JP7055006B2

JP7055006B2 - 分岐回路

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Description

本発明は、分岐ごとに伝搬する電磁波の周波数が異なる分岐回路に関する。

無線通信装置において、複数の周波数帯を用いる無線通信のために１本のアンテナを共用する場合がある。この場合、アンテナに接続される伝送線路は分岐され、それぞれの分岐路が、第一の周波数帯での無線通信用の第一の送受信回路部と、第二の周波数帯での無線通信用の第二の送受信回路部とに接続される。この構成において、１つの送受信回路部が出力した電磁波が別の送受信回路部に流入すると、その別の送受信回路部による無線通信の妨害や回路の破壊を招きうる。これに対して、複数の経路の各々において、所望の周波数帯の信号は通過させ、異なる周波数帯の無線通信の送信波を通過させない（反射または減衰させる）ダイプレクサ等の分岐回路が適用可能である。特許文献１には、このような特性を実現するために、それぞれの伝送線路に所望の周波数帯の信号を通過させるフィルタ素子を配置する手法が記載されている。

特開２０１６－１５７４０号公報

一般に、電子機器は小型化が要求されるため、電子機器の電子回路基板にも小型化が要求される。また、電子回路基板の小型化のためには、その基板に実装される部品、回路パターン等の小型化も要求されることとなる。また、このような電子機器の小型化の際に高コスト化しないようにすることが重要である。この点、特許文献１のように分岐した線路上にチップフィルタ等の部品を追加する構成は、部品自体を小型化することによって回路を小型化することは可能であるが、高コスト化しやすいという課題があった。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、分岐ごとに異なる特性を有する小型の分岐回路を低コストで提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る分岐回路は、所定の分岐点から少なくとも２つに分岐した第一の導体と第二の導体と、第一の点で前記第一の導体に接続される第一のスタブと、第二の点で前記第二の導体に接続される第二のスタブと、第三の点で前記第一の導体に接続され、高調波の伝搬を抑制する第三のスタブと、前記分岐回路に対する電磁波の入力と出力との少なくとも何れかが行われるポートと、前記ポートと前記所定の分岐点とを接続し、高調波を阻止するフィルタを含んだ第三の導体と、を有し、前記第一の点は、前記第一の導体のうちの前記所定の分岐点と前記第一の点との間の部分の長さが、前記第一のスタブの特性に応じて定められる第一の長さとなる点であり、前記第二の点は、前記第二の導体のうちの前記所定の分岐点と前記第二の点との間の部分の長さが、前記第二のスタブの特性に応じて定められる、前記第一の長さと異なる第二の長さとなる点であり、前記第一の点が、前記フィルタと前記第三の点とに挟まれる位置となるように前記第一のスタブおよび前記第三のスタブが前記第一の導体に接続され、前記第一のスタブと前記第二のスタブとの少なくとも何れかは、線状の導体部分を含み、前記線状の導体部分のうち、前記第一の導体または前記第二の導体に接続される端部を含む第一の部分は第一の幅を有し、当該第一の部分と異なる第二の部分は前記第一の幅と異なる第二の幅を有する、ことを特徴とする。

本発明によれば、分岐ごとに異なる特性を有する小型の分岐回路を低コストで提供することができる。

帯域阻止フィルタの第１の構成例と特性を示す図である。帯域阻止フィルタの第１の構成例と特性を示す図である。帯域阻止フィルタの第２の構成例と特性を示す図である。帯域阻止フィルタの第２の構成例と特性を示す図である。帯域阻止フィルタの第３の構成例と特性を示す図である。帯域阻止フィルタの第３の構成例と特性を示す図である。帯域阻止フィルタの第４の構成例と特性を示す図である。帯域阻止フィルタが構成される基板の断面図である。帯域阻止フィルタの第５の構成例と特性を示す図である。帯域阻止フィルタの第５の構成例と特性を示す図である。帯域阻止フィルタの第５の構成例と特性を示す図である。無線通信装置内の分岐回路の構成の一例を示す図である。第二の導体に接続されるスタブの構成例と特性を示す図である。第一の導体に接続されるスタブの構成例と特性を示す図である。分岐回路の第１の構成例と特性を示す図である。分岐回路の第２の構成例と特性を示す図である。分岐回路の第３の構成例と特性を示す図である。分岐回路の第４の構成例と特性を示す図である。高調波の伝搬を阻止するための帯域阻止フィルタの構成例と特性を示す図である。分岐回路の第３および第４の構成例に係る低域通過フィルタの構成例と特性を示す図である。分岐回路の第３および第４の構成例に係る低域通過フィルタの構成例と特性を示す図である。

以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。

一般に、無線通信装置において、１本のアンテナを共用して複数の周波数帯での無線通信を行う場合、アンテナに接続される伝送線路は分岐する。そして、分岐した伝送線路が、それぞれ、無線通信機能を制御する無線ＩＣの第一の周波数帯を用いる無線通信機能の送受信回路部（第一の送受信回路部）と、第二の周波数帯を用いる無線通信機能の送受信回路部（第二の送受信回路部）とに接続される。これらの伝送線路には、送受信回路部から出力された電磁波や、アンテナによって受信された電磁波が伝搬する。なお、電磁波は、信号やノイズを含む。

上述のように、このような分岐回路では、２つ以上の送受信回路部の１つが出力した所定の周波数成分を有する電磁波が減衰されないで別の送受信回路部に入力されることを防ぐことが重要である。すなわち、このような分岐回路には、いわゆるダイプレクサのような、周波数帯ごとに電磁波を振り分ける機能が要求される。本実施形態では、このような機能を実現するために、分岐回路によって所定の分岐点から分岐した少なくとも２つの伝送線路のそれぞれに、例えば基板上の導体箔による配線として形成される、導体パターンを接続する。この導体パターンは、特定の複数の周波数の電磁波を減衰させる帯域阻止フィルタとして機能するように構成される。これによれば、チップ部品を用いる場合と比して、コストを低下させることができる。また、チップ部品の場合は、基板への実装において実装不良が発生しうるが、導体のパターンでダイプレクサの機能を実現する回路の場合はそのような不良が発生しなくなる。また、チップ部品を実装するのではなく、導体のパターンによってダイプレクサの機能を実現することにより、場合によっては、伝送線路上を伝搬する信号（電磁波）の損失を低減可能となる。

以下では、帯域阻止フィルタとして機能する導体パターンについて説明した後に、そのような帯域阻止フィルタを用いた分岐回路の構成について説明する。なお、以下で説明する帯域阻止フィルタおよびそれを用いた分岐回路では、導体基板付きコプレーナ線路（以下では「コプレーナ線路」と呼ぶ。）を用いるものとし、フィルタ及び伝送線路は、一般的な複数の層から構成される電子回路基板に実装されるものとする。なお、コプレーナ線路は、中央導体と、中央導体から所定の距離離れたグランド導体とを含んで構成されるが、以下では、これらのうち、中央導体を指して「信号線」と呼ぶ。なお、伝送線路は、コプレーナ線路以外の線路が用いられてもよい。例えば、マイクロストリップ線路、ストリップ線路、スロット線路、コプレーナストリップ線路、サスペンデッド・マイクロストリップ線路、インバーテッド・マイクロストリップ線路等が用いられてもよい。

（フィルタの構成）
まず、分岐回路に用いられる帯域阻止フィルタのいくつかの構成例について説明する。

［構成例１］
まず、図１（ａ）～図１（ｃ）を用いて、帯域阻止フィルタの一例について説明する。図１（ａ）は、帯域阻止フィルタの構成例であり、図１（ｂ）は、図１（ａ）の構造の理解を促進するために、帯域阻止フィルタの主要部分のみを取り出した図面である。図１（ａ）及び図１（ｂ）に示されるように、帯域阻止フィルタは、コプレーナ線路の信号線に導体ビアを接続し、信号線が構成される層の下層に、ビアに接続されたメアンダ形状の導体を構成することで実現される。

ここで、例えば、本構成は、図１（ａ）のように、４層構造の１層目に信号線（伝送線路）が配置され、３層目にメアンダ形状の導体が構成される。このとき、１層目には信号線のみならずグランド導体も配置されてもよい。例えば、１層目に形成される伝送線路がコプレーナ線路である場合には、線路が一定の距離を隔ててグランド導体で挟まれるように、信号線とグランド導体とが形成される。また、３層目にもメアンダ形状の導体のみならず、グランド導体も配置されうる。このとき、例えば、メアンダ形状の導体が一定の距離を隔ててグランド導体に囲まれるように、メアンダ形状の導体とグランド導体とが形成される。なお、４層構造の２層目及び４層目には、例えば、広い面積を有する面状のグランド導体が配置されうる。このとき、このグランド導体は、例えば図１（ａ）及び図１（ｂ）に示される信号線とメアンダ形状の導体とを接続する導体ビアと接続状態とならないように形成される。なお、各層に構成されるグランド導体は、どの層においても同一のグランド電位を達成するために、図１（ａ）に示すように、（多数の）導体ビアで接続されうる。なお、以下の各構成例においても、特に断りのない限り、図に示していない場合であっても、複数層にグランド導体が配置され、それらが層間において導体ビアで接続されているものとする。

図１（ｂ）は、図１（ａ）の構造から、１層目、２層目及び４層目のグランド導体を取り除き、さらに、グランド導体を接続する導体ビアを取り除いた構造を示している。なお、図１（ｂ）において、メアンダ形状の導体を囲むように配置されている面状の導体は、３層目に形成されるグランド導体である。図１（ａ）及び図１（ｂ）から分かるように、メアンダ形状の導体は、２層目と４層目の（面積の広い）グランド導体によって挟まれ、さらにメアンダ形状の導体が形成される３層目においてグランド導体に囲まれるように形成されている。また、図１（ａ）の構成では、信号線とメアンダ形状の導体との間に挟まれる２層目のグランド導体によって、信号線とメアンダ形状の導体との間での電磁的な結合はなくなるように構成されている。

このメアンダ形状の導体は、線幅は同一であり、一方の端部はビアに接続され、もう一方の端部は電気的に何も接続されない開放端を有する線状の導体である。メアンダ形状にすることで、構造体の全体のサイズを短くすることができ、小型基板にも実装可能なサイズとなる。

図１（ｃ）は、図１（ａ）及び図１（ｂ）のような帯域阻止フィルタが実装されたコプレーナ線路の、入出力端（ポート１、ポート２）における、反射係数Ｓ１１及び透過係数Ｓ２１のシミュレーション結果である。図１（ｃ）から、２．４５ＧＨｚ近傍の周波数において透過係数Ｓ２１の曲線に大きな減衰が見られ、２．４５ＧＨｚ近傍の電磁波の伝搬が阻止されていることが分かる。また、２．４５ＧＨｚの約３倍にあたる、７．１ＧＨｚ近傍においても透過係数Ｓ２１の曲線に大きな減衰が見られ、７．１ＧＨｚ近傍の電磁波の伝搬が阻止されることも分かる。これは、コプレーナ線路に接続されるビア及びメアンダ形状の導体が、特定の周波数帯で共振するためである。以下では、ビアに接続される導体部（すなわち、メアンダ形状の導体）をスタブと呼び、ビアとスタブとを合わせた導体を共振導体と呼ぶ。なお、スタブ周辺には、図１（ａ）に示すように、グランド導体間を接続するためのビアが配置される。これにより、共振導体の共振周波数が、基板形状、基板の回路、基板に実装される部品等の影響を受けにくくすることができる。

このように、一方の端部が信号線に接続され、もう一方の端部が開放端を有する共振導体においては、共振導体の全長の４倍の電気長λの周波数帯において共振が起こり、その周波数の電磁波の信号線における伝搬を阻止することができる。すなわち、ある電気長λの周波数帯の電磁波の伝搬を阻止するために、全長がλ／４となるように共振導体の設計が行われる。また、同様に、電気長λの周波数帯の電磁波は、全長が３λ／４の共振導体においても共振して、阻止されうる。すなわち、全長がＬの共振導体によって、電気長が４Ｌの電磁波及び電気長が４Ｌ／３の電磁波の伝搬を阻止することができる。図１の構造では、共振導体の全長が、約２．４５ＧＨｚの電気長λの４分の１であると共に約７．１ＧＨｚの電気長λの４分の３になっているため、２．４５ＧＨｚ近傍の電磁波と７．１ＧＨｚ近傍の電磁波の伝搬が阻止されている。

１つ目の阻止域となる周波数帯をｆ１（本構成例では２．４５ＧＨｚ）、２つ目の阻止域となる周波数帯をｆ２（本構成例では７．１ＧＨｚ）とすると、図１のようにメアンダ形状の導体の線幅が同一である場合は、ｆ２≒３×ｆ１の関係が成り立つ。

上述の図１（ａ）及び図１（ｂ）のような構造では、メアンダ形状導体の長さを調整することによって、ｆ１又はｆ２のどちらか一方を、所望の周波数（阻止域としたい周波数）に設定することができる。しかし、阻止したい周波数帯が複数ある場合、上述のとおりｆ１とｆ２の関係は、ｆ２≒３×ｆ１となる。このため、阻止したい複数の周波数帯の関係が上述の関係以外の場合には、図１（ａ）及び図１（ｂ）の構造では、所望の複数の周波数帯を阻止することができない。

そこで、所望の複数の周波数帯の電磁波の伝搬を阻止する帯域阻止フィルタの構成について説明する。図２（ａ）は、所望の複数の周波数帯を阻止する、帯域阻止フィルタの構成例であり、図２（ｂ）は、図２（ａ）の帯域阻止フィルタの特性である。図２（ａ）の帯域阻止フィルタでは、帯域阻止フィルタは、コプレーナ線路の信号線にビアを接続し、信号線が構成される層の下層に、ビアに接続されたスパイラル形状のスタブ（スタブ１）が配置される。また、本帯域阻止フィルタでは、スタブ１が構成される層よりさらに下層に、ビアに接続されたスタブ（スタブ２）が配置される。例えば、コプレーナ線路は４層基板の１層目に、スタブ１及びスタブ２はそれぞれ２層目及び３層目、又は３層目及び４層目に、形成されうる。なお、スタブ１の線幅は同一であり、スタブ２の線幅も同一である。図２（ａ）の構成においては、例えば、伝搬を阻止する周波数帯に応じて、スタブ１およびスタブ２のそれぞれの長さが調整される。なお、ここでは、２．４５ＧＨｚ帯および５．５ＧＨｚ帯を、阻止する周波数帯としたものとする。

図２（ｂ）は、図２（ａ）のように帯域阻止フィルタが実装されたコプレーナ線路の入出力端（ポート１、ポート２）における、反射係数Ｓ１１及び透過係数Ｓ２１のシミュレーション結果である。図２（ｂ）から、２．４５ＧＨｚ帯および５．５ＧＨｚ帯に阻止域が形成されており、図２（ａ）の構造により、所望の複数の周波数帯において阻止域を形成することができていることが分かる。

一般に、伝送線路に、それぞれが所定の長さを有する複数の共振導体を接続することにより、所望の複数の周波数帯に阻止域を形成することができる。例えば、２つの共振導体を伝送線路上の２つの個所に接続し、共振導体の全長が、それぞれの周波数の電気長λの４分の１となるようにすることで２つの周波数帯において阻止域を形成することができる。しかし、一般的に、伝送線路上を伝搬する信号は、その伝送線路に例えばビアのような不連続部が存在すると、損失が発生する。伝送線路上に複数の接続箇所が存在すると、伝送線路上に不連続部が複数存在することになり、伝送特性が大きく劣化しうる。すなわち、不要な電磁波の阻止と共に、本来伝送すべき（通過させたい）周波数帯の電磁波の信号品質の劣化をも招くことになる。また、複数のフィルタ構造を含むように構成すると、電子回路の小型化が容易でなくなってしまう。

これに対して、図２（ａ）では、信号線に接続される共振導体の信号線への接続点の数が極力少なくなるように、信号線に接続される１つのビアから、複数のスタブが分岐される構造にしている。これにより、信号線の不連続部が減るため、信号品質の劣化を抑えることが可能となる。また、図２（ａ）のように、基板平面の垂直方向から見た場合にそれぞれのスタブが重なるように構成することで、フィルタの実装面積を少なくすることができ、小型な基板への実装が可能となる。また、ビアを共用することにより、フィルタの小型化も可能となる。以上のように、信号線に接続された１つのビアに複数のスタブを接続することで、信号品質の劣化を抑えながら、所望の複数の周波数帯において阻止域を形成する小型なフィルタを構成することができる。

［構成例２］
構成例１では、所望の複数の阻止域を得るために、それぞれの阻止域の周波数帯に対応する長さを有する複数のスタブを、信号線に接続されるビアに接続する構成を示した。これに対して、本構成例では、ビアに接続されるスタブを１つの層に構成しながら、複数の所望の阻止域を実現するフィルタ構成について説明する。

構成例１で説明したように、図１（ａ）のメアンダ形状のスタブの線幅が同一である場合は、１つ目の阻止域となる周波数帯をｆ１、２つ目の阻止域となる周波数帯をｆ２とすると、ｆ２≒３×ｆ１の関係が成り立ち、この関係の下でのみ阻止域を設定できる。これに対して、本構成例では、ビアに接続されるスタブの線幅を調整することにより、１つの層に構成されながらも、１つ目の阻止域ｆ１と、２つ目の阻止域ｆ２とを任意に設定することができるフィルタ構成を示す。

図３（ａ）～図３（ｊ）は、本構成例に係る帯域阻止フィルタの構成例である。図３（ａ）～図３（ｅ）はフィルタの構成図である。そして、図３（ｆ）～図３（ｊ）は、それぞれ、図３（ａ）～図３（ｅ）の帯域阻止フィルタが実装されたコプレーナ線路の入出力端（ポート１、ポート２）における、反射係数Ｓ１１及び透過係数Ｓ２１のシミュレーション結果である。

図３（ａ）～図３（ｅ）の帯域阻止フィルタでは、コプレーナ線路の信号線にビアを接続し、信号線が構成される層の下層に、ビアに接続されたメアンダ形状のスタブが配置される。また、図３（ａ）～図３（ｅ）の帯域阻止フィルタでは、スタブは異なる２つ以上の線幅を有しており、開放端を含むスタブの一部が、ビアとの接続部を含むスタブの一部よりも線幅が太くなるように構成されている。図３（ａ）～図３（ｅ）では、スタブの線幅が異なる部分の長さの比率がそれぞれ異なっており、このため、図３（ｆ）～図３（ｊ）は、そのような比率が変化する場合の特性の変化を示したものとなっている。

図３（ｆ）～図３（ｊ）から明らかなように、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さの比を変化させることで、１つ目の阻止域（低域側の阻止域）に大きな変化はないが、２つ目の阻止域（高域側の阻止域）が変化していることが分かる。すなわち、図３（ｆ）～図３（ｊ）から、１つ目の阻止域となる周波数帯ｆ１はいずれの場合も約２．２ＧＨｚであるが、２つ目の阻止域となる周波数帯ｆ２は、６．９ＧＨｚ～７．４ＧＨｚの間で変化していることが分かる。すなわち、スタブの開放端の部分を、開放端以外の部分よりも線幅を太くすることにより、ｆ２＞３×ｆ１とすることができることが分かる。

また、図３（ｃ）に示すように、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さの比がおよそ等しい長さの場合、図３（ｈ）に示すように、２つ目の阻止域（高域側の阻止域）は７．４ＧＨｚとなる。図３（ｈ）の場合は、図３（ｆ）、図３（ｇ）、図３（ｉ）、及び、図３（ｊ）の場合と比較すると、低い周波数帯ｆ１の阻止域と最も離れた高い周波数帯ｆ２に２つ目の阻止域を有することが分かる。また、図３（ｆ）と図３（ｊ）の特性はほぼ同様であり、図３（ｇ）と図３（ｉ）の特性はほぼ同様であることが分かる。これらから、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さの比を調整することで、ｆ２＞３×ｆ１の範囲において、１つ目の阻止域となる周波数帯ｆ１と、２つ目の阻止域となる周波数帯をｆ２が所望の周波数帯になるように調整することが可能となる。

次に、図４（ａ）～図４（ｆ）は、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さを概ね等しくし、線幅を変化させた場合のフィルタ構造およびその特性である。図４（ａ）は細い部分と太い部分の線幅の比が最も１に近く、図４（ｃ）はその比が最も１から離れており、図４（ｂ）はその比がそれらの中間であるような、構成を示している。ここで、図４（ｄ）～図４（ｆ）は、それぞれ、図４（ａ）～図４（ｃ）における特性を示している。図４（ｄ）～図４（ｆ）から、線幅の比が１から離れるほど、ｆ２がｆ１より離れ、阻止域がより高い周波数帯へとシフトすることが分かる。

以上のように、図１のような帯域阻止フィルタにおいて、スタブの開放端の部分の線幅をそれ以外の部分よりも太くすることで、１つ目の阻止域となる周波数帯ｆ１と、２つ目の阻止域となる周波数帯ｆ２との関係を、ｆ２＞３×ｆ１とすることができる。また、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さの比と、線幅の比を調整することで、阻止域の周波数帯ｆ１及びｆ２を調整することができる。なお、上述のように、図３（ａ）と図３（ｅ）の帯域阻止フィルタの特性はほぼ同様であり、さらに、図３（ｂ）と図３（ｄ）の帯域阻止フィルタの特性はほぼ同様である。ここで、構造体内の導体の線幅を狭くすることによりフィルタを小型化することができるため、図３（ａ）と図３（ｅ）とを比べると、図３（ａ）の方が、線幅の狭い割合が大きい分だけ帯域阻止フィルタの小型化を図ることができる。同様に、図３（ｂ）と図３（ｄ）とを比べると図３（ｂ）の方が、線幅の狭い割合が大きい分だけ帯域阻止フィルタの小型化を図ることができる。すなわち、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さを、スタブの線幅が太い部分の長さ≦スタブの線幅が細い部分の長さとすることで、フィルタ構造の小型化を図ることが可能となる。

このように、スタブの開放端の部分の線幅を太くすることで、１つ目の阻止域となる周波数帯ｆ１と、２つ目の阻止域となる周波数帯ｆ２との関係を、ｆ２＞３×ｆ１とすることができる。また、スタブの線幅が太い部分の長さと、スタブの線幅が細い部分の長さの比と線幅の比とを調整することによって、所望の周波数帯を阻止域とすることができる。また、このとき、スタブの線幅が太い部分の長さが、スタブの線幅が細い部分の長さよりも短くなるようにすることにより、フィルタ構造を小型化することができる。

本構成例では、複数の周波数帯を阻止する帯域阻止フィルタを構成する上で、複数の共振素子を別々に信号線に接続するのではなく、信号線に１つのビアで接続したスタブで複数の周波数帯を阻止する帯域阻止フィルタを構成している。これによって、構成例１と同様に、信号線を伝搬する信号の損失を少なくすることができる。また、本構成例では、複数の共振素子を構成する必要がないため、帯域阻止フィルタを含んだ電子回路の小型化が可能となりうる。

［構成例３］
本構成例では、構成例２と同様に、ビアに接続されるスタブが１つの層に構成されながらも、複数の所望の阻止域を得るフィルタ構成について説明する。本構成例では、構成例２と異なり、スタブの開放端の部分の線幅を細くすることで、１つ目の阻止域となる周波数帯ｆ１と、２つ目の阻止域となる周波数帯ｆ２との関係を、ｆ２＜３×ｆ１とすることを可能とする。

図５（ａ）～（ｅ）に、スタブのうちの線幅が異なる部分の長さの比率を変化させた場合のフィルタ構造を示し、それらのフィルタ構造のそれぞれについての特性を図５（ｆ）～（ｊ）に示す。図５（ｆ）～（ｊ）から、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さの比を図５（ａ）～（ｅ）のように変化させた場合に、１つ目の阻止域（低域側の阻止域）は約２．６ＧＨｚであり大きな変化はないが、２つ目の阻止域（高域側の阻止域）は変化している。図５（ｃ）に示すように、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さの比がおよそ等しい長さの場合、２つ目の阻止域（高域側の阻止域）は約６．６ＧＨｚとなる。この図５（ｃ）のフィルタ構造は、図５（ａ）、図５（ｂ）、図５（ｄ）及び図５（ｅ）のフィルタ構造よりも、低域側の阻止域の周波数帯ｆ１に最も近い、低い周波数帯ｆ２の阻止域を有している。また、図５（ｆ）の特性と図５（ｊ）の特性はほぼ同様であり、また、図５（ｇ）の特性と図５（ｉ）の特性とはほぼ同様である。また、図５（ｆ）～図５（ｊ）のいずれの場合においても、１つ目の阻止域となる周波数帯ｆ１と、２つ目の阻止域となる周波数帯ｆ２との関係は、ｆ２＜３×ｆ１となっている。

図６（ａ）～図６（ｃ）は、スタブの線幅が太い部分と細い部分との長さが概ね等しく、かつ、それぞれ異なる線幅を有するフィルタ構造を示しており、図６（ｄ）～図６（ｆ）はそれらのフィルタ構造の特性を示している。図６（ｄ）～図６（ｆ）から、線幅の比が１から離れる（太い部分の線幅と細い部分の線幅との差が大きい）ほど、阻止域のうち高い方の周波数帯ｆ２が、低い方の周波数帯ｆ１に近づき、より低域側にシフトすることが分かる。

以上のように、図１のような帯域阻止フィルタにおいて、スタブの開放端の部分の線幅をそれ以外の部分よりも細くすることで、１つ目の阻止域となる周波数帯ｆ１と、２つ目の阻止域となる周波数帯ｆ２との関係を、ｆ２＜３×ｆ１とすることができる。また、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さ及び線幅の比を調整することにより、所望の周波数帯を阻止域とすることができる。なお、上述のように、図５（ｆ）の特性と図５（ｊ）の特性はほぼ同様であり、また、図５（ｇ）の特性と図５（ｉ）の特性とはほぼ同様である。このため、スタブの線幅が太い部分の長さが、スタブの線幅が細い部分の長さよりも短くなるようにすることにより、フィルタ構造を小型化することができる。したがって、図５（ａ）と図５（ｅ）とを比べると、図５（ａ）の方が、線幅の狭い割合が大きい分だけ帯域阻止フィルタの小型化を図ることができる。同様に、図５（ｂ）と図５（ｄ）とを比べると図５（ｂ）の方が、線幅の狭い割合が大きい分だけ帯域阻止フィルタの小型化を図ることができる。すなわち、スタブの線幅が太い部分と細い部分の長さを、スタブの線幅が太い部分の長さ≦スタブの線幅が細い部分の長さとすることで、フィルタ構造の小型化を図ることが可能となる。

このように、開放端を含むスタブの一部の線幅を細くすることで、１つ目の阻止域となる周波数帯ｆ１、２つ目の阻止域となる周波数帯ｆ２との関係を、ｆ２＜３×ｆ１とすることができる。また、スタブの線幅が太い部分の長さと、スタブの線幅が細い部分の長さの比と線幅の比を調整することによって、所望の周波数帯を阻止域とすることができる。また、このとき、スタブの線幅が太い部分の長さが、スタブの線幅が細い部分の長さよりも短くなるようにすることにより、フィルタ構造を小型化することができる。

また、構成例２に係る図４（ａ）～図４（ｆ）及び本構成例に係る図６（ａ）～図６（ｆ）から分かるように、スタブの線幅が占める面積が広いほど、透過係数Ｓ２１において大きな減衰が得られている。すなわち、図４（ａ）～図４（ｃ）のうちでは図４（ｃ）が、図６（ａ）～図６（ｃ）のうちでは図６（ｃ）が、透過係数Ｓ２１において最も大きい減衰が得られている。したがって、設計時に、所望の透過特性（減衰特性）を得られるようにスタブの線幅を決定することにより、所望の特性をもつフィルタを構成することが可能となる。

本構成例では、構成例１及び２と同様に、複数の周波数帯を阻止する帯域阻止フィルタを構成する上で、信号線に１つのビアで接続したスタブで複数の周波数帯を阻止する帯域阻止フィルタを構成している。これによって、構成例１及び２と同様に、信号線を伝搬する信号の損失を少なくすることができる。また、本構成例でも、複数の共振素子を構成する必要がないため、帯域阻止フィルタを含んだ電子回路の小型化が可能となりうる。また、本構成例の帯域阻止フィルタは、構成例２と同様に、１つの層に１つのスタブを配置するように構成されるため、例えば２層基板のような少ない層数の基板にも適用可能である。

［構成例４］
構成例１～３のフィルタ構造では、スタブが構成される層において、スタブを取り囲むようにグランド導体が配置されていた。また、構成例１～３のフィルタ構造は、スタブが構成される層に対向する上下の層にもグランド導体を配置し、スタブがグランド導体に挟まれるように構成されている。すなわち、構成例１～３のフィルタ構造では、スタブの周囲はグランド導体に囲まれている。

以下、このグランド導体の効果について説明する。図８は、本構成例を含む各構成例で使用されうる電子回路基板の層構成を説明する図である。黒色の部分が、回路の導体パターンやグランド導体が配置されるメタル層である。ここでは４層基板を想定しており、図８に記載の通り、１層目～４層目の４層のメタル層が配置される。１層目と２層目との間、及び、３層目と４層目との間にはプリプレグ層があり、２層目と３層目との間には、コア層がある。また、１層目および４層目の表面には、ソルダレジストがあり、回路の導体パターンを保護する。上述の各構成例に係るスタブは、３層目に形成される。なお、図２のスタブは、例えば２層目と３層目に形成される。

図７（ａ）は、無線ＬＡＮモジュール基板に実装することを想定し、２．４ＧＨｚ帯および５ＧＨｚ帯の電磁波の伝搬を阻止するフィルタの構成であり、図７（ｄ）は、図７（ａ）のフィルタ構造の特性のシミュレーション結果である。このフィルタは、例えば２．４ＧＨｚ帯あるいは５ＧＨｚ帯のノイズを放射する、無線ＬＡＮモジュール基板上に実装されるインターフェース回路等に適用可能である。なお、図７（ａ）では、構造の理解を促進するために信号線と同一面に配置されるグランド導体を取り除いた構造体を示しているが、コプレーナ線路の原理上、図示していなくともこのようなグランド導体は当然に同一面に形成される。構成例３で説明したように、スタブの開放端の部分の線幅を細くすることで、２．４ＧＨｚ帯および５ＧＨｚ帯の両周波数帯を阻止するフィルタを構成することができる。図７（ｄ）から、図７（ａ）のフィルタ構造により、２．４ＧＨｚ帯および５ＧＨｚ帯の両周波数帯において良好な減衰特性が得られていることが分かる。

図７（ｂ）は、図７（ａ）の構造から、スタブが配置されている層に対向する、スタブの下層のグランド導体を除去した構造である。すなわち、図８の４層目に構成されるグランドを除去した構成である。また、図７（ｂ）の特性のシミュレーション結果を図７（ｅ）に示す。図７（ｄ）と図７（ｅ）とを比較すると、図７（ｅ）の方が図７（ｄ）の特性に比べて、１つ目の阻止域及び２つ目の阻止域が共に高域側にシフトしていることが分かる。

上述のように、共振導体の全長は、阻止域の周波数における電気長の４分の１の長さが必要である。すなわち、阻止域を低域にしようとすると、それに応じて共振導体の長さを長くしなければならない。これに対して、図７（ｅ）の特性が、図７（ｄ）の特性と比べて１つ目の阻止域及び２つ目の阻止域が共に高域側にシフトしていることから、スタブの下層のグランド導体には、スタブ上に流れる電流の電気長を短くする作用があることが分かる。これは、スタブの下層に面積の大きなグランド導体が存在する構成とすると、共振導体が共振する時のスタブに伝搬する電磁波の位相定数が大きくなることによって、電気長が短くなるからである。すなわち、スタブの下層（スタブが形成される層から見て信号線が形成される層と反対側の層）に、面積の広い面状のグランド導体を配置することにより、スタブを小型化することができる。

次に、図７（ｂ）の構造から、スタブと同じ層に構成され、スタブを取り囲むグランド導体をさらに除去した構造を図７（ｃ）に示す。すなわち、図８の３層目と４層目に構成されるグランド導体を除去した構成である。また、図７（ｃ）の特性のシミュレーション結果を図７（ｆ）に示す。

図７（ｅ）の特性と図７（ｆ）の特性を比較すると、図７（ｆ）の特性は、図７（ｅ）の特性に比べて、１つ目の阻止域及び２つ目の阻止域が、共に高域側にシフトしていることが分かる。このことから、スタブを取り囲むグランド導体には、スタブ上に流れる電流の電気長を短くする作用があることが分かる。これは、スタブの上下層に面積の大きなグランド導体が存在する構成とすると、共振導体が共振する時のスタブに伝搬する電磁波の位相定数が大きくなることによって、電気長が短くなるからである。すなわち、スタブを取り囲むようにグランド導体を配置することにより、スタブを小型化することができる。

以上のように、ビア、スタブを含む共振導体の周囲にグランド導体を配置することにより、共振導体を小型化することができる。また、阻止域の周波数帯の電磁波（ノイズ）が伝送線路を伝搬した場合には、共振導体で共振が生じ、その電磁波（ノイズ）が空間中に放射されうる。これに対して、構成例１～３で説明したように、スタブの上下をグランド導体で挟み、また、スタブをグランド導体で取り囲むように構成することで、上述のような不要な電磁波が空間中へ放射されることを抑制することができる。

［構成例５］
本構成例では、１つの共振導体を、複数の層を用いて構成するフィルタ構造について説明する。また、そのような構造で、共振導体の周囲のグランド導体の一部を除去することによって得られる効果について説明する。本構成例に係るフィルタ構造も、図８のような層構成の基板が用いられる。

図９（ａ）は、スタブを、図８の２層目および３層目のそれぞれにスパイラル形状のスタブを形成し、それぞれのスタブの端部をビアで接続した帯域阻止フィルタの構造を示している。また、２層目に形成されるスタブは、３層目のスタブと接続していない方の端部は信号線に接続され、３層目に構成されるスタブの、２層目のスタブと接続していない方の端部は開放端である。このように、２つの層を用いてスタブを構成することで、スタブ構成を形成するのに必要な１つの層あたりの面積が減少し、小型な電子回路基板にも実装することができる。なお、図９（ａ）の構造においても、１層目及び４層目にはグランド導体が構成され、スタブの上下にはグランド導体が構成されるようにしている。また、スタブが構成される２層目及び３層目においても、スタブを取り囲むようにグランド導体が配置されている。これにより、構成例２で述べたように、スタブの小型化が図られ、空間中へのノイズの放射を抑制することが可能となる。

図１０（ａ）は、図８の３層目および４層目の２つの層のそれぞれにスパイラル形状のスタブを形成し、それぞれのスタブの端部をビアで接続した帯域阻止フィルタの構造を示している。また、３層目に構成されるスタブは、４層目のスタブと接続していない方の端部は信号線に接続され、４層目に構成されるスタブの、３層目のスタブと接続していない方の端部は開放端である。この構成によっても、２つの層を用いてスタブを構成することで、スタブ構成を形成するのに必要な１つの層あたりの面積が減少し、小型な電子回路基板にも実装することができる。

なお、図１０（ａ）では、スタブの上面の２層目にはグランド導体が構成されているが、スタブの下面にはグランド導体が構成されていない。その一方で、スタブが構成される３層目及び４層目においては、スタブを取り囲むようにグランド導体が配置されている。なお、スタブの線幅は均一であり、３層目及び４層目に構成されるスタブの線幅は０．１ｍｍである。図１０（ｂ）を見ると、図９（ｂ）に示す図９（ａ）のフィルタ構造に関する特性と比べて、１つ目の阻止域及び２つ目の阻止域の帯域幅が狭くなっていることが分かる。これは、スタブとグランド導体間の結合が弱くなることに起因すると考えられる。ここでの「結合」とは、静電結合（容量結合）、磁気結合（誘導結合）、又はこれらの両方が混在する電磁結合を含みうる、何らかの電磁的な結合のことを指す。信号線を伝搬する電磁波として、電磁波を通過させたい帯域（通過域）と、電磁波の伝搬を阻止させたい帯域（阻止域）が近い場合、フィルタの阻止域の帯域幅が大きいと、通過域特性に影響を与えてしまう場合がある。このような場合に、図１０（ａ）のようにスタブ周囲のグランドの一部を除去することによって、阻止域の帯域幅を狭めることができる。ただし、この場合、図１０（ｂ）の透過係数Ｓ２１を見ると、帯域幅が狭まるとともに減衰が小さくなっていることが分かる。

図１１（ａ）は、図１０（ａ）と同様に、３層目および４層目の２つの層にスタブを形成したフィルタ構造であり、スタブの上面の２層目にはグランド導体が構成されているが、スタブの下面にはグランド導体が構成されていない。スタブが構成される３層目及び４層目においては、スタブを取り囲むようにグランド導体が配置されている。なお、スタブの線幅は均一ではなく、３層目に構成されるスタブの線幅は０．１５ｍｍであり、４層目に構成されるスタブの線幅は０．０５ｍｍである。図１０（ｂ）の特性と図１１（ｂ）の特性とを比較すると、図１１（ｂ）における２つ目の阻止域は約６．２ＧＨｚであり、図１０（ｂ）の２つ目の阻止域は７．２ＧＨｚである。すなわち、図１１（ｂ）の帯域阻止フィルタの２つ目の阻止域は、図１０（ｂ）の帯域阻止フィルタの２つ目の阻止域よりも低域側にあることが分かる。図１１（ａ）のフィルタ構造では、上述の通り、３層目に構成されるスタブと４層目に構成されるスタブとがビアで接続されており、このとき、４層目に構成されるスタブは開放端側のスタブに相当する。このため、開放端側のスタブの線幅を狭くすることによって、構成例１の構成と同様の効果を得ることができる。すなわち、本構成例に係る、２つの層を用いてスタブが構成され、スタブとグランド導体間の結合が弱くなるような構成においても、スタブの開放端の部分の線幅を細くして、線幅の比を変化させることで、構成例３と同様の効果を得ることができる。同様に、構成例２および構成例３で説明した効果は、本構成例の帯域阻止フィルタの構成でも得ることができる。

一方で、構成例３で説明したように、スタブの線幅が占める面積が広いほど、透過係数Ｓ２１において大きな減衰が得られる。これは、スタブの線幅が占める面積が広くなると、スタブとグランド導体間の結合が強くなるためであると考えられる。すなわち、スタブとグランド導体間の結合が強い場合は、所望の周波数帯において、大きな減衰特性が得られると共に阻止域の帯域幅は大きくなる。一方、スタブとグランド導体との間の結合が弱い場合は、所望の周波数帯において、小さな減衰特性が得られると共に阻止域の帯域幅は小さくなる。スタブとグランド導体との間の結合は、スタブの線幅を太くする、スタブをグランド導体で取り囲む、又は、スタブとグランド導体との間の距離を小さくすることによって、強くすることができる。一方で、スタブとグランド導体との間の結合は、スタブの線幅を細くする、スタブとグランド導体間の距離を大きくする、又は、スタブ近傍のグランド導体を除去することにより、弱くすることができる。

（分岐回路の構成）
続いて、上述のような導体パターンによって構成された帯域阻止フィルタを用いる分岐回路の構成について説明する。本実施形態に係る分岐回路は、上述の構成例１～３の帯域阻止フィルタを分岐回路に複数配置する構成を有する。図１２に、本実施形態に係る分岐回路の構成例を示す。なお、以下では、例えばアンテナで受信した電磁波が入力される伝送線路が２つに分岐し、その分岐した２つの伝送線路にはその電磁波のうちの相異なる周波数帯の電磁波が主として伝搬する、所謂ダイプレクサとしての機能を有する分岐回路について説明する。ただしこれに限られず、３つ以上の相異なる周波数特性を有する伝送線路に分岐するような分岐回路を以下の説明のようにして構成可能である。なお、以下では、２分岐の場合について説明するため、場合によっては、実施形態に係る分岐回路が有する上述の伝搬する電磁波の周波数特性を制御する機能のことを「ダイプレクサの機能」と呼ぶ。なお、本実施形態では、ＩＥＥＥ８０２．１１規格シリーズの無線ＬＡＮへの適用を想定し、２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯に対応するマルチバンドアンテナと、それらの周波数帯での無線通信のための２つの送受信回路との間に分岐回路が配置されるものとする。すなわち、本実施形態において分岐回路は、１本のアンテナ、第一の周波数帯（２．４ＧＨｚ帯）を用いる無線通信を行う第一の送受信回路部、及び、第二の周波数帯（５ＧＨｚ帯）を用いる無線通信を行う第二の送受信回路部に接続される。なお、２．４ＧＨｚ帯は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ｂ/ｇ/ｎ/ａｘ規格に準拠した無線通信で用いられる周波数帯であり、５ＧＨｚ帯は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ/ｎ/ａｃ/ａｘ規格に準拠した無線通信で用いられる周波数帯である。図１２は、分岐回路は、第一の送受信回路部にポート１で接続され、第二の送受信回路部にポート２で接続され、アンテナにはポート３で接続される例を示している。

このような構成において、分岐回路は、分岐点とポート１とを接続し、２．４ＧＨｚ帯の電磁波が伝搬する第一の導体（信号線）に接続される、５ＧＨｚ帯を遮断するための第一の導体パターン（第一のスタブ）を有する。これにより、第二の送受信回路部がポート２に対して出力した５ＧＨｚ帯の電磁波は、第一の送受信回路部に到達する前に第一の導体に接続された導体パターンによって減衰又は遮断される。一方、分岐回路は、分岐点とポート２とを接続し、５ＧＨｚ帯の電磁波が伝搬する第二の導体（信号線）に接続される、２．４ＧＨｚ帯を遮断するための第二の導体パターン（第二のスタブ）をも有する。なお、それぞれのスタブは、ビアを介してそれぞれの導体（信号線）に接続される。これにより、第一の送受信回路部がポート１に対して出力した２．４ＧＨｚ帯の電磁波は、第二の送受信回路部に到達する前に第二の導体に接続された導体パターンによって減衰又は遮断される。このように、本実施形態の分岐回路では、導体パターンによって、１つの送受信回路部が出力した電磁波が他の送受信回路部に回り込むことを防ぐことができるようになる。これにより、第一の送受信回路部及び第二の送受信回路部から出力された電磁波は、他の送受信回路部に回り込むことがなくなるため、低損失でアンテナに入力されて放射される。同様に、アンテナによって受信された２．４ＧＨｚ帯及び５ＧＨｚ帯の成分を含んだ電磁波は、第一の導体において５ＧＨｚ帯の成分が減衰又は遮断されて、主として２．４ＧＨｚの成分を有する電磁波が第一の送受信回路部に入力されるようになる。また、アンテナによって受信された電磁波は、第二の導体において２．４ＧＨｚ帯の成分が減衰又は遮断されて、主として５ＧＨｚの成分を有する電磁波が第二の送受信回路部に入力される。

なお、図１２では、アンテナが接続されるポート３と分岐回路における分岐点との間が第三の導体（信号線）によって接続される例を示している。ただし、これに限られず、分岐点にアンテナが直接接続されてもよい。すなわち、分岐回路は、それぞれ異なる周波数特性を得るための導体パターンが接続される少なくとも２つの導体が、電磁波の入力と出力との少なくとも何れかが行われる所定の分岐点に接続された構成を有していれば足りる。この場合、分岐点がその電磁波の入力と出力との少なくとも何れかが行われるポート３として用いられ、第三の導体は省略されてもよい。

ここで、第二の導体に配置される帯域阻止フィルタ（第二のスタブ）について説明する。第二のスタブは、第二の導体において５ＧＨｚ帯の電磁波を伝搬させる一方で２．４ＧＨｚ帯の電磁波を伝搬しないようにするための帯域阻止フィルタとして機能する。すなわち、第二のスタブは、５ＧＨｚ帯の電磁波を透過し、２．４ＧＨｚの信号を反射する機能を有する。まず、この帯域阻止フィルタとして、図１（ａ）及び図１（ｂ）に示すような、線幅が同一のメアンダ形状の導体を持つ帯域阻止フィルタを適用する場合について考える。この場合、図１（ｃ）の透過係数Ｓ２１を見ると、２．４ＧＨｚ帯においては２０ｄＢ以上の減衰量が確保されており、２．４ＧＨｚ帯の電磁波を十分に減衰させることができると言える。その一方で、透過係数Ｓ２１は、５ＧＨｚ帯（５ＧＨｚ～６ＧＨｚ）においても最大で３ｄＢ程度の減衰が生じており、５ＧＨｚ帯の信号が伝搬する際にも損失が発生してしまうことになる。このため、２．４ＧＨｚ帯の減衰量を確保しつつ、５ＧＨｚ帯の減衰量をより少なくするために、高周波数帯側の阻止域（減衰域）である７．１ＧＨｚに発生する阻止域を、より高域にシフトさせることが考えられる。これは、構成例２で説明したように、スタブの線状の導体部分のうちの開放端を含む部分の線幅が、その線状の導体部分のそれ以外の部分の線幅よりも太くなるように構成された帯域阻止フィルタによって実現可能である。

第二の導体において５ＧＨｚ帯の信号を伝搬させると共に２．４ＧＨｚ帯の信号を伝搬させないようにするための、第二の導体に接続される帯域阻止フィルタの構成例を図１３（ａ）に、その特性を図１３（ｂ）に示す。本構成例は、上述の構成例２のように、帯域阻止フィルタの線状の導体部分が第一の線幅の部分と第二の線幅の部分を有するように構成したものである。図１３（ｂ）の透過係数Ｓ２１からわかるように、阻止域が２．４ＧＨｚ帯と１０．３ＧＨｚの付近に存在しており、図１（ａ）及び図１（ｂ）のように線幅が同一の導体による構成に比べて、高域側の阻止域がさらに高域側にシフトしていることが分かる。また、図１３（ｂ）から、このように阻止域が高域側にシフトしたことに伴って、５ＧＨｚ帯の損失が１ｄＢ以内になっていることが分かる。このように、図１３（ａ）に示す構成を用いることにより、第二の導体において、５ＧＨｚ帯の電磁波を十分に低い損失で伝搬させ、２．４ＧＨｚ帯の電磁波が有意なレベルで伝搬しないようにすることができる。以上より、第二の導体に伝搬させる電磁波の周波数に応じて第一の線幅の部分と第二の線幅の部分の長さを変化させることで、高域側の阻止域をさらに高域にシフトさせ、第二の導体に伝搬させる電磁波の周波数の範囲での減衰量を小さくすることができる。なお、高域側の阻止域を低域側にシフトさせることによって第二の導体に伝搬させる電磁波の周波数の範囲での減衰量を小さくできる場合は、例えば上述の構成例３のような構成のスタブが用いられてもよい。

次に、第一の導体に配置される帯域阻止フィルタ（第一のスタブ）について説明する。第一のスタブは、第一の導体において２．４ＧＨｚ帯の電磁波を伝搬させる一方で５ＧＨｚ帯の電磁波は伝搬させないようにするための帯域阻止フィルタとして機能させる。すなわち、第一のスタブは、２．４ＧＨｚ帯の電磁波を透過し、５ＧＨｚの信号を反射する機能を有する。その構成例を図１４（ａ）に、その周波数特性を図１４（ｂ）に示す。図１４（ｂ）の透過係数Ｓ２１からわかるように、２．４ＧＨｚ帯の電磁波の減衰は１ｄＢ以内であり、５ＧＨｚ帯においては、２０ｄＢ以上の減衰量が確保できていることが分かる。なお、ここでは、図１４（ａ）に示すように、第一のスタブは一定の線幅を有している。ただし、これに限られず、例えば、２．４ＧＨｚ帯の電磁波の減衰量を抑制する必要がある場合に相異なる線幅を有する複数の部分が含まれるように第一のスタブを構成することができる。

なお、例えば、高域側の阻止域の周波数がターゲットの阻止域より高くなるように線幅を調整し、その上でスタブの導体長を長くすることによって高域側の周波数がターゲットの阻止域に合致するように、スタブが構成されてもよい。これによれば、導体長が長くなったことにより、阻止域が全体的に低域側へシフトするため、高域側の阻止域の周波数をターゲットの周波数としながら、低域側の阻止域をさらに低域にシフトすることが可能となる。同様に、高域側の阻止域の周波数がターゲットの阻止域より低くなるように線幅を調整し、その上でスタブの導体長を短くすることによって高域側の周波数がターゲットの阻止域に合致するように、スタブが構成されてもよい。これによれば、導体長が短くなったことにより、阻止域が全体的に高域側へシフトするため、高域側の阻止域の周波数をターゲットの周波数としながら、低域側の阻止域を高域側にシフトすることが可能となる。すなわち、ターゲットの周波数と、スタブの周波数特性に基づいて、シフトさせるべき阻止域と、高域側と低域側とのいずれにシフトさせるかによって、スタブの線幅が異なる導体部分の長さの比、線幅の比、スタブの導体長等が定められうる。

［構成例Ａ］
続いて、上述のような２つのスタブを分岐する２つの導体にそれぞれ接続させた分岐回路の構成例とその特性について、図１５（ａ）及び図１５（ｂ）を用いて説明する。まず、これらのスタブの導体への接続位置について説明する。

ポート１とポート３との間で２．４ＧＨｚ帯の電磁波を伝搬させると共に５ＧＨｚ帯の信号を伝搬させないようにする必要がある。このために、２．４ＧＨｚ帯の電磁波にとって、分岐点からポート２側の回路が、電気的に何も接続されない開放端に見えるようにする。これは、第二の導体において、２．４５ＧＨｚ（２．４ＧＨｚ帯の中心周波数）の電気長のおよそ４分の１の導体長だけ分岐点から離れた位置に、図１３（ａ）に示す第二のスタブを配置することで実現可能である。なお、上述の電気長は、伝送線路であるコプレーナ線路における電気長である。図１３（ｂ）の周波数特性が示すように、図１３（ａ）の帯域阻止フィルタは２．４ＧＨｚ帯の信号を反射する。すなわち、２．４ＧＨｚ帯の電磁波に対しては、図１３（ａ）に示す帯域阻止フィルタが配置されている点において、インピーダンスがほぼ０であり、信号線が電気的にグランドに短絡している場合と同様に取り扱うことができる。このため、図１３（ａ）の第二のスタブが配置された点から２．４５ＧＨｚのおよそ４分の１の電気長だけポート３と反対側に離れた点からポート３側を見ると、電気的に何も接続されない開放端であるように見える。以上のように、第二の導体において、２．４ＧＨｚ帯の電磁波の電気長に対応する長さだけ分岐点から離れた位置に２．４ＧＨｚ帯の電磁波を反射する第二のスタブを配置することで、ポート２側へ２．４ＧＨｚ帯の電磁波が伝搬しないようにすることができる。

同様に、ポート２とポート３との間で５ＧＨｚ帯の電磁波を伝搬させると共に２．４ＧＨｚ帯の電磁波は伝搬しないようにする必要がある。このために、５ＧＨｚ帯の電磁波にとって、分岐点からポート１側の回路が開放端に見えるようにする。これは、第一の導体において、５．５ＧＨｚ（５ＧＨｚ帯の中心周波数）の電気長のおよそ４分の１の導体長だけ分岐点から離れた位置に、図１４（ａ）に示す第一のスタブを配置することで実現可能である。なお、上述の電気長は、コプレーナ線路における電気長である。図１４（ｂ）の周波数特性が示すように、図１４（ａ）の帯域阻止フィルタは５ＧＨｚ帯の電磁波を反射する。このため、５ＧＨｚ帯の信号にとっては、図１４（ａ）が配置されている点において、グランドに短絡している場合と同様に取り扱うことができる。このため、図１４（ａ）の第一のスタブが配置された点から５．５ＧＨｚの電気長のおよそ４分の１の導体長だけポート１と反対側に離れた点からポート１側を見ると、電気的に開放された状態であるように見える。以上のように、第一の導体において、５ＧＨｚ帯の電磁波の電気長に対応する長さだけ分岐点から離れた位置に５ＧＨｚ帯の電磁波を反射する第一のスタブを配置することにより、ポート１側へ５ＧＨｚ帯の電磁波が伝搬しないようにすることができる。

図１５（ｂ）において、ポート３からポート１への信号の透過係数を表すＳ１３から、２．４ＧＨｚ帯の電磁波の損失は１ｄＢ以内であり、２．４ＧＨｚ帯の電磁波はポート３からポート１に、少ない損失で伝搬することが分かる。また、５ＧＨｚ帯の電磁波は、ポート３からポート１の間で２０ｄＢ以上の減衰量が確保できており、５ＧＨｚ帯の電磁波はポート３からポート１へはほぼ伝搬しない（少なくとも大幅に減衰する）ことが分かる。また、ポート３からポート２への電磁波の透過係数を表すＳ２３から、５ＧＨｚ帯の電磁波の損失は１ｄＢ以内であり、５ＧＨｚ帯の電磁波はポート３からポート２に、少ない損失で伝搬することが分かる。また、２．４ＧＨｚ帯の電磁波の損失は２０ｄＢ以上の減衰量が確保できており、２．４ＧＨｚ帯の電磁波はポート３からポート２へはほぼ伝搬しない（少なくとも大幅に減衰する）ことが分かる。以上のように、分岐回路の所定の位置に、上述の帯域阻止フィルタとして機能するスタブを配置することによって、ダイプレクサの機能を実現できる。

なお、上述の通り、分岐点から各スタブが接続される点までは、所定の導体長の伝送線路が必要である。図１５（ａ）の例では、第二の導体は直線の伝送線路によって構成され、第一の導体は１つの曲がり角を有する直線の伝送線路によって構成されている。しかしながら、これらの伝送線路の形状はこれらに限られず、例えばメアンダ形状のような複数の曲がり角を有する伝送線路が用いられてもよい。これによれば、分岐回路の一方向の全長を短縮することが可能となり、回路全体の小型化（少なくとも回路が構成される領域の一辺の長さの短縮）が可能となる。また、入出力が行われるポート３と分岐点とを接続する第三の導体も同様に、伝送線路の形状は直線でなくてもよい。

以上のように、本構成例によれば、第一のスタブと、第一のスタブと特性の異なる（すなわち、第一のスタブと少なくとも形状が異なる）第二のスタブとを、所定分岐点から少なくとも２つに分岐した第一の導体と第二の導体とに接続する。このとき、第一のスタブが第一の導体と接続される点（第一の点）と分岐点との間の長さ（第一の長さ）は、第一のスタブの特性（例えば周波数特性やスタブの導体長・形状）に対応する長さである。また、第二のスタブが第二の導体と接続される点（第二の点）と分岐点との間の長さ（第二の長さ）は、第二のスタブの特性（例えば周波数特性やスタブの導体長・形状）に対応する長さである。例えば、スタブの導体長が長いほど、分岐点から離れた導体位置にそのスタブが接続されうる。また、スタブの導体長によらずに形状や周波数特性によってスタブが接続される位置が定められてもよい。第一のスタブは、第二の導体に伝搬させる電磁波の周波数に応じて設計されてもよく、また、第二のスタブは、第一の導体に伝搬させる電磁波の周波数に応じて設計されてもよい。同様に、第一のスタブは、第二の導体に伝搬させる電磁波の周波数に応じて設計されてもよく、第二のスタブは、第一の導体に伝搬させる電磁波の周波数に応じて設計されてもよい。これにより、電子回路基板上に、ダイプレクサの機能を有する分岐回路を安価かつ小型な回路パターンで構成することが可能となる。

［構成例Ｂ］
構成例Ａでは、２つのスタブを分岐する２つの導体にそれぞれ接続した分岐回路を説明した。本構成例では、構成例Ａで述べた構成をさらに発展させ、第一の送受信回路部から出力される可能性がある高調波成分を抑制することも考慮した分岐回路の構成について説明する。なお、構成例Ａと同様の構成については説明を省略する。

一般的に、無線ＩＣからは所定の無線周波数の信号が出力されるが、その際に高調波成分が発生してしまう場合がある。信号の無線周波数を有する成分を基本波とすると、基本波の２倍の周波数を持つ成分を第二高調波、基本波の３倍の周波数を持つ成分を第三高調波、基本波のｎ倍の周波数を持つ成分を第ｎ高調波と呼ぶ。無線ＩＣから発生した高調波がアンテナから放射されると、それらはノイズとなり、周辺の電子機器や設備に対して電波障害等の影響を与えてしまいうる。よって、高調波ノイズが生じた場合、それをアンテナから放射されないようにする必要がある。本構成例では、高調波ノイズがアンテナから放射されないように考慮した、ダイプレクサの機能を有する分岐回路について説明する。

まず、第一の送受信回路部から生じる可能性のある高調波の周波数について考える。ここでは、第二高調波および第三高調波を考慮する。第一の送受信回路部からは、基本波である２．４ＧＨｚ帯の電磁波が出力されるが、同時に第二高調波である４．８～５ＧＨｚの電磁波や、第三高調波である７．２～７．５ＧＨｚの電磁波も出力されうる。ここで、図１５（ｂ）に示す構成例Ａのポート１とポート３との間の透過特性Ｓ１３から、４．８～５ＧＨｚの範囲で減衰量が１５ｄＢ以上であり、第一の送受信回路部が出力しうる第二高調波成分はポート１とポート３との間でほぼ伝搬しないことがわかる。

ここから、本構成例では、第一の送受信回路部から出力される可能性のある第三高調波が、ポート１とアンテナが接続されるポート３との間でほぼ伝搬しないようにするために、構成例Ａの構造に帯域阻止フィルタを組み合わせる。図１９（ａ）及び図１９（ｂ）に、第一の送受信回路部から出力される可能性がある第三高調波である７．２～７．５ＧＨｚの電磁波の伝搬を阻止するために配置されるスタブの構成と、その周波数特性を示す。図１９（ｂ）に示すように、図１９（ａ）の構成により、透過係数Ｓ２１が７．２～７．５ＧＨｚの範囲で小さくなることが分かる。

図１６（ａ）及び図１６（ｂ）に、第一の導体に図１９（ａ）のスタブを配置した場合の分岐回路の構成例とその特性を示す。図１６（ａ）の構成は、図１５（ａ）に示す構成例Ａに、２．４ＧＨｚ帯の電磁波を出力するための第一の送受信回路部から出力されうる７．２～７．５ＧＨｚの第三高調波の伝搬を阻止するためのスタブを追加配置した構成である。図１６（ｂ）において、ポート３とポート１との間の透過係数Ｓ１３をみると、第三高調波の周波数帯である７．２～７．５ＧＨｚにおいて２５ｄＢ以上の減衰量が確保されていることが分かる。また、第二高調波である４．８～５ＧＨｚの電磁波は、構成例Ａで説明した図１４（ａ）のスタブによって、１５ｄＢ以上の減衰量が確保できている。

以上のように、本構成例の構造により、第一の送受信回路部から出力されうる第二高調波および第三高調波が、ポート１とアンテナが接続されるポート３との間で伝搬することを阻止できる。

［構成例Ｃ］
本構成例では、構成例Ｂで述べた構成をさらに発展させ、第二の送受信回路部から出力される可能性がある高調波成分を抑制することも考慮した、分岐回路の構成について説明する。なお、構成例Ｂと同様の構成については説明を省略する。

第二の送受信回路部からは、基本波である５ＧＨｚの電磁波が出力されるが、同時に第二高調波である１０～１２ＧＨｚの電磁波や、第三高調波である１５～１８ＧＨｚの電磁波も出力されうる。図１６（ｂ）において、構成例Ｂのポート３とポート２との間の透過係数Ｓ２３をみると、第二高調波の周波数である１０～１２ＧＨｚでは周波数によっては損失が５ｄＢ、第三高調波の周波数である１５～１８ＧＨｚでは周波数によっては損失が１ｄＢとなる。すなわち、図１６（ａ）の分岐回路では、第二の送受信回路部から出力された第二高調波および第三高調波が大きく減衰されないままポート３まで伝搬してしまいうる。

本構成例では、第二の送受信回路部から生じうる高調波がポート３に入力されないようにするために、構成例Ｂの構成と、高調波の伝搬を阻止するための低域通過フィルタとを組み合わせる。図２０（ａ）及び図２０（ｂ）に、第二の送受信回路部から生じうる第二高調波（１０～１２ＧＨｚ）及び第三高調波（１５～１８ＧＨｚ）の伝搬を阻止するための低域通過フィルタとして動作する導体構成と、その特性を示す。図２０（ａ）の低域通過フィルタは、２つの異なる線幅の線路によって構成される。この構成では、太い線幅の線路が並列のコンデンサ成分（Ｃ素子）として機能し、より細い線幅の線路が直列のインダクタ成分（Ｌ素子）として機能する。すなわち、図２０（ａ）の構成は、並列の３つのコンデンサ成分と直列の２つのインダクタ成分として機能する。このように構成された５つのＬ素子とＣ素子とによって低域通過フィルタが実現される。実際、図２０（ｂ）に示すように、図２０（ａ）の構成により、ポート１とポート２との間の透過係数Ｓ２１が７．５ＧＨｚより高域の周波数において小さくなることがわかる。

図１７（ａ）及び図１７（ｂ）に、図２０（ａ）の低域通過フィルタを含む分岐回路の構成例とその特性を示す。図１７（ａ）の構成は、図１６（ａ）に示す構成例Ｂの第二の導体に、図２０（ａ）に示す低域通過フィルタを追加配置した構成である。図１７（ｂ）において、ポート３とポート２との間の透過係数Ｓ２３から、第二高調波の周波数である１０ＧＨｚ～１２ＧＨｚの範囲では１４ｄＢ以上、第三高調波の周波数である１５～１８ＧＨｚの範囲では３５ｄＢ以上の減衰量が確保されていることがわかる。すなわち、第二の送受信回路部から送信される可能性のある第二高調波（１０～１２ＧＨｚ）および第三高調波（１５～１８ＧＨｚ）の伝搬は、分岐回路上に配置された低域通過フィルタで阻止される。

なお、本構成例では、Ｌ素子を構成するためのより細い線幅の線路は、小型化のためにメアンダ形状としたが、図２１（ａ）に示すように、直線形状の線路でもよい。その場合も、図２１（ｂ）に示すように、図２０（ａ）の構成と同様、低域通過フィルタとしての機能が得られる。また、異なる線幅の線路によって構成されるＣ素子とＬ素子の数は、それぞれ３つと２つとに限定されず、所望の低域通過フィルタの特性を実現するために、所望の数のＣ素子とＬ素子とを用いることができる。例えば、２つのＣ素子で１つのＬ素子を挟むように構成されるπ型フィルタや、２つのＬ素子で１つのＣ素子を挟むように構成されるＴ型フィルタによっても低域通過フィルタを構成できる。また、本構成例では、Ｃ素子とＬ素子を構成するために２つの異なる線幅の線路を用いたが、３つ以上の異なる線幅を有する線路を用いてもよい。また、本構成例では、低域通過フィルタは第二の導体が構成される層と同一の層に構成されるものとしたが、異なる層に構成されてもよい。

［構成例Ｄ］
本構成例では、構成例Ｂで述べた構成をさらに発展させ、第一の送受信回路部および第二の送受信回路部から生じうる高調波成分を抑制することを考慮した、分岐回路の構成について説明する。本構成例では、第一の送受信回路部と第二の送受信回路部とから生じうる高調波がポート３に入力されないようにするために、構成例Ｂの第三の導体に、高調波の伝搬を阻止するための低域通過フィルタを配置する。本構成例では、図２０（ａ）に示す低域通過フィルタを用いる。

図１８（ａ）及び図１８（ｂ）は、低域通過フィルタを第三の導体に配置した場合の分岐回路の構成例およびその特性である。第三の導体に低域通過フィルタを配置することにより、図１８（ｂ）に示すように、ポート２とポート３との間の透過係数Ｓ２３のみではなく、ポート１とポート３との間の透過係数Ｓ１３においても高い周波数帯において減衰が確保できていることが分かる。すなわち、図１８（ａ）の構成では、第一の送受信回路部から出力されうる第三高調波よりも高域の高調波に対しても、その伝搬を阻止することができる。

以上のように、ダイプレクサの機能を有する分岐回路において、第一のおよび第二の送受信回路部から出力される可能性がある高調波を、ポート３とポート１またはポート２との間で伝搬させないようにすることができる。

［その他の構成例］
構成例Ａ～Ｄにおいて、ダイプレクサの機能を有する分岐回路に配置される帯域阻止フィルタには、メアンダ形状を有する多数の曲折部を有する構造を用いた。しかしながら、例えば構成例１～３で説明したような帯域阻止フィルタなど、他の形状を有する帯域阻止フィルタが用いられてもよい。また、形状はこれらに限られず、曲折部の数がより少なくてもよいし、直線形状や円弧状等、いかなる形状が用いられてもよい。また、第一の導体、第二の導体、および第三の導体は、例えばメアンダ形状のような複数の曲がり角を有する線路で構成されてもよい。このようにすることで、分岐回路の一方向の全長を短縮することによる小型化が可能となる。

また、構成例Ａ～Ｄにおいて、帯域阻止フィルタが線路と異なる層（第３層）に構成される場合について説明したが、線路と同じ層（第１層）に帯域阻止フィルタが構成されてもよい。また、低域通過フィルタが線路と同じ層（第１層）に配置される場合について説明したが、低域通過フィルタが線路と異なる層に構成されてもよい。また、第一の導体、第二の導体、および第三の導体が互いに異なる層に構成されてもよい。これにより、ダイプレクサの機能を有する分岐回路の回路パターンを設計する際の自由度を高めることができる。

また、構成例Ａ～Ｄにおいて、デュアルバンドの２つの周波数帯を分離する３ポートのフィルタであるダイプレクサの機能を有する分岐回路について説明した。この手法は、例えば３つの異なる周波数帯を分離する、トリプレクサの機能を有する分岐回路や、４つ以上の異なる周波数帯を分離する分岐回路にも適用可能である。すなわち、各分岐線路に、他の分岐線路に伝搬させる周波数帯の電磁波の伝搬を阻止するための１つ以上の導体構造をその周波数特性に応じた位置に接続することで、所定の周波数帯の信号成分を伝搬させると共に、他の周波数帯の信号成分については阻止できる。

また、スタブは分岐した２つ以上の導体のうちの１つ以上に対して配置されればよい。例えば、２つの周波数帯を分離する３ポートのダイプレクサにおいて、１つの分岐路が信号測定に用いられる場合など、電磁波の特定の周波数成分の遮断を必要としない伝送線路については、スタブが配置されなくてもよい。

また、構成例Ａ～Ｄにおいて、分岐回路は信号が伝搬する伝送線路として説明したが、分岐回路は例えば電源回路のようなその他の分岐回路であってもよい。

また、本発明は図８に示す４層基板以外の基板にも適用可能である。例えば２層基板のような、レイヤの数がより少ない基板にも適用可能である。

なお、構成例Ａ～Ｄでは、ポート３とポート１との間の透過特性としてＳ１３を用いて説明したが、Ｓ１３とＳ３１は、ほぼ同等の特性を有することを確認している。同様に、ポート３とポート２との間の透過特性としてＳ２３を用いて説明したが、Ｓ２３とＳ３２も、ほぼ同等の特性を有することを確認している。このため、ポート３からポート１に伝搬されるべき電磁波の所定の周波数成分と、ポート１からポート３に伝搬されるべきその所定の周波数成分の電磁波が、共に大きく減衰せずにポート２へ流れ込むことを防ぐことができる。同様に、ポート３からポート２に伝搬されるべき電磁波の所定の周波数成分と、ポート２からポート３に伝搬されるべきその所定の周波数成分の電磁波が、共に大きく減衰せずにポート１へ流れ込むことも防ぐことができる。

Claims

分岐回路であって、
所定の分岐点から少なくとも２つに分岐した第一の導体と第二の導体と、
第一の点で前記第一の導体に接続される第一のスタブと、
第二の点で前記第二の導体に接続される第二のスタブと、
第三の点で前記第一の導体に接続され、高調波の伝搬を抑制する第三のスタブと、
前記分岐回路に対する電磁波の入力と出力との少なくとも何れかが行われるポートと、
前記ポートと前記所定の分岐点とを接続し、高調波を阻止するフィルタを含んだ第三の導体と、
を有し、
前記第一の点は、前記第一の導体のうちの前記所定の分岐点と前記第一の点との間の部分の長さが、前記第一のスタブの特性に応じて定められる第一の長さとなる点であり、
前記第二の点は、前記第二の導体のうちの前記所定の分岐点と前記第二の点との間の部分の長さが、前記第二のスタブの特性に応じて定められる、前記第一の長さと異なる第二の長さとなる点であり、
前記第一の点が、前記フィルタと前記第三の点とに挟まれる位置となるように前記第一のスタブおよび前記第三のスタブが前記第一の導体に接続され、
前記第一のスタブと前記第二のスタブとの少なくとも何れかは、線状の導体部分を含み、
前記線状の導体部分のうち、
前記第一の導体または前記第二の導体に接続される端部を含む第一の部分は第一の幅を有し、
当該第一の部分と異なる第二の部分は前記第一の幅と異なる第二の幅を有する、
ことを特徴とする分岐回路。
前記第一のスタブの特性は、前記第二の導体に伝搬させる電磁波の周波数に応じて定められることを特徴とする請求項１に記載の分岐回路。
前記第二のスタブの特性は、前記第一の導体に伝搬させる電磁波の周波数に応じて定められることを特徴とする請求項１又は２に記載の分岐回路。
前記第一のスタブが前記第一の部分と前記第二の部分とを有する場合、前記第一のスタブの前記第一の部分の長さと前記第二の部分の長さとの比または前記第一の部分の線幅と前記第二の部分の線幅との比は前記第一の導体に伝搬させる電磁波の周波数に応じて定まることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の分岐回路。
前記第二のスタブが前記第一の部分と前記第二の部分とを有する場合、前記第二のスタブの前記第一の部分の長さと前記第二の部分の長さとの比または前記第一の部分の線幅と前記第二の部分の線幅との比は前記第二の導体に伝搬させる電磁波の周波数に応じて定まる、
ことを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の分岐回路。
前記第一の幅は前記第二の幅より狭いことを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の分岐回路。
前記第一のスタブは、前記第一の導体とは異なる層に形成されることを特徴とする請求項１から６の何れか１項に記載の分岐回路。
前記第二のスタブは、前記第二の導体とは異なる層に形成されることを特徴とする請求項１から７の何れか１項に記載の分岐回路。
前記フィルタは、第三の幅を有する第三の部分と、前記第三の幅とは異なる第四の幅を有する第四の部分とをさらに有することを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の分岐回路。
１つの前記第三の部分が、２つの前記第四の部分に挟まれることを特徴とする請求項９に記載の分岐回路。
前記第三の幅は、前記第四の幅より狭いことを特徴とする請求項９又は１０に記載の分岐回路。
前記第三の幅は、前記第四の幅より広いことを特徴とする請求項９又は１０に記載の分岐回路。
前記第一のスタブおよび前記第二のスタブを取り囲むように配置される第四の導体をさらに有することを特徴とする請求項１から１２の何れか１項に記載の分岐回路。