KR20130027516A - 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 - Google Patents
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Abstract
브러시리스 영구 자석 모터를 제어하는 방법은, 교류 전압을 정류하여 50% 이상의 리플을 갖는 정류된 전압을 제공하는 단계와, 모터의 권선을 정류된 전압으로 여자시키는 단계를 포함한다. 권선은 선행 기간(advance period)만큼 역기전력의 제로-크로싱(zero-crossing)에 선행하여 여자되고, 또한 모터의 각각의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 전도 기간(conduction period) 동안 여자된다. 선행 기간 및 전도 기간 중의 하나는 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 모터 속도 및 교류 전압의 RMS 값 중의 하나의 변경에 응답하여 조정된다. 또한, 상기한 방법을 구현하는 제어 시스템 및 이러한 제어 시스템을 통합하는 모터 시스템이 제공된다.
Description
본 발명은 브러시리스 영구 자석 모터의 제어에 관한 것이다.
브러시리스 영구 자석 모터는 통상적으로 모터의 위상 권선의 여자(excitation)를 제어하기 위한 제어 시스템을 포함한다. AC 전원에 의해 구동될 때, 제어 시스템은 위상 권선을 여자시키는데 사용하기 위한 규칙적인 DC 전압을 출력하는 액티브 역률 보정(PFC) 회로를 포함하는 경우가 있다. 규칙적인 DC 전압을 제공함으로써, 모터의 파워가 비교적 잘 제어될 수 있다.
그러나, 액티브 PFC 회로는 제어 시스템의 비용을 크게 증가시킨다. 또한, PFC 회로는 PFC 회로에 규칙적인 피드백 전압을 제공하기 위해 물리적으로 대형이면서 가격이 높은 하이-커패시턴스 DC 링크 커패시터를 요구한다.
제1 특징으로, 본 발명은 브러시리스 영구 자석 모터를 제어하는 방법을 제공하며, 본 방법은, 교류 전압을 정류하여 50% 이상의 리플을 갖는 정류된 전압을 제공하는 단계와; 모터의 권선을, 정류된 전압으로, 선행 기간(advance period)만큼 역기전력의 제로-크로싱(zero-crossing)에 선행하여 여자시키고 또한 모터의 각각의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 전도 기간(conduction period) 동안 여자시키는 단계와; 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 모터 속도 및 교류 전압의 RMS 값 중의 하나의 변경에 응답하여 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나를 조정하는 단계를 포함한다.
선행 기간 및 전도 기간 중의 하나 또는 양자를 조정함으로써, 교류 전압에서의 리플에도 불구하고 일정한 평균 파워가 달성될 수 있다. 그 결과, 액티브 PFC 또는 하이-커패시턴스 링크 커패시터를 요구하지 않고서도 일정한 평균 파워가 달성될 수 있다.
평균 입력 파워 및 평균 출력 파워 중의 하나 또는 양자가 일정하게 유지되도록 선행 기간 및/또는 전도 기간이 조정될 수 있다. 이 경우의 일정한 평균 파워는 평균 파워에서의 변동이 ±5%보다 크지 않은 것으로 이해하여야 한다.
모터가 교류 전압에 의해 구동되므로, 순간 파워는 교류 전압의 각각의 파워에 걸쳐 변화할 수 있다. 따라서, 평균 파워에 대한 기준은 교류 전압의 하나의 사이클에 걸쳐 평균을 구한 모터의 파워(입력 파워 또는 출력 파워)를 의미하는 것으로 이해되어야 한다.
상기 선행 기간 및/또는 상기 전도 기간은 80% 이상의 효율(즉, 입력 파워에 대한 출력 파워의 비)이 유지되도록 조정될 수 있다. 따라서, 일정한 파워의 고효율 모터가 실현될 수 있다.
교류 전압은, RMS 값이 100V와 240V 사이인 메인 전원 공급장치에 의해 제공될 수 있다. 상기 선행 기간 및/또는 상기 전도 기간은 1000W 이상의 일정한 평균 파워를 유지하도록 조정된다. 따라서, 메인 전원 공급장치를 이용하여 비교적 높은 파워의 모터가 달성될 수 있다.
상기 선행 기간 및/또는 상기 전도 기간은 10 krpm 사이의 속도 범위 및/또는 10V 사이의 전압 범위에 걸쳐 일정한 평균 파워가 유지되도록 조정될 수 있다. 따라서, 비교적 넓은 범위의 모터 속도 및/또는 RMS 전압에 걸쳐 일정한 평균 파워가 유지된다.
상기 속도 범위는 60 krpm보다 큰 최소치와 80 krpm보다 큰 최대치를 가질 수 있다. 더욱이, 최대치는 100 krpm보다 클 수도 있다. 따라서, 비교적 높은 모터 속도에서 일정한 평균 출력 파워가 달성될 수 있다.
상기 선행 기간 및/또는 상기 전도 기간의 길이는 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 파형에 의해 정해질 수 있다. 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간의 길이는 각각 모터의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 권선에 공급되는 전류의 양에 영향을 주며, 이것은 교류 전압을 제공하는 전원 공급장치로부터 인입되는 전류의 양에 영향을 준다. 따라서, 선행 기간 및/또는 전도 기간의 파형은 전원 공급장치로부터 인입되는 전류의 파형을 성형하도록 정해질 수 있다. 구체적으로, 선행 기간 및/또는 전도 기간의 파형은 전원 공급장치로부터 인입되는 전류의 파형이 사인곡선의 파형에 근접하도록 정해질 수 있다. 그 결과, PFC 회로 또는 하이-커패시턴스 링크 커패시터를 필요로 하지 않고서도 비교적 높은 역률이 달성될 수 있다. 선행 기간 및/또는 전도 기간의 파형은 모터 속도 및/또는 RMS 전압의 변경에 응답하여 조정된다. 그 결과, 비교적 높은 역률을 갖는 일정한 파워 모터가 실현될 수 있다.
상기 방법은 모터의 각각의 전기적 하프-사이클에 대한 선행 기간 및/또는 전도 기간을 결정하는 단계를 포함할 수 있다. 이것은 전원 공급장치로부터 인입되는 전류 파형에 대한 더 평활한 인벨로프(smoother envelope)를 달성하는데 도움을 준다. 모터의 연속적인 전기적 하프-사이클에 대해 상이한 선행 기간 및/또는 전도 기간이 이용될 필요는 없다. 선행 기간 및/또는 전도 기간을 위한 파형의 형상 및 모터의 각각의 전기적 하프-사이클의 길이에 따라서는, 모터의 연속적인 전기적 하프-사이클이 동일한 선행 기간 및/또는 전도 기간을 가질 가능성이 크다. 예컨대, 선행 기간 및/또는 전도 기간의 파형이 평탄한 스팟(flat spot)을 포함하면, 모터의 2개의 연속적인 전기적 하프-사이클이 동일한 선행 기간 및/또는 전도 기간을 가질 가능성이 크다.
전도 기간의 파형의 변동은 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 삼각형, 사다리꼴 또는 하프-사인곡선의 형태를 취할 수 있다. 그러므로, 전도 기간은 교류 전압의 각각의 하프-사이클의 첫 번째 반부에 걸쳐 증가하고, 교류 전압의 각각의 하프-사이클의 두 번째 반부에 걸쳐 감소한다. 반대로, 선행 기간의 파형의 변동은 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 반전된 삼각형, 반전된 사다리꼴 또는 반전된 하프-사인곡선의 형태를 취할 수 있다. 그러므로, 선행 기간은 교류 전압의 각각의 하프-사이클의 첫 번째 반부에 걸쳐 감소하고, 교류 전압의 각각의 하프-사이클의 두 번째 반부에 걸쳐 증가한다. 이들 파형의 각각은 사인곡선의 파형에 근접하는 전류 파형을 달성하는데 잘 작용하는 것으로 판명되었으며, 이에 의해 비교적 높은 역률이 발생된다.
상기 선행 기간 및/또는 상기 전도 기간의 길이는 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정한 제1 성분과 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 제2 성분의 합계로서 정의될 수 있다. 그러므로, 제1 성분은 성행 기간 또는 전도 기간의 파형에 대한 오프셋 또는 업리프트(uplift)로서 작용한다. 그 결과, 주어진 피크 전류에 대해 더 높은 평균 입력 파워가 달성될 수 있다. 상기 방법은 모터 속도 및/또는 RMS 전압의 변경에 응답하여 제1 성분을 조정하는 단계를 포함한다. 선행 기간 및/또는 전도 기간을 2개의 성분의 합으로서 정하는 것은, 모터 속도 및/또는 RMS 전압의 변경에 응답하여 파형을 조정하는 편리한 방법을 제공한다.
상기 제2 성분은 교류 전압에서의 제로-크로싱 이후에 경과한 시간의 길이에 의해 정해질 수 있다. 이것은 선행 기간 및/또는 전도 기간의 파형이 교류 전압의 전압 파형에 동기되도록 한다. 그 결과, 전원 공급장치로부터 인입되는 전류의 파형이 전반적으로 더욱 안정하게 된다.
전도 기간의 파형은 교류 전압의 전압 파형에 대하여 위상 시프트를 가질 수 있다. 이 위상 시프트는 전류 파형 내의 저차 고조파를 완화시키도록 작용한다. 회전자에 의해 권선에 유도되는 역기전력 때문에, 저차 고조파의 크기는 모터 속도 및/또는 RMS 전압의 번경과 함께 변화할 수 있다. 따라서, 상기 방법은 비교적 작은 저차 전류 고조파를 유지하기 위해 모터 속도 및/또는 RMS 전압의 변경에 응답하여 위상 시프트를 조정하는 단계를 포함할 수 있다.
교류 전압의 각각의 하프-사이클 내의 상이한 지점에서 선행 기간 및/또는 전도 기간을 조정하는 것은(예컨대, 모터 속도 및/또는 RMS 전압의 변경에 응답하여), 전원 공급장치로부터 인입되는 전류 파형의 고조파 성분을 증가시킬 가능성이 있다. 또한, 모터가 일정한 평균 속도로 작동할 때, 모터의 순간 속도는 정류된 전압에서의 사인곡선의 증가 및 감소 때문에 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화한다. 선행 기간 및/또는 전도 기간이 모터 속도의 변경에 대해 조정되고, 이러한 조정이 교류 전압의 각각의 하프-사이클 내의 상이한 지점에서 발생하면, 모터의 평균 속도가 변경되지 않았다는 사실에도 불구하고 선행 기간 및/또는 전도 기간이 조정될 수도 있다. 역시, 이것은 전류 파형 내의 고조파를 증가시키는 결과를 발생할 수 있다. 따라서, 선행 기간 및/또는 전도 기간은 교류 전압에서의 제로-크로싱에 응답하여 조정될 수 있다. 그 결과, 교류 전압의 사이클에서 동일한 기준점이 이용된다. 결과적으로, 더욱 안정한 전류 파형이 달성될 수 있다. 더욱이, 선행 기간 및/또는 전도 기간을 교류 전압의 매 하프-사이클마다 1회 이하로 조정함으로써, 모터의 제어가 비교적 간략하게 유지되며, 그에 따라 상기 방법을 실시하기 위해 비교적 단순하고 저렴한 컨트롤러가 이용될 수 있다.
선행 기간은 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하게 될 수 있으며, 상기 방법은 교류 전압에서의 제로-크로싱에 응답하여 선행 기간을 조정하는 단계를 포함할 수 있다. 그러므로, 교류 전압의 하나의 하프-사이클에 걸쳐 있는 모터의 각각의 전기적 하프-사이클에 대해 동일한 선행 기간이 이용된다. 이것은 모터의 제어를 더욱 간략화시킨다.
선행 기간 및/또는 전도 기간은 하나 이상의 룩업 테이블로서 저장될 수 있다. 예컨대, 상기 방법은 제1 제어값의 제1 룩업 테이블을 저장하는 단계를 포함할 수 있으며, 이 룩업 테이블은 교류 전압에서의 제로-크로싱에 응답하여 인덱싱된다. 룩업 테이블은 제1 제어값을 선택하기 위해 속도 및 전압 중의 하나를 이용하여 인덱싱되며, 이 제1 제어값이 선행 기간을 결정하기 위해 이용된다. 상기 전도 기간의 길이는 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정한 제1 성분과 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 제2 성분의 합계를 포함할 수 있다. 상기 방법은 제2 제어값의 제2 룩업 테이블을 저장하는 단계를 포함하며, 이 제2 룩업 테이블이 교류 전압에서의 제로-크로싱에 응답하여 인덱싱된다. 제2 룩업 테이블은 제2 제어값을 선택하기 위해 속도 및 전압 중의 하나를 이용하여 인덱싱되며, 이 제2 제어값은 제1 성분을 결정하기 위해 이용된다. 선행 기간 및/또는 전도 기간을 결정하기 위해 룩업 테이블을 이용하는 것은 모터의 제어를 간략화한다.
룩업 테이블에 의해 저장된 제어값은 절대값이어도 되고 또는 차이값이어도 된다. 제어값이 차이값인 곳에서, 상기 방법은 또한 선행 기간 및/또는 전도 기간을 획득하기 위해 차이값이 적용되는 기준값을 저장하는 단계를 더 포함한다. 차이값을 저장하는 것은 절대값을 저장하는 것보다 더 적은 메모리를 요구하므로, 룩업 테이블이 더욱 효율적으로 저장될 수 있다.
제2 특징으로, 본 발명은 전술한 단락 중의 하나에서 설명된 바와 같은 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법을 수행하는 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 시스템을 제공한다.
상기 제어 시스템은, 교류 전압을 정류하는 정류기와, 권선에 접속된 인버터와, 상기 인버터를 제어하는 컨트롤러를 포함한다. 상기 컨트롤러는 역기전력의 제로-크로싱에 선행하여 상기 권선을 여자시키기 위한 하나 이상의 제어 신호를 발생한다. 상기 인버터는 상기 제어 신호에 응답하여 상기 권선을 정류된 전압으로 여자시키며, 상기 컨트롤러는 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 상기 선행 기간 및/또는 상기 전도 기간을 모터 속도 및/또는 RMS 값의 변경에 응답하여 조정한다.
상기 제어 시스템은, 권선의 역기전력의 제로-크로싱에 대응하는 에지를 갖는 신호를 출력하는 위치 센서를 더 포함할 수 있다. 상기 컨트롤러는 상기 신호의 각각의 에지에 선행하여 상기 제어 신호를 발생한다.
상기 제어 시스템은 교류 전압에서의 제로-크로싱을 검출하는 제로-크로스 검출기를 더 포함할 수 있다. 상기 컨트롤러는 교류 전압에서의 제로-크로싱에 응답하여 상기 선행 기간 및/또는 상기 전도 기간을 조정한다.
제3 특징으로, 본 발명은 영구 자석 모터와 전술한 단락 중의 하나에서 설명된 바와 같은 제어 시스템을 포함하는 모터 시스템을 제공한다.
본 발명을 보다 용이하게 이해할 수 있도록 본 발명의 실시예를 이하의 첨부 도면을 참조하여 예로서 설명할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 모터 시스템의 블록도이다.
도 2는 모터 시스템의 구성도이다.
도 3은 모터 시스템의 모터의 단면도이다.
도 4는 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 발행된 제어 신호에 응답하는 인버터의 허용 상태를 상세하게 도시하는 도면이다.
도 5는 모터 시스템의 전류 조정기의 구성도이다.
도 6은 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 컨트롤러에 의해 이용된 오버런 기간을 도시하는 도면이다.
도 7은 아날로그 입력 신호를 측정할 때에 컨트롤러에 의해 이용된 3-단계 프로세스를 도시하는 도면이다.
도 8은 모터 시스템의 다양한 작동 모드를 상세하게 도시하는 도면이다.
도 9는 컨트롤러에 의해 발행된 제어 신호에 응답하여 모터가 구동되는 방향을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 10은 저속 가속 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형을 도시하는 도면이다.
도 11은 고속 가속 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형을 도시하는 도면이다.
도 12는 운전 모드(running mode)로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형을 도시하는 도면이다.
도 13은 운전 모드로 작동할 때에 모터 시스템의 전원 공급장치로부터 인입되는 전류 파형을 도시하는 도면이다.
도 14는 과전류 싱글-스위치 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형 및 인터럽트를 도시하는 도면이다.
도 15는 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형 및 인터럽트를 도시하는 도면이다.
도 16은 제어 신호를 발생하도록 배치된 타이머 및 비교기 모듈의 구성도이다.
도 17은 제어 신호를 발생하도록 배치된 타이머 및 PWM 모듈의 구성도이다.
도 18은 제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형 및 인터럽트를 도시하는 도면이다.
도 19는 본 발명에 따른 모터 시스템의 특정 실시예에 대한 다양한 하드웨어 부품의 값을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 20은 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 채용된 다양한 상수 및 임계치를 상세하게 도시하는 도면이다.
도 21은 특정 모터 시스템의 링크 인덕터의 쇄교자속 특성(flux-linkage characteristic)을 도시하는 도면이다.
도 22는 특정 모터 시스템의 모터의 쇄교자속 특성을 도시하는 도면이다.
도 23은 특정 모터 시스템의 다양한 작동 모드를 상세하게 도시하는 도면이다.
도 24는 멀티-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 제어값의 맵을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 25는 과전류 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 제어값의 맵을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 26은 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 선행 룩업 테이블의 일부분을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 27은 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 오프셋 룩업 테이블의 일부분을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 28은 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 위상 룩업 테이블의 일부분을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 29는 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 사인 맵(sine map)의 일부분을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 30은 싱글-스위치 모드에서의 컨트롤러에 의해 이용된 전도 기간에 대한 가능한 파형을 도시하는 도면이다.
도 31은 본 발명에 따른 다른 모터 시스템의 선행 기간에 대한 가능한 파형을 도시하는 도면이다.
도 1은 본 발명에 따른 모터 시스템의 블록도이다.
도 2는 모터 시스템의 구성도이다.
도 3은 모터 시스템의 모터의 단면도이다.
도 4는 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 발행된 제어 신호에 응답하는 인버터의 허용 상태를 상세하게 도시하는 도면이다.
도 5는 모터 시스템의 전류 조정기의 구성도이다.
도 6은 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 컨트롤러에 의해 이용된 오버런 기간을 도시하는 도면이다.
도 7은 아날로그 입력 신호를 측정할 때에 컨트롤러에 의해 이용된 3-단계 프로세스를 도시하는 도면이다.
도 8은 모터 시스템의 다양한 작동 모드를 상세하게 도시하는 도면이다.
도 9는 컨트롤러에 의해 발행된 제어 신호에 응답하여 모터가 구동되는 방향을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 10은 저속 가속 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형을 도시하는 도면이다.
도 11은 고속 가속 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형을 도시하는 도면이다.
도 12는 운전 모드(running mode)로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형을 도시하는 도면이다.
도 13은 운전 모드로 작동할 때에 모터 시스템의 전원 공급장치로부터 인입되는 전류 파형을 도시하는 도면이다.
도 14는 과전류 싱글-스위치 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형 및 인터럽트를 도시하는 도면이다.
도 15는 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형 및 인터럽트를 도시하는 도면이다.
도 16은 제어 신호를 발생하도록 배치된 타이머 및 비교기 모듈의 구성도이다.
도 17은 제어 신호를 발생하도록 배치된 타이머 및 PWM 모듈의 구성도이다.
도 18은 제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때의 모터 시스템의 다양한 파형 및 인터럽트를 도시하는 도면이다.
도 19는 본 발명에 따른 모터 시스템의 특정 실시예에 대한 다양한 하드웨어 부품의 값을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 20은 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 채용된 다양한 상수 및 임계치를 상세하게 도시하는 도면이다.
도 21은 특정 모터 시스템의 링크 인덕터의 쇄교자속 특성(flux-linkage characteristic)을 도시하는 도면이다.
도 22는 특정 모터 시스템의 모터의 쇄교자속 특성을 도시하는 도면이다.
도 23은 특정 모터 시스템의 다양한 작동 모드를 상세하게 도시하는 도면이다.
도 24는 멀티-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 제어값의 맵을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 25는 과전류 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 제어값의 맵을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 26은 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 선행 룩업 테이블의 일부분을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 27은 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 오프셋 룩업 테이블의 일부분을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 28은 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 위상 룩업 테이블의 일부분을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 29는 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 특정 모터 시스템의 컨트롤러에 의해 이용된 사인 맵(sine map)의 일부분을 상세하게 도시하는 도면이다.
도 30은 싱글-스위치 모드에서의 컨트롤러에 의해 이용된 전도 기간에 대한 가능한 파형을 도시하는 도면이다.
도 31은 본 발명에 따른 다른 모터 시스템의 선행 기간에 대한 가능한 파형을 도시하는 도면이다.
도 1 내지 도 3의 모터 시스템(1)은 브러시리스 모터(2) 및 제어 시스템(3)을 포함한다. 모터 시스템(1)에 대한 전력은 AC 전원(4)에 의해 제공된다. AC 전원(4)은 가정용 메인 전원이 이용될 것이지만, 교류 전압을 제공할 수 있는 다른 전원 공급장치도 동등하게 이용될 수 있다.
모터(2)는 고정자(6)에 대하여 회전하는 4극 영구 자석 회전자(5)를 포함한다. 고정자(6)는 4개의 고정자 자극을 형성하는 c-자형 코어의 쌍을 포함한다. 도전성 와이어가 고정자(6) 주위에 권취되며, 단상 권선(7)을 형성하도록 함께 결합된다.
제어 시스템(3)은 정류기(8), DC 링크 필터(9), 인버터(10), 게이트 드라이버 모듈(11), 전류 센서(12), 위치 센서(13), 제로-크로스 검출기(zero-cross detector, 14), 온도 센서(15) 및 컨트롤러(16)를 포함한다.
정류기(8)는 AC 전원(4)의 출력을 정류하여 DC 전압을 제공하는 전파 브리지(full-wave bridge)(D1～D4)이다.
DC 링크 필터(9)는 링크 커패시터(C1) 및 링크 인덕터(L1)를 포함한다. 링크 커패시터(C1)는 인버터 스위칭으로부터 발생하는 비교적 높은 주파수의 리플을 평활화하도록 동작한다. 아래에 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, 링크 커패시터(C1)는 정류된 DC 전압을 기본 주파수에서 평활화하도록 요구되지 않는다. 그 결과, 비교적 낮은 커패시턴스의 링크 커패시터가 이용될 수 있다. 링크 인덕터(L1)는 인버터 스위칭으로부터 발생하는 어떠한 잔류 전류 리플(residual current ripple)을 평활화하도록 동작한다. 역시, 링크 인덕터(L1)가 인버터(10)의 스위칭 주파수에서 리플을 감소시키기 위한 것이므로, 비교적 낮은 인덕턴스의 인덕터가 이용될 수 있다. 포화가 방지되도록 하기 위해, 링크 인덕터(L1)는 모터 시스템(1)의 정상적인 작동 동안 AC 전원(4)으로부터 인입되는 피크 전류를 초과하는 포화점(saturation point)을 갖는다.
인버터(10)는 DC 링크 전압을 위상 권선(7)에 결합하기 위한 4개의 파워 스위치(Q1～Q4)의 풀브리지(full bridge)를 포함한다. 각각의 파워 스위치(Q1～Q4)는 대부분의 메인 전원 공급 장치의 전압 레벨에서 작동할 수 있는 IGBT이다. 파워 스위치의 정격 및 AC 전원(4)의 전압에 따라서는 이와 달리 BJT 또는 MOSFET 등의 다른 유형의 파워 스위치가 이용될 수도 있다. 각각의 파워 스위치(Q1～Q4)는 인버터 스위칭 동안 발생하는 전압 스파이크에 대하여 스위치를 보호하는 플라이백 다이오드(flyback diode)를 포함한다.
게이트 드라이버 모듈(11)은 컨트롤러(16)로부터 수신된 제어 신호에 응답하여 인버터(10)의 파워 스위치(Q1～Q4)의 개폐를 구동한다.
전류 센서(12)는 인버터(10)의 하부 암에 각각 위치된 한 쌍의 분로 저항기(shunt resistor)(R1, R2)를 포함한다. 각각의 분로 저항기(R1, R2)의 저항은 모터 시스템(1)의 정상적인 작동 동안에 손실 한계치(dissipation limit)를 초과하지 않는 정도에서 가능한 한 높은 것이 이상적이다. 각각의 분로 저항기(R1, R2) 양단의 전압은 컨트롤러(16)에 전류 감지 신호 I_SENSE_1 및 I_SENSE_2로서 출력된다. 제1 전류 감지 신호 I_SENSE_1은 우측에서 좌측으로 구동될 때의(아래에 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이) 위상 권선(7)에서의 전류의 측정치를 제공한다. 제2 전류 감지 신호 I_SENSE_2는 좌측에서 우측으로 구동될 때의 위상 권선(7)에서의 전류의 측정치를 제공한다. 분로 저항기(R1, R2)를 인버터(10)의 하부 암에 위치시킴에 의해, 프리휠링(freewheeling) 동안(역시, 아래에 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이) 위상 권선(7)의 전류가 지속적으로 감지된다.
위치 센서(13)는 센서(13)를 통과하는 자속의 방향에 좌우되어 논리적으로 하이 또는 로우가 되는 디지털 신호 HALL을 출력하는 홀-이펙트 센서(Hall-effect sensor)이다. 위치 센서(13)를 회전자(5)에 인접하여 위치시킴으로써, HALL 신호는 회전자(5)의 각도 위치의 측정치를 제공한다. 보다 구체적으로, HALL 신호의 각각의 에지는 회전자(5)의 극성의 변경을 나타낸다. 회전 시에, 영구 자석 회전자는 위상 권선(7)에 역기전력(back EMF)을 유도한다. 그 결과, HALL 신호의 각각의 에지는 또한 위상 권선(7)에서의 역기전력의 극성의 변경을 나타낸다.
제로-크로스 검출기(14)는 디지털 신호 Z_CROSS를 출력하는 한 쌍의 클램핑 다이오드(D5, D6)를 포함하며, 이 디지털 신호 Z_CROSS는 AC 전원(4)의 전압이 양일 때에는 논리적으로 하이이고, AC 전원(4)의 전압이 음일 때에는 논리적으로 로우이다. 그러므로, Z_CROSS 신호의 각각의 에지는 AC 전원(4)의 전압이 제로를 교차하는 시점을 나타낸다.
온도 센서(15)는 모터 시스템(1) 내의 온도의 측정치를 제공하는 아날로그 신호 TEMP를 출력하는 더미스터(R7)를 포함한다.
컨트롤러(16)는 프로세서(17), 기억 장치(18), 복수의 주변 장치(19)(예컨대, ADC, 비교기, 타이머 등), 복수의 입력 핀(20), 및 복수의 출력 핀(21)을 갖는 마이크로컨트롤러를 포함한다. 기억 장치(18)는 프로세서(17)에 의해 실행하기 위한 소프트웨어 명령을 저장한다. 기억 장치(18)는 또한 복수의 룩업 테이블을 저장하며, 이 룩업 테이블은 모터 시스템(1)의 작동 동안 프로세서(17)에 의해 인덱싱된다.
컨트롤러(16)는 모터 시스템(1)의 작동에 대한 제어를 담당한다. 입력 핀(20)에서의 신호에 응답하여, 컨트롤러(16)는 출력 핀(21)에서 제어 신호를 발생한다. 출력 핀(21)은 게이트 드라이버 모듈(11)에 접속되며, 이 모듈은 제어 신호에 응답하여 인버터(10)의 파워 스위치(Q1～Q4)의 개방 및 폐쇄를 제어한다.
컨트롤러(16)의 입력 핀(20)에서는 7개의 신호, 즉 I_SENSE_1, I_SENSE_2, HALL, Z_CROSS, TEMP, DC_LINK 및 DC_SMOOTH가 수신된다. I_SENSE_1 및 I_SENSE_2는 전류 센서(12)에 의해 출력된 신호이다. HALL은 위치 센서(13)에 의해 출력된 신호이다. Z_CROSS는 제로-크로스 검출기(14)에 의해 출력된 신호이다. TEMP는 온도 센서(15)에 의해 출력된 신호이다. DC_LINK는 DC 링크 라인과 제로 볼트 라인 사이에 위치된 분압기(potential divider)(R3, R4)에 의해 획득되는 DC 링크 전압의 축소된(scaled-down) 측정치이다. DC_SMOOTH는 분압기(R5, R6) 및 평활 커패시터(C2)에 의해 획득된 DC 링크 전압의 평활화된 측정치이다.
입력에서 수신된 신호에 응답하여, 컨트롤러(16)는 4개의 제어 신호 TRIP#, DIR1, DIR2 및 FREEWHEEL#를 생성하여 출력한다.
TRIP#은 페일세이프 제어 신호(failsafe control signal)이다. TRIP#이 논리적으로 로우로 될 때, 게이트 드라이버 모듈(11)은 인버터(10)의 모든 파워 스위치(Q1～Q4)를 개방시킨다. 아래에 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 통과하는 전류가 페일세이프 임계치를 초과하는 이벤트에서는 TRIP#을 논리적으로 로우로 만든다.
DIR1 및 DIR2는 인버터(10)를 통과하는 그리고 그에 따라 위상 권선(7)을 통과하는 전류의 방향을 제어한다. DIR1이 논리적으로 하이로 되고, DIR2가 논리적으로 로우로 될 때, 게이트 드라이버 모듈(11)은 스위치 Q1 및 Q4를 폐쇄하고, 스위치 Q2 및 Q3를 개방시켜, 전류가 위상 권선(7)을 좌측에서 우측으로 통과하여 공급되도록 한다. 반대로, DIR2가 논리적으로 하이로 되고, DIR1이 논리적으로 로우가 될 때, 게이트 드라이버 모듈(11)은 스위치 Q2 및 Q3를 폐쇄하고, 스위치 Q1 및 Q4를 개방시켜, 전류가 위상 권선(7)을 우측에서 좌측으로 통과하여 공급되도록 한다. 따라서, 위상 권선(7)의 전류는 DIR1 및 DIR2를 반대로 함으로써 방향이 바뀌게 된다. DIR1 및 DIR2 양자가 논리적으로 로우로 되면, 게이트 드라이버 모듈(11)은 모든 파워 스위치(Q1～Q4)를 개방시킨다.
FREEWHEEL#은 위상 권선(7)을 DC 링크 전압으로부터 분리시켜 위상 권선(7)의 전류가 인버터(10)의 로우측 루프(low-side loop) 둘레를 재순환하거나 프리휠하도록 하기 위해 이용된다. 따라서, 논리적으로 로우로 되는 FREEWHEEL# 신호에 응답하여, 게이트 드라이버 모듈(11)은 하이측의(high-side) Q1, Q2 스위치 양자가 개방되도록 한다. 그러므로, 전류가 DIR1 및 DIR2에 의해 정해진 방향으로 인버터(10)의 로우측 루프 둘레를 프리휠한다.
도 4는 컨트롤러(16)의 제어 신호에 응답하여 파워 스위치(Q1～Q4)의 허용된 상태를 요약하여 나타내고 있다. 이후부터, "세트(set)"와 "클리어(clear)"는 신호가 각각 논리적으로 하이와 로우로 되었다는 것을 나타내기 위해 이용될 것이다.
특정 제어 신호가 변경될 때, 제어 신호의 변경과 파워 스위치의 물리적인 개방 또는 폐쇄 사이에는 짧은 지연이 있다. 그 이후의 제어 신호가 이 지연 기간 동안 변경되면, 인버터의 특정 암의 양자의 스위치(즉, Q1, Q3 또는 Q2, Q4)가 동시에 폐쇄될 수 있다. 이 단락 회로 또는 가끔 지칭되기도 하는 명칭인 슛쓰루(shoot-through)는 인버터(10)의 그 특정 암 상의 스위치에 손상을 줄 것이다. 따라서, 슛쓰루를 방지하기 위해, 컨트롤러(16)는 2개의 제어 신호의 변경 사이에 데드 타임 T_DT을 채용한다. 그러므로, 예컨대, 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경할 때, 컨트롤러(16)는 먼저 DIR1을 클리어하고, 데드 타임 T_DT 동안 대기한 다음, DIR2를 세트한다. 데드 타임은 게이트 드라이버 모듈(11) 및 파워 스위치(Q1～Q4)가 응답하기에 충분한 시간을 갖도록 하면서 성능을 최적화하기 위해 가능한 한 짧게 되는 것이 이상적이다.
전류 방향 변경(
COMMUTATION
)
컨트롤러(16)는 HALL 신호의 에지에 응답하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다. 전류 방향 변경은 위상 권선(7)을 통과하는 전류의 방향을 반대로 하기 위해 DIR1과 DIR2를 반대로 하는 것(즉, DIR1을 클리어하고 DIR2를 세트하거나, 또는 DIR2를 클리어하고 DIR1을 세트하는 것)을 수반한다. 위상 권선(7)은 전류 방향 변경의 지점에서 프리휠링할 수 있다. 따라서, DIR1과 DIR2를 반대로 하는 것에 추가하여, 컨트롤러(16)는 FREEWHEEL#을 세트한다.
동기식 전류 방향 변경(
Synchronous
Commutation
)
소정의 속도 임계치 SPEED_ADV 아래에서는, 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 에지에 동기하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다. HALL 신호의 각각의 에지는 위상 권선(7)에서의 역기전력의 극성의 변경을 나타낸다. 그 결과, SPEED_ADV 아래의 속도에서, 컨트롤러(16)는 역기전력의 제로-크로싱에 동기하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다.
회전자(5)가 가속될 때, 각각의 전기적 하프-사이클의 기간은 감소하며, 그에 따라 위상 권선(7)의 인덕턴스와 관련된 시상수(L/R)가 크게 중요하게 된다. 추가로, 위상 권선(7)에서의 역기전력의 크기가 증가하며, 이것은 위상 권선(7)에서 전류가 상승하는 레이트에 영향을 준다. 그 결과, 컨트롤러(16)가 HALL 신호의 에지에 동기하여 위상 권선(7)의 전류의 방향 변경을 지속하면, 각각의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 추가의 전류를 위상 권선(7)에 더 이상 공급할 수 없을 속도에 도달될 것이다. 따라서, SPEED_ADV에 도달할 때, 컨트롤러(16)는 동기식 전류 방향 변경에서 선행 전류 방향 변경(advanced commutation)으로 스위치한다. HALL 신호의 에지에 선행하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경함으로써, 위상 권선(7)을 여자시키기 위해 사용된 전압은 역 EMF에 의해 증폭(boost)된다. 그 결과, 위상 권선(7)을 통과하는 전류의 방향이 더욱 신속하게 반대로 될 수 있다. 또한, 위상 전류는 역기전력을 초래하는 원인이 될 수도 있으며, 이것은 더 느린 레이트의 전류 상승을 보상하는데 도움을 준다. 이와 같이 하는 것이 짧은 기간의 네거티브 토크(negative torque)를 발생하지만, 이것은 통상적으로 포지티브 토크(positive torque)에서의 후속 게인에 의해 보상되는 것 이상으로 된다.
선행 전류 방향 변경(
Advanced
Commutation
)
속도 임계치 SPEED_ADV의 속도에서 또는 그보다 높은 속도에서, 컨트롤러(16)는 선행 기간 T_ADV 만큼 HALL 신호의 각각의 에지에 선행하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다. 전기적 하프-사이클 주기가 감소하고, 역기전력이 회전자 속도와 함께 증가하므로, 전류 방향 변경이 HALL 신호의 에지에 선행하여 발생하게 되는 전기각(electrical angle)은 회전자 속도와 함께 증가하는 것이 이상적이다. 특정 선행 기간 T_ADV에 대해, 대응하는 선행각(advance angle)은 다음에 의해 정해질 수 있다:
A_ADV(elec. deg) = T_ADV(sec)*{ω(rpm)/60}*360(mech. deg)*n/2
여기서, A_ADV는 전기 각도 단위의 선행각이며, T_ADV는 초 단위의 선행 기간이며, ω는 rpm 단위의 회전자 속도이며, n은 회전자 자극의 개수이다. 이 수식으로부터, 선행각은 회전자 속도에 정비례한다는 것을 알 수 있다. 그 결과, 고정된 선행 기간 동안에 대해서도, 선행각은 회전자 속도와 함께 증가한다. 그러나, 상이한 회전자 속도에서 상이한 선행 기간을 채용함으로써 가속, 파워 및 효율에 대한 더 우수한 제어가 달성될 수 있다. 따라서, 컨트롤러(16)는 복수의 회전자 속도의 각각에 대한 선행 기간을 저장하는 선행 룩업 테이블을 포함한다.
Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 선행 룩업 테이블로부터 회전자(5)의 속도에 대응하는 선행 기간 T_ADV를 선택한다. 회전자(5)의 속도는 HALL 신호의 2개의 연속 에지 사이의 간격 T_HALL로부터 결정된다. 이 간격은 이후 홀 기간(Hall period)으로 지칭될 것이다. 회전자(5)의 속도는 다음에 의하여 정해진다:
ω(rpm)=60/{n*T_HALL(sec)}
여기서, ω는 rpm 단위의 회전자의 속도이고, T_HALL은 초 단위의 홀 기간이며, n은 회전자의 자극의 개수이다. 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 에지에 선행하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경하기 위해 선택된 선행 기간을 이용한다. 그러므로, Z_CROSS 신호의 그 이후의 에지가 검출될 때까지 컨트롤러(6)에 의해 동일한 선행 기간 T_ADV가 이용된다. Z_CROSS 신호의 그 이후의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 회전자(5)의 속도에 대응하는 새로운 선행 기간을 선행 룩업 테이블로부터 선택한다. 따라서, 선행 기간은 AC 전원(4)의 전압이 제로를 교차할 때에만 업데이트되며, AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하다.
HALL 신호의 특정 에지에 선행하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경하기 위해, 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 이전 에지에 응답하여 동작한다. HALL 신호의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 홀 기간 T_HALL로부터 선행 기간 T_ADV를 감산하여 전류 방향 변경 기간 T_COM를 획득한다:
T_COM = T_HALL - T_ADV
컨트롤러(16)는 그러므로 HALL 신호의 에지 후의 시각 T_COM에서 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다. 그 결과, 위상 권선(7)은 선행 기간 T_ADV 만큼 HALL 신호의 후속 에지에 선행하여 전류의 방향이 변경된다.
전술한 바와 같이, 선행 기간 T_ADV는 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 고정된 채로 유지된다. 그러나, 회전자(5)의 속도는 DC 링크 전압에서의 사인곡선의 증가 및 감소 때문에 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화된다. 따라서, 홀 기간 T_HALL가 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화된다. 그 결과, 선행 기간과 달리, 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 각각의 에지에 대하여 전류 방향 변경 기간 T_COM를 계산한다.
전류 제어(
CURRENT
CONTROL
)
컨트롤러(16)의 다수의 주변 장치(19)는 전류 조정기(22)를 형성하도록 구성된다. 전류 조정기(22)는 위상 권선(7)의 전류를 모니터하고 조정한다. 전류 조정기(22)는 2가지의 기능을 수행한다. 첫 번째로, 전류 조정기(22)는 위상 권선(7)의 전류가 페일세이프 임계치를 초과하는 경우에 TRIP#을 클리어한다. 두 번째로, 전류 조정기(22)는 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치를 초과하는 경우에 과전류 신호를 발생한다.
도 5에 예시된 바와 같이, 전류 조정기(22)는 페일세이프 모듈(23) 및 과전류 모듈(24)을 포함한다.
페일세이프 모듈(23)은 멀티플렉서(25), 비교기(26), NOT 게이트(27), 및 SR 래치(28)를 포함한다. 멀티플렉서(25)는 2개의 전류 감지 신호 I_SENSE_1 및 I_SENSE_2 중의 하나를 선택하기 위해 2개의 입력을 갖는다. 멀티플렉서(25)에 의해 이루어지는 선택은 위상 권선(7)을 통과하는 전류의 방향에 응답하여 프로세서(17)에 의해 제어된다. 구체적으로, DIR1이 세트될 때에는, 멀티플렉서(25)는 I_SENSE_1을 선택하도록 되며, DIR2가 세트될 때에는, 멀티플렉서는 I_SENSE_2를 선택하도록 된다. 멀티플렉서(25)의 출력은 비교기(26)에 전달되며, 비교기가 선택된 전류 감지 신호의 전압을 소정의 페일세이프 전압 TRIP_REF과 비교한다. TRIP_REF는, 선택된 분로 저항기(R1, R2)를 통과하는 전류가 소정의 페일세이프 임계치 I_MAX보다 클 때에, 비교기(26)의 출력이 논리적으로 하이로 되도록 세트된다. 그러므로, TRIP_REF는 I_MAX 및 분로 저항기(R1, R2)의 저항에 의해 정해진다. 비교기(26)의 출력은 NOT 게이트(27)에 전달되며, 이 NOT 게이트의 출력이 SR 래치(28)의 S-입력에 전달된다. SR 래치(28)의 Q# 출력은 전류 조정기(22)에 의해 TRIP# 신호로서 출력된다. 그 결과, 전류 감지 신호 I_SENSE_1 또는 I_SENSE_2의 전압이 TRIP_REF보다 큰 때에는, TRIP#이 클리어된다.
전술한 바와 같이, 게이트 드라이버 모듈(11)은 클리어된 TRIP# 신호에 응답하여 인버터(10)의 모든 파워 스위치(Q1～Q4)를 개방시킨다. 그러므로, 전류 조정기(22)의 페일세이프 모듈(23)은 위상 권선(7)의 전류가 페일세이프 임계치 I_MAX를 초과하는 것을 방지하며, 이 페일세이프 임계치 위에서는 파워 스위치(Q1～Q4)가 손상되거나 및/또는 회전자(5)가 소자(demagnetization)될 수도 있다. TRIP# 신호를 클리어하기 위한 하드웨어를 채용함으로써, 전류 조정기(22)는 위상 권선(7)의 전류가 페일세이프 임계치를 초과할 때에 비교적 신속하게 응답한다. 이와 달리 TRIP# 신호를 클리어하기 위해 프로세서(17)에 의해 실행되는 소프트웨어가 채용되면, 페일세이프 임계치를 초과하는 전류와 TRIP# 신호의 클리어링 사이에 지연이 발생할 수도 있으며, 그 시간 동안에 전류가 파워 스위치(Q1～Q4)에 손상을 주거나 또는 회전자(5)를 소자시키는 레벨까지 상승할 수도 있다.
프로세서(17)는 HALL 신호의 각각의 에지에 응답하여 TRIP# 신호를 폴링(polling)한다. TRIP# 신호가 5개의 연속 HALL 에지 동안 클리어되면, 프로세서(17)는 기억 장치(18)에 "페일세이프 초과" 오류를 기입하고, 아래에 더욱 상세하게 설명되는 장애 모드(Fault mode)에 진입한다. 이러한 방식으로 TRIP# 신호를 모니터링하는 것은 컨트롤러(16)가 TRIP# 신호에서의 과도 잡음(transient noise)으로 인해 실수로 장애 모드에 진입하지 않도록 한다.
과전류 모듈(24)은 멀티플렉서(29) 및 비교기(30)를 포함한다. 멀티플렉서(29)는 페일세이프 모듈(23)의 멀티플렉서와 같이 2개의 전류 감지 신호 I_SENSE_1 및 I_SENSE_2 중의 하나를 선택하기 위해 2개의 입력을 갖는다. 마찬가지로, 멀티플렉서(29)에 의해 이루어지는 선택은 위상 권선(7)을 통과하는 전류의 방향에 응답하여 프로세서(17)에 의해 제어된다. 그 결과, DIR1이 세트될 때에는, 멀티플렉서(29)는 I_SENSE_1을 선택하고, DIR2가 세트될 때에는, 멀티플렉서(29)는 I_SENSE_2를 선택한다. 멀티플렉서(29)의 출력은 비교기(30)에 전달되고, 이 비교기가 전류 감지 신호의 전압을 DC_LINK 신호의 전압과 비교한다. 전류 감지 신호 I_SENSE_1 또는 I_SENSE_2가 DC_LINK보다 클 때, 비교기(30)의 출력은 논리적으로 로우로 된다. 그러므로, 과전류 모듈(24)은 위상 권선(7)의 전류가 DC 링크 전압에 비례하는 과전류 임계치를 초과할 때에 논리적으로 로우로 되는 과전류 신호를 출력한다.
과전류 모듈(24)의 출력은 로우 상태의 과전류 신호에 응답하여 과전류 루틴을 실행하는 프로세서(17)에 접속된다. 과전류 임계치가 DC 링크 전압에 비례하므로, 과전류 임계치는 AC 전원(4)의 각각의 사이클에 걸쳐 정류된 사인곡선(rectified sinusoid)처럼 변화되며, 그 이점은 아래에 더욱 상세하게 설명된다.
분압기(R3, R4)의 저항은 DC_LINK 신호의 피크 전압이 TRIP_REF를 초과하지 않도록 선택된다. 그 결과, 전류 조정기(22)는 위상 권선(7)의 전류가 페일세이프 임계치를 초과하기 전에 과전류 이벤트를 트리거한다. 그러므로, 과전류 모듈(24) 및 프로세서(17)는 위상 권선(7)의 전류를 조정할 것으로 기대된다. 페일세이프 모듈(23)은, 프로세서(17) 내에서의 가능성이 별로 없는 장애의 상황(예컨대, 소프트웨어 장애), 또는 프로세서(17)가 과전류 이벤트에 응답할 수 있기 전에 페일세이프 임계치 I_MAX에 도달되는 레이트로 위상 권선(7)의 전류가 상승하는 경우에만, TRIP#을 클리어할 것으로 기대된다.
과전류 이벤트에 응답하여, 컨트롤러(16)는 회전자(5)의 속도에 따라 상이한 일련의 동작을 수행한다. 소정의 임계치 SPEED_SINGLE 아래의 속도에서는, 컨트롤러(16)는 "멀티-스위치 모드"로 작동한다. 소정의 임계치의 속도 또는 그보다 높은 속도에서는, 컨트롤러(16)는 "싱글-스위치 모드"로 작동한다.
멀티-스위치 모드(
Multi
-
Switch
Mode
)
멀티-스위치 모드에서의 과전류 이벤트에 응답하여, 컨트롤러(16)는 FREEWHEEL#을 클리어함으로써 위상 권선(7)을 프리휠링한다. 프리휠링은 프리휠 기간 T_FW 동안 지속되며, 그 시간 동안에 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치 아래의 레벨로 쇠퇴할 것으로 기대된다. 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치를 지속적으로 초과하면, 컨트롤러(16)는 역시 프리휠 기간 T_FW 동안 위상 권선(7)을 프리휠링한다. 한편, 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치 아래로 떨어지면, 컨트롤러(16)는 FREEWHEEL#을 세트함으로써 위상 권선(7)의 여자를 재개한다.
특정의 프리휠 기간 T_FW 동안, 대응하는 전기각 A_FW는 다음과 같이 정의될 수 있다:
A_FW(elec. deg)=T_FW(sec)*{ω(rpm)/60}*360(mech. deg)*n/2
여기서, A_FW는 전기 각도 단위의 프리휠 각도이며, T_FW는 초 단위의 프리휠 기간이며, ω는 rpm 단위의 회전자 속도이며, n은 회전자 자극의 개수이다. 그 결과, 고정된 프리휠 기간 동안, 대응하는 프리휠 각도는 회전자 속도와 함께 증가한다. 그러나, 프리휠 각도가 증가함에 따라, 전류 및 그에 따라 파워가 위상 권선(7)에 공급되는 나머지 기간이 감소한다. 따라서, 컨트롤러(16)는 회전자 속도가 증가할 때에 감소하는 프리휠 기간 T_FW를 채용하여, 회전자(5)가 가속될 때에 대응하는 프리휠 각도 A_FW가 과도하게 커지게 되지 않도록 한다.
컨트롤러(16)는 복수의 회전자 속도의 각각에 대한 프리휠 기간을 저장하는 프리휠 룩업 테이블을 포함한다. Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 회전자(5)의 속도에 대응하는 프리휠 기간 T_FW를 프리휠 룩업 테이블로부터 선택한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 과전류 이벤트에 응답하여 위상 권선(7)을 프리휠하기 위해 선택된 프리휠 기간을 이용한다. Z_CROSS의 그 이후의 에지가 검출될 때까지 컨트롤러(16)에 의해 동일한 프리휠 기간 T_FW가 이용된다. Z_CROSS 신호의 추가의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 프리휠 룩업 테이블로부터 회전자(5)의 속도에 대응하는 새로운 프리휠 기간을 선택한다. 그 결과, 선행 기간과 마찬가지로, 프리휠 기간은 AC 전원(4)의 전압이 제로를 교차할 때에만 업데이트되며, AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하게 유지된다.
컨트롤러(16)는 회전자(5)가 정지 상태에서 SPEED_SINGLE로 가속되는 동안에만 멀티-스위치 모드로 작동한다. 이로써, 멀티-스위치 모드에서 컨트롤러(16)에 의해 소비되는 시간의 길이가 비교적 짧게 된다. 따라서, 모터 시스템(1)의 파워 또는 효율에 악영향을 주지 않고서도 프리휠 룩업 테이블에 대해 비교적 간격이 큰 속도 분해능이 이용될 수 있다. 실제로, 회전자(5)가 SPEED_SINGLE에 접근할 때에 대응하는 프리휠 각도가 과도하게 크게 되지 않는 한, 고정된 프리휠 기간을 이용하는 것을 생각해볼 수도 있다.
비교적 낮은 회전자 속도에서, 회전자(5)에 의해 위상 권선(7)에 유도된 역기전력은 비교적 작다. 그 결과, 위상 권선(7)의 전류가 비교적 신속하게 과전류 임계치까지 상승한다. 전류가 과전류 임계치에 도달하는데 소요되는 시간이 비교적 짧은 기간이기 때문에, 컨트롤러(16)는 통상적으로 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클 동안 위상 권선(7)의 여자와 프리휠 간의 스위칭을 복수 회 행할 것이다. 이러한 이유로, 컨트롤러(16)는 SPEED_SINGLE 아래의 속도에서 멀티-스위치 모드로 작동한다고 할 수 있다. 회전자 속도가 증가할 때, 홀 기간은 당연히 감소한다. 또한, 역기전력이 증가하며, 그에 따라 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치에 도달하는데 소요되는 시간이 증가한다. 그 결과, 컨트롤러(16)는 회전자(5)가 가속될 때에 위상 권선(7)의 여자와 프리휠 간의 스위칭을 덜 빈번하게 행한다. 결국, 회전자(5)의 속도는 컨트롤러(16)가 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클 동안 위상 권선(7)의 여자와 프리휠 간의 스위칭을 단 1회만 행하는 레벨로 상승한다.
싱글-스위치 모드(
Single
-
Switch
Mode
)
싱글-스위치 모드에서의 과전류 이벤트에 응답하여, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 즉각적으로 프리휠하지 않는다. 그 대신, 컨트롤러(16)는 오버런 기간(overrun period) T_OVR 동안 위상 권선(7)을 지속적으로 여자시킨다. 오버런 기간이 경과된 후, 컨트롤러(16)는 FREEWHEEL#을 클리어함으로써 위상 권선(7)을 프리휠한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)가 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경할 때까지 프리휠링은 무한정으로 지속된다. 그러므로, 컨트롤러(16)는 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클 동안 여자에서 프리휠로의 위상 권선(7)의 스위칭을 1회만 행한다.
다음에 도 6을 참조하면, 오버런 기간 T_OVR는 아래의 수식에 의해 정해진다:
T_OVR = T_OVR_OFFSET + T_OVR_AMP * abs{sin(θ)}
여기서, T_OVR_OFFSET은 오프셋 값이고, T_OVR_AMP * abs{sin(θ)}는 T_OVR_AMP에 의해 정해지는 진폭을 갖는 정류된 사인파이며, θ는 AC 전원(4)의 전압 사이클에서의 각도이다.
각도 θ는 AC 전원(4)의 전압에서의 제로-크로싱으로부터의 시간 간격으로서 표현될 수 있다:
θ(deg) = t(sec) * f(Hz) * 360(deg)
여기서, t는 AC 전원(4)에서의 제로-크로싱 이후의 초 단위의 경과 시간이며, f는 AC 전원(4)의 헤르쯔 단위의 주파수이다. 그러므로, 오버런 기간은 다음과 같이 정의될 수 있다:
T_OVR = T_OVR_OFFSET + T_OVR_AMP * abs{sin(t * f * 360 deg)}
보다 간략하게 나타내면, 오버런 기간 T_OVR은 2개의 성분의 합으로서 간주될 수 있다:
T_OVR = T_OVR_OFFSET + T_OVR_SINE
여기서, T_OVR_OFFSET은 시간에 종속되지 않는 오버런 오프셋 값이며, T_OVR_SINE은 시간에 종속되는 오버런 사인값이다.
T_OVR_SINE은 컨트롤러(16)에 의해 오버런 사인 룩업 테이블로서 저장된다. 오버런 사인 룩업 테이블은 복수의 시간의 각각에 대한 오버런 사인값 T_OVR_SINE을 포함한다. HALL 신호의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 마지막 에지 이후에 경과한 시간 기간 t를 결정한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 경과된 시간 기간에 대응하는 오버런 사인값 T_OVR_SINE을 오버런 사인 룩업 테이블로부터 선택한다. 컨트롤러(16)는 그 후 오버런 오프셋 값 T_OVR_OFFSET과 오버런 사인값 T_OVR_SINE을 합하여 오버런 기간 T_OVR을 획득한다.
아래에 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, 선행 기간 T_ADV, 오버런 오프셋 T_OVR_OFFSET, 및 오버런 진폭 T_OVR_AMP에 대한 적합한 값을 선택함으로써, 모터 시스템(1)의 효율이 특정한 평균 입력 파워 또는 평균 출력 파워에 대해 최적화될 수 있다. 또한, AC 전원(4)으로부터 인입되는 전류의 파형이 관리자 또는 관리부에 의해 설정된 고조파 표준에 부합하도록 적합한 값들이 선택될 수 있다.
타임아웃(
Timeout
)
회전자 속도에 상관없이, 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클 동안 과전류 이벤트가 적어도 1번 발생할 것으로 예상된다. 과전류 이벤트가 발생하지 않아야 한다면, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 지속적으로 여자시키고, 그에 따라 위상 권선(7)의 전류가 지속적으로 상승할 것이다. 비교적 높은 회전자 속도에서, 위상 권선(7)에서의 역기전력의 크기는 비교적 크다. 그 결과, 위상 권선(7)의 전류는 과전류 이벤트가 존재하지 않아도 과도한 레벨에 도달하기가 쉽지 않다. 그러나, 비교적 낮은 회전자 속도에서, 위상 권선(7)에 유도되는 역기전력은 비교적 작다. 그 결과, 위상 권선(7)의 전류는 과전류 이벤트가 존재하지 않는 경우에 과도한 레벨까지 상승할 수도 있다. 실제로, 전류는 컨트롤러(16)를 장애 모드에 진입하도록 할 페일세이프 임계치 I_MAX까지 상승할 수도 있다. 그 결과, 멀티-스위치 모드로 작동할 때, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)이 타임아웃 기간 T_TO 동안 동일한 방향으로 일정하게 여자된 후에 과전류 루틴을 자동으로 실행한다. 그러므로, 타임아웃 기간은 위상 권선(7)이 여자될 수 있는 최대 시간 기간이 제한되도록 함으로써 페일세이프 메카니즘으로서 작용한다.
회전자(5)의 속도가 증가할 때, 위상 권선(7)에 유도되는 역기전력의 크기 또한 증가한다. 그 결과, 위상 권선(7)에서 전류가 상승하는 레이트는 회전자 속도의 증가에 따라 감소한다. 또 다른 방식으로, 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치까지 상승하는 전기각은 회전자 속도와 함께 증가한다. 따라서, 컨트롤러(16)는 회전자 속도와 함께 증가하는 타임아웃 각도 A_TO를 채용한다. 특정 타임아웃 기간 T_TO 동안, 대응하는 타임아웃 각도 A_TO는 다음과 같이 정의될 수 있다:
A_TO(elec. deg) = T_TO(sec) * {ω(rpm)/60} * 360(mech. deg) * n/2
여기서, A_TO는 전기 각도 단위의 타임아웃 각도이며, T_TO는 초 단위의 타임아웃 기간이며, ω는 rpm 단위의 회전자 속도이며, n은 회전자 자극의 개수이다. 그 결과, 고정된 타임아웃 기간 동안, 대응하는 타임아웃 각도는 회전자 속도와 함께 선형적으로 증가한다. 따라서, 컨트롤러(16)는 고정된 타임아웃 기간 T_TO를 이용할 수 있다. 그러나, 컨트롤러(16)가 상이한 회전자 속도에 대해 상이한 타임아웃을 이용하면, 더 우수한 제어가 달성될 수 있다. 따라서, 컨트롤러(16)는 복수의 회전자 속도의 각각에 대해 타임아웃 기간 T_TO를 저장하는 타임아웃 룩업 테이블을 포함한다.
Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 타임아웃 룩업 테이블로부터 회전자(5)의 속도에 대응하는 타임아웃 기간 T_TO를 선택한다. 그리고나서, Z_CROSS 신호의 그 이후의 에지가 검출될 때까지 컨트롤러(16)에 의해 동일한 타임아웃 기간이 이용된다. Z_CROSS 신호의 그 이후의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 타임아웃 룩업 테이블로부터 회전자(5)의 속도에 대응하는 새로운 타임아웃 기간을 선택한다. 이에 따라, 선행 기간 및 프리휠 기간과 마찬가지로, 타임아웃 기간은 AC 전원(4)의 전압이 제로를 교차할 때에만 업데이트되며, AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하게 유지된다.
일정 파워(
CONSTANT
POWER
)
컨트롤러(16)는 주로 선행 전류 방향 변경, 싱글-스위치 모드로 작동한다. 이 모드 내에서, 회전자(5)의 속도는 회전자(5)가 상이한 부하를 경험할 때에 변화된다. 회전자 속도가 변화될 때, 위상 권선(7)에 유도되는 역기전력의 크기 또한 변화된다. 컨트롤러(16)가 고정된 선행 기간 및 오버런 기간을 채용하면, 모터 시스템(1)의 평균 입력 파워 및 평균 출력 파워는 회전자 속도와 함께 변화될 것이다. 그러나, 특정 속도 범위에 걸쳐 일정한 평균 입력 또는 출력 파워를 유지하는 모터 시스템(1)을 갖는 것이 바람직한 어플리케이션이 있을 수도 있다.
모터 시스템(1)의 평균 입력 및 출력 파워는 또한 AC 전원(4)의 RMS 전압에 좌우된다. 그러나, RMS 전압은 규칙적이지 않을 수도 있다. 역시, AC 전원(4)의 전압의 변경에 상관없이 일정한 평균 입력 또는 출력 파워를 유지하는 모터 시스템(1)을 갖는 것이 바람직한 어플리케이션이 있을 수도 있다. 추가로, 2개의 상이한 국가의 메인 전원 공급장치는 RMS 전압에 있어서는 차이가 있지만 주파수는 그렇지 않을 수도 있다. 따라서, 양 국가에서 모터 시스템(1)에 의해 동일한 성능이 달성된다면, 이로울 것이다.
결과적으로, 특정 속도 범위 및/또는 전압 범위에 걸쳐 일정한 평균 파워(입력 또는 출력)를 유지하기 위해, 컨트롤러(16)는 회전자 속도 및/또는 AC 전원(4)의 RMS 전압의 변경에 응답하여 선행 기간 및 오버런 기간을 조정한다.
따라서, 선행 룩업 테이블은 복수의 회전자 속도 및 복수의 전압의 각각에 대해 선행 기간 T_ADV를 저장한다. 컨트롤러(16)는 또한 복수의 회전자 속도 및 복수의 전압의 각각에 대해 오버런 오프셋 값 T_OVR_OFFSET을 저장하는 오버런 오프셋 룩업 테이블을 포함한다. 각각의 룩업 테이블은 그러므로 2차원의 것이며, 회전자 속도 및 전압에 의해 인덱싱된다. 아래에 보다 구체적으로 설명되는 바와 같이, 컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 신호를 샘플링하여 AC 전원(4)의 RMS 전압의 측정치를 획득하며, 이 측정치가 각각의 룩업 테이블을 인덱싱하기 위해 컨트롤러(16)에 의해 이용된다.
선행 기간과 마찬가지로, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 오버런 오프셋 값을 업데이트한다. 구체적으로, 컨트롤러(16)는 오버런 오프셋 룩업 테이블로부터 회전자 속도 및 AC 전원(4)의 RMS 전압에 대응하는 오버런 오프셋 값 T_OVR_OFFSET을 선택한다. 그러므로, 오버런 오프셋은 AC 전원(4)의 전압이 제로를 교차할 때에만 업데이트되며, AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하게 유지된다.
HALL 신호의 각각의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 오버런 사인 룩업 테이블로부터 AC 전원(4)에서의 이전의 제로-크로싱 이후에 경과한 시간 기간 t에 대응하는 오버런 사인값 T_OVR_SINE을 선택한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 오버런 오프셋 값 T_OVR_OFFSET과 오버런 사인값 T_OVR_SINE을 합산하여 오버런 기간 T_OVR를 획득한다.
따라서, 선행 기간 T_ADV 및 오버런 기간 T_OVR는 다음과 같이 정의될 수 있다:
T_ADV = T_ADV_TABLE[속도, 전압]
T_OVR = T_OFFSET_TABLE[속도, 전압] + T_OVR_SINE_TABLE[t]
그러므로, 선행 기간 및 오버런 기간은 일정한 평균 파워(입력 또는 출력)가 달성되도록 하기 위해 회전자 속도 및 AC 전원(4)의 RMS 전압의 변경에 응답하여 조정된다. 회전자 속도 및/또는 RMS 전압의 변경에 응답하여 오버런 진폭 T_OVR_AMP을 조정할 수도 있다. 예컨대, 컨트롤러(16)는 복수의 회전자 속도 및/또는 전압의 각각에 대해 오버런 진폭값 T_OVR_AMP을 저장하는 오버런 진폭 룩업 테이블을 저장할 수도 있다. 컨트롤러(16)는 그 후 Z_CROSS 신호의 각각의 에지에 응답하여 오버런 진폭값을 업데이트할 것이다. 오버런 사인값 T_OVR_SINE은 오버런 진폭값 T_OVR_AMP을 사인 룩업 테이블로부터 획득된 값과 승산함으로써 획득될 것이다. 그러나, 2개의 숫자의 승산은 컨트롤러(16)에 의해 실행되는 명령의 개수를 증가시킨다. 추가로, 승산을 처리하기 위해서는 더 높은 비트-분해능을 갖는 컨트롤러(16)가 요구될 것이다. 따라서, 컨트롤러(16)로서 비교적 단순하고 저렴한 마이크로컨트롤러가 이용될 수 있도록 하기 위해, 오버런 진폭은 조정되지 않는다. 그렇지만, 오버런 진폭을 조정하는 것이 필요하거나 바람직한 것으로 판명되면, 오버런 진폭 또한 조정될 수도 있다.
SPEED_CP_MIN과 SPEED_CP_MAX를 경계로 하는 속도 범위와 V_CP_MIN과 V_CP_MAX를 경계로 하는 전압 범위에 걸쳐 일정한 평균 파워가 유지된다. 이들 범위를 넘어서면, 컨트롤러(16)는 일정한 평균 파워를 유지하려고 시도하지 않는다. 그 이유는 모터 사이클(1)의 특정한 요소에 좌우되어 바뀔 수도 있다. 예컨대, V_CP_MIN 아래의 전압에서는, 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 위상 권선(7)에 충분한 전류를 공급하는 것이 가능하지 않을 수도 있다. 이와 달리, V_CP_MIN 아래의 전압에서는 모터 시스템(1)의 효율이 크게 떨어지지 않을 수도 있거나, 또는 이 전압 아래에서 일정한 평균 파워를 유지하는 것이 과도한 전류 고조파(current harmonics)를 초래할 수도 있다.
특정한 속도 범위 및 전압 범위에 걸쳐 일정한 평균 파워가 유지되지만, 모터 시스템(1)은 그럼에도 불구하고 이들 범위를 넘어서는 속도 및 전압에서 효과적으로 작동할 수 있다. 따라서, 모터 시스템(1)은 SPEED_MIN과 SPEED_MAX에 의해 정해지는 작동 속도 범위와 V_MIN과 V_MAX에 의해 정해지는 작동 전압 범위를 갖는다. 선행 룩업 테이블 및 오버런 오프셋 룩업 테이블은 모터 시스템(1)의 전체 작동 속도 및 전압 범위를 커버하는 값을 저장한다. 그러나, SPEED_CP_MIN과 SPEED_CP_MAX 사이의 속도 및 V_CP_MIN과 V_CP_MAX 사이의 전압에서만 일정한 평균 파워가 달성된다.
전압 및 온도 측정(
VOLTAGE
AND
TEMPERATURE
MEASUREMENT
)
컨트롤러(16)의 주변 장치는 복수의 채널을 갖는 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 포함한다. ADC의 제1 채널은 DC_SMOOTH 신호의 입력 핀에 접속되며, ADC의 제2 채널은 TEMP 신호의 입력 핀에 접속된다.
AC 전원(4)의 RMS 전압을 측정하기 위해, 프로세서(17)는 ADC의 제1 채널을 선택하고, ADC를 이용하여 DC_SMOOTH 신호를 샘플링한다. R6, C2 회로의 시상수가 충분히 길어서, AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 DC_SMOOTH 신호가 비교적 일정하게 나타나게 된다. 그러므로, DC_SMOOTH 신호는 AC 전원(4)의 피크 전압의 측정치를 제공한다. 피크 전압이 RMS 전압에 정비례하므로, DC_SMOOTH는 또한 RMS 전압의 측정치를 제공한다. DC_SMOOTH 신호가 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 비교적 일정하지만, 이 신호는 그럼에도 불구하고 인버터(10)의 스위칭으로부터 발생하는 작은 정도의 고주파 리플을 갖는다. 이에 따라, 이 리플을 보상하기 위해, 프로세서(17)는 AC 전원(4)의 각각의 사이클에 걸쳐 DC_SMOOTH 신호를 여러 번 샘플링한다. 그리고나서, 프로세서(17)는 AC 전원(4)의 RMS 전압의 측정치를 획득하기 위해 샘플의 평균을 구한다.
온도를 측정하기 위해, 프로세서(17)는 ADC의 제2 채널을 선택하고, ADC를 이용하여 TEMP 신호를 샘플링한다. 역시, 프로세서(17)는 TEMP 신호를 여러 번 샘플링하고, 평균을 결정하여 온도의 측정치를 획득한다. 다수의 샘플의 평균을 구함으로써, 컨트롤러(16)는 TEMP 신호 내의 의사 잡음(spurious noise) 또는 모터 시스템(1) 내의 과도적인 온도 변화에 실수로 반응하지 않게 된다.
비교적 높은 회전자 속도로 작동할 때, 채널을 선택하고 관련 입력 신호를 샘플링하기 위해 ADC에 의해 요구되는 시간은 다른 루틴의 실행을 지연시킬 수도 있다. 아래에 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, 어떠한 지연은 모터 시스템(1)의 성능에 악영향을 줄 수도 있다. 이에 따라, DC_SMOOTH 또는 TEMP 신호를 샘플링할 때, 샘플링 프로세스는 3개의 별도의 단계로 나누어지며, 그 각각의 단계는 HALL 신호의 에지에 응답하여 차례대로 실행된다.
HALL 신호의 제1 에지에 응답하여, 프로세서(17)는 ADC의 적합한 채널을 선택한다. 제2 에지에 응답하여, 프로세서(17)는 ADC를 개시시킨다. 제3 에지에 응답하여, 프로세서(17)는 ADC의 출력 레지스터를 판독한다. 프로세서(17)에 의해 판독된 출력은 선택된 입력 신호, 즉 DC_SMOOTH 또는 TEMP의 단일 샘플을 나타낸다. 프로세서(17)에 의해 판독된 샘플은 그 후 기억 장치(18)에 저장된다. 이 3-단계 프로세스는 입력 신호의 추가의 샘플을 획득하기 위해 반복되며, 이 추가의 샘플이 기억 장치(18)에 이미 저장된 값에 가산된다. 그러므로, 기억 장치(18)에 저장된 값은 프로세서(17)에 의해 판독된 개개의 샘플의 합계에 해당한다. 3-단계 프로세스는 소정수의 횟수로 반복된다. 그리고나서, 프로세서(17)는 입력 신호의 평균 측정치를 획득하기 위해 기억 장치(18)에 저장된 값을 상기 소정수로 나눈다.
샘플링 프로세스를 3개의 별도의 단계로 나눔으로써, 입력 신호를 샘플링하는데 필요한 시간은 모터(2)의 3개의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 분산된다. 그 결과, 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클 동안 입력 신호를 샘플링하는데 컨트롤러(16)에 의해 소비되는 시간이 크게 감소되며, 그러므로 이벤트 충돌(event clashing)의 가능성이 감소된다.
컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 신호와 TEMP 신호를 동시에 샘플링한다. 도 7에 예시된 바와 같이, 컨트롤러(16)는 AC 전원(4)의 RMS 전압의 단일 샘플을 획득하기 위해 DC_SMOOTH 신호에 대해 3-단계 프로세스를 수행한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 온도의 단일 샘플을 획득하기 위해 TEMP 신호에 대해 3-단계 프로세스를 수행한다. DC_SMOOTH와 TEMP를 교번적으로 샘플링하는 이 프로세스는 소정수의 횟수로 반복된다. 그러므로, 기억 장치(18)는, AC 전원(4)의 RMS 전압의 샘플들의 합계에 대응하는 제1 값과, 온도의 샘플들의 합계에 대응하는 제2 값을 저장한다.
컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 신호와 TEMP 신호를 동시에 샘플링하지 않고 이 2개의 입력 신호를 순차적으로 샘플링할 수 있다. 구체적으로, 컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 신호를 소정수의 횟수로 샘플링하고나서 TEMP 신호를 소정수의 횟수로 샘플링할 수 있다. 2개의 입력 신호를 동시에 샘플링하지 않고 순차적으로 샘플링함으로써, ADC의 채널은 각각의 세트의 샘플에 대해 한 번만 변경된다. 그 결과, 채널을 선택하는 단계가 가장 최초의 샘플을 제외한 모든 샘플로부터 제외될 수 있다. 그러므로, 가장 최초의 샘플을 제외한 모든 샘플을 샘플링하기 위해 2-단계 프로세스(즉, ADC를 개시시키고, ADC를 판독하는)가 이용될 수 있다. 이에 따라, 특정한 시간 기간에 걸쳐 더 많은 수의 샘플이 수집될 수 있다. 그러나, 2개의 입력 신호를 순차적으로 샘플링하는 것의 단점은, 각각의 신호에 대하여, 신호가 측정되고 있지 않은 기간이 있다는 것이다.
컨트롤러(16)는 2개의 입력 신호, 즉 DC_SMOOTH와 TEMP를 샘플링하기 위해 요구되는 단지 하나의 ADC를 갖는다. 그 이유는, 샘플링 프로세스가 ADC 채널을 선택하는 단계를 포함하기 때문이다. 온도 센서(15)가 제어 시스템(3)에서 생략되면, AC 전원(4)의 RMS 전압은 채널 선택의 필요 없이 샘플링될 수 있다. 이와 달리, 컨트롤러(16)의 주변 장치(19)가 추가의 ADC를 포함하면, 각각의 입력 신호는 전용의 ADC에 의해 샘플링될 수 있으며, 그러므로 채널을 선택하는 단계가 역시 생략될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 양자의 경우에, 샘플링 프로세스는 2개의 단계로 지속적으로 나누어지게 되어, 입력 신호를 샘플링하는데 필요한 시간이 모터(2)의 2개의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 분산된다.
도 7에 예시된 특정 실시예에서, 샘플링 프로세스의 각각의 단계는 HALL 신호의 연속 에지에 응답하여 실행된다. 이것은 각각의 샘플이 비교적 신속하게, 즉 HALL 신호의 3개의 에지 후에, 획득된다는 장점을 갖는다. 그렇지만, 각각의 단계는 HALL 신호의 연속적인 에지에 응답하여 실행되지 않아도 된다. 예컨대, 샘플링 프로세스의 각각의 단계는 HALL 신호의 매 두 번째 또는 매 세 번째 에지에 응답하여 실행될 수도 있다. 이것이 각각의 샘플을 획득하기 위해 더 긴 기간의 시간을 요구하지만, 컨트롤러(16)는 다른 루틴을 실행하기 위해 ADC를 어드레스하지 않을 때의 시간을 이용할 수 있다.
컨트롤러(16)는 이와 달리 입력 신호의 측정치로서 다양한 샘플의 평균을 이용하지 않고 샘플의 합계를 이용할 수도 있다. 이와 달리, 컨트롤러(16)는 샘플의 피크값을 입력 신호의 측정치로서 이용할 수도 있다. 예컨대, ADC의 출력 레지스터로부터 샘플을 판독한 후, 프로세서(17)가 샘플을 기억 장치(18)에 저장된 값과 비교할 수도 있다. 샘플이 기억 장치(18)에 저장된 값보다 크면, 프로세서(17)는 저장된 값에 샘플의 값을 과기입한다. 비교 단계 및 과기입 단계는 소정수의 샘플의 각각에 대해 반복된다. 모든 샘플이 수집된 후, 기억 장치(18)에 저장된 값은 샘플의 피크값을 나타내게 된다. 피크값을 측정할 때, AC 전원(4)의 전압을 나타내는 입력 신호는 샘플이 AC 전원(4)의 적어도 하나의 하프-사이클에 걸쳐 있는 한은 평활한(smooth) 것일 필요는 없다. 그 결과, 평활 커패시터(C2)가 생략될 수 있거나 또는 커패시턴스가 크게 감소될 수도 있어, 제어 시스템(3)의 크기 및/또는 비용을 감소시킨다.
AC 전원(4)의 전압 및 속도로 작동할 때의 온도를 측정하는 것에 추가하여, 컨트롤러(16)는 또한 초기 기동(initial power up) 동안의 전압 및 온도를 측정한다. 이 초기 체크는 모터 시스템(1) 내의 온도 및 AC 전원(4)의 RMS 전압이 안전 작동 한계치 내에 있도록 하기 위해 이루어진다. 이 초기 스테이지 동안, 입력 신호를 샘플링하는데 컨트롤러(16)에 의해 소비되는 시간은 중요하지 않다. 그 결과, 초기 기동 동안, 컨트롤러(16)는 프로세스를 3개의 단계로 나누지 않고 전압 및 온도를 샘플링한다.
룩업
테이블(
LOOKUP
TABLES
)
컨트롤러(16)의 기억 장치(18)는 다수의 룩업 테이블을 가지며, 각각의 룩업 테이블이 특정 속도 및/또는 전압 분해능을 갖는다. 각각의 룩업 테이블의 분해능은 다른 룩업 테이블의 분해능과 동일할 필요는 없으며, 룩업 테이블에 걸쳐서 변화될 수도 있다. 예컨대, 선행 룩업 테이블은 비교적 낮은 속도에서는 매 10 krpm마다 선행 기간을 저장할 수 있으며, 이것은 비교적 높은 속도에서는 매 1 krpm마다로 점차적으로 증가한다.
선행 전류 방향 변경은 멀티-스위치 모드 및 싱글-스위치 모드 양자에서 채용된다. 싱글-스위치 모드에서, 선행 기간은 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 AC 전원(4)의 RMS 전압과 회전자 속도 양자의 변경에 응답하여 조정된다. 멀티-스위치 모드에서, 전압의 변경에 응답하여 선행 기간을 조정할 필요는 없다. 따라서, 선행 룩업 테이블을 저장하기 위해 요구되는 메모리의 양을 최소화하기 위해, 기억 장치(18)는 2개의 선행 룩업 테이블, 즉 SPEED_SINGLE 아래의 속도에서 작동할 때의 회전자 속도에 의해 인덱싱되는 1차원 룩업 테이블과, SPEED_SINGLE에서의 속도 또는 그보다 높은 속도에서의 회전자 속도 및 전압에 의해 인덱싱되는 2차원 룩업 테이블을 저장한다.
각각의 룩업 테이블은 절대값을 저장하지 않고 차이값을 저장할 수도 있다. 컨트롤러(16)는 차이값이 적용되는 기준값을 저장한다. 그 결과, 특정 파라미터를 업데이트할 때, 컨트롤러(16)는 차이값을 선택하기 위해 관련 룩업 테이블을 인덱싱하고, 차이값을 기준값에 적용하여 파라미터를 획득한다. 그러므로, 예컨대, 컨트롤러(16)는 85 krpm, 90 krpm 및 95 krpm의 회전자 속도에 대해 47 ㎲, 50 ㎲ 및 52 ㎲의 선행 기간을 채용할 수 있다. 그러므로, 컨트롤러(16)는 기준값으로서 50 ㎲를 저장할 수도 있다. 선행 룩업 테이블은 3개의 속도의 각각에 대해 -2 ㎲, 0 ㎲ 및 1 ㎲를 저장할 것이다. 차이값을 저장하는 것은 통상적으로 절대값보다 더 작은 메모리를 요구한다. 그 결과, 룩업 테이블은 더욱 효과적으로 저장될 수 있다. 그러므로, 소정량의 메모리에 대해 룩업 테이블에 대한 더 높은 분해능이 달성될 수 있다. 이와 달리 또는 이에 추가하여, 더 적은 메모리 용량을 갖는 더 저렴한 컨트롤러가 이용될 수 있다. 따라서, 더욱 일반적인 의미에서, 각각의 룩업 테이블은 예컨대 선행 기간, 오버런 오프셋 등의 관련 파라미터를 결정하기 위해 컨트롤러(16)에 의해 이용되는 제어값(예컨대, 절대값 또는 차이값)을 저장하는 것이라 할 수 있다.
컨트롤러(16)에 의해 실행되는 명령의 개수를 감소시키기 위해, 컨트롤러(16)만이 관련 작동 모드를 위해 요구되는 이들 파라미터를 업데이트한다. 예컨대, 동기식 전류 방향 변경 모드로 작동할 때에, 컨트롤러(16)는 선행 기간을 선택하거나 업데이트할 필요가 없다. 마찬가지로, 싱글-스위치 모드로 작동할 때, 컨트롤러(16)는 프리휠 기간을 선택하거나 업데이트할 필요가 없다. 특정 모드의 작동을 위해 요구되는 이들 파라미터만을 업데이트하는 결과, 컨트롤러(16)는 회전자가 SPEED_SINGLE에 도달할 때에 멀티-스위치 모드에서 싱글-스위치 모드로 즉각적으로 변경되지 않는다. 컨트롤러(16)가 멀티-스위치 모드에서 싱글-스위치 모드로 즉각적으로 변경되면, 컨트롤러(16)는 AC 전원(4)의 전압에서의 이전의 제로-크로싱 이후에 어느 정도 기간의 시간이 경과하였는지를 모를 것이다. 그 결과, 컨트롤러(16)는 어느 정도의 오버런 기간을 이용할지를 모를 것이다. 이에 따라, 회전자 속도가 SPEED_SINGLE에 도달할 때, 컨트롤러(16)는 멀티-스위치 모드에서 싱글-스위치 모드로 변경되기 전에 Z_CROSS 신호의 다음 에지까지 대기한다.
모터(2)가 정지 상태로부터 가속될 때, 홀 기간의 길이는 감소한다. 그 결과, 파라미터(예컨대, 프리휠 기간)가 HALL 신호의 매 n번째 에지에서 업데이트되면, 각각의 업데이트 간의 간격은 점차적으로 감소할 것이다. 그러므로, 각각의 파라미터는 저속에서는 덜 빈번하게 업데이트되고, 고속에서는 더욱 빈번하게 업데이트될 것이다. AC 전원(4)의 전압에서의 제로-크로싱에 응답하여 각각의 파라미터를 업데이트함으로써, 각각의 파라미터는 속도에 상관없이 규칙적인 간격으로 업데이트된다.
싱글-스위치 모드로 작동하면서 HALL 신호의 매 n번째 에지에서 파라미터가 업데이트되면, 파라미터는 AC 전원(4)의 사이클 내의 상이한 지점에서 업데이트될 것이다. 이것은 AC 전원(4)으로부터 인입되는 전류 파형의 고조파 성분을 증가시킬 가능성이 있다. 추가로, 모터 시스템(1)이 일정한 평균 속도에서 작동할 때, 그럼에도불구하고 회전자(5)의 순간 속도는 DC 링크 전압에서의 사인곡선의 증가 및 감소 때문에 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화된다. HALL 신호의 매 n번째 에지에서 파라미터가 업데이트되면, 모터 시스템(1)의 평균 속도가 변경되지 않았다는 사실에도 불구하고, 파라미터에 대한 차이값이 선택될 수도 있다. 역시, 이것은 AC 전원(4)으로부터 인입되는 전류 파형 내에서의 증가된 고조파를 발생할 수 있다. 각각의 파라미터를 AC 전원(4)에서의 제로-크로싱에 응답하여 업데이트함으로써, AC 전원(4)의 사이클에서의 동일한 기준 지점이 이용된다. 그 결과, 더욱 안정한 전류 파형이 달성된다. 더욱이, 파라미터를 AC 전원(4)의 하프-사이클마다 단지 1회 업데이트함으로써, 컨트롤러(16)에 의해 실행되는 명령은 비교적 간략하게 유지되며, 그에 따라 더 단순하고 더 저렴한 마이크로컨트롤러가 이용될 수 있다. 물론, 원하는 경우에는, Z_CROSS 신호의 매 n번째 에지에서 업데이트함으로써 다양한 파라미터가 덜 빈번하게 업데이트될 수도 있다.
모터 작동(
MOTOR
OPERATION
)
정지 상태에서 운전 속도로 가속될 때의 모터 시스템(1)의 작동을 설명할 것이다. 도 8로부터 알 수 있는 바와 같이, 컨트롤러(16)는 초기화 모드, 정지 상태 모드, 저속 가속 모드, 고속 가속 모드, 운전 모드, 및 장애 모드의 6개의 작동 모드를 갖는다. 다양한 작동 모드 내에서, 컨트롤러(16)는 프리휠 기간, 선행 기간, 오버런 기간, 및 타임아웃 기간의 4개의 파라미터 중의 하나 이상의 사용을 통해 모터(2)를 제어한다.
초기화 모드(
INITAILIZATION
MODE
)
기동 시에, 컨트롤러(16)는 주변 장치(19)를 인에이블시키고, AC 파워(4)의 RMS 전압 및 모터 시스템(1) 내의 온도의 측정치를 획득하기 위해 DC_SMOOTH 신호 및 TEMP 신호를 샘플링한다. RMS 신호가 저전압(under-voltage) 임계치 V_MIN 미만이거나 또는 과전압(over-voltage) 임계치 V_MAX보다 크면, 컨트롤러(16)는 기억 장치(18)에 "저전압" 또는 "과전압" 에러를 기입하고, 장애 모드에 진입한다. 마찬가지로, 온도가 저온(under-temperature) 임계치 TEMP_MIN 미만이거나 또는 과온(over-temperature) 임계치 TEMP_MAX보다 크면, 컨트롤러(16)는 기억 장치(18)에 "저온" 또는 "과온" 에러를 기입하고, 장애 모드에 진입한다.
RMS 전압 및 온도가 작동 임계치 이내에 있다면, 컨트롤러(16)는 회전자(5)의 속도가 정지 상태 임계치 SPEED_STATIONARY를 초과하는지를 판정한다. 전술한 바와 같이, 회전자(5)의 속도는 HALL 신호의 2개의 연속 에지 사이의 간격, 즉 홀 기간으로부터 획득된다. 컨트롤러(16)가 SPEED_STATIONARY에 대응하는 시간의 기간 내에서 HALL 신호의 2개의 에지를 검출하는 것을 실패하면, 컨트롤러(16)는 정지 상태 모드에 진입한다. 그렇지 않으면, 컨트롤러(16)는 저속 가속 모드에 진입한다.
정지 상태 모드(ω＜
SPEED
_
STATIONARY
)
컨트롤러(16)는 소정의 역방향 구동 시간 T_RD 동안 모터(2)를 역방향으로 구동한다. 본 설명을 위해, 모터(2)는 위상 권선(7)을 HALL 신호가 논리적으로 로우일 때에는 좌측에서 우측으로 구동하고 HALL 신호가 논리적으로 하이일 때에는 우측에서 좌측으로 구동하는 것에 응답하여 정방향으로 구동되는 것으로 가정될 것이다. 따라서, 모터(2)는 도 9에 상세하게 나타낸 바와 같이 위상 권선(7)을 HALL 신호가 논리적으로 로우일 때에는 우측에서 좌측으로 구동하고 HALL 신호가 논리적으로 하이일 때에는 좌측에서 우측으로 구동하는 것에 응답하여 역방향으로 구동된다.
모터(2)를 역방향으로 순간적으로 구동하는 것은 회전자(5)가 정방향으로 회전하게 하거나 또는 고정자(6)에 대해 특정한 각도 위치를 채택하도록 하여야 한다. 회전자(5)가 정방향으로 회전하거나 고정자(6)와 정렬되는지의 여부는 회전자(5)의 개시 위치에 좌우될 것이다. 따라서, 회전자(5)는 정방향으로 이동하거나 또는 정방향으로 가속하기 직전의 위치에 있게 된다.
모터(2)를 역방향으로 순간적으로 구동한 후, 컨트롤러(16)는 모터(2)를 정방향으로 구동하기 위해 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다. 정방향 구동은 회전자(5)를 정방향으로 회전시켜야 한다. 회전자(5)가 기대한 바대로 회전하면, 소정의 시간 T_FD 내에서 HALL 신호의 에지가 발생하여야 한다. 소정의 시간 T_FD 내에서 에지가 검지되지 않으면, 컨트롤러는 기억 장치(18)에 "개시 실패" 에러를 기입하고, 장애 모드에 진입한다. 그렇지 않은 경우, 컨트롤러(16)는 모터(2)를 정방향으로 지속적으로 구동하기 위해 HALL 신호의 에지에 응답하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다. 그리고나서, SPEED_STATIONARY에 대응하는 시간 기간 내에서 HALL 신호의 두 번째 에지가 발생하여야 한다. 소정 시간 내에서 두 번째 에지가 검지되면, 컨트롤러(16)는 저속 가속 모드에 진입한다. 그렇지 않은 경우, 컨트롤러는 기억 장치(18)에 "개시 실패" 에러를 기입하고, 장애 모드에 진입한다.
저속 가속 모드(
SPEED
_
STATIONARY
≤ω＜
SPEED
_
ADV
)
저속 가속 모드로 작동할 때, 컨트롤러(16)는 모터(2)를 동기식 전류 방향 변경, 멀티-스위치 모드로 구동한다. 도 10은 소수의 홀 기간에 걸쳐서의 HALL 신호, 제어 신호 및 위상 전류의 파형을 도시하고 있다.
HALL 신호의 각각의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 즉각적으로 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다(즉, DIR1 및 DIR2를 반대로 하고, FREEWHEEL#을 세트함으로써). 컨트롤러(16)는 그 후 홀 기간 T_HALL에 기초하여 회전자(5)의 속도를 결정한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 세트되는 제로-크로스 플래그를 폴링한다. 제로-크로스 플래그가 세트되고, 회전자(5)의 속도가 SPEED_ADV보다 크거나 동일하면, 컨트롤러(16)는 고속 가속 모드에 진입한다. 한편, 제로-크로스 플래그가 세트되지만 회전자 속도가 SPEED_ADV 미만이면, 컨트롤러(16)는 프리휠 기간 T_FW 및 타임아웃 기간 T_TO를 업데이트하고, 제로-크로스 플래그를 클리어한다. 프리휠 및 타임아웃 기간은 회전자 속도를 이용하여 프리휠 및 타임아웃 룩업 테이블을 인덱싱함으로써 업데이트된다.
제로-크로스 플래그를 폴링하고 필요한 경우 프리휠 및 타임아웃 기간을 업데이트한 후, 컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 및 TEMP 신호를 샘플링하기 위해 이용된 3개의 단계 중의 하나를 수행한다. 소정수의 샘플이 수집되면, 컨트롤러(16)는 AC 전원(4)의 RMS 전압 또는 모터 시스템(1) 내의 온도의 측정치를 획득하기 위해 샘플의 평균을 결정한다. RMS 전압이 V_MIN 미만이거나 V_MAX보다 크면, 또는 온도가 TEMP_MIN 미만이거나 TEMP_MAX보다 크면, 컨트롤러(16)는 해당 에러를 기억 장치(18)에 기입하고, 장애 모드에 진입한다.
전류 방향 변경에 후속하여, 컨트롤러(16)는 과전류 이벤트가 발생하거나 또는 타임아웃 기간 T_TO가 만료될 때까지 위상 권선(7)을 지속적으로 여자시킨다. 이들 2가지 이벤트 중의 하나에 응답하여, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 프리휠 기간 T_FW 동안 프리휠한다(즉, FREEWHEEL#을 클리어함으로써). 프리휠 기간의 종료 시에, 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치를 초과하면, 컨트롤러(16)는 다시 위상 권선(7)을 프리휠 기간 T_FW 동안 프리휠한다. 그렇지 않은 경우, 프리휠 기간의 종료 시에, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)의 여자를 재개한다(즉, FREEWHEEL#을 세트함으로써).
따라서, 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 에지에 동기하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경하고, Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 프리휠 기간 및 타임아웃 기간을 업데이트한다. 컨트롤러(16)는 회전자(5)의 속도가 SPEED_ADV에 도달할 때까지 모터(2)를 동기식 전류 방향 변경 멀티-스위치 모드로 지속적으로 구동한다. SPEED_ADV에 도달하는 때에, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 다음 에지에 응답하여 고속 가속 모드에 진입한다.
고속 가속 모드(
SPEED
_
ADV
≤ω＜
SPEED
_
SINGLE
)
고속 가속 모드로 작동할 때, 컨트롤러(16)는 모터(2)를 선행 전류 방향 변경, 멀티-스위치 모드로 구동한다. 도 11은 소수의 홀 기간에 걸쳐서의 HALL 신호, 제어 신호 및 위상 전류의 파형을 도시하고 있다.
HALL 신호의 각각의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 홀 기간 T_HALL에 기초하여 회전자(5)의 속도를 결정한다. 그 후, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 세트되는 제로-크로스 플래그를 폴링한다. 제로-크로스 플래그가 세트되고, 회전자(5)의 속도가 SPEED_SINGLE보다 크거나 동일하면, 컨트롤러(16)는 운전 모드에 진입한다. 한편, 제로-크로스 플래그가 세트되고, 회전자 속도가 SPEED_SINGLE 미만이면, 컨트롤러(16)는 선행 기간 T_ADV, 프리휠 기간 T_FW, 및 타임아웃 기간 T_TO를 업데이트하고, 제로-크로스 플래그를 클리어한다. 선행 기간, 프리휠 기간 및 타임아웃 기간은 회전자 속도를 이용하여 대응하는 룩업 테이블을 인덱싱함으로써 업데이트된다.
제로-크로스 플래그를 폴링하고, 필요한 경우 선행 기간, 프리휠 기간 및 타임아웃 기간을 업데이트한 후, 컨트롤러(16)는 홀 기간 T_HALL로부터 선행 기간 T_ADV를 감산함으로써 전류 방향 변경 기간 T_COM를 산출한다. 컨트롤러(16)는 그 후 전류 방향 변경 기간 T_COM을 타이머에 로딩한다.
전류 방향 변경 기간을 산출한 후, 컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 및 TEMP 신호를 샘플링하기 위해 이용된 3개의 단계 중의 하나를 수행한다. 소정수의 샘플이 수집되면, 컨트롤러(16)는 AC 전원(4)의 RMS 전압 또는 모터 시스템(1) 내의 온도의 측정치를 획득하기 위해 샘플들의 평균을 결정한다. RMS 전압이 V_MIN 미만이거나 V_MAX보다 크면, 또는 온도가 TEMP_MIN 미만이거나 TEMP_MAX보다 크면, 컨트롤러(16)는 해당 에러를 기억 장치(18)에 기입하고, 장애 모드에 진입한다.
컨트롤러(16)는 그리고나서 타이머가 전류 방향 변경 기간 T_COM을 카운트한 후에 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경시킨다(즉, DIR1 및 DIR2를 반대로 하고, FREEWHEEL#을 세트함으로써). 그 결과, 컨트롤러(16)는 선행 기간 T_ADV만큼 HALL 신호의 다음 에지에 선행하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다. 전류 방향 변경에 후속하여, 컨트롤러(16)는 과전류 이벤트가 발생하거나 또는 타임아웃 기간 T_TO가 만료되는 중의 어느 하나가 발생할 때까지 위상 권선(7)을 여자시킨다. 이들 2가지 이벤트 중의 하나에 응답하여, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 프리휠 기간 T_FW 동안 프리휠한다(즉, FREEWHEEL#을 클리어함으로써). 프리휠 기간의 종료 시에, 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치를 초과하면, 컨트롤러(16)는 다시 위상 권선(7)을 프리휠 기간 T_FW 동안 프리휠한다. 그렇지 않은 경우, 프리휠 기간의 종료 시에, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)의 여자를 재개한다(즉, FREEWHEEL#을 세트함으로써).
따라서, 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 에지에 선행하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경하고, Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 선행 기간, 프리휠 기간 및 타임아웃 기간을 업데이트한다. 컨트롤러(16)는 회전자(5)의 속도가 SPEED_SINGLE에 도달할 때까지 모터(2)를 선행 전류 방향 변경 멀티-스위치 모드로 지속적으로 구동한다. SPEED_SINGLE에 도달하는 때에, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 다음 에지에 응답하여 운전 모드에 진입한다.
운전
모드
(
SPEED
_
SINGLE
≤ω)
운전 모드로 작동할 때, 컨트롤러(16)는 모터(2)를 선행 전류 방향 변경, 싱글-스위치 모드로 구동한다. 도 12는 소수의 홀 기간에 걸쳐서의 HALL 신호, 제어 신호 및 위상 전류의 파형을 도시한다.
HALL 신호의 각각의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 홀 기간 T_HALL에 기초하여 회전자(5)의 속도를 결정한다. 회전자(5)의 속도는 SPEED_MIN과 SPEED_MAX를 경계로 하는 속도 범위 내에서 유지되는 것으로 기대된다. 그러나, 컨트롤러(16)는 이 범위에서 벗어나는 과도적인 속도를 허용할 것이다. 이에 따라, 회전자(5)의 속도가 T_US보다 긴 시간 기간 동안 SPEED_MIN 아래로 떨어지면, 컨트롤러(16)는 기억 장치(18)에 "저속(Under Speed)" 에러를 기입하고, 장애 모드에 진입한다. 마찬가지로, 회전자(5)의 속도가 T_OS보다 긴 시간 기간 동안 SPEED_MAX를 초과하면, 컨트롤러(16)는 기억 장치(18)에 "과속(Over Speed)" 에러를 기입하고, 장애 모드에 진입한다. 그러나, 회전자(5)의 속도가 SPEED_TRIP을 초과하면, 컨트롤러(16)는 즉각적으로 기억 장치(18)에 "스피드 트립" 에러를 기입하고, 장애 모드에 진입한다. SPEED_TRIP을 초과하는 속도에서는, 기계적 및/또는 전기적 고장의 가능성이 크게 증가한다.
그리고나서, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 세트되는 제로-크로스 플래그를 폴링한다. 제로-크로스 플래그가 세트되면, 컨트롤러(16)는 선행 기간 T_ADV 및 오버런 오프셋 값 T_OVR_OFFSET을 업데이트한다. 각각의 값은 회전자 속도 및 AC 전원(4)의 측정된 RMS 전압을 이용하여 관련 룩업 테이블을 인덱싱함으로써 업데이트된다. 선행 기간 및 오버런 오프셋 값을 업데이트한 후, 컨트롤러(16)는 제로-크로스 플래그를 클리어하고, 제로-크로스 타이머를 개시시킨다.
제로-크로스 플래그를 폴링하고, 필요한 경우 선행 기간 및 오버런 오프셋 값을 업데이트한 후, 컨트롤러(16)는 홀 기간 T_HALL로부터 선행 기간 T_ADV를 감산함으로써 전류 방향 변경 기간 T_COM를 산출한다. 컨트롤러(16)는 그 후 전류 방향 변경 기간 T_COM를 타이머에 로딩한다. 전류 방향 변경 기간을 결정한 후, 컨트롤러(16)는 오버런 사인값 T_OVR_SINE을 선택하기 위해 제로-크로스 타이머에 의해 저장된 시간을 이용하여 오버런 사인 룩업 테이블을 인덱싱한다. 컨트롤러(16)는 그 후 오버런 기간 T_OVR를 획득하기 위해 오버런 오프셋 값 T_OVR_OFFSET 및 오버런 사인값 T_OVR_SINE을 합산한다.
전류 방향 변경 기간 및 오버런 기간을 결정한 후, 컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 및 TEMP 신호를 샘플링하기 위해 이용된 3개의 단계 중의 하나를 수행한다. 소정수의 샘플이 수집되면, 컨트롤러(16)는 AC 전원(4)의 RMS 전압 또는 모터 시스템(1) 내의 온도의 측정치를 획득하기 위해 샘플들의 평균을 결정한다. RMS 전압이 V_MIN 미만이거나 V_MAX보다 크면, 또는 온도가 T_MIN 미만이거나 T_MAX보다 크면, 컨트롤러(16)는 해당 에러를 기억 장치(18)에 기입하고, 장애 모드에 진입한다.
컨트롤러(16)는 그리고나서 타이머가 전류 방향 변경 기간 T_COM을 카운트한 후에 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다(즉, DIR1 및 DIR2를 반대로 하고, FREEWHEEL#을 세트함으로써). 그 결과, 컨트롤러(16)는 선행 기간 T_ADV만큼 HALL 신호의 다음 에지에 선행하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경시킨다. 전류 방향 변경에 후속하여, 컨트롤러(16)는 과전류 이벤트가 발생할 때까지 위상 권선(7)을 여자시킨다. 과전류 이벤트에 응답하여, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 오버런 기간 T_OVR 동안 지속적으로 여자시킨다. 오버런 기간이 경과한 후, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 프리휠한다(즉, FREEWHEEL#을 클리어함으로써). 이 프리휠링은 컨트롤러(16)가 그 다음번에 위상 권선(7)의 전류의 반향을 변경할 때까지 무한정으로 지속된다. 따라서, 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 각각의 에지에 선행하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경하고, HALL 신호의 각각의 에지에 응답하여 오버런 기간을 업데이트하고, Z_CROSS 신호의 각각의 에지에 응답하여 선행 기간 및 오버런 오프셋 값을 업데이트한다.
운전 모드로 작동할 때, 회전자(5)에 의해 위상 권선(7)에 유도되는 역기전력의 크기는 과전류 이벤트가 존재하지 않는 경우에도 위상 권선(7)의 전류가 과도한 레벨로 상승하기 쉽지 않을 충분한 크기로 된다. 그 결과, 운전 모드로 작동할 때에 컨트롤러(16)에 의해 타임아웃 기간이 채용되지 않는다. 이것은 컨트롤러(16)에 의해 실행되는 명령의 개수를 감소시킨다.
컨트롤러(16)는 SPEED_MIN과 SPEED_MAX를 경계로 하는 작동 속도 범위에 걸쳐 모터(2)를 구동하며, 이 속도는 부하의 변경에 응답하여 변화된다. 이 속도 범위 내에서, 컨트롤러(16)는 SPEED_CP_MIN과 SPEED_CP_MAX 사이에서 일정한 평균 파워가 달성되도록 하는 제어값을 선택한다. 그 결과, 상이한 로딩 동안 일정한 평균 파워가 달성된다. 컨트롤러(16)는 또한 V_MIN과 V_MAX를 경계로 하는 전압 범위에 걸쳐 모터(2)를 구동한다. 이 전압 범위 내에서, 컨트롤러(16)는 V_CP_MIN과 V_CP_MAX 사이에서 일정한 평균 파워가 달성되도록 하는 제어값을 선택한다. 그 결과, AC 전원(4)의 전압의 변동에 상관없이 동일한 파워 및 성능이 달성된다.
장애 모드(
Fault
Mode
)
컨트롤러(16)는 모터 시스템(1)에 대한 손상을 방지하거나 제한하려는 의도로 에러에 응답하여 장애 모드에 진입한다. 따라서, 컨트롤러(16)는 장애 모드 진입 시에 DIR1 및 DIR2를 클리어함으로써 모터(2)를 디스에이블한다. 컨트롤러(16)는 모터 시스템(1)이 다시 사용되기 전에 모터 시스템(1)에 대한 파워가 턴오프되는 것을 요구할 수도 있다. 이와 달리, 컨트롤러(16)는 모터 시스템(1)의 어떠한 추가의 사용을 방지할 수도 있으며, 이것은 발생한 장애의 타입에 좌우될 수 있다.
이점(
BENEFITS
)
AC 전원에 의해 구동되는 종래의 영구 자석 모터에 대해, 위상 권선에 유도되는 역기전력은 AC 전원으로부터 인입되는 전류의 양을 정확하게 제어하는 것을 어렵게 한다. 그 결과, AC 전원으로부터 인입되는 전류의 파형은 통상적으로 많은 고조파 성분을 가져, 역률을 저하시킨다. 이 문제점을 해소하기 위해, 종래의 영구 자석 모터는 일반적으로 액티브 역률 보정(PFC) 회로를 포함한다. 액티브 PFC 회로는 AC 전원으로부터 인입되는 전류가 실질적으로 사인곡선의 것이 되도록 하면서 위상 권선을 여자시키는데 사용하기 위한 규칙적인 DC 전압을 출력한다. 그 결과, 비교적 높은 역률이 달성될 수 있다. 그러나, 액티브 PFC 회로를 포함하는 것은 모터 시스템의 비용을 증가시킨다. 추가로, PFC 회로는 PFC 회로에 의해 샘플링되는 DC 링크 전압이 안정하도록 하기 위해 하이-커패시턴스 DC 링크 커패시터를 요구한다. 안정한 DC 링크 전압이 없으면, PFC 회로는 부정확한 전류 수요 레벨을 추정할 것이며, 좋지 않은 전류 고조파를 발생한다. 그러나, 하이-커패시턴스 DC 링크 커패시터는 물리적으로 큰 것이면서 고가이다.
본 발명의 모터 시스템(1)에서, 컨트롤러(16)는, DC 링크 전압에 정비례하는 과전류 임계치와, AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 오버런 기간을 채용한다. 그 최종 결과로, 컨트롤러(16)는 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 전도 기간에 대해서는 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클 동안 위상 권선(7)을 여자시킨다. 구체적으로, 전도 기간의 길이는 실질적으로 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 하프-사인곡선(half-sinusoid)으로서 변화된다. 그 결과, AC 전원(4)으로부터 인입되는 전류의 파형은 사인곡선의 파형에 근접한다. 따라서, PFC 회로 또는 하이-커패시턴스 링크 커패시터를 필요로 하지 않고서도 비교적 높은 역률 및 낮은 고조파 성분이 달성된다.
도 13은 본 발명의 모터 시스템(1)으로 달성할 수 있는 전류 파형을 도시하고 있다. 전류 파형은 비교를 목적으로 하는 완벽한 사인곡선과 중첩되어 있다. AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 전도 기간을 채용함으로써, 저차 고조파의 진폭이 비교적 작은 전류 파형이 실현될 수 있다. 도 13의 전류 파형에서 볼 수 있는 고주파 리플은 인버터 스위칭으로 발생한다.
고조파 성분을 갖지 않는 전류 파형에 대하여 단위 역률이 달성된다. 고조파 성분이 증가할 때, 역률은 감소한다. 따라서, 본 발명의 모터 시스템(1)은 비교적 높은 역률을 달성할 수 있다. 실제로, 본 발명의 모터 시스템(1)으로, 적어도 0.95의 역률이 달성될 수 있다. 그 결과, 모터 시스템(1)은 주어진 피크 전류에 대해 비교적 높은 평균 입력 파워를 달성할 수 있다. 반대로, 비교적 큰 저차 고조파를 갖는 모터 시스템은 좋지 않은 역률의 문제점을 가질 것이다. 그 결과, 동일한 피크 전류에 대해 더 낮은 평균 입력 파워가 달성된다. 이를 해소하기 위해, 피크 전류의 레벨이 증가될 수 있다. 그러나, 피크 전류가 증가할 때, 시스템의 효율은 증가된 파워 손실로 인해 감소한다. 또한, 과도한 피크 전류는 인버터의 스위치에 손상을 주거나 및/또는 회전자를 소자시킬 수도 있다.
다수의 국가는 예컨대 IEC61000-3-2와 같은 메인 전원 공급장치로부터 인입될 수도 있는 전류 고조파의 크기에 대해 엄격한 제한을 두는 규정을 가지고 있다. 선행 기간, 오버런 오프셋, 및 오버런 진폭에 대해 적합한 값을 채용함으로써, 모터 시스템(1)은 모터 시스템(1)의 전체 작동 속도 및 전압 범위에 걸쳐 고조파 표준에 부합할 수 있다. 실제로, 도 13의 전류 파형은, 완벽하게 사인곡선은 아니지만, IEC61000-3-2에서 정해진 고조파 표준에 부합한다.
종래의 모터 시스템과는 달리, 본 발명의 모터 시스템(1)은 액티브 PFC 회로 또는 하이-커패시턴스 링크 커패시터를 필요로 하지 않고서도 비교적 작은 저차 고조파를 갖는 전류 파형을 달성한다. 제어 시스템(3)의 링크 커패시터(C1)는 단지 인버터 스위칭에 의해 발생하는 비교적 높은 주파수의 리플을 평활화하기 위해 채용된다. 링크 커패시터(C1)는 기본 주파수에서의 DC 링크 전압을 평활화하기 위해서는 요구되지 않는다. 이와 같이, 기본 주파수에서의 50% 또는 그 이상의 DC 링크 전압, 즉 Vr=(Vmax-Vmin)/Vmax≥0.5에서 리플을 발생하는 링크 커패시터가 이용될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 컨트롤러(16)는 이 레벨의 리플에서도 저차 고조파가 비교적 작게 유지되고, 그러므로 비교적 높은 평균 입력 파워에서 우수한 역률이 달성될 수 있도록 한다. 실제로, 도 13의 전류 파형은 100%의 전압 리플로 달성된다. 링크 커패시터(C1)가 단지 고주파 스위칭 리플을 필터링하기 위해 요구되므로, 비교적 낮은 커패시턴스 링크 커패시터가 이용될 수 있으며, 그에 따라 모터 시스템(1)의 비용 및 크기를 크게 감소시킨다.
모터 시스템(1)으로 달성할 수 있는 비교적 높은 역률 때문에, DC 링크 전압에서의 리플에도 불구하고 비교적 높은 평균 입력 파워가 달성될 수 있다. 달성 가능한 평균 입력 파워는 당연히 AC 전원(4)의 RMS 전압에 좌우될 것이다. 그러나, 100V의 RMS 전압에 대해, 1000W를 초과하는 일정한 평균 입력 파워는 DC 링크 전압에서의 리플에 상관없이 달성할 수 있다. 그 결과, 메인 전원 공급장치와 함께 이용될 때에, 모터 시스템(1)은 적어도 1000W의 일정한 평균 입력 파워를 달성할 수 있다.
선행 기간 T_ADV, 오버런 오프셋 T_OVR_OFFSET, 및 오버런 진폭 T_OVR_AMP에 대해 적절한 값을 선택함으로써, 모터 시스템(1)에 대하여 요구된 평균 입력 또는 출력 파워가 달성될 수 있을 것이다. 또한, 각각의 작동점(즉, 속도 및 전압)에서의 모터 시스템(1)의 효율이 요구된 입력 또는 출력 파워에 대해 최적화되도록 적절한 값이 선택될 수 있다. 즉, T_ADV, T_OVR_OFFSET, 및 T_OVR_AMP에 대한 다양한 세트의 값이 동일한 요구된 평균 입력 또는 출력 파워를 발생할 수 있을 것이다. 그러나, 이들 다양한 세트의 값으로부터, 최상의 효율을 제공하는 단일 세트가 선택될 것이다.
선행 기간, 오버런 오프셋, 및 오버런 진폭 중의 하나 이상은, 평균 입력 또는 출력 파워에 대한 특정 프로파일이 속도 범위 및/또는 전압 범위에 걸쳐 달성되도록 회전자 속도 및/또는 AC 전원(4)의 RMS 전압의 변경에 응답하여 조정될 수 있다. 구체적으로, 회전자 속도 및/또는 RMS 전압의 변경에 응답하여 적어도 선행 기간 및 오버런 오프셋을 조정함으로써, 동일한 평균 입력 또는 출력 파워가 달성될 수 있다.
단일 모터 시스템에 대해, 평균 파워(입력 또는 출력)에서의 변동이 적어도 10 krpm의 속도 범위 및/또는 적어도 10V의 전압 범위에 걸쳐 ±1%를 초과하지 않도록 적절한 값이 선택될 수 있다. 그러나, 복수의 대량 생산 모터 시스템에서 동일한 값이 이용되면, 각각의 모터 시스템에 대한 평균 파워의 변동은 부품 및 제조 허용오차 때문에 증가한다. 그럼에도 불구하고, 평균 파워에서의 변동이 전술한 속도 범위 및 전압 범위에 걸쳐 대량 생산 모터 시스템에 대해 ±5%를 초과하지 않도록 적절한 값이 선택될 수 있다. 일정한 평균 파워(즉, ±5% 이내)는 또한 비교적 높은 속도에서 달성될 수 있다. 구체적으로, 일정한 평균 파워는 60 krpm보다 큰 최소치와 80 krpm보다 큰 최대치를 갖는 속도 범위에 걸쳐 달성될 수 있다. 실제로, 일정한 평균 파워는 100 krpm을 초과하는 속도에서 달성될 수 있다. 속도 범위 및/또는 전압 범위에 걸쳐 일정한 평균 파워를 달성하는 것에 추가하여, 속도 범위 및/또는 전압 범위에 걸쳐 적어도 80%의 효율이 유지되도록 적절한 값이 선택될 수 있다.
따라서, 본 발명은 PFC 회로 또는 하이-커패시턴스 링크 커패시터를 요구하지 않고서도 기존의 고조파 표준에 부합할 수 있는 고파워 모터 시스템(1)을 제공한다. 더욱이, 모터 시스템(1)은 또한 회전자 속도 및 RMS 전압의 범위에 걸쳐 일정한 평균 파워(즉, ±5% 이내)뿐만 아니라 비교적 높은 효율(즉, 적어도 80%)을 달성할 수 있다.
이벤트 충돌(
EVENT
CLASHING
)
컨트롤러(16)는 상이한 이벤트에 응답하여 상이한 소프트웨어 루틴을 실행한다. 예컨대, 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 에지에 응답하여 특정한 루틴을 실행한다. 컨트롤러는 과전류 이벤트에 응답하여 상이한 루틴을 실행하며, 다른 이벤트들에 대해서도 마찬가지이다.
비교적 단순한 마이크로컨트롤러는 통상적으로 싱글 쓸레드형(single-threaded) 프로세서를 포함한다. 그 결과, 프로세서가 특정 이벤트에 응답하여 루틴을 실행할 때, 프로세서는 그 루틴의 실행을 완료할 때까지 다른 이벤트에 응답할 수 없다. 이에 따라, 2개의 이벤트가 충돌할 때, 이벤트 루틴 중의 하나의 루틴의 실행이 지연될 것이다.
비교적 낮은 회전자 속도에서 작동할 때, 특정 루틴의 실행에 대한 임의의 지연은 전체적인 HALL 기간에 비해 비교적 작게 될 것이다. 그 결과, 지연은 모터 시스템(1)의 성능을 악영향을 주지 않을 것이다. 더욱이, SPEED_SINGLE 아래의 속도에서 소비된 시간은 비교적 짧은 것으로 기대되며, 그러므로 이벤트 충돌이 모터 시스템(1)의 성능에 미칠 수 있는 어떠한 영향은 이들 속도에서는 중요한 것으로 간주되지 않는다. 그러나, SPEED_SINGLE에서의 속도 또는 그보다 높은 속도에서, 루틴의 실행에서의 어떠한 지연은 모터 시스템(1)의 성능에 악영향을 줄 수도 있다. 구체적으로, 지연은 입력 파워, 출력 파워, 효율 및 전류 고조파 중의 하나 이상에 영향을 줄 수 있다.
예컨대, 싱글-스위치 모드로 작동할 때, 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 각각의 에지에 응답하여 전류 방향 변경 기간 T_COM 및 오버런 기간 T_OVR를 산출한다. 이 시간 동안, 과전류 이벤트가 발생하면, 과전류 루틴은 컨트롤러(16)가 홀 루틴의 실행을 완료할 때까지 실행되지 않을 것이다. 그 결과, 이상적으로 요구되는 것보다 더 많은 전류가 위상 권선(7) 내로 공급될 것이다. 이와 달리, 컨트롤러(16)가 과전류 루틴을 실행하고 있는 동안 HALL 신호의 에지가 발생하면, 홀 루틴의 실행은 지연될 것이다. 위상 권선(7)이 전류의 방향이 변경되는 시각을 산출하기 위해 홀 루틴이 이용되므로, 홀 루틴의 실행의 어떠한 지연은 선행 기간을 감소시키는 효과를 가질 것이다. 각각의 이들 예에서, 충돌은 작은 과전류 임계치 때문에 AC 전원(4)의 전압에서의 제로-크로싱 주변에서 발생하기 쉽다. 그 결과, 위상 권선(7)에 공급되는 전류의 양이 잘 제어되지 않음에도 불구하고, 파워 및 효율에 미치는 순수 영향은 크지 않게 될 것이다. 그러나, 전류 고조파에 대한 순수 영향은 커지게 될 것이다.
이벤트 충돌의 위험을 최소로 하기 위해 다양한 방안이 취해질 수 있다. 구체적으로, 충돌의 위험은 각각의 루틴을 실행하기 위해 요구되는 시간이 비교적 짧게 유지되도록 각각의 루틴의 명령을 간략화함으로써 감소될 수 있다. 이러한 이유로, 컨트롤러(16)는 제어값을 시간 기간의 형태로 저장하는 룩업 테이블을 이용한다. 시간 기간을 저장하는 룩업 테이블을 이용함으로써, 컨트롤러(16)에 의해 수행된 수학적인 계산은 비교적 간략하게 유지될 수 있다. 구체적으로, 수학적인 계산은 간략한 덧셈(예컨대, 오버런 기간을 산출할 때)과 뺄셈(예컨대, 전류 방향 변경 기간을 산출할 때)으로 국한될 수 있다. 그렇지만, 이들 방안에도 불구하고, 비교적 높은 속도에서 비교적 단순한 프로세서로는 이벤트 충돌이 발생할 수도 있다.
이벤트 충돌은 더 빠르거나 또는 멀티-코어의 프로세서를 가짐으로써 해소될 수 있다. 그러나, 이 옵션들은 컨트롤러(16)의 비용을 증가시킨다. 이에 따라, 이하에서는 모터(2)를 싱글-스위치 모드로 구동하기 위한 2가지의 대안의 방식이 설명될 것이다. 양자의 방식은 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클 동안 발생하는 이벤트의 개수를 감소시키며, 그러므로 이벤트 충돌의 가능성을 감소시킨다. 2가지의 대안의 방식을 설명하기 전에, 전술한 방식에 대해서 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클 동안 발생하는 이벤트가 먼저 고려될 것이다. 보다 명확하게 나타내기 위해서, 싱글-스위치 모드에 대해 위에서 설명한 제어 방식은 이후에는 "과전류 싱글-스위치 모드"로 지칭될 것이다. 싱글-스위치 모드에 대한 2가지의 대안의 제어 방식은 "비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드"와 "제한적-프리휠 싱글-스위치 모드"로 지칭될 것이다.
과전류 싱글-스위치 모드(
Overcurrent
Single
-
Switch
Mode
)
이벤트 핸들링의 공통적인 방법은 인터럽트의 이용을 통해 이루어진다. 인터럽트에 응답하여, 컨트롤러(16)는 메인 코드의 실행을 인터럽트하고, 인터럽트 서비스 루틴(ISR)을 실행함으로써 인터럽트를 서비스한다.
과전류 싱글-스위치 모드로 작동할 때, 컨트롤러(16)는 홀 인터럽트, 과전류 인터럽트, 프리휠 인터럽트 및 전류 방향 변경 인터럽트의 4개의 인터럽트를 채용한다. 도 14는 과전류 싱글-스위치 모드로 작동할 때의 HALL 신호, 제어 신호 및 위상 전류의 파형과 컨트롤러(16)에 의해 채용된 인터럽트를 도시한다.
홀 인터럽트는 HALL 신호의 에지에 응답하여 발생된다. 홀 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 먼저 Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 세트되는 제로-크로스 플래그를 폴링한다. 제로-크로스 플래그가 세트되면, 컨트롤러(16)는 선행 기간 및 오버런 오프셋 값을 업데이트하고, 제로-크로스 플래그를 클리어한다. 그러므로, Z_CROSS 신호는 인터럽트를 생성하는 것이 아니라 플래그를 세트하기 위해 이용된다. 그러므로, 이것은 인터럽트의 총개수 및 그에 따라 인터럽트 충돌의 가능성을 최소화한다. 제로-크로스 플래그를 폴링한 후, 컨트롤러(16)는 전류 방향 변경 기간 T_COM 및 오버런 기간 T_OVR를 산출한다. 컨트롤러(16)는 그리고나서 전류 방향 변경 기간을 제1 타이머(Timer1)에 로딩한다. 최종적으로, 컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 및 TEMP 신호를 샘플링하기 위해 이용된 3개의 단계 중의 하나를 수행한다.
과전류 인터럽트는 전류 조정기(22)에 의해 출력된 논리적으로 로우의 과전류 신호에 응답하여 생성된다. 과전류 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 오버런 기간 T_OVR를 제2 타이머(Timer2)에 로딩한다.
프리휠 인터럽트는 오버런 기간이 경과한 후에 제2 타이머에 의해 생성된다. 프리휠 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 프리휠한다.
전류 방향 변경 인터럽트는 전류 방향 변경 기간이 경과한 후에 제1 타이머에 의해 생성된다. 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다.
과전류 인터럽트 서비스 루틴(ISR)이 제2 타이머에 오버런 기간을 로딩하는 것을 담당하므로, 과전류 인터럽트와 프리휠 인터럽트가 충돌하지 않게 할 수 있다. 더욱이, 선행 기간이 전류 방향 변경 ISR을 실행하기 위해 요구되는 시간보다 길게 되도록 함으로써, 홀 인터럽트와 전류 방향 변경 인터럽트의 충돌이 방지될 수 있다. 그렇지만, 4가지의 가능한 인터럽트 충돌, 즉 홀 인터럽트와 과전류 인터럽트의 충돌, 홀 인터럽트와 프리휠 인터럽트의 충돌, 전류 방향 변경 인터럽트와 과전류 인터럽트의 충돌, 및 전류 방향 변경 인터럽트와 프리휠 인터럽트의 충돌이 여전히 가능하다.
비제한적
-
프리휠
싱글-스위치 모드(
Unlimited
-
Freewheel
Single
-
Switch
Mode
)
비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때, 과전류 인터럽트가 디스에이블된다. 즉, 컨트롤러(16)는 전류 조정기(22)에 의해 출력된 과전류 신호를 무시한다. HALL 신호의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 전류 방향 변경 기간 T_COM에 추가하여 전도 기간(conduction period) T_CD를 산출한다. 컨트롤러(16)는 HALL 신호의 에지 후에 시간 T_COM에서 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다. 전류 방향 변경에 후속하여, 컨트롤러(16)는 전도 기간 T_CD 동안 위상 권선(7)을 여자시키며, 그 후 컨트롤러(16)가 위상 권선(7)을 프리휠한다.
전도 기간은 과전류 싱글-스위치 모드에서 채용된 오버런 기간과 비슷하다. 구체적으로, 전도 기간은 오프셋 값 및 사인값을 포함한다. 그러나, 오버런 기간과는 달리, 전도 기간의 파형은 AC 전원(4)의 전압 사이클에 대한 위상 시프트를 포함한다.
과전류 싱글-스위치 모드에서, 컨트롤러(16)는 먼저 위상 권선(7)을 여자시키며, 이러한 여자는 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치에 도달할 때까지 지속된다. 그 후, 컨트롤러(16)는 오버런 기간 T_OVR 동안 위상 권선(7)을 여자시킨다. 위상 권선(7)이 여자되는 총 전도 기간은 따라서 초기 여자 기간과 오버런 기간의 합이 된다. 위상 권선(7)의 전류는 분로 저항기(R1, R2)의 각각의 저항기 양단의 전압을 모니터링함으로써 감지된다. 보다 구체적으로, 각각의 분로 저항기(R1, R2) 양단의 전압은 전류 감지 신호 I_SENSE_1 및 I_SENSE_2로서 컨트롤러(16)에 출력된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 각각의 전류 감지 신호는 고주파 잡음을 제거하도록 동작하는 RC 필터(R8,C3 및 R9,C4)에 의해 필터링된다. RC 필터의 시상수는 위상 권선(7)의 측정된 전류와 실제 전류 사이에 시간 지연을 유입시킨다. 그 최종 결과로, 전도 기간의 파형이 AC 전원(4)의 사이클에 대하여 위상 시프트된다. 이 위상 시프트는 저차 전류 고조파의 크기를 감소시키는데 도움을 준다.
비제한적 프리휠 싱글-스위치 모드에서는 과전류 인터럽트가 디스에이블된다. RC 필터(R8,C3 및 R9,C4)는 따라서 전도 기간의 파형에 영향을 주지 않는다. 이에 따라, 과전류 싱글-스위치 모드에서 존재하는 위상 시프트를 리플리케이트(replicate)하기 위해, 전도 기간의 파형은 AC 전원(4)의 사이클에 대한 위상 시프트를 포함한다. 따라서, 전도 기간 T_CD는 다음의 수식에 의해 정의된다:
T_CD = T_CD_OFFSET + T_CD_AMP * abs{sin(θ + A_CD_PHASE)}
여기서, T_CD_OFFSET은 오프셋 값이며, T_CD_AMP*abs{sin(θ+A_CD_PHASE)}는 T_CD_AMP에 의해 정해진 진폭을 갖는 정류된 사인파이다. θ는 AC 전원(4)의 전압 사이클에서의 각도이며, A_CD_PHASE는 위상 각도이다.
각도 θ 및 전도 위상 각도 A_CD_PHASE 양자는 시간 간격으로서 표현될 수 있다:
θ(deg) = t(sec) * f(Hz) * 360(deg)
A_CD_PHASE(deg) = T_CD_PHASE(sec) * f(Hz) * 360(deg)
그 결과, 전도 기간은 다음과 같이 정의될 수 있다:
T_CD = T_CD_OFFSET +
T_CD_AMP * abs{sin({t + T_CD_PHASE} * f * 360 deg)}
보다 간략하게 표현하면, 전도 기간 T_CD는 다음과 같이 간주될 수 있다:
T_CD = T_CD_OFFSET + T_CD_SINE
여기서, T_CD_OFFSET은 시간에 종속되지 않는 전도 오프셋 값이고, T_CD_SINE은 시간에 종속되는 전도 사인값이다.
T_CD_SINE은 복수의 시간의 각각의 시간에 대한 전도 사인값 T_CD_SINE을 포함하는 전도 사인 룩업 테이블로서 컨트롤러(16)에 의해 저장된다.
과전류 싱글-스위치 모드에서, 컨트롤러(16)는 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 회전자 속도 및 AC 전원(4)의 전압의 변경에 응답하여 선행 기간 및 오버런 오프셋 값을 조정한다. 마찬가지로, 비제한적 프리휠 싱글-스위치 모드에서, 컨트롤러(16)는 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 회전자 속도 및 전압의 변경에 응답하여 선행 기간 T_ADV 및 전도 오프셋 값 T_CD_OFFSET을 조정한다. 따라서, 컨트롤러(16)는 선행 룩업 테이블 및 전도 오프셋 룩업 테이블을 저장하며, 그 각각은 회전자 속도와 전압에 의해 인덱싱된다:
T_ADV = T_ADV_TABLE [속도,전압]
T_CD_OFFSET = T_CD_OFFSET_TABLE [속도,전압]
과전류 싱글-스위치 모드에서, 컨트롤러(16)는 먼저 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치에 도달할 때까지 위상 권선(7)을 여자시킨다. 과전류 임계치는 DC 링크 전압에 비례하며, 그러므로 이 초기 여자 기간의 길이는 AC 전원(4)의 전압의 변경에 민감하게 변화된다. 초기 여자 기간의 길이는 또한 회전자(5)에 의해 위상 권선(7)에 유도되는 역기전력의 크기의 변경에도 민감하게 변화된다. 그 결과, 초기 여자 기간은 회전자 속도와 AC 전원(4)의 전압 양자의 변경에 민감하게 변화된다. 각각의 전류 감지 신호에 대해 작동하는 RC 필터 때문에, 이 초기 여자 기간은 전도 기간의 파형에 위상 지연을 제공하며, 이것은 저차 전류 고조파의 크기를 감소시키는데 도움을 준다. 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드에서, 위상 지연은 AC 전원(4)의 전압 파형에 대한 전도 기간의 파형을 위상 시프트함으로써 리플리케이트된다. 위상 지연이 회전자 속도 및 AC 전원(4)의 전압의 변경에 민감하게 변화하므로, 컨트롤러(16)는 회전자 속도 및 전압의 변경에 응답하여 전도 기간 파형의 위상을 조정한다. 따라서, 컨트롤러(16)는 복수의 회전자 속도 및 복수의 전압의 각각에 대해 위상-시프트 값 T_CD_PHASE_SHIFT을 저장하는 전도 위상-시프트 룩업 테이블을 포함한다. 그러므로, 전도 기간은 다음과 같이 정의될 수 있다:
T_CD = T_CD_OFFSET_TABLE [속도,전압] +
T_CD_SINE_TABLE [t + T_CD_PHASE_SHIFT [속도,전압]]
선행 기간 T_ADV, 전도 오프셋 값 T_CD_OFFSET, 및 전도 위상-시프트 값 T_CD_PHASE_SHIFT은 각각 Z-CROSS 신호의 에지에 응답하여 업데이트된다. 그러므로, 이들 값은 AC 전원(4)의 전압이 제로를 교차하고 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하게 유지되는 때에만 업데이트된다.
HALL 신호의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 마지막 에지 이후에 경과한 시간 기간 t를 결정한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 전도 사인값 T_CD_SINE을 선택하기 위해 경과 시간 t와 전도 위상 시프트 값 T_CD_PHASE_SHIFT의 합계를 이용하여 전도 사인 룩업 테이블을 인덱싱한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 전도 기간 T_CD를 획득하기 위해 전도 오프셋 값 T_CD_OFFSET과 전도 사인값 T_CD_SINE을 합산한다.
컨트롤러(16)는 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 3개의 인터럽트, 즉 홀 인터럽트, 프리휠 인터럽트 및 전류 방향 변경 인터럽트를 채용한다. 도 15는 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때의 HALL 신호, 제어 신호 및 위상 전류의 파형과 컨트롤러(16)에 의해 채용되는 인터럽트를 도시하고 있다.
홀 인터럽트는 HALL 신호의 에지에 응답하여 생성된다. 홀 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 세트되는 제로-크로스 플래그를 폴링한다. 제로-크로스 플래그가 세트되면, 컨트롤러(16)는 선행 기간, 전도 오프셋 값, 및 전도 위상-시프트 값을 업데이트하고, 제로-크로스 플래그를 클리어한다. 제로-크로스 플래그를 폴링한 후, 컨트롤러(16)는 전류 방향 변경 기간 T_COM 및 전도 기간 T_CD를 산출한다. 그 후, 컨트롤러(16)는 전류 방향 변경 기간을 제1 타이머(Timer1)에 로딩한다. 최종적으로, 컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 신호 및 TEMP 신호를 샘플링하기 위해 사용된 3개의 단계 중의 하나를 수행한다.
전류 방향 변경 인터럽트는 전류 방향 변경 기간이 경과한 때에 제1 타이머에 의해 생성된다. 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경하고, 전도 기간을 제2 타이머(Timer2)에 로딩한다.
프리휠 인터럽트는 전도 기간이 경과한 때에 제2 타이머에 의해 생성된다. 프리휠 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 프리휠한다.
과전류 싱글-스위치 모드에 비하여, 컨트롤러(16)는 1개가 적은 인터럽트를 채용한다. 더욱이, 전류 방향 변경 ISR이 제2 타이머에 전도 기간을 로딩하는 것을 담당하므로, 전류 방향 변경 인터럽트와 프리휠 인터럽트가 충돌할 가능성이 없다. 그 결과, 인터럽트 충돌의 위험이 크게 감소된다.
선행 기간이 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스하기 위해 요구되는 시간(T_COM_ISR)보다 크고, 홀 기간에서 홀 인터럽트를 서비스하기 위해 요구되는 시간(T_HALL_ISR)을 뺀 것보다 작게 함으로써, 즉, 다음과 같이 함으로써,
T_COM_ISR < T_ADV < T_HALL - T_HALL_ISR
홀 인터럽트와 전류 방향 변경 인터럽트의 충돌이 방지될 수 있다.
그렇지만, 여전히 프리휠 인터럽트가 홀 인터럽트와 충돌할 가능성이 있다. 그러나, 이하에서 설명되는 바와 같이, 컨트롤러(16)는 인터럽트를 발생할 필요없이 프리휠링이 전도 기간의 종료 시에 개시되도록 구성될 수 있다.
출력 비교 모드로 작동할 수 있는 타이머를 갖는 마이크로컨트롤러가 알려져 있다. 출력 비교 모드에서, 비교기는 타이머의 카운터 레지스터를 출력 비교 레지스터에 비교한다. 2개의 레지스터의 값이 대응할 때, 비교기는 인터럽트를 발생하거나, 또는 마이크로컨트롤러의 출력 핀을 세트/클리어/토글한다. 비교기에 의해 취해진 특정 동작은 통상적으로 레지스터 비트를 통해 세트된다.
일실시예에서, 출력 비교 모드는 인터럽트를 발생하지 않고서도 FREEWHEEL# 신호를 클리어하기 위해 컨트롤러(16)에 의해 활용된다. 도 16에 도시된 바와 같이, 컨트롤러(16)의 주변 장치(19)는 2개의 타이머(30, 31) 및 비교기 모듈(32)을 포함한다. 기억 장치(18)는 각각의 타이머(30, 31)를 위한 타이머 레지스터(33, 34)와, 비교 레지스터(35)를 포함한다. 제1 타이머(30)는 전류 방향 변경 기간 T_COM의 시간을 맞추기 위해 이용되며, 제2 타이머(31)는 전도 기간 T_CD의 시간을 맞추기 위해 이용된다. 제2 타이머(31)는 출력 비교 모드로 작동하도록 구성된다. 그 결과, 제1 타이머(30)에 의해 발생된 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스할 때, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경하고, 전도 기간을 비교 레지스터(35)에 로딩하며, 제2 타이머(31)를 리셋한다. 비교기 모듈(32)은 그 후 제2 타이머 레지스터(34)와 비교 레지스터(35)를 비교한다. 2개의 레지스터(34, 35)가 대응할 때(이것은 전도 기간이 경과한 때에 발생함), 비교기 모듈(32)은 SR 래치(36)를 리셋하며, 이 SR 래치(36)가 컨트롤러(16)의 출력 핀(21)을 클리어한다. 이 출력 핀(21)은 그 후 FREEWHEEL# 신호를 위해 컨트롤러(16)에 의해 이용된다. 이에 따라, 전도 기간이 경과한 때에, FREEWHEEL#은 발생되는 인터럽트 없이 클리어된다. 출력 핀이 래치되므로, FREEWHEEL#은 컨트롤러(16)가 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스할 때에 래치(36)를 세트할 때까지 지속적으로 클리어된다.
따라서, 컨트롤러(16)는 단지 2개의 인터럽트, 즉 홀 인터럽트와 전류 방향 변경 인터럽트를 이용하는 비제한적 프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 수 있다. 그러나, 전술한 바와 같이, 홀 인터럽트와 전류 방향 변경 인터럽트의 충돌은 선행 기간이 특정 한계치 내에 유지되도록 함으로써 방지될 수 있다. 그 결과, 인터럽트 충돌이 모두 방지될 수 있다.
컨트롤러(16)용으로 이용되는 마이크로컨트롤러의 타입에 따라서는, 전도 기간의 시간을 맞추고 FREEWHEEL#을 위해 이용된 출력 핀을 클리어하기 위해 출력 비교 모드를 이용하는 것이 가능하지 않을 수도 있다. 예컨대, 마이크로컨트롤러는 출력 비교 모드로 작동할 수 있는 어떠한 타이머를 갖지 않을 수도 있다. 이와 달리, 마이크로컨트롤러는 8-비트 타이머 및 16-비트 타이머를 가질 수 있으며, 단지 16-비트 타이머만이 출력 비교 모드로 작동할 수 있다. 그러나, 전류 방향 변경 기간이 통상적으로 전도 기간보다 길기 때문에, 전류 방향 변경 기간을 위해 16-비트 타이머를 이용하는 것이 필요할 수도 있다. FREEWHEEL#를 클리어하는데 출력 비교 모듈이 이용 가능하지 않은 이러한 경우에, PWM 모듈은 이하에서 설명되는 바와 같이 인터럽트에 대한 자원 없이 FREEWHEEL#을 클리어하기 위해 이용될 수 있다.
도 17은 컨트롤러(16)의 주변 장치(19)가 2개의 타이머(30, 31) 및 PWM 모듈(37)을 포함하는 다른 실시예를 도시하고 있다. 기억 장치(18)는 각각의 타이머(30, 31)를 위한 타이머 레지스터(33, 34), 듀티-사이클 레지스터(38), 및 기간 레지스터(period register)(39)를 포함한다. 제1 타이머(30)는 역시 전류 방향 변경 기간 T_COM의 시간을 맞추기 위해 이용된다. 그러나, 제2 타이머(31)는 PWM 모듈(37)을 위한 클럭 신호로서 이용된다. PWM 모듈(37)은 한 쌍의 비교기(40, 41) 및 SR 래치(42)를 포함한다. 제1 비교기(40)는 제2 타이머 레지스터(34)와 듀티-사이클 레지스터(38)를 비교한다. 2개의 레지스터(34, 38)의 값들이 대응할 때, 제1 비교기(40)는 SR 래치(42)를 리셋하고, 이 래치가 컨트롤러(16)의 출력 핀(21)을 클리어한다. 제2 비교기(41)는 제2 타이머 레지스터(34)와 기간 레지스터(39)를 비교한다. 2개의 레지스터(34, 39)의 값들이 대응할 때, 2가지의 동작이 발생한다. 첫 번째로, 제2 비교기(41)가 SR 래치(42)를 세트하고, 이 래치가 출력 핀(21)을 세트한다. 두 번째로, 제2 타이머(31)가 리셋된다. 따라서, 컨트롤러(16)의 출력 핀(21)은 제2 타이머 레지스터(34)와 듀티-사이클 레지스터(38)가 대응할 때에는 클리어되고, 제2 타이머 레지스터(34)와 기간 레지스터(39)가 대응할 때에는 세트된다.
PWM 모듈(37)에 의해 토글된 출력 핀(21)은 FREEWHEEL# 신호를 위해 컨트롤러(16)에 의해 이용된다. 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스할 때, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경하고, 전도 기간을 듀티-사이클 레지스터(38)에 로딩하며, 제2 타이머 레지스터(34)에 기간 레지스터(39)의 값과 동일한 값을 로딩한다. 이에 응답하여, PWM 모듈(37)은 FREEWHEEL#을 세트하고, 제2 타이머 레지스터(34)가 리셋된다. 제2 타이머(31)는 그 후 제2 타이머 레지스터(34)와 듀티-사이클 레지스터(38)가 대응할 때까지 제2 타이머 레지스터(34)를 증분시킨다. 2개의 레지스터(34, 38)가 대응할 때(이것은 전도 기간이 경과한 때에 발생함), PWM 모듈(37)은 FREEWHEEL#을 클리어한다. 따라서, 위상 권선(7)은 인터럽트를 필요로 하지 않고서도 프리휠된다.
기간 레지스터(39)가 너무 낮게 세트되면, 제2 타이머 레지스터(34)와 기간 레지스터(39)는 프리휠 기간 동안 일치할 수도 있다. 이것은 FREEWHEEL# 신호가 너무 일찍 세트되게 할 것이다. 따라서, 프리휠링이 전류 방향 변경 전에 종료되지 않도록 하기 위해, 기간 레지스터(39)는 최대 가능한 값을 저장한다(예컨대, 8-비트 기간 레지스터는 0xFF를 저장한다).
상기한 실시예의 각각에서, 비교기는 제2 타이머 레지스터의 값을 비교 레지스터에 저장된 값에 비교한다. 제2 타이머 레지스터와 비교 레지스터가 일치할 때, 비교기는 FREEWHEEL#을 위해 사용된 출력 핀을 클리어한다. 제1 실시예에서는 비교기가 비교기 모듈(32)의 일부를 형성하는 한편, 제2 실시예에서는 비교기가 PWM 모듈(37)의 일부를 형성한다. 그러나, 비교기가 타이머 레지스터와 비교 레지스터의 비교에 응답하여 컨트롤러(16)의 출력 핀을 제어(직접 또는 관련 하드웨어를 통해)할 수 있는 한, 컨트롤러(16)의 어떠한 비교기도 이용될 수 있다.
제한적-
프리휠
싱글-스위치 모드(
Limited
-
Freewheel
Single
-
Switch
Mode
)
비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드와 마찬가지로, 제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 과전류 인터럽트가 디스에이블된다. HALL 신호의 에지에 응답하여, 컨트롤러(16)는 전류 방향 변경 기간 T_COM에 추가하여 드라이브-오프 기간 T_DOFF를 산출한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 드라이브-오프 기간 T_DOFF 동안 위상 권선(7)을 지속적으로 여자시키며, 드리이브-오프 기간 후에 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 프리휠한다. 그 후, 프리휠링은 컨트롤러(16)가 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경할 때까지 지속된다.
드라이브-오프 기간은 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드에서 채용된 전도 기간과 비슷하다. 구체적으로, 드라이브-오프 기간 T_DOFF는 다음의 수식에 의해 정의된다:
T_DOFF = T_DOFF_OFFSET + T_DOFF_AMP * abs{sin(θ + A_DOFF_PHASE)}
여기서, T_DOFF_OFFSET는 오프셋 값이며, T_DOFF_AMP*abs{sin(θ+A_DOFF_PHASE)}는 T_DOFF_AMP에 의해 정해진 진폭을 갖는 정류된 사인파이다. θ는 AC 전원(4)의 전압 사이클에서의 각도이며, A_DOFF_PHASE는 위상 각도이다.
각도 θ 및 드라이브-오프 위상 각도 A_DOFF_PHASE 양자는 시간 간격으로서 표현될 수 있다:
θ(deg) = t(sec) * f(Hz) * 360(deg)
A_DOFF_PHASE (deg) = T_DOFF_PHASE (sec) * f (Hz) * 360 (deg)
그 결과, 드라이브-오프 기간은 다음과 같이 정의될 수 있다:
T_DOFF = T_DOFF_OFFSET +
T_DOFF_AMP * abs{sin({t + T_OVR_PHASE} * f * 360 deg)}
보다 간략하게 표현하면, 드라이브-오프 기간 T_DOFF는 다음과 같이 간주될 수 있다:
T_DOFF = T_DOFF_OFFSET + T_DOFF_SINE
여기서, T_DOFF_OFFSET는 시간에 종속되지 않는 드라이브-오프 오프셋 값이며, T_DOFF_SINE은 시간에 종속되는 드라이브-오프 사인값이다.
드라이브-오프 기간 T_DOFF는 전도 기간 T_CD에 대해 위에서 설명한 것과 동일한 방식으로 컨트롤러(16)에 의해 저장되고 업데이트된다. 구체적으로, 컨트롤러(16)는, 시간에 의해 인덱싱되는 드라이브-오프 사인 룩업 테이블과, 각각 회전자 속도와 AC 전원(4)의 전압에 의해 인덱싱되는 드라이브-오프 오프셋 룩업 테이블과 드라이브-오프 위상-시프트 룩업 테이블을 저장한다. 그러므로, 드라이브-오프 기간은 다음과 같이 정의될 수 있다:
T_DOFF = T_DOFF_OFFSET_TABLE [속도,전압] +
T_DOFF_SINE_TABLE [t + T_DOFF_PHASE_SHIFT [속도,전압]]
컨트롤러(16)는 제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 3개의 인터럽트, 즉 홀 인터럽트, 프리휠 인터럽트 및 전류 방향 변경 인터럽트를 채용한다. 도 18은 제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때의 HALL 신호, 제어 신호 및 위상 전류의 파형과 컨트롤러(16)에 의해 채용된 인터럽트를 도시하고 있다.
홀 인터럽트는 HALL 신호의 에지에 응답하여 생성된다. 홀 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 세트되는 제로-크로스 플래그를 폴링한다. 제로-크로스 플래그가 세트되면, 컨트롤러(16)는 선행 기간, 드라이브-오프 오프셋 값, 및 드라이브-오프 위상-시프트 값을 업데이트하고, 제로-크로스 플래그를 클리어한다. 제로-크로스 플래그를 폴링한 후, 컨트롤러(16)는 전류 방향 변경 기간 T_COM 및 드라이브-오프 기간 T_DOFF를 산출한다. 그 후, 컨트롤러(16)는 제1 타이머(Timer1)에 전류 방향 변경 기간을 로딩하고, 제2 타이머(Timer2)에 드라이브-오프 기간을 로딩한다. 최종적으로, 컨트롤러(16)는 DC_SMOOTH 신호 및 TEMP 신호를 샘플링하기 위해 사용된 3개의 단계 중의 하나를 수행한다.
프리휠 인터럽트는 드라이브-오프 기간이 경과한 때에 제2 타이머에 의해 생성된다. 프리휠 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)을 프리휠한다.
전류 방향 변경 인터럽트는 전류 방향 변경 기간이 경과한 때에 제1 타이머에 의해 생성된다. 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스함에 있어서, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경한다.
그 결과, 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드와 마찬가지로, 컨트롤러(16)는 단지 3개의 인터럽트를 채용한다. 이것은 과전류 싱글-스위치 모드에서 이용된 4개의 인터럽트에 대비된다. 더욱이, 선행 기간이 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스하기 위해 요구되는 시간보다 크게 되도록 함으로써, 홀 인터럽트와 전류 방향 변경 인터럽트의 충돌이 방지될 수 있다.
비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드에 대해 위에서 설명한 바와 같이, 컨트롤러(16)는 인터럽트를 생성할 필요없이 드라이브-오프 기간의 종료 시에 프리휠링이 개시되도록 구성될 수 있다. 예컨대, 제2 타이머는 드라이브-오프 기간이 경과한 때에 FREEWHEEL#을 위해 사용된 출력 핀이 클리어되도록 출력 비교 모드로 작동하도록 구성될 수 있다. 이와 달리, 컨트롤러(16)는 FREEWHEEL#을 위해 출력 핀을 토글하기 위해 사용되는 PWM 모듈을 포함할 수 있다. 예컨대, 홀 인터럽트를 서비스할 때, 컨트롤러(16)는 제1 타이머에 전류 방향 변경 기간을 로딩하고, 듀티-사이클 레지스터에 드라이브-오프 기간을 로딩하며, 제2 타이머를 리셋할 수도 있다. 후속하여 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스할 때, 컨트롤러(16)는 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경하고, 제2 타이머의 카운터 레지스터에 기간 레지스터의 값을 로딩한다.
따라서, 컨트롤러(16)는 단지 2개의 인터럽트, 즉 홀 인터럽트 및 전류 방향 변경 인터럽트를 이용하는 제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동하도록 구성될 수 있다. 그러나, 이미 언급한 바와 같이, 이들 2개의 인터럽트의 충돌은 선행 기간이 전류 방향 변경 인터럽트를 서비스하기 위해 요구되는 시간보다 크도록 함으로써 방지될 수 있다. 이에 따라, 인터럽트 충돌이 완전히 방지될 수 있다.
제한적-프리휠 싱글-스위치 모드에서, 드라이브-오프 기간은 HALL 신호의 에지에 대하여 참조된다. 그 결과, 위상 권선(7)의 프리휠링은 HALL 신호의 에지 이후에도 시작할 수 없다. 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드에서, 전도 기간은 전류 방향 변경에 대하여 참조된다. 전류 방향 변경이 HALL 신호의 에지에 선행하여 발생하므로, 위상 권선(7)의 프리휠링은 AHLL 신호의 에지 전에, 에지에서, 또는 에지 후에 시작할 수 있다. 이러한 이유로, 2가지의 방식은 제한적-프리휠과 비제한적-프리휠로 지칭된다.
과전류 싱글-스위치 모드에 비하여, 비제한적-프리휠 및 제한적-프리휠 싱글-스위치 모드 양자는 더 적은 수의 인터럽트를 채용하며, 그러므로 인터럽트 충돌의 위험이 감소된다. 실제로, 컨트롤러(16)는 인터럽트 충돌이 완전히 방지되도록 구성될 수 있다. 그런데, 인터럽트 충돌에 대한 가능성에도 불구하고, 과전류 싱글-스위치 모드는 모터 시스템(1) 내의 허용오차 및 한계에 대한 자체 보상의 장점을 갖는다. 예컨대, 컨트롤러(16)는 AC 전원(4)의 전압에서의 제로-크로싱 이후에 경과한 시간을 모니터하기 위해 제로-크로스 타이머를 채용한다. 그러나, 제로-크로스 타이머는 홀 루틴의 일부분으로서만 개시된다. 따라서, 사인 룩업 테이블을 인덱싱하기 위해 사용된 시간에서의 변동이 있다. 추가의 예에서, HALL 신호의 듀티 사이클의 밸런스에서의 허용오차가 있을 수도 있다. 듀티 사이클에서의 임의의 불균형은 홀 기간에서 에러를 도입할 것이다. 따라서, 모터 시스템(1)에서의 허용오차 및 한계는 특정 이벤트(예컨대, 전류 방향 변경, 프리휠링 등)의 타이밍에서 작은 에러를 발생할 수 있다. 과전류 싱글-스위치 모드에서, 컨트롤러(16)는 초기에는 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치에 도달할 때까지 위상 권선(7)을 여자시킨다. 초기 여자 기간의 길이는 컨트롤러(16)에 의해 시간이 맞추어지지 않는다. 그 결과, 초기 여자 기간은 특정 타이밍 에러를 보상하도록 동작한다. 그 결과, 과전류 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 더욱 안정한 전류 파형이 달성될 수 있다. 모터 시스템(1) 내에서의 허용오차 및 한계에 대한 자체 보상 외에, 초기 여자 기간은 저차 전류 고조파를 약화시키도록 작용하는 위상 지연을 도입한다. 제한적 및 비제한적 프리휠 싱글-스위치 모드에서, 이 위상 지연은 위상-시프트 룩업 테이블의 사용을 통해 리플리케이트되어, 소중한 메모리 자원을 소비한다. 따라서, 과전류 싱글-스위치 모드로 작동할 때에는, 컨트롤러(16)에 대해 더 적은 메모리를 갖는 더 저렴한 마이크로컨트롤러가 이용될 수 있다. 이와 달리, 그렇지 않을 경우에는 위상-시프트 룩업 테이블용으로 이용될 메모리가 예컨대 선행 룩업 테이블, 오버런 오프셋 룩업 테이블, 또는 오버런 사인 룩업 테이블과 같은 다른 룩업 테이블의 분해능을 향상시키기 위해 이용될 수도 있다.
전도 기간(
CONDUCTION
PERIOD
)
전술한 3가지 방식의 각각의 방식에서, 컨트롤러(16)는 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 전도 기간 T_CD 동안 위상 권선(7)을 여자시킨다.
과전류 싱글-스위치 모드에서, 전도 기간 T_CD는 다음과 같이 정의될 수 있다:
T_CD = T_OC + T_OVR
여기서, T_OC는 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치에 도달하는데 소요된 시간이며, T_OVR은 오버런 기간이다. 그 결과, 전도 기간 T_CD는 다음과 같이 정해질 수 있다:
T_CD = T_OC + T_OVR_OFFSET + T_OVR_SINE
과전류 임계치는 DC 링크 전압에 정비례하며, 그에 따라 정류된 사인곡선처럼 변화된다. 위상 권선(7)의 전류는 DC 링크 전압의 레벨에 상관없이 동일한 레이트로 상승하며, 이러한 동작에 대한 이유는 본 발명의 범위에서 벗어난다. 그 결과, 위상 권선(7)의 전류가 과전류 임계치에 도달하는데 소요된 시간 T_OC는 실질적으로 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 하프-사인곡선처럼 변화된다. 그러나, 각각의 전류 감지 신호에 대해 작용하는 RC 필터의 시상수 때문에, T_OC 파형은 AC 전원(4)의 전압 파형에 대하여 위상 시프트된다.
오버런 오프셋 T_OVR_OFFSET은 일정한 한편, 오버런 사인값 T_OVR_SINE은 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 하프-사인곡선처럼 변화된다. 추가로, 오버런 사인값의 파형은 AC 전원(4)의 전압 파형과 동상이다.
오버런 오프셋이 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하므로, 전도 기간의 변동은 2개의 하프-사인 성분 T_OC 및 T_OVR_SINE의 합계로 정해진다. RC 필터로부터 발생하는 2개의 성분 간의 위상차는 비교적 작다. 또한, T_OC의 진폭은 T_OVR_SINE의 진폭보다 크다. 그 결과, 위상차에도 불구하고, 2개의 성분의 합계는 AC 전원(4)의 전압 파형에 대하여 위상 시프트를 갖는 정류된 사인곡선과 비슷하다.
따라서, 전도 기간 T_CD의 길이는 주기적인 파형처럼 변화된다. 파형은 2개의 성분, 즉 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 일정한 제1 성분(T_OVR_OFFSET)과 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 변화되는 제2 성분(T_OC + T_OVR_SINE)의 합계로서 정해질 수 있다. 파형의 각각의 사이클은 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클과 함께 반복된다. 그러나, 전도 기간의 파형은 AC 전원(4)의 전압 파형에 대하여 위상 시프트된다.
비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드에서, 전도 기간 T_CD는 다음에 의해 정해진다:
T_CD = T_CD_OFFSET + T_CD_SINE
전도 오프셋 값 T_CD_OFFSET은 일정한 한편, 전도 사인값 T_CD_SINE은 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 하프-사인곡선처럼 변화된다. 더욱이, 전도 사인값의 파형은 AC 전원(4)의 전압 파형에 대하여 위상 시프트된다. 실제로, 위상 시프트는 과전류 싱글-스위치 모드에서 RC 필터로부터 발생하는 위상 시프트를 리플리케이트하도록 된다.
결과적으로, 과전류 싱글-스위치 모드에서와 같이, 전도 기간의 길이는 주기적 파형과 같이 변화된다. 파형은 2개의 성분, 즉 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 일정한 제1 성분(T_CD_OFFSET)과 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 변화되는 제2 성분(T_CD_SINE)의 합계로서 정해질 수 있다. 파형의 각각의 사이클은 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클과 함께 반복되며, 파형은 AC 전원(4)의 전압 파형에 대하여 위상 시프트된다.
제한적-프리휠 싱글-스위치 모드에서, 전도 기간 T_CD는 다음과 같이 정해진다:
T_CD = T_ADV + T_DOFF
여기서, T_ADV는 선행 기간이고, T_DOFF는 드라이브-오프 기간이다. 결과적으로, 전도 기간 T_CD는 다음과 같이 정의될 수 있다:
T_CD = T_ADV + T_DOFF_OFFSET + T_DOFF_SINE
선행 기간 T_ADV 및 드라이브-오프 오프셋 T_DOFF_OFFSET는 일정한 한편, 드라이브-오프 사인값 T_DOFF_SINE은 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 하프-사인곡선처럼 변화한다. 역시, 과전류 싱글-스위치 모드에서의 RC 필터로부터 발생하는 위상 시프트를 반영하기 위해, 드라이브-오프 사인값의 파형은 AC 전원(4)의 전압 파형에 대하여 위상 시프트된다.
결과적으로, 다른 2개의 싱글-스위치 모드와 마찬가지로, 전도 기간의 길이는 주기적인 파형과 같이 변화한다. 파형은 2개의 성분, 즉 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 일정한 제1 성분(T_ADV + A_DOFF_OFFSET)과 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 변화하는 제2 성분(T_DOFF_SINE)의 합계로서 정의될 수 있다. 역시, 파형의 각각의 사이클은 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클과 함께 반복되며, 전도 기간의 파형은 AC 전원(4)의 전압 파형에 대하여 위상 시프트된다.
3가지 방식의 각각의 방식에서, 전도 기간의 길이는 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클과 함께 반복하는 주기적 파형에 의해 정해진다. 보다 구체적으로, 파형은 실질적으로 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 하프-사인곡선처럼 변화한다. 결과적으로, 과전류 싱글-스위치 모드와 관련하여 위에서 설명한 이점은 비제한적 및 제한적 싱글-스위치 모드에 동등하게 적용한다.
각각의 방식에서, 전도 기간의 파형은 특정 성능을 달성하기 위해 회전자(5)의 속도 및/또는 AC 전원(4)의 RMS 전압의 변경에 응답하여 조정된다. 예컨대, 일정한 평균 파워(또는 평균 파워에 대한 특정 프로파일)가 속도 및/또는 전압의 범위에 걸쳐 달성되도록 일차적으로 파형의 오프셋이 조정된다. 파형의 위상은 전류 파형에서의 저차 고조파의 크기가 소정의 임계치 아래로 유지되도록 일차적으로 조정된다. 전도 기간의 길이는 2개의 성분, 즉 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 일정한 제1 성분 및 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 변화하는 제2 성분의 합계로서 표현될 수 있다. 회전자 속도 및/또는 RMS 전압의 변경에 응답하여, 제1 성분은 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 조정되며, 제2 성분은 비교적 작은 저차 고조파를 유지하기 위해 조정된다.
싱글-스위치 모드에 대한 3가지의 상이한 방식을 설명하였지만, 컨트롤러(16)는 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 이들 방식 중의 단지 한 방식으로 제한될 필요는 없다. 컨트롤러(16)는 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 3가지 방식 중의 하나 이상의 방식을 이용할 수도 있다. 예컨대, 컨트롤러(16)는 회전자 속도가 SPEED_SINGLE에 도달할 때에 먼저 과전류 싱글-스위치 모드를 채용할 수 있다. 전술한 바와 같이, 과전류 싱글-스위치 모드는 어느 정도의 자체 보상을 제공하는 이점을 갖는다. 그러나, 회전자(5)가 가속될 때, 홀 기간이 단축되며, 그러므로 인터럽트 충돌의 위험이 증가한다. 그 결과, 회전자 속도가 소정의 임계치에 도달할 때, 컨트롤러(16)는 과전류 싱글-스위치 모드에서 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 스위치할 수 있다.
3가지의 싱글-스위치 방식의 각각의 방식에 대해, 선행 기간, 오프셋, 진폭 및 위상 시프트에 대한 값은 시뮬레이션을 통해 획득된다. 시뮬레이션은 요구된 평균 입력 또는 출력 파워에서 최상의 성능(예컨대, 최상의 효율 및/또는 저차 고조파)을 획득하기 위해 각각의 작동점(예컨대, 속도 및 전압)에 대해 다양한 값들을 개선(refine)한다.
특정의 예(
SPECIFIC
EXAMPLE
)
이하에서는 모터 시스템(1)의 특정 실시예를 단지 예로서 설명할 것이다. 모터 시스템(1)의 다양한 하드웨어 부품에 대한 값은 도 19에 상세하게 예시되어 있는 한편, 도 20은 컨트롤러(16)에 의해 채용되는 다양한 상수 및 임계치를 나열하고 있다. 도 21 및 도 22는 링크 인덕터(L1) 및 모터(2)의 쇄교자속 특성(flux-linkage characteristic)을 상세하게 예시하고 있다.
도 23에 예시된 바와 같이, 모터 시스템(1)은 7가지의 작동 모드, 즉 장애 모드, 초기화 모드, 정지 상태 모드, 저속 가속 모드, 중속 가속 모드, 고속 가속 모드, 및 운전 모드를 갖는다. 따라서, 이전에 설명하였고 도 8에 예시되어 있는 것과 비교하여, 모터 시스템(1)은 1가지의 추가의 작동 모드를 갖는다.
장애 모드, 초기화 모드, 정지 상태 모드 및 저속 가속 모드는 이전에 설명한 것에서 변경되지 않는다. 중속 가속 모도는 이전에 설명한 고속 가속 모드에 대응한다. 결과적으로, 중속 가속 모드로 작동할 때, 컨트롤러(16)는 모터(2)를 선행 전류 방향 변경, 멀티-스위치 모드로 구동한다.
고속 가속 모드로 작동할 때, 컨트롤러(16)는 모터(2)를 선행 전류 방향 변경 과전류 싱글-스위치 모드로 구동한다. 고속 가속 모드에서 모터 시스템(1)에 의해 소비된 시간의 길이는 비교적 짧다. 이에 따라, 메모리를 절감하기 위해, 컨트롤러(16)는 오버런 오프셋 룩업 테이블 및 오버런 사인 룩업 테이블을 저장하지 않는다. 그 대신, 컨트롤러(16)는 복수의 회전자 속도의 각각에 대해 오버런 기간 T_OVR를 포함하는 단일의 오버런 룩업 테이블을 저장한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 에지에 응답하여 선행 기간과 함께 오버런 기간을 업데이트한다. 그 결과, 컨트롤러(16)에 의해 채용된 오버런 기간은 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하다. 그러나, 일정한 오버런 기간의 이용은 다음의 2가지 이유로 모터 시스템(1)의 성능에 악영향을 주지 않는다. 첫 번째로, 고속 가속 모드에서 소비되는 시간의 길이가 비교적 짧다. 두 번째로, 컨트롤러(16)가 초기에 위상 권선(7)의 전류가 DC 링크 전압에 비례하는 임계치를 초과할 때까지 위상 권선(7)을 여자시킨다. 그 결과, AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정한 오버런 기간을 이용함에도 불구하고, 전류 파형은 사인곡선의 파형에 지속적으로 근접하게 된다. 선행 기간 및 오버런 기간은 단지 모터 속도의 변경에만 응답하여 업데이트되며, AC 전원(4)의 RMS 전압의 변경에 응답하여 업데이트되지 않는다. 이것은 룩업 테이블의 크기를 감소시키므로, 운전 모드에서 사용되는 더욱 중요한 테이블을 위해 더 많은 메모리를 비워두게 한다. 컨트롤러(16)는 회전자 속도가 SPEED_UFW에 도달할 때까지 모터(2)를 선행 전류 방향 변경 과전류 싱글-스위치 모드로 지속적으로 구동한다. SPEED_UFW에 도달하면, 컨트롤러(16)는 Z_CROSS 신호의 다음 에지에 응답하여 운전 모드에 진입한다.
운전 모드는 한 가지를 제외하고는 이전에 설명한 것과 일치한다. 컨트롤러(16)는 과전류 싱글-스위치 모드를 채용하지 않고 그 대신 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드를 채용한다. 그 결과, 선행 기간 및 오프셋 값의 업데이트에 추가하여, 컨트롤러(16)는 또한 Z_CROSS 신호의 각각의 에지에 응답하여 위상 시프트값을 업데이트한다. 그렇지 않은 경우, 컨트롤러(16)의 작동은 이전에 설명한 것에서 기본적으로 변경되지 않는다. 구체적으로, 컨트롤러(16)는 SPEED_MIN과 SPEED_MAX를 경계로 하는 작동 속도 범위에 걸쳐 모터(2)를 구동한다. 이 속도 범위 내에서, 컨트롤러(16)는 SPEED_CP_MIN과 SPEED_CP_MAX 사이에서 일정한 평균 파워가 달성되도록 하는 제어값을 선택한다. 컨트롤러(16)는 또한 모터(2)를 V_MIN과 V_MAX를 경계로 하는 전압 범위에 걸쳐 구동한다. 이 전압 범위 내에서, 컨트롤러(16)는 V_CP_MIN과 V_CP_MAX 사이에서 일정한 평균 파워가 달성되도록 하는 제어값을 선택한다.
컨트롤러(16)는 3개의 선행 룩업 테이블을 저장한다. 제1 룩업 테이블은 멀티-스위치 모드로 작동할 때에 회전자 속도에 의해 인덱싱되는 1차원 테이블이다. 제2 룩업 테이블은 과전류 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 회전자 속도에 의해 인덱싱되는 1차원 테이블이다. 제3 테이블은 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드로 작동할 때에 회전자 속도 및 전압에 의해 인덱싱되는 2차원 테이블이다.
멀티-스위치 모드에서 이용되는 프리휠 룩업 테이블, 타임아웃 룩업 테이블, 및 선행 룩업 테이블은 컨트롤러(16)에 의해 단일의 멀티-스위치 맵으로서 일괄적으로 저장된다. 도 24는 컨트롤러(16)에 의해 채용된 멀티-스위치 맵을 상세하게 예시한다. 이 맵은 복수의 속도의 각각에 대한 프리휠 기간 T_FW, 타임아웃 기간 T_TO, 및 선행 기간 T_ADV를 저장한다. 다양한 기간에 대응하는 전기각 또한 나열되어 있다. 그러나, 이 각도는 컨트롤러(16)에 의해 저장되는 맵의 일부분을 형성하지 않으며, 단지 회전자 속도에 따른 각도의 움직임을 예시하기 위해 제공된 것이다. 예컨대, 70 ㎲의 고정된 타임아웃 기간 T_TO가 중속 가속 전반에 걸쳐 이용된다는 것을 알 수 있다. 그러나, 대응하는 타임아웃 각도 A_TO는 10 krpm에서의 8.4도에서 55 krpm에서의 42.0도로 증가한다.
과전류 싱글-스위치 모드에서 이용되는 선행 룩업 테이블과 오버런 룩업 테이블은 마찬가지로 단일 맵으로서 저장된다. 그 맵의 일부분이 도 25에 상세하게 예시되어 있다. 역시, 예시를 목적으로 대응하는 전기각이 제공되어 있다.
비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드에서 이용되는 선행 룩업 테이블, 전도 오프셋 룩업 테이블, 및 전도 위상-시프트 룩업 테이블 또한 단일 맵으로서 저장된다. 즉, 3개의 룩업 테이블의 각각에 대해 동일한 속도 및 전압 분해능이 이용되고 있다. 그 결과, 맵의 각각의 요소는 선행 기간, 전도 오프셋 값 및 전도 위상-시프트 값을 저장한다. 그러나, 예시를 명확하게 하기 위해, 각각의 룩업 테이블의 일부분이 도 26 내지 도 28에 예시되어 있으며, 3개의 룩업 테이블 모두의 단위는 마이크로세컨드(㎲)이다. 선행 룩업 테이블 및 전도 오프셋 룩업 테이블은 절대값을 저장하지 않고 차이값을 저장한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 56.2 ㎲의 기준 선행 기간 및 48.8 ㎲의 기준 전도 오프셋 값을 저장하며, 이들은 94 krpm의 속도 및 230V의 RMS 전압에 대응한다.
도 29는 비제한적-프리휠 싱글-스위치 모드에서 컨트롤러(16)에 의해 저장 및 이용되는 전도 사인 룩업 테이블의 부분을 상세하게 예시하고 있다. AC 전원의 주파수가 50㎐이므로, 룩업 테이블은 AC 전원(4)의 하프-사이클에 대응하는 0 내지 0.01초에 걸쳐있다. 룩업 테이블의 분해능은 51.2 ㎲이며, 전도 진폭 T_CD_AMP 및 전도 위상 각도 T_CD_PHASE는 각각 83.2 ㎲와 320 ㎲이다. 전도 위상 각도 T_CD_PHASE는 94 krpm의 속도와 230V의 전압에 대한 기준 위상-시프트인 것이 효과적이다.
모터 시스템(1)은 81 krpm 내지 106 krpm의 작동 속도 범위 및 200V 내지 260V의 작동 전압 범위를 갖는다. 이들 범위 내에서, 85 krpm와 106 krpm 사이의 속도 및 219V와 256V 사이의 전압에서 1600W±25W의 평균 입력 파워가 유지된다. 더욱이, 일정한-파워 속도 및 전압 범위에 걸쳐 대략 85%의 효율이 달성된다.
컨트롤러(16)는 Microchip Technology Inc.에 의해 제조된 PIC16F690 마이크로컨트롤러이다. 이 마이크로컨트롤러는 20 ㎒의 클록 속도, 하나의 ADC, 2개의 비교기, 3개의 타이머, 4096워드의 프로그램 메모리, 및 512 바이트의 데이터 메모리를 갖는 비교적 단순한 8-비트 마이크로컨트롤러이다. 이 비교적 단순한 마이크로컨트롤러로도, 컨트롤러(16)는 약 1600W의 평균 입력 파워로 모터(2)를 100 krpm을 초과하는 속도로 구동할 수 있다.
지금까지는 파형의 각각의 사이클에 걸쳐(및 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐) 하프-사인곡선처럼 변화하는 파형을 갖는 전도 기간을 참조하여 설명하였다. 그러나, 전도 기간에 대해 다른 타입의 주기적 파형이 채용될 수도 있다. 구체적으로, 전도 기간이 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 삼각형 또는 사다리꼴처럼 변화하는 파형은 비교적 우수한 역률을 획득함에 있어서 잘 작용하는 것으로 판명되었다. 도 30은 전도 기간에 대한 전술한 3개의 파형, 즉 (a) 하프-사인곡선, (b) 삼각형, 및 (c) 사다리꼴 파형과 함께 AC 전원(4)의 전압 파형을 도시하고 있다. 이들 파형의 각각에 대해, 전도 기간은 파형의 각각의 사이클의 첫 번째 반부에 걸쳐 증가하고, 사이클의 두 번째 반부에 걸쳐 감소한다. 이들 3개의 파형 중에서, 하프-사인곡선은 지금까지는 저차 고조파의 면에서 최상의 결과를 제공하는 것으로 판명되었다. 그럼에도 불구하고, 상이한 특성을 갖는 모터 시스템에 대해, 상이한 파형을 이용하여 향상된 성능이 획득될 수 있는 상당한 가능성이 있다.
전술한 실시예에서, 선행 기간은 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하다. 그러므로, 이것은 컨트롤러(16)에 의해 실행되는 명령을 간략화시킨다. 그러나, AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 선행 기간을 채용함으로써 향상된 성능이 달성될 수 있다.
HALL 신호의 에지에 선행하여 위상 권선(7)의 전류의 방향을 변경함으로써, 위상 권선(7)을 여자시키기 위해 사용된 DC 링크 전압은 역기전력에 의해 증폭된다. 그 결과, 위상 권선(7)을 통과하는 전류의 방향이 더욱 신속하게 반대로 될 수 있다. 추가로, 위상 권선(7)의 전류는 역기전력을 야기하도록 될 수 있으며, 이로써 포지티브 토크의 기간 동안 위상 권선(7)에 더 많은 전류가 공급될 수 있다. DC 링크 전압이 증가할 때, 위상 전류의 방향을 반대로 하기 위해 요구되는 시간은 감소하며, 위상 전류가 상승하는 레이트는 증가한다. 따라서, 더 짧은 선행 기간이 채용될 수 있으며, 위상 전류의 양의 어떠한 부족분이 전도 기간을 증가시킴으로써 채워질 수 있다. 선행 기간을 감소시킴으로써, 네거티브 토크의 기간이 감소되고, 그에 따라 더욱 효율적인 모터 시스템(1)이 실현될 수 있다는 점이 중요하다. 컨트롤러(16)는 따라서 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 선행 기간을 채용한다. 이를 위해, 선행 기간의 길이는 주기적 파형에 의해 정해질 수 있으며, 이 파형의 각각의 사이클이 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클과 함께 반복된다. 선행 기간의 길이는 AC 전원(4)의 전압에서의 제로-크로싱 주위의 영역에서는 더 길게 되며, 피크 전압 주위의 영역에서는 더 짧게 된다. 선행 기간에 적합한 파형은 반전된 하프-사인곡선 파형, 반전된 삼각 파형, 및 반전된 사다리꼴 파형을 포함한다. 도 31은 선행 기간에 대한 3개의 가능한 파형, 즉 (a) 반전된 하프-사인곡선 파형, (b) 반전된 삼각 파형, (c) 반전된 사다리꼴 파형과 함께 AC 전원(4)의 전압 파형을 도시하고 있다. 선행 기간은 대부분이 전도 기간에 대해 위에서 설명된 것과 동일한 양상으로 컨트롤러(16)에 의해 정해지고, 저장되며, 업데이트된다. 예컨대, 반전된 하프-사인곡선처럼 변화하는 선행 기간 T_ADV는 다음과 같이 정의될 수 있다:
T_ADV = T_ADV_OFFSET - T_ADV_AMP * abs{sin({t * f * 360 deg)}
컨트롤러(16)는 모터(2)의 각각의 전기적 하프-사이클에 대한 선행 기간을 결정하기 위해 AC 전원(4)의 전압에서의 제로-크로싱 이후에 경과한 시간을 이용한다. 컨트롤러(16)는 또한 회전자 속도의 변경 및/또는 AC 전원(4)의 RMS 전압의 변경에 응답하여 선행 기간의 파형을 업데이트할 수 있다. 예컨대, 컨트롤러(16)는 회전자 속도 및/또는 전압의 변경에 응답하여 파형의 오프셋, 진폭 및 위상 중의 하나 이상을 조정할 수 있다. 역시, 전도 기간과 마찬가지로, 선행 기간은 2개의 성분, 즉 선행 기간 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 일정한 제1 성분과 선행 기간 파형의 각각의 사이클에 걸쳐 변화하는 제2 성분의 합계로서 정의될 수 있다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 회전자 속도 및/또는 RMS 전압의 변경에 응답하여 이들 성분 중의 하나 또는 양자를 조정한다.
컨트롤러(16)에 의해 채용된 파라미터(예컨대, 선행 기간, 전도 오프셋 등)는 운전 모드로 작동할 때에만 AC 전원(4)의 RMS 전압의 변경에 응답하여 조정된다. 이것은 가속 동안 컨트롤러(16)에 의해 이용되는 룩업 테이블의 크기를 감소시킨다. 그 결과, 운전 모드 동안 사용되는 더욱 중요한 룩업 테이블을 위해 더 많은 메모리가 이용 가능하게 된다. 그러나, AC 전원(4)의 RMS 전압의 변경에 응답하여 가속 동안 하나 이상의 파라미터를 조정하는 것이 바람직한 경우가 있을 수도 있다. 예컨대, 제어값을 조정하지 않고서도, AC 전원(4)의 RMS 전압이 추천 전압보다 높거나 낮게 되면, 모터 시스템(1)은 더 높은 파워 또는 더 낮은 파워로 개시할 수 있다. 가속 동안 파라미터를 조정함으로써, 파워에 걸쳐 더 우수한 제어가 달성될 수 있다. 따라서, 컨트롤러(16)는 예컨대 프리휠 기간, 타임아웃 기간, 선행 기간 및 오버런 기간과 같은 가속 동안에 이용되는 파라미터 중의 하나 이상에 대한 전압 보상 테이블을 저장할 수 있다. 전압 보상 테이블은 복수의 전압의 각각에 대한 보상값을 저장한다. 특정 파라미터를 업데이트할 때에, 컨트롤러(16)는 제어값을 선택하기 위해 회전자 속도를 이용하여 관련 룩업 테이블을 인덱싱한다. 또한, 컨트롤러(16)는 보상값을 선택하기 위해 AC 전원(4)의 RMS 전압을 이용하여 관련 전압 보상 테이블을 인덱싱한다. 그리고나서, 컨트롤러(16)는 파라미터의 값을 획득하기 위해 제어값과 전압 보상값을 합산한다. 이 특정 예에서, 전압 보상 테이블은 1차원의 것이다. 그러나, 어떠한 전압 보상은 AC 전원(4)의 RMS 전압뿐만 아니라 회전자(5)의 속도에도 좌우되는 것이 이상적이다. 따라서, 각각의 파라미터에 대한 2개의 1차원 룩업 테이블을 저장하지 않고, 컨트롤러(16)는, 운전 모드 동안 이용되는 파라미터에 대해 이루어지는 것과 같이(예컨대, 도 26 내지 도 28을 참조), 각각의 파라미터에 대한 전체적인 2차원 룩업 테이블을 저장할 수 있다. 그러나, 전체적인 2차원 테이블은 2개의 1차원 테이블보다 현저하게 많은 메모리를 요구한다.
전술한 실시예들에서, 모터(2)는 4극 회전자(5) 및 4극 고정자(6)를 포함한다. 그러나, 회전자(5) 및 고정자(6)는 더 적거나 더 많은 개수의 자극을 가질 수도 있다. 자극의 개수가 증가할 때, 기계적 사이클 당의 전기적 사이클의 수가 증가한다. 그 결과, 주어진 회전자 속도에 대해, 각각의 홀 기간이 더 짧아지게 된다. 따라서, 각각의 홀 기간 동안 필수적인 명령을 수행하기 위해 더 고속의 컨트롤러(16)가 요구될 수도 있다. 또한, 인버터(10)를 위한 더 고속의 스위치가 요구될 수도 있다. 그 결과, 허용 가능한 자극의 개수는 모터(2)의 작동 속도 및/또는 제어 시스템(3)의 부품에 의해 제한되기가 쉽다.
위에서 설명되고 도 5에 도시된 전류 컨트롤러(22)는 PIC16F690 마이크로컨트롤러의 내부 주변 장치를 이용한다. 컨트롤러(16)용으로 이용되는 특정 마이크로컨트롤러에 따라서는 전류 컨트롤러(22)에 대한 다른 구성도 가능하다. 더욱이, 전류 조정기(22)는 컨트롤러(16)의 일부분을 형성하지 않아도 된다. 그 대신, 전류 조정기(22)는 컨트롤러(16)와 별도로 형성될 수도 있다. 그로므로, 컨트롤러(16)는 과전류 신호를 수신하기 위한 전류 조정기(22)에 접속된 입력 핀(20)을 포함할 것이다.
모터 시스템(1)에 의해 채용된 위치 센서(13)는 홀-이펙트 센서(Hall-effect sensor)이다. 그러나, 예컨대 광학 센서와 같은 회전자(5)의 위치를 나타내는 신호를 출력할 수 있는 다른 위치 센서도 동등하게 채용될 수 있다. 유사하게, 한 쌍의 클램핑 다이오드를 채용하지 않고, 제로-크로스 검출기(12)를 위해 예컨대 슈미트 트리거(Schmitt trigger)와 같은 다른 구성의 것도 이용될 수 있다.
컨트롤러(16)는 인버터(10)의 하이측 스위치(Q1, Q2)를 개방함으로써 위상 권선(7)을 프리휠한다. 그러므로, 이것은 위상 권선(7)의 전류가 인버터(10)의 로우측 루프 주위에서 재순환할 수 있도록 한다. 가능하게는, 프리휠링은 그 대신에 로우측 스위치(Q3, Q4)를 개방하고 전류가 인버터(10)의 하이측 루프 주위에 재순환하도록 함으로써 발생할 수도 있다. 그러나, 프리휠링 동안 전류가 지속적으로 감지될 수 있도록 하기 위해 인버터(10)의 상부 암 상에 전류 센서(12)의 분로 저항기(R1, R2)가 위치되도록 요구될 것이다. 이것은 분로 저항기(R1, R2)가 여자 동안 더 높은 전압에 놓일 것이므로 더 높은 파워 손실을 초래할 것이다. 또한, 분로 저항기(R1, R2) 양단의 전압이 중립적인 것으로 되지 않고 플로팅될 것이므로, 위상 권선(7)의 전류를 측정하는 것이 곤란할 것이다.
전술한 실시예에서, 모터 시스템(1)은 영구 자석 모터(2)를 구동하는 제어 시스템(3)을 포함한다. 그러나, 다른 타입의 브러시리스 모터를 구동하기 위해 제어 시스템(3)의 다수의 특징이 동등하게 이용될 수 있을 것이다.
시간에 따라 주기적으로 변화하는 전도 기간 및/또는 선행 기간을 이용하는 것은 예컨대 릴럭턴스 모터와 같은 다른 타입의 브러시리스 모터의 위상 권선을 여자시키기 위해 이용될 수 있다. 릴럭턴스 모터의 경우, 회전자는 모터의 위상 권선에 역기전력을 유도하지 않는다. 따라서, 가변 전도 기간 또는 선행 기간에 대한 필요성 없이도 실질적으로 사인곡선의 전류 파형을 획득하는 것이 가능하다. 그러나, 모터 내의 자속 밀도에 대한 특정 인벨로프를 달성하기 위해 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 전도 기간 및/또는 선행 기간이 이용될 수 있다.
DC 링크 전압에서의 리플로 인해, 릴럭턴스 모터의 권선이 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 전압으로 여자된다. 일정한 전도 기간이 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 사용되면, 모터 내의 자속 밀도의 인벨로프는 DC 링크 전압의 리플을 반영할 것이다. 따라서, 컨트롤러(16)는 자속 밀도의 인벨로프를 성형하기 위해 AC 전원(4)의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 전도 기간을 채용할 수 있다. 구체적으로, 컨트롤러(16)는 피크 자속 밀도를 감소시키는 전도 기간을 채용할 수 있다. 피크 자속 밀도를 감소시킴으로써, 더욱 효율적이고 및/또는 더 작은 모터가 실현될 수 있다. 피크 자속 밀도를 감소시키기 위해, 컨트롤러(16)는, AC 전원(4)의 전압에서의 제로-크로싱 주위의 영역에는 더 길고 피크 전압 주위의 영역에서는 더 짧은 전도 기간을 채용한다. 전도 기간에 대한 적합한 파형은 반전된 하프-사인곡선 파형, 반전된 삼각 파형, 및 반전된 사다리꼴 파형을 포함한다.
전도 기간의 길이의 변동을 보상하기 위해, 컨트롤러(16)는 또한 시간에 따라 주기적으로 변화하는 선행 기간을 채용할 수 있다. 구체적으로, 전도 기간이 감소할 때, 컨트롤러(16)는 더 짧은 전도 기간을 보상하기 위해 더 긴 선행 기간을 채용할 수 있다. 이에 따라, 전도 기간과 반대로, 컨트롤러(16)는, AC 전원(4)의 전압의 제로-크로싱 주위의 영역에서는 더 짧고 피크 전압 주위의 영역에서는 더 긴 선행 기간을 채용한다. 선행 기간에 적합한 파형은 하프-사인곡선 파형, 삼각 파형, 및 사다리꼴 파형을 포함한다.
영구 자석 모터(2)의 경우, 컨트롤러(16)는 예컨대 위치 센서(13)에 의해 출력된 신호로부터 결정된 바와 같이 위상 권선(7)에서의 역기전력의 제로-크로싱에 선행하여 위상 권선(7)을 여자시킨다. 릴럭턴스 모터의 경우, 컨트롤러(16)는 역시 위치 센서를 통해 결정될 수 있는 상승 릴럭턴스에 선행하여 권선을 여자시킨다. 양자의 경우, 컨트롤러(16)는 회전자의 소정의 위치에 선행하여 위상 권선을 여자시킨다. 보다 구체적으로, 컨트롤러(16)는 정렬되지 않은 회전자 위치들에 선행하여 위상 권선을 여자시킨다.
시간에 따라 주기적으로 변화하는 전도 기간 및/또는 선행 기간이 상이한 타입의 브러시 모터와 함께 이용될 수도 있지만, 가변의 전도 및/또는 선행 기간은 영구 자석 모터를 구동하기 위해 이용될 때에 특정의 이점을 갖는다. 전술한 바와 같이, 영구 자석 모터(5)에 의해 위상 권선(7)에 유도되는 역기전력은 AC 전원(4)으로부터 인입되는 전류의 양을 정확하게 제어하는 것을 곤란하게 한다. 시간에 따라 주기적으로 변화하는 전도 기간을 채용함으로써, 액티브 PFC 또는 하이-커패시턴스 링크 커패시터를 필요로 하지 않고서도 AC 전원으로부터 인입되는 전류에 대하여 사인곡선의 파형에 근접하는 파형이 달성될 수 있다.
AC 전원의 전압의 제로-크로싱에 응답하여 제어 파라미터(예컨대, 선행 기간, 전도 기간, 프리휠 기간 및 타임아웃 기간)를 업데이트하는 것은 다른 타입의 브러시리스 모터와 함께 이용될 수 있다. 전술한 바와 같이, AC 전원의 제로-크로싱에 응답하여 제어 파라미터를 업데이트함으로써, 제어 파라미터는 모터 속도에 상관없이 규칙적인 간격으로 업데이트된다. 더욱이, 제어 파라미터는 전용 타이머를 필요로 하지 않고서도 규칙적으로 업데이트된다. 제어 파라미터는 또한 AC 전원의 사이클에 동기하여 업데이트된다. 그 결과, AC 전원으로부터 인입되는 전류의 파형이 전반적으로 더욱 안정하게 된다.
인터럽트 충돌은 다수의 타입의 브러시리스 모터에 대한 잠재적인 문제점이다. 그 결과, 소프트웨어가 아닌 하드웨어로 제어 신호를 발생하기 위해 타이머 및 비교기(예컨대, 전용 비교기 모듈의 일부를 형성하거나 또는 PWM 모듈의 일부분으로서의)를 이용하는 것은 인터럽트의 전체 개수를 감소시키기 위한 다른 타입의 브러시리스 모터와 함께 이용될 수 있다. 또한, 컨트롤러가 아날로그 신호를 샘플링하도록 요구되는 때에, 인터럽트 충돌은 샘플링 프로세스를 다수의 단계로 분할하고 각각의 단계가 위치-센서 신호의 상이한 에지에 응답하여 수행되도록 함으로써 추가로 감소될 수 있다. 그 결과, 샘플링 프로세스는 모터의 다수의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 분산되며, 이에 의해 각각의 전기적 하프-사이클 동안 컨트롤러가 다른 루틴을 실행하도록 더 많은 시간을 비워둘 수 있게 된다.
Claims (19)
- 브러시리스 영구 자석 모터를 제어하는 방법에 있어서,
교류 전압을 정류하여 50% 이상의 리플을 갖는 정류된 전압을 제공하는 단계;
모터의 권선을, 정류된 전압으로, 선행 기간(advance period)만큼 역기전력의 제로-크로싱(zero-crossing)에 선행하여 여자시키고 또한 모터의 각각의 전기적 하프-사이클에 걸쳐 전도 기간(conduction period) 동안 여자시키는 단계; 및
일정한 평균 파워를 유지하기 위해 모터 속도 및 교류 전압의 RMS 값 중의 하나의 변경에 응답하여 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나를 조정하는 단계
를 포함하는 것을 특징으로 하는 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제1항에 있어서,
0.95 이상의 역률을 유지하기 위해 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나를 조정하는 단계를 더 포함하는, 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제1항 또는 제2항에 있어서,
80% 이상의 효율을 유지하기 위해 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나를 조정하는 단계를 더 포함하는, 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 교류 전압은 100V와 240V 사이의 RMS 값을 가지며,
상기 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법은, 1000W 이상의 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나를 조정하는 단계를 더 포함하는,
브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
10 krpm 사이의 속도 범위와 10V 사이의 전압 범위 중의 하나에 걸쳐 일정한 평균 파워를 유지하기 위해 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나를 조정하는 단계를 더 포함하는, 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제5항에 있어서,
상기 속도 범위는 60 krpm보다 큰 최소치와 80 krpm보다 큰 최대치를 갖는, 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제5항 또는 제6항에 있어서,
상기 속도 범위는 100 krpm보다 큰 최대치를 갖는, 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나의 기간의 길이는 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 파형에 의해 정해지며,
상기 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법은, 모터 속도 및 RMS 값 중의 하나의 변경에 응답하여 상기 파형을 조정하는 단계를 더 포함하는,
브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제8항에 있어서,
상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나의 기간의 길이는 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정한 제1 성분과 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 제2 성분의 합계를 포함하며,
상기 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법은, 모터 속도와 RMS 값 중의 하나의 변경에 응답하여 상기 제1 성분을 조정하는 단계를 더 포함하는,
브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제9항에 있어서,
상기 제2 성분은 교류 전압에서의 제로-크로싱 이후에 경과한 시간의 길이에 의해 정해지는, 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
교류 전압에서의 제로-크로싱에 응답하여 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나를 조정하는 단계를 더 포함하는, 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제11항에 있어서,
상기 선행 기간은 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정하며,
상기 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법은, 제로-크로싱에 응답하여 상기 선행 기간을 조정하는 단계를 더 포함하는,
브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제11항 또는 제12항에 있어서,
제1 제어값의 제1 룩업 테이블을 저장하는 단계와, 제로-크로싱에 응답하여, 제1 제어값을 선택하기 위해 속도 및 전압 중의 하나를 이용하여 상기 제1 룩업 테이블을 인덱싱하는 단계와, 상기 제1 제어값을 이용하여 상기 선행 기간을 결정하는 단계를 더 포함하는, 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 제11항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 전도 기간의 길이는 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 일정한 제1 성분과 교류 전압의 각각의 하프-사이클에 걸쳐 변화하는 제2 성분의 합계를 포함하며,
상기 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법은, 제2 제어값의 제2 룩업 테이블을 저장하는 단계와, 제로-크로싱에 응답하여, 제2 제어값을 선택하기 위해 속도 및 전압 중의 하나를 이용하여 상기 제2 룩업 테이블을 인덱싱하는 단계와, 상기 제2 제어값을 이용하여 상기 제1 성분을 결정하는 단계를 더 포함하는,
브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법. - 청구항 1 내지 14 중 어느 하나의 청구항에서 청구된 바와 같은 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 방법을 수행하는 것을 특징으로 하는 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 시스템.
- 제15항에 있어서,
교류 전압을 정류하는 정류기;
권선에 접속된 인버터; 및
상기 인버터를 제어하는 컨트롤러
를 포함하며,
상기 컨트롤러는 역기전력의 제로-크로싱에 선행하여 상기 권선을 여자시키기 위한 하나 이상의 제어 신호를 발생하며, 상기 인버터는 상기 제어 신호에 응답하여 상기 권선을 정류된 전압으로 여자시키며, 상기 컨트롤러는 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나를 모터 속도 및 RMS 값 중의 하나의 변경에 응답하여 조정하는, 브러시리스 영구 자석 모터의 제어 시스템. - 제16항에 있어서,
역기전력의 제로-크로싱에 대응하는 에지를 갖는 신호를 출력하는 위치 센서를 더 포함하며,
상기 컨트롤러는 상기 신호의 각각의 에지에 선행하여 상기 제어 신호를 발생하는,
브러시리스 영구 자석 모터의 제어 시스템. - 제16항 또는 제17항에 있어서,
교류 전압에서의 제로-크로싱을 검출하는 제로-크로스 검출기를 더 포함하며,
상기 컨트롤러는 교류 전압에서의 제로-크로싱에 응답하여 상기 선행 기간 및 상기 전도 기간 중의 하나를 조정하는,
브러시리스 영구 자석 모터의 제어 시스템. - 영구 자석 모터와 청구항 15 내지 18 중 어느 하나의 청구항에서 청구된 바와 같은 제어 시스템을 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 시스템.
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