MX2012012053A

MX2012012053A - Control de un motor de iman permanente sin escobillas.

Info

Publication number: MX2012012053A
Application number: MX2012012053A
Authority: MX
Inventors: Andrew Clothier; Stephen Greetham
Original assignee: Dyson Technology Ltd
Priority date: 2010-04-16
Filing date: 2011-04-13
Publication date: 2013-03-15
Also published as: GB201106305D0; US20110254488A1; WO2011128686A2; CN102939713B; WO2011128686A3; AU2011239773A1; US8937446B2; BR112012026387B1; JP2011229388A; GB2480729A; KR20140057381A; GB201006391D0; GB201105209D0; JP5546496B2; EP2559158B1; BR112012026387A2; GB2480729B; EP2559158A2; CN102939713A; KR101482553B1

Abstract

Un método para controlar un motor de imán permanente sin escobillas, el método comprende rectificar un voltaje alternante para proporcionar un voltaje rectificado que tiene una ondulación de al menos 50%, y excita un bobinado del motor con el voltaje rectificado. El bobinado es excitado antes de cruzar a cero del EMF posterior mediante un periodo de avance y es excitado durante un periodo de conducción sobre cada medio ciclo del motor. El periodo de avance y/o el período de conducción entonces se ajustan en respuesta a cambios en la velocidad del motor y/o el valor de RMS del voltaje para mantener constante la energía promedio. Adicionalmente, un sistema de control que implementa el método, y un sistema de motor que incorpora el sistema de control.

Description

CONTROL DE MOTOR DE IMÁN PERMANENTE SIN ESCOBILLAS Descripción de la Invención La presente invención se relaciona con el control de un motor de imán permanente sin escobillas.

Un motor de imán permanente sin escobillas incluye comúnmente un sistema de control para controlar la excitación de las bobinas de fase del motor. Cuando se impulsa mediante un suministro de CA, el sistema de control frecuentemente incluye un circuito de corrección de factor de energía (PFC, por sus siglas en inglés) activo, que produce un voltaje regular de CC para el uso en la excitación de las bobinas de fase. Al proporcionar un voltaje regular de CC, la energía del motor se puede controlar relativamente bien. Sin embargo, un circuito PFC activo aumenta significativamente el costo del sistema de control. Además, el circuito PFC requiere un condensador de conexión de CC de alta capacitancia, que es físicamente grande y costoso, para proporcionar un voltaje regular de retroalimentación al circuito PFC.

En un primer aspecto, la presente invención proporciona un método para controlar un motor de imán permanente sin escobillas, el método comprende: rectificar un voltaje alterno para proporcionar un voltaje rectificado que tiene una ondulación de por lo menos 50%; excitar una bobina del motor con el voltaje rectificado, la bobina se excita en el avance de pasos por cero de la EMF invertida mediante un período de avance y se excita mediante un período de conducción en cada mitad de ciclo eléctrico del motor; y ajustar uno del período de avance y del período de conducción en respuesta a los cambios en uno de la velocidad de motor y del valor RMS del voltaje alterno para mantener constante la energía promedio.

Al ajustar uno o ambos del período de avance y del período de conducción, la energía promedio constante se puede alcanzar a pesar de la ondulación en el voltaje alterno. Por lo tanto, la energía promedio constante se puede alcanzar sin la necesidad de un PFC activo o condensador de conexión de alta capacitancia.

El período de avance y/o el período de conducción se pueden ajustar para mantener constantes una o ambas de la energía de entrada promedio y de la energía de salida promedio. En este caso se debe entender que la energía promedio constante significa que la variación en la energía promedio no es mayor a +/- 5%.

Puesto que el motor se impulsa mediante un voltaje alterno, la energía instantánea variará a través de cada ciclo del voltaje alterno. Por lo tanto, se debe entender que la referencia a la energía promedio significa la energía del motor (energía de entrada o salida) promediada en un ciclo del voltaje alterno.

El período de avance y/o el período de conducción se pueden ajustar tal que se mantenga una eficacia (es decir, la relación de la energía de salida a la energía de entrada) de por lo menos 80%. Por consiguiente, se puede lograr un motor de alta eficiencia de energía constante.

El voltaje alterno se puede proporcionar mediante un suministro de energía de red eléctrica, para el cual el voltaje RMS está entre 100 V y 240 V. El período de avance y/o el período de conducción entonces se ajustan para mantener una energía promedio constante de por lo menos 1000 V. Por consiguiente, un motor de energía relativamente alta se puede alcanzar al usar un suministro de energía de red eléctrica.

El período de avance y/o el período de conducción se pueden ajustar tal que se mantenga la energía promedio constante en un intervalo de velocidad que alcanza 10 krpm y/o en un intervalo de voltaje que alcanza 10 V. Por consiguiente, la energía promedio constante se mantiene en un intervalo relativamente amplio de velocidades de motor y/o voltajes RMS.

El intervalo de velocidad puede tener un mínimo mayor de 60 krpm y un máximo mayor de 80 krpm. Por otra parte, el máximo puede ser mayor de 100 krpm. Por consiguiente, la energía de salida promedio constante se puede alcanzar a las velocidades relativamente altas del motor.

La longitud del período de avance y/o del período de conducción se puede definir por una forma de onda que varía a través de cada mitad de ciclo del voltaje alterno. Cada longitud del período de avance y de conducción afectan la cantidad de corriente impulsada en la bobina en una mitad de ciclo eléctrico del motor, que a su vez afectan la cantidad de corriente extraída del suministro de energía que proporciona el voltaje alterno. La forma de onda del período de avance y/o del período de conducción, por lo tanto, se puede definir para producir la forma de onda de la corriente extraída del suministro de energía. Particularmente, la forma de onda del período de avance y/o del período de conducción se puede definir tal que la forma de onda de la corriente extraída del suministro de energía se acerque a la de una curva sinusoide. Por lo tanto, un factor de energía relativamente alto se puede alcanzar sin la necesidad de un circuito PFC o condensador de conexión de alta capacitancia. La forma de onda del período de avance y/o del período de conducción entonces se ajusta en respuesta a los cambios en la velocidad de motor y/o en el voltaje RMS. Por lo tanto, se puede obtener un motor de energía constante que tiene un factor de energía relativamente alto.

El método puede comprender determinar el período de avance y/o el período de conducción para cada mitad de ciclo eléctrico del motor. Esto entonces ayuda a alcanzar una curva envolvente más lisa para la forma de onda de corriente extraída del suministro de energía. No es necesario que un diferente período de avance y/o período de conducción se utilice para las mitades de ciclos eléctricos sucesivas del motor. Dependiendo del perfil de la forma de onda para el período de avance y/o para el período de conducción, así como la longitud de cada mitad de ciclo eléctrico del motor, es muy posible que las mitades de ciclos eléctricos sucesivas del motor tengan el mismo período de avance y/o período de conducción. Por ejemplo, si la forma de onda del período de avance y/o del período de conducción incluyeron una zona plana, entonces es muy posible que las dos mitades de ciclos eléctricos sucesivas del motor tengan el mismo período de avance y/o período de conducción.

La variación en la forma de onda del período de conducción puede tomar la forma de un triángulo, un trapezoide o una mitad de curva sinusoide en cada ciclo de la forma de onda. El período de conducción entonces aumenta en la primera mitad y generalmente disminuye en la segunda mitad de cada mitad de ciclo del voltaje alterno. En cambio, la variación en la forma de onda del período de avance puede tomar la forma de un triángulo invertido, trapezoide invertido o mitad de curva sinusoide invertida en cada ciclo de la forma de onda. El período de avance entonces disminuye en la primera mitad y generalmente aumenta en la segunda mitad de cada mitad de ciclo del voltaje alterno. Se ha encontrado que cada una de estas formas de onda trabajan bien en la obtención de una forma de onda de corriente que se acerca a la de una curva sinusoide, de tal modo se obtiene un factor de energía relativamente alto.

La longitud del período de avance y/o del período de conducción se puede definir como la suma de un primer componente y de un segundo componente. El primer componente es entonces constante en cada mitad de ciclo del voltaje alterno, y el segundo componente varía en cada mitad de ciclo del voltaje alterno. El primer componente, por lo tanto, actúa como una compensación o elevación para la forma de onda del período de avance o del período de conducción. Por lo tanto, una energía de entrada promedio más alta se puede alcanzar para una corriente máxima dada. El método entonces comprende el ajuste del primer componente en respuesta a los cambios en la velocidad del motor y/o en el voltaje RMS. La definición del período de avance y/o del período de conducción como la suma de dos componentes proporciona un método conveniente para ajustar la forma de onda en respuesta a los cambios en la velocidad de motor y/o en el voltaje RMS.

El segundo componente se puede definir adicionalmente como la longitud del tiempo que ha transcurrido desde un paso por cero en el voltaje alterno. Esto entonces asegura que la forma de onda del período de avance y/o del período de conducción se sincronice con la forma de onda de voltaje del voltaje alterno. Por lo tanto, la forma de onda de la corriente extraída del suministro de energía es generalmente más estable.

La forma de onda del período de conducción puede tener un desplazamiento de fase con relación a la forma de onda de voltaje del voltaje alterno. Este desplazamiento de fase entonces actúa para amortiguar los elementos armónicos de orden inferior dentro de la forma de onda de corriente. Debido a la EMF invertida inducida en la bobina mediante el rotor, la magnitud de los elementos armónicos de orden inferior puede variar con los cambios en la velocidad de motor y/o en el voltaje RMS. Por consiguiente, el método puede comprender el ajuste del desplazamiento de fase en respuesta a los cambios en la velocidad del motor y/o en el voltaje RMS para mantener los elementos armónicos de corriente de orden inferior relativamente pequeños.

El ajuste del período de avance y/o del período de conducción (por ejemplo, en respuesta a los cambios en la velocidad del motor y/o en el voltaje RMS) en diferentes puntos dentro de cada mitad de ciclo del voltaje alterno puede potencialmente aumentar el contenido de elementos armónicos de la forma de onda de corriente extraída del suministro de energía. Además, cuando el motor está en operación a la velocidad media constante, la velocidad instantánea del motor, sin embargo, varía en cada mitad de ciclo del voltaje alterno debido al aumento y a la disminución sinusoidales del voltaje rectificado. Si el período de avance y/o el período de conducción se ajustaron de acuerdo con los cambios en la velocidad de motor, y el ajuste ocurrió en diferentes puntos dentro de cada mitad de ciclo del voltaje alterno, el período de avance y/o el período de conducción se pudieron ajustar a pesar de que la velocidad promedio del motor no había cambiado. Nuevamente, esto puede dar lugar al aumento de los elementos armónicos dentro de la forma de onda de corriente. El período de avance y/o el período de conducción, por lo tanto, se pueden ajustar en respuesta a un paso por cero en el voltaje alterno. Por lo tanto, se utiliza el mismo punto de referencia en el ciclo del voltaje alterno. Por lo tanto, se puede alcanzar una forma de onda de corriente más estable. Además, al ajustar el período de avance y/o el período de conducción no más de una vez cada mitad de ciclo del voltaje alterno, el control del motor se mantiene relativamente simple y, por lo tanto, un controlador relativamente simple y económico se puede utilizar para implementar el método.

El período de avance puede ser constante en cada mitad de ciclo del voltaje alterno y el método puede comprender el ajuste del período de avance en respuesta a un paso por cero en el voltaje alterno. El mismo período de avance entonces se utiliza para cada mitad de ciclo eléctrico del motor que abarca una mitad de ciclo del voltaje alterno. Este entonces además simplifica el control del motor.

El período de avance y/o el período de conducción se pueden almacenar como una o más tablas de búsqueda. Por ejemplo, el método puede comprender almacenar una primera tabla de búsqueda de los primeros valores de control, que entonces se indexa en respuesta a un paso por cero en el voltaje alterno. La tabla de búsqueda se indexa al usar uno de la velocidad y del voltaje para seleccionar un primer valor de control, que entonces se utiliza para determinar el período de avance. La longitud del período de conducción puede comprender la suma de un primer componente que es constante y de un segundo componente que varía en cada mitad de ciclo del voltaje alterno. El método puede entonces comprender almacenar una segunda tabla de búsqueda de los segundos valores de control, que se indexa en respuesta a un paso por cero en el voltaje alterno. La segunda tabla de búsqueda se indexa al usar una de la velocidad y del voltaje para seleccionar un segundo valor de control, que entonces se utiliza para determinar el primer componente. El uso de las tablas de búsqueda para determinar el período de avance y/o el período de conducción simplifica el control del motor.

Los valores de control almacenados mediante las tablas de búsqueda pueden ser valores absolutos o valores de diferencia. Donde los valores de control son valores de diferencia, el método también comprende almacenar un valor de referencia al cual el valor de diferencia se aplica para obtener el período de avance y/o el período de conducción. Almacenar los valores de diferencia requiere comúnmente menos memoria que los valores absolutos y, por lo tanto, las tablas de búsqueda se pueden almacenar más eficientemente.

En un segundo aspecto, la presente invención proporciona un sistema de control para un motor de imán permanente sin escobillas, el sistema de control realiza el método descrito en cualquiera de los párrafos anteriores.

El sistema de control puede comprender un rectificador para rectificar el voltaje alterno, un inversor acoplado a la bobina, y un controlador para controlar el inversor El controlador entonces genera una o más señales de control para excitar la bobina en el avance de los pasos por cero de la EMF invertida. El inversor en respuesta a las señales de control entonces excita la bobina con el voltaje rectificado. El controlador entonces ajusta el período de avance y/o el período de conducción en respuesta a los cambios en la velocidad de motor y/o en el voltaje RMS para mantener constante la energía promedio.

El sistema de control puede incluir un sensor de posición que produce una señal que tiene márgenes que correspondan a los pasos por cero de la EMF invertida en la bobina. El controlador entonces genera las señales de control en el avance de cada margen de la señal.

El sistema de control puede comprender un detector de paso por cero para detectar los pasos por cero en el voltaje alterno. El regulador entonces ajusta el período de avance y/o el período de conducción en respuesta a los pasos por cero.

Para poder entender más fácilmente la presente invención, ahora se describirán las modalidades de la invención, a modo de ejemplo, con referencia a los dibujos anexados, en los cuales: La figura 1 es un diagrama de bloque de un sistema de motor de acuerdo con la presente invención; La figura 2 es un diagrama esquemático del sistema de motor; La figura 3 es una vista seccional del motor del sistema de motor; La figura 4 detalla los estados permitidos del inversor en respuesta a las señales de control emitidas por el controlador del sistema de motor; La figura 5 es un diagrama esquemático del regulador de corriente del sistema de motor; La figura 6 ilustra el período excedente que se usó por el controlador al operar en un modo de un solo interruptor; La figura 7 ilustra un proceso de tres etapas que se usó por el controlador al medir las señales analógicas de entrada; La figura 8 detalla varios modos de operación del sistema de motor; La figura 9 detalla la dirección en la cual se impulsa el motor en respuesta a las señales de control emitidas mediante el controlador; La figura 10 ilustra varias formas de onda del sistema de motor al operar en un modo de aceleración de poca velocidad; La figura 11 ilustra varias formas de onda del sistema de motor al operar en un modo de aceleración de alta velocidad; La figura 12 ilustra varias formas de onda del sistema de motor al operar en un modo en funcionamiento; La figura 13 ilustra la forma de onda de corriente extraída del suministro eléctrico del sistema de motor al operar en un modo en funcionamiento; La figura 14 ilustra varias formas de onda e interrupciones del sistema de motor al operar en un modo de un solo interruptor de sobretensión; La figura 15 ilustra varias formas de onda e interrupciones del sistema de motor al operar en un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada; La figura 16 es un diagrama esquemático de un módulo de cronómetro y comparador configurado para generar una señal de control; La figura 17 es un diagrama esquemático de un módulo de cronómetro y PWM configurado para generar una señal de control; La figura 18 ilustra varias formas de onda e interrupciones del sistema de motor al operar en un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada; La figura 19 detalla los valores de varios componentes de hardware para una modalidad particular del sistema de motor de acuerdo con la presente invención; La figura 20 detalla varias constantes y umbrales que se utilizaron mediante el controlador del sistema de motor particular; La figura 21 ilustra las características de conexión de flujo de un inductor de conexión del sistema de motor particular; La figura 22 ilustran las características de conexión de flujo del motor del sistema de motor particular; La figura 23 detalla varios modos de operación del sistema de motor particular; La figura 24 detalla un mapa de los valores de control que se usaron mediante el controlador del sistema de motor particular al operar en un modo de múltiples interruptores; La figura 25 detalla un mapa de los valores de control que se usaron mediante el controlador del sistema de motor particular al operar en un modo de un solo interruptor de sobretensión; La figura 26 detalla una porción de la tabla de búsqueda de avance que se usó mediante el controlador del sistema de motor particular al operar en un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada; La figura 27 detalla una porción de la tabla de búsqueda de compensación que se usó mediante el controlador del sistema de motor particular al operar en un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada; La figura 28 detalla una porción de la tabla de búsqueda de la fase que se usó mediante el controlador del sistema de motor particular al operar en un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada; La figura 29 detalla una porción del mapa de seno que se usó mediante el controlador del sistema de motor particular al operar en un modo de un solo interruptor; La figura 30 ilustra las posibles formas de onda para el período de conducción que se usaron mediante el controlador en un modo de un solo interruptor; y La figura 31 ilustra las posibles formas de onda para el período de avance de un sistema de motor alternativo de acuerdo con la presente invención.

El sistema de motor 1 de las figuras 1 a 3 comprende un motor sin escobillas 2 y un sistema de control 3. La energía para el sistema de motor 1 se proporciona mediante un suministro de CA 4. El suministro de CA 4 se piensa para ser un suministro de la red eléctrica doméstica, aunque se pueden utilizar igualmente otros suministro de energía capaces de proporcionar un voltaje alterno.

El motor 2 comprende un rotor de imán permanente tetrapolar 5 que gira con relación a un estator 6. El estator 6 comprende un par de núcleos en forma de C que definen cuatro polos del estator. Los alambres conductores se enrollan sobre el estator 6 y se acoplan juntos para formar una bobina monofásica 7.

El sistema de control 3 comprende un rectificador 8, un filtro de conexión de CC 9, un inversor 10, un módulo impulsor de compuerta 11, un sensor de corriente 12, un sensor de posición 13, un detector de paso por cero 14, un sensor de temperatura 15, y un controlador 16.

El rectificador 8 es un puente de onda completa D1-D4 que rectifica el suministro de CA 4 para proporcionar un voltaje CC.

El filtro de conexión de CC 9 comprende un condensador de conexión C1 y un inductor de conexión L1. El condensador de conexión C1 actúa para alisar la ondulación de frecuencia relativamente alta que se presenta a partir de la conmutación del inversor. Según se describirá posteriormente más detalladamente, el condensador de conexión C1 no se requiere para alisar el voltaje CC rectificado a la frecuencia fundamental. Por lo tanto, se puede utilizar un condensador de conexión de la capacitancia relativamente baja. El inductor de conexión L1 actúa para alisar cualquier ondulación de corriente residual que se presente a partir de la conmutación del inversor. Nuevamente, puesto que el Inductor de conexión L1 se piensa para reducir la ondulación a la frecuencia de la conmutación del inversor 10, se puede utilizar un inductor de la inductancia relativamente baja. Para evitar la saturación, el inductor de conexión L1 tiene un punto de saturación que excede la corriente máxima extraída del suministro de CA 4 durante la operación normal del sistema de motor 1.

El inversor 10 comprende un puente completo de cuatro interruptores Q1-Q4 que acopla el voltaje de conexión de CC a la bobina de fase 7. Cada interruptor Q1-Q4 es un IGBT, que es capaz de operar al nivel voltaico comúnmente de la mayoría de los suministros de energía de la red eléctrica. Otros tipos de interruptores, tales como BJT o MOSFET, se pudieron utilizar alternativamente dependiendo de la calificación del interruptor y del voltaje del suministro de CA 4. Cada uno de los interruptores Q1-Q4 incluye un diodo de retracción, que protege el interruptor contra los puntos máximos de voltaje que se presentan durante la conmutación del inversor.

El módulo impulsor de compuerta 11 conduce la abertura y cierre de los interruptores Q1-Q4 del inversor 10 en respuesta a las señales de control recibidas desde el controlador 16.

El sensor de corriente 12 comprende un par de resistores de derivación R1, R2, cada resistor se ubica en una ramificación inferior del inversor 10. La resistencia de cada resistor de derivación R1, R2 es idealmente tan alta como sea posible sin exceder los límites de la disipación durante la operación normal del sistema de motor 1. El voltaje a través de cada resistor de derivación R1, R2 se produce para el controlador 16 como una señal de detección de corriente, l_DETECCIÓN_1 e l_DETECCIÓN_2. La primera señal de detección de corriente, l_DETECCIÓN_1 , proporciona una medición de la corriente en la bobina de fase 7 cuando se impulsa desde la derecha hacia la izquierda (según se describirá posteriormente más detalladamente). La segunda señal de detección de corriente, l_DETECCIÓN_2, proporciona una medición de la corriente en la bobina de fase 7 cuando se impulsa de izquierda hacia la derecha. Al localizar los resistores de derivación R1, R2 en las ramificaciones inferiores del inversor 10, la corriente en la bobina de fase 7 continúa siendo detectada durante la circulación libre (nuevamente, según se describirá posteriormente más detalladamente).

El sensor de posición 13 es un sensor de efecto Hall que produce una señal digital, HALL, que es lógicamente alta o baja dependiendo de la dirección del flujo magnético a través del sensor 13. Al localizar el sensor de posición 13 adyacente al rotor 5, la señal HALL proporciona una medición de la posición angular del rotor 5. Más particularmente, cada margen de la señal HALL indica un cambio en la polaridad del rotor 5. Al girar, el rotor de imán permanente induce una EMF invertida en la bobina de fase 7. Por lo tanto, cada margen de la señal HALL también representa un cambio en la polaridad de la EMF invertida en la bobina de fase 7.

El detector de paso por cero 14 comprende un par de diodos de bloqueo D5, D6 que producen una señal digital, PASO_Z, que es lógicamente alta cuando el voltaje del suministro de CA 4 es positivo y lógicamente baja cuando el voltaje del suministro de CA 4 es negativo. Cada margen de la señal PASO_Z, por lo tanto, representa un punto en el tiempo en el cuál el voltaje del suministro de CA 4 pasa por cero.

El sensor de temperatura 15 comprende un termistor R7 que produce una señal analógica, TEMP, que proporciona una medición de la temperatura dentro del sistema de motor 1.

El controlador 16 comprende un microcontrolador que tiene un procesador 17, un dispositivo de memoria 18, una pluralidad de elementos periféricos 19 (por ejemplo ADC, comparadores, cronómetros, etcétera), una pluralidad de conectores de entrada 20, y una pluralidad de conectores de salida 21. El dispositivo de memoria 18 almacena las instrucciones de software para la ejecución mediante el procesador 17. El dispositivo de memoria 18 también almacena una pluralidad de tablas de búsqueda, que se indexan mediante el procesador 17 durante la operación del sistema de motor 1.

El controlador 16 es responsable de controlar la operación del sistema de motor 1. En respuesta a las señales en los conectores de entrada 20, el controlador 16 genera las señales de control en los conectores de salida 21. Los conectores de salida 21 se acoplan al módulo de impulsión de compuerta 11, que controla la abertura y cierre de los interruptores Q1-Q4 del inversor 10 en respuesta a las señales de control.

Siete señales se reciben en los conectores de entrada 20 del controlador 16: l_DETECCIÓN_1 , l_DETECCIÓN_2, HALL, PASO_Z, TEMP, CONEXIÓN_CC y ALISADO_CC.

I_DETECCIÓN_1 y l_DETECCIÓN_2 son las señales que se produjeron mediante el sensor de corriente 12. HALL es la señal que se produjo mediante el sensor de posición 13. PASO_Z es la señal que se produjo mediante el detector de paso por cero 14. TEMP es la señal que se produjo mediante el sensor de temperatura 15. CONEXIÓN_CC es una medición reducida del voltaje de conexión de CC, que se obtiene mediante un divisor potencial R3, R4 que se localiza entre la línea de conexión de CC y la línea de cero voltios. ALISADO_CC es una medición alisada del voltaje de conexión de CC, que se obtuvo mediante un divisor de potencial R5, R6 y el condensador de alisado C2.

En respuesta a las señales recibidas en las entradas, el controlador 16 genera y produce cuatro señales de control: RECORRIDO*, DIR1, DIR2, y CIRCULACIÓN_LIBRE#.

RECORRIDO* es una señal de control contra errores. Cuando RECORRIDO* se produce lógicamente baja, el módulo impulsor de compuerta 11 abre todos los interruptores Q1-Q4 del inversor 10. Según se describirá posteriormente más detalladamente, el controlador 16 produce RECORRIDO* lógicamente baja en el caso que la corriente a través de la bobina de fase 7 exceda un umbral contra errores.

DIR1 y DIR2 controlan la dirección de la corriente a través del inversor 10 y por lo tanto, a través de la bobina de fase 7. Cuando DIR1 se produce lógicamente alta y DIR2 se produce lógicamente baja, el módulo impulsor de compuerta 11 cierra los interruptores Q1 y Q4, y abre los interruptores Q2 y Q3, por lo tanto, hace que la corriente se impulse a través de la bobina de fase 7 de izquierda a derecha. Inversamente, cuando DIR2 se produce lógicamente alta y DIR1 se produce lógicamente baja, el módulo impulsor de compuerta 11 cierra los interruptores Q2 y Q3, y abre los interruptores Q1 y Q4, por lo tanto, hace que la corriente se impulse a través de la bobina de fase 7 de derecha a izquierda. La corriente en la bobina de fase 7, por lo tanto, se conmuta al invertir DIR1 y DIR2. Si DIR1 y DIR2 se producen lógicamente bajas, el módulo impulsor de compuerta 11 abre todos los interruptores Q1-Q4.

La CIRCULACIÓN_LIBRE# se utiliza para desconectar la bobina de fase 7 del voltaje de conexión de CC y permitir que la corriente en la bobina de fase 7 circule nuevamente o circule libremente alrededor del bucle lateral inferior del inversor 10. Por consiguiente, en respuesta a una señal CIRCULACIÓN_LIBRE# que se produce lógicamente baja, el módulo impulsor de compuerta 11 hace que se abran ambos interruptores laterales altos Q1, Q2. La corriente entonces circula libremente alrededor del bucle lateral inferior del inversor 10 en una dirección definida por DIR1 y DIR2.

La figura 4 presenta brevemente los estados permitidos de los interruptores Q1-Q4 en respuesta a las señales de control del controlador 16. De aquí en adelante, los términos "fijar" y "retirar" se utilizarán para indicar que una señal se produjo lógicamente alta y baja, respectivamente.

Cuando una señal de control particular cambia, existe un retardo corto entre el cambio de la señal de control y la abertura o cierre físicos de un interruptor. Si otra señal de control se cambió durante este período de retardo, es posible que ambos interruptores en una ramificación particular del inversor (es decir, Q1, Q3 o Q2, Q4) se puedan cerrar al mismo tiempo. Este cortocircuito, o sobrecarga como se denomina frecuentemente, dañaría los interruptores en esa ramificación particular del inversor 10. Por consiguiente, para prevenir la sobrecarga, el controlador 16 utiliza un periodo de retardo, T DT, entre el cambio de dos señales de control. Así, por ejemplo, al conmutar la bobina de fase 7, el controlador 16 primero retira DIR1, espera el periodo de retardo, T_DT, y después fija DIR2. El periodo de retardo ideal se mantiene tan corto como sea posible para optimizar la operación mientras que asegura que el módulo impulsor de compuerta 11 y los interruptores Q1-Q4 tengan suficiente tiempo para la respuesta.

Conmutación El controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 en respuesta a los márgenes de la señal HALL. La conmutación implica invertir DIR1 y DIR2 (es decir, retirar DIR1 y fijar DIR2, o retirar DIR2 y fijar DIR1) para invertir la dirección de la corriente a través de la bobina de fase 7. La bobina de fase 7 puede circular libremente en el punto de conmutación. Por consiguiente, además de invertir DIR1 y DIR2, el controlador 16 fija la CIRCULACIÓN_LIBRE#.

Conmutación síncrona Debajo de un umbral predeterminado de velocidad, VELOCIDAD_ADV, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 en sincronía con los márgenes de la señal HALL. Cada margen de la señal HALL representa un cambio en la polaridad de la EMF invertida en la bobina de fase 7. Por lo tanto, a las velocidades por debajo de la VELOCIDAD_ADV, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 en sincronía con los pasos por cero de la EMF invertida.

Mientras que el rotor 5 acelera, el período de cada mitad de ciclo eléctrico disminuye y, por lo tanto, la constante de tiempo (L/R) que se asocia con la inductancia de la bobina de fase 7 llega a ser cada vez más importante. Además, aumenta la magnitud de la EMF invertida en la bobina de fase 7, que entonces afecta la tarifa la velocidad a la cual se eleva la corriente de la bobina de fase 7. Por lo tanto, si el controlador 16 continua conmutando la bobina de fase 7 en sincronía con los márgenes de la señal HALL, una velocidad se alcanzaría a la cual ya no sería posible impulsar la corriente adicional en la bobina de fase 7 en cada mitad de ciclo eléctrico. Por consiguiente, al alcanzar la VELOCIDAD_ADV, el controlador 16 conmuta de la conmutación síncrona a la conmutación avanzada. Al conmutar la bobina de fase 7 en el avance de los márgenes de la señal HALL, el voltaje que se usó para excitar la bobina de fase 7 se eleva mediante la EMF invertida. Por lo tanto, la dirección de la corriente a través de la bobina de fase 7 se puede invertir más rápidamente. Además, se puede hacer que la corriente de fase conduzca la EMF invertida, que entonces ayuda a compensar la velocidad más lenta de la elevación de corriente. Aunque esto entonces genere un período corto de esfuerzo de torsión negativo, éste es normalmente mayor que el compensado mediante el aumento subsecuente del esfuerzo de torsión positivo.

Conmutación avanzada A las velocidades de o por encima del umbral de velocidad, VELOCIDAD_ADV, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 en el avance de cada margen de la señal HALL mediante un período de avance, T_ADV. Puesto que el periodo de la mitad de ciclo eléctrico disminuye y la EMF invertida aumenta con la velocidad de rotor, el ángulo eléctrico al cual la conmutación ocurre en el avance de los márgenes de la señal HALL aumenta idealmente con la velocidad de rotor. Durante un período de avance particular, T_ADV, el ángulo de avance correspondiente, A_ADV, se puede definir como: A_ADV (grado eléctrico) = T_TODV (segundos)*{u>(rpm)/60}*360 (grado mecánico)*n/2 donde A_ADV es el ángulo de avance en grados eléctricos, T_ADV es el período de avance en segundos, ? es la velocidad de rotor en rpm, y n es el número de polos de rotor. A partir de esta ecuación, se puede observar que el ángulo de avance es directamente proporcional a la velocidad de rotor. Por lo tanto, incluso durante un período de avance fijo, el ángulo de avance aumenta con la velocidad de rotor. Sin embargo, un mejor control sobre la aceleración, energía y eficacia se puede lograr al utilizar diferentes períodos de avance a diferentes velocidades de rotor. El controlador 16, por lo tanto, comprende una tabla de búsqueda de avance que almacena un período de avance para cada una de una pluralidad de velocidades de rotor.

En respuesta a un margen de la señal PASO_Z, el controlador 16 selecciona de la tabla de búsqueda de avance el período de avance, T_ADV, que corresponde a la velocidad de rotor 5. La velocidad de rotor 5 se determina del intervalo, T_HALL, entre dos márgenes sucesivos de la señal HALL. Este intervalo de aquí en adelante será referido como el período Hall. La velocidad de rotor 5 entonces se define mediante: ? (rpm) = 60/{n*T_HALL (segundos)} donde ? es la velocidad de rotor a rpm, T_HALL es el período Hall en segundos, y n es el número de polos del rotor. El controlador 16 utiliza el período de avance seleccionado para conmutar la bobina de fase 7 en el avance de los márgenes de la señal HALL. El mismo período de avance, T_ADV, entonces se utiliza mediante el controlador 16 hasta que se detecte otro margen de la señal PASO_Z. En respuesta al margen adicional de la señal PASO_Z, el controlador 16 selecciona de la tabla de búsqueda de avance el nuevo período de avance que corresponde a la velocidad de rotor 5. El período de avance, por lo tanto, se actualiza solamente cuando el voltaje del suministro de CA 4 pasa por cero, y es constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4.

Para conmutar la bobina de fase 7 antes de un margen particular de la señal HALL, el controlador 16 actúa en respuesta al margen anterior de la señal HALL. En respuesta a un margen de la señal HALL, el controlador 16 resta el período de avance, T_ADV, del período Hall, T_HALL, para obtener un período de conmutación, T COM: T_COM = T_HALL-T_ADV El controlador 16 entonces conmuta la bobina de fase 7 en un periodo, T_COM, después del margen de la señal HALL. Por lo tanto, la bobina de fase 7 se conmuta en el avance del margen subsecuente de la señal HALL mediante el período de avance, T_ADV.

Según se observó anteriormente, el período de avance, T_ADV, permanece fijo en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Sin embargo, la velocidad de rotor 5 varía en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4 debido al aumento y a la disminución sinusoidales del voltaje de conexión de CC. El período Hall, T_HALL, por lo tanto, varía en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Por lo tanto, en contraste con el período de avance, el controlador 16 calcula el período de conmutación, T_COM, para cada margen de la señal HALL.

Control de corriente Un número de elementos periféricos 19 del controlador 16 se configuran para definir un regulador de corriente 22. El regulador de corriente 22 supervisa y regula la corriente en la bobina de fase 7. El regulador de corriente 22 realiza dos funciones. Primero, el regulador de corriente 22 retira RECORRIDO* en el caso que la corriente en la bobina de fase 7 exceda un umbral contra errores. En segundo lugar, el regulador de corriente 22 genera una señal de sobretensión en el caso que la corriente en la bobina de fase 7 exceda un umbral de sobretensión.

Según se ilustró en la figura 5, el regulador de corriente 22 comprende un módulo contra errores 23 y un módulo de sobretensión 24.

El módulo contra errores 23 comprende un multiplexor 25, un comparador 26, una compuerta NOT 27, y un cierre SR 28. El multiplexor 25 tiene dos entradas para seleccionar una de las dos señales de detección de corriente, l_DETECCIÓN_1 e l_DETECCIÓN_2. La selección hecha mediante el multiplexor 25 se controla mediante el procesador 17 en respuesta a la dirección de la corriente a través de la bobina de fase 7. Particularmente, cuando DIR1 es fija, se hace que el multiplexor 25 seleccione la l_DETECCIÓN_1 , y cuando DIR2 es fija, se hace que el multiplexor seleccione la l_DETECCIÓN_2. La salida del multiplexor 25 se proporciona al comparador 26, que compara el voltaje de la señal de detección de corriente seleccionada contra un voltaje contra errores predeterminado, RECORRIDO_REF. RECORRIDO_REF se fija tal que la salida del comparador 26 se produzca lógicamente alta cuando la corriente a través del resistor de derivación seleccionado R1, R2 es mayor que un umbral contra errores predeterminado, l_MAX. Por lo tanto, RECORRIDO_REF se define mediante l_MAX y las resistencias de los resistores de derivación R1, R2. La salida del comparador 26 se proporciona a la compuerta NOT 27, cuya salida se proporciona a la entrada S del cierre SR 28. La salida Q# del cierre SR 28 se produce mediante el regulador de corriente 22 como la señal RECORRIDO*. Por lo tanto, cuando el voltaje de la señal de detección de corriente, l_DETECCIÓN_1 o l_DETECCIÓN_2, es mayor que RECORRI DO_REF, se retira RECORRIDO*.

Según se observó anteriormente, el módulo impulsor de compuerta 11 abre todos los interruptores Q1-Q4 del inversor 10 en respuesta a una señal RECORRIDO* retirada. El módulo contra errores 23 del regulador de corriente 22, por lo tanto, evita que la corriente en la bobina de fase 7 exceda un umbral contra errores, l_MAX, por encima del cual se pueden dañar los interruptores Q1-Q4 y/o el rotor 5 se puede desimantar. Al utilizar el hardware para retirar la señal RECORRIDO*, el regulador de corriente 22 responde relativamente de manera rápida cuando la corriente en la bobina de fase 7 excede el umbral contra errores. Si el software ejecutado mediante el procesador 17 se utilizó en lugar de otro para retirar la señal RECORRIDO*, un retardo pudo presentarse entre la corriente que excedió el umbral contra errores y el retiro de la señal RECORRIDO*, mientras tanto la corriente puede elevarse a un nivel que daña los interruptores Q1-Q4 o desimanta el rotor 5.

El procesador 17 produce la señal RECORRIDO* en respuesta a cada margen de la señal HALL. Si la señal RECORRIDO* está libre para cinco márgenes HALL sucesivos, el procesador 17 reporta un error "Contra Errores Excedido" al dispositivo de memoria 18 e ingresa al modo de avería, que se describirá posteriormente más detalladamente. La supervisión de la señal RECORRIDO* de esta manera asegura que el controlador 16 no ingrese inadvertidamente al modo de avería debido al ruido transitorio en la señal RECORRIDO*.

El módulo de sobretensión 24 comprende un multiplexor 29 y un comparador 30. El multiplexor 29, al igual que el módulo contra errores 23, tiene dos entradas para seleccionar una de las dos señales de detección de corriente, l_DETECCIÓN_1 e l_DETECCIÓN_2. Nuevamente, la selección hecha por el multiplexor 29 se controla mediante el procesador 17 en respuesta a la dirección de la corriente a través de la bobina de fase 7. Por lo tanto, cuando DIR1 es fija, el multiplexor 29 selecciona la l_DETECCIÓN_1 , y cuando DIR2 es fija, el multiplexor 29 selecciona la l_DETECCIÓN_2. La salida del multiplexor 29 se proporciona al comparador 30, que compara el voltaje de la señal de detección de corriente contra el voltaje de la señal CONEXIÓN_CC. Cuando la señal de detección de corriente, l_DETECCIÓN_1 o l_DETECCIÓN_2, es mayor que la CONEXIÓN_CC, la salida del comparador 30 se produce lógicamente baja. El módulo de sobretensión 24, por lo tanto, produce una señal de sobretensión que se produce lógicamente baja cuando la corriente en la bobina de fase 7 excede un umbral de sobretensión que es proporcional al voltaje de conexión de CC.

La salida del módulo de sobretensión 24 se acopla al procesador 17, que ejecuta una rutina de sobretensión en respuesta a una señal baja de sobretensión. Puesto que el umbral de sobretensión es proporcional al voltaje de conexión de CC, el umbral de sobretensión varía mientras una curva sinusoide rectificada cruza a través de cada ciclo del suministro de CA 4, cuyos beneficios se explican posteriormente más detalladamente.

Las resistencias del divisor de potencial R3, R4 se seleccionan tal que el voltaje máximo de la señal CONEXIÓN_CC no exceda RECORRIDO_REF. Por lo tanto, el regulador de corriente 22 acciona un acontecimiento de sobretensión antes de que la corriente en la bobina de fase 7 exceda el umbral contra errores. Se espera que el módulo de sobretensión 24 y el procesador 17, por lo tanto, regulen la corriente en la bobina de fase 7. Se espera que el módulo contra errores 23 retire RECORRIDO# solamente en el acontecimiento poco probable de una avería dentro del procesador 17 (por ejemplo, una falla del software) o si la corriente en la bobina de fase 7 se eleva a tal grado que el umbral contra errores, l_MAX, se alcance antes de que el procesador 17 pueda responder al acontecimiento de sobretensión.

En respuesta a un acontecimiento de sobretensión, el controlador 16 realiza una diferente serie de acciones dependiendo de la velocidad del rotor 5. A las velocidades por debajo de un umbral predeterminado, VELOCIDAD_ÚNICA, el controlador 16 opera en un "modo de múltiples interruptores". A las velocidades en o por encima del umbral predeterminado, el controlador 16 opera en un "modo de un solo interruptor".

Modo de múltiples interruptores En respuesta a un acontecimiento de sobretensión en modo de múltiples interruptores, el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7 al retirar la CIRCULACIÓN_LIBRE#. Se espera que la circulación libre continúe durante un período de circulación libre, T_FW, mientras tanto se espera que la corriente en la bobina de fase 7 disminuya a un nivel por debajo del umbral de sobretensión. Si la corriente en la bobina de fase 7 continúa excediendo el umbral de sobretensión, el controlador 16 nuevamente hace circular libremente la bobina de fase 7 durante el período de circulación libre, T_FW. Si, por otra parte, la corriente en la bobina de fase 7 ha disminuido por debajo del umbral de sobretensión, el controlador 16 reanuda la excitación de la bobina de fase 7 al fijar la CIRCULACIÓN_LIBRE#.

Para un periodo de circulación libre particular, T_FW, el ángulo eléctrico correspondiente, A FW, se puede definir como: A_FW (grado eléctrico) = T_FW (seg)*{co(rpm)/60}*360 (grado mecánico)*n/2 donde A_FW es el ángulo de circulación libre en grados eléctricos, T_FW es el período de circulación libre en segundos, ? es la velocidad de rotor a rpm, y n es el número de polos del rotor. Por lo tanto, para un periodo fijo de circulación libre, el ángulo de circulación libre correspondiente aumenta con la velocidad de rotor. Sin embargo, mientras aumenta el ángulo de circulación libre, disminuyen el período restante sobre el cual la corriente y, por lo tanto, la corriente impulsada en la bobina de fase 7. El controlador 16, por lo tanto, utiliza un período de circulación libre, T_FW, que disminuye con el aumento de la velocidad de rotor tal que el ángulo de circulación libre correspondiente, A_FW, no llegue a ser excesivamente grande mientras acelera el rotor 5.

El controlador 16 comprende una tabla de búsqueda de circulación libre que almacena un período de circulación libre para cada una de una pluralidad de velocidades de rotor. En respuesta a un margen de la señal PASO_Z, el controlador 16 selecciona de la tabla de búsqueda de circulación libre al período de circulación libre, T_FW, que corresponde a la velocidad del rotor 5. El controlador 16 entonces utiliza el período de circulación libre seleccionado para la circulación libre de la bobina de fase 7 en respuesta a un acontecimiento de sobretensión. El mismo período de circulación libre, T_FW, se utiliza mediante el controlador 16 hasta que se detecte un margen adicional de la señal PASO_Z. En respuesta al margen adicional de la señal PASO_Z, el controlador 16 selecciona de la tabla de búsqueda de circulación libre un nuevo período de circulación libre que corresponde a la velocidad del rotor 5. Por lo tanto, al igual que con el período de avance, el período de circulación libre se actualiza solamente cuando el voltaje del suministro de CA 4 pasa por cero, y permanece constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4.

El controlador 16 opera en un modo de múltiples interruptores solamente mientras el rotor 5 acelera de inmóvil a VELOCIDAD_ÚNICA. Como tal, es relativamente corta la longitud del tiempo que se consumió por el controlador 16 en el modo de múltiples interruptores. Una resolución de velocidad relativamente aproximada, por lo tanto, se puede utilizar para la tabla de búsqueda de circulación libre sin afectar de manera negativa la energía o la eficacia del sistema de motor 1. De hecho, se pudo usar de manera concebible un período de circulación libre fijo, siempre y cuando el ángulo de circulación libre correspondiente no llegue a ser excesivamente grande mientras el rotor 5 se aproxima a la VELOCIDAD_ÚNICA.

A las velocidades relativamente bajas del rotor, es relativamente pequeña la EMF invertida inducida en la bobina de fase 7 mediante el rotor 5. Por lo tanto, la corriente en la bobina de fase 7 se elevó relativamente de manera rápida al umbral de sobretensión. Debido al período de tiempo relativamente corto que tomó que la corriente alcanzará el umbral de sobretensión, el controlador 16 conmutará comúnmente la bobina de fase 7 entre múltiples periodos de excitación y circulación libre durante cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2. Por esta razón es que se menciona que el controlador 16 opera en un modo de múltiples interruptores a las velocidades por debajo de la VELOCIDAD_ÚNICA. Mientras que aumenta la velocidad del rotor, el período Hall disminuye naturalmente. Además, aumenta la EMF invertida y, por lo tanto, aumenta el tiempo que toma que la corriente en la bobina de fase 7 alcance el umbral de sobretensión. Por lo tanto, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 entre la excitación y la circulación libre con menos frecuencia mientras que acelera el rotor 5. Eventualmente, la velocidad del rotor 5 se eleva a un nivel en el cual el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 solamente una vez entre la excitación y la circulación libre durante cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2.

Modo de un solo interruptor En respuesta a un acontecimiento de sobretensión en el modo de un solo interruptor, el controlador 16 no hace circular libremente de manera inmediata la bobina de fase 7. En su lugar, el controlador 16 continúa excitando la bobina de fase 7 durante un período excedente, T_OVR. Después de que ha transcurrido el período excedente, el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7 al retirar la CIRCULACIÓN_LIBRE#. La circulación libre entonces continúa indefinidamente hasta que el controlador 16 conmute la bobina de fase 7. El controlador 16, por lo tanto, conmuta la bobina de fase 7 de la excitación a la circulación libre solamente una vez durante cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2.

Con referencia ahora a la figura 6, el período excedente, T_OVR, es definido mediante la ecuación: T_OVR = T_OVR_COMPENSACIÓN + T_OVR_AMP*abs{sin(0)} donde T_OVR_COMPENSACIÓN es un valor de compensación, T_OVR_AMP*abs{sin(9)} es una onda de seno rectificada que tiene una amplitud que se define mediante T_OVR_AMP, y T es el ángulo en el ciclo de voltaje del suministro de CA 4.

El ángulo T se puede expresar como un intervalo de tiempo de un paso por cero en el voltaje del suministro de CA 4: T (grado) = t (segundos)*f(Hz)*360 (grados) donde t es el tiempo transcurrido en segundos desde un paso por cero en el suministro de CA 4, y f es la frecuencia en Hertzios del suministro de CA 4. El período excedente se puede entonces definir como: T_OVR T_OVR_COMPENSACIÓN + T_OVR_AMP*abs{sin(t*f*360 grados)} Más simplemente, el período excedente, T_OVR, se puede considerar como la suma de dos componentes: T_OVR = T_OVR_COMPENSACIÓN+T_OVR_SENO donde T_OVR_COMPENSACIÓN es un valor de compensación excedente que es independiente del tiempo, y T_OVR_SENO es un valor de seno excedente que es dependiente del tiempo.

T_OVR_SENO se almacena mediante el controlador 16 como una tabla de búsqueda del seno excedente. La tabla de búsqueda del seno excedente comprende un valor del seno excedente, T_OVR_SENO, para cada uno de una pluralidad de periodos. En respuesta a un margen de la señal HALL, el controlador 16 determina el periodo de tiempo, t, que ha transcurrido desde el último margen de la señal PASO_Z. El controlador 16 entonces selecciona de la tabla de búsqueda del seno excedente un valor del seno excedente, T_OVR_SENO, que corresponde al periodo de tiempo transcurrido. El controlador 16 entonces suma el valor de compensación excedente, T_OVR_COMPENSACIÓN, y el valor del seno excedente, T_OVR_SENO, para obtener el período excedente, T_OVR.

Según se describirá posteriormente más detalladamente, al seleccionar los valores apropiados para el período de avance, T_ADV, la compensación excedente, T_OVR_COMPENSACIÓN , y la amplitud excedente, T_OVR_AMP, la eficacia del sistema de motor 1 se puede optimizar para una energía de entrada promedio específica o potencia de salida promedio. Por otra parte, los valores apropiados se pueden seleccionar tal que la forma de onda de la corriente extraída del suministro de CA 4 cumpla con los estándares de elementos armónicos fijados por los órganos directivos.

Tiempo de espera Con independencia de la velocidad de rotor, se espera que un acontecimiento de sobretensión ocurra por lo menos una vez durante cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2. Si un acontecimiento de sobretensión no pudiera ocurrir, el controlador 16 continuaría excitando la bobina de fase 7 y la corriente en la bobina de fase 7, por lo tanto, continuaría elevándose. A las velocidades relativamente altas del rotor, la magnitud de E F invertida en la bobina de fase 7 es relativamente grande. Por lo tanto, es poco probable que la corriente en la bobina de fase 7 alcance un nivel excesivo incluso en ausencia de un acontecimiento de sobretensión. Sin embargo, a las velocidades relativamente bajas del rotor, es relativamente pequeña la EMF invertida inducida en la bobina de fase 7. Por lo tanto, la corriente actual en la bobina de fase 7 puede elevarse a un nivel excesivo en la ausencia de un acontecimiento de sobretensión. De hecho, la corriente puede elevarse al umbral contra errores, l_MAX, que entonces haría que el controlador 16 ingrese en un modo de avería. Por lo tanto, al operar en un modo de múltiples interruptores, el controlador 16 ejecuta automáticamente la rutina de sobretensión después de que la bobina de fase 7 se ha excitado constantemente en la misma dirección durante un período de descanso, T_TO. Por lo tanto, el período de descanso actúa como un mecanismo contra errores que asegura que sea limitado el periodo de tiempo máximo sobre el cual la bobina de fase 7 se puede excitar.

Mientras aumenta la velocidad del rotor 5, también aumenta la magnitud de la EMF invertida inducida en la bobina de fase 7. Por lo tanto, la velocidad a la cual la corriente se eleva en la bobina de fase 7 disminuye con el aumento de la velocidad del rotor. Es decir, aumenta el ángulo eléctrico sobre el cual la corriente en la bobina de fase 7 se eleva al umbral de sobretensión con la velocidad del rotor. El controlador 16, por lo tanto, utiliza un ángulo de descanso, A_TO, que aumenta con la velocidad del rotor. Durante un período de descanso particular, T_TO, el ángulo correspondiente de descanso, A_TO, se puede definir como: A_TO (grado eléctrico) = T_TO (segundos)*{o(rpm)/60}*360 (grado mecánico)*n/2 donde A_TO es el ángulo de descanso en grados eléctricos, T_TO es el período de descanso en segundos, ? es la velocidad del rotor a rpm, y n es el número de polos del rotor. Por lo tanto, durante un período de descanso fijo, el ángulo de descanso correspondiente aumenta linealmente con la velocidad del rotor. El controlador 16, por lo tanto, puede usar un período de descanso fijo, T_TO. Sin embargo, un mejor control se puede alcanzar si el controlador 16 utiliza un diferente período de descanso para diferentes velocidades del rotor. El controlador 16, por lo tanto, comprende una tabla de búsqueda de descanso en la cual almacena un período de descanso, T_TO, para cada una de una pluralidad de velocidades del rotor.

En respuesta a un margen de la señal PASO_Z, el controlador 16 selecciona de la tabla de búsqueda de descanso el período de descanso, T_TO, que corresponde a la velocidad del rotor 5. El mismo período de descanso entonces se utiliza por el controlador 16 hasta que se detecte un margen adicional de la señal PASO_Z. En respuesta al margen adicional de la señal PASO_Z, el controlador 16 selecciona de la tabla de búsqueda de descanso el nuevo período de descanso que corresponde a la velocidad del rotor 5. Por consiguiente, al igual que con el período de avance y el período de circulación libre, el período de descanso se actualiza solamente cuando el voltaje del suministro de CA 4 pasa por cero, y permanece constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4.

Energía constante El controlador 16 opera principalmente en el modo de un solo interruptor de conmutación avanzada. Dentro de este modo, la velocidad del rotor 5 varía mientras el rotor 5 experimenta diferentes cargas. Mientras la velocidad del rotor varía, también varía la magnitud de la EMF invertida inducida en la bobina de fase 7. Si el controlador 16 utilizará un período de avance y un período excedente fijos, la energía de entrada promedio y la energía de salida promedio del sistema 1 variarían con la velocidad del rotor. Sin embargo, puede haber aplicaciones para las cuales es deseable tener un sistema de motor 1 que mantenga constante la entrada promedio o la energía de salida en un intervalo de velocidad particular.

La energía de entrada y salida promedio del sistema de motor 1 también son dependientes del voltaje RMS del suministro de CA 4. Sin embargo, el voltaje RMS puede no ser regular. Nuevamente, puede haber aplicaciones para las cuales es deseable tener un sistema de motor 1 que mantenga constante la energía de entrada o salida promedio con independencia de los cambios en el voltaje del suministro de CA 4. Además, el suministro eléctrico principal en dos diferentes países puede se diferente en el voltaje RMS pero no en la frecuencia. Por lo tanto, sería ventajoso si el mismo rendimiento se alcanzará por el sistema de motor 1 en ambos países.

Por lo tanto, para mantener constante la energía promedio (entrada o salida) en un intervalo de velocidad y/o un intervalo de voltaje particulares, el controlador 16 ajusta el período de avance y el período excedente en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor y/o en el voltaje RMS del suministro de CA 4.

La tabla de búsqueda de avance, por lo tanto, almacena un período de avance, T_ADV, para cada uno de una pluralidad de velocidades de rotor y de una pluralidad de voltajes. El controlador 16 también comprende una tabla de búsqueda de compensación excedente que almacena un valor de compensación excedente, T_OVR_COMPENSACIÓN, para cada uno de una pluralidad de velocidades de rotor y de una pluralidad de voltajes. Cada tabla de búsqueda, por lo tanto, es de dos dimensiones y se indexa por velocidad y voltaje del rotor. Según se describirá posteriormente más detalladamente, el controlador 16 muestrea la señal ALISADO_CC para obtener una medición del voltaje RMS del suministro de CA 4, que entonces se utiliza por el controlador 16 para indexar cada una de las tablas de búsqueda.

Al igual que con el período de avance, el controlador 16 actualiza el valor de compensación excedente en respuesta a los márgenes de la señal PASO_Z. Particularmente, el controlador 16 selecciona de la tabla de búsqueda de compensación excedente un valor de compensación excedente, T_0 VR_COMPENSACIÓN, que corresponde a la velocidad de rotor y al voltaje RMS del suministro de CA 4. La compensación excedente, por lo tanto, se actualiza solamente cuando el voltaje del suministro de CA 4 pasa por cero, y permanece constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4.

En respuesta a cada margen de la señal HALL, el controlador 16 selecciona de la tabla de búsqueda de seno excedente un valor del seno excedente, T_OVR_SENO, que corresponde al periodo de tiempo, t, que ha transcurrido desde el último paso por cero en el suministro de CA 4. El controlador 16 entonces suma el valor de compensación excedente, T_OVR_COMPENSACIÓN, y el valor del seno excedente, T_OVR_SENO, para obtener el período excedente, T_OVR.

El período de avance, T_AD , y el período excedente, T_OVR, por lo tanto, pueden definirse como: T_ADV = T_ADV_TABLA [velocidad, voltaje] T_OVR = T_TABLA_COMPENSACIÓN [velocidad, voltaje] + T_OVR_TABLA_SENO [t] El período de avance y el período excedente, por lo tanto, se ajustan en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor y en el voltaje RMS del suministro de CA 4 para asegurar que se alcance la energía promedio constante (entrada o salida). También se pudo ajustar la amplitud excedente, T_OVR_AM P, en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor y/o en el voltaje RMS. Por ejemplo, el controlador 16 pudo almacenar una tabla de búsqueda de amplitud excedente que almacena un valor de amplitud excedente, T_OVR_AMP, para cada uno de una pluralidad de velocidades y/o de voltajes del rotor. El controlador 16 entonces actualizaría el valor de amplitud excedente en respuesta a cada margen de la señal PASO_Z. El valor del seno excedente, T_OVR_SENO, entonces se obtendría al multiplicar el valor de amplitud excedente, T_OVR_AMP, con el valor obtenido de la tabla de búsqueda de seno. Sin embargo, la multiplicación de dos números aumenta el número de instrucciones ejecutadas en el controlador 16. Además, un controlador 16 que tiene una resolución más alta en bits sería necesaria para manejar la multiplicación. Por consiguiente, para que un microcontrolador relativamente simple y económico se pudiera utilizar para el controlador 16, no se ajusta la amplitud excedente. Sin embargo, de demostrar se necesario o deseable hacerlo, también se podría ajustar la amplitud excedente.

La energía promedio constante se mantiene en un intervalo de velocidad limitada por VELOCIDAD_CP_MIN y VELOCIDAD_CP_MAX, y en un intervalo de voltaje limitado por V_CP_MIN y V_CP_MAX. Más allá de estos intervalos, el controlador 16 no intenta mantener constante la energía promedio. Las razones de esto pueden variar dependiendo de los detalles del sistema motor 1. Por ejemplo, en los voltajes por debajo de V_CP_MIN, puede no ser posible impulsar suficiente corriente en la bobina de fase 7 en cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2 para mantener constante la energía promedio. Alternativamente, la eficacia del sistema de motor 1 podría disminuir significativamente en los voltajes por debajo de V_CP_MIN o mantener constante la energía promedio por debajo de este voltaje puede dar lugar a elementos armónicos excesivos de la corriente.

Mientras que se mantiene constante la energía promedio en un intervalo de velocidad y en un intervalo de voltaje específicos, el sistema de motor 1 puede, sin embargo, operar eficazmente a las velocidades y a los voltajes más allá de estos intervalos. El sistema de motor 1, por lo tanto, tiene un intervalo de velocidad de operación que se define mediante la VELOCIDAD_MIN y VELOCIDAD_MAX, y un intervalo de voltaje de operación que se define por V_MIN y V_MAX. La tabla de búsqueda de avance y la tabla de búsqueda de compensación excedente almacenan los valores que cubren los intervalos completos de la velocidad y del voltaje de operación del sistema de motor 1. Sin embargo, la energía promedio constante se alcanza solamente a las velocidades entre VELOCI DAD_CP_M I N y VELOCIDAD_CP_MAX, y a los voltajes entre V_CP_MIN y V_CP_MAX.

Medición de voltaje y temperatura Los elementos periféricos 19 del controlador 16 incluyen un convertidor de análogo a digital (ADC, por sus siglas en inglés) que tiene una pluralidad de canales. Un primer canal del ADC se acopla al conector de entrada de la señal ALISADO_CC, y un segundo canal del ADC se acopla al conector de entrada de la señal TEMP.

Para medir el voltaje RMS del suministro de CA 4, el procesador 17 selecciona el primer canal del ADC y muestrea la señal DE ALISADO_CC al usar el ADC. La constante de tiempo del circuito R6, C2 es suficientemente largo para que la señal ALISADO_CC parezca relativamente constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. La señal ALISADO_CC, por lo tanto, proporciona una medición del voltaje máximo del suministro de CA 4. Puesto que el voltaje máximo es directamente proporcional al voltaje RMS, ALISADO_CC también proporciona una medición del voltaje RMS. Aunque la señal ALISADO_CC sea relativamente constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4, sin embargo, la señal tiene un pequeño grado de ondulación de alta frecuencia que se presenta a partir de la conmutación del inversor 10. Por consiguiente, para compensar esta ondulación, el procesador 17 muestrea la señal ALISADO_CC numerosas veces en cada ciclo del suministro de CA 4. El procesador 17 entonces recolecta el promedio de las muestras para obtener una medición del voltaje RMS del suministro de CA 4.

Para medir la temperatura, el procesador 17 selecciona el segundo canal del ADC y muestrea la señal TEMP al usar el ADC. Nuevamente, el procesador 17 muestrea la señal TEMP numerosas veces y determina el promedio para obtener una medición de la temperatura. Al recolectar el promedio de numerosas muestras, el controlador 16 no reacciona inadvertidamente al ruido falso en la señal TEMP o a los cambios de temperatura transitorios dentro del sistema de motor 1.

Al operar a las velocidades relativamente altas del rotor, el tiempo requerido por el ADC para seleccionar un canal y para muestrear la señal de entrada relevante puede retrasar la ejecución de otras rutinas. Según se explicará posteriormente más detalladamente, es probable que cualquier retardo afecte de manera negativa al rendimiento del sistema de motor 1. Por consiguiente, al muestrear la ALISADO_CC o TEMP, el proceso de muestreo se divide en tres etapas diferentes, que se ejecutan a su vez en respuesta a un margen de la señal HALL.

En respuesta a un primer margen de la señal HALL, el procesador 17 selecciona el canal apropiado del ADC. En respuesta a un segundo margen, el procesador 17 arranca el ADC. En respuesta a un tercer margen, el procesador 17 lee el registro de salida del ADC. La salida leída mediante el procesador 17, por lo tanto, representa una sola muestra de la señal de entrada seleccionada, es decir, ALISADO_CC o TEMP. La muestra leída mediante el procesador 17 entonces se almacena en el dispositivo de memoria 18. Este proceso de tres etapas entonces se repite para obtener otra muestra de la señal de entrada, que entonces se agrega al valor ya almacenado en el dispositivo de memoria 18. El valor almacenado en el dispositivo de memoria 18, por lo tanto, corresponde a la suma de las muestras individuales leídas mediante el procesador 17. El proceso de tres etapas se repite un número predeterminado de veces. El procesador 17 entonces divide el valor almacenado en el dispositivo de memoria 18 por el número predeterminado para obtener una medición promedio de la señal de entrada.

Al dividir el proceso de muestreo en tres etapas diferentes, el tiempo necesario para muestrear la señal de entrada se distribuye a través de tres mitades de ciclos eléctricos del motor 2. Por lo tanto, se reduce significativamente el tiempo consumido por el controlador 16 en el muestreo de la señal de entrada durante cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2 y, por lo tanto, se reduce la posibilidad del conflicto del acontecimiento.

El controlador 16 muestrea concurrentemente las señales de ALISADO_CC y TEMP. Según se ilustró en la figura 7, el controlador 16 realiza el proceso de tres etapas en la señal ALISADO_CC para obtener una sola muestra del voltaje RMS del suministro de CA 4. El controlador 16 entonces realiza el proceso de tres etapas en la señal TEMP para obtener una sola muestra de la temperatura. Este proceso para muestrear alternativamente ALISADO_CC y TEMP entonces se repite un número predeterminado de veces. El dispositivo de memoria 18, por lo tanto, almacena un primer valor que corresponde a la suma de las muestras del voltaje RMS del suministro de CA 4, y un segundo valor que corresponde a la suma de las muestras de la temperatura.

En lugar de muestrear concurrentemente las señales ALISADO_CC y TEMP, el controlador 16 puede en su lugar muestrear secuencialmente las dos señales de entrada. Particularmente, el controlador 16 puede muestrear la señal ALISADO_CC un número predeterminado de veces antes de entonces muestrear la señal TEMP un número predeterminado de veces. Al muestrear secuencialmente las dos señales de entrada en lugar de concurrentemente, el canal del ADC se conmuta solamente una vez para cada conjunto de muestras. Por lo tanto, la etapa de seleccionar un canal se puede omitir de todas a excepción de la primera muestra. Un proceso de dos etapas (es decir, arrancar el ADC y leer el ADC) entonces se puede utilizar para muestrear todas a excepción de la primera muestra. Por consiguiente, un mayor número de muestras se puede recolectar durante un periodo particular. Sin embargo, una desventaja con el muestreo secuencialmente de las dos señales de entrada es que, para cada señal, existe un período durante el cual la señal no se está midiendo.

El controlador 16 tiene solamente un ADC, que se requiere para muestrear dos señales de entrada, es decir ALISADO_CC y TEMP. Es por esta razón que el proceso de muestreo incluye la etapa de seleccionar un canal del ADC. Si el sensor de temperatura 15 se omitió del sistema de control 3, el voltaje RMS del suministro de CA 4 se podría muestrear sin la necesidad de la selección del canal. Alternativamente, si los elementos periféricos 19 del controlador 16 incluyeron un ADC adicional, cada señal de entrada se podría muestrear por un ADC dedicado y la etapa de seleccionar un canal, por lo tanto, podría nuevamente omitirse. Sin embargo, en ambos casos, el proceso de muestreo continúa siendo dividido en dos etapas, tal que el tiempo necesario para muestrear una señal de entrada se distribuya a través de dos mitades de ciclos eléctricos del motor 2.

En la modalidad particular ilustrada en la figura 7, cada etapa del proceso de muestreo se ejecuta en respuesta a un margen sucesivo de la señal HALL. Esto entonces tiene la ventaja de que cada muestra se obtiene relativamente de manera rápida, es decir después de tres márgenes de la señal HALL. Sin embargo, no es esencial que cada etapa se ejecute en respuesta a los márgenes sucesivos de la señal HALL. Por ejemplo, cada etapa del proceso de muestreo se puede ejecutar en respuesta a cada segundo o tercer margen de la señal HALL. Mientras que esto entonces requiere un periodo de tiempo más largo para obtener cada muestra, el controlador 16 puede usar el tiempo en el cual no está tratando el ADC para ejecutar otras rutinas.

En lugar de usar el promedio de varias muestras como medición de la señal de entrada, el controlador 16 pudo utilizar alternativamente la suma de las muestras. Alternativamente, el controlador 16 pudo utilizar el valor máximo de las muestras como medición de la señal de entrada. Por ejemplo, después de leer una muestra del registro de salida del ADC, el procesador 17 podría comparar la muestra contra un valor almacenado en el dispositivo de memoria 18. Si la muestra es mayor que el valor almacenado en el dispositivo de memoria 18, el procesador 17 sobreescribe el valor con el de la muestra. Las etapas de comparar y sobreescribir entonces se repiten para cada uno del número predeterminado de muestras. Después de que se hayan recolectado todas las muestras, el valor almacenado en el dispositivo de memoria 18 representa el valor máximo de las muestras. Al medir el valor máximo, no es esencial que la señal de entrada que representa el voltaje del suministro de CA 4 sea liso, siempre y cuando las muestras se distribuyan en por lo menos una mitad del ciclo del suministro de CA 4. Por lo tanto, se puede omitir el condensador de alisado C2 o la capacitancia se podría reducir significativamente para reducir el tamaño y/o costo del sistema de control 3.

Además de medir el voltaje del suministro de CA 4 y la temperatura al operar a la velocidad, el controlador 16 también mide el voltaje y la temperatura durante el encendido inicial. Esta verificación inicial se hace para asegurar que el voltaje RMS del suministro de CA 4 y la temperatura dentro del sistema de motor 1 se ubiquen dentro de los límites seguros de la operación. Durante esta etapa inicial, no es crítico el tiempo consumido por el controlador 16 en el muestreo de la señal de entrada. Por lo tanto, durante el encendido inicial, el controlador 16 muestrea el voltaje y la temperatura sin la división del proceso en tres etapas. Tablas de búsqueda El dispositivo de memoria 18 del controlador 16 almacena un número de tablas de búsqueda, cada una tiene una resolución de velocidad y/o voltaje particulares. La resolución de cada tabla de búsqueda no necesita ser igual que la de otras tablas de búsqueda y puede variar a través de la tabla de búsqueda. Por ejemplo, la tabla de búsqueda de avance puede almacenar un período de avance cada 10 krpm a las velocidades relativamente bajas, que aumenta gradualmente a 1 krpm a velocidades relativamente altas.

La conmutación avanzada se utiliza en un modo de múltiples interruptores y en un modo de un solo interruptor. En el modo de un solo interruptor, el período de avance se ajusta en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor y en el voltaje RMS del suministro de CA 4 para mantener constante la energía promedio. En el modo de múltiples interruptores, no es necesario ajustar el período de avance en respuesta a los cambios en el voltaje. Por consiguiente, para minimizar la cantidad de memoria requerida para almacenar la tabla de búsqueda de avance, el dispositivo de memoria 18 almacena dos tablas de búsqueda de avance: una tabla de búsqueda unidimensional que se indexa mediante la velocidad del rotor al operar a las velocidades por debajo de la VELOCIDAD_ÚNICA, y una tabla de búsqueda de dos dimensiones que se indexa mediante la velocidad y voltaje del rotor a las velocidades en o por encima de la VELOCIDAD_ÚNICA.

En lugar de almacenar los valores absolutos, cada tabla de búsqueda puede en su lugar almacenar los valores de diferencia. El controlador 16 entonces almacena un valor de referencia al cual se aplican los valores de diferencia. Por lo tanto, al actualizar un parámetro particular, el controlador 16 indexa la tabla de búsqueda relevante para seleccionar un valor de diferencia, y aplica el valor de diferencia al valor de referencia para obtener el parámetro. Por lo tanto, por ejemplo, el controlador 16 puede utilizar los períodos de avance de 47 ps, 50 µe y 52 ps para las velocidades de rotor de 85 krpm, 90 krpm y 95 krpm. El controlador 16 pudo entonces almacenar 50 ps como el valor de referencia. La tabla de búsqueda de avance entonces almacenaría -2 ps, 0 ps, y 1 ps para cada una de las tres velocidades. Almacenar un valor de diferencia requiere comúnmente menos memoria que un valor absoluto. Por lo tanto, las tablas de búsqueda se pueden almacenar más eficientemente. Una resolución más alta para las tablas de búsqueda se pudo entonces alcanzar para una cantidad dada de memoria. Alternativa o adicionalmente, se puede utilizar un controlador más económico que tiene una capacidad de memoria más pequeña. En un sentido más general, por lo tanto, se puede mencionar que cada tabla de búsqueda almacena un valor de control (por ejemplo, un valor absoluto o un valor de diferencia) que se utiliza mediante el controlador 16 para determinar el parámetro relevante, por ejemplo, el período de avance, compensación excedente, etcétera.

Para reducir el número de instrucciones ejecutadas por el controlador 16, el controlador 16 actualiza solamente aquellos parámetros que se requieran para el modo de operación relevante. Por ejemplo, al operar en un modo de conmutación síncrona, el controlador 16 no tiene necesidad de seleccionar o actualizar un período de avance. Similarmente, al operar en un modo de un solo interruptor, el controlador 16 no tiene necesidad de seleccionar o actualizar un período de circulación libre. Como consecuencia actualizar solamente aquellos parámetros requeridos para un modo de operación particular, el controlador 16 no cambia inmediatamente del modo de múltiples interruptores al modo de un solo interruptor cuando el rotor alcanza la VELOCIDAD_ÚNICA. Si el controlador 16 cambiará inmediatamente del modo de múltiples interruptores al modo de un solo interruptor, el controlador 16 no sabría qué periodo de tiempo habría transcurrido desde el último paso por cero en el voltaje del suministro de CA 4. Por lo tanto, el controlador 16 no sabría qué período excedente utilizar. Por consiguiente, cuando la velocidad del rotor alcanza la VELOCIDAD_ÚNICA, el controlador 16 espera hasta el siguiente margen de la señal PASO_Z antes de cambiar del modo de múltiples interruptores al modo de un solo interruptor.

Mientras que el motor 2 acelera desde inmóvil, disminuye la longitud del período Hall. Por lo tanto, si un parámetro (por ejemplo, el período de circulación libre) se actualizará en cada enésimo margen de la señal HALL, el intervalo entre cada actualización disminuiría gradualmente. Cada parámetro entonces ser actualizaría con menos frecuencia a las velocidades bajas y con más frecuencia a las velocidades altas. Al actualizar cada parámetro en respuesta a un paso por cero en el voltaje del suministro de CA 4, cada parámetro se actualiza en los intervalos regulares con independencia de la velocidad.

Si un parámetro se actualizará en cada enésimo margen de la señal HALL mientras opera en el modo de un solo interruptor, el parámetro se actualizaría en diferentes puntos dentro del ciclo del suministro de CA 4. Esto a su vez podría aumentar potencialmente el contenido de elementos armónicos de la forma de onda de corriente extraída del suministro de CA 4. Además, cuando el sistema de motor 1 está operando a la velocidad promedio constante, la velocidad instantánea del rotor 5, sin embargo, varía en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4 debido al aumento y a la disminución sinusoidales del voltaje de conexión de CC. Si un parámetro se actualizó en cada enésimo margen de la señal HALL, un diferente valor para el parámetro se pudo seleccionar a pesar de que la velocidad promedio del sistema de motor 1 no había cambiado. Nuevamente, esto puede dar lugar a los elementos armónicos aumentados dentro de la forma de onda de corriente extraída del suministro de CA 4. Al actualizar cada parámetro en respuesta a un paso por cero en el suministro de CA 4, se utiliza el mismo punto de referencia en el ciclo del suministro de CA 4. Por lo tanto, se alcanza una forma de onda de corriente más estable. Además, al actualizar los parámetros solamente una vez cada mitad de ciclo del suministro de CA 4, las instrucciones ejecutadas por el controlador 16 son mantenidas relativamente simples y, por lo tanto, se puede utilizar un microcontrolador más simple y más económico. Por supuesto, si se desea, varios parámetros se pueden actualizar con menos frecuencia al actualizar en cada enésimo margen de la señal PASO_Z.

Operación de motor Ahora se describirá la operación del sistema de motor 1 mientras acelera de inmóvil a la velocidad de operación. Según se puede observar en la figura 8, el controlador 16 tiene seis modos de operación: Inicialización, inmóvil, aceleración de poca velocidad, aceleración de alta velocidad, funcionamiento, y avería. Dentro de los varios modos de operación, el controlador 16 controla el motor 2 a través del uso de uno o más de los siguientes cuatro parámetros: período de circulación libre, período de avance, período excedente, y período de descanso. Modo de inicialización En el encendido, el controlador 16 permite los elementos periféricos 19 y muestrea la señal ALISADO_CC y la señal TEMP para obtener una medición de voltaje RMS del suministro de CA 4 y la temperatura dentro del sistema de motor 1. Si el voltaje RMS es menor que un umbral de subvoltaje, V_MIN, o uno mayor que un umbral de sobrevoltaje, V_MAX, el controlador 16 escribe un error de "subvoltaje" o "sobrevoltaje" en el dispositivo de memoria 18 e ingresa en un modo de avería. Similarmente, si la temperatura es menor que un umbral de subtemperatura, TEMP_MIN, o mayor que un umbral de sobretemperatura, TEMP_MAX, el controlador 16 escribe un error de "subtemperatura" o "sobretemperatura" en el dispositivo de memoria 18 e ingresa en un modo de avería.

Si el voltaje RMS y la temperatura se ubican dentro de los umbrales de operación, el controlador 16 determina si la velocidad del rotor 5 excede un umbral inmóvil, VELOCIDAD_INMÓVIL. Según se observó anteriormente, la velocidad del rotor 5 se obtiene del intervalo entre dos márgenes sucesivos de la señal HALL, es decir, el período Hall. Si el controlador 16 no puede detectar dos márgenes de la señal HALL dentro de un periodo de tiempo que corresponde a la VELOCIDADJNMÓVIL, el controlador 16 ingresa en el modo inmóvil. En caso contrario, el controlador 16 ingresa en el modo de aceleración de poca velocidad.

Modo inmóvil (uXVELOCIDADJNMÓVIL) El controlador 16 impulsa el motor 2 inversamente para un periodo predeterminado de impulsión inversa, T_RD. Para los propósitos de la presente descripción, será asumido que el motor 2 se impulsa hacia delante en respuesta a la impulsión de la bobina de fase 7 de izquierda a derecha cuando la señal HALL es lógicamente baja y de izquierda a derecha cuando la señal HALL es lógicamente alta. El motor 2, por lo tanto, se impulsa inversamente en respuesta a la impulsión de la bobina de fase 7 de derecha a izquierda cuando la señal HALL es lógicamente baja y de izquierda a derecha cuando la señal HALL es lógicamente alta, según se detalló en la figura 9.

Momentáneamente la impulsión del motor 2 inversamente debe causar que el rotor 5 gire en una dirección delantera o que adopte una posición angular particular con relación al estator 6. Si el rotor 5 gira hacia delante o se alinea con el estator 6 dependerá de la posición de salida del rotor 5. El rotor 5, por lo tanto, es cualquiera que se mueva en una dirección delantera o que esté en una posición lista para la aceleración en una dirección delantera.

Después de impulsar momentáneamente el motor 2 inversamente, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 para impulsar el motor 2 hacia delante. La impulsión hacia delante debe hacer que el rotor 5 gire en una dirección hacia delante. Si el rotor 5 está girando según lo esperado, un margen de la señal HALL debe ocurrir dentro de un periodo predeterminado, T_FD. Si no se detecta el margen dentro del periodo predeterminado T_FD, el controlador escribe un error de "No Pudo Iniciar" en el dispositivo de memoria 18 e ingresa a un modo de avería. En el caso contrario, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 en respuesta al margen de la señal HALL para continuar impulsando el motor 2 hacia delante. Un segundo margen de la señal HALL debe entonces ocurrir dentro de un periodo de tiempo que corresponde a VELOCIDAD_INMÓVIL. Si el segundo margen se detecta dentro del periodo predeterminado, el controlador 16 ingresa en un modo de aceleración de poca velocidad. En el caso contrario, el controlador escribe un error de "No Pudo Iniciar" en el dispositivo de memoria 18 e ingresa en un modo de avería.

Modo de aceleración de poca velocidad (VELOCIDAD JNMÓVIL=u><VELOCIDAD_ADV) Al operar en un modo de aceleración de poca velocidad, el controlador 16 impulsa el motor 2 en el modo de múltiples interruptores de conmutación síncrona. La figura 10 ilustra las formas de onda de la señal HALL, de las señales de control, y de la corriente de fase durante algunos períodos Hall.

En respuesta a cada margen de la señal HALL, el controlador 16 conmuta inmediatamente la bobina de fase 7 (es decir, al invertir DIR1 y DIR2, y al fijar la CIRCULACIÓN_LIBRE#). El controlador 16 entonces determina la velocidad del rotor 5 con base en el período Hall, T_HALL. El controlador 16 entonces selecciona una marca del paso por cero, que se fija en respuesta a un margen de la señal PASO_Z. Si la marca del paso por cero se fija y la velocidad del rotor 5 es mayor o igual a la VELOCIDAD_ADV, el controlador 16 ingresa en un modo de aceleración de alta velocidad. Si, por otra parte, la marca del paso por cero se fija pero la velocidad del rotor es menor que la VELOCIDAD_ADV, el controlador 16 actualiza el período de circulación libre, T_FW, y el período de descanso, T_TO, y retira la marca del paso por cero. Los períodos de circulación libre y de descanso se actualizan al indexar las tablas de búsqueda de circulación libre y de descanso al usar la velocidad de rotor.

Después de seleccionar la marca del paso por cero, y en el caso necesitar actualizar los períodos de circulación libre y de descanso, el controlador 16 realiza una de las tres etapas que se usaron para muestrear las señales ALISADO_CC y TEMP. Si se ha recolectado el número predeterminado de muestras, el controlador 16 determina el promedio de las muestras para obtener una medición del voltaje RMS del suministro de CA 4 o la temperatura dentro del sistema de motor 1. Si el voltaje RMS es menor que V_MIN o mayor que V_MAX, o si la temperatura es menor que TEMP_MIN o mayor que TEMP MAX, el controlador 16 escribe un error correspondiente en el dispositivo de memoria 18 e ingresa en un modo de avería.

Después de la conmutación, el controlador 16 continúa excitando la bobina de fase 7 hasta que ocurra un acontecimiento de sobretensión o expire el período de descanso, T_TO. En respuesta a cualquiera de estos dos acontecimientos, el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7 (es decir, al retirar la CIRCULACIÓN_LIBRE#) durante el período de circulación libre, T_FW. Si, al final del período de circulación libre, la corriente en la bobina de fase 7 excede el umbral de sobretensión, el controlador 16 nuevamente circula libremente la bobina de fase 7 durante el período de circulación libre, T_FW. En el caso contrario, al final del período de circulación libre, el controlador 16 inicia nuevamente la excitación de la bobina de fase 7 (es decir, al fijar la CIRCULACIÓN_LIBRE#).

El controlador 16, por lo tanto, conmuta la bobina de fase 7 en sincronía con los márgenes de la señal HALL, y actualiza el período de circulación libre y el período de descanso en respuesta a los márgenes de la señal PASO_Z. El controlador 16 continúa impulsando el motor 2 en el modo de múltiples interruptores de conmutación síncrona hasta que la velocidad del rotor 5 alcance la VELOCIDAD_ADV. Al alcanzar la VELOCI DAD_ADV, el controlador 16 ingresa en un modo de aceleración de alta velocidad en respuesta al siguiente margen de la señal PASO_Z.

Modo de aceleración de alta velocidad (VELOCIDAD_ADV<UJ<VELOCIDAD_ÚNICA) Al operar en un modo de aceleración de alta velocidad, el controlador 16 impulsa el motor 2 en el modo de múltiples interruptores de conmutación avanzada. La figura 11 ilustra las formas de onda de la señal HALL, de las señales de control, y de la corriente de fase durante algunos períodos Hall.

En respuesta a cada margen de la señal HALL, el controlador 16 determina la velocidad del rotor 5 con base en el período Hall, T_HALL. El controlador 16 entonces selecciona la marca del paso por cero que se fija en respuesta a un margen de la señal PASO_Z. Si la marca del paso por cero se fija y la velocidad del rotor 5 es mayor o igual a la VELOCIDAD_ÚNICA, el controlador 16 ingresa en el modo en funcionamiento. Si, por otra parte, la marca del paso por cero se fija y la velocidad del rotor es menor que la VELOCIDAD_ÚNICA, el controlador 16 actualiza el período de avance, T_ADV, el período de circulación libre, T_FW, y el período de descanso, T_TO, y retira la marca del paso por cero. Los periodos de avance, circulación libre y descanso se actualizan al indexar las tablas de búsqueda correspondientes al usar la velocidad de rotor.

Después de seleccionar la marca del paso por cero, y en el caso de necesitar la actualización de los periodos de avance, circulación libre y descanso, el controlador 16 calcula el período de conmutación, T_COM, al restar el período de avance, T_ADV, del período Hall, T_HALL. El controlador 16 entonces carga el período de conmutación, T_COM, en un cronómetro.

Después de calcular el período de conmutación, el controlador 16 realiza una de las tres etapas que se usaron para muestrear señales ALISADO_CC y TEMP. Si se ha recolectado el número predeterminado de muestras, el controlador 16 determina el promedio de las muestras para obtener una medición del voltaje RMS del suministro de CA 4 o la temperatura dentro del sistema de motor 1. Si el voltaje RMS es menor que V_MIN o mayor que V MAX, o si la temperatura es menor que TEMP_MIN o mayor que TEMP_MAX, el controlador 16 escribe un error correspondiente en el dispositivo de memoria 18 e ingresa en el modo de avería.

El controlador 16 conmuta posteriormente la bobina de fase 7 (es decir, al invertir DIR1 y DIR2, y al fijar CIRCULACIÓN_LIBRE#) después de que el cronómetro haya contado el período de conmutación, T_COM. Por lo tanto, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 antes del siguiente margen de la señal HALL mediante el período de avance, T_ADV. Después de la conmutación, el controlador 16 excita la bobina de fase 7 hasta que ocurra un acontecimiento de sobretensión o expire el período de descanso, T_TO. En respuesta a cualquiera de estos dos acontecimientos, el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7 (es decir, retira la CIRCULACIÓN_LIBRE#) durante el período de circulación libre, T_FW. Si, al final del período de circulación libre, la corriente en la bobina de fase 7 excede el umbral de sobretensión, el controlador 16 nuevamente hace circular libremente la bobina de fase 7 durante el período de circulación libre, T_FW. En el caso contrario, al final del período de circulación libre, el controlador 16 inicia nuevamente la excitación de la bobina de fase 7 (es decir, mediante la fijación de CIRCULACIÓN_LIBRE#).

El controlador 16, por lo tanto, conmuta la bobina de fase 7 en el avance de los márgenes de la señal HALL, y actualiza el período de avance, el período de circulación libre y el período de descanso en respuesta a los márgenes de la señal PASO_Z. El controlador 16 continúa impulsando el motor 2 en el modo de múltiples interruptores de conmutación avanzada hasta que la velocidad del rotor 5 alcance la VELOCIDAD_ÚNICA. Al alcanzar la VELOCIDAD_ÚNICA, el controlador 16 ingresa en el modo en funcionamiento en respuesta al siguiente margen de la señal PASO_Z.

Modo en funcionamiento (VELOCIDAD_ÚNICA=u>) Al operar en un modo en funcionamiento, el controlador 16 impulsa el motor 2 en el modo de un solo interruptor de conmutación avanzada. La figura 12 ilustra las formas de onda de la señal HALL, de las señales de control, y de la corriente de fase durante algunos períodos Hall.

En respuesta a cada margen de la señal HALL, el controlador 16 determina la velocidad del rotor 5 con base en el período Hall, T_HALL. Se espera que la velocidad del rotor 5 permanezca dentro de un intervalo de velocidad limitada por VELOCIDAD_MIN y VELOCI DAD_MAX. El controlador 16, sin embargo, permitirá velocidades transitorias fuera de este intervalo. Por consiguiente, si la velocidad del rotor 5 disminuye debajo de la VELOCI DAD_MI N durante un periodo de tiempo más de largo que T_US, el controlador 16 escribe un error de "Subvelocidad" en el dispositivo de memoria 18 e ingresa en el modo de avería. Similarmente, si la velocidad del rotor 5 excede VELOCIDAD_MAX durante un periodo de tiempo más de largo que T_OS, el controlador 16 escribe un error de "sobrevelocidad" en el dispositivo de memoria 18 e ingresa en el modo de avería. Sin embargo, si la velocidad del rotor 5 excede la VELOCI DAD_RECORRI DO, el controlador 16 escribe inmediatamente un error de "Recorrido Rápido" en el dispositivo de memoria 18 e ingresa en el modo de averia. A las velocidades superiores a la VELOCIDAD_RECORRIDO, aumenta significativamente la probabilidad de avería mecánica y/o eléctrica.

El controlador 16 entonces selecciona la marca del paso por cero que se fija en respuesta a un margen de la señal PASO_Z. Si se fija la marca del paso por cero, el controlador 16 actualiza el período de avance, T_ADV, y el valor de compensación excedente, T_OVR_COMPENSACIÓN. Cada valor se actualiza al indexar la tabla de búsqueda relevante al usar la velocidad de rotor y el voltaje RMS medido del suministro de CA 4. Después de actualizar el período de avance y el valor de compensación excedente, el controlador 16 retira la marca del paso por cero, e inicia un cronómetro del paso por cero.

Después de seleccionar la marca del paso por cero, y en el caso de necesitar actualizar el período de avance y el valor de compensación excedente, el controlador 16 calcula el período de conmutación, T_COM, al restar el período de avance, T_ADV, del período Hall, T_HALL. El controlador 16 entonces carga el período de conmutación, T_COM, en un cronómetro. Después de determinar el período de conmutación, el controlador 16 indexa la tabla de búsqueda del seno excedente al usar el tiempo almacenado medíante el cronómetro del paso por cero, t, para seleccionar para un valor del seno excedente, T_OVR_SENO. El controlador 16 entonces suma el valor de compensación excedente, T_OVR_COMPENSACIÓN , y el valor del seno excedente, T_OVR_SENO, para obtener el período excedente, T_OVR.

Después de determinar los períodos de conmutación y excedente, el controlador 16 realiza una de las tres etapas que se usaron para muestrear las señales ALISADO_CC y TEMP. Si se ha recolectado el número predeterminado de muestras, el controlador 16 determina el promedio de las muestras para obtener una medición del voltaje RMS del suministro de CA 4 o la temperatura dentro del sistema de motor 1. Si el voltaje RMS es menor que V_MIN o mayor que V_MAX, o si la temperatura es menor que T_MIN o mayor que T MAX, el controlador 16 escribe un error correspondiente en el dispositivo de memoria 18 e ingresa en el modo de avería.

El controlador 16 conmuta posteriormente la bobina de fase 7 (es decir, al invertir DIR1 y DIR2, y al fijar CIRCULACIÓN_LIBRE#) después de que el cronómetro haya contado el período de conmutación, T_COM. Por lo tanto, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 antes del siguiente margen de la señal HALL mediante el período de avance, T_ADV. Después de la conmutación, el controlador 16 excita la bobina de fase 7 hasta que ocurra un acontecimiento de sobretensión. En respuesta al acontecimiento de sobretensión, el controlador 16 continúa excitando la bobina de fase 7 durante el período excedente, T_OVR. Después de que ha transcurrido el período excedente, el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7 (es decir, al retirar la CIRCULACIÓN_LIBRE#). La circulación libre entonces continúa indefinidamente hasta que el controlador 16 conmute después la bobina de fase 7. El controlador 16, por lo tanto, conmuta la bobina de fase 7 antes de cada margen de la señal HALL, actualiza el período excedente en respuesta a cada margen de la señal HALL, y actualiza el período de avance y el valor de compensación excedente en respuesta a cada margen de la señal PASO_Z.

Al operar en un modo en funcionamiento, la magnitud de la EMF invertida inducida en la bobina de fase 7 mediante el rotor 5 es de suficiente magnitud que es poco probable que la corriente en la bobina de fase 7 se eleve a un nivel excesivo, incluso en la ausencia de un acontecimiento de sobretensión. Por lo tanto, ningún periodo de retraso se utiliza mediante el controlador 16 al operar en el modo en funcionamiento. Esto entonces reduce el número de instrucciones ejecutadas mediante el controlador 16.

El controlador 16 impulsa el motor 2 en un intervalo de la velocidad de operación limitada por la VELOCIDAD_MIN y VELOCIDAD_MAX, la velocidad varía en respuesta a los cambios en la carga. Dentro de este intervalo de velocidad, el controlador 16 selecciona los valores de control que aseguran que la energía promedio constante se alcance entre V_CP_MIN y V_CP_ AX. Por lo tanto, la energía promedio constante se alcanza para diferentes cargas. El controlador 16 también impulsa el motor 2 en un intervalo de voltaje limitado mediante V_MIN y V_ AX.

Dentro de este intervalo de voltaje, el controlador 16 selecciona los valores de control que aseguran que la energía promedio constante se alcance entre V_CP_MIN y V_CP_MAX. Por lo tanto, la misma energía y rendimiento se alcanzan con independencia de las variaciones en el voltaje del suministro de CA 4.

Modo de avería El controlador 16 ingresa en el modo de avería en respuesta a un error, con la intención de prevenir o limitar el daño al sistema de motor 1. El controlador 16, por lo tanto, inhabilita el motor 2 al retirar DIR1 y DIR2 al ingresar en el modo de avería. El controlador 16 puede requerir que la corriente para el sistema de motor 1 sea apagada antes de que el sistema de motor 1 se pueda utilizar nuevamente. Alternativamente, el controlador 16 puede prevenir adicionalmente el uso del sistema de motor 1; esto puede depender del tipo de avería que ha ocurrido.

Beneficios Para un motor de imán permanente convencional que se impulsa mediante un suministro de CA, la EMF invertida inducida en la bobina de fase hace difícil controlar exactamente la cantidad de corriente extraída del suministro de CA. Por lo tanto, la forma de onda de la corriente extraída del suministro de CA tendrá comúnmente un contenido alto de elementos armónicos, que da por resultado un factor de energía insuficiente. Para tratar este problema, los motores de imán permanente convencionales incluyen generalmente un circuito de corrección del factor de energía activa (PFC, por sus siglas en inglés). El circuito PFC activo produce un voltaje CC regular para el uso en la excitación de las bobinas de fase mientras que asegura que la corriente extraída del suministro de CA sea sustancialmente sinusoidal. Por lo tanto, se puede alcanzar un factor de energía relativamente alto. Sin embargo, la inclusión de un circuito PFC activo aumenta el costo del sistema de motor. Además, el circuito PFC requiere un condensador de conexión de CC de alta capacitancia para que sea estable el voltaje de conexión de CC que se muestreó mediante el circuito PFC. Sin un voltaje estable de conexión de CC, el circuito PFC estimaría los niveles de demanda incorrectos de la corriente, lo cual da por resultado los insuficientes elementos armónicos de corriente. Sin embargo, un condensador de conexión de CC de alta capacitancia es físicamente grande y costoso.

Con el sistema de motor 1 de la presente invención, el controlador 16 utiliza un umbral de sobretensión que es directamente proporcional al voltaje de conexión de CC y un período excedente que varía a través de cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. El resultado neto es que el controlador 16 excita la bobina de fase 7, durante cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2, durante un período de conducción que varía a través de cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Particularmente, la longitud del período de conducción varía sustancialmente como una mitad de curva sinusoide en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Por lo tanto, la forma de onda de la corriente extraída del suministro de CA 4 se aproxima a la de una curva sinusoide. Un factor de energía relativamente alto y un contenido bajo de elementos armónicos, por lo tanto, se alcanzan sin la necesidad de un circuito PFC o condensador de conexión de alta capacitancia.

La figura 13 ilustra la forma de onda de corriente que se puede lograr con el sistema de motor 1 de la presente invención. La forma de onda de corriente se sobrepone con una curva sinusoide perfecta para los propósitos de comparación. Al utilizar un período de conducción que varía a través de cada mitad de ciclo del suministro de CA 4, se puede observar una forma de onda de corriente para la cual es relativamente pequeña la amplitud de los elementos armónicos de orden inferior. La ondulación de alta frecuencia que se puede observar en la forma de onda de corriente de la figura 13 se presenta a partir de la conmutación del inversor.

Un factor de energía de unidad se logra para una forma de onda de corriente que no tiene un contenido de elementos armónicos. Mientras aumenta el contenido de elementos armónicos, disminuye el factor de energía. El sistema de motor 1 de la presente invención, por lo tanto, puede alcanzar un factor de energía relativamente alto. De hecho, con el sistema de motor 1 de la presente invención, se puede alcanzar un factor de energía de por lo menos 0.95. Por lo tanto, el sistema de motor 1 puede alcanzar una energía de entrada promedio relativamente alta para una corriente máxima dada. En cambio, un sistema de motor que tiene los elementos armónicos de orden inferior relativamente grandes sufrirá de un factor de energía insuficiente. Por lo tanto, una energía de entrada promedio más baja se alcanza para la misma corriente máxima. Para corregir esto, el nivel de corriente máxima se puede aumentar. Sin embargo, mientras aumenta la corriente máxima, disminuye la eficacia del sistema debido a las crecientes pérdidas de energía. Además, las corrientes máximas excesivas pueden dañar los interruptores del inversor y/o desimantar el rotor.

Muchos países tienen regulaciones que imponen límites rigurosos ante la magnitud de los elementos armónicos de corriente que se pueden extraer del suministro de energía de la red eléctrica, por ejemplo, IEC61000-3-2. Al utilizar los valores convenientes para el período de avance, la compensación excedente, y la amplitud excedente, el sistema de motor 1 puede cumplir con los estándares de elementos armónicos a través de los intervalos completos de la velocidad y voltaje de operación del sistema de motor 1. De hecho, la forma de onda de corriente de la figura 13, mientras no sea perfectamente sinusoidal, cumple con los estándares de elementos armónicos establecidos en IEC61000-3-2.

En contraste con los sistemas de motor convencionales, el sistema de motor 1 de la presente invención alcanza una forma de onda de corriente que tiene elementos armónicos de orden inferior relativamente pequeños sin la necesidad de un circuito PFC activo o de un condensador de conexión de alta capacitancia. El condensador de conexión C1 del sistema de control 3 solamente se utiliza para alisar la ondulación de relativamente alta frecuencia que se presenta a partir de la conmutación del inversor. El condensador de conexión C1 no se requiere para alisar el voltaje de conexión de CC a la frecuencia fundamental. Como tal, el uso de un condensador de conexión puede dar lugar a la ondulación en el voltaje de conexión de CC de 50% o más a la frecuencia fundamental, es decir Vr = (Vmax-Vmin)/Vmax = 0.5. Sin embargo, el controlador 16 asegura que, incluso a este nivel de ondulación, los elementos armónicos de orden inferior se mantienen relativamente pequeños y, por lo tanto, un buen factor de energía se puede alcanzar a la energía de entrada promedio relativamente alta. De hecho, la forma de onda de corriente de la figura 13 se alcanza con una ondulación de voltaje de 100%. Puesto que el condensador de conexión C1 se requiere solamente para filtrar la ondulación de conmutación de alta frecuencia, se puede utilizar un condensador de conexión de capacitancia relativamente baja que, por lo tanto, reduce significativamente el costo y tamaño del sistema de motor 1.

Debido al factor de energía relativamente alto que se puede lograr con el sistema de motor 1, una energía de entrada promedio relativamente alta se puede alcanzar a pesar de la ondulación en el voltaje de conexión de CC. La energía de entrada promedio que se puede alcanzar dependerá naturalmente del voltaje RMS del suministro de CA 4. Sin embargo, para un voltaje RMS de 100 V, una energía de entrada promedio constante superior a 1000 V se puede lograr con independencia de la ondulación en el voltaje de conexión de CC. Por lo tanto, cuando se utiliza con un suministro de energía de red eléctrica, el sistema de motor 1 puede alcanzar una energía de entrada promedio constante de por lo menos 1000 V.

Al seleccionar los valores apropiados para el período de avance, T_ADV, la compensación excedente, T_OVR_COMPENSACIÓN, y la amplitud excedente, T_OVR_AMP, una energía de entrada o salida promedio deseada se puede alcanzar para el sistema de motor 1. Por otra parte, los valores apropiados se pueden seleccionar tal que la eficacia del sistema de motor 1 en cada punto de operación (es decir, velocidad y voltaje) esté optimizada para la energía de entrada o salida deseada. Es decir, varios conjuntos de los valores para T_ADV, T_OVR_COMPENSACIÓN, y T_OVR_AMP pueden dar lugar a la misma energía de entrada o salida promedio deseada. Sin embargo, a partir de estos varios conjuntos de valores, se puede seleccionar un solo conjunto que proporcione la mejor eficacia.

Uno o más del período de avance, de compensación excedente, y de amplitud excedente se pueden ajustar en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor y/o en el voltaje RMS del suministro de CA 4 tal que un perfil particular para la energía de entrada o salida promedio se alcance en un intervalo de velocidad y/o en un intervalo de voltaje. Particularmente, al ajustar por lo menos el período de avance y la compensación excedente en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor y/o en el voltaje RMS, se puede alcanzar la misma energía de entrada o salida promedio.

Para un solo sistema de motor, los valores apropiados se pueden seleccionar tal que la variación en la energía promedio (entrada o salida) no exceda ±1% en un intervalo de velocidad que se extiende a 10 krpm y/o un intervalo de voltaje que se extiende a por lo menos 10 V. Sin embargo, si los mismos valores se utilizan en una pluralidad de sistemas de motor producidos en serie, la variación en la energía promedio para cada sistema de motor aumenta debido a las tolerancias de los componentes y de la fabricación. Sin embargo, los valores apropiados se pueden seleccionar tal que la variación en la energía promedio no exceda ±5% para un sistema de motor producido en serie en los intervalos de velocidad y voltaje mencionados anteriormente. La energía promedio constante (es decir, dentro de ±5%) también se puede alcanzar a velocidades relativamente altas. Particularmente, la energía promedio constante se puede alcanzar en un intervalo de velocidad que tiene un mínimo mayor de 60 krpm y un máximo mayor de 80 krpm. De hecho, la energía promedio constante se puede alcanzar a las velocidades superiores a 100 krpm. Además de alcanzar la energía promedio constante en un intervalo de velocidad y/o voltaje, los valores apropiados se pueden seleccionar tal que una eficacia de por lo menos 80% se mantenga en el intervalo de velocidad y/o voltaje.

La presente invención, por lo tanto, proporciona un sistema de motor de alta potencia 1 que puede cumplir con los estándares de elementos armónicos existentes sin la necesidad de un condensador circuito PFC activo o condensador de conexión de alta capacitancia. Por otra parte, el sistema de motor 1 puede alcanzar una eficacia relativamente alta (es decir, por lo menos 80%) así como una energía promedio constante (es decir, dentro de ±5%) en un intervalo de velocidades de rotor y voltajes RMS. Conflicto de acontecimientos El controlador 16 ejecuta diferentes rutinas de software en respuesta a diferentes acontecimientos. Por ejemplo, el controlador 16 ejecuta una rutina particular en respuesta a un margen de la señal HALL. El controlador 16 ejecuta una diferente rutina en respuesta a un acontecimiento de sobretensión, y así sucesivamente.

Un microcontrolador relativamente simple incluye comúnmente un procesador con un solo subproceso. Por lo tanto, cuando el procesador ejecuta una rutina en respuesta a un acontecimiento particular, el procesador no puede responder a otros acontecimientos hasta que haya terminado de ejecutar la rutina. Por consiguiente, cuando dos acontecimientos están en conflicto, se retrasará la ejecución de una de las rutinas de acontecimiento.

Al operar a velocidades de rotor relativamente bajas, cualquier retardo a la ejecución de una rutina particular será relativamente pequeño con respecto al período Hall total. Por lo tanto, es poco probable que el retardo afecte de manera negativa el rendimiento del sistema de motor 1. Por otra parte, se espera que el tiempo consumido a las velocidades por debajo de la VELOCIDAD_ÚNICA sea relativamente corto y, por lo tanto, cualquier efecto que un conflicto de acontecimientos pueda tener sobre el rendimiento del sistema de motor 1, no se considera como crítico a estas velocidades. Sin embargo, a las velocidades de o por encima de la VELOCIDAD_ÚNICA, cualquier retardo en la ejecución de una rutina puede afectar de manera negativa el rendimiento del sistema de motor 1. Particularmente, el retardo puede afectar a uno o más de la energía de entrada, energía de salida, eficacia y elementos armónicos de corriente.

Por ejemplo, al operar en un modo de un solo interruptor, el controlador 16 calcula el período de conmutación, T_COM, y el período excedente, T_OVR, en respuesta a cada margen de la señal HALL. Si durante este tiempo, ocurre un acontecimiento de sobretensión, la rutina de sobretensión no se ejecutará hasta que el controlador 16 haya acabado de ejecutar la rutina Hall. Por lo tanto, más corriente que la idealmente deseada se impulsaría en la bobina de fase 7. Alternativamente, si un margen de la señal HALL ocurriera mientras el controlador 16 está ejecutando la rutina de sobretensión, se retrasaría la ejecución de la rutina Hall. Puesto que la rutina Hall se utiliza para calcular el tiempo en el cual se conmuta la bobina de fase 7, cualquier retardo en la ejecución de la rutina Hall tendrá el efecto de reducir el período de avance. En cada uno de estos ejemplos, es probable que ocurra el conflicto alrededor del paso por cero en el voltaje del suministro de CA 4, debido al pequeño umbral de sobretensión. Por lo tanto, a pesar de que la cantidad de corriente impulsada en la bobina de fase 7 no está bien controlada, es poco probable que sea significativo el efecto neto sobre la energía y la eficacia. Sin embargo, es probable que sea significativo el efecto neto sobre los elementos armónicos de corriente.

Varias medidas se pueden tomar para minimizar el riesgo de conflicto de acontecimientos. Particularmente, el riesgo de conflicto se puede reducir al simplificar las instrucciones de cada rutina tal que el tiempo requerido para ejecutar cada rutina se mantenga relativamente corto. Es por esta razón que el controlador 16 utiliza las tablas de búsqueda que almacenan los valores de control en la forma de periodos de tiempo. Al usar las tablas de búsqueda que almacenan los periodos de tiempo, los cálculos matemáticos realizados mediante el controlador 16 se pueden mantener relativamente simples. Particularmente, los cálculos matemáticos se pueden limitar a la simple suma (por ejemplo, al calcular el período excedente) y resta (por ejemplo, al calcular el período de conmutación). Sin embargo, a pesar de estas mediciones, el conflicto de acontecimientos puede ocurrir con un procesador relativamente simple a las velocidades relativamente altas.

La conflicto de acontecimientos se puede resolver al tener un procesador más rápido o de múltiples núcleos. Sin embargo, ambas opciones aumentan el costo del controlador 16. Por consiguiente, ahora se describirán dos esquemas alternativos para impulsar el motor 2 en el modo de un solo interruptor. Ambos esquemas reducen el número de acontecimientos que ocurren durante cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2 y, por lo tanto, reducen la posibilidad del conflicto de acontecimientos. Antes de describir los dos esquemas alternativos, primero se considerará los acontecimientos que ocurren durante cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2 para el esquema que se describió anteriormente. Para los propósitos de claridad, el esquema de control que se describió anteriormente para el modo de un solo interruptor de aquí en adelante será referido como "modo de un solo interruptor de sobretensión". Los dos esquemas de control alternativos para el modo de un solo interruptor serán referidos como "modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada" y "modo de un solo interruptor de circulación libre limitada".

Modo de un solo interruptor de sobretensión Un método común para manejar los acontecimientos es a través del uso de interrupciones. En respuesta a una interrupción, el controlador 16 interrumpe la ejecución del código principal y mantiene la interrupción al ejecutar una rutina de servicio de interrupción (ISR, por sus siglas en inglés).

Al operar en un modo de un solo interruptor de sobretensión, el controlador 16 utiliza las siguientes cuatro interrupciones: Hall, sobretensión, circulación libre y conmutación. La figura 14 ilustra las formas de onda de la señal HALL, de las señales de control y de la corriente de fase, así como las interrupciones que se utilizaron por el controlador 16, al operar en un modo de un solo interruptor de sobretensión.

La interrupción Hall se genera en respuesta a un margen de la señal HALL. En la reparación de la interrupción Hall, el controlador 16 primero selecciona la marca del paso por cero que se fija en respuesta a un margen de la señal PASO_2. Si se fija la marca del paso por cero, el controlador 16 actualiza el periodo de avance y el valor de compensación excedente, y retira la marca del paso por cero. La señal PASO_Z, por lo tanto, se utiliza para fijar una marca en lugar de una interrupción. Esto entonces minimiza el número total de interrupciones y, por lo tanto, la posibilidad de conflicto de interrupciones. Después de seleccionar la marca del paso por cero, el controlador 16 calcula el período de conmutación, T_COM, y el período excedente, T_OVR. El controlador 16 entonces carga el período de conmutación en un primer cronómetro, Cronómetro 1. Finalmente, el controlador 16 realiza una de las tres etapas que se usaron para muestrear las señales ALISADO_CC y TEMP.

La interrupción de sobretensión se genera en respuesta a una señal de sobretensión lógicamente baja que se produjo mediante el regulador de corriente 22. En la reparación de la interrupción de sobretensión, el controlador 16 carga el período excedente, T_OVR, en un segundo cronómetro, cronómetro 2.

La interrupción de circulación libre se genera mediante el segundo cronómetro cuando ha transcurrido el período excedente. En la reparación de la interrupción de circulación libre, el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7.

La interrupción de conmutación se genera por el primer cronómetro cuando ha transcurrido el período de conmutación. En la reparación de la interrupción de conmutación, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7.

Puesto que la sobretensión ISR es responsable de cargar el segundo cronómetro con el período excedente, no es posible que las interrupciones de sobretensión y circulación libre estén en conflicto. Además, al asegurar que el período de avance es más largo que el tiempo requerido para ejecutar la conmutación ISR, se evita el conflicto de las interrupciones Hall y de conmutación. Sin embargo, cuatro conflictos posibles de la interrupción son aún posibles, es decir, Hall y sobretensión, Hall y circulación libre, conmutación y sobretensión, y conmutación y circulación libre. Modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada Al operar en el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, se alisa la interrupción de sobretensión, es decir, el controlador 16 omite la señal de sobretensión producida por el regulador de corriente 22. En respuesta a un margen de la señal HALL, el controlador 16 calcula un período de conducción, T_CD, además del período de conmutación, T_COM. El controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 a la vez, T_COM, después del margen de la señal HALL. Después de la conmutación, el controlador 16 excita la bobina de fase 7 durante el período de conducción, T_CD, después de lo cual el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7.

El período de conducción se asemeja al período excedente que se utilizó en el modo de un solo interruptor de sobretensión. Particularmente, el período de conducción comprende un valor de compensación y un valor de seno. Sin embargo, contrario al período excedente, la forma de onda del período de conducción incluye un desplazamiento de fase con relación al ciclo de voltaje del suministro de CA 4.

En el modo de un solo interruptor de sobretensión, el controlador 16 excita inicialmente la bobina de fase 7 hasta que la corriente en la bobina de fase 7 alcance un umbral de sobretensión. Después de lo anterior, el controlador 16 excita la bobina de fase 7 durante el período excedente, T_OVR. El o período de conducción total sobre el cual se excita la bobina de fase 7, por lo tanto, es la suma del período de excitación inicial y del período excedente. La corriente en la bobina de fase 7 se detecta al supervisar el voltaje a través de cada uno de los resistores de derivación R1, R2. Más específicamente, el voltaje a través de cada uno de los resistores de derivación R1, R2 se produce al controlador 16 como una señal de detección de corriente, l_DETECCIÓN_1 y l_DETECCIÓN_2. Según se ilustró en la figura 2, cada señal de detección de corriente se filtra mediante un filtro RC R8, C3 y R9, C4, que actúa para eliminar el ruido de alta frecuencia. La constante de tiempo del filtro RC introduce un retraso de tiempo entre la corriente medida y la corriente real en la bobina de fase 7. El resultado neto es que la forma de onda del período de conducción tiene la fase desplazada con relación al ciclo del suministro de CA 4. Este desplazamiento de fase ayuda a reducir la magnitud de los elementos armónicos de corriente de orden inferior.

En el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, se omite la interrupción de sobretensión. Los filtros RC R8, C3 y R9, C4, por lo tanto, no afectan la forma de onda del período de conducción. Por consiguiente, para replicar el desplazamiento de fase que existe en el modo de un solo interruptor de sobretensión, la forma de onda del período de conducción incluye un desplazamiento de fase con relación al ciclo del suministro de CA 4. El período de conducción, T_CD, por lo tanto, se define mediante la ecuación: T_CD = T_CD_COMPENSACIÓN + T_CD_AMP*abs{sin(9 + A_CD_FASE)} donde T_CD_COMPENSACIÓN es un valor de compensación y T_CD_AMP*abs{sin(9+A_CD_FASE)} es una onda de seno rectificada que tiene una amplitud definida por T_CD_AMP. T es el ángulo en el ciclo de voltaje del suministro de CA 4 y A_CD_FASE es un ángulo de fase.

El ángulo T y el ángulo de fase de conducción, A_CD_FASE, se pueden expresar como intervalos de tiempo: T (grados) = t (segundos)*f(Hz)*360 (grados) A_CD_FASE (grados) = T_CD_FASE (segundos)*f(Hz)*360 (grados) Por lo tanto, el período de conducción se puede definir como: T_CD = T_CD_COMPENSACIÓN + T_CD_AMP*abs{sin({t+T_CD_FASE}*f* 360 grados)} De manera más simple, el período de conducción, T_CD, se puede considerar como: T_CD = T_CD_COMPENSACIÓN + T_CD_SENO donde T_CD_ COMPENSACIÓN es un valor de compensación de conducción que es independiente del tiempo, y T_CD_SENO es un valor del seno de conducción que es dependiente del tiempo.

T_CD_SENO se almacenado por el controlador 16 como una tabla de búsqueda del seno de conducción, que comprende un valor del seno de conducción, T_CD_SENO, para cada uno de una pluralidad de periodos.

En el modo de un solo interruptor de sobretensión, el controlador 16 ajusta el período de avance y el valor de compensación excedente en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor y en el voltaje del suministro de CA 4 para mantener constante la energía promedio. Asimismo, en el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, el controlador 16 ajusta el período de avance, T_ADV, y el valor de compensación de conducción, T_CD_COMPENSACIÓN, en respuesta a los cambios en la velocidad y en el voltaje del rotor para mantener constante la energía promedio. El controlador 16, por lo tanto, almacena una tabla de búsqueda de avance y una tabla de búsqueda de compensación de conducción, que se indexan mediante la velocidad y voltaje de rotor: T_AD V = T_ADV_TABLA [velocidad, voltaje] T_CD_COMPENSACIÓN = T_CD_TABLA_COMPENSACIÓN [velocidad, voltaje] En el modo de un solo interruptor de sobretensión, el controlador 16 excita inicialmente la bobina de fase 7 hasta que la corriente en la bobina de fase 7 alcance un umbral de sobretensión. El umbral de sobretensión es proporcional al voltaje de conexión de CC, y la longitud de este período inicial de excitación, por lo tanto, es sensible a los cambios en el voltaje del suministro de CA 4. La longitud del período inicial de excitación es también sensible a los cambios en la magnitud de EMF invertida inducida en la bobina de fase 7 mediante el rotor 5.

Por lo tanto, el período inicial de excitación es sensible a los cambios en la velocidad del rotor y en el voltaje del suministro de CA 4. Debido al filtro RC que opera en cada una de las señales de detección de corriente, este período inicial de excitación introduce un retardo de fase en la forma de onda del período de conducción, que ayuda a reducir la magnitud de los elementos armónicos de corriente de orden inferior. En el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, el retardo de fase es replicado mediante el desplazamiento de fase de la forma de onda del período de conducción con relación a la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4. Puesto que el retraso de fase es sensible a los cambios en la velocidad del rotor y en el voltaje del suministro de CA 4, el controlador 16 ajusta la fase de la forma de onda del período de conducción en respuesta a los cambios en la velocidad y en el voltaje del rotor. El controlador 16, por lo tanto, comprende una tabla de búsqueda de desplazamiento de fase de conducción que almacene un valor de desplazamiento de fase, T_CD_DESPLAZAMIENTO_FASE, para cada uno de una pluralidad de velocidades del rotor y de una pluralidad de voltajes. Por lo tanto, el período de conducción se puede definir como: T_CD = T_CD_TABLA_COMPENSACIÓN [velocidad .voltaje] + T_CD_TABLA_SENO [t + T_CD_DESPLAZAMIENTO_FASE [velocidad, voltaje]] El período de avance, T_ADV, el valor de compensación de conducción, T_CD_COMPENSACIÓN, y el valor de desplazamiento de fase de conducción, T_CD_DESPLAZAM IENTO_FASE, se actualizan cada uno en respuesta a los márgenes de la señal PASO_Z. Los valores, por lo tanto, se actualizan solamente cuando el voltaje del suministro de CA 4 pasa por cero y permanece constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4.

En respuesta a un margen de la señal HALL, el controlador 16 determina el periodo de tiempo, t, que ha transcurrido desde el último margen de la señal PASO_Z. El controlador 16 entonces indexa la tabla de búsqueda del seno de conducción al usar la suma del tiempo transcurrido, t, y del valor de desplazamiento de fase de conducción, T_CD_DESPLAZAMIENTO_FASE, para seleccionar un valor del seno de conducción, T_CD_SENO. El controlador 16 entonces suma el valor de compensación de conducción, T_CD_CO M PE S ACIÓN, y el valor del seno de conducción, T_CD_SENO, para obtener el período de conducción, T_CD.

El controlador 16 utiliza tres interrupciones al operar en un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada: Hall, circulación libre y conmutación. La figura 15 ilustra las formas de onda de la señal HALL, de las señales de control y de la corriente de fase, así como las interrupciones que se utilizaron por el controlador 16, al operar en el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada.

La interrupción Hall se genera en respuesta a un margen de la señal HALL. En la reparación de la interrupción Hall, el controlador 16 selecciona la marca del paso por cero que se fija en respuesta a un margen de la señal PASO_Z. Si se fija la marca del paso por cero, el controlador 16 actualiza el período de avance, el valor de compensación de conducción y el valor de desplazamiento de fase de conducción, y retira la marca del paso por cero. Después de seleccionar la marca del paso por cero, el controlador 16 calcula el período de conmutación, T_COM, y el período de conducción, T_CD. El controlador 16 entonces carga el período de conmutación en un primer cronómetro, Cronómetro 1. Finalmente, el controlador 16 realiza una de las tres etapas que se usaron para muestrear las señales ALISADO_CC y TEMP.

La interrupción de conmutación se genera mediante el primer cronómetro en el cual ha transcurrido el período de conmutación. En la reparación de la interrupción de conmutación, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7 y carga el período de conducción en un segundo cronómetro, Cronómetro 2.

La interrupción de circulación libre se genera mediante el segundo cronómetro en el cual ha transcurrido el período de conducción. En la reparación de la interrupción de circulación libre, el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7.

Con respecto al modo de un solo interruptor de sobretensión, el controlador 16 utiliza una interrupción menos.

Por otra parte, puesto que la conmutación ISR es responsable de cargar el segundo cronómetro con el período de conducción, no es posible que estén en conflicto las interrupciones de conmutación y de circulación libre. Por lo tanto, se reduce significativamente el riesgo de conflicto de la interrupción.

Al asegurar que el período de avance sea mayor que el tiempo requerido para mantener la interrupción de conmutación (T_COM_ISR) y más pequeño que el período Hall menos el tiempo requerido para mantener la interrupción Hall (T_HALL_ISR), se puede evitar el conflicto de las interrupciones de Hall y conmutación, es decir: T_COM_ISR < T_ADV < T_HALL - T_HALL_ISR Sin embargo, es aún posible que la interrupción de circulación libre esté en conflicto con la interrupción Hall. Sin embargo, como ahora será descrito, el controlador 16 se puede configurar tal que la circulación libre comience al final del período de conducción sin la necesidad de generar una interrupción.

Se conocen los microcontroladores que tienen un cronómetro que puede operar en el modo de comparación de salida. En el modo de comparación de salida, un comparador realiza la comparación del registro contrario del cronómetro contra un registro de comparación de salida. Cuando corresponden los valores de los dos registros, el comparador genera una interrupción o fija/retira/cambia un conector de salida del microcontrolador. La acción particular emprendida por el comparador se fija comúnmente por medio de un bit de registro.

En una modalidad, el modo de comparación de salida se aprovecha mediante el controlador 16 para retirar la señal CIRCULACIÓN_LIBRE# sin la generación de una interrupción. Según se ilustró en la figura 16, los elementos periférico 19 del controlador 16 comprenden dos cronómetros 30, 31 y un módulo comparador 32. El dispositivo de memoria 18 comprende un registro de cronómetro 33, 34 para cada uno de los cronómetros 30, 31, y un registro comparador 35. El primer cronómetro 30 se utiliza para medir el tiempo del período de conmutación, T_COM, y el segundo cronómetro 31 se utiliza para medir el tiempo del período de conducción, T_CD. El segundo cronómetro 31 se configura para operar en el modo de comparación de salida. Por lo tanto, al mantener la interrupción de conmutación generada por el primer cronómetro 30, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7, carga el período de conducción en el registro comparador 35, y reajusta el segundo cronómetro 31. El registro comparador 32 entonces compara el segundo registro de cronómetro 34 y el registro comparador 35. Cuando corresponden los dos registros 34,35 (que ocurre cuando ha transcurrido el período de conducción), el registro comparador 32 reajusta un cierre SR 36, que a su vez retira un conector de salida 21 del controlador 16. Este conector de salida 21 entonces se utiliza mediante el controlador 16 para la señal CIRCULACIÓN_LIBRE#. Por consiguiente, cuando transcurre el período de conducción, CIRCULACIÓN_LIBRE# se retira sin generar una interrupción. Puesto que el conector de salida está fijado, CIRCULACIÓN_LIBRE# continúa retirado hasta que el controlador 16 fije el cierre 36 cuando repare la interrupción de conmutación.

El controlador 16, por lo tanto, puede operar en el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada al usar solamente dos interrupciones, es decir, Hall y conmutación. Sin embargo, según se observó anteriormente, el conflicto de las interrupciones Hall y de conmutación se puede evitar al asegurar que el período de avance se mantenga dentro de los límites particulares. Por lo tanto, el conflicto de la interrupción se puede evitar conjuntamente.

Dependiendo del tipo de microcontrolador que se utilice para el controlador 16, puede no ser posible utilizar el modo de comparación de salida para medir el tiempo del período de conducción y retirar el conector de salida que se usó para CIRCULACIÓN_LIBRE#. Por ejemplo, el microcontrolador puede no tener algún cronómetro capaz de operar en el modo de comparación de salida. Alternativamente, el microcontrolador puede tener un cronómetro de 8 bits y un cronómetro de 16 bits, y solamente el cronómetro de 16 bits es capaz de operar en el modo de comparación de salida. Sin embargo, puesto que el periodo de conmutación es comúnmente más largo que el período de conducción, puede ser necesario utilizar el cronómetro de 16 bits para el período de conmutación. En aquellos casos para los cuales el modo de comparación de salida no está disponible para retirar la CIRCULACIÓN LIBRE#, un módulo PWM se puede usar en su lugar para retirar la CIRCULACIÓN_LIBRE# sin recurrir a una interrupción, como ahora se describirá.

La figura 17 ilustra una modalidad alternativa en la cual los elementos periféricos 19 del controlador 16 comprenden dos cronómetros 30, 31 y un módulo PWM 37. El dispositivo de memoria 18 comprende un registro de cronómetro 33, 34 para cada uno de los cronómetros 30, 31, un registro de ciclo de trabajo 38 y un registro de período 39. El primer cronómetro 30 se utiliza nuevamente para medir el tiempo del período de conmutación, T_COM. El segundo cronómetro 31, sin embargo, se utiliza como señal de reloj para el módulo PWM 37. El módulo PWM 37 comprende un par de comparadores 40, 41 y un cierre SR 42. Un primer comparador 40 compara el segundo registro de cronómetro 34 y el registro de ciclo de trabajo 38. Cuando corresponden los valores de los dos registros 34, 38, el primer comparador 40 reajusta el cierre SR 42, que a su vez retira un conector de salida 21 del controlador 16. Un segundo comparador 41 compara el segundo registro de cronómetro 34 y el registro de período 39. Cuando corresponden los valores de estos dos registros 34, 39, dos cosas suceden. En primer lugar, el segundo comparador 41 fija el cierre SR 42, que a su vez fija el conector de salida 21. En segundo lugar, se reajusta el segundo cronómetro 31. El conector de salida 21 del controlador 16, por lo tanto, se retira cuando corresponden el segundo registro de cronómetro 34 y el registro de ciclo de trabajo 38, y se fija cuando corresponden el segundo registro de cronómetro 34 y el registro de período 39.

El conector de salida 21 cambiado mediante el módulo PW 37 se utiliza por el controlador 16 para la señal CIRCULACIÓN_LIBRE#. Al reparar la interrupción de conmutación, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7, carga el período de conducción en el registro de ciclo de trabajo 38, y carga el segundo registro de cronómetro 34 con el mismo valor que el del registro de período 39. En respuesta, el módulo PWM 37 reajusta la CIRCULACIÓN_LIBRE# y el segundo registro de cronómetro 34. El segundo cronómetro 31 entonces incrementa el segundo registro de cronómetro 34 hasta que correspondan el segundo registro de cronómetro 34 y el registro de ciclo de trabajo 38. Cuando corresponden los dos registros 34, 38 (que ocurre cuando ha transcurrido el período de conducción), el módulo PWM 37 retira la CIRCULACIÓN_LIBRE#. La bobina de fase 7, por lo tanto, circula libremente sin la necesidad de una interrupción.

Si el registro de período 39 se fija demasiado bajo, el segundo registro de cronómetro 34 y el registro de período 39 pueden corresponder durante el período de circulación libre. Esto entonces causaría que la señal CIRCULACIÓN_LIBRE# se fije prematuramente. Por consiguiente, para no terminar la circulación libre antes de la conmutación, el registro de período 39 almacena un valor máximo posible (por ejemplo, un registro de periodo de 8 bits almacena OxFF).

En cada una de las modalidades anteriores, un comparador compara el valor del segundo registro de cronómetro contra un valor almacenado en un registro de comparación. Cuando corresponden el segundo registro de cronómetro y el registro de comparación, el comparador retira el conector de salida que se usó para la CIRCULACIÓN_LIBRE#. En la primera modalidad, el comparador forma parte de un registro comparador 32, mientras que en la segunda modalidad el comparador forma parte de un módulo PWM 37. Sin embargo, se puede utilizar cualquier comparador del controlador 16, siempre y cuando el comparador pueda controlar (directamente o a través del hardware asociado) un conector de salida del controlador 16 en respuesta a una comparación de un registro de cronómetro y de un registro de comparación.

Modo de un solo interruptor de circulación libre limitada Al igual que con el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, la interrupción de sobretensión se inhabilita al operar en modo de un solo interruptor de circulación libre limitada. En respuesta a un margen de la señal HALL, el controlador 16 calcula el periodo de transmisión, T_DOFF, además del período de conmutación, T_COM. El controlador 16 entonces continúa excitando la bobina de fase 7 durante el periodo de transmisión, T_DOFF, después de lo cual el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7. Entonces la circulación libre continúa hasta que el controlador 16 conmute la bobina de fase 7.

El periodo de transmisión se asemeja al período de conducción que se utiliza en el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada. Particularmente, el período de transmisión, T_DOFF, se define mediante la ecuación: T_DOFF = T_DOFF_COMPENSACIÓN + T_DOFF_AMP*abs{sin(9 + A_DOFF_FASE)} donde T_DOFF_COMPENSACIÓN es un valor de compensación y T_DOFF_AM P*abs{sin(9 + A_DOFF_FASE)} es una onda de seno rectificada que tiene una amplitud que se define mediante T_DOFF_AMP. T es el ángulo en el ciclo de voltaje del suministro de CA 4 y A_DOFF_FASE es un ángulo de fase.

El ángulo T y ángulo de fase de transmisión, A_DOFF_FASE, se pueden expresar como intervalos de tiempo: T (grados) = t (segundos)*f(Hz)*360 (grados) A_DOFF_FASE (grados) = T_DOFF_FASE (segundos)*f(Hz)*360 (grados) Por lo tanto, el periodo de transmisión se puede definir como: T_DOFF = T_DOFF_COMPENSACIÓN + T_DOFF_AMP*abs{sin({t + T_OVR_FASE}*f*360 grados)} Más simplemente, el período de transmisión, T_DOFF, se puede considerar como: T_DOFF = T_DOFF_COMPENSACIÓN + T_DOFF SENO donde T_DOFF_COMPENSACIÓN es el valor de compensación de transmisión que es independiente del tiempo, y T_DOFF SENO es el valor del seno de transmisión que es dependiente del tiempo.

El período de transmisión, T_DOFF, se almacena y actualiza mediante el controlador 16 de manera similar a la descrita anteriormente para el período de conducción, T_CD. Particularmente, el controlador 16 almacena la tabla de búsqueda del seno de transmisión que se indexa mediante el tiempo, y cada una de la tabla de búsqueda de compensación de transmisión y de la tabla de búsqueda de desplazamiento de fase de transmisión se indexan mediante la velocidad de rotor y el voltaje del suministro de CA 4. Por lo tanto, el período de transmisión se puede definir como: T_DOFF = T_DOFF_TABLA_COMPENS ACIÓN [velocidad, voltaje] + T_DOFF_TABLA_SENO [t + T_DOFF_DESPLAZAMIENTO_FASE [velocidad, voltaje]] El controlador 16 utiliza tres interrupciones al operar en un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada: Hall, circulación libre y conmutación. La figura 18 ilustra las formas de onda de la señal HALL, de las señales de control y de la corriente de fase, así como las interrupciones que se utilizaron mediante el controlador 16, al operar en el modo de un solo interruptor de circulación libre limitada.

La interrupción Hall se genera en respuesta a un margen de la señal HALL. En la reparación de la interrupción Hall, el controlador 16 selecciona la marca del paso por cero que se fija en respuesta a un margen de la señal PASO_Z. Si se fija la marca del paso por cero, el controlador 16 actualiza el período de avance, el valor de compensación de transmisión y el valor de desplazamiento de fase de transmisión, y retira la marca del paso por cero. Después de seleccionar la marca del paso por cero, el controlador 16 calcula el período de conmutación, T_COM, y el período de transmisión, T_DOFF. El controlador 16 entonces carga el período de conmutación en un primer cronómetro, Cronómetro 1, y el período de transmisión en un segundo cronómetro, Cronómetro 2. Finalmente, el controlador 16 realiza una de las tres etapas que se usaron para muestrear las señales ALISADO_CC y TEMP.

La interrupción de circulación libre se genera mediante el segundo cronómetro en el cual ha transcurrido el período de transmisión. En la reparación de la interrupción de circulación libre, el controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7.

La interrupción de conmutación se genera mediante el primer cronómetro en el cual ha transcurrido el período de conmutación. En la reparación de la interrupción de conmutación, el controlador 16 conmuta la bobina de fase 7.

Por lo tanto, al igual que con un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, el controlador 16 utiliza solamente tres interrupciones. Esto es contrario a las cuatro interrupciones que se usaron en el modo de un solo interruptor de sobretensión. Por otra parte, al asegurar que el período de avance sea mayor que el tiempo requerido para reparar la interrupción de conmutación, se puede evitar el conflicto de las interrupciones de Hall y de conmutación.

Según se describió anteriormente para el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, el controlador 16 se puede configurar tal que la circulación libre comience al final del período de transmisión sin la necesidad de generar una interrupción. Por ejemplo, el segundo cronómetro se puede configurar para operar en el modo de comparación de salida tal que el conector de salida que se usó para la CIRCULACIÓN_LIBRE# se retire cuando haya transcurrido el periodo de transmisión. Alternativamente, el controlador 16 puede incluir un módulo PWM, que se utiliza para cambiar el conector de salida para la CIRCULACIÓN_LIBRE#. Por ejemplo, al reparar la interrupción Hall, el controlador 16 pudo cargar el período de conmutación en el primer cronómetro, cargar el periodo de transmisión en el registro de ciclo de trabajo, y reajustar el segundo cronómetro. Al reparar posteriormente la interrupción de conmutación, el controlador 16 entonces conmuta la bobina de fase 7 y carga el registro contador del segundo cronómetro con el valor del registro de período.

El controlador 16, por lo tanto, se puede configurar para operar en el modo de un solo interruptor de circulación libre limitada al usar solamente dos interrupciones, es decir, Hall y conmutación. Sin embargo, según se observó anteriormente, el conflicto de estas dos interrupciones se puede evitar al asegurar que el período de avance sea mayor que el tiempo requerido para reparar la interrupción de conmutación. Por consiguiente, el conflicto de la interrupción se puede evitar conjuntamente.

En el modo de un solo interruptor de circulación libre limitada, el periodo de transmisión es referido con relación a un margen de la señal HALL. Por lo tanto, la circulación libre de la bobina de fase 7 no puede comenzar hasta después del margen de la señal HALL. En el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, el período de conducción es referido con relación a la conmutación. Puesto que la conmutación ocurre antes del margen de la señal HALL, la circulación libre de la bobina de fase 7 puede comenzar antes, en o después del margen de la señal HALL. Es por esta razón que los dos esquemas son referidos como circulación libre limitada y circulación libre ilimitada.

Con respecto al modo de un solo interruptor de sobretensión, los modos de un solo interruptor de circulación libre ilimitada y circulación libre limitada utilizan un número más pequeño de interrupciones y, por lo tanto, se reduce el riesgo de conflicto de la interrupción. De hecho, el controlador 16 se puede configurar tal que el conflicto de la interrupción se evite conjuntamente. Sin embargo, a pesar del potencial de conflicto de interrupción, el modo de un solo interruptor de sobretensión tiene la ventaja de compensar por sí mismo las tolerancias y limitaciones dentro del sistema de motor 1. Por ejemplo, el controlador 16 utiliza un cronómetro del paso por cero para supervisar el tiempo transcurrido desde un paso por cero en el voltaje de suministro de CA 4. Sin embargo, el cronómetro del paso por cero comienza solamente como parte de la rutina Hall. Por lo tanto, existe una variación en el tiempo que se usó para indexar la tabla de búsqueda del seno. En otro ejemplo, puede haber una tolerancia en el equilibrio del ciclo de trabajo de la señal HALL. Cualquier desequilibrio en el ciclo de trabajo introducirá un error en el período Hall. Las tolerancias y limitaciones en el sistema de motor 1, por lo tanto, pueden dan lugar a pequeños errores en la sincronización de ciertos acontecimientos (por ejemplo, conmutación, circulación libre, etcétera). En el modo de un solo interruptor de sobretensión, el controlador 16 excita inicialmente la bobina de fase 7 hasta que la corriente en la bobina de fase 7 alcance un umbral de sobretensión. La longitud de este período de excitación inicial no se mide mediante el controlador 16. Por lo tanto, el período de excitación inicial actúa para compensar ciertos errores de sincronización. Por lo tanto, una forma de onda de corriente más estable se puede alcanzar al operar en un modo de un solo interruptor de sobretensión. Además de la compensación automática para las tolerancias y limitaciones dentro del sistema de motor 1, el período de excitación inicial introduce un retardo de fase que actúa para amortiguar los elementos armónicos de corriente de orden inferior. En los modos de un solo interruptor de circulación libre limitada e ilimitada, este retardo de fase se replica a través del uso de una tabla de búsqueda de desplazamiento de fase, que consume los recursos de memoria valiosos. Un microcontrolador más económico que tiene menos memoria, por lo tanto, se puede utilizar para el controlador 16 al operar en un modo de un solo interruptor de sobretensión. Alternativamente, la memoria que se utilizaría de otra manera para una tabla de búsqueda de desplazamiento de fase se pudo utilizar para mejorar la resolución de las otras tablas de búsqueda, por ejemplo, las tablas de búsqueda de avance, compensación excedente o seno excedente.

Período de conducción En cada uno de los tres esquemas que se describieron anteriormente, el controlador 16 excita la bobina de fase 7 durante un período de conducción, T_CD, en cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2.

En el modo de un solo interruptor de sobretensión, el período de conducción, T_CD, se puede definir como: T_CD = T_OC + T_OVR donde T_OC es el tiempo que toma que la corriente en la bobina de fase 7 alcance el umbral de sobretensión, y T_OVR es el período excedente. Por lo tanto, el período de conducción, T_CD, se puede definir como: T_CD = T_OC + T_OVR_COMPENSACIÓN + T_OVR_SENO El umbral de sobretensión es directamente proporcional al voltaje de conexión de CC y, por lo tanto, varía como una curva sinusoide rectificada. La corriente en la bobina de fase 7 se eleva sustancialmente a la misma velocidad con independencia del nivel de voltaje de conexión de CC; las razones de este comportamiento están más allá del alcance de este documento. Por lo tanto, el tiempo que toma que la corriente en la bobina de fase 7 alcance el umbral de sobretensión, T_OC, varía sustancialmente al igual que una mitad de curva sinusoide en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Sin embargo, debido a la constante de tiempo del filtro RC que actúa en cada una de las señales de detección de corriente, la forma de onda de T_OC tiene la fase desplazada con relación a la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4.

La compensación excedente, T_OVR_COMPENSACIÓN, es constante mientras que el valor del seno excedente, T_OVR_SENO, varía mientras al igual que una mitad de curva sinusoide en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Además, la forma de onda del valor del seno excedente está en la fase con la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4.

Puesto que la compensación excedente es constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4, la variación en el período de conducción se define mediante la suma de dos componentes de mitad de seno, T_OC y T_OVR. La diferencia de fase entre los dos componentes, que se presenta a partir del filtro RC, es relativamente pequeña. Además, la amplitud de T_OC es mayor que la del T_OVR_SENO. Por lo tanto, a pesar de la diferencia de fase, la suma de los dos componentes se asemeja a la curva sinusoide rectificada que tiene un desplazamiento de fase con relación a la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4.

La longitud del período de conducción, T_CD, por lo tanto, varía al igual que la forma de onda periódica. La forma de onda se puede definir como la suma de dos componentes: un primer componente (T_OVR_COMPENSACIÓN) que es constante en cada ciclo de la forma de onda y un segundo componente que varía (T_OC + T_OVR_SENO) en cada ciclo de la forma de onda. Cada ciclo de la forma de onda se repite con cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Sin embargo, la forma de onda del período de conducción tiene la fase desplazada con relación a la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4.

En el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, el período de conducción, T_CD, se define mediante: T CD = T CD COMPENSACIÓN + T CD SENO El valor de compensación de conducción, T_CD_COMPENSACIÓN, es constante mientras que el valor del seno de conducción, T_CD_SENO, varía al igual que un mitad de curva sinusoide en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Por otra parte, la forma de onda del valor del seno de conducción tiene la fase desplazada con relación a la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4. De hecho, el desplazamiento de fase se piensa para replicar el desplazamiento de fase que se presenta a partir del filtro RC en el modo de un solo interruptor de sobretensión.

Por lo tanto, como en el modo de un solo interruptor de sobretensión, la longitud del período de conducción varía al igual que la forma de onda periódica. La forma de onda se puede definir nuevamente como la suma de dos componentes: un primer componente (T_CD_COMPENSACIÓN) que es constante en cada ciclo de la forma de onda y un segundo componente (T_CD_SENO) que varía en cada ciclo de la forma de onda. Cada ciclo de la forma de onda se repite con cada mitad de ciclo del suministro de CA 4, y la forma de onda tiene la fase desplazada con relación a la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4.

En el modo de un solo interruptor de circulación libre limitada, el período de conducción, T_CD, se puede definir como: T_CD = T_ADV + T_DOFF donde T_ADV es el período de avance y T_DOFF es el periodo de transmisión. Por lo tanto, el período de conducción, T_CD, se puede definir como: T_CD = T_ADV + T_DOFF_COMPENSACIÓN + T_DOFF_SENO El período de avance, T_ADV, y la compensación de transmisión, T_DOFF_COMPENSACIÓN, son constantes mientras que el valor del seno de transmisión, T_DOFF_SENO, varía al igual que una mitad de curva sinusoide en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Nuevamente, para reflejar el desplazamiento de fase que se presenta a partir del filtro RC en el modo de un solo interruptor de sobretensión, la forma de onda del valor del seno de transmisión tiene la fase desplazada con relación a la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4.

Por lo tanto, al igual que con los otros dos modos de un solo interruptor, la longitud del período de conducción varía al igual que la forma de onda periódica. La forma de onda se puede definir mediante la suma de dos componentes: un primer componente (T_ADV + A_DOFF_COMPENSACIÓN) que es constante en cada ciclo de la forma de onda y un segundo componente (T_DOFF_SENO) que varía en cada ciclo de la forma de onda. Nuevamente, cada ciclo de la forma de onda se repite con cada mitad de ciclo del suministro de CA 4, y la forma de onda del período de conducción tiene la fase desplazada con relación a la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4.

En cada uno de los tres esquemas, la longitud del período de conducción se define mediante una forma de onda periódica que se repite con cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Más particularmente, la forma de onda varía sustancialmente al igual que la mitad de curva sinusoide en cada ciclo de la forma de onda. Por lo tanto, los beneficios que se describieron anteriormente con respecto al modo de un solo interruptor de sobretensión se aplican igualmente a los modos de un solo interruptor ilimitados y limitados.

En cada esquema la forma de onda del período de conducción se ajusta en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor 5 y/o en el voltaje RMS del suministro de CA 4 para alcanzar un rendimiento particular. Por ejemplo, la compensación de la forma de onda se ajusta principalmente para alcanzar la energía promedio constante (o un perfil particular para la energía promedio) en un intervalo de velocidades y/o voltajes. La fase de la forma de onda se ajusta principalmente para mantener la magnitud de los elementos armónicos de orden inferior en la forma de onda de corriente por debajo de los umbrales predeterminados. La longitud del período de conducción se puede expresar como la suma de dos componentes: un primer componente que es constante en cada ciclo de la forma de onda y un segundo componente que varía en cada ciclo de la forma de onda. En respuesta a los cambios en la velocidad del rotor y/o en el voltaje RMS, se ajusta el primer componente para mantener constante la energía promedio y el segundo componente se ajusta para mantener relativamente pequeños los elementos armónicos de orden inferior.

Aunque tres diferentes esquemas para el modo de un solo interruptor se hayan descrito, el controlador 16 no se limita necesariamente a solo uno de estos esquemas al operar en un modo de un solo interruptor. En su lugar, el controlador 16 puede usar uno o más de los tres esquemas al operar en un modo de un solo interruptor. Por ejemplo, el controlador 16 puede utilizar inicialmente el modo de un solo interruptor de sobretensión cuando la velocidad del rotor alcanza la VELOCIDAD_ÚNICA. Según se observó anteriormente, el modo de un solo interruptor de sobretensión tiene la ventaja de proporcionar un grado de compensación automática. Sin embargo, mientras acelera el rotor 5, el período Hall se acorta y, por lo tanto, aumenta el riesgo del conflicto de la interrupción. Por lo tanto, cuando la velocidad del rotor alcanza un umbral predeterminado, el controlador 16 puede conmutar del modo de un solo interruptor de sobretensión a un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada.

Para cada uno de los tres esquemas de un solo interruptor, los valores para el período de avance, compensación, amplitud y desplazamiento de fase se obtienen a partir de la simulación. La simulación refina varios valores para cada punto de operación (por ejemplo, velocidad y voltaje) para obtener el mejor rendimiento (por ejemplo, mejor eficacia y/o elementos armónicos de orden inferior) a al energía de entrada o salida promedio deseada.

Ejemplo específico Una modalidad particular del sistema de motor 1 ahora se describirá a modo de ejemplo solamente. Los valores para varios componentes de hardware del sistema de motor 1 se detallan en la figura 19, mientras que la figura 20 enumera varias constantes y umbrales que se utilizaron por el controlador 16. Las figuras 21 y 22 detallan las características de conexión de flujo del inductor de conexión L1 y del motor 2.

Según lo ilustrado en la figura 23, el sistema de motor 1 tiene siete modos de operación: avería, inicialización, inmóvil, aceleración de poca velocidad, aceleración de velocidad media, aceleración de alta velocidad, y funcionamiento. Por consiguiente, con respecto a lo descrito e ilustrado previamente en la figura 8, el sistema de motor 1 tiene un modo de operación adicional.

Los modos de avería, inicialización, inmóvil y aceleración de poca velocidad están sin cambios a partir de lo descrito previamente. El modo de aceleración de velocidad media corresponde al modo de aceleración de alta velocidad descrito anteriormente. Por lo tanto, al operar en un modo de aceleración de velocidad media, el controlador 16 impulsa el motor 2 en el modo de múltiples interruptores de conmutación avanzada.

Al operar en un modo de aceleración de alta velocidad, el controlador 16 impulsa el motor 2 en el modo de un solo interruptor de sobretensión de conmutación avanzada. La longitud del tiempo consumido por el sistema de motor 1 en el modo de aceleración de alta velocidad es relativamente corta. Por consiguiente, para conservar la memoria, el controlador 16 no almacena una tabla de búsqueda de compensación excedente y una tabla de búsqueda del seno excedente. En su lugar, el controlador 16 almacena una sola tabla de búsqueda excedente que comprende un período excedente, T OVR, para cada una de una pluralidad de velocidades de rotor. El controlador 16 entonces actualiza el período excedente, junto con el período de avance, en respuesta a los márgenes de la señal PASO_Z. Por lo tanto, el período excedente que se utilizó por el controlador 16 es constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Sin embargo, el uso de un período constante excedente no afecta de manera negativa el rendimiento del sistema de motor 1 por dos razones. En primer lugar, la longitud del tiempo consumido en el modo de aceleración de alta velocidad es relativamente corta. En segundo lugar, el controlador 16 excita inicialmente la bobina de fase 7 hasta que la corriente en la bobina de fase 7 excede un umbral que es proporcional al voltaje de conexión de CC. Por lo tanto, a pesar de usar un período constante excedente en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4, la forma de onda de corriente continúa acercándose a la de una curva sinusoide. El período de avance y el período excedente se actualizan en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor solamente y no se actualizan en respuesta a los cambios en el voltaje RMS del suministro de CA 4. Esto entonces reduce el tamaño de las tablas de búsqueda, por lo tanto, libera más memoria para las tablas más importantes que se usaron en el modo en funcionamiento. El controlador 16 continúa impulsando el motor 2 en el modo de un solo interruptor de sobretensión de conmutación avanzada hasta que la velocidad del rotor alcance la VELOCIDAD_UFW. Al alcanzar la VELOCIDAD_UFW, el controlador 16 ingresa en el modo en funcionamiento en respuesta al siguiente margen de la señal PASO_Z.

El modo en funcionamiento corresponde al descrito previamente pero con una excepción. En lugar de utilizar el modo de un solo interruptor de sobretensión, el controlador 16 en su lugar utilizó el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada. Por lo tanto, además de actualizar el período de avance y el valor de compensación, el controlador 16 también actualiza el valor de desplazamiento de fase en respuesta a cada margen de la señal PASO_Z. En el caso contrario, la operación del controlador 16 está esencialmente sin cambios de la descrita previamente. Particularmente, el controlador 16 impulsa el motor 2 en un intervalo de velocidad de operación limitado por VELOCIDAD_ IN y VELOCIDAD_MAX. Dentro de este intervalo de velocidad, el controlador 16 selecciona los valores de control que aseguran que la energía promedio constante se alcance entre V_CP_MIN y V_CP_MAX. El controlador 16 también conduce el motor 2 en un intervalo de voltaje limitado por V_MIN y V_MAX. Dentro de este intervalo de voltaje, el controlador 16 selecciona los valores de control que aseguran que la energía promedio constante se alcance entre V_CP_MIN y V_CP_MAX.

El controlador 16 almacena tres tablas de búsqueda de avance. La primera tabla de búsqueda es una tabla unidimensional que se indexa mediante la velocidad de rotor al operar en un modo de múltiples interruptores. La segunda tabla de búsqueda es una tabla unidimensional que se indexa adicionalmente la velocidad de rotor al operar en un modo de un solo interruptor de sobretensión. La tercera tabla de búsqueda es una tabla de dos dimensiones que se indexa mediante la velocidad y voltaje del rotor al operar en un modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada.

La tabla de búsqueda de circulación libre, la tabla de búsqueda de descanso, y la tabla de búsqueda de avance que se usaron en el modo de múltiples interruptores, se almacenan colectivamente por el controlador 16 como un solo mapa de múltiples interruptores. La figura 24 detalla el mapa de múltiples interruptores que se utilizó por el controlador 16. El mapa almacena un período de circulación libre, T_FW, un período de descanso, T_TO, y un período de avance, T_ADV, para cada una de una pluralidad de velocidades. También se enumeran los ángulos eléctricos que corresponden a varios períodos. Sin embargo, los ángulos no forman parte del mapa almacenado por el controlador 16 y se proporcionan simplemente para ilustrar el comportamiento de los ángulos con la velocidad de rotor. Por ejemplo, se puede observar que un período de descanso fijo, T_TO, de 70 ps se utiliza a través de la aceleración de velocidad media. Sin embargo, el ángulo de descanso correspondiente, A_TO, aumenta a partir de 8.4 grados a 10 krpm a 42.0 grados a 55 krpm.

Las tablas de búsqueda de avance y de excedente que se usaron en el modo de un solo interruptor de sobretensión se almacenan similarmente como un solo mapa. Una porción del mapa se detalla en la figura 25. Nuevamente, los ángulos eléctricos correspondientes se proporcionan para los propósitos de ilustración.

Las tablas de búsqueda de avance, compensación de conducción y de desplazamiento de fase de conducción que se usaron en el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada, también se almacenan como un solo mapa. Es decir, la misma resolución de la velocidad y del voltaje se utiliza para cada una de las tres tablas de búsqueda. Por lo tanto, cada elemento del mapa almacena un período de avance, un valor de compensación de conducción y un valor de desplazamiento de fase de conducción. Sin embargo, para los propósitos de claridad, una porción de cada tabla de búsqueda se ilustra en las figuras 26-28; la unidad para las tres tablas de búsqueda es ps. En lugar de almacenar los valores absolutos, la tabla de búsqueda de avance y la tabla de búsqueda de compensación de conducción almacenan los valores de diferencia. El controlador 16 entonces almacena un período de avance de referencia de 56.2 ps y un valor de compensación de conducción de referencia de 48.8 ps, que corresponden a una velocidad de 94 krpm y a un voltaje RMS de 230 V.

La figura 29 detalla una sección de la tabla de búsqueda del seno de conducción que se almacena y utiliza por el controlador 16 en el modo de un solo interruptor de circulación libre ilimitada. Puesto que la frecuencia del suministro de CA es 50 Hz, la tabla de búsqueda abarca de 0 a 0.01 segundos, que corresponde a una mitad de ciclo del suministro de CA 4. La resolución de la tabla de búsqueda es 51.2 ps, y la amplitud de conducción, T_CD_AMP, y el ángulo de fase de conducción, T_CD_FASE son respectivamente de 83.2 ps y 320 ps. El ángulo de fase de conducción, T_CD_FASE, es efectivamente un desplazamiento de fase de referencia para una velocidad de 94 krpm y un voltaje de 230 V.

El sistema de motor 1 tiene un intervalo de velocidad de operación de 81 krpm a 106 krpm, y un intervalo de voltaje de operación de 200 V a 260 V. Dentro de estos intervalos, una energía de entrada promedio de 1600 W ± 25 W se mantiene a las velocidades entre 85 krpm y 106 krpm y a los voltajes de entre 219 V a 256 V. Por otra parte, una eficacia de aproximadamente 85% se alcanza en el intervalo de velocidad y voltaje de energía constante.

El controlador 16 es un microcontrolador PIC16F690 manufacturado por Microchip Technology Inc. Este es un microcontrolador de 8 bits relativamente simple que tiene una frecuencia de reloj de 20 MHz, un solo ADC, dos comparadores, tres cronómetros, 4096 palabras de memoria de programa, y 512 bytes de memoria de datos. Incluso con este microcontrolador relativamente simple, el controlador 16 es capaz de impulsar el motor 2 a las velocidades superiores a 100 krpm, con una energía de entrada promedio aproximadamente 1600 V.

La referencia hasta el momento se ha hecho a un período de conducción que tiene una forma de onda que varía al igual que la mitad de curva sinusoide en cada ciclo de la forma de onda (y, por lo tanto, en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4). Sin embargo, otros tipos de forma de onda periódica se pueden utilizar para el período de conducción. Particularmente, las formas de onda para las cuales el período de conducción varía tal como un triángulo o un trapezoide en cada ciclo de la forma de onda ambos, se han encontrado que funcionan bien en la obtención de un factor de energía relativamente bueno. La figura 30 ilustra la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4 junto con las tres formas de onda que se mencionaron anteriormente para el período de conducción: (a) media curva sinusoide; (b) triángulo; y (c) trapezoide. Para cada una de estas formas de onda, el período de conducción aumenta en la primera mitad de cada ciclo de la forma de onda y disminuye en la segunda mitad del ciclo. De estas tres formas de onda, hasta el momento se ha encontrado que la mitad de curva sinusoide proporciona los mejores resultados en términos de los elementos armónicos de orden inferior. Sin embargo, para un sistema de motor que tiene diferentes características, es muy posible que el rendimiento mejorado se pueda obtener al usar una diferente forma de onda.

En las modalidades que se describieron anteriormente, el período de avance es constante en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Esto entonces simplifica las instrucciones que se ejecutaron mediante el controlador 16. Sjn embargo, el rendimiento mejorado se puede alcanzar al utilizar un período de avance que varía a través de cada mitad de ciclo del suministro de CA 4.

Al conmutar la bobina de fase 7 en el avance de los márgenes de la señal HALL, el voltaje de conexión de CC que se usó para excitar la bobina de fase 7 se aumenta por la EMF invertida. Por lo tanto, la dirección de la corriente de la bobina de fase 7 se puede invertir más rápidamente. Además, se puede hacer que la corriente en la bobina de fase 7 conduzca a la EMF invertida, tal que más corriente se pueda impulsar en la bobina de fase 7 durante el período de esfuerzo de torsión positivo. Mientras aumenta el voltaje de conexión de CC, disminuye el tiempo requerido para invertir la dirección de la corriente de fase y aumenta la velocidad a la cual se eleva la corriente de fase. Por consiguiente, un período de avance más corto se puede utilizar y cualquier insuficiencia en la cantidad de corriente de fase se puede constituir al aumentar el período de conducción. Notablemente, al disminuir el período de avance, el período de esfuerzo de torsión negativo se disminuye y, por lo tanto, el sistema de motor 1 se puede hacer más eficiente. El controlador 16, por lo tanto, puede utilizar un período de avance que varía a través de cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Para este propósito, la longitud del período de avance se puede definir mediante una forma de onda periódica, cada ciclo de la forma de onda se repite con cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. La longitud del periodo de avance es más larga en la región alrededor de los pasos por cero en el voltaje del suministro de CA 4, y es más corta en la región alrededor del voltaje máximo. Las formas de onda convenientes para el período de avance incluyen la mitad de curva sinusoide invertida, triángulo invertido y trapezoide invertido. La figura 31 ¡lustra la forma de onda de voltaje del suministro de CA 4 junto con tres formas de onda posibles para el período de avance: (a) la mitad de curva sinusoide invertida; (b) triángulo invertido; y (c) trapezoide invertido. El período de avance se define, almacena y actualiza mediante el controlador 16 en la misma manera que la descrita anteriormente para el período de conducción. Por ejemplo, un período de avance, T_ADV, que varía al igual que una mitad de curva sinusoide invertida, se puede definir como: T_ADV = T_ADV_COMPENSACIÓN T_ADV_AMP*abs{sin({t*f*360 grados)} El controlador 16 entonces utiliza el tiempo que había transcurrido desde un paso por cero en el voltaje del suministro de CA 4 para determinar un período de avance para cada mitad de ciclo eléctrico del motor 2. El controlador 16 puede actualizar además la forma de onda del período de avance en respuesta a los cambios en la velocidad del rotor y/o a los cambios en el voltaje RMS del suministro de CA 4. Por ejemplo, el controlador 16 puede ajustar una o más de la compensación, amplitud y fase de la forma de onda en respuesta a los cambios en la velocidad y/o en el voltaje del rotor. Nuevamente, al igual que con el período de conducción, el período de avance se puede definir como la suma de dos componentes: un primer componente que es constante y un segundo componente que varía a través de cada ciclo de la forma de onda del periodo de avance. El controlador 16 entonces ajusta uno o ambos componentes en respuesta a los cambios en la velocidad de rotor y/o voltaje RMS.

Los parámetros (por ejemplo, el período de avance, conducción, compensación, etcétera) que se utilizaron mediante el controlador 16 se ajustan en respuesta a los cambios en el voltaje RMS del suministro de CA 4 solamente al operar en un modo en funcionamiento. Esto entonces reduce el tamaño de las tablas de búsqueda que se utilizan mediante el controlador 16 durante la aceleración. Por lo tanto, más memoria está disponible para las tablas de búsqueda más importantes que se usaron durante el modo en funcionamiento. Sin embargo, puede haber casos en los cuales es deseable ajustar uno o más parámetros durante la aceleración en respuesta a los cambios en el voltaje RMS del suministro de CA 4. Por ejemplo, sin el ajuste de los valores de control, el sistema de motor 1 puede comenzar con una energía más alta o una energía más baja si el voltaje RMS del suministro de CA 4 es más alto o más bajo que un voltaje nominado. Al ajustar los parámetros durante la aceleración, se puede alcanzar un mejor control sobre la energía. El controlador 16, por lo tanto, puede almacenar una tabla de compensación de voltaje para uno o más de los parámetros que se utilizaron durante la aceleración, por ejemplo, el período de circulación libre, el período de descanso, el período de avance, y el período excedente. La tabla de compensación de voltaje almacena un valor de compensación para cada uno de una pluralidad de voltajes. Al actualizar un parámetro particular, el controlador 16 indexa la tabla de búsqueda relevante al usar la velocidad de rotor para seleccionar un valor de control. Además, el controlador 16 indexa la tabla de compensación de voltaje relevante al usar el voltaje RMS del suministro de CA 4 para seleccionar un valor de compensación. El controlador 16 entonces suma el valor de control y el valor de compensación de voltaje para obtener el valor del parámetro. En este ejemplo particular, la tabla de compensación de voltaje es unidimensional. Sin embargo, cualquier compensación de voltaje depende idealmente no sólo del voltaje RMS del suministro de CA 4 sino también de la velocidad del rotor 5. Por consiguiente, en lugar de almacenar dos tablas de búsqueda unidimensionales para cada parámetro, el controlador 16 en su lugar puede almacenar una tabla de búsqueda de dos dimensiones completa para cada parámetro, como se hace para aquellos parámetros que se usaron durante el modo en funcionamiento (por ejemplo, las figuras 26-28). Sin embargo, una tabla de dos dimensiones completa requiere considerablemente más memoria que dos tablas unidimensionales.

En las modalidades que se describieron anteriormente, el motor 2 comprende un rotor tetrapolar 5 y un estator tetrapolar 6. Sin embargo, el rotor 5 y el estator 6 pueden tener menos o más números de polos. Mientras aumenta el número de polos, aumenta el número de ciclos eléctricos por ciclo mecánico. Por lo tanto, para una velocidad de rotor dada, cada período Hall es más corto. Un controlador más rápido 16, por lo tanto, puede ser necesario para ejecutar las instrucciones necesarias durante cada período Hall. Además, se pueden necesitar los interruptores más rápidos para el inversor 10. Por lo tanto, es probable que el número de polos permitidos sea limitado por la velocidad de operación del motor 2 y/o de los componentes del sistema de control 3.

El regulador de corriente 22 que se describió e ilustró anteriormente en la figura 5 hace uso de los elementos periféricos internos del microcontrolador PIC16F690. Son posibles las configuraciones alternativas para el regulador de corriente 22, dependiendo del microcontrolador particular que se utiliza para el controlador 16. Por otra parte, no es esencial que el regulador de corriente 22 forme parte del controlador 16. En su lugar, el regulador de corriente 22 se puede formar por separado del controlador 16. El controlador 16 entonces incluiría un conector de entrada 20 acoplado al regulador de corriente 22 para recibir la señal de sobretensión.

El sensor de posición 13 que se utilizó por el sistema de motor 1 es un sensor de efecto Hall. Sin embargo, se podrían utilizar igualmente los sensores de posición alternativos capaces de producir una señal indicativa de la posición del rotor 5, por ejemplo, el sensor óptico. Similarmente, en lugar de utilizar un par de diodos de bloqueo, otros dispositivos se pueden utilizar para el detector del paso por cero 12, por ejemplo, el gatillo Schmitt.

El controlador 16 hace circular libremente la bobina de fase 7 al abrir los interruptores laterales superior Q1, Q2 del inversor 10. Esto entonces permite que la corriente en la bobina de fase 7 circule nuevamente alrededor del bucle lateral inferior del inversor 10. Posiblemente, la circulación libre en su lugar puede ocurrir al abrir los interruptores laterales inferiores Q3, Q4 y permitiendo que la corriente circule nuevamente alrededor del bucle lateral superior del inversor 10. Sin embargo, los resistores de derivación R1, R2 del sensor de corriente 12 entonces se requerirían para colocarse en las ramificaciones superiores del inversor 10 para que la corriente pueda continuar siendo detectada durante la circulación libre. Esto a su vez conduciría a pérdidas de energía más altas puesto que los resistores de derivación R1, R2 estarían sometidos a los voltajes más altos durante la excitación. Además, el voltaje a través de los resistores de derivación R1, R2 serían flotantes en lugar de ser neutrales y, por lo tanto, sería difícil la medición de la corriente en la bobina de fase 7.

En las modalidades que se describieron anteriormente, el sistema de motor 1 comprende un sistema de control 3 que impulsa un motor de imán permanente 2. Sin embargo, muchos aspectos del sistema de control 3 se pudieron utilizar igualmente para conducir otros tipos de motor sin escobillas.

El uso de un período de conducción y/o de un período de avance que varía periódicamente con el transcurso del tiempo, se puede utilizar para excitar las bobinas de fase de otros tipos de motor sin escobillas, por ejemplo, los motores de reluctancia. Para un motor de reluctancia, el rotor no induce una EMF invertida en las bobinas de fase del motor. Por lo tanto, es posible obtener una forma de onda de corriente sustancialmente sinusoidal sin la necesidad de un período de conducción o período de avance variables. Sin embargo, un período de conducción y/o un período de avance que varían en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4 se pueden utilizar para alcanzar una curva envolvente particular para la densidad de flujo magnético en el motor.

Debido a la ondulación en el voltaje de conexión de CC, las bobinas del motor de reluctancia se excitan con un voltaje que varíe en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4. Si un período de conducción constante se utiliza en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4, la curva envolvente de la densidad de flujo magnético en el motor reflejaría la del voltaje de conexión de CC. El controlador 16, por lo tanto, puede utilizar un período de conducción que varía en cada mitad de ciclo del suministro de CA 4 para formar la curva envolvente de la densidad de flujo magnético. Particularmente, el controlador 16 puede utilizar un período de conducción que reduce la densidad máxima de flujo magnético. Al reducir la densidad máxima de flujo magnético, se puede lograr un motor más eficiente y/o más pequeño. Para reducir la densidad máxima de flujo magnético, el controlador 16 utiliza un período de conducción que es más largo en la región alrededor de los pasos por cero en el voltaje del suministro de CA 4, y que es más corto en la región alrededor del voltaje máximo. Las formas de onda convenientes para el período de conducción incluyen la mitad de curva sinusoide invertida, triángulo invertido y trapezoide invertido.

Para compensar la variación en la longitud del período de conducción, el controlador 16 puede utilizar además un período de avance que varía periódicamente con el transcurso del tiempo. Particularmente, mientras disminuye el período de conducción, el controlador 16 puede utilizar un período de avance más largo para compensar el período de conducción más corto. Por consiguiente, en contraste con el período de conducción, el controlador 16 utiliza un período de avance que es corto en la región alrededor de los pasos por cero en el voltaje del suministro de CA 4, y es más largo en la región alrededor del voltaje máximo. Las formas de onda convenientes para el período de avance incluyen la mitad de curva sinusoide, triángulo y trapezoide.

Para el motor de imán permanente 2, el controlador 16 excita la bobina de fase 7 antes de los pasos por cero de la EMF invertida en la bobina de fase 7, por ejemplo, según lo determinado a partir de la señal producida por el sensor de posición 13. Para un motor de reluctancia, el controlador 16 excita la bobina en el avance de la inductancia de elevación, que puede nuevamente determinarse por medio de un sensor de posición. En ambos casos, el controlador 16 excita la bobina de fase en el avance de las posiciones predeterminadas del rotor. Más particularmente, el controlador 16 excita la bobina de fase en el avance de las posiciones sin alinear del rotor.

Mientras que se pueden utilizar un período de conducción y/o un período de avance que varía periódicamente con el transcurso del tiempo con diferentes tipos de motor sin escobillas, los periodos variables de conducción y/o avance son de beneficio particular cuando se utilizan para impulsar un motor de imán permanente. Según se observó anteriormente, la EMF invertida inducida en la bobina de fase 7 por el rotor de imán permanente 5 hace difícil controlar exactamente la cantidad de corriente extraída del suministro de CA 4. Al utilizar un período de conducción que varía periódicamente con el transcurso del tiempo, una forma de onda que se acerca a la de una curva sinusoide se puede alcanzar para la corriente extraída del suministro de energía CA sin la necesidad de un PFC activo o condensador de conexión de alta capacitancia.

La actualización de los parámetros de control (por ejemplo, el período de avance, período de conducción, período de circulación libre y período de descanso) en respuesta a los pasos por cero en el voltaje de un suministro de CA, se puede utilizar con otros tipos de motor sin escobillas. Según se observó anteriormente, al actualizar un parámetro de control en respuesta a los pasos por cero en el suministro de CA, el parámetro de control se actualiza en intervalos regulares con independencia de la velocidad del motor. Por otra parte, el parámetro de control se actualiza regularmente sin la necesidad de un cronómetro dedicado. El parámetro de control también se actualiza en sincronía con el ciclo de suministro de CA. Por lo tanto, la forma de onda de la corriente extraída del suministro de CA es generalmente más estable.

El conflicto de la interrupción es un problema potencial para muchos tipos de motor sin escobillas. Por lo tanto, el uso de un cronómetro y comparador (por ejemplo, que forman parte de un módulo de comparador dedicado o como parte de un módulo PWM) para generar una señal de control en el hardware en lugar de en el software, se puede utilizar con otros tipos de motor sin escobillas para reducir el número total de interrupciones. Adicionalmente, cuando el controlador se requiere para muestrear una señal analógica, el conflicto de interrupción se puede reducir adicionalmente al dividir el proceso en un número de etapas, cada etapa de muestreo se realiza en respuesta a un diferente margen de la señal del sensor de posición. Por lo tanto, el proceso de muestreo se extiende en un número de mitades de ciclos eléctricos del motor, de tal modo libera más tiempo para que que el controlador ejecute otras rutinas durante cada mitad de ciclo eléctrico.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método para controlar un motor de imán permanente sin escobillas, que comprende: rectificar un voltaje alterno para proporcionar un voltaje rectificado que tiene una ondulación de por lo menos 50%; excitar una bobina del motor con el voltaje rectificado, la bobina se excita en el avance de los pasos por cero de la EMF invertida mediante un período de avance y se excita mediante un período de conducción en cada mitad de ciclo eléctrico del motor; y ajustar uno del período de avance y del período de conducción en respuesta a los cambios en uno de velocidad de motor y del valor RMS del voltaje alterno para mantener constante la energía promedio.

2. Un método de acuerdo con la reivindicación 1, que comprende el ajuste de uno del período de avance y del período de conducción para mantener un factor de energía de por lo menos 0.95.

3. Un método de acuerdo con la reivindicación 1 o 2, que comprende el ajuste de uno del período de avance y del período de conducción para mantener una eficacia de por lo menos 80%.

4. Un método de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, donde el voltaje alterno tiene un valor RMS de entre 100 V y 240 V y el método comprende el ajuste de uno del período de avance y del período de conducción para mantener una energía promedio constante de por lo menos 1000 V.

5. Un método de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones, que comprende el ajuste de uno del período de avance y del período de conducción para mantener constante la energía promedio en uno de un intervalo de velocidad que abarca 10 krpm y de un intervalo de voltaje que abarca 10 V.

6. Un método de acuerdo con la reivindicación 5, donde el intervalo de velocidad tiene un mínimo mayor de 60 krpm y un máximo mayor de 80 krpm.

7. Un método de acuerdo con la reivindicación 5 o 6, donde el intervalo de velocidad tiene un máximo mayor de 100 krpm.

8. Un método de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, donde la longitud de uno del período de avance y del período de conducción se define mediante una forma de onda que varía a través de cada mitad de ciclo del voltaje alterno, y el método comprende el ajuste de la forma de onda en respuesta a los cambios en uno de la velocidad de motor y del valor RMS.

9. Un método de acuerdo con la reivindicación 8, donde la longitud de uno del período de avance y del período de conducción comprende la suma de un primer componente y de un segundo componente, el primer componente es constante en cada mitad de ciclo del voltaje alterno, el segundo componente varía en cada mitad de ciclo del voltaje alterno, y el método comprende el ajuste del primer componente en respuesta a un cambio en uno de la velocidad de motor y del valor RMS.

10. Un método de acuerdo con la reivindicación 9, donde el segundo componente se define mediante la longitud del tiempo que ha transcurrido desde un paso por cero en el voltaje alterno.

11. Un método de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones, que comprende el ajuste de uno del período de avance y del período de conducción en respuesta a un paso por cero en el voltaje alterno.

12. Un método de acuerdo con la reivindicación 11, en donde el período de avance es constante en cada mitad de ciclo del voltaje alterno y el método comprende el ajuste del período de avance en respuesta al paso por cero.

13. Un método de acuerdo con la reivindicación 11 o 12, donde el método comprende almacenar una primera tabla de búsqueda de los primeros valores de control, indexar la primera tabla de búsqueda en respuesta al paso por cero, la primera tabla de búsqueda se indexa al usar uno de la velocidad y del voltaje para seleccionar un primer valor de control, y usar el primer valor de control para determinar el período de avance.

14. Un método de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 11 a 13, en donde la longitud del período de conducción comprende la suma de un primer componente y de un segundo componente, el primer componente es constante y el segundo componente varía en cada mitad de ciclo del voltaje alterno, y el método comprende almacenar una segunda tabla de búsqueda de los segundos valores de control, indexar la segunda tabla de búsqueda en respuesta al paso por cero, la segunda tabla de búsqueda se indexa al usar uno de la velocidad y del voltaje para seleccionar un segundo valor de control, y usar el segundo valor de control para determinar el primer componente.

15. Un sistema de control para un motor de imán permanente sin escobillas, el sistema de control realiza un método de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores.

16. Un sistema de control de acuerdo con la reivindicación 15, en donde el sistema de control comprende: un rectificador para rectificar el voltaje alterno; un inversor acoplado a la bobina; y un controlador para controlar el inversor, donde el controlador genera una o más señales de control para excitar la bobina en el avance de los pasos por cero de la EMF invertida, el inversor en respuesta a las señales de control excita la bobina con el voltaje rectificado, y el controlador ajusta uno del período de avance y del período de conducción en respuesta a los cambios en uno de la velocidad de motor y del valor RMS.

17. Un sistema de control de acuerdo con la reivindicación 16, donde el sistema de control comprende un sensor de posición que produce una señal que tiene los márgenes que corresponden a los pasos por cero de la EMF invertida, y el controlador genera las señales de control en el avance de cada margen de la señal.

18. Un sistema de control de acuerdo con la reivindicación 16 o 17, donde el sistema de control comprende un detector de paso por cero para detectar los pasos por cero en el voltaje alterno, y el controlador ajusta uno del período de avance y del período de conducción en respuesta a un paso por cero en el voltaje alterno.

19. Un sistema del motor que comprende un motor de imán permanente sin escobillas y un sistema de control de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 15 a 18.