JP2006174041A - 赤外線撮像素子と赤外線センサ - Google Patents

Abstract

【課題】 従来の赤外線撮像素子では、画素内の抵抗値のバラツキや画素アレイ内の配線抵抗値のバラツキなどが画素の出力電圧に影響する。
【解決手段】 直列接続されたダイオード１Ａと赤外線吸収部１Ｅとを形成したセンサ部と、センサ部を断熱する断熱部１Ｃとを有する画素１を２次元に配置した画素領域２と、画素１のダイオード１Ａに予備通電期間と本通電期間にそれぞれ異なる大きさの定電流を流し、予備通電期間での定電流の大きさを本通電期間での定電流の大きさのｕ倍とする定電流制御回路６と、予備通電期間のダイオード１Ａの順電圧を１／ｕ倍した電圧を本通電期間のダイオード１Ａの順電圧から減算した電圧に比例する値を出力する演算回路７とを備えた。
【選択図】 図１

Description

この発明は、入射赤外線パワーによる温度変化を電気信号に変換して検出する赤外線センサと、この赤外線センサを画素として用いる赤外線撮像素子に関するものである。

画素素子の出力電圧の変化分を積分したものを画素の出力とする熱型赤外線撮像素子が有る。このような熱型赤外線撮像素子では、画素内の抵抗値のバラツキや画素アレイ内の配線抵抗値のバラツキなどが画素の出力電圧に影響する。（例えば、非特許文献１、非特許文献２を参照）
抵抗値のバラツキによる影響は、ボロメータ型素子においても同様である。抵抗値のバラツキによる影響を出力から除去するための補正回路を備えるボロメータ型赤外線センサを用いた赤外線撮像素子もある。（例えば、特許文献１を参照）
Ｓ／Ｎ比を向上させるためには、画素素子の出力回路初段である積分回路の利得を大きくすることが望ましいが、抵抗値のバラツキがあっても積分回路をクリッピングさせないような利得である必要がある。

特登００３２１２８７４号公報。 T. Ishikawa, M. Ueno, Y. Nakai, H. Hata, T. Sone, M. Kimata and T. Ozeki, "Low-cost 320×240 uncooled IRFPA using conventional silicon IC process," Proc.SPIE vol.3698, 1999年4月, pp556〜564. T. Ishikawa, M. Ueno, Y. Nakai, K. Endo, Y. Ohta, J. Nakanishi, Y. Kosasayama, H. Yagi, T. Sone and M. Kimata, "Performance of 320×240 uncooled IRFPA with SOI Diode Detectors," Proc.SPIE vol.4130, 2000年7月, pp.152〜159.

従来の赤外線撮像素子では、画素内の抵抗値のバラツキや画素アレイ内の配線抵抗値のバラツキなどが画素の出力電圧に影響する。赤外線撮像素子だけでなく、赤外線撮像素子の１個の画素に相当する赤外線センサでも同様な課題がある。
この発明は、抵抗値のバラツキの出力への影響が少ない赤外線撮像素子及び赤外線センサを得ること目的とするものである。

この発明に係る赤外線撮像素子は、直列接続された複数のダイオードまたは１個のダイオードと赤外線吸収部とを形成したセンサ部と、該センサ部を断熱する断熱部とを有する画素を２次元に配置した画素領域と、前記画素の前記ダイオードに予備通電期間と本通電期間にそれぞれ異なる大きさの定電流を流し、予備通電期間での定電流の大きさを本通電期間での定電流の大きさのｕ倍とする定電流制御回路と、予備通電期間の前記ダイオードの順電圧を１／ｕ倍した電圧を本通電期間の前記ダイオードの順電圧から減算した電圧に比例する値を出力する演算回路とを備えたものである。

この発明に係る赤外線センサは、直列接続された複数のダイオードまたは１個のダイオードと赤外線吸収部とを形成したセンサ部と、該センサ部を断熱する断熱部と、前記画素の前記ダイオードに予備通電期間と本通電期間にそれぞれ異なる大きさの定電流を流し、予備通電期間での定電流の大きさを本通電期間での定電流の大きさのｕ倍とする定電流制御回路と、予備通電期間の前記ダイオードの順電圧を１／ｕ倍した電圧を本通電期間の前記ダイオードの順電圧から減算した電圧に比例する値を出力する演算回路を備えたものである。

この発明に係る赤外線撮像素子は、直列接続された複数のダイオードまたは１個のダイオードと赤外線吸収部とを形成したセンサ部と、該センサ部を断熱する断熱部とを有する画素を２次元に配置した画素領域と、前記画素の前記ダイオードに予備通電期間と本通電期間にそれぞれ異なる大きさの定電流を流し、予備通電期間での定電流の大きさを本通電期間での定電流の大きさのｕ倍とする定電流制御回路と、予備通電期間の前記ダイオードの順電圧を１／ｕ倍した電圧を本通電期間の前記ダイオードの順電圧から減算した電圧に比例する値を出力する演算回路とを備えたものなので、抵抗値のバラツキの出力への影響が少ないという効果が有る。

この発明に係る赤外線センサは、直列接続された複数のダイオードまたは１個のダイオードと赤外線吸収部とを形成したセンサ部と、該センサ部を断熱する断熱部と、前記画素の前記ダイオードに予備通電期間と本通電期間にそれぞれ異なる大きさの定電流を流し、予備通電期間での定電流の大きさを本通電期間での定電流の大きさのｕ倍とする定電流制御回路と、予備通電期間の前記ダイオードの順電圧を１／ｕ倍した電圧を本通電期間の前記ダイオードの順電圧から減算した電圧に比例する値を出力する演算回路を備えたものなので、抵抗値のバラツキの出力への影響が少ないという効果が有る。

実施の形態１．
この実施の形態１での赤外線撮像素子の電気回路としての構成を説明する図を、図１に示す。赤外線撮像素子は、直列接続した３個のダイオード１Ａを有する画素１を２次元に配置した画素領域２と、同じ行にあるすべてのダイオード１Ａの片端を接続する駆動線３と、同じ列にあるすべてのダイオード１Ａの駆動線３が接続しない側の端を接続する信号線４と、駆動線３を１個ずつ電源に接続する駆動走査回路５と、信号線４に何れかが接続する定電流源６Ａ及び定電流源６Ｂと、ダイオード１Ａの順方向電圧降下により画素１が受ける赤外線エネルギーを検出する演算回路である信号線ごとの検出回路７と、何れかの検出回路７の出力を１個ずつ出力する出力走査回路８とを有する。
駆動走査回路５は、電源である電源端子５Ａと、電源端子５Ａに接続された電源線５Ｂと、電源線５Ｂと駆動線３との間にあるスイッチである駆動選択ＭＯＳトランジスタ５Ｃと、ＭＯＳトランジスタ５Ｃを１個ずつ例えば上の行から下の行に順番に導通させるようにＭＯＳトランジスタ５Ｃのゲートに電圧を印加する制御回路５Ｄとで構成する。

定電流源６Ａの電流の大きさをＩｆとすると、定電流源６Ｂの電流の大きさはＩｆを係数ｕ倍したｕＩｆとする。なお、乗算記号の『*』、『×』、『・』などは、煩雑さを避けるためにできるだけ省略する。定電流源６Ａまたは定電流源６Ｂの何れかを切替えて信号線４に接続するために、スイッチ６Ｃが有る。スイッチ６Ｃは、定電流源６Ａまたは定電流源６Ｂのどちらも信号線４に接続しないことも可能であり、両方を同時には接続しない。定電流源６Ａ、定電流源６Ｂ及びスイッチ６Ｃをまとめて、定電流制御回路６と呼ぶ。
検出回路７は、入力の２端子間の電圧を増幅するアンプ７Ａ及びアンプ７Ｂと、アンプ７Ａとアンプ７Ｂの１個の入力端子に共通に接続するバイアス端子７Ｃと、定電流源６Ａまたは定電流源６Ｂ及び信号線４が接続する端子７Ｄと、アンプ７Ａのバイアス端子７Ｃが接続しない側の入力端子またはアンプ７Ｂの同様な入力端子の何れかに端子７Ｄを切替えて接続するスイッチ７Ｅと、アンプ７Ｂの端子７Ｄが接続する側の入力端子に接続されたコンデンサ７Ｆと、差動信号処理回路９とを有する。差動信号処理回路９は、アンプ７Ａの出力からアンプ７Ｂの出力を引いた値を積分し、サンプルホールド（Ｓ／Ｈと略す）し、インピーダンス変換するものである。また、アンプ７Ａの利得は１とし、アンプ７Ｂの利得は１／ｕとする。なお、アンプ７Ａの利得を１以外の所定値ｒとし、アンプ７Ｂの利得をｒ／ｕとしてもよい。

出力走査回路８は、差動信号処理回路９の出力端子にソースが接続されたトランジスタ８Ａと、すべてのトランジスタ８Ａのドレインが共通に接続される出力信号線８Ｂと、出力信号線８Ｂを入力として増幅するバッファアンプ８Ｃと、バッファアンプ８Ｃで増幅後の信号を出力する出力端子８Ｄと、トランジスタ８Ａを１個ずつ例えば左から右に順番に導通させるようにトランジスタ８Ａのゲートに電圧を印加する制御回路８Ｅとから構成する。

差動信号処理回路９の内部構成を説明する図を、図２に示す。差動信号処理回路９は、入力電圧の差を電流に変換する差動電圧電流変換アンプ９Ａと、差動電圧電流変換アンプ９Ａからの出力電流を蓄積する積分コンデンサ９Ｂと、周期的に積分コンデンサ９Ｂを放電させる放電スイッチ９Ｃと、積分コンデンサ９Ｂの電圧をサンプリングして保持するサンプルホールド回路９Ｄと、サンプルホールドした値を出力するバッファアンプ９Ｅとを有する。
差動電圧電流変換アンプ９Ａは、例えば図３(a)または図３(b)に示されるような差動アンプである。差動電圧電流変換アンプ９Ａの出力インピーダンスと積分コンデンサ９Ｂの容量の積で表現される時定数が積分時間と比較して十分長くなるように設定しておく。
サンプルホールド回路９Ｄは、積分コンデンサ９Ｂと接続してサンプリングするためのスイッチ９Ｆと、積分コンデンサ９Ｂの電圧を保持する保持コンデンサ９Ｇと、保持コンデンサ９Ｇの値をリセットさせるためのスイッチ９Ｈとから構成される。

ダイオード１Ａで発生する順方向電圧降下（順電圧と略す）は、ダイオード１Ａの温度に依存する。この赤外線撮像素子は、画素１が受ける赤外線のエネルギー量にダイオード１Ａの温度が比例するような構造とし、ダイオード１Ａの順電圧の変化を計測することにより、画素１が受ける赤外線のエネルギー量を計測するものである。端子７Ｄの電圧が、ダイオード１Ａで発生する順電圧に比例する成分を含む計測電圧である。なお、図１ではダイオード１Ａを３個としているが、ダイオード１Ａは何個でもよく、適切な大きさの順電圧が発生する個数とする。

画素１の構造を説明する図を、図４に示す。図４(a)に１個の画素１の縦断面図を示し、図４(b)に平面図を示す。図４(a)におけるＢ−Ｂ断面が図４(b)であり、図４(b)におけるＡ−Ａ断面が図４(a)である。図４に示す構造は、非特許文献２で使用されている構造と同じである。ＳＯＩ基板上に所定個のＰＮ接合ダイオード１Ａを直列接続して形成し、ダイオード１Ａは空洞１Ｂの上に細い支持脚１ＣでＳＯＩ基板１Ｄと接続している。ダイオード１Ａの上部には結合柱１Ｅで接続された赤外線吸収部１Ｆがある。また、ダイオード１Ａの平面的な配置を図示することは省略する。
ダイオード１Ａと赤外線吸収部１Ｆとがセンサ部であり、センサ部を囲む空洞１Ｂが断熱部である。断熱部は熱伝導が少なく、赤外線吸収部１Ｆが吸収した赤外線エネルギーは主に支持脚１Ｃにより基板１Ｄに熱が伝導する。支持脚１Ｃを細くし空洞１Ｂを設けることにより、センサ部の熱時定数を所定の大きさにし、赤外線エネルギーに対するセンサ部の温度変化を所定の範囲にする。

次に動作を説明する。まず、画素１の熱的な動作に関して説明する。画素１の熱的な等価回路を表現する図を、図５に示す。ここで、変数を以下のように定義する。
Ｈａ：赤外線吸収部１Ｆの熱容量。
Ｈｂ：ダイオード１Ａの熱容量。
Ｈｔ：赤外線吸収部１Ｆの熱容量とダイオード１Ａの熱容量の和。Ｈｔ＝Ｈａ＋Ｈｂ
Ｇａ：赤外線吸収部１Ｆとダイオード１Ａの間の熱コンダクタンス。
Ｇｔ：ダイオード１Ａと基板１Ｄの間の熱コンダクタンス。Ｇｔ<<Ｇａである。
Ｔａ：赤外線吸収部１Ｆと基板１Ｄの間の温度差。
Ｔｂ：ダイオード１Ａと基板１Ｄの間の温度差。
Ｐａ：赤外線吸収部１Ｆが吸収する赤外線のエネルギー量。
Ｐｂ：ダイオード１Ａの通電時の発熱量。通電していない時は０。
Ｔｂａ：ダイオード１Ａと赤外線吸収部１Ｆの温度差。Ｔｂａ＝Ｔｂ−Ｔａ
τ：Ｔａ＝Ｔｂと見なしてよい長い時間領域での時定数。
τｂａ：Ｇｔ＝０と見なしてよい短い時間領域での時定数。

図５の等価回路においては、これらの変数の間には、以下の関係が成立する。
Ｈａ*ｄＴａ／ｄｔ＝Ｐａ＋Ｇａ*(Ｔｂ−Ｔａ) （１）
Ｈｂ*ｄＴｂ／ｄｔ＝Ｐｂ＋Ｇａ*(Ｔａ−Ｔｂ)−Ｇｔ*Ｔｂ （２）
ここで、（１）式と（２）式を連立して解くことは可能であるが、煩雑になり、動作の本質を理解する上では得策ではない。そこで、以下の２つの場合に分けて、処理する。（Ａ）長い時間領域を対象とする場合で、Ｔａ＝Ｔｂと見なしてよい場合。（Ｂ）短い時間領域を対象とする場合で、Ｇｔ＝０と見なしてよい場合。

まず、（Ａ）の場合について解析する。（１）式と（２）式を足して、Ｔａ＝Ｔｂを代入すると、以下となる。
Ｈｔ*ｄＴｂ／ｄｔ＝Ｐａ＋Ｐｂ−Ｇｔ*Ｔｂ （３）
（３）式より、ｄＴｂ／ｄｔ＝０の定常状態では、以下となる。
Ｔｂ＝（Ｐａ＋Ｐｂ）／Ｇｔ （４）
ダイオード１Ａと基板１Ｄの間の熱コンダクタンスＧｔは、その値のバラツキが少ない。よって、（４）式においてＰｂ＝０とすると、赤外線吸収部１Ｆが吸収する赤外線のエネルギー量Ｐａにダイオード１Ａの温度Ｔｂが比例することを意味する。
（３）式より、Ｔｂは以下の時定数τによる１次減衰の特性を持つことが分かる。この時定数τは、画素全体の温度変化を決める時定数である。
τ＝Ｈｔ／Ｇｔ （５）
これは、Ｐａ＝Ｐｂ＝０であったのが、ｔ＝０でＰａ≠０になり、ｔ＞０では一定だとすると、Ｔｂの変化は以下の式で表現できることを意味する。変化をグラフにすると、図６のようになる。
Ｔｂ＝(Ｐａ／Ｇｔ)*(１−exp(−ｔ／τ)) （６）
ここで、非特許文献２によると、τ＝１７ｍ秒程度である。このτよりも遅い赤外線の入射エネルギーの時間的変化に対応して、撮像素子は動作する。ＴＶレートで動作する撮像素子では、１／３０秒の時間的変化に対応できれば十分であり、τ＝１７ｍ秒程度はこの条件を満たす。より速い時間的変化に撮像素子が対応する必要がある場合は、時定数τが適切な値になるように調整する。

次に、（Ｂ）の場合について解析する。まず、（２）式にＧｔ＝０を代入して、以下の式を得る。
Ｈｂ*ｄＴｂ／ｄｔ＝Ｐｂ＋Ｇａ*(Ｔａ−Ｔｂ) （７）
（１）式にＨｂをかけたものから（７）式にＨａをかけたものを引いて、変数をＴｂａに変更すると、以下となる。
Ｈａ*Ｈｂ*ｄＴｂａ／ｄｔ＝Ｈｂ*Ｐａ−Ｈａ*Ｐｂ＋Ｈｔ*Ｇａ*Ｔｂａ （８）
（８）式より、Ｔｂａは（Ａ）の場合のＴｂと同様に１次減衰の特性を持ち、その時定数τｂａは、以下となる。この時定数τｂａは、画素内の温度不均衡が定常状態に落ち着くまでの時定数である。
τｂａ＝(Ｈａ*Ｈｂ)／(Ｈｔ*Ｇａ) （９）
また、ｄＴｂａ／ｄｔ＝０とすると、（８）式より、定常状態でのＴｂａの値は以下となる。
Ｔｂａ＝(Ｈａ*Ｐｂ−Ｈｂ*Ｐａ)／(Ｈｔ*Ｇａ) （１０）

また、（１）式と（７）式の両辺をそれぞれ足すと、以下の式を得る。
Ｈａ*ｄＴａ／ｄｔ＋Ｈｂ*ｄＴｂ／ｄｔ＝Ｐａ＋Ｐｂ （１１）
（８）式より、時間が経過するとＴｂａは（１０）式で表現される値に収束するので、時間が経過するとｄＴａ／ｄｔ＝ｄＴｂ／ｄｔが成立する。これを（１１）式に代入すると、以下となる。
ｄＴａ／ｄｔ＝ｄＴｂ／ｄｔ＝(Ｐａ＋Ｐｂ)／Ｈｔ （１２）
これより、Ｐａ＝Ｐｂ＝０であったのが、ｔ＝０でＰｂ≠０になり、ｔ＞０では一定だとすると、ＴａとＴｂの変化は以下の式で表現できることになる。ＴａとＴｂの変化をグラフにすると、図７のようになる。なお、ｔ＝０では、Ｔａ＝Ｔｂ＝０とする。
Ｔａ＝(Ｐｂ/Ｈｔ)*(ｔ−τｂａ*(１−exp(−ｔ/τｂａ))) （１３）
Ｔｂ＝(Ｐｂ/Ｈｔ)*(ｔ＋τｂａ*(Ｈａ/Ｈｂ)*(１−exp(−ｔ/τｂａ))) （１４）
なお、τ＞＞ｔ＞＞τｂａが成立する時間ｔでは、（１３）式と（１４）式の減衰項は無視できて、以下となる。
Ｔａ＝Ｔｂ＝(Ｐｂ／Ｈｔ)*ｔ （１５）

さて、画素１の熱的な特性はひとまずおいて、撮像素子としての動作の説明に移る。図８に、この実施の形態１での動作と画素行の通電の関係を説明する図を示す。ダイオード１Ａは、駆動走査回路５により行ごとに電源線５Ｂと駆動線３を通じて電源端子５Ａから通電される。通電は、制御回路５Ｄが行ごとにトランジスタ５ＣをＯＮ／ＯＦＦの制御をすることによりなされる。通電は、定電流源６Ａまたは定電流源６Ｂによる定電流駆動になる。積分による等価雑音帯域幅を減少させるために、ダイオード１Ａへの通電と通電により発生するダイオード１Ａでの順電圧に依存する計測電圧（端子７Ｄの電圧）の積分は、帰線期間を除いた水平有効走査期間に行われる。積分された画素行の信号はつづく帰線期間内にサンプルホールド回路９Ｄによりサンプルホールドされ、その後の水平走査期間に出力走査回路８により１列ずつ選択されて出力端子８Ｄに出力される。テレビレートで動作する２次元撮像素子では、通電時間Ｔｉは水平有効走査期間にとるのが一般的でＴｉ＝５５μ秒である。なお、通電時間Ｔｉをこれ以外としてもよい。

図８から分かるように、予備通電期間とそれに続く本通電期間とで通電電流を変えて通電する。通電時間Ｔｉにおける最初のｍＴｉの期間すなわち予備通電期間ではスイッチ６Ｃが定電流源６Ｂに接続され、定電流源６Ｂによりダイオード１Ａには本通電期間の電流のｕ倍である電流ｕＩｆを流す。ここで、係数ｍは予備通電期間の通電期間Ｔｉに対する割合であり、０＜ｍ＜１の実数とする。
予備通電期間では、スイッチ７Ｅにより端子７Ｄがアンプ７Ｂ側に入力され、バイアス端子７Ｃに印加されるバイアス電圧ＶＢと端子７Ｄの電圧との差がアンプ７Ｂにより１／ｕ倍に増幅される。予備通電期間に端子７Ｄで発生する電圧は、電圧保存回路であるコンデンサ７Ｆに保持される。アンプ７Ｂの出力は差動信号処理回路９に入力されるが、アンプ７Ａの出力が不定なので、予備通電期間での差動信号処理回路９の出力は利用されない。

次に残りの期間である(１−ｍ)Ｔｉの期間すなわち本通電期間では、スイッチ６Ｃが定電流源６Ａに接続され、定電流源６Ａにより通常の電流Ｉｆを流す。その際に、スイッチ７Ｅにより端子７Ｄがアンプ７Ａ側に入力され、アンプ７Ａの利得は１なので、バイアス電圧ＶＢと端子７Ｄの電圧との差がそのまま出力される。コンデンサ７Ｆにより保持される電圧がアンプ７Ｂに入力されるので、アンプ７Ｂの出力は予備通電期間の終了時点での値と同じである。これらアンプ７Ａとアンプ７Ｂの出力の差が、差動信号処理回路９に入力され処理される。

予備通電期間と本通電期間の長さの比率を決める係数ｍは、適切な値に調整するものとする。以下の議論では回路のインダクタンス成分は小さいので無視するが、電流電圧が定常状態に落ち着くように、インダクタンス成分から決まる時定数よりも予備通電期間と本通電期間の両方が十分に長くなるようにする。具体的には、係数ｍを０または１との差を所定の大きさとする。

さて、このような通電を行う場合に、通電により発生する熱でダイオード１Ａの温度がどのように変化するかを考察する。そのために、以下の変数を定義する。なお、（１）式と（２）式は、線形な式であり、重ね合わせの理が成立するので、以下の変数は通電により発生する熱だけによる温度変化を意味するものとする。

（ダイオード１Ａに関係する電気的な状態を表現する変数）
Ｖfe：ダイオード１Ａの接合で発生する接合電圧。
Ｉｆ：本通電期間でのダイオード１Ａの通電電流。
Ｒｄ：画素１内のダイオード１Ａ以外での抵抗。１０ｋΩ程度。
Ｐｂ１：予備通電期間でのダイオード１Ａで発生する熱エネルギー量。
Ｐｂ２：本通電期間でのダイオード１Ａで発生する熱エネルギー量。
Ｔｂ１：予備通電期間の終了時点でのダイオード１Ａの温度。
Ｔｂ２：本通電期間の終了時点でのダイオード１Ａの温度。

まず、オームの法則などから以下が成立する。
Ｐｂ１＝(Ｖｆｅ＋ｕＩｆ*Ｒｄ)* ｕＩｆ （１６）
Ｐｂ２＝(Ｖｆｅ＋Ｉｆ*Ｒｄ)* Ｉｆ （１７）
ここで、ＶｆｅとＩｆ*Ｒｄの大きさに関して考察する。非特許文献２の図１０により、Ｖｆｅ＋Ｉｆ*Ｒｄは約７．０５Ｖである。非特許文献２ではＩｆ＝１０μＡであるから、Ｒｄ＝１０ｋΩとすると、Ｉｆ*Ｒｄ＝約０．１Ｖとなり、Ｖｆｅ＝６．９５Ｖとなる。Ｒｄによる電圧効果は、接合電圧Ｖｆｅの７０分の１程度であり、無視してもあまり影響がないので、無視することとする。すると、（１６）式と（１７）式は以下となる。
Ｐｂ１＝Ｖｆｅ*ｕＩｆ （１８）
Ｐｂ２＝Ｖｆｅ*Ｉｆ （１９）

ここで、一般的には、τ(＝１７ｍ秒)＞＞Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立するので、（１５）式と（１８）式または（１９）式より、以下となる。ダイオード１Ａの温度変化を、図９に示す。
Ｔｂ１＝((Ｖｆｅ*ｕＩｆ)／Ｈｔ)*ｍＴｉ （２０）
Ｔｂ２＝Ｔｂ１＋((Ｖｆｅ*Ｉｆ)／Ｈｔ)*(１−ｍ)Ｔｉ
＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)／Ｈｔ)*(ｕ*ｍ＋１−ｍ)*Ｔｉ （２１）

Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立しない場合についても考察しておく。Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立しない場合は、（１４）式においてｔ＝ｍＴｉとすることにより、Ｔｂ１が求まる。
α＝τｂａ*(Ｈａ/Ｈｂ) （２２）
β＝exp(−ｍＴｉ/τｂａ) （２３）
Ｔｂ１＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)/Ｈｔ)*ｕ*(ｍＴｉ＋α*(１−β)) （２４）

本通電期間に関しては、ｔ＝ｍＴｉで(１−ｕ)* Ｖｆｅ*Ｉｆの発熱量がステップ状に増加することになるので重ね合わせの理により、ｔ１＝ｔ−ｍＴｉとすると、０≦ｔ１≦(１−ｍ)Ｔｉである本通電期間でのダイオード１Ａの温度Ｔｂは以下のようになる。
Ｔｂ＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)/Ｈｔ)
*(ｕ*(ｍＴｉ＋α*(１−β*exp(−ｔ１／τｂａ) )
＋ｔ１＋(１−ｕ)*α*(１−exp(−ｔ１／τｂａ)) )
＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)/Ｈｔ)
*(ｕ*ｍＴｉ＋α＋ｔ１
−α*(ｕ*β＋１−ｕ)*exp(−ｔ１／τｂａ) ) （２５）

（２５）式において、ｔ１＝(１−ｍ)Ｔｉとすることにより、本通電期間の終了時点でのダイオード１Ａの温度であるＴｂ２は、以下となる。
γ＝exp(−(１−ｍ)Ｔｉ/τｂａ)) ) （２６）
Ｔｂ２＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)/Ｈｔ)
*((ｕ*ｍ＋１−ｍ)*Ｔｉ＋α*(１−γ*(ｕ*β＋１−ｕ)) ) （２７）

Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立しない場合のダイオード１Ａの温度変化を、図１０に示す。予備通電期間及び本通電期間での温度上昇は、Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立する場合よりも（２４）式及び（２７）式におけるαに比例する成分の量だけ大きい。Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａであれば、このαに比例する成分が無視できて、（２０）式でＴｂ１が（２１）式でＴｂ２が計算できる。
ダイオード１Ａの温度変化に関する考察は、以上で終了する。以下では、端子７Ｄの電圧について考察する。まず、従来の赤外線撮像素子の問題点について説明する。そのために以下の変数を定義する。
Ｖｉｎ：端子７Ｄでの電圧。
Ｖｄｄ：電源端子５Ａでの電圧。
Ｖｆ ：電源端子５Ａから端子７Ｄまでの回路における電圧降下。
Ｒｗ ：画素領域２内での配線抵抗。
ΔＴ ：赤外線吸収部１Ｆで吸収される赤外線エネルギーによるダイオード１Ａの温度上昇。（４）式におけるＴｂと同じ意味である。
Ｉｓ ：ダイオード接合の逆飽和電流。
ｎ ：ダイオード１Ａの直列個数。
ｋ ：ボルツマン定数。ｋ＝１．３８×１０^−２３（Ｊ／Ｋ）。
Ｔ ：ダイオード１Ａの絶対温度。
ｑ ：電子の電荷量。ｑ＝１．６×１０^−１９（Ｃ）。

まず、変数の定義から以下となる。
Ｖｉｎ＝Ｖｄｄ−Ｖｆ （２８）
また、ダイオード１Ａの接合電圧は、以下の式で表現されることが知られている。

Ｖｆは、通電期間Ｔｉを一定の電流Ｉｆを流した場合に、抵抗による電圧降下とダイオード１Ａの温度変化により、以下となる。ΔＴは定常状態に落ち着いた値とする。通電に伴う発熱による温度上昇は、τ(＝１７ｍ秒)＞＞Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立するものとし、（１５）式から計算するものとする。

（３０）式の右辺第１項と第２項の和が、通常ダイオードの順電圧として観測される電圧である。Ｒｄの値は配線レイアウトやダイオードのイオン注入量に依存するが、通常１０ｋΩ程度のオーダである。第３項が、接合電圧の温度による変化を表現する項である。通電に伴う発熱による温度上昇は、（３０）式では通電期間終了時の値を示している。これは、この項が発明の本質には影響を与えないので煩雑さを避けるためである。この項は通電時間内に直線的に上昇する画素の温度を表しているので、通電時間内で積分動作を行うので実効的には平均で表現した方が適切である。なお、前述のようにＩｆ*Ｒｄの項は無視できるが、ここでは厳密な式を示している。

Ｉｆ*Ｒｄの項が無視できることに関して、具体的なデータを追加で説明する。通電時間Ｔｉは積分時間と同一で５５μ秒とし、熱容量Ｈｔは非特許文献２の表１の熱時定数と熱コンダクタンスのから逆算した値１．９×１０^−９Ｊ／Ｋとする。また、ダイオードの順電圧温度変化係数は非特許文献２の図１３より−９．７ｍＶ／Ｋである。これらの値と前述のＶｆｅ、Ｉｆ、Ｒｄの値を用いると、通電発熱による出力の中でのダイオード接合での電力消費に関する成分は、以下となる。

Ｒｄでの電力消費に関する成分は、以下のように求められる。

すなわち、Ｒｄでの電力消費に関する成分は一般に無視できて、（３０）式は以下のように近似することが出来る。

読み出し回路の観点からは画素領域２の左下隅の画素と右上隅の画素では定電流源に到達するまでの配線が異なることにも注意する必要がある。画素領域２内の駆動線３は画素１行分の電流が流れるのに対し、信号線４は画素１個分の電流しか流れない。また、画素領域２の左端にある駆動選択ＭＯＳトランジスタ５Ｃのドレインと電源端子５Ａを接続する電源線５Ｂは画素１行分の電流が流れる。よって、画素配列領域でどの画素１に対しても配線抵抗Ｒｗによる電圧降下を一致させることは困難である。さらにこれら配線の製造バラツキによるＲｗの抵抗バラツキが、上記ダイオードの抵抗Ｒｄのバラツキと加わって、計測電圧Ｖｉｎのバラツキの主因となっていた。これらバラツキは積分器でそのまま増幅される。非特許文献２の１５７ページに記載のとおり、そのバラツキは３００ｍＶｐ−ｐ程度で、回路利得が１４（非特許文献２の表１より）であることを考慮すると、抵抗バラツキは３００ｍＶを利得の１４とＩｆ＝１０μＡで割って、約２ｋΩｐ−ｐと求められる。

このように、（３３）式で計算されるＶｆは抵抗ＲｄとＲｗのバラツキにより変動する。バラツキがないとしても、画素１の位置により配線の経路が違うために抵抗分による電圧降下を画素１によらず一定にすることは困難であった。（２８）式においてＶｄｄは一定なので、Ｖｆの変動が符合は反転するがそのままＶｉｎに発生する。
Ｖｉｎにおける抵抗による電圧降下が画素１によりばらついて変動するので、以下の問題点が発生していた。
（Ａ）Ｓ／Ｎ比を向上させる観点からは、回路の初段の積分回路で増幅度を上げるのが好ましいが上記バラツキによる積分器のクリッピングを避けるために増幅度に制限が発生する。
（Ｂ）撮像素子出力に接続されるカメラの信号処理回路では、バラツキに対応するための補正回路が必要である。カメラでは、通常、メカニカルシャッタを用いて光遮断した状態の素子出力をメモリに蓄え、撮像時は素子出力からそのメモリに格納された信号を減算してから各種信号処理を行うという補正回路が必要である。

さて、この発明の赤外線素子の説明に戻る。まず、発明の基本原理について説明する。１個の画素１に注目した場合の差動信号処理回路９までの回路構成を説明する図を、図１１に示す。ここで、抵抗２Ａは駆動線３、信号線４、電源線５Ｂでの直流抵抗ＲＷとダイオード１Ａに含まれる直流抵抗ＲＤをまとめて表現している。
通電時間Ｔｉにおける最初のｍＴｉの期間すなわち予備通電期間では、通常の電流のｕ倍である電流ｕＩｆを流すこのときのダイオード接合にかかる電圧は、以下となる。

通常の電流Ｉｆを流す場合との電圧差は、以下となる。

（３５）式によると、通常の電流Ｉｆを流す場合との電圧差は、電流値Ｉｆやダイオード接合の逆飽和電流Ｉｓに依存しない固定値となる。ｕとしては現実的に実現が容易な値の最大値は２程度である。仮にここではｕ＝２とし、温度Ｔを３０℃すなわち約３０３Ｋとすると、（３５）式による１個のダイオード接合あたりの差電圧は、約０．０１８Ｖになる。これはシリコンのダイオード接合における順電圧が約０．７Ｖなので、約２．５％程度の変動であることが分かる。そのため、以下の近似が成立する。

一方、電圧Ｖｆｅの温度係数は次式で表される。

ここで、Ｅｇｏは絶対零度におけるシリコンのバンドギャップで約１．２１ｅＶである。温度変化係数はＶｆｅの一次の関数であるから、温度変化係数についても、以下の近似ができる。

よって、通電時間Ｔｉにおける最初のｍＴｉの期間すなわち予備通電期間に通常の電流のｕ倍である電流ｕＩｆを流したときの計測電圧Ｖｉｎｃは、（３３）（３６）（３８）式より、以下となる。

次に残りの(1-ｍ)Ｔｉの期間すなわち本通電期間で、通常の電流Ｉｆに戻す。本通電期間の計測電圧Ｖｉｎｄは、以下のようになる。なお、ダイオード１Ａの通電による温度上昇は、予備通電期間での通電による温度上昇に本通電期間での温度上昇を加えたものになる。

ここで、Ｖｉｎｃを１／ｕ倍に増幅(ｕ＜１の場合)もしくは減衰(ｕ＞１の場合)させたのち、Ｖｉｎｄから減算させた信号電圧Ｖｉｎｅを積分器に入力させる。Ｖｉｎｅは以下で計算される量となる。

（４１）式によるＶｉｎｅは、バラツキの主因であるＲｄやＲｗを含まないので、バラツキが少ない値となる。そのため、Ｖｉｎｅは積分回路で高利得増幅が可能となり、素子の高Ｓ/Ｎ化がはかれるとともに、カメラの補正回路削減によるカメラの低コスト化、小型化が図れる。
（４１）式から分かるように、入射赤外線のエネルギー量により反応した成分（ΔＴに比例する成分）は、従来に比べ係数（１−１／ｕ）を乗じた値となる。この係数とｕの関係をグラフにしたのが図１２である。係数の極性は重要ではないので、このグラフでは絶対値表示している。なお、ｕ＝１では、ΔＴに比例する成分がゼロになることが分かる。つまり、ｕ＝１以外で本発明の主たる効果である抵抗成分によるバラツキを抑圧してかつ信号出力を得るという効果が得られる。ｕの値により、以下のように付随する効果が異なる。

（Ａ） ０＜ｕ≦０．５の場合
｜１−１／ｕ｜≧１であり、感度は従来よりも向上する。ただし、補正データ減算前に１／ｕ倍に増幅する必要がある。
（Ｂ）０．５＜ｕ＜１．０の場合
｜１−１／ｕ｜＜１であり、感度は従来よりも減少する。（Ａ）の場合と同様に、補正データ減算前に１／ｕ倍に増幅する必要がある。
（Ｃ）１．０＜ｕの場合
｜１−１／ｕ｜＜１であり、感度は従来よりも減少する。補正データは減算前に１／ｕ倍に減衰すればよい。補正データを増幅する必要がないため、回路構成はシンプルになる利点がある。
以上をまとめると、感度を犠牲にしても回路構成を簡単にする目的ではｕを１より大きく設定すればよい。それ以外では、増幅する必要があるが感度が従来と同等以上になる０＜ｕ≦０．５が好ましい。

実施の形態１の場合は、アンプ７Ｂに着目してバイアス電圧ＶＢと入力信号との差電圧Ｖｉｎｃは、次式で表される。

同様にアンプ７Ａに着目すると、バイアス電圧ＶＢと入力信号との差電圧Ｖｉｎｄは、次式となる。

差動信号処理回路９に入力される信号量Ｖｉｎｅは、以下となる。

（４４）式より、ＶｉｎｅのＤＣオフセット電圧をほぼゼロにするためには、バイアス電圧ＶＢを以下のように設定すればよいことが分かる。

ＶｉｎｅのＤＣオフセット電圧をほぼゼロにすると、後段の信号処理も容易となる。すなわち、バイアス電圧ＶＢは、アンプ７Ａとアンプ７Ｂの動作点を決めるもので、発明の本質とは関係ない。（４４）式は（４１）式と同様に、出力バラツキの源となる抵抗ＲｗとＲｄが含まれていない。そのため、差動信号処理回路９で十分に増幅できるとともに、カメラでの補正回路を省略することも可能になる。

アンプ７Ａとアンプ７Ｂは可能なかぎり同じ回路構成で、増幅度が異なるものが望ましい。その具体例を図１３に示す。この回路は、スイッチドキャパシタアンプと知られているものである。高増幅率の反転アンプ１０Ａと、容量がＣｃの結合コンデンサ１０Ｂと、容量がＣｆの帰還コンデンサ１０Ｃと、入力切替えスイッチ１０Ｄと、クランプスイッチ１０Ｅとで構成される。反転アンプ１０Ａは、例えば図１４に示すインバータアンプなどとする。

アンプ７Ａとアンプ７Ｂの動作は、以下のようになる。増幅に先立ち入力切替えスイッチ１０Ｄをバイアス電圧ＶＢ側に倒し、クランプスイッチ１０Ｅを閉じる。反転アンプ１０Ａの入出力電位が同じになる動作電圧Ｖｃにクランプされるとともに、結合コンデンサ１０Ｂの反転アンプ１０Ａ側の電極には上記電圧Ｖｃとバイアス電圧ＶＢの差に比例した電荷Ｑが発生する。
Ｑ＝(Ｖｃ−ＶＢ)*Ｃｃ （４６）

次に、クランプスイッチ１０Ｅを開き、その後、入力切替えスイッチ１０Ｄを入力電圧側に倒す。この状態での入力電圧をＶｉｎとし、反転アンプ１０Ａの入力電圧をＶｃ＋ｖｃとし、出力電圧をＶｃ＋ｖｏｕｔとする。ここで、小文字で表現したｖｃとｖｏｕｔは、クランプ電圧Ｖｃからの変化量を意味している。クランプスイッチ１０Ｅを開くことにより、結合コンデンサ１０Ｂの反転アンプ１０Ａ側の電極に貯まっていた電荷Ｑは、その一部が帰還コンデンサ１０Ｃに移動する。前に定義した変数によると、容量Ｃｃである結合コンデンサ１０Ｂと容量Ｃｆである帰還コンデンサ１０Ｃの電荷の和は、以下となる。
Ｑ＝(Ｖｃ＋ｖｃ−Ｖｉｎ)*Ｃｃ＋（Ｖｃ＋ｖｃ−Ｖｃ−ｖｏｕｔ）*Ｃｆ （４７）
反転アンプ１０Ａの増幅度をＡｖとすると、その入出力の間には以下の関係が成立する。
ｖｏｕｔ＝−Ａｖ*ｖｉｎ （４８）
（４６）式と（４７）式が同じ電荷Ｑを表現するものであり、（４８）式を用いて変形すると、以下の式が得られる。なお、以下では、Ａｖ＞＞１という条件が成立する場合の近似も示す。

通電期間が終了した後で、次の通電期間が開始する前までに、入力切替えスイッチ１０ＤをＶＢ側に戻し、クランプスイッチ１０Ｅを入にしておく。入力切替えスイッチ１０Ｄとクランプスイッチ１０Ｅを操作する順番はどちらが先でも同時でもよい。

（４９）式によると、図１３に示す回路のアンプの増幅率は、容量Ｃｃと容量Ｃｆの比率で決定できることになる。よって、アンプ７Ａとアンプ７Ｂとが、容量の比率を変えるだけで同じ回路構成で実現できる。例えば、アンプ７Ａの増幅率を１とし、アンプ７Ｂの増幅率を２とする場合には、アンプ７ＡではＣｆ＝Ｃｃとし、アンプ７ＢではＣｃ＝２*Ｃｆとすればよい。
図１３に示す回路の特徴は、簡便なアンプ構成で利得を変化させることが容易な点にある。欠点としては、時間ｍＴｉ及び(１−ｍ)Ｔｉ内に入力切替えスイッチ１０Ｄとクランプスイッチ１０Ｅの制御を行うクロックが新たに必要なことである。
クランプスイッチ１０Ｅを切にするのと、入力切替えスイッチ１０ＤをＶｉｎ側にするのは同時でもよい。ただし、クランプスイッチ１０Ｅを切にする前に、入力切替えスイッチ１０ＤをＶｉｎ側にしてはならない。

別のアンプ構成例として演算増幅器を用いた回路図を、図１５に示す。この回路は周知のもので、初段の演算増幅器がバッファアンプ１１Ａ、次段が反転アンプ１１Ｂで抵抗１１Ｃと抵抗１１Ｄの比率で増幅度を変化させることが出来る。反転アンプ１１Ｂの入力インピーダンスは一般に低くなるので、バッファアンプ１１Ａが設けられている。
抵抗１１Ｃの大きさをＲ１とし抵抗１１Ｄの大きさをＲ２とすると、図１５に示す構成のアンプの増幅利得は以下となる。
増幅利得＝−(Ｒ２／Ｒ１)*(Ｖｉｎ−ＶＢ)＋ＶＢ （５０）
図１５に示す構成では図１４の場合に比べ、クロック制御が不要であるという長所があるが、回路規模が大きくなるという欠点もある。回路規模が大きくなる理由は、演算増幅器の初段にある差動アンプをＭＯＳトランジスタで構成すると図３に示すように少なくとも５個のトランジスタが必要となるからである。

この実施の形態１では、赤外線センサに相当する画素１を２次元に配置した赤外線撮像素子に適用した場合に説明したが、１個または複数の赤外線センサに適用しても回路の抵抗分のバラツキによる影響を受けにくい赤外線センサを得ることができるという効果がある。
当然のことながら、アンプ７Ａ及びアンプ７Ｂの回路構成は、ここで示した以外のものであってもよい。差動信号処理回路９についても２つの入力信号を減算した後で必要な演算を行うものであれば、この実施例で示した以外でもどのようなものでもよい。定電流源回路６も予備通電期間に本通電期間のｕ倍の電流を流すことができるものであれば、どのような回路構成でもよい。さらには、本通電期間での直接または間接的に計測したダイオードの順電圧から予備通電期間でのダイオードの順電圧を１／ｕ倍した電圧を減算した電圧に比例する値を出力する演算を行うものであれば、演算回路はどのようなものでもよい。なお、計測電圧はダイオードの順電圧を間接的に計測するものである。
実施の形態１では、すべてをアナログ回路として実現したが、その一部をデジタル回路で実現してもよい。

駆動走査回路５と出力走査回路８と１個の出力端子８Ｄとを有する撮像素子に適用したが、出力端子８Ｄを複数にしたり、駆動走査回路５または出力走査回路８の何れかまたは両方がなかったりしてもよい。同じ行にある画素１を駆動線３が共通接続し、同じ列にある画素１を信号線４が共通接続するとしたが、行と列を入れ替えてもよい。
定電流制御回路、電圧保存回路及び演算回路を信号線ごとに設けたが、画素ごとに設けてもよい。なお、信号線ごとに設けた方がスペース上では有利である。同じ列にある画素に１本の信号線としたが、同じ列でも上半分と下半分にそれぞれ１本の信号線を設けるなど、列あたりの信号線の数を複数にしてもよい。同様に、行あたりの駆動線の数を複数にしてもよい。

ダイオードの順電圧に比例する成分を含む計測電圧の予備通電期間での値を保存する電圧保存回路は、コンデンサでなくてもよい。例えば、計測電圧をデジタル化してメモリなどに保存してもよい。コンデンサを使用する場合でも、その設置位置は計測電圧またはそれを所定倍した電圧を保存できる位置であればどこでもよい。計測電圧を計測する位置も、ダイオードの順電圧に比例する成分を含む電圧が発生する位置すなわちダイオードの順電圧を直接または間接的に計測できる位置であればどこでもよい。

センサ部である画素１の構造は、赤外線の入射エネルギーにセンサ部の温度が比例するように、センサ部と基板との間の熱伝導が適切に調整され、画素全体の温度変化の挙動を決める時定数が撮像素子において必要となる時定数よりも小さいものであれば、どのようなものでもよい。画素内での温度不均衡が定常状態に落ち着く上での時定数は、通電期間よりも十分小さい方が解析をする上では望ましいが、必ずしもそうでなくてもよい。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２に係る赤外線撮像素子を、図１６に示す。この例ではアンプ７Ｂの入力側に設けられていたコンデンサ７Ｆを出力側に設けて、アンプ７Ｂの出力端子とコンデンサ７Ｆの間にスイッチ７Ｇを設け、コンデンサ７Ｆの出力電圧が差動信号処理回路９の入力となるようにしている。その他の構成は、実施の形態１と同じである。

予備通電期間ではコンデンサ７Ｆの電圧をアンプ７Ｂの出力電圧と同じにし、予備通電期間の終了時点でのコンデンサ７Ｆの電圧を本通電期間に保持するために、スイッチ７Ｇは、予備通電期間で入状態であり、本通電期間で切状態となる。これ以外は、実施の形態１と同様に動作する。

この実施の形態でも、実施の形態１と同様な効果が有る。

実施の形態３．
本発明の実施の形態３に係る赤外線撮像素子を、図１７に示す。この実施の形態３の特徴は、１画素あたり２個あった定電流源を１個とし、その電流を時間的に変化させることである。実施の形態１での場合の図１と異なる点だけを説明する。定電流源６Ａと定電流源６Ｂの替わりに、飽和領域で動作するＭＯＳトランジスタ６Ｄが有る。ＭＯＳトランジスタ６Ｄのゲート電圧は、制御回路１２により制御される。ゲート電圧の値により、ＭＯＳトランジスタ６ＤはｕＩｆまたはＩｆの定電流を流す。

制御回路１２の具体例を、図１８(a)〜(c)に示す。何れもカレントミラー回路の応用である。まず、図１８(a)について説明する。ダイオード接続されたトランジスタ１２Ａと、電源線１２Ｂと、そのゲートにかかる電圧と電源線１２Ｂの電圧の差でトランジスタ１２Ａに流れる電流を決定するＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタ１２Ｃと、トランジスタ１２Ｃのゲート電圧を切替えるスイッチ６Ｃと、スイッチ６Ｃにより切替えてトランジスタ１２Ｃのゲートに接続される電圧源１２Ｅ及び電圧源１２Ｆとから構成される。なお、スイッチ６Ｃは、予備通電期間では電圧源１２Ｆに接続され、本通電期間では電圧源１２Ｅに接続される。
トランジスタ１２Ａに流れる電流に対応してトランジスタ１２Ａのゲート電圧が自動的にきまり、その電圧が出力線１２Ｄを介してトランジスタ６Ｄのゲートに加えられる。よって、トランジスタ６Ｄにはトランジスタ１２Ａと同じ電流が流れる。トランジスタ１２Ａに流れる電流はトランジスタ１２Ｃのゲート電圧により決まるので、本通電期間にトランジスタ１２Ｃのゲートに接続される電圧源１２Ｅは電流Ｉｆが発生する電圧とし、予備通電期間で使用される電圧源１２Ｆは電流ｕＩｆが発生する電圧とする。

図１８(b)の構成は、電圧源１２Ｆが出力電圧を可変な可変電圧源１２Ｇに置き換わっている点以外は、図１８(a)の構成と同じである。一方の電圧を可変とすることで、電流値変化と増幅率変化のバランスを調整することが可能となる。電流値や増幅率は設計値からずれが発生することもあり、その場合このような電圧調整で（４４）式が成立する最適点に設定することが可能となる。

図１８(c)の構成では、ＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタが２個並列に接続されており、２個のトランジスタの電流を流す場合と１個のトランジスタの電流を流す場合とで、電流の大きさを変えるものである。トランジスタ１２Ｃが常に電流を流す方で、トランジスタ１２Ｊが場合により電流を流す方である。トランジスタ１２Ｃが流す電流がｕＩｆになるようにし、トランジスタ１２Ｊが流す電流が(１−ｕ)*Ｉｆになるようにしておく。
トランジスタ１２Ｃのゲートには常に同じ電圧源１２Ｈを接続し、トランジスタ１２Ｊのゲートにはスイッチ６Ｃにより電圧源１２Ｈまたは電源線１２Ｂを接続する。トランジスタ１２Ｊのゲートに電圧源１２Ｈを接続した場合は、トランジスタ１２Ｊにも電流が流れる。トランジスタ１２Ｊのゲートに電源線１２Ｂを接続した場合は、トランジスタ１２Ｊには電流が流れなくなる。

制御回路１２の内部でスイッチ６Ｃが動作し、トランジスタ６Ｄが定電流の大きさを変えて流すことを除いて、実施の形態１と同様に動作する。

この実施の形態でも、実施の形態１と同様の効果が有る。
さらに、この実施の形態では、定電流制御回路６の回路規模を小さくし、チップサイズを小さくできるという効果が有る。図１及び図１７から分かるように、定電流制御回路６と検出回路７は、画素列ごとに画素列のピッチサイズ内に配置する必要がある。そのため、定電流制御回路６の回路規模が大きいと、画素列の方向に回路領域が拡大し、チップサイズも大きくなる。実施の形態１の場合は２個の定電流源を構成する必要があるのに対して、この実施の形態では１個のＭＯＳトランジスタ６Ｄだけを画素列ごとに配置すればよいので、この実施の形態では定電流制御回路６の回路規模が小さくなり、チップサイズも小さくなる。

なお、実施の形態１ではなく実施の形態２に適用しても、同様の効果が有る。

実施の形態４．
本発明の実施の形態４に係る赤外線撮像素子を図１９に示す。この実施の形態４は、実施の形態３に対して、アンプ７Ａとアンプ７Ｂを外部制御により増幅率が可変な１個のアンプ７Ｈに置き換える変更を実施したものである。アンプ７Ｂの片側の入力端子に接続していたコンデンサ７Ｆは、差動信号処理回路９の片側の入力端子に接続している。また、アンプ７Ａとアンプ７Ｂの何れかの入力端子に端子７Ｄを接続していたスイッチ７Ｅは、アンプ７Ｈの出力を差動信号処理回路９のどちらかの入力端子に切替えて入力する位置にある。
アンプ７Ｈの構成例を図２０に示す。図２０は図１３に示したアンプの応用で、利得が容量比により決まることを利用したものである。図１３と比較して、異なる点だけを説明する。２個目の帰還コンデンサ１０Ｆを帰還コンデンサ１０Ｃと直列に接続しており、帰還コンデンサ１０Ｆの両端をつなぐ短絡スイッチ１０Ｇも追加している。帰還コンデンサ１０Ｆの容量をＣｆ２とする。

次に動作を説明する。スイッチ７Ｅ、コンデンサ７Ｆ及びアンプ７Ｈの以外は、実施の形態２の場合と同じである。
スイッチ７Ｅは、予備通電期間では差動信号処理回路９のコンデンサ７Ｆが接続された側の入力端子に接続される。本通電期間では、差動信号処理回路９のもう一方の入力端子に接続される。本通電期間のコンデンサ７Ｆには、予備通電期間の終了時点でのアンプ７Ｈの出力電圧が保持される。

アンプ７Ｈの動作タイミング図を、図２１に示す。前の行の水平帰線期間では、入力切替えスイッチ１０Ｄをバイアス電圧ＶＢ側に倒し、クランプスイッチ１０Ｅと短絡スイッチ１０Ｇを閉じる。予備通電期間の開始時点で、クランプスイッチ１０Ｅと短絡スイッチ１０Ｇを開き、入力切替えスイッチ１０Ｄを入力電圧側に倒す。予備通電期間の終了時点で、短絡スイッチ１０Ｇを閉じる。このようにスイッチを制御することにより、反転アンプ１０Ａに並列になる静電容量の値をＣｆｘとすると、予備電期間ではＣｆｘ＝(Ｃｆ*Ｃｆ２)／(Ｃｆ＋Ｃｆ２)であり、本通電期間ではＣｆｘ＝Ｃｆと変化させることができる。図１３に示す回路のアンプの増幅率は（４９）式で計算できるので、Ｃｆｘを変化させる図２０の回路では、異なる増幅率を出力することができる。例えば、予備通電期間での増幅率を１とし、本通電期間での増幅率を２とする場合には、Ｃｃ＝Ｃｆ＝Ｃｆ２とすればよい。

この実施の形態でも、実施の形態１と同じ効果が有る。さらに、検出回路７に必要なアンプの数が２個から１個になるので、検出回路７の回路規模を小さくでき、チップサイズも小さくできる。
なお、実施の形態３ではなく実施の形態１または実施の形態２に適用しても、同様の効果が有る。

この実施の形態では、アンプの増幅率を変化させるために、帰還コンデンサを複数にして直列に接続するようにしたが、並列に接続するようにしてもよい。直列に接続する場合は帰還コンデンサに並列にスイッチを配置したが、並列に接続する場合は帰還コンデンサに直列にスイッチを配置する。３個以上の帰還コンデンサを使用する場合は、直列にしたものを並列にするなど直列と並列を組合した接続方法でもよい。帰還コンデンサではなく結合コンデンサを複数にして、直列または並列に接続するようにしてもよい。さらには、帰還コンデンサと結合コンデンサを複数にして、直列または並列さらには直列と並列の組合せによる接続方法としてもよい。なお、帰還コンデンサと結合コンデンサの容量を自由に設定できる場合は、帰還コンデンサと結合コンデンサの合計数は最小３個でよく、４個以上使用するのはムダである。

図１５に示すような抵抗を使用するアンプにおいて、抵抗比率を変化させるようにしてもよい。抵抗比率を変化させるために抵抗を３個以上使用する方法は、コンデンサの場合と同様にすればよい。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。

実施の形態５．
本発明の実施の形態５は、実施の形態１において予備通電期間と本通電期間での定電流の比である係数ｕと、予備通電期間と本通電期間の長さの比を表す係数ｍの間の関係を調整して、画素ごとの熱容量Ｈｔのバラツキが赤外線撮像素子の出力に影響しないようにした場合である。
実施の形態１では煩雑さを避けるために、ダイオード１Ａの通電に伴うダイオード１Ａの温度変化を予備通電期間及び本通電期間の終了時点での値とした。しかし、本通電期間で積分動作を行うので本通電期間でのダイオード１Ａの温度変化は平均値を使用する方が適切である。

図２２に、Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立する場合に、ダイオード１Ａの通電に伴うダイオード１Ａの温度変化及び熱容量のバラツキが赤外線撮像素子の出力に影響を与えない条件を説明する図を示す。なお、図２２及び以下の説明では、本質が明確になるように、電流Ｉｆを流した時の温度上昇の傾きが１になるように温度を((Ｖｆｅ*Ｉｆ)／Ｈｔ)で割った値で表現する。ダイオード１Ａの温度は、予備通電期間では傾きｕで上昇し、ｔ＝ｍＴｉではｕ*ｍＴｉとなる。本通電期間では傾き１で温度が上昇し、ｔ＝Ｔｉでは(ｕ*ｍ＋１−ｍ)*Ｔｉとなる。本通電期間での平均温度は、図２２において破線で示す(ｕ*ｍ＋(１−ｍ)／２)*Ｔｉとなる。予備通電期間の終了時点でのダイオード１Ａの温度の１／ｕ倍して符号を反転させた−ｍＴｉを、図２２では破線で示す。なお、図２２では、本通電期間での温度には縦線（範囲Ａと呼ぶ）を施し、減算する予備通電期間の温度を１／ｕ倍したものには斜線（範囲Ｂと呼ぶ）を施す。
赤外線撮像素子の出力Ｖｉｎｅにおけるダイオード１Ａの通電に伴うダイオード１Ａの温度変化による成分Ｖｉｔは、以下となる。Ｖｉｔは、図２２では１点鎖線で示す。
Ｖｉｔ＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)／Ｈｔ)*((ｕ*ｍ＋(１−ｍ)／２)*ＴｉーｍＴｉ)
＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)／Ｈｔ)*(ｕ*ｍ＋(１−３*ｍ)／２)*Ｔｉ （５１）

（５１）式からも分かるように、Ｖｉｔ＝０が成立してダイオード１Ａの通電に伴うダイオード１Ａの温度変化が出力に影響しなくなると、Ｈｔのバラツキが出力に影響しなくなる。なお、Ｖｉｔ＝０となる条件は、図２２において範囲Ａと範囲Ｂの面積が同じになることである。
Ｈｔのバラツキが赤外線撮像素子の出力に影響しないようになる電流の係数ｕと期間の係数ｍとの間の条件は、（５１）式から以下となる。
ｕ＝(３／２−１／２ｍ) （５２）
ｕ＞０、１＞ｍ＞０である必要があるので、（５２）式より、以下も成立する必要がある。
１＞ｍ＞１／３ （５３）
１＞ｕ＞０ （５４）
この実施の形態５では、係数ｕと係数ｍが（５２）式〜（５４）式が成立するようにしておく。

動作も、実施の形態１と同様である。

この実施の形態５でも、実施の形態１と同様な効果が有る。さらに、赤外線撮像素子の出力が画素の熱容量Ｈｔのバラツキによる影響を受けないという効果もある。画素１が微細になってくると、熱容量Ｈｔが小さくなり相対的にバラツキが大きくなる。熱量量Ｈｔのバラツキを受けないことにより、画素の微細化すなわちチップの小型化が弊害なしに実現できることになる。
なお、実施の形態２〜実施の形態４の何れに適用しても同様の効果が有る。

一般的な画素では、Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立するので、この場合について説明した。Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立しない画素を使用する可能性もあるので、その場合での熱容量Ｈｔが赤外線撮像素子の出力に影響しない条件も考察しておく。

Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立しない場合の図２２と同様な図を、図２３に示す。ダイオード１Ａの温度変化の傾きは、予備通電期間の開始時点であるｔ＝０では(Ｈｔ／Ｈｂ)*ｕであり、ｕを越える部分はしだいに減衰して、ｔ＝ｍＴｉではｕより大きい所定の大きさである。傾きがｕより大きい部分が積分されて、予備通電期間の終了時点であるｔ＝ｍＴｉでのダイオード１Ａの温度は、ｕｍＴｉよりも大きい（２３）式で表現されるＴｂ１となる。本通電期間に入ると傾きが(Ｈｔ／Ｈａ−１)*（１−ｕ）だけ増加して１より大きくなる。傾きが１を越える分はしだいに減衰して、ｔ＝Ｔｉの本通電期間の終了時点では１より大きい所定の値になり、ダイオード１Ａの温度は、（２７）式で表現されるＴｂ２となる。本通電期間での温度上昇分は、傾きが１を越える分が積分されて(１−ｍ)Ｔｉよりも大きい。
本通電期間での平均温度は、Ｔｂ３は以下となる。
Ｔｂ３＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)/Ｈｔ)
*(ｕ*ｍＴｉ＋α＋(１−ｍ)Ｔｉ/２
−α*(ｕ*β＋１−ｕ)*τｂａ*(１−γ)) （５５）

赤外線撮像素子の出力Ｖｉｎｃにおけるダイオード１Ａの通電に伴うダイオード１Ａの温度変化による成分Ｖｉｔは、以下となる。
Ｖｉｔ＝Ｔｂ３−Ｔｂ１／ｕ
＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)/Ｈｔ)
*(ｕ*ｍＴｉ＋α＋(１−ｍ)Ｔｉ/２−α*(ｕ*β＋１−ｕ)*τｂａ*(１−γ)
−(ｍＴｉ＋α*(１−β)))
＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)/Ｈｔ)
*((ｕ*ｍ＋(１−３*ｍ)／２)*Ｔｉ
＋α*β−α*(ｕ*β＋１−ｕ)*τｂａ*(１−γ))
＝((Ｖｆｅ*Ｉｆ)/Ｈｔ)
*((ｕ*(ｍＴｉ−τｂａ*α* (１−β)*(１−γ))
＋((１−３*ｍ)／２)*Ｔｉ＋α*(β−τｂａ*(１−γ))) ) （５６）

この（５６）式のＶｉｔが０となることが、Ｈｔのバラツキが赤外線撮像素子の出力に影響しないようになる条件であるから、以下の式を得る。
ｕ＝((３*ｍ−１)／２)*Ｔｉ＋α*(τｂａ*(１−γ)−β) )
／(ｍＴｉ−τｂａ*α* (１−β)*(１−γ)) （５７）
ｕ＞０であることから、ｍの範囲は以下となる。
(Ｔｉ−α*(τｂａ*(１−γ)−β) )／(３*Ｔｉ)＜ｍ＜１ （５８）
ｍ＝１では（２６）式によりγ＝１となるので、ｕの上限は以下となる。
０＜ｕ＜１−α*β／Ｔｉ （５９）

係数ｕと係数ｍが、（５７）〜（５９）式が成立するようにしておくと、Ｔｉ（＝５５μ秒）＞＞τｂａが成立しない場合でも、Ｈｔのバラツキが撮像素子の出力に影響しなくなる。なお厳密に言うと、Ｈｔ＝Ｈａ＋Ｈｂであり、（５７）〜（５９）式はＨａとＨｂの比率が変化しないでＨｔがばらつく場合の式である。ＨａとＨｂの比率が変化しなければ、（９）式で計算するτｂａと（２２）式で計算するαが変化しないで、（２３）式で計算するβと（２６）式で計算するγも変化しない。ＨａとＨｂの比率が変化してばらつく場合でも、（５７）〜（５９）式が成立するようにしておくと、ＨａとＨｂのバラツキが撮像素子の出力に影響する度合いが小さくなる。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。

実施の形態６．
本発明の実施の形態６に係る赤外線撮像素子を、図２４に示す。本発明の実施の形態６は、予備通電期間及び本通電期間での２個の計測電圧から撮像素子の出力を演算する処理をデジタル回路で実施するように、実施の形態１を変更した場合である。実施の形態１の場合での図１と異なる点だけを説明する。
アンプ７Ａ、アンプ７Ｂ、バイアス端子７Ｃ及び差動信号処理回路９がなく、その替わりに、本通電期間での端子７Ｄの電圧を保存するコンデンサ７Ｊと、次の行の走査期間に利用できるようにコンデンサ７Ｊの電圧を保持するサンプルホールド回路１３Ａと、コンデンサ７Ｆの電圧を保持するサンプルホールド回路１３Ｂと、出力端子８Ｄに接続されたＡ／Ｄ変換器１５と、Ａ／Ｄ変換器１５の出力を入力として撮像素子の出力を演算するデジタル回路である演算回路１５と、演算回路１５の出力端子１６とを追加している。サンプルホールド回路１３Ａとサンプルホールド回路１３Ｂには、それぞれ１個のＭＯＳトランジスタ８Ａが接続され、ＭＯＳトランジスタ８Ａの数は実施の形態１の場合での２倍になる。サンプルホールド回路１３Ａとサンプルホールド回路１３Ｂの構成は、図１１に示す差動信号処理回路９から差動電圧電流変換アンプ９Ａを除いたものと同様とする。

次に動作を説明する。通電及びスイッチ６Ｃとスイッチ７Ｅの動作は、実施の形態１の場合と同様とする。コンデンサ７Ｆには予備通電期間の終了時点での端子７Ｄの電圧すなわち計測電圧が保存され、コンデンサ７Ｊには本通電期間の終了時点での計測電圧が保存される。帰線期間中に、サンプルホールド回路１３Ａはコンデンサ７Ｊの電圧を保持し、サンプルホールド回路１３Ｂはコンデンサ７Ｆの電圧を保持する。出力走査回路８では、同じ画素列にあるサンプルホールド回路１３Ａとサンプルホールド回路１３Ｂに接続されたＭＯＳトランジスタ８Ａを続けて導通させ、本通電期間での電圧Ｖｉｎｄと予備通電期間での電圧Ｖｉｎｃを読み出す。１個の画素列の処理が終わると、次の画素列を処理する。
Ａ／Ｄ変換器１４は信号をデジタル化して、演算回路１５に入力する。演算回路１５では、デジタル化されたＶｉｎｃとＶｉｎｄから、以下の式によるＶｉｎｅを演算して、出力端子１６に出力する。
Ｖｉｎｅ＝Ｖｉｎｄ−Ｖｉｎｃ／ｕ （６０）

出力信号Ｖｉｎｅは、以下の式で計算される値となる。

実施の形態１の場合での（４４）式と同様であり、バイアス電圧ＶＢが存在しない点と、デジタル化されている点とが異なる。また、通電によるダイオード１Ａの温度上昇は、（４４）式では煩雑さを避けるために期間の終了時点としたが、この実施の形態６では、通電期間の終了時点での値を使用するのが理論的にも正しい。

この実施の形態６でも、出力信号Ｖｉｎｅを計算する（６１）式にバラツキの主因であるＲｄやＲｗを含まないので、バラツキが少ない値となる。そのため、Ｖｉｎｅは高利得増幅が可能となり、素子の高Ｓ/Ｎ化がはかれるとともに、カメラの補正回路削減によるカメラの低コスト化、小型化が図れる。

熱容量Ｈｔのバラツキに出力が影響されないようにするには、以下のように係数ｕと係数ｍを決めればよい。
ｕ＝２−１／ｍ （６２）
出力が熱量量Ｈｔのバラツキを受けないことにより、画素の微細化すなわちチップの小型化が弊害なしに実現できることになる。

本通電期間と予備通電期間の終了時点での計測電圧を保存するとしたが、本通電期間と予備通電期間のそれぞれの期間内における任意の所定時点での計測電圧や平均をデジタル化して保存するようにしてもよい。本通電期間と予備通電期間の両方の計測電圧を保存するので、予備通電期間が本通電期間の後になるようにしてもよい。そのような場合には、熱容量Ｈｔのバラツキに出力が影響されないようにする条件は（６２）式とは異なるが、通電の仕方に応じて通電によるダイオードの温度上昇を計算して、その計算に合わせた条件とすればよい。

演算回路をデジタル回路で実現するのは、実施の形態２〜実施の形態４の何れに対しても適用できる。出力端子８Ｄを２個にして、サンプルホールド回路１３Ａとサンプルホールド回路１３Ｂの読み出しを並行して行うようにしてもよい。
回路のどの範囲をデジタル回路とするか、アナログ回路として残す部分をどのような回路として構成するかは、所定の性能が実現できる範囲でコストや性能などの諸条件を総合的に判断して決めればよい。
ここでは、出力が熱容量Ｈｔのバラツキの影響を受けないように調整することを合わせて実施したが、デジタル回路を使用することだけを実施してもよい。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。

この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の電気回路としての構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の差動信号処理回路の内部構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の差動電圧電流変換回路の構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の画素の構造を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の画素の熱的な等価回路を表現する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の赤外線入射エネルギーによる画素の温度変化を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子におけるダイオードの通電による発熱による温度変化を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の動作と画素行の通電の関係を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の赤外線吸収部とダイオードの間の熱コンダクタンスが大きい場合のダイオードの通電による発熱によるダイオードの温度変化を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の赤外線吸収部とダイオードの間の熱コンダクタンスが小さい場合のダイオードの通電による発熱によるダイオードの温度変化を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の１個の画素に注目した場合の差動信号処理回路までの回路構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の入射赤外線により反応した成分の比例係数と電流の変化度ｕの関係を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子のアンプの構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の反転アンプの構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１での赤外線撮像素子の演算増幅器を用いたアンプの別の構成を説明する図である。 この発明の実施の形態２での赤外線撮像素子の電気回路としての構成を説明する図である。 この発明の実施の形態３での赤外線撮像素子の電気回路としての構成を説明する図である。 この発明の実施の形態３での赤外線撮像素子の定電流源となるトランジスタの電流を変化させる制御回路の構成を説明する図である。 この発明の実施の形態４での赤外線撮像素子の電気回路としての構成を説明する図である。 この発明の実施の形態４での赤外線撮像素子の増幅率を変更可能なアンプの構成を説明する図である。 この発明の実施の形態４での赤外線撮像素子の増幅率を変更可能なアンプの動作タイミング図である。 この発明の実施の形態５での赤外線撮像素子の赤外線吸収部とダイオードの間の熱時定数が通電期間に対して無視できるほど小さい場合に、ダイオードの通電に伴うダイオードの温度変化及び熱容量のバラツキが赤外線撮像素子の出力に影響を与えない条件を説明する図である。 この発明の実施の形態５での赤外線撮像素子の赤外線吸収部とダイオードの間の熱時定数が通電期間に対して無視できるほどは小さくない場合に、ダイオードの通電に伴うダイオードの温度変化及び熱容量のバラツキが赤外線撮像素子の出力に影響を与えない条件を説明する図である。 この発明の実施の形態６での赤外線撮像素子の電気回路としての構成を説明する図である。

符号の説明

１ ：画素
１Ａ：ダイオード
１Ｂ：空洞（断熱部）
１Ｃ：支持脚
１Ｄ：基板
１Ｅ：結合柱
１Ｆ：赤外線吸収部
２ ：画素領域
２Ａ：抵抗
３ ：駆動線
４ ：信号線
５ ：駆動走査回路
５Ａ：電源端子（電源）
５Ｂ：電源線
５Ｃ：ＭＯＳトランジスタ
５Ｄ：制御回路
６ ：定電流制御回路
６Ａ：定電流源
６Ｂ：定電流源
６Ｃ：スイッチ
６Ｄ：ＭＯＳトランジスタ
７ ：検出回路（演算回路）
７Ａ：アンプ
７Ｂ：アンプ
７Ｃ：バイアス端子
７Ｄ：端子
７Ｅ：スイッチ
７Ｆ：コンデンサ（電圧保存回路）
７Ｇ：スイッチ
７Ｈ：アンプ
７Ｊ：コンデンサ
８ ：出力走査回路
８Ａ：トランジスタ
８Ｂ：出力信号線
８Ｃ：バッファアンプ
８Ｄ：出力端子
８Ｅ：制御回路
９ ：差動信号処理回路
９Ａ：差動電圧電流変換アンプ
９Ｂ：積分コンデンサ
９Ｃ：放電スイッチ
９Ｄ：サンプルホールド回路（保持回路）
９Ｅ：バッファアンプ
９Ｆ：スイッチ
９Ｇ：保持コンデンサ
９Ｈ：スイッチ
１０Ａ：反転アンプ
１０Ｂ：結合コンデンサ
１０Ｃ：帰還コンデンサ
１０Ｄ：入力切替えスイッチ
１０Ｅ：クランプスイッチ
１０Ｆ：帰還コンデンサ
１０Ｇ：短絡スイッチ
１１Ａ：バッファアンプ
１１Ｂ：反転アンプ
１１Ｃ：抵抗
１１Ｄ：抵抗
１２ ：制御回路
１２Ａ：トランジスタ
１２Ｂ：電源線
１２Ｃ：トランジスタ
１２Ｄ：出力線
１２Ｅ：電圧源
１２Ｆ：電圧源
１２Ｇ：可変電圧源
１２Ｊ：トランジスタ
１２Ｈ：電圧源
１３Ａ：サンプルホールド回路
１３Ｂ：サンプルホールド回路
１４ ：Ａ／Ｄ変換器
１５ ：演算回路
１６ ：出力端子

Claims (8)

1. 直列接続された複数のダイオードまたは１個のダイオードと赤外線吸収部とを形成したセンサ部と、該センサ部を断熱する断熱部とを有する画素を２次元に配置した画素領域と、前記画素の前記ダイオードに予備通電期間と本通電期間にそれぞれ異なる大きさの定電流を流し、予備通電期間での定電流の大きさを本通電期間での定電流の大きさのｕ倍とする定電流制御回路と、予備通電期間の前記ダイオードの順電圧を１／ｕ倍した電圧を本通電期間の前記ダイオードの順電圧から減算した電圧に比例する値を出力する演算回路とを備えた赤外線撮像素子。
2. 予備通電期間の前記ダイオードの順電圧を保存する電圧保存回路を備え、予備通電期間を本通電期間の前とし、前記演算回路が本通電期間に動作するものであり、予備通電期間の前記ダイオードの順電圧として前記電圧保存回路に保存された電圧を前記演算回路が用いることを特徴とする請求項１に記載の赤外線撮像素子。
3. 前記画素領域の同じ行にある前記画素の前記ダイオードの一端を共通接続する駆動線と、該駆動線を１個ずつ選択し電源に接続する駆動走査回路と、前記画素領域の同じ列にある前記画素の前記ダイオードの前記駆動線が接続されていない側の端を共通接続する信号線とを備え、該信号線ごとに前記定電流制御回路、前記電圧保存回路及び前記演算回路を備えることを特徴とする請求項２に記載の赤外線撮像素子。
4. 前記演算回路の出力またはこの出力に所定の処理を加えた値を保持する保持回路と、何れかの前記保持回路が保持する値が出力される出力端子と、前記保持回路が保持する値が更新されるまでの期間に前記保持回路を１個ずつ選択して前記出力端子に接続する出力走査回路とを備えることを特徴とする請求項３に赤外線撮像素子。
5. 前記定電流制御回路をカレントミラー回路とすることを特徴とする請求項１に記載の赤外線撮像素子。
6. 前記係数ｕが０＜ｕ≦０．５の範囲にあることを特徴とする請求項１に記載の赤外線撮像素子。
7. 前記ダイオードへの通電による発熱の前記演算回路の出力への影響を軽減するように、予備通電期間の長さの本通電期間の長さに対する比の値と定電流の大きさに関する前記係数ｕとを調整することを特徴とする請求項１に記載の赤外線撮像素子。
8. 直列接続された複数のダイオードまたは１個のダイオードと赤外線吸収部とを形成したセンサ部と、該センサ部を断熱する断熱部と、前記画素の前記ダイオードに予備通電期間と本通電期間にそれぞれ異なる大きさの定電流を流し、予備通電期間での定電流の大きさを本通電期間での定電流の大きさのｕ倍とする定電流制御回路と、予備通電期間の前記ダイオードの順電圧を１／ｕ倍した電圧を本通電期間の前記ダイオードの順電圧から減算した電圧に比例する値を出力する演算回路を備えた赤外線センサ。

Images