JP7814939B2

JP7814939B2 - 光電変換装置、光電変換システム、および機器

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Publication number: JP7814939B2
Application number: JP2022000022A
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Inventors: 秀央小林; 和男山崎
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Priority date: 2022-01-01
Filing date: 2022-01-01
Publication date: 2026-02-17
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Description

本発明は、光電変換装置、光電変換システム、およびそれを備えた機器に関する。

画素信号をサンプルホールドした後にアナログデジタル変換する固体撮像装置が、特許文献１に開示されている。より詳しくは、特許文献１に開示された固体撮像装置は、画素の受光量に応じた垂直信号線の電圧と所定の参照電圧との差分をサンプル信号電圧としてサンプルホールドする回路と、そのサンプル信号電圧をアナログデジタル変換するＡＤＣを備える。

特開２０２０－０１４１１０号公報

しかし、従来装置のように画素信号をサンプルホールドした後にアナログデジタル変換する構成では、画素信号に含まれるランダムノイズの影響により、アナログデジタル変換の精度ひいては画像品質が低下する可能性がある。

本発明は上記実情に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、ノイズの影響を受けづらく、高精度かつ高品位な光電変換を可能とする技術を提供することにある。

本開示は、光電変換素子を有する画素と、前記画素に接続される信号線と、前記信号線の電圧信号を電流に変換する電圧電流変換部と、前記電圧電流変換部から出力される前記電流をデジタル信号に変換するオーバーサンプリング型のアナログデジタル変換回路を有する変換部と、を備え、前記信号線と前記変換部の間にサンプルホールド部を有さず、前記電圧電流変換部は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのソースと前記第２のトランジスタのソースの間に接続される抵抗と、前記第１のトランジスタのゲートを駆動する第１のアンプと、前記第２のトランジスタのゲートを駆動する第２のアンプと、を有し、前記第１のアンプの出力を前記第２のアンプの入力へ入力可能である、光電変換装置を含む。

本開示は、光電変換素子を有する画素と、前記画素に接続される信号線と、前記信号線の電圧信号を電流に変換する電圧電流変換部と、前記電圧電流変換部から出力される前記電流をデジタル信号に変換するオーバーサンプリング型のアナログデジタル変換回路を有する変換部と、を備え、前記信号線から前記変換部までの信号経路が、サンプルホールド部を有さないパスを含み、前記電圧電流変換部は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのソースと前記第２のトランジスタのソースの間に接続される抵抗と、前記第１のトランジスタのゲートを駆動する第１のアンプと、前記第２のトランジスタのゲートを駆動する第２のアンプと、を有し、前記第１のアンプの出力を前記第２のアンプの入力へ入力可能である、光電変換装置を含む。

本開示は、光電変換素子を有する画素と、前記画素に接続される信号線と、前記信号線の電圧信号を電流に変換する電圧電流変換部と、前記電圧電流変換部から出力される前記電流をデジタル信号に変換するオーバーサンプリング型のアナログデジタル変換回路を有する変換部と、を備え、前記電圧電流変換部は、前記信号線の前記電圧信号をサンプルホールドせずに変換した前記電流を、前記変換部に対し出力可能に構成され、前記電圧電流変換部は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのソースと前記第２のトランジスタのソースの間に接続される抵抗と、前記第１のトランジスタのゲートを駆動する第１のアンプと、前記第２のトランジスタのゲートを駆動する第２のアンプと、を有し、前記第１のアンプの出力を前記第２のアンプの入力へ入力可能である、光電変換装置を含む。

本開示は、前記光電変換装置と、前記光電変換装置から出力される信号を処理する信号処理部と、を有する光電変換システムを含む。

本開示は、前記光電変換装置と、前記光電変換装置に対応した光学系、前記光電変換装置を制御する制御装置、前記光電変換装置から出力された信号を処理する処理装置、前記光電変換装置で得られた情報を表示する表示装置、前記光電変換装置で得られた情報を記憶する記憶装置、および、前記光電変換装置で得られた情報に基づいて動作する機械装置、の少なくともいずれかと、を備えることを特徴とする機器を含む。

本発明によれば、ノイズの影響を受けづらく、高精度かつ高品位な光電変換が可能となる。

実施例１に関わる光電変換装置の模式図である。実施例１に関わる光電変換装置の模式図である。実施例１に関わる光電変換装置の模式図である。実施例１に関わる光電変換装置のタイミング図である。実施例２に関わる光電変換装置の模式図である。実施例２に関わる光電変換装置のタイミング図である。実施例３に関わる光電変換装置の模式図である。実施例４に関わる光電変換装置の模式図である。実施例５に関わる光電変換装置の模式図である。実施例５に関わる光電変換装置のタイミング図である。実施例６に関わる光電変換装置の模式図である。実施例６に関わる光電変換装置のタイミング図である。実施例７に関わる光電変換装置の模式図である。実施例７に関わる光電変換装置のタイミング図である。実施例７に関わる光電変換装置のタイミング図である。実施例８に関わる光電変換装置の模式図である。実施例８に関わる光電変換装置のタイミング図である。実施例８の変形例に関わる光電変換装置の模式図である。実施例８の変形例に関わる光電変換装置のタイミング図である。実施例８の変形例に関わる光電変換装置の模式図である。実施例８の変形例に関わる光電変換装置の模式図である。実施例８の変形例に関わる光電変換装置の模式図である。実施例８の変形例に関わる光電変換装置の模式図である。実施例８の変形例に関わる光電変換装置の模式図である。実施例９に関わる光電変換システムの模式図である。実施例１０に関わる光電変換システムの模式図である。実施例１１に関わる光電変換システムの模式図である。実施例１２に関わる光電変換システムの模式図である。実施例１３に関わる光電変換システムの模式図である。実施例１４に関わる光電変換システムの模式図である。

（実施例１）
図１、図２、図３、図４は実施例１に関わる光電変換装置の模式図およびタイミングチャートである。図１において、１は画素基板、２は回路基板、５は画素部、１０は画素、３０は垂直信号線、４０は電流源、５０は電圧電流変換部、６０は変換部、９０はデータ処理部、１００は出力部である。

画素部５には、光電変換素子をそれぞれ含む複数の画素１０が行列状に配されている。
ここで、行方向は、図１において左右の方向を指し、列方向は、図１において上下の方向を指す。画素１０は、入射した光に応じた信号電荷を生成する。

画素部５には、画素１０が配されている画素列に対応して、垂直信号線３０が列方向に沿って配される。垂直信号線３０は、画素１０の光電変換素子によって生成された信号電荷に応じた信号を画素１０から電圧電流変換部５０に転送する。

電流源４０は、垂直信号線３０のそれぞれに対応して配される。電流源４０は、信号を読み出すために選択された画素１０に対して、垂直信号線３０を介してバイアス電流を供給する。

電圧電流変換部５０は、垂直信号線３０の電圧信号を電流に変換し、変換部６０へと供給する。

変換部６０は、電圧電流変換部５０から出力される信号電流をアナログデジタル変換する。変換部６０において、それぞれの垂直信号線３０に対応して、アナログデジタル変換回路が接続されている。本実施例では、アナログデジタル変換回路として、オーバーサンプリング型の変換回路を用いる。一例としては、デルタシグマ（ΔΣ）型アナログデジタル変換回路が用いられるが、これに限定されるものではない。

データ処理部９０は、変換部６０から出力されるデジタル信号を処理するデジタル信号処理部である。例えば、変換部６０から出力されたデジタル信号に対して、補正処理や補完処理などを行ってもよい。出力部１００は、データ処理部９０で処理された信号をチップ外部へ出力する。

図２は、画素１０の構成例を示す回路図である。画素１０は、光電変換素子４００、転送トランジスタ４１０、リセットトランジスタ４５５、増幅トランジスタ４３０、選択トランジスタ４４０を含む。光電変換素子４００は、例えば、フォトダイオードでありうる。光電変換素子４００は、主電極のうち一方が、グランド電位４５０に接続されており、受光した光をその光量に応じた電荷量の信号電荷（例えば、光電子）に光電変換し蓄積する。光電変換素子４００の主電極のうち他方は、転送トランジスタ４１０を介して増幅トランジスタ４３０のゲート電極に電気的に接続されている。増幅トランジスタ４３０のゲート電極が電気的に繋がったノード４２０は、フローティングディフュージョンとして機能する。フローティングディフュージョンは、光電変換素子４００で生成された信号電荷を信号電圧に変換する電荷電圧変換部である。

転送トランジスタ４１０のゲート電極には、転送信号ＴＸが供給される。転送トランジスタ４１０が転送信号ＴＸに応じて導通状態になることによって、光電変換素子４００で光電変換され、光電変換素子４００に蓄積された信号電荷が、フローティングディフュージョンであるノード４２０に転送される。

リセットトランジスタ４５５は、電源電位４６０とノード４２０との間に接続されている。ここで、「トランジスタが、ＡとＢとの間に接続されている」という表現は、「トランジスタの主電極（ソースおよびドレイン）のうち一方がＡに接続され、主電極のうち他方がＢに接続されていること」を表す。このとき、トランジスタのゲート電極が、ＡまたはＢに接続されていない。

リセットトランジスタ４５５のゲート電極には、リセット信号ＲＥＳが供給される。リセットトランジスタ４５５がリセット信号ＲＥＳに応じて導通状態になることによって、ノード４２０（フローティングディフュージョン）の電位が、電源電位４６０にリセット
され、フローティングディフュージョンに保持された電荷が掃き出される。

増幅トランジスタ４３０は、ゲート電極がノード４２０に、主電極のうち一方が電源電位４６０に、主電極のうち他方が選択トランジスタ４４０に、それぞれ接続されている。増幅トランジスタ４３０は、光電変換素子４００の光電変換によって得られた信号を読み出すソースフォロワの入力部になる。つまり、増幅トランジスタ４３０は、主電極のうち他方が、選択トランジスタ４４０を介して垂直信号線３０に接続される。増幅トランジスタ４３０と、垂直信号線３０に接続された上述の電流源４０とは、ノード４２０の電圧を垂直信号線３０の電位に変換するソースフォロワを構成している。

選択トランジスタ４４０は、増幅トランジスタ４３０と垂直信号線３０との間に接続されている。選択トランジスタ４４０のゲート電極には、選択信号ＳＥＬが供給される。選択トランジスタ４４０が選択信号ＳＥＬに応じて導通状態になることによって、画素１０を選択状態とし、増幅トランジスタ４３０から垂直信号線３０に信号が出力される。

画素１０の回路構成は、図２に示される構成に限定されるものではない。例えば、選択トランジスタ４４０、電源電位４６０と増幅トランジスタ４３０との間に接続されていてもよい。また、図２では、画素１０として、転送トランジスタ４１０、リセットトランジスタ４５５、増幅トランジスタ４３０、選択トランジスタ４４０を備える、所謂、４Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（４Ｔｒ．）型の構成を示したが、これに限られるものではない。例えば、選択トランジスタ４４０を省略し、増幅トランジスタ４３０が選択トランジスタとしても機能する３Ｔｒ．型の構成としてもよい。また、トランジスタの数を増やした５Ｔｒ．型以上の構成にしてもよい。画素１０からは、リセットトランジスタ４５５によってノード４２０の電位をリセットし、光電変換素子４００をリセットした際のリセット信号と、光電変換素子４００で光電変換を行った際の信号レベルであるデータ信号と、が順に出力されうる。

図３は、電圧電流変換部５０および変換部６０に着目した回路の構成例を示す図である。図３には、１つの垂直信号線３０に対応して配されている電圧電流変換部５０および変換部６０が示されている。電圧電流変換部５０は、電流源１１０、１２０、可変抵抗１３０、Ｎ型トランジスタ１４０、１５０とＰ型トランジスタ１６０、１７０を有している。

図３に示されるように、Ｎ型トランジスタ１４０のソースとＮ型トランジスタ１５０のソースの間には、可変抵抗１３０が配されている。Ｎ型トランジスタ１４０のゲートには参照電圧ＲＥＦが、Ｎ型トランジスタ１５０のゲートには垂直信号線３０の電圧が印加される。その差分に応じた信号電圧ΔＶが可変抵抗１３０の両端に生じることにより、可変抵抗１３０の抵抗値をＲとすると、

ΔＩ＝ΔＶ／Ｒ

の信号電流が可変抵抗１３０に流れる。この時、Ｎ型トランジスタ１４０を流れる電流はΔＩ増加し、Ｎ型トランジスタ１５０を流れる電流はΔＩ減少する。Ｐ型トランジスタ１６０と１７０はカレントミラーを構成していることにより、Ｐ型トランジスタ１７０を流れる電流はΔＩ増加する。結果として、電圧電流変換部５０からは２ΔＩの信号電流が出力される。

変換部６０として、１つの垂直信号線３０に対応するように、本実施例ではΔΣ型のアナログデジタル変換回路を用いている。ΔΣ型のアナログデジタル変換回路は、第１積分器、第２積分器、量子化器３７０、デシメーションフィルタ３８０を含む。第１積分器は、積分容量３２０によって構成されている。第２積分器は、電圧を電流に変換するＧｍセ
ル３３０および積分容量３６０によって構成されている。第１積分器の入力ノードには、電流源３００およびスイッチ３１０を含むデジタルアナログ変換器３０５が接続されている。デジタルアナログ変換器３０５は、第２積分器および量子化器３７０を介したデジタル信号に応じて第１積分器への電流を制御する。第２積分器の入力ノードには、電流源３４０およびスイッチ３５０を含むデジタルアナログ変換器３４５が接続されている。デジタルアナログ変換器３４５は、第２積分器の出力を、量子化器３７０で量子化した結果に応じて、第２積分器への電流を制御する。

ΔΣ型アナログデジタル変換回路では、量子化器３７０が、前の量子化値を、デジタルアナログ変換器３０５、３４５にフィードバックする。そして、電圧電流変換部５０の生成する信号電流２ΔＩとデジタルアナログ変換器３０５の出力電流の差分値を第１積分器で積分し、Ｇｍセル３３０の出力電流とデジタルアナログ変換器３４５の出力電流の差分値を第２積分器で積分する。このような動作をＡＤ変換期間中に何度も繰り返し（例えば、オーバーサンプリングレートが１２８の場合は１２８回）、信号電流２ΔＩに含まれる画素１０によるノイズ成分を複数回、積分する。これにより、画素１０のノイズ成分を大幅に圧縮し、低減することが可能となる。このように、画素信号をサンプルホールドすることなく、ΔΣ型アナログデジタル変換回路に入力することにより、画素ノイズをオーバーサンプリングし、画素ノイズを低減することが可能となる。

一方、従来の光電変換装置では、サンプルホールド回路によって固定（サンプリング）した画素信号をアナログデジタル変換回路に入力する。このような構成の場合、サンプリング時点の画素信号の瞬時値がホールドされるため、画素ノイズ（画素に起因するランダムノイズ）を含んだ画素信号がアナログデジタル変換されることとなる。そのため、ΔΣ型アナログデジタル変換回路でのオーバーサンプリングによる画素ノイズの低減効果を得ることはできない。これに対して、本実施例の光電変換装置は、垂直信号線３０と変換部６０の間にサンプルホールド回路を有していない。すなわち、本実施例では、垂直信号線３０から変換部６０までの信号経路がサンプルホールド回路を有さないパスを含んでおり、当該パスを介することで垂直信号線３０の電圧信号をサンプルホールドせずに変換した電流２ΔＩを変換部６０に出力可能である。別の言い方をすると、従来装置は、画素信号のサンプリングをサンプルホールド回路で１回のみ行うのに対して、本実施例では、所定の期間、垂直信号線３０から変換部６０までを接続（トラッキング）した状態で、画素信号を複数回サンプリングする。このような構成により、画素ノイズを低減することが可能となり、高精度かつ高品位な光電変換が可能となる。

図４のタイミングチャートを用いて、更に動作例について説明する。時刻ｔ０～ｔ１において、図２の制御信号ＲＥＳがハイレベルとなりリセットトランジスタ４５５がオンすることにより、フローティングディフュージョン４２０がリセットされる。それに応じて垂直信号線３０の電位はリセットレベルとなっている。時刻ｔ１において、制御信号ＲＥＳをローレベルとし、リセットトランジスタ４５５をオフする。この際、フローティングディフュージョン４２０の電位が下がることに応じて、垂直信号線３０の電位も低下する。垂直信号線３０の電位が静定した後、時刻ｔ２からリセットレベルのＡＤ変換（ＮＡＤ）を開始する。前述のように、電圧電流変換部５０からは参照電圧ＲＥＦと垂直信号線３０の電位の差に応じた信号電流２ΔＩが出力される。ここでは、垂直信号線３０のリセットレベルに応じた信号電流を２ΔＩｎとする。ＮＡＤ期間が例えば、１２８クロックサイクルの場合、量子化器３７０の前の量子化値をデジタルアナログ変換器３０５、３４５にフィードバックしつつ、デシメーションフィルタ３８０へ同様の量子化値を送る。デシメーションフィルタ３８０で移動平均の処理などを行うことにより高精度のＡＤ変換を行う。また、その際、信号電流２ΔＩｎに含まれる画素１０によるノイズ成分を複数回、積分していることにより、画素１０のノイズ成分を大幅に低減することが可能となる。

時刻ｔ３～ｔ４において、図２の制御信号ＴＸがハイレベルとなり転送トランジスタ４１０がオンすることにより、光電変換素子４００からフローティングディフュージョン４２０へ光電荷が転送される。フローティングディフュージョン４２０の電位は、電荷の量に応じて低下する。これにより、垂直信号線３０の電位が低下する。垂直信号線３０の電位が静定した後、時刻ｔ５から垂直信号線３０の信号レベルのＡＤ変換（ＳＡＤ）を開始する。ここでは、垂直信号線３０の信号レベルに応じた信号電流を２ΔＩｓとする。ＳＡＤ期間でも、ＮＡＤ期間と同様に、画素１０のノイズ成分を大幅に低減したＡＤ変換が可能となっている。リセットレベルと信号レベルのＡＤ変換結果は、データ処理部９０へ送られ、差分をとることにより、いわゆるデジタルＣＤＳ（Correlated Double Sampling）処理を行う。

以上、説明したように、本実施例においては、垂直信号線３０と変換部６０の間にサンプルホールド回路を有しておらず、所定の期間、垂直信号線３０から変換部６０までを接続（トラッキング）した状態で、画素信号を複数回サンプリングする。これにより、画素ノイズを低減することが可能となっている。

また、変換部６０として、電流入力型のΔΣ型アナログデジタル変換回路を用いていることにより、低電圧化の面で有利となっている。

また、可変抵抗１３０の抵抗値を切り替えることにより、ゲインを切り替えることが可能な構成となっている。

尚、本実施例では、電圧電流変換部５０として差動対を使用したものを例にとって説明したが、これに限られない。シングルエンド型の電圧電流変換回路を用いても構わない。ただし、ＰＳＲＲ（Power Supply Rejection Ratio）の観点から差動構成が望ましい。

（実施例２）
図５、図６に実施例２に関わる光電変換装置の模式図、タイミングチャートを示す。以下では、実施例１の図３、図４との相違点についてのみ、説明する。図５においては、参照電圧ＲＥＦをサンプルホールドするためのスイッチ２００と容量２１０を有する。これにより、参照電圧ＲＥＦのノイズによる画質劣化の抑制が可能となっている。また、図５においては、垂直信号線３０の電圧をクランプしつつ、電圧電流変換部５０のオートゼロ動作を行うための容量１８０とスイッチ１９０、２２０を有する。これにより、画素１０の特性ばらつきや電圧電流変換部５０のオフセットばらつきによる出力電流ばらつきを低減することが可能となっている。

図６のタイミングチャートを用いて動作について説明する。時刻ｔ０～時刻ｔ２で制御信号ＢＳＨをハイレベルとしていることによりスイッチ２００がオン状態となっている。そして、時刻ｔ２でローレベルに切り替えることにより、スイッチ２００はオフ状態となり、その後の時刻ｔ４～ｔ５のＮＡＤ期間と時刻ｔ７～ｔ８のＳＡＤ期間ではローレベルのまま保たれる。これにより、参照電圧ＲＥＦのランダムノイズによって、ＮＡＤ期間とＳＡＤ期間でトランジスタ１４０のゲート電圧が変動してしまうことを抑制することが可能となる。これにより、参照電圧ＲＥＦのノイズによる画質劣化の抑制が可能となっている。また、時刻ｔ０～ｔ３で、制御信号ＡＺをハイレベル、制御信号ＡＺｂをローレベルとしていることによりスイッチ１９０がオン状態、スイッチ２２０はオフ状態となっている。そして、時刻ｔ３で制御信号ＡＺをローレベル、制御信号ＡＺｂをハイレベルに切り替えることにより、スイッチ１９０はオフ状態、スイッチ２２０はオン状態となる。この動作によって、垂直信号線３０のリセットレベルがクランプ容量１８０に保持される。これにより、画素１０の特性ばらつき（選択トランジスタ４４０の閾値ばらつき等）によるリセットレベルのＤＣオフセットをキャンセルすることができる（オートゼロ動作）。よ
って、電圧電流変換部５０の出力電流ばらつきを低減することが可能となっている。

尚、本実施例では、垂直信号線３０から変換部６０への信号経路に容量１８０を有しているが、画素１０が発するＤＣ成分以外のノイズは全て変換部６０へ伝達される。しかし、本実施例においても、垂直信号線３０と変換部６０の間にサンプルホールド回路を有しておらず、所定の期間、垂直信号線３０から変換部６０までを接続した状態で、画素信号を複数回サンプリングする。これにより、画素ノイズを低減することが可能となっている。

（実施例３）
図７に実施例３に関わる光電変換装置の模式図を示す。以下では、実施例２の図５との相違点についてのみ、説明する。図５では電圧電流変換部５０は、差動段のみの１段の構成だったが、本実施例では、Ｎ型トランジスタ２３０、２４０およびＰ型トランジスタ２５０、２６０を更に有し、電流増幅段を構成している。図７においては、Ｎ型トランジスタ１４０、１５０には、図５と同様に＋ΔＩと－ΔＩの信号電流が流れる。本実施例では、Ｐ型トランジスタ１６０はＰ型トランジスタ２６０と、Ｐ型トランジスタ１７０はＰ型トランジスタ２５０とカレントミラーを構成している。これにより、Ｐ型トランジスタ１６０、２６０には信号電流＋ΔＩ、Ｐ型トランジスタ１７０、２５０には信号電流－ΔＩが流れ、変換部６０へは、図５と同様にΔ２Ｉが出力される。ただし、この時、図５ではＰ型トランジスタ１６０、１７０の信号電流の総和は２ΔＩであるのに対して、図７では、Ｐ型トランジスタ１６０、１７０、２５０、２６０の信号電流の総和はゼロとなっている。換言すると、図７では、電圧電流変換部５０の消費電流の照度依存（垂直信号線３０の信号への依存）を抑制することが可能となっている。これにより、電圧電流変換部５０同士の干渉を抑え、画質劣化を抑制することが可能となっている。

また、本実施例においても、垂直信号線３０と変換部６０の間にサンプルホールド回路を有しておらず、所定の期間、垂直信号線３０から変換部６０までを接続した状態で、画素信号を複数回サンプリングする。これにより、画素ノイズを低減することが可能となっている。

（実施例４）
図８に実施例４に関わる光電変換装置の模式図を示す。以下では、実施例２の図５との相違点についてのみ、説明する。本実施例では、電圧電流変換部５０において、Ｐ型トランジスタ１４０、１５０を用いて差動対を構成している。また、Ｎ型トランジスタ１６０、１７０によりカレントミラーを構成している。本実施例においては、参照電圧ＲＥＦと垂直信号線３０の電圧の差分により、Ｐ型トランジスタ１４０に＋ΔＩの信号電流が流れる際、Ｐ型トランジスタ１５０には、－ΔＩの信号電流が流れる。そして、電圧電流変換部５０からは、上記の実施例と同じように２ΔＩの信号電流が出力される。電流源１１０と１２０の電流が一定とみなすと、本実施例においても、実施例３と同様に、電圧電流変換部５０の消費電流の照度依存（垂直信号線３０の信号への依存）を抑制することが可能となっている。また、実施例３と比較して、より少ない素子数となっており、省面積化の観点で有利となっている。尚、Ｎ型トランジスタ１６０、１７０、電流源３００のＧＮＤを共通化することでＧＮＤ側の電流も一定に保つことが可能とみなすことができる。

（実施例５）
図９、図１０に実施例５に関わる光電変換装置の模式図、タイミングチャートを示す。以下では、実施例１の図３、図４との相違点についてのみ、説明する。図９では、容量５００、スイッチ５１０、オペアンプ５２０、５３０、容量５４０、スイッチ５５０、電流源５５１、５５２、Ｐ型トランジスタ５６０、Ｎ型トランジスタ５７０、可変抵抗５８０、Ｐ型トランジスタ５９０を有する。図３では、可変抵抗１３０に接続される差動対のトランジスタ１４０、１５０のゲートに直接、垂直信号線３０の電圧と参照電圧ＲＥＦを印加していた。それに対して、本実施例では、可変抵抗５８０に接続されるＰ型トランジスタ５６０、５９０のゲートは、オペアンプ５２０、５３０を介して駆動される。オペアンプ５２０、５３０は各々、Ｐ型トランジスタ５６０、５９０のソースが、オペアンプ５２０、５３０の正転入力端子の電位と等しくなるように働く。前者の正転入力端子の電圧は、垂直信号線３０の信号に基づくものであり、後者の正転入力端子の電圧は参照電圧ＲＥＦである。これにより、可変抵抗５８０にて、より理想的な電圧電流変換を行うことが可能となり、精度を向上させることが可能となる。

以下、図１０のタイミングチャートを用いて、図４のチャートと異なる点を中心に説明する。時刻ｔ０～ｔ１において、制御信号ＲＥＳがハイレベルとなりリセットトランジスタ４５５がオンすることにより、フローティングディフュージョン４２０がリセットされる。それに応じて垂直信号線３０の電位はリセットレベルとなっている。時刻ｔ１において、制御信号ＲＥＳをローレベルとし、リセットトランジスタ４５５をオフする。この際、フローティングディフュージョン４２０の電位が下がることに応じて、垂直信号線３０の電位も低下する。

垂直信号線３０の電位が静定した後、制御信号ＣＬＭＰをローレベルとし、スイッチ５１０をオフする。これによって、垂直信号線３０のリセットレベルに相当する電圧を、容量５００を用いてクランプする。これにより、画素１０で発生するｋＴ／Ｃノイズや増幅トランジスタ４３０の閾値ばらつき等の出力電流への影響を抑制可能となっている。Ｐ型トランジスタ５９０のソースの電位は、およそ参照電圧ＶＣと等しくなる。時刻ｔ３にて、制御信号ＡＺをローレベルとし、スイッチ５５０をオフする。Ｐ型トランジスタ５６０のソースの電位は、およそ参照電圧ＲＥＦと等しくなる。

時刻ｔ４からリセットレベルのＡＤ変換（ＮＡＤ）を開始する。Ｐ型トランジスタ５６０、５９０のソース電圧の差分に応じた信号電圧ΔＶが可変抵抗５８０の両端に生じることにより、可変抵抗５８０の抵抗値をＲとすると、

ΔＩ＝ΔＶ／Ｒ

の信号電流が可変抵抗５８０に流れ、変換部６０へと出力される。画素１０のランダムノイズ成分は、垂直信号線３０に現れ、それがＰ型トランジスタ５９０のソースへ伝達する。そのため、出力電流ΔＩは、画素１０のランダムノイズ成分により変動を生じるが、上述の実施例と同様に、時刻ｔ４からのＮＡＤ期間において、その影響を大幅に抑制することが可能となっている。

時刻ｔ５～ｔ６において、制御信号ＴＸがハイレベルとなり転送トランジスタ４１０がオンすることにより、光電変換素子４００からフローティングディフュージョン４２０へ光電荷が転送される。フローティングディフュージョン４２０の電位は、電荷の量に応じて低下する。これにより、垂直信号線３０の電位が低下する。垂直信号線３０の電位が静定した後、時刻ｔ７から垂直信号線３０の信号レベルのＡＤ変換（ＳＡＤ）を開始する。ＳＡＤ期間でも、ＮＡＤ期間と同様に、画素１０のノイズ成分を大幅に低減したＡＤ変換が可能となっている。リセットレベルと信号レベルのＡＤ変換結果は、データ処理部９０へ送られ、差分をとることにより、いわゆるデジタルＣＤＳ（Correlated Double Sampli
ng）処理を行う。

以上、説明したように、本実施例では、より理想的な電圧電流変換を行うことが可能となり、精度を向上させることが可能となる。

（実施例６）
図１１、図１２に実施例６に関わる光電変換装置の模式図、タイミングチャートを示す。以下では、実施例５の図９、図１０との相違点についてのみ、説明する。本実施例では、スイッチ６００、６１０を有していることにより、Ｐ型トランジスタ５６０のソース電位を、垂直信号線３０のリセットレベル相当とすることが可能となっている。これにより、図９に示した容量５００を用いずに、画素１０で発生するｋＴ／Ｃノイズや増幅トランジスタ４３０の閾値ばらつき等の出力電流への影響を抑制可能となっている。

以下、図１２のタイミングチャートを用いて、図１０のチャートと異なる点を中心に説明する。時刻ｔ０～ｔ１において、制御信号ＲＥＳがハイレベルとなりリセットトランジスタ４５５がオンすることにより、フローティングディフュージョン４２０がリセットされる。それに応じて垂直信号線３０の電位はリセットレベルとなっている。時刻ｔ１において、制御信号ＲＥＳをローレベルとし、リセットトランジスタ４５５をオフする。この際、フローティングディフュージョン４２０の電位が下がることに応じて、垂直信号線３０の電位も低下する。

垂直信号線３０の電位が静定した後、時刻ｔ２で、制御信号ＡＺ＿Ｎをローレベルとし、スイッチ５５０をオフする。その後、時刻ｔ３で制御信号ＳＭＰ＿Ｎをローレベルとし、スイッチ６００をオフし、時刻ｔ４で制御信号ＨＬＤ＿Ｎをハイレベルとし、スイッチ６１０をオンする。この一連の動作により、Ｐ型トランジスタ５６０のソース電位は垂直信号線３０のリセットレベル相当の電位となる。また、該リセットレベルは、時刻ｔ１で制御信号ＲＥＳをローレベルとし、リセットトランジスタ４５５をオフした際に画素１０で発生するｋＴ/Ｃノイズや、増幅トランジスタ４３０の閾値ばらつきを含んだ電位とな
っている。

時刻ｔ５からリセットレベルのＡＤ変換（ＮＡＤ）を開始する。Ｐ型トランジスタ５６０、５９０のソース電圧の差分に応じた信号電圧ΔＶが可変抵抗５８０の両端に生じることにより、可変抵抗５８０の抵抗値をＲとすると、

ΔＩ＝ΔＶ／Ｒ

の信号電流が可変抵抗５８０に流れ、変換部６０へと出力される。この時、Ｐ型トランジスタ５６０、５９０のソース電圧の双方に、画素１０で発生するｋＴ／Ｃノイズや増幅トランジスタ４３０の閾値ばらつきが含まれることにより、出力電流への影響を抑制可能となっている。

また、本実施例においては、垂直信号線３０と電圧電流変換部５０の間にサンプルホールド回路を有しておらず、所定の期間、垂直信号線３０から変換部６０までを接続した状態で、画素信号を複数回サンプリングする。これにより、画素ノイズを低減することが可能となっている。

尚、本実施例においては、電圧電流変換部５０内にアンプ５３０、容量５４０、スイッチ６００，６１０で構成されるサンプルホールド回路を有している。しかし、上述のように、ＮＡＤ期間中もＳＡＤ期間中も画素１０の信号、ノイズは、垂直信号線３０、オペアンプ５２０、Ｐ型トランジスタ５９０のソースを介して変換部６０へ伝達されるため、サンプルホールド回路を介さずに変換部６０へ伝達される。別の言い方をすると、垂直信号線３０と変換部６０の間にサンプルホールド部を介さないパスを有している。これにより、本実施例においても、所定の期間、垂直信号線３０から変換部６０までを接続した状態で、画素信号を複数回サンプリングし、これにより、画素ノイズを低減することが可能となっている。

（実施例７）
図１３、図１４、図１５に実施例７に関わる光電変換装置の模式図、タイミングチャートを示す。以下では、実施例６の図１１、図１２との相違点についてのみ、説明する。図１３においては、容量６５０、スイッチ６６０、６７０、６８０、６９０、７００を有する。これにより、実施例６と同様な低ノイズ動作モードに加えて、高速動作モードも実施することが可能となっている。

＜低ノイズ動作モード＞
図１４に、実施例６と同様な動作を行う際のタイミングチャートを示す。図１４に示すように、制御信号ＡＺ＿Ｓ、ＳＭＰ＿Ｓ、ＨＬＤ＿Ｓが各々、常にハイレベル、ローレベル、ローレベルとなっている。これにより、図１３において、スイッチ６６０がオン状態、スイッチ６７０、６８０がオフ状態となっている。また、図１４のチャートには記載していないが、制御信号ＰＳＥＬがハイレベル、制御信号ＲＳＥＬがローレベルとなることにより、スイッチ６９０がオン状態、スイッチ７００がオフ状態となる。この時、図１３の回路は図１１と同様の動作状態となり、図１４のチャートにより、図１２のチャートと同一な動作が可能となっている。

＜高速動作モード＞
図１５に、図１４と比較してより高速な動作を行う際のタイミングチャートを示す。該動作モードにおいては、制御信号ＰＳＥＬがローレベル、制御信号ＲＳＥＬがハイレベルとなることにより、スイッチ６９０がオフ状態、スイッチ７００がオン状態となっている。以下、図１４のチャートと異なる点を中心に説明する。時刻ｔ０～ｔ１において、制御信号ＲＥＳがハイレベルとなりリセットトランジスタ４５５がオンすることにより、フローティングディフュージョン４２０がリセットされる。それに応じて垂直信号線３０の電位はリセットレベルとなっている。時刻ｔ１において、制御信号ＲＥＳをローレベルとし、リセットトランジスタ４５５をオフする。この際、フローティングディフュージョン４２０の電位が下がることに応じて、垂直信号線３０の電位も低下する。

時刻ｔ５～ｔ６において、制御信号ＴＸがハイレベルとなり転送トランジスタ４１０がオンすることにより、光電変換素子４００からフローティングディフュージョン４２０へ
光電荷が転送される。フローティングディフュージョン４２０の電位は、電荷の量に応じて低下する。これにより、垂直信号線３０の電位が低下する。また、時刻ｔ５において、制御信号ＡＺ＿Ｓ、ＳＭＰ＿Ｓをハイレベルとすることにより、スイッチ６６０、６７０がオン状態となっている。垂直信号線３０の電位が静定した後、時刻ｔ７で、制御信号ＡＺ＿Ｓをローレベルとし、スイッチ６６０をオフする。その後、時刻ｔ８で制御信号ＳＭＰ＿Ｓをローレベルとし、スイッチ６７０をオフし、時刻ｔ９で制御信号ＨＬＤ＿Ｓをハイレベルとし、スイッチ６８０をオンする。この一連の動作により、Ｐ型トランジスタ５９０のソース電位は垂直信号線３０の信号レベル相当の電位となる。

時刻ｔ１０からＡＤ変換（ＡＤ）を開始する。Ｐ型トランジスタ５６０、５９０のソース電圧の差分に応じた信号電圧ΔＶが可変抵抗５８０の両端に生じることにより、可変抵抗５８０の抵抗値をＲとすると、

ΔＩ＝ΔＶ／Ｒ

の信号電流が可変抵抗５８０に流れ、変換部６０へと出力される。この時、Ｐ型トランジスタ５６０、５９０のソース電圧の双方に、画素１０で発生するｋＴ／Ｃノイズや増幅トランジスタ４３０の閾値ばらつきが含まれることにより、出力電流への影響を抑制可能となっている。

更に、ＡＤ変換期間中に制御信号ＳＭＰ＿Ｎ、ＳＭＰ＿Ｓがローレベルとなっていることにより、スイッチ６００、６７０がオフ状態となっている。また、制御信号ＰＳＥＬがローレベルとなっていることにより、スイッチ６９０もオフ状態となっている。これより、垂直信号線３０と電圧電流変換部５０の内部の回路とは電気的に接続されない状態となっているため、ＡＤ変換期間中に、次の画素読み出し動作を開始することが可能となっている。具体的には、図１５においては、ＡＤ変換器間中の時刻ｔ１１から制御信号ＲＥＳをハイレベルとし、画素のリセット動作を開始している。このように、高速な動作モードも実施することが可能となっている。

尚、本実施例においては、電圧電流変換部５０内にオペアンプ５２０、容量６５０、スイッチ６７０，６８０で構成されるサンプルホールド回路を有している。このため、垂直信号線３０から変換部６０への経路にサンプルホールド回路を有しているが、このサンプルホールド回路は高速動作モードの場合のみ利用されるものである。図１４に示す低ノイズ動作モードにおいては、オペアンプ５２０をバッファアンプとして動作させて、所定の期間、垂直信号線３０の信号を変換部６０でサンプリングするように駆動している。言い換えると、低ノイズ動作モードにおける回路構成は、実施例６と等価な構成、すなわち、垂直信号線３０と変換部６０の間にサンプルホールド回路を介さないパスを有する構成である。したがって、低ノイズ動作モードでは、上記実施例と同様、画素ノイズを低減することが可能となっている。

（実施例８）
図１６、図１７に実施例８に関わる光電変換装置の模式図、タイミングチャートを示す。以下では、実施例６の図１１、図１２との相違点についてのみ、説明する。図１６においては、スイッチ７００、７１０、７２０、７３０、７４０、容量７５０を有する。実施例６の図１１においては、スイッチ６００を介して、容量５４０に垂直信号線３０を接続していたが、本実施例では、スイッチ７００、７１０を介して、容量５４０をアンプ５２０に接続可能な回路となっている。すなわち、アンプ５２０の出力をアンプ５３０の入力へ入力可能な構成をとる。これにより、アンプ５２０のオフセットをＰ型トランジスタ５６０のソース電位に反映することが可能となっている。よって、アンプ５２０のオフセットの出力電流への影響を抑制することが可能となっている。

以下、図１７のタイミングチャートを用いて、図１２のチャートと異なる点を中心に説明する。時刻ｔ０～ｔ１において、制御信号ＲＥＳがハイレベルとなりリセットトランジスタ４５５がオンすることにより、フローティングディフュージョン４２０がリセットされる。それに応じて垂直信号線３０の電位はリセットレベルとなっている。時刻ｔ１において、制御信号ＲＥＳをローレベルとし、リセットトランジスタ４５５をオフする。この際、フローティングディフュージョン４２０の電位が下がることに応じて、垂直信号線３０の電位も低下する。

垂直信号線３０の電位が静定した後、制御信号ＣＬＭＰをローレベルとし、スイッチ５１０をオフする。これによって、垂直信号線３０のリセットレベルに相当する電圧を、容量５００を用いてクランプする。これにより、画素１０で発生するｋＴ／Ｃノイズや増幅トランジスタ４３０の閾値ばらつき等の出力電流への影響を抑制可能となっている。

時刻ｔ３で、制御信号ＡＺ＿Ｎをローレベルとし、スイッチ５５０をオフする。その後、時刻ｔ４で制御信号ＳＭＰ＿Ｎをローレベルとし、スイッチ７００、７１０をオフし、時刻ｔ５で制御信号ＨＬＤ＿Ｎをハイレベルとし、スイッチ６１０をオンする。この一連の動作により、Ｐ型トランジスタ５６０のソース電位は参照電圧ＶＣにアンプ５２０のオフセットが加わった電位となる。時刻ｔ６で制御信号ＳＭＰ＿Ｓをハイレベルとすることにより、スイッチ７２０、７２０をオン状態とする。これにより、Ｐ型トランジスタ５９０のソース電位も参照電圧ＶＣにアンプ５２０のオフセットが加わった電位となる。

時刻ｔ７からリセットレベルのＡＤ変換（ＮＡＤ）を開始する。この時、Ｐ型トランジスタ５６０、５９０のソース電位の双方にアンプ５２０のオフセットが重畳されているために、出力電流への影響を低減することが可能となる。これにより、特に可変抵抗５８０の抵抗を下げて出力電流にゲインをかける際の出力電流ばらつきを低減し、高ゲイン動作を実施することが可能となっている。

時刻ｔ８～ｔ９において、制御信号ＴＸがハイレベルとなり転送トランジスタ４１０がオンすることにより、光電変換素子４００からフローティングディフュージョン４２０へ光電荷が転送される。フローティングディフュージョン４２０の電位は、電荷の量に応じて低下する。これにより、垂直信号線３０の電位が低下する。垂直信号線３０の電位が静定した後、時刻ｔ１０から垂直信号線３０の信号レベルのＡＤ変換（ＳＡＤ）を開始する。リセットレベルと信号レベルのＡＤ変換結果は、データ処理部９０へ送られ、差分をとることにより、いわゆるデジタルＣＤＳ（Correlated Double Sampling）処理を行う。

このように、本実施例においても、実施例６と同様に、垂直信号線３０と変換部６０の間にサンプルホールド回路を介さないパスを有している。これにより、本実施例においても、所定の期間、垂直信号線３０から変換部６０までを接続した状態で、画素信号を複数回サンプリングし、これにより、画素ノイズを低減することが可能となっている。

尚、図１８に示すように、判定回路７５１を設けて、垂直信号線３０の振幅に応じて可変抵抗５８０の抵抗値を切り替えても構わない。動作例を図１９に示す。図１７と異なる点は、時刻ｔ７～９において、リセットレベルのＡＤ変換を２回行っていることである。例えば、１回目のＮＡＤ１では可変抵抗５８０を低抵抗としてＡＤ変換を行い、２回目のＮＡＤ２では可変抵抗５８０を高抵抗としてＡＤ変換を行う。そして、時刻ｔ１１からのＳＡＤの前に判定回路７５１で垂直信号線３０の振幅を判定し、振幅が大きいと判定した場合は可変抵抗５８０を高抵抗とし、小さいと判定した場合は低抵抗とする。そして、前者の場合はＮＡＤ２とＣＤＳを行い、後者の場合はＮＡＤ１とＣＤＳを行う。以上の動作により、ダイナミックレンジを拡大しつつ、ＣＤＳ性能が劣化することを抑制することが
可能となる。

尚、図２０に示すように、オペアンプ５３０の代わりにシングルエンドのアンプ７７０を用いても構わない。これにより、回路規模の抑制が可能となる。また、オペアンプ５２０で正転のバッファアンプを構成するのではなく、容量５００、７５０とともに反転アンプを構成しても構わない。この場合、オペアンプ５２０の両差動入力が垂直信号線３０の信号に依存しなくなるので、低電圧化に有利となる。

尚、図２１に示すようなバイアス回路により、変換部６０へバイアス電圧を供給しても構わない。図２１において、８２０はオペアンプ、８６０は抵抗素子、８５０、８７０はＮ型トランジスタ、８３０、８４０はＰ型トランジスタ、８１０はバンドギャップ回路である。バンドギャップ回路８１０からは温度依存の極めて小さい≒１．２Ｖの電圧が出力される。よって、抵抗素子８６０の両端電圧も≒１．２Ｖとなり、Ｎ型トランジスタ８５０、８７０とＰ型トランジスタ８３０、８４０を流れる電流は、１．２／Ｒとなる。ここで、抵抗素子８６０は可変抵抗５８０と同一種の抵抗とすると、可変抵抗５８０の電流の温度依存と抵抗素子８６０およびＮ型トランジスタ８５０を流れる電流の温度依存は等しくなる。これにより、可変抵抗５８０を流れる信号電流の温度依存に電流源３００の電流値の温度依存を連動させて相殺することが可能となる。これにより、読み出しゲインの温度依存を抑制することが可能となる。

尚、図２１のバイアス回路は一例である。例えば、図２２に示すようなバイアス回路でも、Ｎ型トランジスタ５５０の電流抵抗素子の温度依存に連動させることは可能である。

尚、可変抵抗５８０、抵抗素子８６０は例えば、ポリ抵抗、拡散抵抗、メタル抵抗などで構成することが可能である。

尚、可変抵抗５８０、抵抗素子８６０は互いに同一基板に設けることが望ましい。これにより、プロセスばらつきをそろえて温度依存を抑制することが可能となる。

尚、列間の加算（平均）機能を設けても構わない。例えば、図２３に示すように、垂直信号線３０上で信号を短絡するスイッチ９５０、９５１を設けても構わない。また、その際、図２３に示すように、奇数列と偶数列の電圧電流変換部５０でパワー制御線（ｇｐｗｒ１，ｇｐｗｒ２）を分けても構わない。同様に、奇数列と偶数列の変換部６０でパワー制御線（ａｐｗｒ１，ａｐｗｒ２）を分けても構わない。これにより、列間加算時に、電圧電流変換部５０と変換部６０の動作数を減らして、省電力化を行うことが可能となる。

尚、図２４に示すように、第二の回路基板３を設けて、３層積層型の形態としても構わない。これにより、読み出し回路を回路基板２と第二の回路基板３に分散して配置することにより、チップサイズの縮小や画素１０の狭ピッチ化への対応等が可能となる。尚、図２４は一例であり、例えば、変換部６０の一部は回路基板２に設ける等の変形を行っても構わない。

尚、光電変換装置の形態は上述のものに限られない。例えば、画素１０は図２のものに限られない。フローティングディフュージョン４２０の容量を切り替え可能な構成としても構わない。また、画素１０は、複数の光電変換素子４００でフローティングディフュージョン４２０を共有する形態でも構わない。複数の光電変換素子４００を同一マイクロレンズ下に形成し、位相差を検出可能な画素としても構わない。また、垂直信号線３０を１画素列に複数本有する場合、選択トランジスタ４４０を複数有する形態でも構わない。また、電子ではなくホール蓄積型の画素でも構わない。また、ソースフォロワを用いる画素ではなく、ソース接地増幅回路や差動増幅回路を用いて出力するタイプの画素でも構わな
い。

（実施例９）
実施例９による光電変換システムについて、図２５を用いて説明する。図２５は、実施例９に関わる光電変換システムの概略構成を示すブロック図である。

上記実施例１～実施例８で述べた光電変換装置は、種々の光電変換システムに適用可能である。光電変換システムは、上記実施例に係る光電変換装置と、その光電変換装置から出力される信号を処理する信号処理部と、を少なくとも備える。このような光電変換システムを適用可能な機器の例としては、デジタルスチルカメラ、デジタルカムコーダ、監視カメラ、複写機、ファックス、携帯電話、車載カメラ、観測衛星、センサ、計測器などが挙げられる。また、レンズなどの光学系と撮像装置とを備えるカメラモジュールも、光電変換システムを適用した機器に含まれる。図２５には、これらのうちの一例として、デジタルスチルカメラのブロック図を例示している。

図２５に撮像装置ＩＳを用いて構築された撮像システムＳＹＳの構成の一例を示す。撮像システムＳＹＳは、カメラや撮影機能を有する情報端末である。撮像装置ＩＳは撮像デバイスＩＣを収容するパッケージＰＫＧをさらに備えることもできる。パッケージＰＫＧは、撮像デバイスＩＣが固定された基体と、撮像デバイスＩＣに対向する蓋体と、基体に設けられた端子と撮像デバイスＩＣに設けられた端子とを接続する接続部材と、を含みうる。撮像装置ＩＳは共通のパッケージＰＫＧに複数の撮像デバイスＩＣを並べて搭載することもできる。また、撮像装置ＩＳは共通のパッケージＰＫＧに撮像デバイスＩＣと他の半導体デバイスとを重ねて搭載することもできる。

撮像システムＳＹＳは、撮像装置ＩＳに結像する光学系ＯＵを備え得る。また、撮像システムＳＹＳは、制御装置ＣＵ、処理装置ＰＵ、表示装置ＤＵ、記憶装置ＭＵの少なくともいずれかを備え得る。制御装置ＣＵは撮像装置ＩＳを制御するデバイスであり、処理装置ＰＵは撮像装置ＩＳから得られた信号を処理するデバイスである。表示装置ＤＵは、撮像装置ＩＳから得られた画像を表示するデバイス、記憶装置ＭＵは、撮像装置ＩＳから得られた画像を記憶するデバイスである。

（実施例１０）
実施例１０の光電変換システムを適用した機器について、図２６Ａおよび図２６Ｂを用いて説明する。図２６Ａおよび図２６Ｂは、本実施例の光電変換システム及び機器の構成を示す図である。

図２６Ａは、車載カメラに関する光電変換システムの一例を示したものである。光電変換システム２３００は、撮像装置２３１０を有する。撮像装置２３１０は、上記のいずれかの実施例に記載の光電変換装置である。光電変換システム２３００は撮像装置２３１０により取得された複数の画像データに対し画像処理を行う画像処理部２３１２と、光電変換システム２３００により取得された複数の画像データから視差（視差画像の位相差）を算出する視差取得部２３１４を有する。また、光電変換システム２３００は、算出された視差に基づいて対象物までの距離を算出する距離計測部２３１６と、算出された距離に基づいて衝突可能性があるか否かを判定する衝突判定部２３１８と、を有する。ここで、視差取得部２３１４や距離計測部２３１６は、対象物までの距離情報を取得する距離情報取得手段の一例である。すなわち、距離情報とは、視差、デフォーカス量、対象物までの距離等に関する情報である。衝突判定部２３１８はこれらの距離情報のいずれかを用いて、衝突可能性を判定してもよい。距離情報取得手段は、専用に設計されたハードウェアによって実現されてもよいし、ソフトウェアモジュールによって実現されてもよい。また、ＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）やＡＳＩＣ（
ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）等によって実現されてもよいし、これらの組合せによって実現されてもよい。

光電変換システム２３００は車両情報取得装置２３２０と接続されており、車速、ヨーレート、舵角などの車両情報を取得することができる。また、光電変換システム２３００は、衝突判定部２３１８での判定結果に基づいて、車両に対して制動力を発生させる制御信号を出力する制御部である制御ＥＣＵ２３３０が接続されている。また、光電変換システム２３００は、衝突判定部２３１８での判定結果に基づいて、ドライバーへ警報を発する警報装置２３４０とも接続されている。例えば、衝突判定部２３１８の判定結果として衝突可能性が高い場合、制御ＥＣＵ２３３０はブレーキをかける、アクセルを戻す、エンジン出力を抑制するなどして衝突を回避、被害を軽減する車両制御を行う。警報装置２３４０は音等の警報を鳴らす、カーナビゲーションシステムなどの画面に警報情報を表示する、シートベルトやステアリングに振動を与えるなどしてユーザーに警告を行う。

本実施例では、車両の周囲、例えば前方又は後方を光電変換システム２３００で撮像する。図２６Ｂに、車両前方（撮像範囲２３５０）を撮像する場合の光電変換システム２３００を示す。車両情報取得装置２３２０が、光電変換システム２３００ないしは撮像装置２３１０に指示を送る。このような構成により、測距の精度をより向上させることができる。

上記では、他の車両と衝突しないように制御する例を説明したが、光電変換システムは、他の車両に追従して自動運転する制御や、車線からはみ出さないように自動運転する制御などにも適用可能である。更に、光電変換システムは、自車両等の車両に限らず、例えば、船舶、航空機あるいは産業用ロボットなどの移動体（移動装置）に適用することができる。加えて、移動体に限らず、高度道路交通システム（ＩＴＳ）等、広く物体認識を利用する機器に適用することができる。

（実施例１１）
実施例１１に関わる光電変換システムを適用した機器について、図２７を用いて説明する。図２７は、本実施例の光電変換システムを適用した機器の一例である距離画像センサの構成例を示すブロック図である。

図２７に示すように、距離画像センサ１４０１は、光学系１４０２、光電変換装置１４０３、画像処理回路１４０４、モニタ１４０５、およびメモリ１４０６を備えて構成される。そして、距離画像センサ１４０１は、光源装置１４１１から被写体に向かって投光され、被写体の表面で反射された光（変調光やパルス光）を受光することにより、被写体までの距離に応じた距離画像を取得することができる。

光学系１４０２は、１枚または複数枚のレンズを有して構成され、被写体からの像光（入射光）を光電変換装置１４０３に導き、光電変換装置１４０３の受光面（センサ部）に結像させる。

光電変換装置１４０３としては、上述した各実施例の光電変換装置が適用され、光電変換装置１４０３から出力される受光信号から求められる距離を示す距離信号が画像処理回路１４０４に供給される。

画像処理回路１４０４は、光電変換装置１４０３から供給された距離信号に基づいて距離画像を構築する画像処理を行う。そして、その画像処理により得られた距離画像（画像データ）は、モニタ１４０５に供給されて表示されたり、メモリ１４０６に供給されて記憶（記録）されたりする。

このように構成されている距離画像センサ１４０１では、上述した光電変換装置を適用することで、より正確な距離画像を取得することができる。

（実施例１２）
実施例１２に関わる光電変換システムを適用した機器について、図２８を用いて説明する。図２８は、本実施例の光電変換システムを適用した機器である内視鏡手術システムの概略的な構成の一例を示す図である。

図２８では、術者（医師）１１３１が、内視鏡手術システム１００３を用いて、患者ベッド１１３３上の患者１１３２に手術を行っている様子が図示されている。図示するように、内視鏡手術システム１００３は、内視鏡１１００と、術具１１１０と、内視鏡下手術のための各種の装置が搭載されたカート１１３４と、から構成される。

内視鏡１１００は、先端から所定の長さの領域が患者１１３２の体腔内に挿入される鏡筒１１０１と、鏡筒１１０１の基端に接続されるカメラヘッド１１０２と、から構成される。図示する例では、硬性の鏡筒１１０１を有するいわゆる硬性鏡として構成される内視鏡１１００を図示しているが、内視鏡１１００は、軟性の鏡筒を有するいわゆる軟性鏡として構成されてもよい。

鏡筒１１０１の先端には、対物レンズが嵌め込まれた開口部が設けられている。内視鏡１１００には光源装置１２０３が接続されている。光源装置１２０３によって生成された光が、鏡筒１１０１の内部に延設されるライトガイドによって当該鏡筒の先端まで導光され、対物レンズを介して患者１１３２の体腔内の観察対象に向かって照射される。なお、内視鏡１１００は、直視鏡であってもよいし、斜視鏡又は側視鏡であってもよい。

カメラヘッド１１０２の内部には光学系及び光電変換装置が設けられており、観察対象からの反射光（観察光）は当該光学系によって当該光電変換装置に集光される。当該光電変換装置によって観察光が光電変換され、観察光に対応する電気信号、すなわち観察像に対応する画像信号が生成される。当該光電変換装置としては、前述の各実施例に記載の光電変換装置を用いることができる。当該画像信号は、ＲＡＷデータとしてカメラコントロールユニット（ＣＣＵ：ＣａｍｅｒａＣｏｎｔｒｏｌＵｎｉｔ）１１３５に送信される。

ＣＣＵ１１３５は、ＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）やＧＰＵ（ＧｒａｐｈｉｃｓＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）等によって構成され、内視鏡１１００及び表示装置１１３６の動作を統括的に制御する。さらに、ＣＣＵ１１３５は、カメラヘッド１１０２から画像信号を受け取り、その画像信号に対して、例えば現像処理（デモザイク処理）等の、当該画像信号に基づく画像を表示するための各種の画像処理を施す。

表示装置１１３６は、ＣＣＵ１１３５からの制御により、当該ＣＣＵ１１３５によって画像処理が施された画像信号に基づく画像を表示する。

光源装置１２０３は、例えばＬＥＤ（ＬｉｇｈｔＥｍｉｔｔｉｎｇＤｉｏｄｅ）等の光源から構成され、術部等を撮影する際の照射光を内視鏡１１００に供給する。

入力装置１１３７は、内視鏡手術システム１００３に対する入力インターフェースである。ユーザーは、入力装置１１３７を介して、内視鏡手術システム１００３に対して各種の情報の入力や指示入力を行うことができる。

制御装置１１３８は、組織の焼灼、切開又は血管の封止等のためのエネルギー処置具１１１２の駆動を制御する。

内視鏡１１００に術部を撮影する際の照射光を供給する光源装置１２０３は、例えばＬＥＤ、レーザ光源又はこれらの組み合わせによって構成される白色光源から構成することができる。ＲＧＢレーザ光源の組み合わせにより白色光源が構成される場合には、各色（各波長）の出力強度及び出力タイミングを高精度に制御することができるため、光源装置１２０３において撮像画像のホワイトバランスの調整を行うことができる。また、この場合には、ＲＧＢレーザ光源それぞれからのレーザ光を時分割で観察対象に照射し、その照射タイミングに同期してカメラヘッド１１０２の撮像素子の駆動を制御することにより、ＲＧＢそれぞれに対応した画像を時分割で撮像することも可能である。当該方法によれば、当該撮像素子にカラーフィルタを設けなくても、カラー画像を得ることができる。

また、光源装置１２０３は、出力する光の強度を所定の時間ごとに変更するようにその駆動が制御されてもよい。その光の強度の変更のタイミングに同期してカメラヘッド１１０２の撮像素子の駆動を制御して時分割で画像を取得し、その画像を合成することにより、いわゆる黒つぶれ及び白とびのない高ダイナミックレンジの画像を生成することができる。

また、光源装置１２０３は、特殊光観察に対応した所定の波長帯域の光を供給可能に構成されてもよい。特殊光観察では、例えば、体組織における光の吸収の波長依存性を利用する。具体的には、通常の観察時における照射光（すなわち、白色光）に比べて狭帯域の光を照射することにより、粘膜表層の血管等の所定の組織を高コントラストで撮影する。あるいは、特殊光観察では、励起光を照射することにより発生する蛍光により画像を得る蛍光観察が行われてもよい。蛍光観察では、体組織に励起光を照射し当該体組織からの蛍光を観察すること、又はインドシアニングリーン（ＩＣＧ）等の試薬を体組織に局注するとともに当該体組織にその試薬の蛍光波長に対応した励起光を照射し蛍光像を得ること等を行うことができる。光源装置１２０３は、このような特殊光観察に対応した狭帯域光及び／又は励起光を供給可能に構成され得る。

（実施例１３）
実施例１３に関わる光電変換システムを適用した機器について、図２９Ａ、図２９Ｂを用いて説明する。

図２９Ａは、本実施例の光電変換システムを適用した機器である眼鏡１６００（スマートグラス）を示す。眼鏡１６００は、光電変換装置１６０２を有する。光電変換装置１６０２は、上記の各実施例に記載の光電変換装置である。また、レンズ１６０１の裏面側には、ＯＬＥＤやＬＥＤ等の発光装置を含む表示装置が設けられていてもよい。光電変換装置１６０２は１つでもよいし、複数でもよい。また、複数種類の光電変換装置を組み合わせて用いてもよい。光電変換装置１６０２の配置位置は図２９Ａに限定されない。

眼鏡１６００は、制御装置１６０３をさらに備える。制御装置１６０３は、光電変換装置１６０２と上記の表示装置に電力を供給する電源として機能する。また、制御装置１６０３は、光電変換装置１６０２と表示装置の動作を制御する。また、制御装置１６０３は、光電変換装置１６０２から出力される信号を処理する信号処理部として機能する。レンズ１６０１には、光電変換装置１６０２に光を集光するための光学系が形成されている。

図２９Ｂは、本実施例の光電変換システムを適用した機器である眼鏡１６１０（スマートグラス）を示す。図２９Ａとは光電変換システムの配置が異なる。眼鏡１６１０は、制
御装置１６１２を有している。制御装置１６１２に、光電変換装置１６０２に相当する光電変換装置と、表示装置が搭載される。レンズ１６１１には、制御装置１６１２内の光電変換装置と、表示装置からの発光を投影するための光学系が形成されており、レンズ１６１１には画像が投影される。制御装置１６１２は、光電変換装置および表示装置に電力を供給する電源として機能するとともに、光電変換装置および表示装置の動作を制御する。制御装置１６１２は、装着者の視線を検知する視線検知部を有してもよい。視線の検知は赤外線を用いてよい。赤外発光部は、表示画像を注視しているユーザーの眼球に対して、赤外光を発する。発せられた赤外光の眼球からの反射光を、受光素子を有する撮像部が検出することで眼球の撮像画像が得られる。平面視における赤外発光部から表示部への光を低減する低減手段を有することで、画像品位の低下を低減する。

赤外光の撮像により得られた眼球の撮像画像から表示画像に対するユーザーの視線を検出する。眼球の撮像画像を用いた視線検出には任意の公知の手法が適用できる。一例として、角膜での照射光の反射によるプルキニエ像に基づく視線検出方法を用いることができる。

より具体的には、瞳孔角膜反射法に基づく視線検出処理が行われる。瞳孔角膜反射法を用いて、眼球の撮像画像に含まれる瞳孔の像とプルキニエ像とに基づいて、眼球の向き（回転角度）を表す視線ベクトルが算出されることにより、ユーザーの視線が検出される。

本実施例の表示装置は、受光素子を有する光電変換装置を有し、光電変換装置からのユーザーの視線情報に基づいて表示装置の表示画像を制御してよい。

具体的には、表示装置は、視線情報に基づいて、ユーザーが注視する第１の視界領域と、第１の視界領域以外の第２の視界領域とを決定される。第１の視界領域、第２の視界領域は、表示装置の制御装置が決定してもよいし、外部の制御装置が決定したものを受信してもよい。表示装置の表示領域において、第１の視界領域の表示解像度を第２の視界領域の表示解像度よりも高く制御してよい。つまり、第２の視界領域の解像度を第１の視界領域よりも低くしてよい。

また、表示領域は、第１の表示領域、第１の表示領域とは異なる第２の表示領域とを有し、視線情報に基づいて、第１の表示領域および第２の表示領域から優先度が高い領域を決定されてよい。第１の視界領域、第２の視界領域は、表示装置の制御装置が決定してもよいし、外部の制御装置が決定したものを受信してもよい。優先度の高い領域の解像度を、優先度が高い領域以外の領域の解像度よりも高く制御してよい。つまり優先度が相対的に低い領域の解像度を低くしてよい。

なお、第１の視界領域や優先度が高い領域の決定には、ＡＩを用いてもよい。ＡＩは、眼球の画像と当該画像の眼球が実際に視ていた方向とを教師データとして、眼球の画像から視線の角度、視線の先の目的物までの距離を推定するよう構成されたモデルであってよい。ＡＩプログラムは、表示装置が有しても、光電変換装置が有しても、外部装置が有してもよい。外部装置が有する場合は、通信を介して、表示装置に伝えられる。

視認検知に基づいて表示制御する場合、外部を撮像する光電変換装置を更に有するスマートグラスに好ましく適用できる。スマートグラスは、撮像した外部情報をリアルタイムで表示することができる。

（実施例１４）
上述した光電変換装置及び光電変換システムは、例えば、いわゆるスマートフォンやタブレットなどの電子機器に適用してもよい。

図３０Ａ及び図３０Ｂは、光電変換装置が搭載された電子機器１５００の一例を示す図である。図３０Ａには、電子機器１５００の表面側が示されており、図３０Ｂには、電子機器１５００の背面側が示されている。

図３０Ａに示すように、電子機器１５００の表面の中央には、画像を表示するディスプレイ１５１０が配置されている。そして、電子機器１５００の表面の上辺に沿って、光電変換装置が用いられるフロントカメラ１５２１，１５２２、赤外光を発光するＩＲ光源１５３０、及び、可視光を発光する可視光源１５４０が配置されている。

また、図３０Ｂに示すように、電子機器１５００の背面の上辺に沿って、光電変換装置が用いられるリアカメラ１５５１，１５５２、赤外光を発光するＩＲ光源１５６０、及び、可視光を発光する可視光源１５７０が配置されている。

このように構成されている電子機器１５００では、上述した光電変換装置を適用することで、例えば、より高品位な画像を撮像することができる。なお、光電変換装置は、その他、赤外線センサや、アクティブ赤外線光源を用いた測距センサ、セキュリティカメラ、個人または生体認証カメラなどの電子機器に適用することができる。これにより、それらの電子機器の精度や性能などの向上を図ることができる。

上記の実施例で種々の機器を説明したが、さらに機械装置を備えても良い。カメラにおける機械装置はズーミングや合焦、シャッター動作のために光学系の部品を駆動することができる。あるいは、カメラにおける機械装置は防振動作のために光電変換装置を移動することができる。

また、機器は、車両や船舶、飛行体などの輸送機器であり得る。輸送機器における機械装置は移動装置として用いられうる。輸送機器としての機器は、光電変換装置を輸送するものや、撮影機能により運転（操縦）の補助および／または自動化を行うものに好適である。運転（操縦）の補助および／または自動化のための処理装置は、光電変換装置で得られた情報に基づいて移動装置としての機械装置を操作するための処理を行うことができる。

（その他）
本発明は、上記実施例に限らず種々の変形が可能である。例えば、いずれかの実施例の一部の構成を他の実施例に追加した例や、他の実施例の一部の構成と置換した例も、本発明の実施例に含まれる。なお、上記実施例は、いずれも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

１０：画素
３０：垂直信号線
５０：電圧電流変換部
６０：変換部
４００：光電変換素子

Claims

光電変換素子を有する画素と、
前記画素に接続される信号線と、
前記信号線の電圧信号を電流に変換する電圧電流変換部と、
前記電圧電流変換部から出力される前記電流をデジタル信号に変換するオーバーサンプリング型のアナログデジタル変換回路を有する変換部と、を備え、
前記信号線と前記変換部の間にサンプルホールド部を有さず、
前記電圧電流変換部は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのソースと前記第２のトランジスタのソースの間に接続される抵抗と、前記第１のトランジスタのゲートを駆動する第１のアンプと、前記第２のトランジスタのゲートを駆動する第２のアンプと、を有し、
前記第１のアンプの出力を前記第２のアンプの入力へ入力可能である、
光電変換装置。
前記信号線の出力ノードは前記電圧電流変換部の入力ノードに接続され、
前記変換部の入力ノードは前記電圧電流変換部の出力ノードに接続され、
前記信号線の前記出力ノードと前記変換部の前記入力ノードの間にサンプルホールド部を有さない、
請求項１に記載の光電変換装置。
前記信号線の出力ノードは前記電圧電流変換部の入力ノードに接続され、
前記変換部の入力ノードは前記電圧電流変換部の出力ノードに接続され、
前記電圧電流変換部の前記入力ノードと前記電圧電流変換部の前記出力ノードの間にサンプルホールド部を有さない、
請求項１に記載の光電変換装置。
光電変換素子を有する画素と、
前記画素に接続される信号線と、
前記信号線の電圧信号を電流に変換する電圧電流変換部と、
前記電圧電流変換部から出力される前記電流をデジタル信号に変換するオーバーサンプ
リング型のアナログデジタル変換回路を有する変換部と、を備え、
前記信号線から前記変換部までの信号経路が、サンプルホールド部を有さないパスを含み、
前記電圧電流変換部は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのソースと前記第２のトランジスタのソースの間に接続される抵抗と、前記第１のトランジスタのゲートを駆動する第１のアンプと、前記第２のトランジスタのゲートを駆動する第２のアンプと、を有し、
前記第１のアンプの出力を前記第２のアンプの入力へ入力可能である、
光電変換装置。
光電変換素子を有する画素と、
前記画素に接続される信号線と、
前記信号線の電圧信号を電流に変換する電圧電流変換部と、
前記電圧電流変換部から出力される前記電流をデジタル信号に変換するオーバーサンプリング型のアナログデジタル変換回路を有する変換部と、を備え、
前記電圧電流変換部は、前記信号線の前記電圧信号をサンプルホールドせずに変換した前記電流を、前記変換部に対し出力可能に構成され、
前記電圧電流変換部は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのソースと前記第２のトランジスタのソースの間に接続される抵抗と、前記第１のトランジスタのゲートを駆動する第１のアンプと、前記第２のトランジスタのゲートを駆動する第２のアンプと、を有し、
前記第１のアンプの出力を前記第２のアンプの入力へ入力可能である、
光電変換装置。
前記電圧電流変換部は、差動対を含む、
請求項１～５のうちいずれか１項に記載の光電変換装置。
前記差動対を構成する２つのトランジスタのソースの間に抵抗が接続されている、
請求項６に記載の光電変換装置。
前記抵抗は可変抵抗である、
請求項７に記載の光電変換装置。
前記２つのトランジスタは、Ｎ型トランジスタである、
請求項７又は８に記載の光電変換装置。
前記電圧電流変換部は、前記差動対を有する差動段と、前記差動段の出力電流を増幅する増幅段と、を有する、
請求項６～９のうちいずれか１項に記載の光電変換装置。
前記差動対は、２つのＰ型トランジスタから構成されている、
請求項６に記載の光電変換装置。
前記電圧電流変換部は、前記信号線のリセットレベルに対応する電圧をクランプするための容量を有する、
請求項１～１１のうちいずれか１項に記載の光電変換装置。
前記電圧電流変換部は、参照電圧と前記信号線の電圧との差分に対応する電圧を前記電流に変換するものであり、
前記参照電圧をサンプルホールドする回路を有する、
請求項１～１２のうちいずれか１項に記載の光電変換装置。
前記電圧電流変換部は、前記第１のアンプと前記第２のアンプのうち少なくとも一方のアンプと前記信号線との間に、前記信号線のリセットレベルに対応する電圧をクランプするための容量を有する、
請求項１～５のうちいずれか１項に記載の光電変換装置。
前記第１のアンプおよび前記第２のアンプがそれぞれ前記信号線に接続可能である、
請求項１～１４のうちいずれか1項に記載の光電変換装置。
前記電圧電流変換部は、前記第１のアンプと前記第２のアンプのうち少なくとも一方のアンプの入力をサンプルホールドするための回路を有する、
請求項１～１５のうちいずれか１項に記載の光電変換装置。
光電変換素子を有する第１画素および光電変換素子を有する第２画素と、
前記第１画素に接続される第１信号線および前記第２画素に接続される第２信号線と、
前記第１信号線の電圧信号を電流に変換する第１電圧電流変換部と、
前記第１電圧電流変換部から出力される前記電流をデジタル信号に変換するオーバーサンプリング型のアナログデジタル変換回路を有する第１変換部と、
前記第１信号線に接続された第１端子と、前記第２信号線に接続された第２端子と、を有するスイッチと、を備え、
前記第１信号線と前記第１変換部の間にサンプルホールド部を有さない、
光電変換装置。
前記第２信号線の電圧信号を電流に変換する第２電圧電流変換部を備え、
前記第１電圧電流変換部と、前記第２電圧電流変換部と、は異なる制御線が接続される、
請求項１７に記載の光電変換装置。
前記第２電圧電流変換部から出力される前記電流をデジタル信号に変換するオーバーサンプリング型のアナログデジタル変換回路を有する第２変換部を備え、
前記第１変換部と、前記第２変換部と、異なる制御線が接続される
請求項１８に記載の光電変換装置。
請求項１～１９のうちいずれか１項に記載の光電変換装置と、
前記光電変換装置から出力される信号を処理する信号処理部と、
を有する光電変換システム。
請求項１～１９のうちいずれか１項に記載の光電変換装置と、
前記光電変換装置に対応した光学系、
前記光電変換装置を制御する制御装置、
前記光電変換装置から出力された信号を処理する処理装置、
前記光電変換装置で得られた情報を表示する表示装置、
前記光電変換装置で得られた情報を記憶する記憶装置、および、
前記光電変換装置で得られた情報に基づいて動作する機械装置、の少なくともいずれかと、
を備えることを特徴とする機器。