導体１３０４のそれぞれの回転方向を同じとすることにより、さらなる小型化を図ることができる。例えば、図１３（ａ）及び（ｂ）の構造は、導体１３０４の開放端部から導体ビア１３０５に向かった時と、導体ビア１３０５から導体１３０３の開放端部に向かった時と、同じ回転方向となっている。したがって、これらの２つの導体が同じ回転方向に向いていない場合と比べて小型化ができている。また、図１３（ａ）及び（ｂ）の構造は、複数の単位セル構造を並べて用いることで、減衰量を大きくすることができる。また、その時、単位セル構造の配置間隔を、所望の遮断周波数帯の電磁波が信号線を伝播する時の電気長λの約１／４の長さとすることで、良好な通過域特性および遮断特性を得ることができる。さらに、図１３（ａ）及び（ｂ）の構造は、導体プレーン間においても、所望の周波数帯の電磁波を遮断することができる。

なお、本構成例では基板の２つの層にスパイラル状の導体を構成したが、さらに多くの層を用いて、上述の原理によって線長を確保する事で、さらなる小型化が可能である。例えば、スパイラル状の導体を互いに異なる３層に形成し、最上層と２番目の層の２つの導体のスパイラル形状の中心部同士を導体ビアで接続し、２番目と３番目の層の２つのスパイラル形状の最外部の端部同士を導体ビアで接続するようにする。このとき、最上層のスパイラル導体の最外部の端部から、最下層（３番目の層）の中心部へ向かう回転方向が、それぞれ一致するようにすることができる。なお、上述の例では最上層の最外部と最下層の中心に開放端が存在するが、これは逆であってもよい。すなわち、最上層の中心部と最下層の最外部に開放端が存在してもよい。また、上述の例と同様にして、４層以上に曲線形状導体を形成することもできる。さらに、導体の形状はスパイラル状でなくてもよく、導体の線長を確保するような、例えばメアンダ形状等の曲線形状を複数の層で構成して接続してもよい。

なお、上述の各構成例において、グランド導体と接続する場合にも、同様に２つより多くの複数の層に曲線形状の導体を配置して、小型の設置面積において十分な長さの線長を確保することができる。すなわち、最下層又は最上層の導体をグランド導体に接続して、上述のように、２つより多くの複数の層に曲線形状導体を形成して繋ぐことで、面積を抑えながら導体長を確保することができる。

また、本構成例では、図１４（ａ）及び（ｂ）のように、図１１（ａ）及び（ｂ）に関して説明した構成において、複数の層の導体が交互かつ直列に接続されて形成されるヘリカル形状の導体の両端を開放端とするようにした構成が用いられてもよい。図１４（ａ）に、そのような単位セル構造の構成図を示し、図１４（ａ）の構成のＹ−Ｚ平面の断面図を図１４（ｂ）に示す。図１４（ａ）及び（ｂ）は、２つの層にパターン導体を複数構成し、ビアを用いてそのパターン導体を接続することで、ヘリカル形状を構成したものとなっている。単位セル構造１４０１は、グランド導体１４０２、導体１４０３〜１４１０、導体ビア１４１１〜１４１７、及び誘電体１４１８を含んで構成される。

より具体的には、単位セル構造１４０１では、基板内の第１の層に導体１４０３〜１４０６が形成され、第２の層に導体１４０７〜１４１０が形成される。そして、第１の層に形成された導体のうちの相異なる２つの導体のそれぞれの端部の１つが、第２の層に形成された導体のうちの１つの導体の相異なる２つの端部にそれぞれ接続される。例えば、第１の層に形成された導体１４０３及び１４０４は、それぞれの端部の１つにおいて、第２の層に形成された導体１４０８のそれぞれ相異なる端部に、導体ビア１４１５及び１４１２を介して接続される。なお、第１の層に形成される導体のうちの導体１４０６及び第２の層に形成される導体のうちの導体１４０７は、その一端が開放端として、他の導体に接続されないように構成される。このようにして、単位セル構造１４０１では、複数の導体が、導体１４０７、導体１４０３、導体１４０８、導体１４０４、導体１４０９、導体１４０５、導体１４１０、導体１４０６の順で直列的に接続され、１つの（線状）導体を形成する。なお、これらの導体の接続に、導体ビア１４１１〜１４１７がそれぞれ図１４（ａ）及び（ｂ）に示すように用いられる。

これにより、一端がグランド導体と接続しもう一端が開放端である導体を、小さい面積で、線長を確保しながら実装することができる。なお、図１４（ａ）及び（ｂ）に示した単位セル構造を無線ＬＡＮ周波数帯の２．４ＧＨｚでＥＢＧとして動作するよう設計すると、そのサイズ（基板上の面積）は、２．２ｍｍ×２．５ｍｍとすることができる。なお、基板は、上述の各構成例と同様に、一般的な４層構造のＦＲ−４基板としている。

また、図１３（ａ）及び（ｂ）の例と同様に、図１４（ａ）及び（ｂ）の構造体においても、導体ビアとしてコア層の内層ビアのみを用いて単位セル構造を構成することができるため、製造コストを削減することができる。さらに、図１１（ａ）及び（ｂ）に示した貫通ビアを用いる単位セル構造と比較すると、両端が開放端の構造では、基板における回路部品の実装面積を狭めることがなくなる。

図１４（ｃ）に、図１４（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を図５（ａ）及び（ｂ）に示すように信号線下に配置した時の、信号線をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。なお、信号線幅、グランド導体幅、基板厚は図５（ａ）及び（ｂ）に係る説明で用いられたものと同様であるものとした。図１４（ｃ）から、図１４（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造においても、２．４ＧＨｚ帯で透過係数Ｓ２１が約−１０ｄＢと、信号線を伝播する電磁波が充分に減衰することが分かる。

なお、図１４（ａ）及び（ｂ）に示す単位セル構造においても、導体１４０７の開放端部から導体１４０６の開放端部に向かう方向において、各導体の回転方向を同じとすることにより、さらなる小型化を図ることができる。また、図１４（ａ）及び（ｂ）の構造は、複数の単位セル構造を並べて用いることで、減衰量を大きくすることができる。また、その時、単位セル構造の配置間隔を、所望の遮断周波数帯の電磁波が信号線を伝播する時の電気長λの約１／４の長さとすることで、良好な通過域特性および遮断特性を得ることができる。さらに、図１４（ａ）及び（ｂ）の構造は、導体プレーン間においても、所望の周波数帯の電磁波を遮断することができる。

なお、図１４（ａ）及び（ｂ）の構成において、線長を長くするために、上述の導体１４０３〜１４１０の少なくともいずれかを、例えばスパイラル状又はメアンダ形状などの曲線形状としてもよい。

（単位セル構造と信号線又はグランド導体との電磁的結合による特性の変化）
続いて、図１３（ａ）及び（ｂ）又は図１４（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造と、信号線又はグランド導体との間に生じる電磁的な結合による、透過係数Ｓ２１の変化について説明する。

まず、図５（ａ）及び（ｂ）の構成において、図１３（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造１３０１と信号線及びグランド導体との距離を変化させた時の電磁波の伝搬遮断特性について述べる。図１５（ａ）に、図５（ａ）及び（ｂ）をＸ軸方向からみた場合の、単位セル構造１３０１と信号線５０１及びグランド導体５０２との位置関係を示す。なお、図１５（ａ）では、単位セル構造１３０１と信号線５０１及びグランド導体５０２との関係性が分かるように、単位セル構造１３０１を拡大して示している。図１５（ａ）に示すように、単位セル構造１３０１のスパイラル状の導体１３０３と、信号線５０１とのＺ軸方向の距離をｇとし、スパイラル状の導体１３０４と、グランド導体５０２とのＺ軸方向の距離をｈとする。

図１５（ｂ）に、ｈを固定し、ｇを０．０６ｍｍ、０．１１ｍｍ、０．１６ｍｍと変化させた時の、信号線５０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。参照番号１５０１〜１５０３が付された曲線は、それぞれ、ｇが０．０６ｍｍ、０．１１ｍｍ、０．１６ｍｍの場合の解析結果である。図１５（ｂ）から、単位セル構造１３０１のスパイラル状の導体１３０３と信号線５０１との距離ｇが小さいほど、電磁波の減衰量が大きいことが分かる。これは、単位セル構造１３０１のスパイラル状の導体１３０３と、信号線５０１との間に生じる電磁的な結合が関係していると考えられる。すなわち、単位セル構造１３０１のスパイラル状の導体１３０３と信号線５０１の間に生じる電磁的な結合が強いほど、大きな電磁波の減衰量を得ることができる。一般的に、２つの導体間の距離が短いほど、その２つの導体間の電磁的な結合が強くなる。すなわち、ここでは、導体１３０３と信号線５０１の距離ｇが短いほど、導体１３０３と信号線５０１の間に生じる電磁的な結合が強くなるため、電磁波の減衰量も大きくなる。なお、ここでは、スパイラル状の導体１３０４の位置は変えずに、スパイラル状の導体１３０３の位置をＺ軸方向に変化させることによって、図１５（ａ）のｇを変化させているため、ｇの長さに応じて導体ビアの長さが変化する。

次に、図１５（ｃ）に、ｇを固定し、ｈを０．０６ｍｍ、０．１１ｍｍ、０．１６ｍｍと変化させた時の、信号線５０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。参照番号１５０４〜１５０６が付された曲線は、それぞれ、ｈが０．０６ｍｍ、０．１１ｍｍ、０．１６ｍｍの場合の解析結果である。図１５（ｃ）から、単位セル構造１３０１のスパイラル状の導体１３０４とグランド導体５０２との距離ｈが小さいほど、電磁波の減衰量が大きいことが分かる。これは、単位セル構造１３０１のスパイラル状の導体１３０４と、グランド導体５０２との間に生じる電磁的な結合が関係していると考えられる。すなわち、単位セル構造１３０１のスパイラル状の導体１３０４と、グランド導体５０２の間に生じる電磁的な結合が強いほど大きな電磁波の減衰量を得ることができる。すなわち、ここでは、導体１３０４とグランド導体５０２の距離ｈが短いほど、導体１３０４とグランド導体５０２との間に生じる電磁的な結合が強くなるため、電磁波の減衰量も大きくなる。なお、図１５（ａ）のｇの長さを変化させた時と同様に、スパイラル状の導体１３０３の位置は変えずに、スパイラル状の導体１３０４の位置をＺ軸方向に変化させることで、図１５（ａ）のｈを変化させているため、ｈの長さに応じて導体ビアの長さが変化する。

続いて、図５（ａ）及び（ｂ）の構成において、図１４（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造１４０１と信号線及びグランド導体との距離を変化させた時の電磁波の伝搬遮断特性について述べる。図１６（ａ）に、図５（ａ）及び（ｂ）をＸ軸方向からみた場合の、単位セル構造１４０１と信号線５０１及びグランド導体５０２との位置関係を示す。なお、図１６（ａ）では、単位セル構造１４０１と信号線５０１及びグランド導体５０２との関係性が分かるように、単位セル構造１４０１を拡大して示している。図１６（ａ）に示すように、単位セル構造１４０１と信号線５０１とのＺ軸方向の距離をｉとし、単位セル構造１４０１とグランド導体５０２とのＺ軸方向の距離をｊとする。

図１６（ｂ）に、ｊを固定し、ｉを０．０６ｍｍ、０．１１ｍｍ、０．１６ｍｍと変化させた時の、信号線５０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。参照番号１６０１〜１６０３が付された曲線は、それぞれ、ｉが０．０６ｍｍ、０．１１ｍｍ、０．１６ｍｍの場合の解析結果である。図１６（ｂ）から、単位セル構造１４０１と信号線５０１との距離ｇが小さいほど電磁波の減衰量が大きいことが分かる。これは、単位セル構造１３０１を信号線下に配置した時と同様、単位セル構造１４０１と信号線５０１との間に生じる電磁的な結合が関係していると考えられる。すなわち、単位セル構造１４０１と信号線５０１との間に生じる電磁的な結合が強いほど、大きな電磁波の減衰量を得ることができる。

次に、図１６（ｃ）に、ｉを固定し、ｊを０．０６ｍｍ、０．１６ｍｍ、０．２１ｍｍと変化させた時の、信号線５０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。参照番号１６０４〜１６０６が付された曲線は、それぞれ、ｊが０．０６ｍｍ、０．１６ｍｍ、０．２１ｍｍの場合の解析結果である。図１６（ｃ）から、単位セル構造１４０１とグランド導体５０２との距離ｊが小さいほど電磁波の減衰量が大きいことが分かる。これは、単位セル構造１３０１を信号線下に配置した時と同様、単位セル構造１４０１とグランド導体５０２との間に生じる電磁的な結合が関係していると考えられる。すなわち、単位セル構造１４０１とグランド導体５０２の間に生じる電磁的な結合が強いほど、大きな電磁波の減衰量を得ることができる。

なお、図１５（ａ）のｇ又はｈの長さを変化させた時と同様に、線状導体の位置をＺ軸方向に変化させることで、図１６（ａ）のｉ又はｊを変化させているため、ｉ又はｊの長さに応じて導体ビアの長さが変化する。なお、図１６（ｂ）又は図１６（ｃ）において、ｉ又はｊを大きくするのに従い、遮断周波数が高域に変化するのは、単位セル構造１４０１の導体ビアが短くなることが影響している。導体ビアが短くなることにより、単位セル構造自体の導体長も短くなり、より高域で共振周波数を有することとなり、これに応じて遮断周波数が高域に変化していると考えられる。

以上のように、図１３（ａ）及び（ｂ）又は図１４（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造１３０１又は１４０１は、信号線５０１又はグランド導体５０２との距離を短くすることによって、電磁的な結合を強くして、電磁波の減衰量を大きくすることができる。

なお、ここでは、１つの層に構成された導体部の全体をＺ軸方向に移動させて、信号線又はグランド導体との距離を短くし、電磁波の減衰量を大きくした。しかしながら、各層に構成された導体の一部をＺ軸方向に移動させて、その一部についてのみ信号線およびグランド導体との距離を短くしても同様の効果を得ることができる。

＜＜構成例５＞＞
上述の構成例１〜４では、互いに平行な、信号線が配置される面とグランド導体が配置される面との間に単位セル構造を形成する線状導体を配置し、信号線を伝播する１つの周波数帯の電磁波を減衰させる、シングルバンドのＥＢＧ構造について説明した。本構成例では、上述のＥＢＧ構造の原理を用いて、信号線を伝播する複数の周波数帯の電磁波を減衰させるマルチバンドのＥＢＧ構造について説明する。

図１７（ａ）及び（ｂ）は、本構成例に係るデュアルバンドＥＢＧ構造の単位セルの構成例を示す図である。本構成例では、導体の一端がグランドに接続し、もう一端が開放端の構造体において、２つの層にパターン導体を複数構成し、導体ビアを用いて２つの層のパターン導体を交互かつ直列に接続することで、ヘリカル形状の線状導体を構成している。図１７（ａ）は、デュアルバンドＥＢＧ構造の単位セルを４層プリント基板に構成した概略図であり、図１７（ｂ）は、図１７（ａ）の単位セル構造のＹ−Ｚ平面の断面図である。単位セル構造１７０１は、グランド導体１７０２と導体１７０３〜１７０９、ビア１７１０〜１７１５、及び誘電体１７１６を含んで構成される。

単位セル構造１７０１では、ビア１７１０、導体１７０３、及びビア１７１４が順に接続され、ビア１７１４から導体１７０７及び導体１７０８が分岐する。そして、導体１７０７から、ビア１７１１、導体１７０４、ビア１７１５、導体１７０９、ビア１７１３、及び導体１７０６が順に直列に接続される。また、導体１７０８から、ビア１７１２、導体１７０５が順に直列に接続される。

このＥＢＧ構造では、ビア１７１０、導体１７０３、ビア１７１４、導体１７０７、ビア１７１１、導体１７０４、ビア１７１５、導体１７０９、ビア１７１３、及び導体１７０６が第１の周波数での電磁波の遮断に寄与する。そして、ビア１７１０、導体１７０３、ビア１７１４、導体１７０８、ビア１７１２、導体１７０５が、第２の周波数での電磁波の遮断に寄与する。以下では、第１の周波数と第２の周波数の両方の周波数の電磁波の遮断に寄与するビア１７１０、導体１７０３、ビア１７１４を、共通導体部とする。なお、共通導体部は必ずしも存在する必要はない。すなわち、例えばビア１７１０、導体１７０３、ビア１７１４を省略し、それに代えて、導体１７０７及び１７０８が分岐する点をグランド導体１７０２に接続するようにしてもよい。ただし、この場合、それぞれの導体長を長く確保するための工夫が要求される。

図１１（ａ）及び（ｂ）のシングルバンドＥＢＧ構造の単位セル構造１１０１を用いて複数周波数の電磁波を遮断するためには、複数個の単位セル構造を信号線下に配置する必要がある。また、図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造は、導体ビア１１０８を用いており、導体ビア１１０８やそのビアランドにより、基板の最上層部と最下層部における部品の実装面積を狭める。すなわち、単位セル構造１１０１を用いて複数の周波数の電磁波を遮断する際、複数の貫通ビアが基板に配置され、基板の最上層部と最下層部の部品実装面積を狭めてしまう。

一方、図１７（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造１７０１では、ビア１７１０が共通導体部であるため、１つの貫通ビアのみを含んで構成されている。このため、図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を複数並べた場合と比べ、図１７（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造１７０１を用いることにより、基板の最上層部と最下層部における部品実装面積を狭めることがない。また、図１７（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造１７０１は、共通導体部を有するため、図１１（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造１１０１を複数配置するより、単位セル構造１７０１を１つ配置する方が、ＥＢＧ全体としての占有体積は小さくてすむ。なお、図１７（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を無線ＬＡＮ周波数帯の２．４ＧＨｚと５ＧＨｚでＥＢＧとして動作するように設計すると、そのサイズ（専有面積）は２ｍｍ×１．８５ｍｍとすることができる。なお、基板は、上述の各構成例と同様に、一般的な４層構造のＦＲ−４基板としている。

図１７（ｃ）に、図１７（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を、図５（ａ）及び（ｂ）と同様に信号線下に配置した時の、信号線をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。なお、信号線幅、グランド導体幅、基板厚は、図５（ａ）及び（ｂ）に関連して説明した値と同様である。図１７（ｃ）から、図１７（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造において、信号線を伝播する電磁波は、２．４ＧＨｚ帯及び５ＧＨｚで、それぞれ透過係数Ｓ２１が約−１５ｄＢ及び約−１０ｄＢとなっており、充分にこれらの周波数の電磁波が減衰することが分かる。

なお、図１７（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造においても、導体の回転方向を同一方向とすることにより、逆方向とするよりも小型化を達成できる。また、複数の単位セル構造を併設することにより、減衰量を大きくすることができ、その際に単位セル構造の間隔を、所望の周波数帯の約λ／４に調整することで、良好な通過域特性および遮断特性を得ることができる。また、図１７（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造によって、導体プレーン間においても、所望の周波数帯の電磁波を遮断することが可能である。

なお、図１７（ａ）及び（ｂ）の構成において、線長を長くするために、上述の導体１７０３〜１７０９の少なくともいずれかを、例えばスパイラル状又はメアンダ形状などの曲線形状としてもよい。さらに、図１７（ａ）及び（ｂ）の構成では、共通導体部から２つの共通でない導体部に分岐して２つの周波数を遮断周波数としたが、２つより多くの周波数を遮断周波数とするために、３つ以上の共通でない導体部に分岐してもよい。なお、３つ以上の共通でない導体部に分岐させる場合、例えば、図１７（ａ）のビア１７１４から３つ以上に分岐させてもよいし、図１７（ａ）のビア１７１４からは２つにのみ分岐させてビア１７１５においてさらに２つに分岐させてもよい。すなわち、共通導体部の端点においてのみならず、少なくとも一部の周波数に寄与しない導体部において分岐がなされてもよい。

なお、ここでは、導体の一端がグランドに接続し、もう一端が開放端であるヘリカル形状のデュアルバンドＥＢＧの単位セル構造１７０１について説明したが、ヘリカル形状でない形状であっても、デュアルバンドＥＢＧの単位セル構造を構成することはできる。図１８に、そのようなデュアルバンドＥＢＧの単位セル構造の構成例を示す。

単位セル構造１８０１は、グランド導体１８０２とスパイラル状の導体１８０３〜１８０５、及び、導体ビア１８０６並びに１８０７を含んで構成される。また、単位セル構造１８０１は誘電体１８０８内に構成される。グランド導体１８０２に接続されたスパイラル状の導体１８０５に導体ビア１８０６が接続され、導体ビア１８０６からスパイラル状の導体１８０４と導体ビア１８０７が分岐し、導体ビア１８０７はスパイラル状の導体１８０３と接続される。なお、図１８では、導体１８０５は、グランド導体１８０２と同じ層に形成される。しかしながら、導体１８０５は、グランド導体１８０２と異なる層に配置され、グランド導体１８０２と導体ビアで接続されて構成されてもよい。また、導体１８０５は必ずしも存在しなくてもよい。すなわち、複数のスパイラル形状の導体１８０３及び１８０４が導体ビア１８０７で接続され、かつ、導体ビア１８０７がグランド導体１８０２に接続するように構成されてもよい。この場合、各スパイラル形状の導体は、共通導体部が存在しないため、より長い導体長が要求される。

図１８のデュアルバンドのＥＢＧ構造は、スパイラル状の導体１８０５、導体ビア１８０６、導体ビア１８０７、及びスパイラル状の導体１８０３が第１の周波数での電磁波の遮断に寄与する。また、スパイラル状の導体１８０５、導体ビア１８０６、及びスパイラル状の導体１８０４が第２の周波数での電磁波の遮断に寄与する。以下では、第１の周波数と第２の周波数の両方の電磁波の遮断に寄与しているスパイラル状の導体１８０５及び導体ビア１８０６を共通導体部とする。

共通導体部の線長を長くすることにより、導体１８０３及び導体１８０４の線長を短くすることができ、単位セル構造を小型化することが可能となる。図１８の例では、共通導体部の線長を確保して単位セル構造の小型化を実現するため、導体１８０５をスパイラル形状としている。同様に、導体１８０３及び導体１８０４も、スパイラル形状とすることにより、実装面積を小さく抑えることができる。なお、導体１８０３〜１８０５のスパイラル形状を、メアンダ形状等の他の曲線形状に置き換えても、同様の効果を得ることができる。図１８の単位セル構造を、無線ＬＡＮ周波数帯の２．４ＧＨｚと５ＧＨｚでＥＢＧとして動作するように設計すると、そのサイズは、１．９ｍｍ×１．９ｍｍとすることができる。なお、このときの基板は、一般的なＦＲ−４基板である。

図１９（ａ）及び（ｂ）は、単位セル構造１８０１を、信号線に伝播する電磁波を遮断するのに用いる際の構成例を示す図である。図１９（ａ）は、信号線と単位セル構造１８０１との構成を示した概略図であり、図１９（ｂ）は図１９（ａ）の断面図である。単位セル構造１８０１は誘電体１８０８内に構成される。なお、信号線幅、グランド導体幅、基板厚は、図５（ａ）及び（ｂ）に関連して説明した値と同様である。

図１９（ａ）及び（ｂ）では、信号線１９０１が、スパイラル状の導体１８０３と１８０４の間の層に配置されている。これは、信号線１９０１とスパイラル状の導体１８０３及び１８０４の双方との電磁的な結合を強くするためである。上述のように、信号線と単位セル構造の結合を強くすることで、ＥＢＧ構造の電磁波の減衰量を大きくすることができる。なお、導体１８０３と導体１８０４との間の層に信号線を配置しなければならないわけではなく、導体１８０３の上の層、又は導体１８０４と導体１８０５との間の層に信号線が配置されてもよい。

図１９（ｃ）に、信号線１９０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。図１９（ｃ）から、図１８の単位セル構造において、信号線を伝播する電磁波は、２．４ＧＨｚ帯及び５ＧＨｚ帯で、それぞれ透過係数Ｓ２１が約−１５ｄＢとなっており、これらの周波数の電磁波が充分に減衰することが分かる。

なお、図１８の単位セル構造においても、導体の回転方向を同一方向とすることにより、逆方向とするよりも小型化を達成できる。また、複数の単位セル構造を併設することにより、減衰量を大きくすることができ、その際に単位セル構造の間隔を約λ／４に調整することで、良好な通過域特性および遮断特性を得ることができる。また、図１８の単位セル構造によって、導体プレーン間においても、所望の周波数帯の電磁波を遮断することが可能である。

また、図１８では、導体を２分岐することにより、電磁波を２つの周波数において遮断する構成が示されているが、導体を３つ以上に分岐して、３つ以上の周波数において電磁波を遮断するように単位セルが構成されてもよい。例えば、スパイラル形状の導体であって、導体ビア１８０７から分岐する導体を、導体１８０３及び１８０４の間の層に形成することによって、このような単位セルが構成されうる。

＜＜構成例６＞＞
上述の各構成例は、信号線が配置される平面とグランド導体が配置される平面との間に、一端または両端が開放端である導体を配置するＥＢＧの単位セル構造について説明した。これに対して、本構成例では、信号線が配置される第１の平面と、その第１の平面と平行なグランド導体が配置される第２の平面との間に、両端がグランド導体に接続されるＥＢＧ構造を配置する。このような構造により、導体の導体長がλ／２である時に、電気長がλの電磁波の伝搬が阻止される。

図２０（ａ）及び（ｂ）は、本構成例に係るＥＢＧ構造の単位セル構造を示す図である。図２０（ａ）は、ＥＢＧ構造の単位セルを４層プリント基板に構成した概略図であり、図２０（ｂ）は、図２０（ａ）の単位セル構造のＹ−Ｚ平面の断面図である。単位セル構造２００１は、グランド導体２００２、スパイラル状の導体２００３並びに２００４、及び導体ビア２００５〜２００７を含んで構成される。また単位セル構造２００１は、誘電体２００８内に構成される。グランド導体２００２は導体ビア２００５を介してスパイラル導体２００３と、スパイラル導体２００３は導体ビア２００６を介してスパイラル導体２００４と、スパイラル導体２００４は導体ビア２００７を介してグランド導体２００２と、それぞれ接続される。

このように、本構成例では、複数層にスパイラル状の導体を配置し、各スパイラル状の導体の端部を導体ビアで接続することで、小さな体積中に長い線長を確保する導体を構成することができる。この結果、所定の周波数を遮断するのに要求される線長を確保しながら、ＥＢＧ構造を小型化することができる。例えば、図２０（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を無線ＬＡＮ周波数帯の２．４ＧＨｚでＥＢＧとして動作するように設計すると、そのサイズは、２．６ｍｍ×２．６ｍｍとすることができる。なお、このときの基板は、上述の各構成例と同様に、一般的な４層構造のＦＲ−４基板としている。

図２０（ｃ）に、図２０（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造を図５（ａ）及び（ｂ）と同様に信号線下に配置した時の、信号線をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。なお、信号線幅、グランド導体幅、基板厚は、図５（ａ）及び（ｂ）に関連して説明した値と同様である。図２０（ｃ）から、図２０（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造においても、信号線を伝播する電磁波は、２．４ＧＨｚ帯で透過係数Ｓ２１が約−１９ｄＢとなっており、充分に電磁波が減衰することが分かる。

図２１（ａ）及び（ｂ）に、本構成例に係る別のＥＢＧ構造の概略図と拡大断面図を示す。図２１（ａ）の構造では、図２０（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造が、図５（ａ）及び（ｂ）と同様に信号線２１０１の下に配置される。さらに、図２１（ａ）の構造では、スパイラル導体２００３が配置される第２の層とスパイラル導体２００４が配置される第３の層との間に導体２１０３が配置され、その導体２１０３とグランド導体２１０２とが多数の導体ビア２１０４で接続される。図２１（ｂ）は、ＥＢＧ構造を拡大した断面図である。

一般的な電子回路基板は複数の層から構成されている。そのような基板を設計する際、ノイズ耐性のある基板にするため、グランド導体を複数の層に配置し、それぞれを導体ビアで接続することがある。この場合、図２１（ａ）及び（ｂ）のように、ＥＢＧ構造の一部であるスパイラル導体２００４及び２００５の間にグランド導体が配置されることが考えられる。

図２１（ｃ）に、信号線２１０１をＹ軸方向に伝播する電磁波の透過係数（Ｓ２１）の解析結果を示す。なお、信号線幅、グランド導体幅、基板厚は、図５（ａ）及び（ｂ）に関連して説明した値と同様である。図２１（ｃ）から、図２０（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造において、信号線を伝播する電磁波は、２．４ＧＨｚ帯で透過係数Ｓ２１が約−６ｄＢとなっており、十分に電磁波が減衰することが分かる。

図２０（ｃ）と図２１（ｃ）の透過係数Ｓ２１が最も低くなる周波数を比較すると、図２０（ｃ）ではその周波数は２．４７ＧＨｚであり、図２１（ｃ）ではその周波数は２．４５ＧＨｚである。すなわち、スパイラル導体２００４及び２００５の間にグランド導体が配置されても、遮断周波数には変化がほとんどないことが分かる。これは、図２０（ａ）及び（ｂ）のＥＢＧ構造が、周囲の近傍に配置された導体の影響を受けにくい構造であることを示している。すなわち、ＥＢＧ構造の近傍に導体が配置されても遮断周波数が変化しないため、基板に図２０（ａ）及び（ｂ）のＥＢＧ構造を設計する際、周囲の導体配置を厳密に考慮することなく設計することができる。

なお、図２０（ａ）及び（ｂ）に示す単位セル構造においても、単位セル構造と信号線との位置関係を調整することによって結合を強くして、さらなる小型化をすることができる。両端がグランド導体に接続される単位セル構造の場合の一次共振時の電界分布を考えると、単位セル構造の中点の位置で最も電界が集中する。そのため、単位セル構造の中点を信号線に近接させることで、小型化を実現することができる。

さらに、図２０（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造において、導体の回転方向を同一方向とすることにより、逆方向とするよりも小型化を達成できる。また、複数の単位セル構造を併設することにより、減衰量を大きくすることができ、その際に単位セル構造の間隔を約λ／４に調整することで、良好な通過域特性および遮断特性を得ることができる。また、図２０（ａ）及び（ｂ）の単位セル構造によって、導体プレーン間においても、所望の周波数帯の電磁波を遮断することが可能である。

なお、上述の構成例は、線状導体の両端部がグランド部に接続され、かつ導体長がλ／２である時に、電気長がλの電磁波の伝搬が阻止されるものであるため、上述の具体的な構成例以外の形状でも同様の効果を得ることができる。例えば、図１４（ａ）に示すようなヘリカル構造において、両端部を導体ビアでグランド導体と接続するようにしても、同様の効果を得ることができる。

なお、上述の各構成例では、ＥＢＧ構造が、無線ＬＡＮ周波数帯である２．４ＧＨｚ帯（場合によっては更に５ＧＨｚ帯）における電磁波を遮断するように設計されているが、遮断しようとしている電磁波の周波数帯に合わせた設計が可能である。すなわち、上述の各構成例は、信号線とグランド導体とが形成される基板の表面と裏面とを除く他の複数の層に導体を配置して、それぞれを端部で接続することにより、曲線形状の導体を形成して線長を延長するものである。そして、遮断周波数は、この線長に応じて定まる。したがって、遮断周波数に応じて、上述の各構成例のようにして線長を延長し、又は例えば上述の各構成例において導体の長さを短縮し、又は導体ビアの長さを調整することにより、所望の遮断周波数を得ることが可能となる。

また、上述の各構成例では、ＥＢＧ構造を誘電体基板内に形成するものとしたが、必ずしも誘電体基板内に構成される必要はない。例えば、セラミック等の高誘電体部材内で上述のＥＢＧ構造が構成されてもよい。また、上述の各構成例では、信号線としてマイクロストリップ線路のような伝送線路が用いられる例について説明したが、信号を伝送する線路であれば、導体波管やコプレーナ線路やストリップ線路など他の線路が用いられてもよい。また、上述の各構成例では、信号線下に単位セル構造を配置して、電磁波を遮断しているが、信号線にクリアランスなどを設けて、単位セル構造と電気的に導通しない限りにおいて、ＥＢＧ構造の内層部に信号線が配置されてもよい。すなわち、図４を例にとると、導体４０３と導体４０４との間の層に信号線が配置されてもよい。

４０１：単位セル構造、４０２：グランド導体、４０３及び４０４：線状導体、４０５及び４０６：導体ビア、４０７：誘電体基板

Claims (30)

1. 少なくとも１つの周波数帯において電磁波の伝播を遮断する構造体であって、
   電子回路部品が実装される基板であって第１の導体が形成される第１の層と第２の導体が形成される第２の層とを含む基板において、前記第１の層と異なる複数の相異なる層にそれぞれ配置される線状の第３の導体と、
   前記第３の導体のうちの１つの導体の端部の１つを、前記第３の導体のうちの別の１つの導体の端部の１つと接続する少なくとも１つの第４の導体と、
   を含む構造体と、
   信号線を形成する前記第１の導体と、
   グランドを形成する前記第２の導体と、
   を有することを特徴とする電子回路。
2. 前記第３の導体のうちの少なくとも１つは曲線形状を有し、
   前記第３の導体のうちの１つの導体の１つの端部は開放端である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電子回路。
3. 前記第３の導体のうちの前記開放端を含む導体は、当該第３の導体のうちの他の導体と比べて、前記第１の層に近い層に配置される、
   ことを特徴とする請求項２に記載の電子回路。
4. 前記第３の導体のうちの１つの導体の１つの端部が前記第２の導体に接続される、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電子回路。
5. 前記第３の導体は、いずれも、前記第２の層と前記第１の層との間の層に形成される、
   ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電子回路。
6. 前記第３の導体のうちの前記第２の導体に接続される導体は、前記第２の層に形成される、
   ことを特徴とする請求項４に記載の電子回路。
7. 前記第４の導体は、前記第３の導体が直列に接続されて１つの線状の導体となるように、当該第３の導体のそれぞれを互いに接続する、
   ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の電子回路。
8. 前記第４の導体は、前記第３の導体のうちの相異なる２つの導体のそれぞれの端部の１つを、共に、前記第３の導体のうちの別の１つの導体の端部の１つと接続する、
   ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の電子回路。
9. 前記第１の層が、前記第３の導体のうちの前記相異なる２つの導体が形成される２つの層の間の層となるように、当該相異なる２つの導体が形成される、
   ことを特徴とする請求項８に記載の電子回路。
10. 前記第３の導体のうちの２つの導体は、電流が流れたときに形成される磁界を互いに強めあう方向で配置される、
    ことを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の電子回路。
11. 前記第３の導体は、スパイラル形状またはメアンダ形状である、
    ことを特徴とする請求項１から１０のいずれか１項に記載の電子回路。
12. 少なくとも１つの周波数帯において電磁波の伝播を遮断する構造体であって、
    電子回路部品が実装される基板であって第１の導体が形成される第１の層と第２の導体が形成される第２の層とを含む基板において、前記第１の層と異なる第３の層に配置される複数の第３の導体と、
    前記第１の層および前記第３の層と異なる第４の層に配置される少なくとも１つの第４の導体と、
    前記複数の第３の導体のうちの１つの導体の端部の１つを前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の端部の１つと接続し、前記複数の第３の導体のうちの別の１つの導体の端部の１つを前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の端部の別の１つと接続する、複数の第５の導体と、
    を含む構造体と、
    信号線を形成する前記第１の導体と、
    グランドを形成する前記第２の導体と、
    を有することを特徴とする電子回路。
13. 前記複数の第３の導体のうちの１つの導体または前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の、１つの端部は開放端である、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の電子回路。
14. 前記複数の第３の導体のうちの１つの導体が前記開放端を含む場合、当該複数の第３の導体のうちの当該１つの導体が前記第４の導体より前記第１の層に近い層に配置され、
    前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体が前記開放端を含む場合、当該少なくとも１つの第４の導体のうちの当該１つの導体が前記第３の導体より前記第１の層に近い層に配置される、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の電子回路。
15. 前記複数の第３の導体のうちの１つの導体または前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の、１つの端部が前記第２の導体に接続される、
    ことを特徴とする請求項１２から１４のいずれか１項に記載の電子回路。
16. 前記複数の第３の導体および前記少なくとも１つの第４の導体は、いずれも、前記第２の層と前記第１の層との間の層に形成される、
    ことを特徴とする請求項１２から１５のいずれか１項に記載の電子回路。
17. 前記複数の第３の導体および前記少なくとも１つの第４の導体のうちの前記第２の導体に接続される導体は、前記第２の層に形成される、
    ことを特徴とする請求項１５に記載の電子回路。
18. 前記第５の導体は、前記複数の第３の導体と前記少なくとも１つの第４の導体が交互かつ直列に接続されて１つの線状の導体となるように、当該複数の第３の導体と前記少なくとも１つの第４の導体とを接続する、
    ことを特徴とする請求項１２から１７のいずれか１項に記載の電子回路。
19. 前記１つの線状の導体はヘリカル形状を有する、
    ことを特徴とする請求項１８に記載の電子回路。
20. 前記第５の導体は、前記複数の第３の導体のうちの相異なる２つの導体のそれぞれの端部の１つを、共に、前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の端部の１つと接続する、
    ことを特徴とする請求項１２から１７のいずれか１項に記載の電子回路。
21. 前記複数の第３の導体のうちの前記相異なる２つの導体は、共に接続される前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の端部の１つを除いて導通しない、
    ことを特徴とする請求項２０に記載の電子回路。
22. 前記複数の第３の導体のうちの前記相異なる２つの導体の少なくともいずれかは、その端部が開放端であり、又は、さらに前記少なくとも１つの第４の導体のうちの別の１つの導体を含む導体と接続され、当該少なくとも１つの第４の導体のうちの当該別の１つの導体を含む導体は開放端を含む、
    ことを特徴とする請求項２１に記載の電子回路。
23. 前記第５の導体は、前記複数の第３の導体と前記少なくとも１つの第４の導体とを、それらの少なくとも一部において電流が流れたときに形成される磁界を互いに強めあうように接続する、
    ことを特徴とする請求項１２から２２のいずれか１項に記載の電子回路。
24. 前記第１の導体に沿って配置される複数の前記構造体を含み、
    複数の前記構造体は、複数の前記構造体のうちの１つの構造体と別の１つの構造体との距離が、遮断する周波数における電磁波の電気長の１／４となる位置に配置される、
    ことを特徴とする請求項１２から２３のいずれか１項に記載の電子回路。
25. 前記第１の導体は、伝送線路または平板状の導体である、
    ことを特徴とする請求項１２から２４のいずれか１項に記載の電子回路。
26. 少なくとも１つの周波数帯において電磁波の伝播を遮断する構造体であって、
    電子回路部品が実装される基板であって第１の導体が形成される第１の層と第２の導体が形成される第２の層とを含む基板において、前記第１の層と異なる第３の層に配置される複数の第３の導体と、
    前記第１の層および前記第３の層と異なる第４の層に配置される少なくとも１つの第４の導体と、
    前記複数の第３の導体のうちの１つの導体の端部の１つを前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の端部の１つと接続し、前記複数の第３の導体のうちの別の１つの導体の端部の１つを前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の端部の別の１つと接続する、複数の第５の導体と、
    を含み、
    前記複数の第３の導体のうちの１つの導体または前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の、１つの端部は開放端である、
    ことを特徴とする構造体。
27. 前記複数の第３の導体のうちの１つの導体が前記開放端を含む場合、当該複数の第３の導体のうちの当該１つの導体が前記第４の導体より前記第１の層に近い層に配置され、
    前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体が前記開放端を含む場合、当該少なくとも１つの第４の導体のうちの当該１つの導体が前記第３の導体より前記第１の層に近い層に配置される、
    ことを特徴とする請求項２６に記載の構造体。
28. 前記第５の導体は、前記複数の第３の導体のうちの相異なる２つの導体のそれぞれの端部の１つを、共に、前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の端部の１つと接続する、
    ことを特徴とする請求項２６又は２７に記載の構造体。
29. 前記複数の第３の導体のうちの前記相異なる２つの導体は、共に接続される前記少なくとも１つの第４の導体のうちの１つの導体の端部の１つを除いて導通しない、
    ことを特徴とする請求項２８に記載の構造体。
30. 前記複数の第３の導体のうちの前記相異なる２つの導体の少なくともいずれかは、その端部が開放端であり、又は、さらに前記少なくとも１つの第４の導体のうちの別の１つの導体を含む導体と接続され、当該少なくとも１つの第４の導体のうちの当該別の１つの導体を含む導体は開放端を含む、
    ことを特徴とする請求項２９に記載の構造体。

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