KR20060114322A

KR20060114322A - 혼선 제거 방법 및 시스템

Info

Publication number: KR20060114322A
Application number: KR1020067002618A
Authority: KR
Inventors: 앤드류 주 김; 마이클 지. 브라젤; 산제이 바제칼; 찰스 써머스
Original assignee: 퀠란 인코포레이티드
Priority date: 2003-08-07
Filing date: 2004-08-05
Publication date: 2006-11-06
Also published as: DE112004001455B4; WO2005018134A3; KR101109847B1; US20060159002A1; US8068406B2; US20100039923A1; GB2421674B; US7626916B2; US7050388B2; GB0603563D0; WO2005018134A2; DE112004001455T5; GB2421674A; US20050030884A1; JP2007502054A

Abstract

한 통신 채널에서 전파되는 신호는 다른 채널에서 혼선 장애를 발생시킬 수 있다. 혼선 제거 장치는 혼선 장애를 유발하는 신호를 처리하고, 혼선 장애를 수신하는 채널에 적용될 때 혼선을 상쇄할 수 있는 혼선 제거 신호를 생성할 수 있다. 혼선 제거 장치는 타이밍을 맞추는 형태로 실제 혼선을 모방하는 신호를 생성하는 혼선 효과의 모델을 포함할 수 있다. 혼선 제거 장치는 혼선 제거 성능을 향상시키기 위해 혼선이 상쇄된 통신 신호를 모니터하고 모델을 조절하는 제어기를 포함할 수 있다. 혼선 제거 장치는 정의된 시험 신호가 혼선 생성 채널과 혼선 수신 채널에서 전송될 수 있는 자동 구성 또는 조정의 모드를 가질 수 있다.

혼선, 통신 채널, 혼선 제거, 채널

Description

혼선 제거 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR CROSSTALK CANCELLATION}

본 발명은 2003년 8월 7일에 출원된 초고속통신 시스템에서의 혼선 제거 방법 및 시스템이라는 미국 가출원 60/494,072에 대해 우선권을 주장한다. 상기 가출원 60/494,072의 내용은 여기에 관련문헌으로서 합체된다.

본 발명은 2002년 3월 28일 출원된 다중레벨 신호의 디코딩 방법 및 시스템이라는 미국출원 10/108,598호 및 2003년 7월 15일에 출원된 최적의 고속 다중레벨 신호 디코딩용 적응 노이즈 필터링 및 균등화라는 미국출원 10/620,477과 관련이 있고, 미국출원 10/620,477은 여기에 관련문헌으로 합체된다.

본 발명은 통신분야에 관한 것이고, 보다 상세하게는 높은 데이터 전송률에서 주로 일어나는 것으로서 두 개 이상의 통신 채널 사이에서 생기는 혼선의 장애를 상쇄하여 통신 시스템에서 신호의 신뢰성을 향상시키는 것에 관한 것이다.

통신 서비스의 소비가 증가함으로 인해, 통신 시스템에서 용량 및 대역폭을 취급하는 증가된 데이터가 요구되고 있다. 종종 혼선이라고 알려진 현상이 이러한 통신 시스템에서 발생하여 고속 신호의 전송을 방해하고 따라서 바람직하게 통신 대역폭을 않게 낮은 레벨로 제한하게 된다.

혼선은 한 통신 채널의 신호가 다른 신호로부터 방해를 받아 손상되는 현상 으로서, 통신 시스템에서 발생된다. 이러한 장애는 다양한 영향에 의해 발생할 수 있다. 예를 들어, 회로판, 전기 커넥터, 및 쌍으로 꼬여있는 케이블 다발과 같은 전기 시스템에서, 각각의 전기적 경로는 채널의 역할을 하고 있다. 고속 통신 속도에서, 이러한 전도성 경로는 안테나와 같이 행동하여 전자기 에너지를 발산하기도 하고 수신하기도 한다. 공격 채널(aggressing channel)이라 불리는 한 채널에서 방출된 에너지는 바람직하지 아니하게 희생 채널(victim channel)이라 불리는 다른 채널에 연결되거나 다른 채널에 의해 수신된다. 혼선은 보통 단일 채널이 하나 이상의 다른 채널에 에너지를 방출하거나 다른 채널로부터 에너지를 수신한다는 점에서 양방향이라고 할 수 있다.

혼선은 통신 시스템의 처리 속도를 향상시키는데 커다란 장벽이 되고 있다. 구체적으로 지적되지 않아도, 혼선은 종종 노이즈로서 분명히 나타난다. 특히, 혼선은 수신되는 신호값에서 불확실성을 증가시킴으로써 신호의 질을 떨어뜨리고, 그 결과 통신을 신뢰하기 어렵게 만든다. 즉, 데이터의 에러가 일어날 확률이 크다. 다시 말해서, 혼선은 보통 데이터 전송률이 증가 될 때 더 문제가 된다. 혼선은 신호의 완전무결한 상태를 감소시킬 뿐 아니라, 혼선의 양은 공격 신호의 대역폭과 함께 증가하여 데이터 전송률이 더 빨라지는 것을 어렵게 만든다. 이것은 특히 2진 또는 다중 레벨의 신호를 사용하는 전기 시스템에서 발생하는데, 이는 이러한 신호들이 지나가는 전도성 경로가 신호에서 레벨 추이와 관련된 고주파수에서보다 효과적으로 에너지를 방출하고 수신하기 때문이다. 다시 말해서, 2진 또는 다중 레벨에서 각각의 신호는 저주파 요소에 비해 혼선으로 인한 품질저하에 훨씬 더 영 향을 잘 받는 고주파 신호로 구성되어 있다.

데이터 처리율을 증가함에 있어서 방해가 되는 혼선에, 희생 신호의 고주파가 긴 신호 전송 경로의 길이(예를 들어, 초당 수 기가비트의 데이터 전송률로 몇몇 인치의 길이인 회로의 트레이스)에서 점점 감소하는 경향이 더해진다. 즉, 통신 신호의 고주파 성분은 비교적 높은 레벨의 혼선의 장애를 수신할 뿐 아니라, 전송으로 인해 손실되어 약하기 때문에 방해받기 쉽니다.

이렇게 감소된 고주파 성분이 채널 균등화로 알려진 기술에 의해 증폭될 수 있는 반면, 이러한 채널 균등화는 데이터를 전송하는 고주파 신호를 증폭할 때 생기는 부산물로서 종종 노이즈와 혼선을 증가시킨다. 예를 들어, 다음 세대의 후면(backplane) 시스템에 요구되는 초당 수 기가비트의 데이터 전송률에서, 통신 채널에서 혼선 에너지의 레벨은 고속 통신의 기반이 되는 고주파에서 희생 신호 에너지의 레벨을 능가할 수 있다. 이러한 상태에서, 이질적이거나 빗나간 신호의 에너지는 바람직한 데이터-수송 신호의 에너지를 지배할 수 있고, 그 결과 대부분의 종래 시스템의 구조를 가지고는 이러한 데이터 전송율로 통신하는 것을 불가능하게 한다.

노이즈라는 용어는 혼선과는 구별되는 것으로서 완전히 무작위적인 현상을 말한다. 이에 비해 혼선은 가끔은 알 수 없지만 그래도 결정할 수 있는 매개변수이다. 종래의 기술은 혼선을 줄이기 위해 시스템을 이론적으로 시스템을 수정할 수 있다는 지식을 갖고 있다. 구체적으로는, (i) 방해하는 채널 즉 공격 채널에서 전송된 데이터와 (ii) 공격 채널로부터 희생 채널로 연결할 때 생기는 신호의 변형 을 정의함으로써, 혼선은 이론적으로 측정되고 제거될 수 있다. 즉, 통신 채널에 입력된 통신 신호가 전송하는 데이터를 알고 혼선에 의해 통신 신호에 부가된 신호의 변형도 알면 혼선 신호의 품질저하가 제거될 수 있다는 것을 당업자는 이해하고 있다. 그러나, 혼선을 적절히 제거하는 시스템을 실제로 실행하는데 도움이 되도록 충분한 정확도를 갖는 신호 변형을 명확히 하는 수준에 도달하는 것은 종래의 기술로는 어렵다. 그 결과, 혼선을 접근하는 종래의 기술은 고속 (예를 들어, 초당 수 기가 비트의 속도) 통신 시스템에서는 대개 충분치 못하다. 따라서, 희생 신호의 신용도를 향상시키기 위해 혼선을 제거하고 데이터 처리율을 향상시키기 위해 혼선이 취하는 장벽을 제거할 필요가 있다.

혼선을 초래하는 물리적 현상(예를 들어, 전기 시스템에서의 전자기 연결 또는 광학 시스템에서 네 개의 파의 혼합)은 잘 이해할 수 있는 반면, 이러한 이해만으로는 혼선 전달 함수에 대한 직접적이고 간단한 모델을 제공할 수 없다. 모델링 함에 있어서 종래의 어려움이 갖는 공통된 원인은 희생 및 공격 신호의 경로의 상대적인 기하학적 배열이 혼선효과의 함수에 상당히 영향을 미친다는 것이고, 이러한 경로는 서로 얽힐 수 있다. 즉, 일반적으로 신호 경로의 복잡성은 신호의 도관을 분석하는 것을 기초로 하는 종래의 모델링 방식을 이용하여 혼선을 형성하려는 노력을 점검한다. 나아가, (i) 시스템이 상이한 한 쌍의 희생-공격에 대해 다수의 상이한 반응을 가질 수 있고, (ii) 상이한 시스템은 상이한 세트의 디자인을 필요로하기 때문에, 미리 정해진 특정의 혼선 반응을 위해 혼선을 설계하는 것을 바람직하지 않다. 따라서, (i) 다양한 혼선 전송 함수를 수용하고 (ii) 각각의 쌍을 이루는 희생-공격에 대해 특징짓고 조절하는 복잡한 수동식 업무를 피하도록 자동조절하는, 혼선 제거 시스템 및 충분한 적응성을 지닌 방법이 기술분야에서 요구되고 있다.

혼선 제거에 대한 일반적인 개념이 종래의 기술분야에서 알려져 있는 반면, 종래의 혼선 제거방법은 수 기가 보드의 속도를 지원하는 채널과 같은 고속의 환경에는 보통 적용될 수 없다. 종래의 혼선 제거방법은 접근할 수 있는 공격 데이터 신호와 수신된 희생 신호들이 디지털화되어 있는 완전한 디지털 환경에서 보통 실행되고, 마이크로프로세서는 제거절차를 수행한다. 고속 환경에서 디지털 혼선 제거를 수행하는데 필요한 아날로그-디지털 변환기 및 마이크로프로세서는 보통 너무 복잡하여, 감당할 수 없는 전력 소비와 생산 비용을 초래한다.

기술분야에서의 이러한 대표적은 결점을 해결하기 위해, 고속 환경에서 호환될 수 있지만 낮은 전력을 소비하고 합리적인 생산비용을 갖는 혼선 제거를 할 수 있는 능력이 필요하다. 나아가, 혼선 제거 장치를 자동으로 조정하거나 만들 수 있는 능력이 필요하다. 이러한 능력은 다양한 통신 장치에서 대역폭을 향상시키고 높은 데이터 속도를 촉진할 것이다.

본 발명은 두 개 이상의 통신 채널에서 발생하는 혼선과 같은 신호의 간섭을 상쇄하는 것을 지지한다. 혼선을 상쇄함으로써 신호의 질이 향상되고 통신의 대역폭 또는 정보 전달 능력이 개선된다.

한 통신 채널에서 전송된 통신 신호는 혼선과 같은 원치 않는 신호를 다른 통신 채널 내로 연결시켜 그 채널에서 전송되는 통신신호를 방해한다. 두 채널 사이에서 발생하는 것뿐 아니라, 다수의 통신 채널 사이에서 이러한 혼선 효과는 두 개 이상의 채널에서 혼선을 부과하고 두 개 이상의 채널로부터 혼선을 수신하는 각 채널에 연결된다. 채널은 신호 경로를 제공하는 전기 전도체 또는 광섬유과 같은 매체일 수 있다. 단일의 광섬유는 두 개 이상의 채널에 통신 매체를 제공할 수 있고, 각각은 디지털 또는 아날로그 정보를 전달한다. 또는, 각 채널은 전용 전송 매체를 가질 수 있다. 예를 들어, 회로 보드는 각각의 트레이스가 전용 통신 채널을 제공하는 회로 트레이스의 형태로 되어 있는 다수의 전도체를 가질 수 있다.

본 발명의 또 다른 특징으로, 혼선 제거 장치는 수신된 혼선을 제거하거나 상쇄하도록 혼선 장애를 수신하는 채널 내로 혼선 제거 신호를 입력할 수 있다. 혼선 제거 신호는 혼선을 생성하는 다른 채널에서 전파되고 있는 신호로부터 유도되거나 생성될 수 있다. 혼선 제거 장치는 혼선을 생성하는 채널과 혼선을 제거하는 채널 사이에서 연결될 수 있다. 이러한 구조로, 혼선 제거 장치는 혼선을 유발하는 신호의 일부를 샘플링하거나 수신할 수 있고, 원치 않는 혼선을 수신하고 있는 채널에 적용할 수 있도록 혼전 제거 신호를 만들어 낼 수 있다. 즉, 혼선 제거 장치는 혼선을 유발하는 채널 내로 접속하여, 혼선 제거 신호를 생성하고, 혼선을 제거하거나 정정하도록 혼선 장애를 수신하는 채널에 혼선 제거 신호를 적용할 수 있다.

본 발명의 또 다른 특징으로, 혼선 제거 장치는 혼선 효과의 모델을 통해서 혼선 제거 신호를 생성할 수 있다. 이 모델은 혼선 신호를 추정하거나, 비슷하게 만들거나, 모방하거나, 유사한 모습을 띠는 신호의 형태로 혼선 제거 신호를 생성할 수 있다. 혼선 제거 신호는 실제의 혼선 신호와 일치하는 모양이나 파형을 가질 수 있다. 세트로 된 모델링 매개변수와 같은 모델을 수정하는 세팅 또는 수정에 의해 이러한 파형의 특성을 정의할 수 있다.

혼선 제거 신호는 실제 혼선 신호와 동기화될 수 있다. 즉, 혼선 제거 신호의 타이밍이 실제 혼선 신호의 타이밍과 일치하도록 조절될 수 있다. 타이밍 지연 또는 다른 타이밍 매개변수가 혼선 제거 신호와 실제 혼선 신호 사이에서 상대적인 타이밍 또는 일시적으로 일치하는 것을 정의할 수 있다.

본 발명의 또 다른 특징으로, 혼선 제거 장치는 모델링과 타이밍 조절을 수행하여 혼선 제거 신호가 실제의 혼선 신호와 밀접하게 일치하게 하여 그 결과 효과적인 혼선을 제거할 수 있다. 혼선 제거 장치의 제어기는 혼선 제거 장치의 출력을 감시하고 분석할 수 있다. 즉, 제어기는 혼선이 제거된 신호를 처리할 수 있고, 이 혼선이 제거된 신호는 혼선 제거 신호를 혼선 장애를 갖는 채널에 적용하여 얻어진 향상된 통신 신호이다. 혼선을 제거한 후에 남아 있는 잔류 혼선을 최소화 하기 위해서 제어기는 모델링 매개변수와 타이밍 지연을 개별적으로 또는 함께 변화시킬 수 있다. 혼선 제거 장치의 작동을 조절함으로써 수시로 변하는 상태와 혼선 효과의 변화를 상쇄할 수 있다.

본 발명의 또 다른 특징으로, 혼선 제거 장치는 내부적으로 또는 외부적으로 시작되는 교정 또는 셋업 절차를 수행할 수 있다. 혼선 제거 장치 또는 교정 절차를 실행하는 다른 장치는 통신 채널에서 공지되거나 미리 정해진 시험 신호의 전송을 시작할 수 있다. 시험 신호는 혼선을 유발하는 채널이나 혼선의 장애를 수신하는 채널에서 전송될 수 있다. 또한, 다른 시험 신호들이 생성된 혼선 장애를 수신하는 채널에서 전송되는 동안, 한 시험 신호는 혼선을 생성하는 채널에서 전송될 수 있다. 예를 들어, 혼선 수신 채널이 본질적으로 데이터 전송을 대표하지 않는 일정한 전압 또는 전류의 신호를 갖는 반면, 무작위 통신 신호는 혼선 생성 채널에서 전파될 수 있다. 혼선의 장애를 상쇄하는 혼선 제거 신호의 모양 및 타이밍을 정의하기 위해, 혼선 제거 장치는 이러한 공지된 상태를 이용할 수 있다. 즉, 혼선 제거 장치는 혼선 생성 및 혼선 수신 통신 채널들에서 전송하는 시험 신호를 가지고 혼선 제거 장치를 작동하는 것에 기초하는 혼선 효과의 모델을 정의하거나 정제할 수 있다.

여기에서 제시된 혼선을 교정하려는 논의는 예시적인 목적일 뿐이다. 본 발명의 다양한 특징은 이어지는 실시예에 대한 상세한 설명과 도면 및 청구항을 참고하면 보다 명확하게 이해될 수 있다.

도1은 후면에서 통신하고 혼선을 초래하는 두 개의 회선카드를 갖는 통신 시스템의 기능 블록 다이어그램.

도2는 도1에 도시된 시스템에 대한 혼선의 기능 블록 다이어그램.

도3은 본 발명의 실시예에 따른 후면-회선카드 커넥터용 혼선 반응의 좌표.

도4는 본 발명의 실시예에 따른 혼선을 제거하는 기능 블록 다이어그램.

도5는 본 발명의 실시예에 따른 혼선 제거 장치의 기능 블록을 포함하는 혼 선 제거 시스템의 기능 블록 다이어그램.

도6은 본 발명의 실시예에 따른 탭 지연 라인 필터의 기능 블록 다이어그램.

도7은 본 발명의 실시예에 따른 지연이 조절가능한 혼선 제거 장치의 혼선 모델링 필터의 기능 블록 다이어그램.

도8은 본 발명의 실시예에 따른 고역 필터를 갖는 혼선 제거 장치의 혼선 모델링 필터의 기능 블록 다이어그램.

도9는 본 발명의 실시예에 따른 혼선 제거 장치의 제어 모듈의 기능 블록 다이어그램.

도10은 본 발명의 실시예에 따른 혼선을 제거하는 과정을 나타내는 순서도.

도11은 본 발명의 실시예에 따른 혼선 제거 장치를 조정하는 과정을 나타내는 순서도.

도12A 및 도12B는 각각 본 발명의 실시예에 따른 혼선을 제거기 전후의 통신 시스템의 데이터를 시험하는 것을 나타내는 도면.

본 발명은 고속 디지털 데이터 통신 시스템과 같은 통신 시스템의 하나 이상의 통신 경로에서의 혼선을 제거하는 것을 지지하는 것이다. 혼선 효과의 유연하게 적응할 수 있는 모델은 혼선 장애를 정확히 나타내는 제거 신호를 출력할 수 있다. 이러한 제거 신호를 혼선을 갖는 신호 경로에 연결함으로써 그 혼선을 제거할 수 있고 따라서 혼선이 대역폭에 부과할 수 있는 손상을 없앨 수 있다.

이제 도1 내지 도12B에 제시된 각 도면으로 가서 본 발명의 실시예를 상세히 설명하도록 하며, 유사한 도면부호는 몇 개의 숫자를 통해서 유사한 구성요소를 나타낸다.

이제 도1을 보면, 혼선(150, 151)을 나타내는 후면 신호 경로(120, 130)에서 통신하는 두 개의 회선카드(101a, 101b)를 갖는 통신 시스템(100)의 기능 블록 다이어그램을 나타낸다. 보다 구체적으로, 도1은 후면 혼선(150)이 발생하는 것을 나타내고, 후면 통신 시스템(100)을 예를 든 경우의 커넥터 혼선(151)이 발생하는 것을 나타낸다.

회선카드(101a, 101b)는 모듈로서, 보통은 통신 채널과 관련하여 통신 능력을 제공하고 섀시 슬롯의 안팎에서 미끄러지면서 움직이는 회로기판이다. 후면(103)은 다른 회선카드(101a, 101b) 또는 랙이 장착된 디지털 통신 시스템의 데이터 처리 요소와 같은 다른 통신 장치와 각각의 설치된 회선카드(101a, 101b) 사이에서 신호를 전송하는 섀시의 후방에 있는, 회로 트레이스와 같은 세트로 된 신호 경로이다.

도1에 도시된 시스템(100)의 각 회선카드(101a, 101b)는 두 개의 도시된 채널(120, 130)과 같이 데이터의 다중 채널을 전송하고 수신한다. 한 예로서, 채널(130)은 (i) 회선카드(101a)에서 송신기(Tx)를 가동시키고; (ii) 커넥터(102a)를 통해 후면(103)으로 회선카드(101a)를 전송하고; (iii) 계속해서 다른 커넥터(102b)와 회선카드(101b)로 후면(103)을 가로질러 가고; (iv) 수신기(Rx)(105b)에 의해 수신된다. 도1은 희생(희생 송신기(104a)로부터 희생 수신기(105b)까지)이라고 불리고 또한 공격(공격 송신기(104b)로부터 공격 수신기(105a)까지)이라고 명칭 이 정해진 두 개의 채널을 보여준다.

신호 경로(120, 130)는 서로 매우 가까이 근접하여 있을 때 신호 에너지가 공격 채널(120)로부터 발산되어 희생 채널(130) 내로 합쳐진다. 즉, 제1신호 경로가 제2신호 경로 가까이 위치하고 있는 커넥터(102a, 102b)와 후면(103)의 영역에서, 제1신호 경로에서 전파되는 신호 에너지의 일부는 제2신호 경로 내로 연결되어 제2신호 경로에서 전파되는 신호를 손상시킬 수 있다. 이러한 혼선의 연결(150)은 회선카드(101a, 101b)에서, 커넥터(102a, 102b)에서, 후면(103)에서, 또는 이들을 조합한 곳에서 발생한다.

도1에는 도시되지 않았지만, 또한 혼선은 반대방향으로도 일어날 수 있다. 특히, 희생 채널(130)은 종종 공격 채널(120)을 손상시키는 에너지를 발산한다. 즉, 종종 혼선은 양방향으로 발생하여, 제1신호 경로로부터 제2신호 경로까지 뿐만 아니라 제2신호 경로로부터 제1신호 경로까지 전송한다. 나아가, 서로 밀접하게 공존하는 셋 이상의 신호 경로를 갖는 시스템에서, 혼선은 셋 이상의 신호 경로 사이에서 이동될 수 있다. 즉, 단일의 신호가 둘 이상의 다른 신호에 혼선을 가할 수 있을 뿐 아니라, 둘 이상의 다른 신호로부터 혼선의 장애를 받을 수도 있다.

도1에 도시되고 앞서 설명한 다중 물리적 경로와 유사하게, 혼선은 단일 전송 매체(예를 들어, 단일의 케이블 또는 트레이스)에서 전파되는 침략 및 희생 채널과 함께 발생할 수 있다. 이러한 시나리오에서, 각 채널은 특정 신호 대역(예를 들어, 주파수 분할 다중송신 시스템의 주파수 대역, 광파장 분할 다중송신 시스템의 스펙트럼 대역, 또는 시간-분할 다중송신 시스템의 임시창)에 대응할 수 있다. 다시 말해서, 두 개의 통신 채널, 발생하는 혼선과 수신하는 혼선은 광 도파관 또는 와이어와 같은 통신 매개체에서 공존할 수 있고, 각 통신 채널은 헌신적인 통신 신호의 전송을 지지한다.

명확하게 설명하기 위해, 각각 별개의 물리적 경로에 있는 두 채널 사이에서 발생하는 혼선에 기초하는 본 발명의 실시예가 도1에 도시되고 여기에서 상세히 설명되어 있다. 본 발명의 다른 실시예에서는, 방법 및 시스템이 단일의 통신 매개체에서 공존하는 채널 사이에서 발생하는 혼선을 제거하고 있다. 당업자라면 첨부된 상세한 설명과 순서도 좌표 및 기능 블록 다이어그램을 보고 나서 단일 통신 매개체에서 혼선을 보여주는 둘 이상의 채널을 갖는 본 출원발명을 준비하여 사용할 수 있을 것이다.

이제 도2를 보면, 도1에 도시된 시스템(100)용 혼선 모델(210)의 기능 블록 다이어그램(200)이 나타나 있다. 보다 구체적으로, 도2는 예시적인 단일의 전송 함수(210)에 기초하는 커넥터(102b) 내의 혼선 효과(151)의 모델(210)을 나타내고 있다.

공격 송신기(104b)는 공격 채널(120)에 공격 통신 신호 u(t)(215)를 출력한다. 이 공격 통신 신호 u(t)(215)로부터 나오는 에너지는 커넥터(102b)의 혼선(151)을 통해 희생 채널(130)에 연결된다. 공격 통신 신호 u(t)(215)는 주파수의 지대로 구성되어 있다. 혼선(151)은 주파수에 종속하는 현상이므로, 공격 통신 신호 u(t)(215)의 주파수는 변동하는 효율로 희생 채널에 연결된다. 혼선 효과(151)의 주파수 모델 H(f)(210)은 이러한 주파수 요소 각각이 신호 n(t)(230)의 형태로 희생 채널(130) 내에 연결되는 정도를 나타낸다. 이 혼선 신호 n(t)(230)는 희생 송신기(104a)로부터 희생 채널(130)에서 전파되는 질이 저하된 통신 신호 x(t)(214)와 결합한다. 그 결과 결합된 신호 y(t)(260)를 희생 채널(130)이 희생 수신기(105b)로 전송한다.

혼선 전달 함수(210)는 주파수 반응 H(f)(210)(즉, 그 시간 영역의 등가 임펄스 반응 h(t))에 의해 특징지어질 수 있다. 도2에 도시된 바와 같이, 반응 H(f)(210)은 공격 송신기(104b)로부터 희생 수신기(105b)까지 경로의 접속부에서 공격 데이터 신호 u(t)(215)가 겪는 변화를 전달한다. 이러한 반응(210)의 특성은 보통 특정의 희생-공격 채널의 쌍 사이에서 변화한다. 그럼에도 불구하고, 반응의 일반적인 성질은 기하학적인 제약상태와 기초가 되는 물리학에 기초한다. 예를 들어, 후면 커넥터의 혼선 반응(151)은 물리적 시스템 매개변수에 따라 달라질 수 있다. 또한, 후면 혼선(150)은 전달 함수로 모델링 될 수 있고, 후면과 커넥터의 혼선(150, 151)은 비록 다르기는 하지만 단일의 전달 함수로 획득될 수 있다.

혼선 제거 장치가 회선카드-후면 연결에서 발행하는 혼선을 상쇄하는 본 발명의 제한 없는 실시예의 한 예가 도3 내지 도12B를 참고로 하여 이하 설명될 것이다. 여기에 개시된 실시예는 완전하고 당업자가 본 발명의 이해범위를 전달할 수 있을 정도로 제공될 것이다. 당업자는 본 발명이 통신 시스템에서 후면 또는 다른 위치에서 발생하는 혼선을 처리하는데 이용될 수 있고 본 발명이 다양한 형태의 혼선을 상쇄할 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

이제 도3을 보면, 본 발명의 실시예에 따르는 후면-회선카드 커넥터(102b)용 혼선 반응(210)의 좌표(300)가 도시되어 있다. 이러한 좌표(300)는 혼선 신호(151)에서의 실험 측정값을 나타내며, 보다 구체적으로는 주파수의 함수로서 커넥터(102b)에서의 공격 채널(120)로부터 희생 채널(130)로 전달된 전력을 나타낸다. 수평축은 기가 헤르쯔(GHz)의 단위로 측정된 주파수이다. 수직축은 데시벨(dB)로 신호의 파워를 나타내며, 혼선 주파수 반응(210) 제곱의 로그 값의 열 배이다. 따라서, 이 좌표(300)는 공격 신호 u(t)(215)의 각 주파수 요소에 대해서 한 채널(120)로부터 다른 채널(130)로 전달된 혼선 파워의 수준을 나타낸다.

커넥터(102a, 102b)에서 혼선(151)의 지배적인 메커니즘은 일반적으로 커넥터 핀 사이의 정전용량의 연결이다. 이러한 메커니즘은 좌표(300)의 반응의 일반적인 고역 성질로서 분명하다. 즉, 좌표(300)는 1GHz 이하의 낮은 주파수보다 쉽게 혼선 메커니즘(151)을 통해 에너지를 전달하는 약 1GHz 이상의 높은 신호의 주파수의 경향을 보여준다. 1GHz 이하의 좌표(300)의 왼쪽은 약 -25dB 이하의 파워를 갖는 감소하는 혼선 신호를 나타낸다. 따라서, 이 좌표(300)는 통신 신호 u(t)(215)의 약 1GHz이하의 주파수 성분이 커넥터 혼선(151)을 통해 비교적 적은양의 전달된 파워를 희생 채널(130)로 전달하는 것을 보여준다. 혼선(151)의 크기는 약 0.25 GHz 내지 1GHz 사이에서 증가한다. 따라서, 이 좌표(300)에 기초하여, 약 1GHz 내지 4.25 GHz 사이의 주파수를 갖는 희생 통신 신호 x(t)(214)의 구성요소는 유사한 신호 주파수를 갖는 공격 통신 신호 u(t)(215)로부터 혼선 효과(151)를 일으키는 경향이 있다.

나아가, 2GHz 이상의 주파수에서 주파수 반응 좌표(300)에서의 변동은 혼선 효과(151)가 한 쌍의 핀 사이에서의 단순한 용량성 연결과는 다른 효과에 의해 영향을 크게 받는 것을 나타낸다. 즉, 2GHz 이상에서, 좌표(300)는 보통 증가된 주파수와 함께 점근적으로 증가하는 일반적인 용량성 연결 반응에서 벗어난다. 이와 대조적으로, 도시된 좌표(300)는 약 4.6 GHz에서 최소인 것처럼 높은 주파수에서 최고점과 최저점의 유형을 보여준다.

상기에 언급한 바와 같이, 적절한 혼선 제거는 시스템의 혼선 반응을 정확하게 모델링하는 것에 달려있다. 혼선 효과가 강한 주파수, 다시 말해서 약 1GHz 이상의 주파수에 대해서 혼선 제거의 성능은 모델의 정확도에 의존한다.

앞서 말한 좌표(300)에서의 최고점 및 최저점의 더 높은 차수의 효과는 미리 알려지지 않은 희생 신호 경로(130)와 공격 신호 경로(120) 사이의 상대적인 기하학적 관계에 상당히 의존한다. 즉, 신호에 대한 실제 혼선의 영향과 관련하여 실험 데이터나 시험적으로 측정한 결과 없이 기하학에 기초하여 정확하고 충분히 혼선의 모델 또는 통신 경로의 물리적인 분석을 유추하는 것은 문제가 될 수 있다.

다른 방향으로 말하자면, 도3의 좌표(300)는 통신 신호(214, 215)의 높은 주파수 성분이 혼선(151)이 일어나기 쉽고 이러한 높은 주파수 성분에 대한 혼선 반응(210)은 본래의 높은 주파수 반응의 비정상적인 성질에 집중하는 것을 포함한다는 것을 나타낸다. 시스템의 혼선 반응(210)의 정확한 모델은 정확한 혼선 제거에 대한 기초를 제공할 수 있기 때문에, 이 모델은 이러한 높은 차수의 불안정한 반응의 성질을 나타낼 필요가 있다. 수동적인 회로 분석은 필수적인 정확도를 가지고 모델을 쉽게 유추할 수 없는 반면, 실제 신호 반응은 정확한 모델을 구성하기 위한 기초의 역할을 할 수 있다.

본 발명의 한 실시예에서, 혼선 제거장치의 혼선 모델은 도3에 도시된 좌표(300)에 나타난 측정 데이터와 같은 혼선 측정 데이터에 기초하여 정의될 수 있다. 실험실에서의 이러한 측정 데이터를 얻는 대안으로서, 예를 들어 도9 및 도11을 참고하여 이하 설명되는 교정 모드로 혼선 제거 장치를 전환함으로써, 데이터는 현장 작업이 진행되는 동안 획득될 수 있다.

이제 도4를 보면, 본 발명의 실시예에 따른 혼선 제거 시스템(400)의 기능 블록 다이어그램이 도시되어 있다. 앞서 기술한 바와 같이, 본 발명은 앞서 언급한 도1 및 도2에 도시된 통신 시스템(100)과 같은 고속 디지털 통신 시스템 내에서 혼선을 제거한다. 보다 구체적으로, 도1, 도2, 도3, 및 도4를 참고하여 상기에서 논의된 것처럼, 도4는 후면-회선카드 커넥터(101b)에서 발생하는 혼선(151)을 제거하도록 구성된 혼선 제거 장치 또는 혼선 제거기(XTC)를 나타낸다.

디지털 데이터 x(t)(214)는 희생 수신기(105b)에 의해 수신용으로 희생 채널(130)에서 전파된다. 희생 채널(130)은 또한 원치않는 혼선 신호 n(t)(230)를 이송하며, 이 혼선 신호는 공격 송신기(104b)에 의해 디지털 데이터 u(t)(215)로부터 유도되고 희생 수신기(105b)에서 수신하도록 의도되지 않는다. 의도된 데이터 흐름 신호 x(t)(214) 및 혼선 신호 n(t)(230)는 부가적으로 복합 신호 y(t)(260)를 형성한다. 혼선 제거기(401)는 복합 신호 y(t)(260)를 수신하고, 제거에 의해 이 신호(260)로부터 혼선 장애 n(t)(230)를 정정하여, 희생 수신기(105b)에 의해 수신하기 위해 정정된 신호 x(t)(420)를 출력한다. 즉, 요구되는 데이터 신호(214)를 손상되지 않도록 하면서 혼선 신호 요소(230)를 효과적으로 제거하도록 혼선 제거기(401)는 실제 혼선(230)의 추정치를 희생 채널(130)에서 전파되는 신호(260)에 적용한다.

혼선 제거기(401)가 수행하는 단계는 다음과 같은 단계를 포함한다:

(i) 별개의 입력 y(t)(260)(혼선(151)에 의해 손상된 희생 신호)와 u(t)(215)의 대표부(혼선 신호(230)를 일으키는 공격 채널(120)에서 전파되는 공격 신호)로서 받아들이는 단계;

(ii) 전달된 공격 신호 u(t)(215)를 혼선 효과(151)에 의해 시스템(200) 내에서 실제로 발생하는 신호 전환(210)을 모방하는 혼선 추정치로 전환하는 단계;

(iii) 혼선 신호 n(t)(230) 요소를 제거하기 위해 희생 y(t)(260)으로부터 모델링 된 혼선을 제거하는 단계; 및

(iv) 혼선의 상쇄를 위한 특정 기술이 없는 종래의 수신기일 수 있는 희생 수신기(105b)로 상쇄된 신호 z(t)(420)를 출력하는 단계

이제 도5를 보면, 본 발명의 실시예에 따른 혼선 제거 시스템(500)의 기능 블록 다이어그램이 도시되어 있다. 보다 구체적으로, 도5는 세 개의 기능 성분, 즉 혼선 모델(501), 덧셈 노드(502), 및 전자제어 메커니즘, 즉 제어 모듈인 제어기(503)를 갖는 혼선 제거기(401)의 구조를 개략적으로 보여준다. 덧셈 노드(502)가 혼선 추정치(520)를 희생 채널(130)에 적용하는 동안 모델(501)은 혼선 추정치 신호 w(t)(520)를 생성한다. 제어기(503)는 덧셈 노드(502)의 출력 z(t)(420)에 기초하여 모델(501)의 매개변수를 수정한다.

모델(501)은 조절할 수 있는 주파수 반응 함수 G(f)(501)의 형태로 공격 전달함수 H(f)(210)를 모방한다. 즉, 모델(501)은 공격 채널(120)과 희생 채널(130)사이의 커넥터(102b)에서 전자기 연결에 의해 유발되는 실제 방해 혼선 신호 n(t)(230)의 모델이나 시뮬레이션 또는 추정치가 될 수 있는 인위적인 혼선 신호 w(t)(520)를 생성한다. 도3에 도시되고 앞서 논의된 좌표(300)와 유사한 주파수 종속 반응을 적용하는 방식으로 모델 주파수 반응 G(f)(501)은 효과적으로 공격 데이터 신호 u(t)(215)를 여과한다.

동일한 공격 데이터 스트림 u(t)(215)이 실제 혼선 반응 H(f)(210)과 혼선 제거기의 모델(501) 둘 다를 구동하기 때문에, 이상적인 경우에 모델(510)의 출력 w(t)은 공격 신호 성분 n(t)(230)과 동일하다. 즉, 노이즈가 없고 모든 시스템 매개변수가 공지되어 있고 완벽하게 모델링 된 이론적으로 이상적인 상태에서, G(f)(501)는 H(f)(210)와 동일하다. 나아가, 이러한 이상적인 시나리오에서, 각각의 출력 신호 H(f)(210)과 G(f)(501)의 n(t)(230)와 w(t)(520)도 서로 동일할 것이다. 수많은 알려지지 않은 영향과 불확정한 요소를 갖는 실제 상황에서, G(f)(501)는 고속 데이터 속도로 에러가 없는 통신을 지지하기 위해 충분히 정확하게 H(f)(210)에 근접한다.

차이 노드(502)는 모방된 공격 신호 w(t)(520) 또는 모방 신호(520)를 복합 신호 y(t)(260)에서 제거하고, 따라서 수신된 희생 신호 y(t)(260)로부터 혼선 장애를 제거하거나 줄일 수 있다. 실제 작동 환경에서 물리적으로 실행함에 있어서, 모델 G(f)(501)은 실제 반응 H(f)(210)와 정확히 일치하지 않는다. 제어기(503)는 모델(501)을 조절하여 실제 혼선 효과 H(f)(210)와 모방되거나 모델링된 혼선 효과 G(f)(501) 사이의 일치하지 않는 에러를 최소화한다.

보통, 덧셈 노드(502)를 실행하는 것은 당업자에게 수월하다. 그러나, 두 개의 입력부에 높은 민감도를 유지하기 위해서는 특별히 주의하여야 한다. 특히 고주파에서 진폭이 작은 것은 모델링된 혼선 신호(230, 520)에 있어서 특이한 것이 아니다. 일단 대충 봤을 때 무시할 수 있는 것으로 보여도, 이렇게 높은 주파수는 균등 장치(도시 안됨)를 통해 증폭된다. 따라서, 무시된 고주파수 혼선이 균등화되기 전에 작을지라도, 균등화 후에 매우 커질 수 있다. 덧셈 노드는 이러한 고주파수 반응을 수용하기 위해 실행되어야 한다.

상쇄된 신호 z(t)(420)의 일부(즉, 차이 노드(502)의 출력)는 탭오프(tap off)되어 제어기(503)에 공급되어, 제어기(503)에 희생 수신기(105b)가 수신하는 동일한 신호(420)를 제공한다. 제어기는 반응 G(f)(501)에 의해 특징지어진 모델링 필터(501)의 매개변수를 조절하여 실제 반응 H(f)(210)에 대한 적합도를 최대화한다. 특히, 제어기(503)는 입력으로서 혼선 상쇄 신호 z(t)(420)을 취하여 신호의 신용도를 결정하기 위해 신호(420)를 처리하고 모니터하거나 분석한다. 즉, 제어기(503)는 모델의 출력(520)이 혼선 신호(230)를 제거한 정도를 분석하여 모델의 성능을 평가한다. 제어기(503)는 또한 혼선의 제거를 향상시키고 변하는 상황에 능동적인 반응을 제공하도록 모델(501)을 조절한다.

제어기(503)의 출력은 모델링 필터(501)의 매개변수를 포함하기 때문에, 제어기는 모델링된 반응 G(f)(420)을 조절할 수 있다. 결과적으로, 제어기(503)는 상쇄된 신호(420)의 신용도, 즉 G(f)(420)와 H(f)(210) 사이의 정합을 최대화하기 위해서 z(t)(420)에서의 혼선을 최소화하여 모델링 필터(501)를 조작할 수 있다. 다른 방향으로 말한다면, 제어기(503)는 정정된 혼선 제거 신호 z(t)(420)를 모니터하고 능동적으로 혼선 모델 G(f)(420)을 조절하여 혼선 제거를 향상시키고 신호의 질을 개선하게 된다. 따라서, 본 발명의 한 실시예에서, 혼선 제거 장치(401)는 모델링 에러와 변동하는 동적 조건들 및 기타의 효과를 상쇄하기 위해 혼선 제거를 고치거나 자체교정하거나 자체로 구성하는 피드백 루프를 포함할 수 있다.

도5에 도시된 시스템은 비교적 낮은 정도의 복잡성과 전력 소비 및 비용을 제공하도록 주로 아날로그 집적회로를 사용하여 실행될 수 있다. 한 실시예에서, 모델(501)과 차이 노드(502)는 완전히 아날로그이다. 다른 실시예에서, 모델(501)의 특정 부분들은 공격 데이터 공급원(104b)의 디지털 성질을 이용하도록 디지털로 실행된다.

제어기(503)는 보통 아날로그 및 디지털 회로를 모두 포함한다. 제어기(503)에서의 아날로그의 전처리(pre-processing) 특성 때문에, 이 디지털 회로는 통신 데이터 속도에 비해 낮은 속도록 작동할 수 있고, 따라서 유용하게 실행하는 것을 도울 수 있다. 특히, 디지털 회로는 채널 보드 속도보다 적은 규모의 차수로 된 속도에서 작동될 수 있다. 본 발명의 한 실시예에서, 제어기(503)의 디지털 회로는 채널 보드 속도보다 적어도 한 차수 낮은 규모로 작동한다. 본 발명의 한 실시예에서, 제어기(503)의 디지털 회로는 채널 보드 속도보다 적어도 두 차수 낮은 규모에서 작동한다. 본 발명의 한 실시예에서, 제어기(503)이 디지털 회로는 채널 보드 속도보다 적어도 세 차수 낮은 규모에서 작동한다. 게다가, 저 전력 및 저 비용 혼선 제거 해결책을 함께 만들어내는 제어기(503)와 모델(501)에 대한 상세한 실시예는 더욱 상세히 아래에서 설명된다.

이제 도6을 보면, 본 발명에 따른 탭 지연 라인 필터(600)의 기능 블록 다이어그램이 도시되어 있다. 탭 지연 라인 필터(600)는 일련의 지연 단계(601a, 601b, 601c)를 통해 입력 신호(215)를 지연시키고; 증폭기(602a, 602b, 602c, 602d)를 가지고 각각의 지연 단계(601a, 610b, 610c)의 출력을 평가하고; 이렇게 평가된 출력을 더함으로써, 입력 신호(215)로부터 출력 신호(620)를 생성하는 장치이다. 탭 지연 라인 필터(600)는 부과된 혼선 신호 n(t)(230)에 근접하는 모양이나 파형을 갖는 신호 v(t)(620)를 생성하는 모델(501)의 아날로그 성분일 수 있다. 즉, 탭 지연 라인 필터(600)는 아날로그 성분에 의해 실행되는 파형의 형태를 만들 수 있다.

앞서 설명한 바와 같이, 실제 혼선 반응(210)을 정확하게 모델링 하는 것은 혼선 제거를 통해 혼선 장애(230)를 적절히 제거하는 것을 촉진한다. 만일 혼선 제거 장치(도시 안됨)가 부정확한 혼선 모델(도시 안됨)에 기초한다면, 그 장치는 신호의 질을 향상하기보다 떨어뜨릴 것이다. 예를 들어, 잘못된 모델의 결과로, 혼선을 제거하도록 된 정정 신호가 제거를 목표로 하는 혼선 신호를 손상되지 않도록 하면서 수신된 희생 신호에 장애를 부가할 수 있다. 따라서, 예를 들어 필터링 메커니즘에 기초하는 혼선 모델은 적용시 부닥칠 수 있는 다양한 혼선 전달함수를 지지하도록 충분한 융통성을 가져야 한다. 즉, 유연한 혼선 모델이 다양한 적용과 작동 조건 및 환경에 쉽게 적응할 수 없는 강건한 모델에 비해서 바람직하다.

도6에 도시된 것과 같이 본 발명의 한 실시예에서, 전기적으로 제어할 수 있는 이득 계수(602a, 602b, 602c, 602d)를 갖는 아날로그 탭 지연 라인 필터(600)(횡단 필터라고도 알려짐)는 공격 혼선 전달함수(210)를 모델링한다. 이 필터(600)는 광범위한 작동 조건과 상황을 지지하는 바람직한 수준의 융통성과 적응성을 제공할 수 있다. 보다 구체적으로는, 탭 지연 라인 필터(600)는 희생 채널(130)에 부과된 혼선 신호(230)의 파형에 근접하는 파형을 생성할 수 있다.

도시된 필터(600)는 N 지연 성분(601a, 601b, 601c) (각각은 시간 지연 δ(델타)를 제공한다) 및 계수 α_n(알파n)를 갖는 대응하는 가변 계수 증폭기(602a, 602b, 602c, 602d)를 갖는 예시적인 탭 지연 라인 필터이고, 여기서 n은 0,...,N이다. 탭 지연 필터(600)의 출력 v(t)(620)은 v(t)=α₀u(t) + α₁u(t-δ) + ... + α_Nu(t-Nδ) 이다.

이득 계수 α₀, α₁, α₂, ... α_N(알파0, 알파1, 알파2, ... 알파N)의 값을 변경함으로써 필터(600)의 반응에서 대응하는 변화를 유발할 수 있다. 탭 지연 라인 필터(600)는 Nδ(N 곱하기 δ) 까지에 대하여, 즉 필터(600)의 일시적인 간격까지 공격의 임펄스 반응을 모델링 할 수 있다. 나아가, 공격 반응(210)(도3에 도시되고 앞서 설명됨)의 주파수 크기는 f=1/(2δ)까지 모델링 될 수 있다. (주파수는 델타의 배수의 역수와 같다.) 따라서, δ(델타)는 희생 신호 x(t)(214)에서의 관심 대상인 가장 높은 신호 주파수가 f=1/(2δ)보다 적도록 선택되어야 한다. (주파 수는 델타의 배수의 역수와 같다.) 나아가, N은 공격 임펄스 반응의 대부분이 Nδ(N 곱하기 델타)의 일시적인 간격 내에 포함되도록 선택되어야 한다. 동등하게, 공격 주파수 반응(210)은 주파수 f=1/(2δ) 아래에서 큰 변동을 보여주지 않는다. N과 δ(델타)를 선택하기 위한 이러한 조건은 공격 신호의 조건과 대비된다. 잘 설계된 수신기는 희생 신호의 질을 떨어뜨리지 않고 더 높은 주파수를 쉽게 억압할 수 있기 때문에, 공격 노이즈가 특정 주파수 위에 계속 있다면 결정적인 요소가 되는 것은 아니다.

탭 지연 라인 필터(600)는 공격 반응(210)에 의해 유발된 펄스의 모양을 모방하고 추정하거나 흉내 낼 수 있는 반면, 이 필터(600)는 다루기 어려울 정도로 많은 수의 탭 또는 지연 단계 없이는 매우 가변적인 일시적인 지연을 적절하게 조치할 수 없다. 일시적인 지연은 도5에 도시되고 앞서 설명한 바와 같이, (i) 공격 데이터 신호 u(t)(215)의 일부를 혼선 제거기(401)로 안내하는 회로 탭과 (ii) 혼선 제거기(401) 내의 덧셈 노드(502) 사이에서 연장하는 신호 경로의 길이와 직접 관련된다. 보다 구체적으로, 모델링된 신호와 실세 신호(230, 520)가 효과적으로 상호 제거를 할 수 있도록 서로에 대해 적당히 동기화되도록 모델링된 일시적인 지연은 실제 혼선 신호 n(t)(230)의 일시적인 지연에 매우 근접해야한다. 탭 지연 라인 필터(600)의 출력(620)은 모델(501)의 출력 w(t)(520)로서 직접 사용될 수 있는 반면, 희생 채널(130)에서 혼선 신호(230)와 탭 지연 라인 필터의 출력(620)을 동기화하는 것은 혼선제거를 향상시키고 희생 수신기(105b)에 증가된 신호의 신용도를 제공하며 전반적인 모델링 적응성을 향상시킨다.

실제 혼선 신호(230)와 그 모델링된 대응부(520) 양 자의 연결 지점의 위치는 희생-공격의 쌍 사이에서 현저히 가변적이므로, 그 각각의 지연은 잘 정의되지 않거나 불확정성에 지배될 수 있다. 심지어 후면-회선카드 커넥터(102b)를 통해 주로 연결되는 비교적 단순한 경우에도, 회선카드(101b)에서의 신호 경로의 길이는 종종 변할 수 있다. 따라서, 일시적인 지연은 회선카드의 구조를 분석하거나 이에 대한 구체적인 지식 없이는 예상하기 어렵다. 일시적인 지연에서의 이러한 불확정성을 처리하기 위해, 조절가능한 지연(701)이 도7에 도시된 것처럼 회선 모델링 필터(501)에 합쳐질 수 있다.

이제 도7을 보면, 본 발명의 실시예에 따른 조절가능한 지연(701)을 갖는 혼선 제거 장치(401)의 혼선 모델링 필터(XTMF)(501)의 기능 블록 다이어그램이 도시되어 있다. 조절가능한 지연부(701)는 탭 지연 라인 필터(600)를 앞서나가거나 이어나갈 수 있다. (도7에 도시됨) 본 발명의 한 실시예에서, 조절가능한 지연(701)을 도시된 것과 같이 출력측이 아닌 아날로그 탭 지연 라인 필터(600)의 입력측에 위치시키는 것은 그 실행을 단순화시킬 수 있다. 이렇게 단순화시키는 것은 지연 장치(701)의 출력을 양자화하거나 강하게 제한함으로써 신호의 선형성이 쉽게 유지될 수 있는 디지털 신호 u(t)(215)의 이산된 성질로부터 초래될 수 있다. 또는, 조절가능한 지연(701)이 도시된 구조를 따라 탭 지연 라인 필터(600)를 뒤따른다면, 신호 v(t)(620)는 입력부에서 조절가능한 지연(701)에 아날로그이다. 아날로그 신호를 조절가능한 지연(701)에 입력하는 것은 광범위한 신호값과 주파수에 선형 반응에 대한 요구를 부과할 수 있고, 이는 큰 지연값에 대해서는 달성하기 어려 울 수 있다.

탭 지연 라인 필터(600)는 의도된 데이터 신호 x(t)(214)와 함께 희생 채널(130)에서 바람직하지 않게 전파되는 혼선 신호 n(t)(230)에 근접하는 정정 신호 w(t)(520)를 출력하는 반면, 조절가능한 지연(701)은 정정 신호(520)의 파형을 바람직하지 않은 혼선 신호(230)의 파형과 동기화한다. 즉, 조절가능한 지연(701)은 정정 신호(520)를 조절하거나 시간을 맞추어서 실제 혼선 장애(230)와 일시적으로 일치하거나 동기화된다.

탭 지연 라인 필터(600)와 조절가능한 지연(701)의 기능에 기초하여, 혼선 모델링 필터(501)는 형태를 갖고 실제 혼선 신호 n(t)(520)와 정확히 일치하는 것의 타이밍을 맞추는 제거 신호 w(t)(520)를 출력한다. 삭감 노드(502)를 통해 희생 채널(130)에 삽입되고 부착될 때, 도5에 도시되고 앞서 논의된 것처럼, 제거 신호 w(t)(520)는 실제 혼선 신호(230)를 부정하고, 따라서 희생 수신기(105b)에 이송된 통신 신호 z(t)(420)의 질을 향상시킨다.

도5를 참고하여 위에서 논의되고 도8을 참고로 이하에서 더욱 상세히 논의되는 것처럼, 각각의 성능을 미세 조정하고 희생 수신기(105b)에 이송된 정정된 신호(420)의 신뢰도를 향상시키기 위해 제어기(503)는 탭 지연 라인 필터(600)와 조절가능한 지연(701)을 조절한다.

이제 도8을 보면, 본 발명의 실시예에 따른 고역 필터(801)을 갖는 혼선 제거 장치(800)의 혼선 모델링 필터(501')의 기능 블록 다이어그램이 나타나 있다. 고역 필터(801)는 전형적으로 고정된 필터, 즉 조절이 불가능한 필터이다. 도8에 도시된 실시예의 구성에서, 조절가능한 지연(701)은 탭 지연 라인 필터(600)를 공급하고, 따라서 특정 경우에는 도7과 관련하여 상기에 논의된 것과 같은 이점을 제공한다.

선택적인 고역 필터(801)를 도7에 도시된 것과 같이 혼선 모델링 필터(501')에 포함시킴으로써 특정 경우나 작동 환경에서 그 성능을 향상시킬 수 있다. 고역 필터(801)는 주파수 성분의 범위를 갖는 신호를 수신하고 한계 주파수 이하의 주파수 성분을 감소시키며 한계 주파수 이상의 주파수 성분을 전송한다.

탭 지연 라인 필터(600)가 주파수 범위 1/(Nδ)<f<1/(2δ)에서 유연한 모델링 반응을 가질지라도, f<1/(Nδ)(델타의 두 배의 역수보다 작은 주파수)와 같은 낮은 주파수에서는 융통성이 적어진다. 따라서, 혼선 반응(210)의 저 주파수 특성을 정확히 모델링 하기 위해서는 필터의 복잡성을 증가시키는 필터 탭의 큰 수 N이 필요하거나, 고 주파수의 복잡성을 줄이는 더 긴 지연 증가분 δ(델타)가 필요할 것이다. 여러 가지 경우에 있어서, 이렇게 협정하는 것은 피하는 것이 좋다. 도3과 관련하여 논의된 것처럼, 전기 시스템을 위해서는, 저 주파수 혼선의 성질이 보통 용량성 연결 효과에 의해 지배되고, 단순한 1차 저항-커패시터(RC) 고역 필터와 같은 고역 필터로 정확히 모델링 될 수 있다. 즉, 고역 필터(801)를 혼선 모델링 필터(801)에 삽입함으로써 탭 지연 라인 필터(600)에 필요없이 많은 수의 탭 필터를 필요로하지 않고 높은 수준의 성능을 제공할 수 있다.

도7에 도시된 혼선 모델링 필터(501)의 실시예와 유사하게, 탭 지연 라인 필터(600)와 조절가능한 지연(701) 및 고역 필터(801)의 순서가 다양한 배열을 지지 하도록 바뀔 수 있다. 즉, 본 발명은 도8에 도시된 기능 블록(701, 600, 801)의 각각에 대응하는 물리적 성분을 사용하기 원하는 대로 만족스러운 성능을 제공하는 평행한 구성 또는 일련의 구성으로 배열하는 것을 지지한다. 그럼에도 불구하고, 특정 구성이나 순서가 다른 구성과 비교하여 적용 상황을 선택하도록 어떤 이점이나 거래를 제공할 수 있다.

도8에 도시된 직렬 구성은 조절가능한 지연(701)을 탭 지연 라인 필터(600) 및 고역 필터(801)의 입력측과 탭 지연 라인 필터(600)의 출력측에 위치시키는 것을 나타낸다. 이러한 순서로, 입력 신호 및 출력 신호의 이산-진폭의 성질을 이용함으로써 조절가능한 지연(701)을 실행하는 것이 단순화될 수 있다. 탭 지연 라인 필터(600)는 디지털 지연 성분을 통해 조절가능한 지연(701)으로부터 제공되는 이산-진폭 입력을 이용할 수 있다. RC를 실행함에 있어서, 고역 필터(801)는 이산-진폭 입력을 제공하는 것으로부터 이익을 받지 않는 아날로그 장치이다. 따라서, 고역 필터(801)를 혼선 모델링 필터(501')의 출력측에 또는 다른 위치에 위치시키는데 결점이 없다.

도5와 관련하여 앞서 논의된 것처럼, 제어 모듈(503)은 입력으로서 혼선 상쇄 신호 z(t)(420)를 취하여, 혼선 반응 모델(501)을 조절하도록 제어 신호(820, 830)를 출력한다. 혼선 모델링 필터(501)에 대한 제어 모듈의 출력(820, 830)은 (i) 조절가능한 지연 성분(701)에 의해 실행되는 시간 지연을 제어하기 위한 지연 제어와, (ii) 탭 지연 라인 필터(600)의 가변 계수 증폭기(620a-d)에서의 이득을 제거하기 위한 필터 제어 신호(820)의 세트를 포함한다. 즉, 제어기(503)는 모델 링 매개변수를 탭 지연 라인 필터(600)에 출력하고 타이밍 매개변수를 조절가능한 지연(701)에 출력한다.

이러한 출력 제어값은 상쇄 신호 z(t)(420)를 관찰하고 처리하며 분석하는 것에 기초하여 결정된다. 2002년 3월 28일에 출원된 다중레벨 신호를 디코딩하는 방법 및 시스템이라는 제목의 미국특허출원 10/108,598은 실행할 수 있는 신호 신뢰도에 접근하는 시스템 및 방법을 개시하고 있다. 2003년 7월 15일에 출원된 최적 고속 다중 레벨 신호 디코딩용 적응성 노이즈 필터링 및 균등화라는 제목의 미국특허출원 10/620,477은 실행할 수 있는 혼선 모델링 필터(501)의 장치 매개변수를 제어하는 시스템 및 방법을 개시하고 있다. 미국특허출원 10/108,598과 미국특허출원 10/620,477은 여기에서 참고자료로서 완전히 포함된다. 혼선 모델(501)과 탭 지연 라인 필터(600)와 조절가능한 지연(701) 중 하나 또는 그 이상은 각각 미국특허출원 10/108,598과 미국특허출원 10/620,477에 개시된 방법 및/또는 시스템을 이용하여 제어되거나 조절될 수 있다. 조절가능한 지연(701)의 일시적인 지연을 조절하는 것은 지연 제어를 이러한 특허출원에 개시된 내용에 의해서 잠재된 값의 전범위를 통해 휩쓸린 변수로서 다룸으로써 결정될 수 있다.

이제 도9를 보면, 도8에 도시된 혼선 모델링 필터(501')와 도7에 도시된 혼선 모델링 필터(501)와 같은 혼선 모델(501)과 이와 관련된 조절가능한 지연(701)을 제어하기 위한 시스템(900)이 도시되어 있다. 보다 구체적으로는, 도9에 본 발명의 실시예에 따른 혼선 제거 장치(401)의 제어 모듈(900)의 기능 블록 다이어그램이 도시되어 있다. 도9에 도시된 전형적인 제어기(900)는 비교적 단순한 이론적 분석과 실행을 수월하게 하며, 이와 관련하여 앞서 논의된 미국특허출원 10/108,598과 미국특허출원 10/620,477에 개시된 제어 방법 및 시스템에 대해서 특정하게 적용하는 것에 대해 이점을 제공할 수 있다.

도9의 제어기(900)는 희생 수신기(105b)에 의해 수신받는 쪽으로 향하는 혼선 제거 신호 z(t)(420)를 수신하는 주파수 전달 반응 P(f)를 갖는 필터(901)를 포함한다. 필터(901)는 이러한 주파수 전달 반응에 기초하는 스펙트럼 웨이팅 필터일 수 있다. 이 필터(901)의 출력은 저역 필터(903)에 출력을 제공하는 파워 검출 또는 신호 일치 장치(902)에 연결된다. 저역 필터(903)는 주파수 성분의 범위를 갖는 신호를 수신하고 한계 주파수 위의 주파수 성분을 감소시키며 한계 주파수 아래의 주파수 성분을 전송하는 장치이다.

아날로그-디지털 변환기(ADC)는 저역 필터의 출력을 수신하고, 디지털 제어기(905) 내로 공급되는 대응하는 디지털 신호를 생성한다. 디지털 제어기(905)는 조절가능한 지연(701)과 탭 지연 라인 필터(600)의 각각에 대해 디지털 제어 신호를 교대로 생성한다. 각각의 디지털-아날로그 변환기(DAC)(906a, 906b)는 이러한 신호를 지연 제어 라인(830)과 필터 제어 라인(820)에 대해서 각각의 전달을 위한 아날로그 영역으로 변환시킨다. 아날로그 지연 제어 신호는 조절가능한 지연(701)을 조절하고, 아날로그 필터 제어 신호는 탭 지연 라인 필터(600)를 조절한다.

혼선이 데이터를 운반하지 않는 일시적인 상태에 있는 채널에 부과되는 간단한 작동예를 논의하는 것이 유용할 것이다. 보다 구체적으로, 공격 송신기(104b)가 의사 무작위 데이터 또는 코드화된 의사 무작위 데이터와 같은 신호 주파수의 광범위한 스펙트럼량을 보내는 동안, 희생 송신기(104a)가 어떠한 데이터도 전송하지 않는 경우를 고려해보자. 즉, 도5로 잠시 돌아가서 보면, u(t)(215)가 무작위적으로 디지털 데이터 패턴을 변화시킴으로써 초래되는 넓은 아날로그 스펙트럼량을 갖는 디지털 데이터 신호인 반면, 신호 x(t)(214)는 본래 영의 값이다. 이 경우에, 신호 y(t)(260)는 발생된 공격 n(t)(230)이고 신호 w(t)(520)는 모델링된 공격이다. 따라서, 신호 z(t)(420)는 실제로 제거 장치의 모델링된 에러이다. 완전한 혼선 제거의 이론적인 이상 상태에서, z(t)(420)는 0이다.

즉, 공격 채널(120)에서 광범위한 주파수를 갖는 신호를 전송하면서 희생 채널(130)에서 균일한 전압을 전송함으로써, 희생 채널(130)에 순수한 혼선을 제공하고 n(t)(230)는 y(t)(260)와 동일하게 된다. 만일 혼선 제거기(401)가 순수 혼선 신호 n(t)(230)과 균등하게 하는 제거 신호 w(t)(520)를 출력하면, z(t)(420)는 신호 에너지를 전혀 갖지 않을 것이다. 따라서, 이 상태에서, z(t)(420)에서의 신호 에너지는 혼선 모델링 필터(501) 내의 모델링 또는 지연의 부정확성을 나타내는 것이다.

제어 모듈(900)은 공격 채널(120)에 정의된 신호를 전송하고 일정한 전압을 전송하거나 희생 채널(130)에 신호를 전송하지 않는 상태를 실행할 수 있다. 제어 모듈(900)은 희생 수신기(105b)에 의해 수신된 신호 z(t)(420)를 최소화하기 위해 혼선 모델링 필터(501')의 조절가능한 매개변수를 조절할 수 있고, 따라서 실제 혼선 신호 n(t)(230)와 일치하는 혼선 제거 신호 w(t)(520)를 제공하고 나아가 실제 혼선 반응 H(f)(210)과 효과적으로 일치하는 모델링된 혼선 반응 G(f)(501)를 추가 로 제공한다. 보다 일반적으로, 혼선 효과(151)를 특징짓고 혼선 제거나 다른 형태의 혼선 상쇄를 제어하고 최적화하거나 조절하도록, 제어 모듈(900)은 정의되거나 알려진 신호 패턴을 공격 채널(120)과 희생 채널(130) 또는 이들 채널 모두에 전송하도록 한다. 나아가, 제어 모듈(900)은 셋업 모드 또는 자동 조절 방식의 형태로 학습 모드 또는 적응 모드를 가질 수 있고, 자동 조정을 실행할 수 있다.

도9을 참고하여 데이터가 없는 채널에 혼선을 부과하는 예를 넘어 일반화한다면, 이러한 에러 신호 z(t)(420)는 다른 것에 비해 특정 주파수의 중요성을 더욱 강조하기 위해 반응이 P(f)로 표시되는 선택 필터(901)를 가지고 스펙트럼식으로 처리될 수 있다. 예를 들어, 희생 수신기(105b)에서 균등화의 효과를 모방하기 위해 에러 신호 z(t)(420)를 고역 필터로 처리하는 것이 바람직할 수 있다. 에러 신호 z(t)(420)는 스퀘어(square)되거나 파워검출된다. 즉, 스퀘어 장치(902)는 신호 파워이다. 파워 신호는 에러 신호 z(t)(420)의 통합된 파워, 즉 에너지를 얻도록 비교적 낮은 차단 주파수를 갖는 저역필터(903)를 통과한다. 따라서, 이 지점에서의 신호는 에러 신호 z(t)(420)의 통계적 편차(즉, 기준 편차의 제곱)의 아날로그 추정치에 대응한다.

당업자에게는 잘 알려진 바와 같이, 에러 편차는 신뢰도를 측정하는데 유용한 측정법이다. 저역 필터(903)의 차단 주파수는 매우 낮은 주파수(부호 전송 속도 아래의 일반적인 크기의 차수)에 있으므로, 어떤 모델링 필터 변화의 일시적인 효과가 쇠퇴한 후에 편차 신호는 거의 일정하다. 따라서, 아날로그 편차 신호는 간단한 저속 고해상도 아날로그-디지털 변환기(904)를 가지고 샘플링될 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(904)에 의한 디지털화 된 신호 출력은 에러 편차 정보를 간단한 마이크로프로세서, 상태 장치, 유한 상태 장치, 디지털 제어기, 또는 유사 장치(디지털 제어기라고 불리는)(905)에 제공한다. 현재의 반응 모델링 매개변수의 세트에 대해 에러 편차를 기록한 후에, 디지털 제어기(905)는 새로운 매개변수를 공격 모방 모듈(501)에 대응하는 아날로그 신호를 제공하는 DAC(906) 세트에 디지털로 출력함으로써 새로운 필터의 구성을 특정할 수 있다.

디지털 제어기(905)는 (i) 혼선 모델링 필터(501)의 매개변수를 설정하고, (ii) 모델링 에러 편차에서의 현재 매개변수의 효과를 직접 관찰할 수 있기 때문에, 디지털 제어기(905)는 공격 반응 모델(501)의 실제 반응(210)에 대한 적합성을 최대화하는 매개변수의 세트를 찾을 수 있다. 시행착오 처리는 지나치게 까다롭지 않기 때문에, 모델 매개변수의 모든 조합이 여러 경우에 시험될 수 있다. 그러나, 당업자에게 알려진 다른 실험 조사/최적화 방법이 그 대안으로 이용될 수 있다. 본 발명의 한 실시예에서, 앞서 논의된 미국특허출원 10/620,477에 개시된 좌표-하강(coordinate-descent) 접근법은 적절한 모델 매개변수를 식별하기 위한 조사 및 최적화 방법을 제공한다.

앞서 논의된 것처럼, 제어 모듈(900)은 실질적으로 제어하도록 아날로그 및 디지털 회로의 조합을 포함한다. 필터(901)와 파워 검출 장치(902)는 고속 아날로그 신호를 일괄하여 입력하고 출력한다. 저역 필터(903)는 입력으로서 고속 아날로그 신호를 취하고 저속 아날로그 신호를 출력한다. 필터(901), 파워 검출 장치(902), 및 저역 필터(903)는 고속 신호에서 관련된 통계 정보를 추출하여 보다 간 결한 형태로 제공함으로써 고속 신호를 저속 신호에 투사한다. ADC(904)는 저속 아날로그 신호를 입력으로 취하고 대응하는 디지털화된 근사값을 출력한다. 그 결과, 제어기(905)는 이러한 저속 디지털 신호를 수신하고 처리한다. 디지털 신호는 저속이므로, 관련된 처리 회로는 신호가 고속일 때 요구되는 것보다 덜 복잡하다. 디지털 제어기(905)는 저속 디지털 제어 신호를 교대로 저속 아날로그 신호를 출력하는 디지털-아날로그 변환기(906a, 906b)로 출력한다. 연결된 간단한 고속 아날로그 전처리 및 저속 디지털 처리의 결과로, 제어 모듈(900)은 강력한 통계적 특징짓기에 기초하여 신호를 분석하고, 비교적 회로가 복잡하지 않은 강건 제어 방법을 실행하며, 이들은 고속 통신 시스템에서 실질적으로 혼선을 제거하는 것을 돕는 요소이다.

도9는 에러 편차를 생성하기 위해 파워 검출(또는 신호 스퀘어) 장치(902)를 이용하는 것을 도시하고 있고, 완전파 정류기(신호의 절대값을 취한다)가 대안으로 사용될 수 있다. 완전파 정류기에 기초하여 실행하기 위해서는, 저역 필터(903)의 출력은 이제 더 이상 에러 편차에 대응하지 않지만, 그럼에도 불구하고 유효한 신용도 기준을 나타낼 것이다. 특히, 이것은 에러 신호(420)의 기준 1(1-norm)이고, 따라서 신용도 측정은 적절한 수학적 성질을 갖는다. 당업자는 신호의 기준 1을 결정하는 것이 제어 신호의 절대값을 합치는 것을 포함한다. (i) 기준 1 신호가 감소된 동적 범위(따라서 아날로그-디지털 변환기(904)에서 완화되는 해상도의 제약)를 가질 수도 있고, (ii) 완전파 정류기가 파워 검출기보다 더 쉽게 실행할 수도 있기 때문에, 이러한 대입은 특정한 경우에 유익하다. 이렇게 수정하는 것은 본 발명의 범위 내에서 고려된다.

유사하게, 파워 검출기(902)는 반파 정류기 또는 신호의 크기에 접근하는데 이용되는 비슷한 장치로 대체될 수도 있다. 또한 당업자는 도5 내지 도9에 도시된 것과 같이 혼선 제거기(401)를 기능 블록, 모듈, 각각의 서브 모듈로 분리하는 것이 개념적이고, 기능의 뚜렷한 경계나 성분의 물리적 그룹을 반드시 나타내는 것은 아니라는 것을 이해할 것이다. 기능 블록 다이어그램에 기초하여 도시된 것과 같이 실시예를 나타내는 것은 본 발명의 실시예를 설명하기 수월하게 한다. 실제로, 이러한 모듈은 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서 결합되고, 나누어지고, 다른 모듈로 다시 분할될 수 있다.

본 발명의 한 실시예에서, 혼선 제거 시스템은 통일된 IC와 같은 단일의 집적 회로(IC)이다. 또한, 혼선 제거 장치, 제어 모듈, 및 혼선 모델링 필터의 각각은 단일의 IC가 될 수 있다. 이러한 IC는 상보성 금속 산화물 반도체(CMOS) IC가 될 수 있고 0.18 미크론 프로세스로 제조될 수 있다.

혼선을 제거하기 위한 프로세스와 혼선 제거기를 조절하기 위는 프로세스는 이제 도10 및 도11과 관련하여 설명될 것이다. 여기에 기재된 프로세스의 특정 단계들은 설명되는 바와 같이 본 발명이 기능을 하도록 다른 것보다 선행하여야 한다. 그러나, 이러한 순서나 시퀀스가 본 발명의 기능을 바꾸지 않는다면, 본 발명은 설명되는 단계의 순서에 제한되지 않는다. 즉, 본 발명의 범위와 정신을 벗어나지 않으면서 일부 단계들은 다른 단계의 전후에 또는 다른 단계와 함께 수행될 수 있다.

이제 도10을 보면, 본 발명의 실시예에 따른 혼선(151)을 제거하기 위한 제거 혼선이라고 불리는 프로세스(1000)를 나타내는 순서도가 도시되어 있다. 프로세스(1000)의 첫 번째 단계인 단계(1010)에서, 공격 송신기(104b)는 공격 채널(120)에서 공격 통신 신호 u(t)(215)를 전송한다. 이 통신 신호(215)는 데이터를 운반하는 아날로그 또는 디지털 신호일 수 있다.

단계(1015)에서, 혼선 효과(151)는 공격 통신 신호 u(t)(215)로부터의 에너지를 혼선 n(t)(230)으로서 희생 채널(130)로 연결시킨다. 연결 메커니즘은 후면(103)에서 전파되는 전기 데이터 신호의 예시적인 경우와 같이 전자기 연결일 수 있고, 다른 광학 또는 전기 혼선 메커니즘일 수도 있다. 희생 수신기(105b)를 향해 신호가 전파되는 결과를 초래하는 방식으로 혼선 효과(151)의 에너지 전달은 희생 채널(130)에서 혼선 신호 n(t)(215)를 생성한다.

단계(1020)에서, 희생 송신기(104a)는 희생 채널(130)에서 희생 통신 신호 x(t)(214)를 전송한다. 희생 통신 신호(214)는 아날로그 또는 디지털 신호가 될 수 있다. 단계(1025)에서, 혼선 신호 n(t)(230)는 희생 채널(130)에서 희생 통신 신호 x(t)(214)와 공존하거나 혼합된다. 복합 신호 y(t)(260)는 이러한 신호(214, 230)의 조합으로부터 초래된다.

단계(1030)에서, 혼선 모델(501)은 공격 통신 신호 u(t)(215)의 샘플을 획득한다. 즉, 혼선 모델(501)에 의해 수신하고 처리하도록 탭이나 다른 노드는 통신 신호(215)를 대표하는 부분을 혼선 제거기(401)로 향하게 한다.

단계(1035)에서, 혼선 모델(501)은 탭 지연 라인 필터(600)를 통해 공격 통 신 신호 u(t)(215)의 샘플링 된 부분을 처리한다. 탭 지연 라인 필터(600)의 이득 또는 스케일링 상수와 같은 모델링 매개변수가 혼선 신호 n(t)(215)의 파형 추정치 v(t)(620)를 생성하기 위한 기초를 제공한다. 보다 구체적으로, 탭 지연 라인 필터내의 가변 계수 증폭기(602a, 602b, 602c, 602d)의 계수 α₀, α₁, α₂, ... α_N(알파0, 알파1, 알파2, ... 알파N)는 혼선 신호(215)에 근접하는 파형 v(t)(620)를 정의한다.

단계(1040)에서, 혼선 모델(501) 내의 조절가능한 지연(701)은 파형(620)을 희생 채널(130) 내에서 전파되는 방해 혼선 신호 n(t)(230)와 동기화하도록 파형 추정치 v(t)(620)에 시간 지연을 적용한다. 단계(1045)에서, 혼선 제거기(401)의 덧셈 노드(502)는 혼선 제거 신호 w(t)(520)를 희생 채널(130) 및 결합된 혼선과 내부에서 전파되는 통신 신호 y(t)(260)에 적용한다. 혼선 제거 신호 w(t)(520)는 희생 채널(130)내에서 전파되는 혼선 신호 성분 w(t)(520)의 적어도 일부를 제거한다. 이러한 혼선 장애(520)를 감소시키는 것은 희생 수신기(105b)에 이송되도록 혼선 제거기(410)에 의해 출력되는 통신 신호 z(t)(420) 내의 신호의 신뢰도를 향상시킨다.

단계(1050)에서, 제어기(503)는 혼선 제거의 유효성을 결정하기 위해 혼선 상쇄 신호 z(t)(420)를 처리하거나 분석한다. 즉, 혼선 제거기가 파형과 타이밍에 모두에 있어서 실제 혼선 n(t)(230)와 정확히 일치하는 혼선 제거 신호 w(t)(520)를 적용하는지 여부를 결정하기 위해서, 제어기(503)는 신호의 신뢰도에 접근한다.

단계(1055)에서, 제어기(503)는 모델링 매개변수를 조절하고, 특히 혼선 제거 신호 w(t)(520)와 실제 혼선 신호 n(t)(230) 사이의 파형의 일치를 최적화하기 위해, 탭 지연 라인 필터(600) 내의 가변 계수 증폭기(602a, 602b, 602c, 602d)의 계수를 조절한다. 제어기(503)는 혼선 제거 신호 w(t)(520)를 실제 혼선 신호 n(t)(230)와 동기화하기 위해 조절가능한 지연(701)의 가변 또는 조절가능한 시간 지연을 추가로 조절한다. 즉, 희생 수신기(105b)로 이송된 네트 통신 신호 z(t)(420)의 신뢰도를 향상시키기 위해 혼선 모델링 필터(501)에 매개변수를 조절함으로써, 제어기(503)는 혼선 제거기(401)의 작동을 조절한다.

단계(1055)에 이어서, 프로세스(1000)는 단계(1010) 내지 단계(1055)를 반복한다. 혼선 제거기(401)는 계속해서 혼선(230)을 제거하고 적응성 반응을 동적 조건에 실행하여, 계속되는 높은 수준의 통신 신호의 신뢰도를 제공한다.

이제 도11을 보면, 본 발명의 실시예에 따른 혼선 제거 장치(401)를 조정하기 위한 혼선 제거기의 조정이라고 불리는 프로세스(1100)를 나타내는 순서도가 도시되어 있다. 프로세스(1100)의 첫 단계인 단계(1110)에서, 제어기(503)는 조정 시퀀스를 시작한다. 제어기(900)는 공격 송신기(104b)에게 예를 들어 데이터의 무작위 패턴 또는 의사 무작위 비트 패턴과 같은 공지된 시험 패턴 또는 정의된 시험 패턴을 갖는 신호를 공격 채널(120)에 출력하라는 지시를 한다. 이러한 시험 신호 또는 조정 신호는 공격 통신 신호 u(t)(215)의 포맷을 가질 수 있거나, 혼선 반응 H(f)(210)의 특성을 정하도록 독특하게 포맷 될 수 있다. 즉, 제어기(900)는 공격 채널(120)에 미리 정해진 전압 패턴을 갖는 신호의 송신을 제어할 수 있다.

단계(1115)에서, 제어기(900)는 희생 송신기(104b)에게 알려진 희생 시험 또는 참조 신호를 희생 채널(130)에 출력하도록 지시한다. 시험 신호는 미리 정해진 통신 신호일 수 있고, 또는 단순히 데이터가 없는 상수 전압일 수도 있다. 공지의 시험 신호를 희생 채널(130)에 보내는 것은 혼선 반응 H(f)(210)를 희생 채널(130)에 신호의 왜곡을 발생시킬 수 있는 다른 효과로부터 격리시키는 것을 수월하게 한다. 즉, 제어기(900)는 희생 채널(130)에 미리 정해진 전압 패턴을 갖는 신호의 전송을 제어할 수 있다.

단계(1120)에서, 공지된 공격 신호 u(t)(215)로부터의 혼선 n(t)(230)는 희생 채널(130)에 연결된다. 희생 채널(130)이 희생 신호 x(t)(214)로서 상수 전압을 전달하고, 희생 채널(130)에서의 복합 통신 및 혼선 신호 y(t)(260)는 본질적으로 혼선 신호 n(t)(230)이다.

단계(1125)에서, 혼선 제거기(401)는 혼선을 제거하기 위해 혼선 신호 n(t)(230)의 추정치 w(t)(520)를 생성한다. 혼선 제거기(401)는 혼선 추정치(520)를 희생 채널(130)에 적용하고 전파되는 혼선(230)의 적어도 일부를 제거한다. 그 결과 혼선이 제거된 신호 x(t)(420)는 희생 수신기(105b)로 전파된다.

단계(1130)에서, 제어기(503)는 혼선 제거기(401)에 의해 출력된 혼선이 제거된 신호 z(t)(420)를 처리하고 분석한다. 이러한 분석에 기초하여, 제어기(503)는 모델링 및 지연 매개변수를 조절하여 혼선이 제거된 신호 z(t)(420) 내의 에너지를 최소화한다. 즉, 제어기(503)는 남아있는 혼선을 줄이는 방향으로 혼선 제거기(401)의 작동 매개변수를 변화시킨다. 이러한 제어 작동은 혼선 상쇄 신호 w(t)(520)를 희생 채널(130)에서 부과된 실제 혼선 n(t)(230)에 일치시킨다.

단계(1140)에서, 제어기(503)는 조정 사이클을 완료하고, 공격 및 희생 전송기(104a, 104b)에 혼선 제거기(401)가 라이브 데이터를 처리하도록 설정되어 있다는 것을 통지한다. 이러한 통지에 반응하여, 단계(1145)에서 희생 송신기(104a)와 공격 송신기(104b) 각각은 각 채널(130, 120)에 라이브 데이터를 송신한다.

단계(1150)에서, 공격 채널(120)에서 전송하는 라이브 데이터(215)로부터의 혼선(230)은 희생 채널(130)에 연결된다. 단계(1155)에서, 혼선 제거기(401)는 공격 채널(120)에서 전송하는 라이브 데이터(215)의 샘플을 처리하고, 조정 중에 정의되거나 업데이트된 모델링 및 지연 매개변수를 이용하여 혼선(230)의 추정치(520)를 생성한다.

단계(1160)에서, 혼선 제거기(401)는 혼선 추정치(520)를 혼선 제거용 희생 채널(130)에 적용하고, 높은 신뢰도의 신호를 갖는 희생 수신기(105)를 제공한다. 프로세스(1100)는 단계(1160) 이후에 종결된다. 제어기(503)는 정의된 간격 또는 일정한 시간 간격으로, 또는 제어기의 모니터링 능력이 신호의 신뢰도가 손상되었거나 한계값 이하로 떨어졌다고 판단할 때 조정 절차를 반복할 수 있다.

이제 도12A 및 도12B를 보면, 이러한 도면들은 혼선 제거를 수행한 전후의 통신 시스템의 데이터를 시험하는 것을 각각 나타낸다. 이 도면들은 실험 조건하에서 포착된 측정 데이터의 눈 다이어그램(1200, 1250)이다. 당업자에게 잘 알려져 있듯이, 눈 다이어그램(1200, 1250)은 신호의 질을 시각적으로 나타낸다. 눈 다이어그램(1200, 1250)에서의 눈(1225, 1275)의 개방된 정도는 신호 품질의 수준 과 관련되어 있다. 즉, 눈 다이어그램의 노이즈가 있고 왜곡되거나 닫힌 눈은 일반적으로 신호가 손상되었다는 것을 나타낸다.

도12A는 현장 조건을 대표한다고 생각되는 실험실의 조건하에서 작동하는 초당 5기가비트의 양방향 통신 시스템으로부터 얻은 눈 다이어그램(1200)이다. 희생 신호(130)는 800 밀리볼트의 진폭을 가지고 있는 반면, 공격 신호(120)는 1,200 밀리볼트의 진폭을 갖고 있다. 도12A는 혼선 상쇄 없이 증폭을 균등화하고 제한한 후의 수신된 신호(260)의 눈 다이어그램(1200)을 나타낸다. 도12B는 증폭을 균등화 및 제한한 이후의 본 발명의 실시예에 따른 혼선 제거를 적용한 후의 수신된 신호(420)의 눈 다이어그램(1250)을 나타낸다. 도12A의 눈 다이어그램과 같이, 희생 신호(130)는 800 밀리볼트의 진폭을 갖는 반면, 공격 신호(120)는 1,200 밀리볼트의 진폭을 갖는다.

신호 경로는 혼선이 정정된 눈 다이어그램(1250)과 혼선의 상쇄가 없는 눈 다이어그램(1200) 모두에서 제한하는 진폭기를 포함하기 때문에, 눈 다이어그램(1200, 1250)의 상부 및 하부에서의 수평 눈꺼풀의 두께는 신호 품질의 유용한 판단기준을 제공하지 않는다. 혼선의 정정이 없는 눈 다이어그램(1225)의 좁고 노이즈가 있는 눈(1225)과 비교할 때, 혼선이 정정된 눈 다이어그램(1250) 내의 넓게 개방된 눈(1275)으로부터, 혼선을 제거함으로써 신호 성능이 향상된다는 것이 자명하다.

본 발명의 실시예에 따라 혼선을 제거함으로써 얻어지는 통신성능의 향상을 추가로 특징짓기 위해서, 혼선을 제거하기 전후에 동일한 시험 조건 하에서 이 시 험 시스템으로부터 비트 에러 속도의 측정값을 얻었다. 혼선을 제거하지 않았을 경우, 통신 시스템은 평균적으로 전송된 매 100,000 비트당 1 비트 에러를 보여주었다. 혼선을 제거한 경우, 통신 시스템은 평균적으로 전송된 매 100,000,000,000,000 비트당 1 비트 에러를 보여주었다.

본 발명에 따른 시스템이 다른 신호에 의해 하나의 통신 신호에 부과된 혼선을 제거하고 정정하거나 상쇄하는 회로를 포함할 지라도, 당업자는 본 발명이 이 출원에 한정되지 않고 여기에 기술된 실시예들이 예시적인 것일 뿐 제한적인 것이 아니라는 것을 이해할 것이다. 나아가, 다양한 다른 실시예들이 본 발명을 실시할 때 이용될 수 있다는 것도 이해할 것이다. 본 발명의 범위는 아래의 청구항에 의해서만 제한되어야 한다.

Claims

제2통신 채널로부터 제1통신 채널로 연결된 혼선을 상쇄하기 위해, 혼선 추정치를 제1통신 채널에 적용하는 신호 처리 시스템으로서,

제2통신 채널에 연결되고 혼선 추정치를 생성하도록 작동되고, 복수의 증폭기의 각각에 연결된 복수의 지연 단계를 포함하는 파형 형성기와 상기 파형 형성기에 연결된 조절가능한 지연을 포함하는 모델 및;

혼선이 상쇄된 통신 신호를 처리하고 파형 형성기 및 조절가능한 지연을 조절하도록 작동하는 제어기를 포함하는, 신호 처리 시스템.
제1항에 있어서, 상기 파형 형성기는 탭 지연 라인 필터를 포함하는 신호 처리 시스템.
제1항에 있어서, 상기 조절가능한 지연은 파형 형성기로부터 입력을 수신하는 신호 처리 시스템.
제1항에 있어서, 상기 조절가능한 지연은 파형 형성기에 입력을 제공하는 신호 처리 시스템.
제1항에 있어서, 상기 모델은 파형 형성기 및 조절가능한 지연 중 하나 이상 에 연결되어 한계 주파수 위에서 주파수를 전송하고 한계 주파수 아래에서 주파수를 경감하도록 작동되는, 고정 필터를 추가로 포함하는 신호 처리 시스템.
제1항에 있어서, 상기 제어기는 디지털 제어기를 포함하는 신호 처리 시스템.
제1항에 있어서, 상기 제어기는 제1통신 채널 및 제2통신 채널에서 미리 정해진 전압 패턴을 구비하는 신호의 전송을 제어하도록 추가로 작동하는 신호 처리 시스템.
제1항에 있어서, 상기 제어기는 상기 모델을 조정하도록 작동하는 신호 처리 시스템.
제2통신 신호로부터 혼선을 갖는 제1통신 신호를 처리하는 방법으로서,

제2통신 신호를 샘플링하는 단계;

혼선 모방 신호를 생성하도록 상기 제2통신 신호의 샘플을 처리하는 단계;

혼선의 적어도 일부를 제거하도록 제1통신 신호에 혼선 모방 신호를 적용하는 단계;

혼선 모방 신호의 적용에 기초하여 제3통신 신호를 생성하는 단계;

상기 제3통신 신호를 분석하는 단계; 및

상기의 분석하는 단계에 기초하는 혼선 모방 신호를 조절하는 단계를 포함하는, 신호 처리 방법.
제9항에 있어서, 상기 처리하는 단계는 하나 이상의 모델링 매개변수를 포함하는 모델을 가지고 샘플을 처리하는 것을 포함하고, 상기 조절하는 단계는 하나 이상의 모델링 매개변수를 조절하는 것을 포함하는, 신호 처리 방법.
제9항에 있어서, 상기 조절하는 단계는 혼선과 일치하도록 혼선 모방 신호와 타이밍을 맞추는 것을 포함하는 신호 처리 방법.
제9항에 있어서, 상기 처리하는 단계는 혼선 모방 신호를 동기화 수준으로 혼선과 동기화시키는 것을 포함하고,

상기 조절하는 단계는 동기화 수준을 향상시키는 것을 포함하는, 신호 처리 방법.
제9항에 있어서, 혼선 모방 신호를 생성하는 단계는 혼선과 다른 파형을 차이값에 의해 생성하는 것을 포함하고, 상기 조절하는 단계는 상기 차이값을 줄이는 것을 포함하는, 신호 처리 방법.
제9항에 있어서, 상기 제3통신 신호를 분석하는 단계는 제3통신 신호 내에 남아 있는 혼선을 위해 모니터링하는 것을 포함하고, 상기 혼선 모방 신호를 조절하는 단계는 남아 있는 혼선을 줄이는 것을 포함하는, 신호 처리 방법.
제9항에 있어서, 상기 혼선 모방 신호를 제1통신 신호에 적용하는 단계는 제1통신 신호로부터 상기 혼선 모방 신호를 제거하는 것을 포함하는 신호 처리 방법.
신호 처리 방법으로서,

제1통신 채널에 대해서 시험 신호를 전송하는 단계;

제1통신 채널로부터 시험 신호의 일부를 혼선 효과를 통해 제2통신 채널에 연결하는 단계;

혼선 효과를 통해 제2통신 채널에 연결된 시험 신호의 일부를 처리하는 것에 기초하는 혼선 효과의 모델을 정의하는 단계;

제1통신 채널에 대해서 제1통신 신호를 전송하는 단계;

혼선 효과를 통해 제2통신 채널에 제1통신 신호의 일부를 연결하는 단계;

제2통신 채널에 대해서 제2통신 신호를 전송하는 단계;

상기 모델을 가지고 제1통신 신호의 일부를 처리하고 혼선 효과를 통해 제2통신 신호에 연결된 제1통신 신호의 일부의 추정치를 출력하는 단계; 및

상기 추정치를 제2통신 채널에 적용하여 혼선 효과를 상쇄하는 단계를 포함하는, 신호 처리 방법.
제16항에 있어서, 상기 제1통신 채널에 대해서 시험 신호를 전송하는 단계는 제1통신 채널에서 데이터를 전송하는 것과 제2통신 채널에서 본질적으로 일정한 전압을 제공하는 것을 추가로 포함하는 신호 처리 방법.
제16항에 있어서, 상기 혼선 효과의 모델을 정의하는 단계는 모델의 모델링 매개변수를 조절하는 것을 포함하는 신호 처리 방법.
제16항에 있어서, 상기 혼선 효과의 모델을 정의하는 단계는 모델의 신호 지연을 조절하는 것을 포함하는 신호 처리 방법.
제16항에 있어서, 상기 혼선 효과의 모델을 정의하는 단계는 모델의 이득을 설정하는 것을 포함하는 신호 처리 방법.
제16항에 있어서, 상기 추정치를 제2통신 채널에 적용하는 단계는 혼선 효과를 통해 상기 제2통신 채널에 연결된 제1통신 신호의 일부 및 상기 제2통신 신호로부터 추정치를 제거하는 것을 포함하는 신호 처리 방법.
제1통신 채널로부터 제2통신 채널로 연결된 혼선을 정정하는 회로로서,

모델링 입력에 의해 제어할 수 있는 조절가능한 아날로그 필터와 상기 조절 가능한 아날로그 필터에 연결된 조절가능한 지연을 포함하는, 제1통신 채널에 연결되고 혼선의 추정치를 생성하도록 작동하는 모델링 필터 및;

혼선이 정정된 신호를 분석하여 조절가능한 아날로그 필터와 조절가능한 지연을 조절하도록 작동하는 분석 회로를 포함하는, 회로.
제22항에 있어서, 상기 아날로그 필터는 탭 지연 라인 필터를 포함하는 신호 처리 시스템.
제22항에 있어서, 상기 조절가능한 지연은 아날로그 필터로부터 입력을 수신하는 신호 처리 시스템.
제22항에 있어서, 상기 조절가능한 지연은 아날로그 필터에 입력을 제공하는 신호 처리 시스템.
제22항에 있어서, 상기 모델링 필터는 아날로그 필터 및 조절가능한 지연 중 하나 이상에 연결되어 한계 주파수 위에서 주파수를 전송하고 한계 주파수 아래에서 주파수를 경감하도록 작동되는, 고정 필터를 추가로 포함하는 신호 처리 시스템.
제22항에 있어서, 상기 분석 회로는 디지털 제어기를 포함하는 신호 처리 시 스템.
제22항에 있어서, 상기 분석 회로는 제1통신 채널 및 제2통신 채널에서 미리 정해진 전압 패턴을 갖는 신호의 전송을 제어하도록 추가로 작동되는 신호 처리 시스템.
제22항에 있어서, 상기 분석 회로는 모델링 필터를 조정하도록 추가로 작동되는 신호 처리 시스템.
데이터 통신 시스템에서 혼선을 정정하는 장치로서,

혼선 반응을 모델링하는 혼선 모델링 필터;

혼선이 상쇄된 신호를 생성하기 위해 혼선을 포함하는 통신 신호로부터 모델링된 혼선 반응을 제거하는 차이 노드; 및,

혼선이 상쇄된 신호에 남아있는 혼선을 제거하기 위해, 혼선이 상쇄된 신호를 처리하고 혼선 모델링 필터를 조절하는 제어 회로를 포함하는, 혼선을 정정하는 장치.
제30항에 있어서, 상기 혼선 모델링 필터는 조절가능한 지연 필터 및 아날로그 탭 지연 라인 필터를 포함하는 장치.
제31항에 있어서, 상기 조절가능한 지연 필터 회로는 혼선을 유발하는 데이터 신호를 수신하고 상기 데이터 신호의 진폭을 제한하는 디지털 회로를 포함하는 장치.
제31항에 있어서, 상기 혼선 모델링 필터는 1차 고역 필터를 추가로 포함하는 장치.
제30항에 있어서, 상기 제어 회로는 아날로그 저역 필터와 아날로그-디지털 변환기 및 디지털 제어기를 포함하는 장치.
제34항에 있어서, 상기 데이터 통신 시스템은 보드 속도로 데이터를 전송하고 상기 아날로그-디지털 변환기는 보드 속도보다 낮은 속도에서 작동하는 장치.
제34항에 있어서, 상기 데이터 통신 시스템은 보드 속도로 데이터를 전송하고 상기 디지털 제어기는 보드 속도보다 낮은 속도에서 작동하는 장치.
제34항에 있어서, 신호 진폭에 기초하는 신호량을 측정하는 장치가 아날로그 저역 필터에 입력을 제공하는 장치.
제37항에 있어서, 상기 장치는 파워 검출기를 포함하는 장치.
제37항에 있어서, 상기 장치는 완전파 정류기를 포함하는 장치.
제37항에 있어서, 상기 장치는 반파 정류기를 포함하는 장치.
제37항에 있어서, 스펙트럼 웨이팅 필터가 상기 장치에 입력을 제공하는 장치.
제34항에 있어서, 상기 제어 회로는 유한 상태 장치를 포함하는 장치.
제34항에 있어서, 상기 제어 회로는 마이크로프로세서를 포함하는 장치.