WO2024004396A1 - フィルタ装置 - Google Patents

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WO2024004396A1
WO2024004396A1 PCT/JP2023/017730 JP2023017730W WO2024004396A1 WO 2024004396 A1 WO2024004396 A1 WO 2024004396A1 JP 2023017730 W JP2023017730 W JP 2023017730W WO 2024004396 A1 WO2024004396 A1 WO 2024004396A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
resonator
filter device
resonators
main line
line
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/017730
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English (en)
French (fr)
Inventor
亮 御家瀬
Original Assignee
株式会社村田製作所
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Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/209—Hollow waveguide filters comprising one or more branching arms or cavities wholly outside the main waveguide

Definitions

  • the present disclosure relates to a filter device, and more particularly, to a filter device applied to a high frequency circuit.
  • Patent Document 1 discloses a filter in which a plurality of resonator electrodes are arranged close to a strip line.
  • each resonator electrode is a so-called ⁇ /4 resonator with one end being an open end and the other being a short-circuited end ( ⁇ is the center of the band). wavelength in frequency).
  • Each resonator electrode extends in a direction perpendicular to the stripline, with its open end facing the stripline. With such a configuration, the filter functions as a bandstop filter in which an attenuation pole occurs at the above-mentioned center frequency.
  • Bandstop filters such as those described above are used in applications where steep attenuation characteristics near a specific passband are required. When it is desired to expand the bandwidth of a passband or to ensure signal isolation between adjacent passbands, desired characteristics can be achieved by using such a bandstop filter.
  • a bandstop filter For example, in a so-called dual-band type antenna that can radiate high-frequency signals in two different frequency bands, it is placed on a transmission path that transmits signals in one frequency band and attenuates signals in the other frequency band. It can be used when used in
  • Such antennas are sometimes used in small mobile terminals such as smartphones, but as the frequency bands used for transmission and reception are subdivided, the bandwidths of the two frequency bands may become close to each other.
  • the stopband of the bandstop filter for attenuating the signal in one frequency band overlaps with the passband of the signal in the other frequency band, which may lead to deterioration of antenna characteristics. Therefore, a filter device having steeper and narrower attenuation characteristics is desired.
  • Patent Document 1 In the configuration of the filter disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 2008-244706 (Patent Document 1), in order to obtain steeper and narrower attenuation characteristics, it is necessary to increase the number of stages of resonator electrodes. However, when the number of resonator electrodes is increased, the substrate area required for the circuit configuration increases accordingly, which may increase the overall device size of the antenna.
  • the present disclosure has been made to solve such problems, and the purpose is to improve filter characteristics and realize miniaturization in a filter device (bandstop filter) applied to a high frequency circuit. That's true.
  • the filter device is applied to a high frequency circuit.
  • the filter device includes a dielectric substrate on which a first ground electrode is arranged, a main line having an input end and an output end, a first resonator, a second resonator, and an intermediate resonator.
  • the main line is arranged opposite to the first ground electrode and extends in the first direction.
  • the first resonator intersects the main line and extends in the second direction.
  • the second resonator intersects the main line closer to the output end than the first resonator and extends in the second direction. At least a portion of the intermediate resonator is disposed between the first resonator and the second resonator.
  • the filter device has a configuration in which an intermediate resonator is disposed between two resonators that intersect with the main line.
  • interlaced coupling occurs between the first stage resonator and the last stage resonator by the main line and/or the intermediate resonator. Since a new pole is generated by this interlaced coupling, the amount of attenuation in the stopband can be secured with a smaller number of resonators than in a filter device configured such that no interlaced coupling occurs. Therefore, the filter characteristics can be improved and downsizing can be achieved.
  • FIG. 2 is a perspective view showing the inside of the filter device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a plan view of the filter device of FIG. 1;
  • FIG. 3 is a sectional view taken along line III-III in FIG. 2;
  • FIG. 2 is a diagram showing the pass characteristics of the filter device of FIG. 1;
  • FIG. 3 is a perspective view showing the inside of a filter device according to a second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing the pass characteristics of the filter device of FIG. 5;
  • FIG. 7 is a perspective view showing the inside of a filter device according to a third embodiment. 8 is a cross-sectional view of the filter device of FIG. 7;
  • FIG. 8 is a diagram showing the pass characteristics of the filter device of FIG. 7.
  • FIG. 7 is a plan view of the filter device of FIG. 1;
  • FIG. 3 is a sectional view taken along line III-III in FIG. 2;
  • FIG. 2 is a diagram showing the pass characteristics of the filter device of
  • FIG. 7 is a perspective view showing the inside of a filter device of Modification 1.
  • FIG. 7 is a perspective view showing the inside of a filter device according to a fourth embodiment.
  • 7 is a perspective view showing the inside of a filter device according to modification 2.
  • FIG. 7 is a perspective view showing the inside of a filter device according to a fifth embodiment. 13 is a cross-sectional view of the filter device of FIG. 12;
  • FIG. 7 is a perspective view showing the inside of a filter device according to a sixth embodiment.
  • FIG. 7 is a perspective view showing the inside of a filter device according to a seventh embodiment.
  • FIG. 7 is a perspective view showing the inside of a filter device according to modification 3;
  • FIG. 1 is a perspective view showing the inside of the filter device 100.
  • FIG. 2 is a plan view of the filter device 100.
  • FIG. 3 is a sectional view taken along line III-III in FIG. 2.
  • filter device 100 includes a flat dielectric substrate 110, a main line 120, resonators 130 to 150, via conductors 160, and ground electrodes GND1 and GND2.
  • the dielectric substrate 110 has a rectangular main surface when viewed in plan from the Z-axis direction, and the direction along one of the adjacent sides of the main surface is the X-axis direction, and the direction along the other side is the X-axis direction. is the Y-axis direction, and the normal direction of the main surface is the Z-axis direction. Note that in the following description, the positive direction of the Z-axis may be referred to as upward, and the negative direction may be referred to as downward. Note that in FIGS. 1 and 2, the dielectric of the dielectric substrate 110 is omitted so that the internal structure can be seen.
  • the filter device 100 of the first embodiment is a so-called bandstop filter (or notch filter) for attenuating a predetermined frequency component in a high frequency signal transmitted by the main line 120.
  • the dielectric substrate 110 is, for example, a low temperature co-fired ceramics (LTCC) multilayer substrate, a multilayer resin substrate formed by laminating a plurality of resin layers made of resin such as epoxy, polyimide, etc.
  • LCP liquid crystal polymer
  • the dielectric substrate 110 does not necessarily have a multilayer structure, and may be a single layer substrate.
  • a flat ground electrode GND1 is arranged over the entire surface.
  • a flat ground electrode GND2 is arranged over the entire surface. Note that the ground electrode GND2 is not an essential configuration, and it is sufficient if at least the ground electrode GND1 is arranged.
  • the ground electrode GND1 and the ground electrode GND2 are connected by a plurality of via conductors 160 extending in the Z-axis direction of the dielectric substrate 110.
  • the via conductor 160 is arranged along the periphery of a rectangular main surface when the dielectric substrate 110 is viewed in plan from the Z-axis direction.
  • the plurality of via conductors 160 function as a shield to reduce the influence of external electromagnetic fields.
  • the main line 120 extends along the Y-axis at a position offset from the center of the dielectric substrate 110 in the positive direction of the X-axis.
  • the main line 120 is a substantially strip-shaped flat plate electrode.
  • the main line 120 is arranged on the dielectric substrate 110 between the ground electrode GND1 and the ground electrode GND2. That is, the main line 120 is a strip line.
  • a signal is transmitted from an input end T1 at the end in the negative direction of the Y-axis to an output end T2 at the end in the positive direction of the Y-axis.
  • the resonators 130 and 140 are band-shaped flat plate electrodes extending along the X axis. In each of the resonators 130 and 140, an end E1 (first end) in the positive direction of the X-axis and an end E2 (second end) in the negative direction of the X-axis are both open ends.
  • the resonators 130 and 140 are arranged at the same distance D1 from the ground electrodes GND1 and GND2 on the dielectric substrate 110.
  • the resonators 130 and 140 operate as distributed constant type resonators due to the capacitance component between the ground electrodes GND1 and GND2 and the inductance component of the electrodes.
  • the length of the resonators 130 and 140 in the X-axis direction is set to ⁇ /2.
  • the resonator 130 and the resonator 140 are arranged at positions separated by a predetermined distance in the Y-axis direction. More specifically, the resonator 130 is arranged at a position offset from the center of the dielectric substrate 110 in the negative direction of the Y-axis, and the resonator 140 is arranged at a position offset from the center of the dielectric substrate 110 in the positive direction of the Y-axis. It is placed in the same position. In other words, the resonator 140 is arranged closer to the output end T2 of the main line 120 than the resonator 130 is.
  • the spacing between the resonators 130 and 140 is set to approximately ⁇ /4 to ⁇ /2.
  • the resonators 130 and 140 When viewed in plan from the normal direction of the dielectric substrate 110, the resonators 130 and 140 intersect with the main line 120.
  • the main line 120 is located between the centers of the resonators 130 and 140 in the X-axis direction (imaginary line CL) and the ends E1 in the X-axis direction, and It is arranged at a position spaced apart from the resonator in the positive direction of the Z-axis. More specifically, the main line 120 resonates at the position where the end of the main line 120 in the negative direction of the X-axis overlaps the virtual line CL (dashed line 121), and the end of the main line 120 in the positive direction of the X-axis overlaps with the virtual line CL. It is arranged at a position between the ends E1 of the vessels 130 and 140 and the overlapping position (broken line 122).
  • main line 120 and the resonators 130, 140 are capacitively coupled.
  • resonator 130 and resonator 140 are coupled to each other via main line 120. Note that the closer the main line 120 is to the center of the resonators 130, 140 (ie, broken line 121), the weaker the coupling becomes, and the closer the position of the main line 120 is to the end E1 (ie, broken line 122), the stronger the coupling becomes.
  • the main line 120 preferably has the same impedance from the input end T1 to the output end T2 in order to minimize the loss of the transmitted high-frequency signal.
  • the capacitance component increases due to the electric strength of the resonators 130 and 140. Therefore, in a portion of the main line 120 where the resonators 130 and 140 do not intersect, a region having a line width wider than the line width of the main line 120 at the intersecting portion is provided. By widening the line width in this manner, the capacitance component between the ground electrodes GND1 and GND2 can be increased. This makes it possible to suppress impedance changes over the entire main line 120, thereby reducing passage loss due to impedance mismatching.
  • the resonator 150 is a strip-shaped flat plate electrode having a substantially U-shape, and is arranged between the resonators 130 and 140, separated from the resonators 130 and 140. Further, the resonator 150 is arranged at a position equidistant D1 from the ground electrode GND1 and the ground electrode GND2. That is, the resonator 150 is arranged in the same layer as the resonators 130 and 140 in the dielectric substrate 110. Both ends of the resonator 150 are open ends and are oriented in the positive direction of the X-axis. In other words, the open end of the resonator 150 is directed toward the main line 120. Further, the resonator 150 is arranged closer to the end E2 of the resonators 130 and 140 than the main line 120 is. In the resonator 150, the line length from one open end to the other open end is set to be ⁇ /2.
  • the line lengths of the resonators 130 to 150 are all set to ⁇ /2, and each resonator operates as a ⁇ /2 resonator having the same resonant frequency. .
  • resonator 130 and resonator 150 are coupled together, and resonator 150 and resonator 140 are coupled together. Therefore, as a result, resonator 130 and resonator 140 are coupled.
  • filter device 100 among the high frequency signals received at the input end T1 of the main line 120, the signal corresponding to the resonant frequency of the resonator is absorbed by the resonant circuit formed by the resonators 130 to 150. A signal from which the signal corresponding to the frequency has been removed is output from the output terminal T2. That is, filter device 100 functions as a bandstop filter for removing signals corresponding to the resonant frequencies of resonators 130-150.
  • interlaced coupling occurs between the resonator 130 and the resonator 140 via the resonator 150 and the main line 120. Due to the occurrence of interlaced coupling, an additional attenuation pole is further formed at the resonant frequency of the resonator, so that the amount of attenuation of the signal in the corresponding frequency band can be increased.
  • FIG. 4 is a diagram showing the pass characteristics of the filter device 100 of FIG. 1.
  • the horizontal axis shows the frequency
  • the vertical axis shows the passing loss of the filter device 100.
  • the frequency band in which the amount of attenuation is 10 dB or more is 23.5 GHz to 24.2 GHz, and high attenuation characteristics are obtained in a relatively narrow band.
  • the filter device 100 utilizes the interlaced coupling between the resonator 130 on the input end T1 side and the resonator on the output end T2 side, thereby using a relatively small number of resonators to achieve desired results.
  • the amount of attenuation in the frequency band can be increased. Therefore, it is possible to improve filter characteristics and downsize the filter device.
  • the amount of attenuation due to the resonant circuit formed by the resonators 130 to 150 is influenced by the amount of coupling between the main line 120 and the resonators 130, 140, and/or the amount of interlaced coupling between the resonators 130, 140. receive.
  • the amount of coupling between the main line 120 and the resonators 130, 140 changes depending on the position where the resonators 130, 140 and the main line 120 intersect.
  • the amount of interlaced coupling between the resonators 130 and 140 also changes depending on the distance between the resonators 130 and 140. Therefore, the position of the main line 120 in the X-axis direction and/or the Z-axis direction and the distance between the resonators 130 and 140 are adjusted as appropriate depending on the desired attenuation characteristics.
  • the amount of coupling between the resonators 130, 140 and the resonator 150 changes depending on the length of the portion of the resonator 150 along the X axis, that is, the portion facing the resonators 130, 140, and the amount of coupling also resonates. This can affect the amount of attenuation provided by the circuit. Therefore, the damping characteristics can also be adjusted by adjusting the shape of the resonator 150.
  • Resonator 130" and “resonator 140" in Embodiment 1 correspond to “first resonator” and “second resonator” in the present disclosure, respectively.
  • the “resonator 150" in the first embodiment corresponds to the “intermediate resonator” in the present disclosure.
  • Ground electrode GND1" and “ground electrode GND2" in Embodiment 1 correspond to the "first ground electrode” and “second ground electrode” in the present disclosure, respectively.
  • FIG. 5 is a perspective view showing the inside of the filter device 100A according to the second embodiment.
  • resonator 150 in filter device 100 of Embodiment 1 is replaced with resonator 150A.
  • the other configurations are the same as the filter device 100, and the description of overlapping elements will not be repeated.
  • the resonator 150A is composed of a substantially U-shaped flat plate electrode, but its orientation on the dielectric substrate 110 is opposite to that of the resonator 150. Specifically, the ends of the electrodes in the resonator 150A are oriented in the negative direction of the X axis, that is, toward the ends E2 of the resonators 130 and 140.
  • the amount of coupling between the resonators may change depending on the positional relationship between the end of the resonator 150A and the end E2 of the resonators 130 and 140. . Specifically, the smaller the difference in the X-axis direction between the position of the end of the resonator 150A and the position of the end E2 of the resonators 130 and 140, the weaker the amount of coupling between the resonators becomes. Therefore, in filter device 100A, the amount of coupling between resonator 150A, which is an intermediate resonator, and resonators 130 and 140 is weaker than in embodiment 100.
  • the resonator 150A which is an intermediate resonator, as shown in FIG. 5 and weakening the amount of coupling between the resonator 150A and the resonators 130 and 140, the stopband can be further narrowed, and the passband can be further narrowed. loss can be reduced.
  • FIG. 6 is a diagram showing the pass characteristics (solid line LN20) of the filter device 100A of FIG. 5.
  • the pass characteristic of the filter device 100 of the first embodiment is shown by a broken line LN10.
  • the frequency band in which the amount of attenuation is 10 dB or more is 23.55 GHz to 24.0 GHz, and the band in the stop band is lower than that in the filter device 100 of the first embodiment.
  • the width is narrower.
  • the amount of attenuation in the stopband is large, and steep attenuation characteristics are obtained at the ends of the passband on the lower frequency side and higher frequency side than the stopband.
  • FIG. 7 is a perspective view showing the inside of filter device 100B according to the third embodiment.
  • FIG. 8 is a sectional view of the filter device 100B of FIG. 7.
  • Filter device 100B has a configuration in which resonator 150, which is the intermediate resonator in filter device 100 of Embodiment 1, is replaced with resonator 150B.
  • the other configurations are the same as those of the filter device 100, and the description of overlapping elements will not be repeated.
  • resonator 150B is a band-shaped flat plate electrode extending along the Y-axis direction, and in dielectric substrate 110, a layer on which resonators 130 and 140 are arranged and a ground electrode It is placed in a layer between it and GND2.
  • the line length of the resonator 150B in the Y-axis direction is ⁇ /2.
  • Resonator 150B intersects with resonator 130 and resonator 140, and is capacitively coupled to resonators 130 and 140 at the intersection. That is, when dielectric substrate 110 is viewed from above, a portion of resonator 150B is disposed between resonator 130 and resonator 140. Note that, as shown in FIG. 8, the position of the resonator 150B in the X-axis direction is located between the center of the resonators 130 and 140 in the X-axis direction and the end E2.
  • the magnitude of the electric field generated in the resonators 130 and 140 changes depending on the position in the X-axis direction, and the electric field becomes larger as it approaches the end. Therefore, the amount of coupling between the resonator 150B and the resonators 130 and 140 changes depending on the position of the resonator 150B in the X-axis direction. Specifically, in the X-axis direction, the amount of coupling is approximately equal to zero near the center of the resonators 130, 140, and increases as it approaches the ends. Note that, as described above, when the amount of coupling between the resonators 130, 140 and the resonator 150B increases, the loss in the passband tends to decrease. Since one of the purposes of the filter device 100B is to narrow the bandwidth of the stopband, the resonator 150B is arranged near the center of the resonators 130 and 140 in the X-axis direction.
  • FIG. 9 is a diagram showing the pass characteristics of the filter device 100B of FIG. 7.
  • the amount of coupling with resonators 130 and 140 tends to be large compared to resonator 150 of the first embodiment.
  • filter device 100B by adjusting the position of resonator 150B in the X-axis direction and the separation distance from resonators 130 and 140 in the Z-axis direction, filter device 100B can be almost the same as filter device 100 of Embodiment 1. Attenuation characteristics of a certain degree have been obtained.
  • the resonator 150B is arranged orthogonal to the resonators 130 and 140, but as in the filter device 100C of Modification 1 in FIG. and the resonators 130, 140 intersect, the angle ⁇ between the resonator 150C and the resonators 130, 140 may be 0° ⁇ 90°.
  • Embodiment 4 In Embodiment 4, a configuration for further downsizing the filter device will be described.
  • FIG. 11 is a perspective view showing the inside of a filter device 100D1 according to the fourth embodiment.
  • Filter device 100D1 has a configuration in which resonators 130 and 140 in filter device 100 of Embodiment 1 are replaced with resonators 130D1 and 140D1.
  • the other configurations are the same as those of the filter device 100, and the description of overlapping elements will not be repeated.
  • each of the resonators 130D1 and 140D1 in the filter device 100D1 has a substantially L-shape, and the end in the positive direction of the X axis (that is, the end E1 in the filter device 100) is Y Bent in the axial direction. More specifically, the end E1 of the resonator 130D1 is bent toward the positive direction of the Y-axis, that is, toward the resonator 140D1. The end E1 of the resonator 140D1 is bent toward the negative direction of the Y axis, that is, toward the resonator 130D1.
  • the dimension of the filter device 100D1 in the X-axis direction can be made shorter than that of the filter device 100 of the first embodiment. Therefore, when the amount of coupling between the resonators 130D1 and 140D1 due to bending does not change, the size of the device can be reduced while maintaining the same pass characteristics as the filter device 100.
  • the ends of the resonators 130D1, 140D1 may be bent in opposite directions to suppress an increase in the amount of coupling.
  • the ends of the two resonators may be bent in the same direction, for example, the positive direction or the negative direction of the Y-axis.
  • the filter device can be further miniaturized.
  • Embodiment 5 In each of the embodiments described above, a case has been described in which the resonators on the input end side and the output end side are constituted by ⁇ /2 resonators. In Embodiment 5, a case will be described in which the resonators on the input end side and the output end side are constituted by ⁇ /4 resonators.
  • FIG. 13 is a perspective view showing the inside of a filter device 100E according to the fifth embodiment. Moreover, FIG. 14 is a sectional view of the filter device 100E.
  • each of the resonators 130E and 140E in the filter device 100E is a flat plate electrode with a line length ⁇ /4 extending along the X-axis direction.
  • the resonators 130E and 140E are connected to the ground electrode GND1 through vias V1 and V2, respectively, on the end E2 side in the negative direction of the X axis.
  • an end E1 in the positive direction of the X axis in each of the resonators 130E and 140E is an open end.
  • the resonators 130E and 140E intersect the main line 120 between the center in the X-axis direction and the end E1.
  • the resonator 150 which is an intermediate resonator, is a ⁇ /2 resonator having a substantially U-shape, similar to the filter device 100 of the first embodiment.
  • the size of the filter device in the X-axis direction can be further reduced in size.
  • Embodiment 6 In Embodiment 6, a configuration will be described in which the size of the filter device is reduced by changing part of the line width in the resonators on the input end side and the output end side.
  • FIG. 15 is a perspective view showing the inside of a filter device 100F according to the sixth embodiment.
  • Filter device 100F has a configuration in which resonators 130 and 140 in filter device 100 of Embodiment 1 are replaced with resonators 130F and 140F.
  • the other configurations are the same as those of the filter device 100, and the description of overlapping elements will not be repeated.
  • resonators 130F and 140F in filter device 100F are shaped such that the line width at the ends in the X-axis direction is wider than the line width near the center. Specifically, the line width near the center of the resonators 130F and 140F is W1, and the line width near the ends E1 and E2 is W2 (W1 ⁇ W2).
  • the electric field is generally zero near the center in the extending direction, and the electric field is maximum at the ends. That is, the influence on the capacitance component tends to be large on the end side of the electrode, and the influence on the inductance component tends to be large near the center. Therefore, by widening the line width on the end side, the capacitance component becomes larger. Furthermore, by narrowing the line width near the center, the inductance component becomes larger.
  • the filter device 100E has a configuration in which the line widths at both ends of the resonators 130F and 140F are made wider than near the center, the line width at only one end may be made wider. Furthermore, the dimension in the X-axis direction of the portion where the line width is increased can be changed as appropriate depending on the desired filter characteristics and size.
  • the intermediate resonator is composed of one resonator, but if interlaced coupling between the resonator on the input end side and the resonator on the output end side is possible,
  • the resonator may be composed of two or more resonators.
  • FIG. 16 is a perspective view showing the inside of a filter device 100G according to the seventh embodiment.
  • intermediate resonator 150G is composed of two resonators 150G1 and 150G2.
  • Each of the resonators 150G1 and 150G2 is a flat plate electrode having a substantially U-shape, similarly to the resonator 150 in the filter device 100 of the first embodiment, and is arranged with both ends facing the main line 120. .
  • the resonator 130, the resonator 150G1, the resonator 150G2, and the resonator 140 are spaced apart from each other in this order in the positive direction of the Y-axis.
  • the resonator 130 on the input end T1 side and the resonator 140 on the output end T2 side are interlaced coupled via the main line 120 and/or the intermediate resonator 150G.
  • the intermediate resonator when the intermediate resonator is composed of multiple resonators, the amount of coupling between the resonators can be made slightly weaker, so loss in the passband can be suppressed.
  • the area required may increase the size of the device. Therefore, the number of resonators in the intermediate resonator is appropriately selected depending on the required filter characteristics and the allowable device size.
  • the intermediate resonator 150H can be configured by two resonators 150H1 and 150H2 extending along the Y-axis direction. Resonators 150H1 and 150H2 are spaced apart from each other in the X-axis direction. Each of the resonators 150H1 and 150H2 intersects with the resonators 130 and 140.
  • interlaced coupling occurs between the resonator 130 and the resonator 140, so that the filter characteristics can be improved.
  • a filter device is applied to a high frequency circuit.
  • the filter device includes a dielectric substrate on which a first ground electrode is arranged, a main line having an input end and an output end, a first resonator, a second resonator, and an intermediate resonator.
  • the main line is arranged opposite to the first ground electrode and extends in the first direction.
  • the first resonator intersects the main line and extends in the second direction.
  • the second resonator intersects the main line closer to the output end than the first resonator and extends in the second direction. At least a portion of the intermediate resonator is disposed between the first resonator and the second resonator.
  • each of the first resonator and the second resonator has a first end and a second end.
  • the main line intersects the first resonator and the second resonator between the center in the second direction and the first end of each of the first resonator and the second resonator.
  • the intermediate resonator has a U-shape. The end of the intermediate resonator faces toward the first end.
  • the intermediate resonator has a U-shape. The end of the intermediate resonator faces toward the second end.
  • the intermediate resonator extends in a direction different from the second direction, and the intermediate resonator extends in a direction different from the second direction, and are arranged to intersect.
  • the first end and the second end of each of the first resonator and the second resonator are open ends.
  • the line lengths of the first resonator and the second resonator and the line length of the intermediate resonator are set to ⁇ /2.
  • the first end of each of the first resonator and the second resonator is an open end.
  • a second end of each of the first resonator and the second resonator is connected to a first ground electrode.
  • each of the first resonator and the second resonator includes a portion of the first line width and a portion of the first line width. It also has a wide second line width portion.
  • the portion of the main line that does not overlap with the first resonator and the second resonator is the first resonator and the second resonator. It includes a region having a line width wider than the line width of the portion overlapping with the resonator.
  • the dielectric substrate further includes a second ground electrode disposed opposite to the first ground electrode.
  • the first resonator, the second resonator, the intermediate resonator, and the main line are arranged between the first ground electrode and the second ground electrode.
  • the first resonator, the second resonator, and the intermediate resonator are located at positions equidistant from the first ground electrode and the second ground electrode on the dielectric substrate. It is located.
  • the intermediate resonator includes a plurality of resonators.

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Abstract

高周波回路に適用されるフィルタ装置（１００）は、接地電極（ＧＮＤ１）が配置された誘電体基板（１１０）と、入力端（Ｔ１）および出力端（Ｔ２）を有する主線路（１２０）と、共振器（１３０，１４０）と、中間共振器（１５０）とを備える。主線路（１２０）は、接地電極（ＧＮＤ１）に対向して配置され、第１方向に延在する。共振器（１３０）は、主線路（１２０）と交差し、第２方向に延在している。共振器（１４０）は、共振器（１３０）よりも出力端（Ｔ２）側において主線路（１２０）と交差し、第２方向に延在している。中間共振器（１５０）の少なくとも一部は、共振器（１３０）と共振器（１４０）との間に配置されている。

Description

フィルタ装置
　本開示はフィルタ装置に関し、より特定的には、高周波回路に適用されるフィルタ装置に関する。
　特開２００８－２４４７０６号公報（特許文献１）には、ストリップラインに近接して複数の共振器電極が配置されたフィルタが開示されている。特開２００８－２４４７０６号公報（特許文献１）のフィルタにおいては、各共振器電極は、一方を開放端とし他方を短絡端とした、いわゆるλ／４共振器である（λは帯域内の中心周波数における波長）。そして、各共振器電極は、開放端がストリップラインに対向した状態で、ストリップラインに直交する方向に延在している。このような構成とすることによって、フィルタは、上記の中心周波数に減衰極が生じるバンドストップフィルタとして機能する。
特開２００８－２４４７０６号公報
　上記のようなバンドストップフィルタは、特定の通過帯域の近傍における急峻な減衰特性が求められる用途において用いられる。通過帯域の帯域幅を拡大したい場合、あるいは、隣接する通過帯域間における信号のアイソレーションを確保したい場合などに、このようなバンドストップフィルタを用いることによって所望の特性が実現される。たとえば、異なる２つの周波数帯域の高周波信号を放射可能な、いわゆるデュアルバンドタイプのアンテナにおいて、一方の周波数帯域の信号を伝達する伝送経路に配置されて、他方側の周波数帯域の信号を減衰するために用いられる場合に用いることができる。
　このようなアンテナは、スマートフォンなどの小型携帯端末に用いられる場合があるが、送受信に用いられる周波数帯域の細分化に伴って、２つの周波数帯域の帯域幅が互いに近接する状態となり得る。そうすると、一方の周波数帯域の信号を減衰させるためのバンドストップフィルタの阻止域が、他方の周波数帯域の信号の通過帯域と重なってしまい、アンテナ特性の低下につながる可能性がある。そのため、より急峻で狭帯域の減衰特性を有するフィルタ装置が望まれている。
　特開２００８－２４４７０６号公報（特許文献１）に開示されたフィルタの構成において、より急峻で狭帯域の減衰特性とするためには、共振器電極の段数を増加する必要がある。しかしながら、共振器電極の数を増加すると、それに伴って、回路の構成に必要とされる基板面積が増加するため、アンテナ全体の機器サイズが大きくなってしまう可能性がある。
　本開示は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、高周波回路に適用されるフィルタ装置（バンドストップフィルタ）において、フィルタ特性を改善するとともに小型化を実現することである。
　本開示に係るフィルタ装置は、高周波回路に適用される。フィルタ装置は、第１接地電極が配置された誘電体基板と、入力端および出力端を有する主線路と、第１共振器および第２共振器と、中間共振器とを備える。主線路は、第１接地電極に対向して配置され第１方向に延在する。第１共振器は、主線路と交差し第２方向に延在している。第２共振器は、第１共振器よりも出力端側において主線路と交差し第２方向に延在している。中間共振器の少なくとも一部は、第１共振器と第２共振器との間に配置されている。
　本開示によるフィルタ装置においては、主線路に交差する２つの共振器の間に中間共振器が配置された構成を有している。このような少なくとも３段構成の共振器においては、初段の共振器と最終段の共振器との間に、主線路および／または中間共振器によって飛越結合が生じる。この飛越結合によって新たな極が発生するため、飛越結合が生じない構成のフィルタ装置に比べて、少ない段数の共振器によって阻止域の減衰量を確保することができる。したがって、フィルタ特性を改善するとともに小型化を実現することができる。
実施の形態１に従うフィルタ装置の内部を示す斜視図である。 図１のフィルタ装置の平面図である。 図２の線ＩＩＩ－ＩＩＩにおける断面図である。 図１のフィルタ装置の通過特性を示す図である。 実施の形態２に従うフィルタ装置の内部を示す斜視図である。 図５のフィルタ装置の通過特性を示す図である。 実施の形態３に従うフィルタ装置の内部を示す斜視図である。 図７のフィルタ装置の断面図である。 図７のフィルタ装置の通過特性を示す図である。 変形例１のフィルタ装置の内部を示す斜視図である。 実施の形態４に従うフィルタ装置の内部を示す斜視図である。 変形例２のフィルタ装置の内部を示す斜視図である。 実施の形態５に従うフィルタ装置の内部を示す斜視図である。 図１２のフィルタ装置の断面図である。 実施の形態６に従うフィルタ装置の内部を示す斜視図である。 実施の形態７に従うフィルタ装置の内部を示す斜視図である。 変形例３のフィルタ装置の内部を示す斜視図である。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［実施の形態１］
　図１～図３を用いて、実施の形態１に従うフィルタ装置１００の構成について説明する。図１は、フィルタ装置１００の内部を示す斜視図である。図２は、フィルタ装置１００の平面図である。また、図３は、図２における線ＩＩＩ－ＩＩＩにおける断面図である。
　図１～図３を参照して、フィルタ装置１００は、平板形状の誘電体基板１１０と、主線路１２０と、共振器１３０～１５０と、ビア導体１６０と、接地電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２とを備える。誘電体基板１１０は、Ｚ軸方向から平面視した場合に矩形形状の主面を有しており、当該主面の隣接する辺の一方に沿った方向をＸ軸方向とし、他方に沿った辺をＹ軸方向とし、主面の法線方向をＺ軸方向とする。なお、以下の説明において、Ｚ軸の正方向を上方、負方向を下方と称する場合がある。なお、図１および図２においては、内部構造が見えるように、誘電体基板１１０の誘電体は省略されている。
　実施の形態１のフィルタ装置１００は、主線路１２０によって伝達される高周波信号における所定の周波数成分を減衰させるための、いわゆるバンドストップフィルタ（あるいはノッチフィルタ）である。
　誘電体基板１１０は、たとえば、低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ：Low　Temperature　Co-fired　Ceramics）多層基板、エポキシ、ポリイミドなどの樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、より低い誘電率を有する液晶ポリマー（Liquid　Crystal　Polymer：ＬＣＰ）から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、フッ素系樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、ＰＥＴ（Polyethylene　Terephthalate）材から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、あるいは、ＬＴＣＣ以外のセラミックス多層基板である。なお、誘電体基板１１０は必ずしも多層構造でなくてもよく、単層の基板であってもよい。
　誘電体基板１１０の下面１１１あるいは下面１１１に近い層には、全面にわたって平板形状の接地電極ＧＮＤ１が配置されている。同様に、誘電体基板１１０の上面１１２あるいは上面１１２に近い層には、全面にわたって平板形状の接地電極ＧＮＤ２が配置されている。なお、接地電極ＧＮＤ２は必須の構成ではなく、少なくとも接地電極ＧＮＤ１が配置されていればよい。
　接地電極ＧＮＤ１および接地電極ＧＮＤ２は、誘電体基板１１０のＺ軸方向に延在する複数のビア導体１６０によって接続されている。ビア導体１６０は、誘電体基板１１０をＺ軸方向から平面視した場合に、矩形形状の主面の周囲に沿って配置されている。この複数のビア導体１６０は、外部からの電磁界の影響を低減するためのシールドとして機能する。
　主線路１２０は、誘電体基板１１０の中心からＸ軸の正方向にオフセットした位置において、Ｙ軸に沿って延在している。主線路１２０は、略帯状の平板電極である。主線路１２０は、誘電体基板１１０において、接地電極ＧＮＤ１と接地電極ＧＮＤ２との間に配置されている。すなわち、主線路１２０はストリップラインである。主線路１２０においては、Ｙ軸の負方向の端部の入力端Ｔ１から、Ｙ軸の正方向の端部の出力端Ｔ２へと信号が伝達される。
　共振器１３０，１４０は、Ｘ軸に沿って延在する帯状の平板電極である。共振器１３０，１４０の各々において、Ｘ軸の正方向の端部Ｅ１（第１端部）およびＸ軸の負方向の端部Ｅ２（第２端部）はいずれも開放端とされている。共振器１３０，１４０は、誘電体基板１１０において、接地電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２から等距離Ｄ１の位置に配置されている。共振器１３０，１４０は、接地電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２との間のキャパシタンス成分と、電極のインダクタンス成分とによって、分布定数型の共振器として動作する。減衰対象の周波数帯域の中心周波数に対応する誘電体基板１１０内の波長をλとした場合、共振器１３０，１４０のＸ軸方向の長さはλ／２に設定される。
　共振器１３０および共振器１４０は、Ｙ軸方向に所定の距離だけ離間した位置に配置されている。より具体的には、共振器１３０は誘電体基板１１０の中心からＹ軸の負方向にオフセットした位置に配置されており、共振器１４０は誘電体基板１１０の中心からＹ軸の正方向にオフセットした位置に配置されている。言い換えれば、共振器１４０は、共振器１３０よりも、主線路１２０の出力端Ｔ２側に配置されている。共振器１３０と共振器１４０との間隔は、およそλ／４～λ／２に設定される。
　誘電体基板１１０の法線方向から平面視した場合に、共振器１３０，１４０は、主線路１２０と交差している。図３に示されるように、主線路１２０は、共振器１３０，１４０のＸ軸方向の中心（仮想線ＣＬ）と、Ｘ軸方向の端部Ｅ１との間の位置であって、かつ、各共振器からＺ軸の正方向に離間した位置に配置されている。より具体的には、主線路１２０は、主線路１２０のＸ軸の負方向の端部が仮想線ＣＬと重なる位置（破線１２１）と、主線路１２０のＸ軸の正方向の端部が共振器１３０，１４０の端部Ｅ１と重なる位置（破線１２２）との間の位置に配置される。
　このように主線路１２０と共振器１３０，１４０とが重なることによって、主線路１２０と共振器１３０，１４０の各々とが容量結合する。その結果、共振器１３０および共振器１４０が主線路１２０を介して互いに結合することになる。なお、主線路１２０の位置が、共振器１３０，１４０の中心（すなわち破線１２１）に近くなるほど結合が弱くなり、端部Ｅ１側（すなわち破線１２２）に近くなるほど結合が強くなる。
　なお、主線路１２０は、伝達する高周波信号の損失をできるだけ小さくするために、入力端Ｔ１から出力端Ｔ２にわたってインピーダンスが等しいことが好ましい。共振器１３０，１４０と交差する部分においては、共振器１３０，１４０の電強によってキャパシタンス成分が増加する。そのため、主線路１２０において共振器１３０，１４０が交差していない部分には、交差部分の主線路１２０の線路幅よりも広い線路幅を有する領域が設けられている。このように線路幅を広くすることによって、接地電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２との間のキャパシタンス成分を増加させることができる。これにより、主線路１２０全体にわたるインピーダンス変化を抑制することができるので、インピーダンス不整合に伴う通過損失を低減することができる。
　共振器１５０は、略Ｕ字形状を有する帯状の平板電極であり、共振器１３０と共振器１４０との間において、共振器１３０，１４０から離間して配置されている。また、共振器１５０は、接地電極ＧＮＤ１および接地電極ＧＮＤ２から等距離Ｄ１の位置に配置されている。すなわち、共振器１５０は、誘電体基板１１０において共振器１３０，１４０と同じ層に配置されている。共振器１５０における両方の端部は開放端とされており、Ｘ軸の正方向に向けられている。言い換えれば、共振器１５０の開放端は主線路１２０に向けられている。また、共振器１５０は、主線路１２０よりも、共振器１３０，１４０の端部Ｅ２側に配置されている。共振器１５０において、一方の開放端から他方の開放端までの線路長は、λ／２となるように設定されている。
　このように、フィルタ装置１００においては、共振器１３０～１５０の線路長がいずれもλ／２となるように設定されており、各共振器は同じ共振周波数を有するλ／２共振器として動作する。これによって、共振器１３０と共振器１５０とが結合し、共振器１５０と共振器１４０とが結合する。そのため、結果として共振器１３０と共振器１４０とが結合することになる。
　フィルタ装置１００においては、主線路１２０の入力端Ｔ１で受けた高周波信号のうち、共振器の共振周波数に対応する信号は共振器１３０～１５０で形成される共振回路に吸収されるので、当該共振周波数に対応する信号が除去された信号が出力端Ｔ２から出力される。すなわち、フィルタ装置１００は、共振器１３０～１５０の共振周波数に対応する信号を除去するためのバンドストップフィルタとして機能する。
　ここで、フィルタ装置１００では、共振器１５０および主線路１２０を介して、共振器１３０と共振器１４０との間の飛越結合が生じる。飛越結合が生じることにより、共振器の共振周波数において追加の減衰極がさらに形成されるので、対応する周波数帯域の信号の減衰量を増加することができる。
　図４は、図１のフィルタ装置１００の通過特性を示す図である。図４においては、横軸には周波数が示されており、縦軸にはフィルタ装置１００の通過損失が示されている。図４に示されるように、フィルタ装置１００においては、１０ｄＢ以上の減衰量となる周波数帯域が２３．５ＧＨｚ～２４．２ＧＨｚとなっており、比較的狭帯域で高い減衰特性が得られている。
　このように、フィルタ装置１００では、入力端Ｔ１側の共振器１３０と、出力端Ｔ２側の共振器との間の飛越結合を利用することによって、比較的少ない数の共振器を用いて、所望の周波数帯域の減衰量を増加することができる。したがって、フィルタ特性を改善するとともに、フィルタ装置の小型化を実現することができる。
　なお、共振器１３０～１５０で形成される共振回路による減衰量は、主線路１２０と共振器１３０，１４０との結合量、および／または、共振器１３０，１４０間の飛越結合の結合量によって影響を受ける。上記のように、主線路１２０と共振器１３０，１４０との結合量は、共振器１３０，１４０と主線路１２０とが交差する位置によって変化する。また、共振器１３０，１４０間の飛越結合の結合量は、共振器１３０と共振器１４０との間の距離によっても変化する。そのため、所望の減衰特性に応じて、主線路１２０のＸ軸方向および／またはＺ軸方向の位置、ならびに、共振器１３０と共振器１４０との間の距離が適宜調整される。
　さらに、共振器１５０におけるＸ軸に沿った部分、すなわち共振器１３０，１４０に対向する部分の長さによって、共振器１３０，１４０と共振器１５０との結合量が変化し、当該結合量も共振回路による減衰量に影響し得る。そのため、共振器１５０の形状を調整することによって減衰特性を調整することもできる。
　実施の形態１における「共振器１３０」および「共振器１４０」は、本開示における「第１共振器」および「第２共振器」にそれぞれ対応する。実施の形態１における「共振器１５０」は、本開示における「中間共振器」に対応する。実施の形態１における「接地電極ＧＮＤ１」および「接地電極ＧＮＤ２」は、本開示における「第１接地電極」および「第２接地電極」にそれぞれ対応する。
　［実施の形態２］
　実施の形態２においては、中間共振器の配置が実施の形態１とは異なる構成について説明する。
　図５は、実施の形態２に従うフィルタ装置１００Ａの内部を示す斜視図である。図５においては、実施の形態１のフィルタ装置１００における共振器１５０が共振器１５０Ａに置き換わった構成となっている。図５においてその他の構成はフィルタ装置１００と同様であり、重複する要素の説明は繰り返さない。
　共振器１５０Ａは、フィルタ装置１００の共振器１５０と同様に、略Ｕ字形状を有する平板電極で構成されるが、誘電体基板１１０における向きが、共振器１５０とは逆になっている。具体的には、共振器１５０Ａにおける電極の端部は、Ｘ軸の負方向、すなわち共振器１３０，１４０の端部Ｅ２に向けられている。
　ここで、共振器間の結合量は波長の差分によって影響されるため、共振器１５０Ａの端部と共振器１３０，１４０の端部Ｅ２との位置関係によって共振器間の結合量が変化し得る。具体的には、共振器１５０Ａの端部の位置と、共振器１３０，１４０の端部Ｅ２の位置とのＸ軸方向の差分が小さくなるほど、共振器間の結合量が弱くなる。したがって、フィルタ装置１００Ａは、中間共振器である共振器１５０Ａと共振器１３０，１４０と間の結合量が、実施の形態１００と比較して弱くなる。
　中間共振器と共振器１３０，１４０と間の結合量が強くなりすぎると、阻止域における共振器の蓄積エネルギが大きくなるため、阻止域の帯域幅が拡大し、通過帯域における損失が増加し得る。そのため、中間共振器である共振器１５０Ａを図５のような配置として、共振器１５０Ａと共振器１３０，１４０と間の結合量を弱めることによって、阻止域をさらに狭帯域化するとともに、通過帯域の損失を低減することができる。
　図６は、図５のフィルタ装置１００Ａの通過特性（実線ＬＮ２０）を示す図である。図６においては、比較のために、実施の形態１のフィルタ装置１００の通過特性が破線ＬＮ１０で示されている。図６に示されるように、フィルタ装置１００Ａにおいては、１０ｄＢ以上の減衰量となる周波数帯域が２３．５５ＧＨｚ～２４．０ＧＨｚとなっており、実施の形態１のフィルタ装置１００よりも阻止域の帯域幅が狭くなっている。また、阻止域における減衰量が大きくなっており、阻止域よりも低周波数側および高周波数側の通過帯域の端部において急峻な減衰特性が得られている。
　以上のように、中間共振器の配置を変更して共振器間の結合量を弱めることによって、フィルタ特性をさらに改善するとともに小型化を実現することができる。
　［実施の形態３］
　実施の形態３においては、中間共振器の他の配置の構成について説明する。図７は、実施の形態３に従うフィルタ装置１００Ｂの内部を示す斜視図である。また、図８は、図７のフィルタ装置１００Ｂの断面図である。フィルタ装置１００Ｂにおいては、実施の形態１のフィルタ装置１００における中間共振器である共振器１５０が共振器１５０Ｂに置き換わった構成となっている。図７においてその他の構成はフィルタ装置１００と同様であり、重複する要素の説明は繰り返さない。
　図７および図８を参照して、共振器１５０Ｂは、Ｙ軸方向に沿って延在する帯状の平板電極であり、誘電体基板１１０において、共振器１３０，１４０が配置される層と接地電極ＧＮＤ２との間の層に配置される。共振器１５０ＢのＹ軸方向の線路長はλ／２である。共振器１５０Ｂは、共振器１３０および共振器１４０と交差しており、当該交差部分において、共振器１３０，１４０と容量結合している。すなわち、誘電体基板１１０を平面視した場合に、共振器１５０Ｂの一部は、共振器１３０と共振器１４０との間に配置されている。なお、図８に示されるように、共振器１５０ＢのＸ軸方向の位置は、共振器１３０，１４０のＸ軸方向の中央から端部Ｅ２までの間に配置される。
　共振器１３０，１４０に生じる電界の大きさは、Ｘ軸方向の位置で変化し、端部に近づくほど電界が大きくなる。そのため、共振器１５０ＢのＸ軸方向の位置によって、共振器１５０Ｂと共振器１３０，１４０との結合量が変化する。具体的には、Ｘ軸方向において、共振器１３０，１４０の中心付近では結合量がほぼゼロに等しくなり、端部に近づくにつれて結合量が大きくなる。なお、上述のように、共振器１３０，１４０と共振器１５０Ｂとの間の結合量が大きくなると、通過帯域における損失が低下しやすくなる。フィルタ装置１００Ｂにおいては、阻止域の帯域幅を狭くすることが目的の１つであるため、共振器１５０Ｂは、共振器１３０，１４０のＸ軸方向の中心に近い位置に配置されている。
　図９は、図７のフィルタ装置１００Ｂの通過特性を示す図である。フィルタ装置１００Ｂのように、共振器１５０Ｂが共振器１３０，１４０と容量結合する構成の場合、実施の形態１の共振器１５０と比較すると、共振器１３０，１４０との結合量は大きくなりやすい。しかしながら、フィルタ装置１００Ｂにおいては、共振器１５０ＢのＸ軸方向の位置、および、共振器１３０，１４０とのＺ軸方向の離隔距離を調整することによって、実施の形態１のフィルタ装置１００とほぼ同程度の減衰特性が得られている。
　なお、フィルタ装置１００Ｂの例においては、共振器１５０Ｂは、共振器１３０，１４０に対して直交するように配置されていたが、図１０の変形例１のフィルタ装置１００Ｃのように、共振器１５０Ｃと共振器１３０，１４０とが交差していれば、共振器１５０Ｃと共振器１３０，１４０とのなす角度θが０°＜θ＜９０°であってもよい。
　［実施の形態４］
　実施の形態４においては、フィルタ装置をさらに小型化するための構成について説明する。
　図１１は、実施の形態４に従うフィルタ装置１００Ｄ１の内部を示す斜視図である。フィルタ装置１００Ｄ１においては、実施の形態１のフィルタ装置１００における共振器１３０，１４０が、共振器１３０Ｄ１，１４０Ｄ１に置き換わった構成となっている。図１０においてその他の構成はフィルタ装置１００と同様であり、重複する要素の説明は繰り返さない。
　図１１を参照して、フィルタ装置１００Ｄ１における共振器１３０Ｄ１，１４０Ｄ１の各々は略Ｌ字形状を有しており、Ｘ軸の正方向の端部（すなわち、フィルタ装置１００における端部Ｅ１）がＹ軸方向に屈曲している。より具体的には、共振器１３０Ｄ１の端部Ｅ１は、Ｙ軸の正方向、すなわち共振器１４０Ｄ１に向かって屈曲している。共振器１４０Ｄ１の端部Ｅ１は、Ｙ軸の負方向、すなわち共振器１３０Ｄ１に向かって屈曲している。
　このように共振器１３０Ｄ１,１４０Ｄ１の端部を屈曲させた構成とすることによって、フィルタ装置１００Ｄ１のＸ軸方向の寸法を、実施の形態１のフィルタ装置１００に比べて短くすることができる。したがって、屈曲による共振器１３０Ｄ１,１４０Ｄ１間の結合量が変化しない場合には、フィルタ装置１００と同等の通過特性を維持しながら、装置サイズを小型化することができる。
　なお、フィルタ装置１００Ｄ１のように、共振器１３０Ｄ１,１４０Ｄ１の端部を互いに対向させるように屈曲することで、共振器１３０Ｄ１,１４０Ｄ１間の結合量が増加してしまう場合には、図１２の変形例２のフィルタ装置１００Ｄ２の共振器１３０Ｄ２，１４０Ｄ２のように、端部を互いに反対側に屈曲させるようにして結合量の増加を抑制してもよい。また、図には示されていないが、２つの共振器の端部を、たとえばＹ軸の正方向あるいは負方向の同じ方向に屈曲させてもよい。
　以上のように、入力端側の共振器および出力端側の共振器の端部を屈曲させることによって、フィルタ装置をさらに小型化することができる。
　［実施の形態５］
　上述の各実施の形態においては、入力端側および出力端側の共振器がλ／２共振器で構成される場合について説明した。実施の形態５においては、入力端側および出力端側の共振器がλ／４共振器で構成される場合について説明する。
　図１３は、実施の形態５に従うフィルタ装置１００Ｅの内部を示す斜視図である。また、図１４は、フィルタ装置１００Ｅの断面図である。
　図１３および図１４を参照して、フィルタ装置１００Ｅにおける共振器１３０Ｅ，１４０Ｅの各々は、Ｘ軸方向に沿って延在する、線路長λ／４の平板電極である。共振器１３０Ｅ，１４０Ｅは、Ｘ軸の負方向の端部Ｅ２側において、ビアＶ１，Ｖ２によってそれぞれ接地電極ＧＮＤ１に接続されている。なお、共振器１３０Ｅ，１４０Ｅの各々におけるＸ軸の正方向の端部Ｅ１は、開放端とされている。そして、共振器１３０Ｅ，１４０Ｅは、Ｘ軸方向の中心と端部Ｅ１との間で、主線路１２０と交差している。
　なお、中間共振器である共振器１５０については、実施の形態１のフィルタ装置１００と同様に、略Ｕ字形状を有するλ／２共振器である。
　このような構成においても、基本的には、フィルタ装置１００と同様のフィルタ特性を実現することができる。そして、入力端側および出力端側の共振器がλ／４共振器で構成されているため、フィルタ装置のＸ軸方向の寸法をさらに小型化することができる。
　［実施の形態６］
　実施の形態６においては、入力端側および出力端側の共振器において一部の線路幅を変更することによって、フィルタ装置を小型化する構成について説明する。
　図１５は、実施の形態６に従うフィルタ装置１００Ｆの内部を示す斜視図である。フィルタ装置１００Ｆにおいては、実施の形態１のフィルタ装置１００における共振器１３０，１４０が、共振器１３０Ｆ，１４０Ｆに置き換わった構成となっている。図１５においてその他の構成はフィルタ装置１００と同様であり、重複する要素の説明は繰り返さない。
　図１５を参照して、フィルタ装置１００Ｆにおける共振器１３０Ｆ，１４０Ｆにおいては、Ｘ軸方向の端部の線路幅が、中央付近の線路幅よりも広くなるような形状となっている。具体的には、共振器１３０Ｆ，１４０Ｆにおける中央付近の線路幅はＷ１となっており、端部Ｅ１，Ｅ２付近の線路幅がＷ２（Ｗ１＜Ｗ２）となっている。
　共振器１３０Ｆ，１４０Ｆのような直線状の平板電極の場合、一般的に、延在方向の中央付近での電界がゼロになり、端部での電界が最大になる。すなわち、電極の端部側ではキャパシタンス成分への影響が大きくなり、中央付近ではインダクタンス成分への影響が大きくなる傾向にある。そのため、端部側の線路幅を広くすることによって、キャパシタンス成分がより大きくなる。また、中央付近については線路幅を狭くすることによって、インダクタンス成分がより大きくなる。
　共振器の共振周波数ｆは、ｆ＝１／２・（ＬＣ）－１／２で表されるため、共振器１３０Ｆ，１４０Ｆのように、端部の線路幅を広くし、中央付近の線路幅を狭くすることによって、より短い線路長で同じ共振周波数を実現することができる。すなわち、フィルタ装置１００Ｆにおける共振器１３０Ｆ，１４０Ｆの線路長は、フィルタ装置１００における共振器１３０，１４０の線路長よりも短くなる。これにより、フィルタ装置のＸ軸方向の寸法を短くして小型化することが可能となる。
　なお、フィルタ装置１００Ｅにおいては、共振器１３０Ｆ，１４０Ｆの両端部の線路幅を中央付近に対して広くする構成としたが、一方の端部の線路幅のみを広くするようにしてもよい。また、線路幅が広くされた部分のＸ軸方向の寸法についても、所望のフィルタ特性およびサイズに応じて適宜変更可能である。
　［実施の形態７］
　上述の実施の形態および変形例においては、中間共振器が１つの共振器で構成される例について説明したが、入力端側の共振器と出力端側の共振器との飛越結合ができれば、中間共振器が２つ以上の共振器で構成されていてもよい。
　図１６は、実施の形態７に従うフィルタ装置１００Ｇの内部を示す斜視図である。図１６を参照して、フィルタ装置１００Ｇにおいては、中間共振器１５０Ｇが、２つの共振器１５０Ｇ１，１５０Ｇ２で構成されている。
　共振器１５０Ｇ１，１５０Ｇ２の各々は、実施の形態１のフィルタ装置１００における共振器１５０と同様に、略Ｕ字形状を有する平板電極であり、両端部が主線路１２０に向けられて配置されている。フィルタ装置１００Ｇにおいては、Ｙ軸の正方向に向かって、共振器１３０、共振器１５０Ｇ１、共振器１５０Ｇ２および共振器１４０の順に、互いに離間して配置されている。
　このような構成においても、入力端Ｔ１側の共振器１３０と出力端Ｔ２側の共振器１４０とは、主線路１２０および／または中間共振器１５０Ｇを介して飛越結合する。
　このように、中間共振器を複数の共振器で構成した場合、共振器間の結合量がやや弱くできるため通過帯域における損失が抑制できるが、一方で、複数の共振器を配置するための基板面積が必要となるため、装置のサイズが大きくなる可能性がある。そのため、中間共振器における共振器の数については、要求されるフィルタ特性および許容される装置サイズによって適宜選択される。
　なお、図７のフィルタ装置１００Ｂのように、中間共振器である共振器１５０Ｂが、共振器１３０，１４０と交差する構成の場合には、図１７の変形例３のフィルタ装置１００Ｈのように、中間共振器１５０Ｈは、Ｙ軸方向に沿って延在する２つの共振器１５０Ｈ１，１５０Ｈ２により構成することができる。共振器１５０Ｈ１，１５０Ｈ２は、Ｘ軸方向に互いに離間して配置されている。そして、共振器１５０Ｈ１，１５０Ｈ２の各々は、共振器１３０，１４０と交差している。
　変形例３のフィルタ装置１００Ｈにおいても、共振器１３０と共振器１４０との間で飛越結合が生じることで、フィルタ特性を改善することができる。
　［態様］
　（第１項）一態様に係るフィルタ装置は、高周波回路に適用される。フィルタ装置は、第１接地電極が配置された誘電体基板と、入力端および出力端を有する主線路と、第１共振器および第２共振器と、中間共振器とを備える。主線路は、第１接地電極に対向して配置され第１方向に延在する。第１共振器は、主線路と交差し第２方向に延在している。第２共振器は、第１共振器よりも出力端側において主線路と交差し第２方向に延在している。中間共振器の少なくとも一部は、第１共振器と第２共振器との間に配置されている。
　（第２項）第１項に記載のフィルタ装置において、第１共振器および第２共振器の各々は、第１端部および第２端部を有している。主線路は、第１共振器および第２共振器の各々における、第２方向の中央から第１端部までの間で、第１共振器および第２共振器と交差している。
　（第３項）第２項に記載のフィルタ装置において、中間共振器は、主線路よりも第２端部側に配置されている。
　（第４項）第３項に記載のフィルタ装置において、誘電体基板の法線方向から平面視した場合に、中間共振器は、主線路、第１共振器および第２共振器で囲まれた領域に配置されている。
　（第５項）第３項または第４項に記載のフィルタ装置において、中間共振器は、Ｕ字形状を有している。中間共振器の端部は、第１端部側に向いている。
　（第６項）第３項または第４項に記載のフィルタ装置において、中間共振器は、Ｕ字形状を有している。中間共振器の端部は、第２端部側に向いている。
　（第７項）第３項～第６項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、中間共振器は、第２方向とは異なる方向に延在し、第１共振器および第２共振器と交差するように配置されている。
　（第８項）第７項に記載のフィルタ装置において、中間共振器は、第１方向に延在している。
　（第９項）第２項～第８項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、第１共振器および第２共振器の各々における第１端部および第２端部は開放端である。フィルタ装置によって阻止すべき信号の波長をλとした場合、第１共振器および第２共振器の線路長、ならびに、中間共振器の線路長はλ／２に設定される。
　（第１０項）第２項～第８項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、第１共振器および第２共振器の各々における第１端部は開放端である。第１共振器および第２共振器の各々における第２端部は第１接地電極に接続されている。フィルタ装置によって阻止すべき信号の波長をλとした場合、第１共振器および第２共振器の線路長はλ／４に設定され、中間共振器の線路長はλ／２に設定される。
　（第１１項）第２項～第１０項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、第１共振器および第２共振器の各々の第１端部は、第２方向から屈曲している。
　（第１２項）第２項～第１１項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、第１共振器および第２共振器の各々は、第１線路幅の部分と、第１線路幅よりも広い第２線路幅の部分とを有している。
　（第１３項）第１２項に記載のフィルタ装置において、第１共振器および第２共振器の各々の第１端部および第２端部は第２線路幅を有している。
　（第１４項）第１項～第１３項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、主線路における第１共振器および第２共振器と重なっていない部分は、第１共振器および第２共振器と重なっている部分の線路幅よりも広い線路幅を有する領域を含む。
　（第１５項）第１項～第１４項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、フィルタ装置によって阻止すべき信号の波長をλとした場合、第１共振器と第２共振器と間の距離は、λ／４以上かつλ／２以下に設定される。
　（第１６項）第１項～第１５項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、誘電体基板は、第１接地電極と対向して配置された第２接地電極をさらに含む。第１共振器、第２共振器、中間共振器および主線路は、第１接地電極と第２接地電極との間に配置されている。
　（第１７項）第１６項に記載のフィルタ装置において、第１共振器、第２共振器および中間共振器は、誘電体基板において、第１接地電極および第２接地電極から等距離の位置に配置されている。
　（第１８項）第１項～第１７項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、中間共振器は主線路と結合していない。
　（第１９項）第１項～第１８項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、第１共振器と第２共振器は飛越結合している。
　（第２０項）第１項～第１９項のいずれか１項に記載のフィルタ装置において、中間共振器は複数の共振器を含む。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１００，１００Ａ～１００Ｃ，１００Ｄ１，１００Ｄ２，１００Ｅ～１００Ｈ　フィルタ装置、１１０　誘電体基板、１１１　下面、１１２　上面、１２０　主線路、１３０，１３０Ｄ１，１３０Ｄ２，１３０Ｅ，１３０Ｆ，１４０，１４０Ｄ１，１４０Ｄ２，１４０Ｅ，１４０Ｆ，１５０，１５０Ａ～１５０Ｃ，１５０Ｇ１，１５０Ｇ２，１５０Ｈ１，１５０Ｈ２　共振器、１５０Ｇ，１５０Ｈ　中間共振器、１６０　ビア導体、Ｅ１，Ｅ２　端部、ＧＮＤ１，ＧＮＤ２　接地電極、Ｔ１　入力端、Ｔ２　出力端、Ｖ１，Ｖ２　ビア。

Claims (20)

  1. 　高周波回路に適用されるフィルタ装置であって、
    　第１接地電極が配置された誘電体基板と、
    　前記第１接地電極に対向して配置され、第１方向に延在するとともに、入力端および出力端を有する主線路と、
    　前記主線路と交差し、第２方向に延在する第１共振器と、
    　前記第１共振器よりも前記出力端側において前記主線路と交差し、前記第２方向に延在する第２共振器と、
    　前記第１共振器と前記第２共振器との間に少なくとも一部が配置された中間共振器とを備える、フィルタ装置。
  2. 　前記第１共振器および前記第２共振器の各々は、第１端部および第２端部を有しており、
    　前記主線路は、前記第１共振器および前記第２共振器の各々における、前記第２方向の中央から前記第１端部までの間で、前記第１共振器および前記第２共振器と交差している、請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記中間共振器は、前記主線路よりも前記第２端部側に配置されている、請求項２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記誘電体基板の法線方向から平面視した場合に、前記中間共振器は、前記主線路、前記第１共振器および前記第２共振器で囲まれた領域に配置されている、請求項３に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記中間共振器は、Ｕ字形状を有しており、
    　前記中間共振器の端部は、前記第１端部側に向いている、請求項３または４に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記中間共振器は、Ｕ字形状を有しており、
    　前記中間共振器の端部は、前記第２端部側に向いている、請求項３または４に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記中間共振器は、前記第２方向とは異なる方向に延在し、前記第１共振器および前記第２共振器と交差するように配置されている、請求項３～６のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  8. 　前記中間共振器は、前記第１方向に延在している、請求項７に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記第１共振器および前記第２共振器の各々における前記第１端部および前記第２端部は開放端であり、
    　前記フィルタ装置によって阻止すべき信号の前記誘電体基板内における波長をλとした場合、
    　前記第１共振器および前記第２共振器の線路長、ならびに、前記中間共振器の線路長はλ／２に設定される、請求項２～８のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  10. 　前記第１共振器および前記第２共振器の各々における前記第１端部は開放端であり、
    　前記第１共振器および前記第２共振器の各々における前記第２端部は前記第１接地電極に接続されており、
    　前記フィルタ装置によって阻止すべき信号の前記誘電体基板内における波長をλとした場合、
    　前記第１共振器および前記第２共振器の線路長はλ／４に設定され、
    　前記中間共振器の線路長はλ／２に設定される、請求項２～８のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  11. 　前記第１共振器および前記第２共振器の各々の前記第１端部は、前記第２方向から屈曲している、請求項２～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  12. 　前記第１共振器および前記第２共振器の各々は、第１線路幅の部分と、前記第１線路幅よりも広い第２線路幅の部分とを有している、請求項２～１１のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  13. 　前記第１共振器および前記第２共振器の各々の前記第１端部および前記第２端部は、前記第２線路幅を有している、請求項１２に記載のフィルタ装置。
  14. 　前記主線路において、前記第１共振器および前記第２共振器と重なっていない部分は、前記第１共振器および前記第２共振器と重なっている部分の線路幅よりも広い線路幅を有する領域を含む、請求項１～１３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  15. 　前記フィルタ装置によって阻止すべき信号の前記誘電体基板内における波長をλとした場合、前記第１共振器と前記第２共振器と間の距離は、λ／４以上かつλ／２以下に設定される、請求項１～１４のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  16. 　前記誘電体基板は、前記第１接地電極と対向して配置された第２接地電極をさらに含み、
    　前記第１共振器、前記第２共振器、前記中間共振器および前記主線路は、前記第１接地電極と前記第２接地電極との間に配置されている、請求項１～１５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  17. 　前記第１共振器、前記第２共振器および前記中間共振器は、前記誘電体基板において、前記第１接地電極および前記第２接地電極から等距離の位置に配置されている、請求項１６に記載のフィルタ装置。
  18. 　前記中間共振器は、前記主線路と結合していない、請求項１～１７のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  19. 　前記第１共振器と前記第２共振器は、飛越結合している、請求項１～１８のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  20. 　前記中間共振器は、複数の共振器を含む、請求項１～１９のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
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