JP3787067B2 - 赤外線検出装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、入射赤外線による検出部の温度変化を温度センサで検出し、検出部からの電気信号を信号処理回路にて積分処理したのち出力する赤外線検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１１（ａ）及び（ｂ）は、一般的な赤外線撮像素子の一例として、Proc.SPIE vol.3698の556頁〜564頁に記載された赤外線撮像素子の検出部の構造を示す概略図である。赤外線撮像素子の検出部９０１において、温度センサとなるＰＮ接合ダイオード９０２は、２本の長い支持脚１１０１によってシリコン基板１１０２に設けられた中空部１１０３の上に支持されており、ダイオード９０２の電極配線１１０４が支持脚１１０１に埋め込まれている。中空部１１０３は、ダイオード９０２とシリコン基板１１０２との間の熱抵抗を高めて、断熱構造を形成している。ダイオード９０２は、基板１１０２と独立した層にする必要があるので、SOI基板を用いてSOI層上に形成されており、SOI層下の埋め込み酸化膜は中空構造を支持する構造体の一部になっている。また、ダイオード部に熱的に接触している赤外線吸収構造１１０６が、図の上方から入射する赤外線を効率良く吸収できるように、支持脚１１０１の上方に張り出した構造となっている。尚、図１１(ｂ)では下部の構造を判りやすくするため、図の前方の部分での赤外線吸収構造を除いて描いてある。
【０００３】
赤外線が検出部９０１に入射すると、赤外線吸収構造１１０６で吸収され、上記の断熱構造により検出部９０１の温度が変化し、温度センサとなるダイオード９０２の順方向電圧特性が変化する。このダイオード９０２の順方向電圧特性の変化量を、所定の検出回路で読み取ることにより、入射した赤外線量に応じた出力信号を取出すことができる。２次元赤外線撮像素子では、検出部９０１が多数配列されており、それらを順にアクセスしていく構造となっている。このような素子では検出部９０１間の特性均一性が重要である。ダイオードの順方向電圧やその温度依存性は固体間のバラツキが非常に小さく、2次元赤外線撮像素子にとって温度センサにダイオードをもちいることは特性均一性を図る上で特に有効である。
【０００４】
図９は、上記のような赤外線撮像素子において用いられる、従来の検出回路の主要部を示す回路図である。図９において、９０１は検出部、９０２は温度センサとなるPN接合ダイオード、９０３はダイオードに一定電流を順方向に供給するための電流源、９０４は温度センサの電源線、９１６は電気信号を積分処理するための積分回路、９１８はサンプルホールド回路である。
【０００５】
積分回路９１６は、検出部からの電圧信号を電流に変換するMOSトランジスタ９０５、MOSトランジスタ９０５のソース電圧Ｖ_sを供給するバイアス線９０６、積分容量９０７、積分容量９０７を電源線９０９から電圧Vrefにリセットするためのリセットトランジスタ９０８を備えている。また、サンプルホールド（Ｓ/Ｈ）回路９１８は、MOSトランジスタ９１０とS/H容量９１１を備えている。トランジスタ９０８とトランジスタ９１０のゲートにはそれぞれクロックΦrstとΦshが与えられる。
【０００６】
図９に示す検出回路の動作を説明する。赤外線が検出部９０１に入射して検出部９０１の温度が変化すると、電流源９０３により定電流駆動されたダイオード９０２の順方向電圧が変化し、検出部９０１と電流源９０３の接続点の電圧Ｖ_inが変化する。尚、ダイオード９０２の直列個数が増えれば、Ｖ_inの変化量も大きくなる。そして、このＶ_inの変化量に応じた出力が、積分回路９１６とサンプルホールド回路９１８によって、次のようにして取出される。
【０００７】
図１０はクロックΦ_rstとクロックΦ_shと積分容量９０７の両端の電圧の関係を示したタイミングチャートである。図１０の時刻ｔ₁においてΦ_rstがローレベルとなると、積分回路９１６内のリセットトランジスタ９０８が導通し、積分容量９０７は電源線９０９から電圧V_refに充電される。続いて、Φ_rstがハイレベルとなると、リセットトランジスタ９０８が非導通状態となり、積分容量９０７の電位はトランジスタ９０５を流れる電流により次第に低下していく。この割合はトランジスタ９０５のゲート電圧Ｖ_in、即ち、検出部９０１からの電圧により変化する。基準となる赤外線入射状態（一般には室温背景光入射状態）に対応する放電特性を、図１０の１００１で示された線とすると、ゲート電圧Ｖ_inが上がった場合はより放電して１００２で示された線となり、逆の場合は、１００３で示された線となる。そして、所定の時間が経過すると、サンプルホールド回路９１８のクロックΦ_shがハイレベルとなり、トランジスタ９１０が導通して、積分容量９０７の両端の電圧がS/H容量９１１に伝えられる。サンプルホールドされた電位は図示しないバッファアンプ等を介して外部に出力される。
【０００８】
このように、従来の検出回路において、検出部の電気信号を積分処理するための積分回路９１６は、トランジスタ９０５と積分容量９０７によって構成されており、トランジスタ９０５のゲートに入力される電圧変化が電流に変換され、積分容量９０７に蓄積される。この積分回路の利得Ｇ_iと等価雑音帯域幅Ｂ_nは次のようになる。
【０００９】
この積分回路の利得Giは、
Gi = gm Ti / Ci （１）
で表される。ここで、gmはトランジスタ９０５の相互コンダクタンス、Ciは積分容量、Ｔ_iは積分時間である。積分時間Ｔ_iは、Φ_rstがハイレベルになってから、Φ_shがローレベルになるまでの時間である。
【００１０】
そして、トランジスタのサイズとプロセス条件で決まる利得係数をβとおくと、ｇｍは次式で表される。
gm = √（2 I β) （２）
ここで、Iは基準となる赤外線入射状態でトランジスタ９０５を流れる電流で、積分時間終了時の積分容量９０７の電位降下量をＶ_hとすると、
V_h = I T_i / C_i （３）
で与えられる。したがって、積分回路の利得Ｇｉは、次式で表すことができる。
Ｇ_i= √(2 T_i β V_h / C_i ) （１’）
【００１１】
また、トランジスタ９０５のしきい値電圧をＶ_th、ソース電圧をＶ_sとすると
I =β（V_in − V_s −V_th ） ² / 2 （４）
である。このような積分回路の等価雑音帯域幅Ｂ_nは、次式で表すことができる。
B_ni = 1/(2 Ti) （５）
【００１２】
また、積分回路９１６として、図９に示した回路の他に、演算増幅器に負帰還を施し、その負帰還経路に積分容量をもうけた回路も用いられている。図１２にその代表例を示す。この回路は菅野卓雄桜井貴康監訳による“MOS LSI設計入門”の233頁の図8.13(a)に記載されているものに、積分容量１２０１を積分時間ごとに積分容量をリセットするリセットトランジスタ１２０２を付加したものである。ここで１２０３は演算増幅器、１２０４は入力抵抗R_in、１２０５は入力端子で図９の検出部９０１と電流源９０３の接続点に接続される。１２０６は、積分器の出力端子で、図９に示すS/H回路に接続される。１２０７はバイアス端子である。
【００１３】
演算増幅器１２０３は、理想的には無限大入力インピーダンス、無限大電圧利得、0出力インピーダンスであるが、実際にはいずれも有限の値をもち、その代表的な内部回路構成は図１３のようになっている。図１３の回路は菅野卓雄 桜井貴康 監訳による“MOS LSI設計入門”の２２４頁の図８．４に記載されているものである。ここで１３０１は差動電圧増幅器、１３０２は電圧増幅器、１３０３は、位相補償用コンデンサ、１３０４は出力インピーダンスを下げる為の出力バッファアンプである。図１２の回路の応答特性Avは演算増幅器の開ループ利得をGoとして、次式で表される。
Av = − Go { 1−exp(−Ti / Tc ) } （６）
ここで、Ｔ_c = Ｒ_in Ｃ_i ( 1＋ Go ) （７）である。
もし積分する周波数帯域内でＴ_cが積分時間Ｔ_iに比べ十分大きければ
Ａ_v〜Ｔ_i / (Ｒ_in Ｃ_i ) (8)
となり、積分動作が実現できる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の赤外線検出装置では以下のような問題があった。
１．図１１に示す検出部９０１において、ダイオード９０２と基板１１０２は、完全に断熱されて、検出部９０１の出力電圧が基板１１０２の温度変化の影響を受けないことが理想である。しかし、支持脚１１０１と中空部１１０３による断熱構造の熱抵抗は有限値をもつため、検出部９０１の出力電圧は基板１１０２の温度変化によっても変化する。このため、検出動作を行っているときに、赤外線撮像装置の環境温度が変化して基板１１０２の温度が変化すると、検出部９０２の出力も変化してしまう。この環境温度の変化による出力変動は、入射赤外線の変化と区別がつかないため、赤外線の測定精度を低下させる。
【００１５】
２．また、図９に示すように、MOSトランジスタと積分容量により構成された積分回路を用いて検出を行った場合、ダイオード９０２の電源線９０４の電圧変動、又はトランジスタ９０５のソース電圧Vsの変動により、（４）式で表される電流Ｉが変化するので、積分回路の出力電圧(Ｖ_ref−Ｖ_h)と利得Giが変化してしまう。
【００１６】
３．図９に示す積分回路を用いた場合、さらに、基準となる赤外線入射状態でも、図１０に示すように、積分容量９０７の電位は積分時間内にリセット電圧Ｖ_refからＶ_hだけ低下するので、低電圧駆動化が困難である。特に高感度化を図る為に電流Ｉを増加させて積分回路の利得Ｇ_iを上昇させたり、低雑音化を図る為に積分時間Ｔ_iを長くすると、（３）式からＶ_hが大きくなるので、低電圧駆動化は一層困難となる。
【００１７】
４．一方、図１２に示すような、演算増幅器の負帰還経路に積分容量を設けた積分回路を用いれば、基準となる赤外線入射状態における電圧降下Ｖ_hをなくすことができるため、低電圧駆動化は可能となる。しかし、積分動作を実現するためには、積分する周波数帯域内でＴ_cを積分時間Ｔ_iに比べ十分大きくする必要があり、この為には、図１３のような高電圧利得、低出力インピーダンスの演算増幅器を用いなければならない。したがって、回路構成が図９に示す検出回路に比べて複雑になってしまう。また、入力抵抗１２０４が別途必要であるため、この抵抗で発生する熱雑音が高Ｓ/Ｎ比を実現する上での障害となるという問題もある。
【００１８】
本発明は、上記のような問題点を解決する為になされたものであり、環境温度や電源電圧の変動に対しても出力の変化が少なく、 電源電圧を上げることなく、高感度、低雑音の検出特性を簡単な回路構成で実現できる赤外線検出装置を提供することを目的としている。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明の半導体装置は、検出部と、前記検出部に定電流を供給する定電流源と、前記検出部からの電気信号を一定時間積分して出力する積分回路とを備えた赤外線検出装置であって、
前記検出部は、断熱構造と赤外線吸収構造を備える温度センサを有する第1の検出部と、断熱構造を備えない温度センサを有する第2の検出部とを備え、
前記積分回路は、前記第1の検出部と前記第2の検出部からの信号電圧の差を電流に変換する差動電圧電流変換アンプと、前記差動電圧電流変換アンプに接続され、周期的に一定電圧にリセットされる積分容量とを備えており、
前記差動電圧電流変換アンプが、負帰還接続なしの状態で動作し、かつ、前記差動電圧電流変換アンプの出力インピーダンスと前記積分容量のキャパシタンスの積である時定数が、前記積分回路の積分時間の５倍以上であることを特徴とする。
【００２０】
本発明によれば、第１の検出部と第２の検出部の差分を取ることにより、電源電圧や環境温度の変化による出力変動をなくすことができる。また、演算増幅器を用いることなく簡単な回路で積分回路を構成することができ、かつ、積分容量のリセット電圧を大きくすることなく積分利得の増大を図ることができる。即ち、従来に比べ低電圧駆動化を実現することができる。
【００２１】
前記温度センサは、少なくとも1個のPN接合ダイオード又はショットキバリアダイオードから形成し、前記定電流源は、順方向電流を流すように前記温度センサに接続することが好ましい。これにより、温度センサの個体間の特性ばらつきを小さくして、本発明の赤外線検出装置を2次元撮像素子に適用した場合の均一性の向上をはかることができる。
【００２２】
さらに、前記差動電圧電流変換アンプは、１個の電流源と、前記電流源に接続された実質的に２個のドライバトランジスタと、互いにカレントミラー接続され、前記ドライバトランジスタの負荷となるように接続された実質的に２個の負荷トランジスタとから構成することができる。こうした構成を用いることにより、演算増幅器を用いた積分回路に比べ、簡単な回路構成で積分回路を構成することができる。
【００２３】
また、赤外線検出装置の雑音支配要因が、検出部からの雑音である場合、前記第２の検出部と前記差動電圧電流変換アンプの間に、低域通過フィルタを備えることが好ましい。これにより、第１の検出部と第２の検出部の差動を行うことによる検出部からの雑音増大を抑制することができる。一方、赤外線検出装置の雑音支配要因が装置外からの同期性雑音の場合には、差動により雑音を除去することができるため、低域通過フィルタを付けない方が好ましい。
【００２４】
前記低域通過フィルタの等価雑音帯域幅は、前記積分回路の等価雑音帯域幅の１／５以下であることが好ましく、これにより、検出装置の雑音の支配要因が検出部からの雑音で、かつ白色雑音スペクトルである場合、検出装置の雑音にしめる第2の検出部からの雑音寄与を10%以下にすることができる。
【００２５】
さらに、前記低域通過フィルタを、スイッチトキャパシタフィルタとすれば、環境温度変動や電源電圧変動のみをモニタするのに必要な狭帯域低域通過フィルタが集積回路に適したかたちで実現することができる。
【００２６】
前記低域通過フィルタは、容量とPN接合ダイオードの微分抵抗で構成しても良く、この場合にも、環境温度変動や電源電圧変動のみをモニタするのに必要な狭帯域低域通過フィルタを集積回路に適したかたちで実現することができる。
【００２７】
また、前記PN接合ダイオード又は前記ショットキバリアダイオードを、SOI層に形成すれば、温度センサ直下の基板を中空にした断熱構造が容易に形成できる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。尚、従来と同一又は対応する部材には、図９乃至１２と同一の符号を付している。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施形態1に係る赤外線検出装置の検出回路を示す回路図である。本実施の形態において、検出回路は、断熱構造を有する第１の検出部９０１と、断熱構造を有しない第２の検出部１０１と、第１及び第２の検出部に一定電流を順方向に供給するための電流源９０３及び１０３と、第２の検出部１０２に接続した低域通過フィルタ１０５と、第１の検出部９０１と第２の検出部１０１の信号電圧の差を電流に変換して積分するための積分回路１０６と、サンプルホールド回路９１８を備えている。第１及び第２の検出部には、温度センサであるPN接合ダイオード又はショットキバリアダイオード９０２が形成されている。尚、この図では、ダイオードが２個直列に接続された場合を示しているが、ダイオードの個数は特に限定されるものではない。
【００２９】
第２の検出部１０１は、断熱構造を有しておらず、素子環境温度の変化及び電源電圧の変化をモニタするものである。断熱構造を有しない検出部を形成するには、例えば、図１１（ａ）（ｂ）に示した検出器の構造において、基板１１０２に中空部１１０３を形成しないか、あるいは支持脚１１０１の長さを第1の検出部に比べ充分短くすれば良い。第２の検出部１０１に含まれるダイオード１０２、及びこれに接続した電流源１０３の構成は、赤外線を検知するための第1の検出部９０１に対応するダイオード９０２及び電流源９０３の構成と同一のものを用いることができる。尚、温度センサに順方向バイアスされたダイオードを用いることは、本発明の赤外線検出装置を2次元撮像素子に適用した場合の特性均一性向上に有効である。
【００３０】
また、積分回路１０６は、第１の検出部９０２から出力された信号電圧V₁と第２の検出部１０１から出力された信号電圧Ｖ₂とを入力側に接続した差動電圧電流変換アンプ１０４と、差動電圧電流変換アンプ１０４の出力側に接続された積分容量９０７と、積分容量９０７を周期的に電圧Ｖ_refにリセットするように接続されたリセットトランジスタ９０８を備える。差動電圧電流変換アンプ１０４は、負帰還なしの状態で接続されており、その出力インピーダンスと積分容量９０７のキャパシタンスC_iとの積（＝時定数）が積分時間Ｔ_iの５倍以上となるように設定されている。
【００３１】
積分回路１０６の出力（＝積分容量９０７の入力端）には、サンプルホールド用トランジスタ９１０とサンプルホールド容量９１１から成るサンプルホールド回路９１８が接続されている。リセットトランジスタ９０８及びサンプルホールド用トランジスタ９１１のゲートには、従来と同様に、クロックΦ_rst及びΦ_shが入力されている。
【００３２】
以下、本実施の形態における検出回路の動作について説明する。赤外線が入射すると、第１の検出部９０１からは、入射赤外線量、環境温度変化、及び電源電圧変化に対応した出力電圧Ｖ₁が出力され、第２の検出部１０１からは、低域通過フィルタ１０５を介して、環境温度変化及び電源電圧変化に対応した出力電圧Ｖ₂が出力される。出力電圧Ｖ₁と出力電圧Ｖ₂が差動電圧電流変換アンプに入力すると、次式で表される出力電流Ｉ_outが出力される。ここで、ｇｍは、差動電圧電流変換アンプの相互コンダクタンスである。
Ｉ_out＝ｇｍ（Ｖ₂−Ｖ₁） （９）
【００３３】
したがって、出力電圧Ｖ₁及びＶ₂の両者に等しく現れる環境温度変化や電源電圧変化の成分は出力電流Ｉ_outから除去され、Ｉ_outは入射赤外線のみに依存した値となる。この出力電流Ｉ_outにより積分容量９０７の充放電が行われる。
【００３４】
図２は、クロックΦ_rstとクロックΦ_shと積分容量９０７の両端の電圧の関係を示したタイミングチャートである。時刻ｔ₁にΦ_rstがローレベルになると、リセットトランジスタ９０８がオンになって、リセット電圧V_refが積分容量９０７に書き込まれる。続いて、Φ_rstがハイレベルになると、リセットトランジスタ９０８が非導通状態となって、積分容量９０７の電位は差動電圧電流変換アンプ１０４からの出力電流により変化する。そして、時刻ｔ₂にΦ_shがハイとなって、積分容量の両端電圧に対応した値がサンプルホールドされる。Φ_rstがハイレベルになってから、Φ_shがローレベルになるまでの時間が積分時間Ｔ_iである。
【００３５】
基板温度と同じ環境温度の背景赤外線入力では、電圧Ｖ₁とＶ₂がほぼ等しくなるため、Ｉ_outはほぼゼロとなって、積分容量９０７の両端の電圧は積分時間内でほとんど変化しない（グラフ２０１）。これに対し、環境温度と異なる温度物体からの赤外線が第1の検出部９０１に入力すると、電圧V₁がＶ₂に比べて増加又は減少して、Ｉ_outが正又は負の値を持ち、積分容量９０７の両端の電圧が変化する（グラフ２０２又は２０３）。積分時間T_i経過後に、積分容量９０７の電位がサンプルホールド回路９１８によってサンプルホールドされる点は従来と同じである。
【００３６】
本実施の形態における赤外線検出器によれば、図９に示すような従来の赤外線検出器と異なり、積分利得Ｇdiを増加させると同時に、低電圧駆動化を図ることが可能となる。積分回路１０６の利得G_diと等価雑音帯域幅B_ndiはそれぞれ次式で表される。
G_di = gm T_i / C_i （１０）
B_ndi = 1/(2 T_i) （１１）
これらは、従来の赤外線検出装置の検出回路における（１）、（５）式と同様である。しかし、従来と異なり、基準となる赤外線入射状態で電流が流れず、定常的な電圧降下成分Ｖ_hがゼロとなる。したがって、積分利得G_diを増加させる場合であっても、低電圧駆動化を図ることが可能である。
【００３７】
また、本実施の形態においては、負帰還をしない状態の差動電圧電流変換アンプ１０４を用いて積分回路を構成しているため、図１２で示すような演算増幅器を用いた積分回路に比して回路構成を大巾に簡略化することができる。以下、差動電圧電流変換アンプ１０４が積分動作をすることについて説明する。一般の帰還を施していない電圧増幅器の入出力応答特性Avは、電圧増幅器の相互コンダクタンスをgm、出力インピーダンスをR_out、積分時間をＴ_iとして、
A_v =gm R_out{ 1−exp(−T_i / T_a ) } （１２）
T_a= R_out C_i （１３）
で表される。ここで、Ｔ_aは時定数である。
Ｔ_a≫Ｔ_i （１４）
であれば、
A_v = gm R_out T_i / T_a= gm T_i / C_i （１５）
となり、積分器の応答特性となる。
【００３８】
（１４）式は、出力インピーダンスR_outと積分容量の積で表される時定数が積分時間に比べ充分長いことを示している。例えば、時定数Ｔ_aを積分時間Ｔ_iの少なくとも５倍以上とすれば、積分器の応答特性からのずれを１０％以内とすることができる。時定数Ｔ_aを大きくするためには、出力インピーダンスＲ_outが非常に大きな電圧増幅器を使えばよい。一般に、電圧利得gm・R_outの大きな負帰還を用いない単一のアンプは、出力インピーダンスR_outが大きくなる。例えば、図１３に示した演算増幅器のうちの差動アンプ１３０１のみを取出して、図１に示すように負帰還や入力抵抗無しで接続することにより、差動電圧電流変換アンプ１０４を構成することができる。したがって、本実施の形態によれば、図１２に示した従来の積分回路よりも遥かに簡単な回路構成によって、積分回路を構成することができる。
【００３９】
図３（ａ）（ｂ）は、この発明の差動電圧電流変換アンプ１０４に適した具体的回路の例を示す回路図である。これらの回路は、演算増幅器内の差動アンプ１３０１によく用いられるものであり、P.E. ALLENとD.R.HOLBERG著“CMOS Analog Circuit Design”の274〜275頁に記載されているものである。この差動電圧電流変換アンプ１０４は、ゲート３０５及び３０６が信号電圧Ｖ₁及びＶ₂の入力端子となるドライバトランジスタ対３０１と、ドライバトランジスタ対のドレインと電源線３０４（又はアース）の間に設けられ、互いにカレントミラー接続された負荷トランジスタ対３０２と、ドライバトランジスタ対３０１のソースに接続された電流源を構成するトランジスタ３０３を備える。トランジスタ３０３のゲートにはバイス電圧V_Gが与えられている。出力端子３０７は、ドライバトランジスタ対３０１の一方のドレインに接続されている。
【００４０】
図３（ａ）は、ドライバトランジスタと電流源をNMOSで、負荷トランジスタをPMOSで構成したものであり、図３（ｂ）はこれらの関係を逆にしたものである。尚、上記説明でカッコ内は図３（ｂ）に対応した表記である。この回路の出力インピーダンスR_outは、ドライバトランジスタと負荷トランジスタの飽和領域のドレインソース間抵抗をそれぞれR_dsd，R_dslとすると、
R_out = R_dsd・R_dsl / (R_dsd + R_dsl ) （１６）
で表される。本発明の積分回路を、Proc.SPIE vol.3698の556頁〜564頁に示されたような２次元の赤外線撮像素子に適用する場合、駆動条件の制約から積分時間Ｔ_iは大きくて５０μsec程度である。また、集積回路としてくみこむ面積上の制約から積分容量１０７のキャパシタンスＣ_iは大きくても約３０pFである。従って、（１３） 式で示される時定数を積分時間Ｔｉの５倍である２５０μsecとすると、出力抵抗R_outは８．３MΩ以上であればよいことになる。図３（ａ）（ｂ）のトタンジスタは全て飽和領域で動作するので、チャネル長を充分長く（例えば２０μm以上）することで、ドレイン・ソース間抵抗は無限大に近くになり、上記要求を充分みたすことができる。
【００４１】
ところで、本実施の形態において、低域通過フィルタ１０５は、第２の検出部１０１を設けることによる雑音の増大を防止する役割を果たしている。一般に、高Ｓ／Ｎを目指す赤外線検出器では、電源系の雑音は電源回路で充分低減されており、検出部からの雑音が装置の雑音主成分となる。従って、同一構成の第1の検出部９０１と第2の検出部１０１の出力を差動回路に入力すると、両者の雑音は無相関であるので、雑音は従来の√2倍になる。一方、環境温度変化による検出部出力変化や、環境温度変化に伴う電源回路特性変動による電源電圧の変化は、その変動が一般に秒オーダ以上の緩やかなものである。したがって、それをモニタする第2の検出部１０１の帯域は、赤外線を検出する第1の検出部９０１に必要な帯域にくらべて充分狭くてもよい。そこで、第2の検出部１０１の出力と差動電圧電流変換アンプ１０４の入力端子の間に低域通過フィルタ１０５を入れ、環境温度や電源回路のドリフト等による電圧変動のみを通過するようにすれば、第2の検出部１０１からの雑音を抑制し、差動による雑音増加を抑制することができる。
【００４２】
低域通過フィルタ１０５の等価雑音帯域幅として好ましい範囲について説明する。第1の検出部９０１、第2の検出部１０１の雑音電圧密度を、各々、V_n1 [V/√Hz]、 V_n2 [V/√Hz]とする。また、第1の検出部９０１に対する赤外線検出装置の等価雑音帯域幅をB_n1 [Hz]、第2の検出部１０１に対する赤外線検出装置の等価雑音帯域幅をB_n2 [Hz]とする。雑音電圧密度が白色雑音であるとすると、積分後観測される雑音電圧実効値E_n[Vrms]は、次式で表される。
E_n = √ ( V_n1 ² B_n1 + V_n2 ² B_n2 ) （１７）
【００４３】
第1の検出部９０１、及び第2の検出部９０１の電気的構成は同じであるから、Ｖ_n1及びＶ_n2は、
V_n1〜V_n2 = V_n （１８）
とおくことができる。また、低域通過フィルタ１０５により、B_n2がB_n1の1/m倍になっているとすると、（１７）式は、次の（１９）式となる。
E_n = V_n √ {( 1+1/m ) B_n1} （１９）
したがって、
1/ m≦１／５ （２０）
であれば、
V_n √B_n1≦E_n≦1.1 V_n √B_n1 （２１）
となり、第2の検出部９０１の雑音寄与は、積分後の雑音出力の１／１０以下となり、ほぼ無視できる。即ち、低域通過フィルタ１０５の等価雑音帯域幅は、積分回路１０６の等価雑音帯域幅の１／５以下とすることが好ましく、これにより第２の検出部９０１の雑音寄与を無視できるレベルまで低減することができる。
【００４４】
さて、積分時間Ｔｉが５０μsecとすると、（１１）式から積分回路の等価雑音帯域幅Ｂ_ndiは約１０kHzとなる。よって、低域通過フィルタ１０５の等価雑音帯域幅は、（２０）式から２kHz以下にしなければならない。低域通過フィルタ１０５としては、図４に示すような、抵抗４０１と容量４０２を接続して形成したフィルタが最も簡単である。入力端子４０３と出力端子４０４は、抵抗４０１の両端に接続されている。容量４０２は、その一方の端子が抵抗４０１と出力端子４０４の間に接続され、他方の端子がアースに接続されている。このフィルタの等価雑音帯域幅は、抵抗４０１の抵抗値をR、容量４０２のキャパシタンスをCとして、1/(4ＲＣ)で表される。集積回路に組み込むためには、容量４０２のキャパシタンスＣは30pF程度以下にする必要がある。よって、抵抗Rは、４MΩ以上でなければならない。しかしながら、このような大きな抵抗を通常の集積回路工程で用いられる拡散層あるいは成膜材料で形成するのは一般に難しい。
【００４５】
そこで、本発明においては、低域通過フィルタ１０５として、図５に示すようなスイッチトキャパシタフィルタを用いることが好ましい。スイッチトキャパシタフィルタの原理は、菅野卓雄 桜井貴康 監訳による“MOS LSI設計入門”の231頁〜232頁に記載されている。その構成は、次の通りである。２つのMOSトランジスタ５０１及び５０２が直列接続されており、その両端に入力端子４０３及び出力端子４０４が接続されている。そして、トランジスタ５０１及び５０２の接続点と、トランジスタ５０２の出力側とは、各々、容量５０３及び５０４を介してアースと接続されている。
【００４６】
２つのMOSトランジスタ５０１及び５０２のゲートには、互いに重なることのないクロックΦ₁、Φ₂が加えられており、フィルタの入力端子４０３から出力端子４０４に向かって電荷の移動を行わせている。これにより、見かけ上、ＲＣフィルタの抵抗の代わりを行わせる。クロックΦ1、Φ2の周波数をｆ_sc、容量５０３の値をC_scとすると、等価抵抗R_scは、
R_sc = 1/ ( f_sc C_sc ) （２２）
で表される。従って、フィルタの出力側に接続された容量５０４の値をＣ₀として、図５のフィルタの等価雑音帯域幅B_nfは
B_nf = 1/ ( 4 R_sc C_o ) = f_sc C_sc / (4 C_o) （２３）
で表される。C_oは、差動電圧電流変換アンプの入力容量と考えると、代表的な値は数pFである。ここで仮にC_oの値として5pFを想定する。f_scとして、2次元の赤外線撮像素子でよく用いられる水平走査周波数15.75kHzを想定すると、C_scが２．５pF以下の場合、B_nfは先に述べた要求値2kHzを下回ることができる。集積回路内で充分実現可能な値でC_scをさらに小さくしていくことで、より帯域の減少が図ることができる。
【００４７】
図６は、図１の回路の低域通過フィルタ１０５にスイッチトキャパシタフィルタを適用した場合の具体的回路例である。図６において、検出部の回路と、サンプルホールド回路は省略している。図６において、６０１と６０２はON抵抗を減少させるためにトランスミッションゲート構成としたMOSスイッチであり、機能的にはそれぞれ図５のトランジスタ５０１及び５０２と同じ働きをし、容量６０３及び６０４とあわせてスイッチトキャパシタフィルタを構成している。尚、容量６０４は、差動電圧電流変換アンプ１０４の入力容量で代用してもよい。スイッチトキャパシタフィルタの入力端子６０５は、第2の検出部１０１の出力に接続される。
【００４８】
また、MOSスイッチ６０７及び６０８と容量６０３及び６０４からなる回路の入力端子６０６に、第1の検出部９０１の出力が接続されている。第１の検出部９０１に接続した前記回路の構成は、MOSスイッチのドレインソース間をショートしていることを除いて、第２の検出部１０１の接続されたスイッチトキャパシタフィルタと同様のトランスミッションゲート構成をとっている。これは、クロックφ₁, クロックφ₂のクロストーク等の影響を、差動電圧電流変換アンプの2つの入力端子に等しく現れるようにしてキャンセルし、差動後の出力に現れないようにするためである。
【００４９】
図７に、低域通過フィルタ１０５の他の例として、ダイオードを用いたフィルタ回路を示す。図７において、７０１はダイオード、７０２は容量C_oである。このフィルタでは、図４における抵抗４０１の代りに、ダイオード７０１が用いられている。ダイオードの微分抵抗R_dは、順方向電流をI_f、逆方向飽和電流をI_sとして、
R_d = kT / { q ( I_f + I_s )} （２４）
で表される。ここでkはボルツマン定数、Tは温度、qは素電荷である。図７ の回路を、図1のフィルタ１０５として用い、差動電圧電流変換アンプ１０４として、図３（ａ）（ｂ）のようなMOS回路を用いた場合、その入力インピーダンスは無限大に近いので、（２４）式の順方向電流をI_fは、ほぼゼロと考えることができる。したがって、室温Ｔ=300Ｋにおいて、
R_d〜26mV / I_s （２５）
となる。集積回路に組み込む場合、PN接合ダイオードではＩ_sとして1nA以下を容易に達成できる。従って、この時、R_dとして、26MΩ以上の大きな値が得られ、低域通過フィルタの等価雑音帯域幅減少に非常に好都合である。必要であれば、ダイオード７０１を複数個直列又は並列接続してR_dを調整してもよい。
【００５０】
実施の形態２．
赤外線検出装置のS/Nをきめている雑音成分の主成分が、検出部からの雑音ではなく、電源系からの同期性雑音である場合がある。例えば、検出装置外に大きな雑音発生要因があるような場合であって、具体的には、自動車等に装置を搭載した場合がある。このような場合、第1の検出部９０１と第2の検出部１０１の共通電源線９０４に等しく同相の雑音が重畳しているので、第2の検出部１０１の出力に低域通過フィルタ１０５をいれると、差動電圧電流変換アンプ１０４の２つの入力に現れる電源からの雑音成分が異なり、差動後の出力にも雑音が現れることになる。そこで、低域通過フィルタ１０５を省いた図８のよう回路構成とすることで、電源系からの同期性雑音を除去することができる。尚、この回路でも、環境温度変動による出力変動が抑制されることは同じである。
【００５１】
上記の実施形態では、検出部を構成するダイオードの具体的構造には言及しなかったが、従来と同じくSOI層に形成することが好ましい。また、温度センサを構成するダイオードをショットキバリアとしてもよく、温度により抵抗値が変化するボロメータとしてもよい。また、上記実施の形態では、積分容量９０７に直接サンプルホールド回路９１８を接続する構成としたが、積分容量９０７とサンプルホールド回路９１８の間に、バッファアンプ等を介在させてもよい。
【００５２】
【発明の効果】
本発明によれば、断熱構造と赤外線吸収構造を備える温度センサを有する第1の検出部と、断熱構造を備えない温度センサを有する第2の検出部を形成し、第1の検出部と第2の検出部からの信号電圧の差を電流に変換する差動電圧電流変換アンプを負帰還接続なしの状態で動作させて積分回路を構成したため、電源電圧や環境温度の変化による出力変動をなくし、簡単な回路で積分回路を構成すると共に低電圧駆動化を図ることができる。
【００５３】
また、温度センサを、少なくとも1個のPN接合ダイオード又はショットキバリアダイオードから形成することにより、温度センサの個体間の特性ばらつきを小さくして、本発明の赤外線検出装置を2次元撮像素子に適用した場合の均一性の向上をはかることができる。
【００５４】
さらに、前記差動電圧電流変換アンプを、電流源に接続された実質的に２個のドライバトランジスタと、互いにカレントミラー接続された実質的に２個の負荷トランジスタとから構成することにより、簡単な回路構成で積分回路を構成することができる。
【００５５】
また、赤外線検出装置の雑音支配要因が、検出部からの雑音である場合、前記第２の検出部と前記差動電圧電流変換アンプの間に、低域通過フィルタを備えることにより、第１の検出部と第２の検出部の差動を行うことによる検出部からの雑音増大を抑制することができる。
【００５６】
さらに、低域通過フィルタの等価雑音帯域幅を、積分回路の等価雑音帯域幅の１／５以下にすることにより、検出装置の雑音にしめる第2の検出部からの雑音寄与を10%以下にすることができる。
【００５７】
また、低域通過フィルタを、スイッチトキャパシタフィルタ、又は容量とPN接合ダイオードの微分抵抗で構成すれば、環境温度変動や電源電圧変動のみをモニタするのに必要な狭帯域低域通過フィルタを集積回路に適したかたちで実現することができる。
【００５８】
またさらに、PN接合ダイオード又はショットキバリアダイオードを、SOI層に形成すれば、温度センサ直下の基板を中空にした断熱構造が容易に形成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、本発明の実施形態１に係る赤外線検出装置の検出回路を示す回路図である。
【図２】 図２は、図１に示す検出回路におけるクロックと積分容量両端の電圧の関係を示すタイミングチャートである。
【図３】 図３（ａ）及び（ｂ）は、本発明に用いられる差動電圧電流変換アンプの一例を示す回路図である。
【図４】 図４は、低域通過フィルタの一例を示す回路図である。
【図５】 図５は、本発明に用いられる低域通過フィルタの一例であるスイッチトキャパシタフィルタを示す回路図である。
【図６】 図６は、低域通過フィルタをスイッチトキャパシタフィルタとしたときの積分回路の一例を示す回路図である。
【図７】 図７は、本発明に用いられる低域通過フィルタの別の一例であるPN接合ダイオードと容量を用いたフィルタを示す回路図である。
【図８】 本発明の実施形態2に係る赤外線検出装置の検出回路を示す回路図である。
【図９】 従来の赤外線検出装置の検出回路を示す回路図である。
【図１０】 図１０は、図９に示す検出回路におけるクロックと積分容量両端の電圧の関係を示すタイミングチャートである。
【図１１】 図１１（ａ）及び（ｂ）は、一般的な赤外線検出装置の検出部を示す断面構造と及び斜視図である。
【図１２】 従来の赤外線検出装置に用いられる積分回路の他の例である演算増幅器を用いた回路を示す回路図である。
【図１３】 図１２の積分回路における演算増幅器の内部回路構成を示した回路図である。
【符号の説明】
９０１ 第1の検出部、９０２ 第1の検出部を構成するPN接合ダイオード、９０３ 第1の検出部に定電流を供給する定電流源、１０１ 第2の検出部、１０２第2の検出部を構成するPN接合ダイオード、１０３ 第2の検出部に定電流を供給する定電流源、１０４ 差動電圧電流変換アンプ、１０５ 低域通過フィルタ、９０７ 積分容量、９１０ S/Hトランジスタ、９１１ S/H容量、３０１ ドライバトランジスタ、３０２ 負荷トランジスタ、３０３ 電流源、１１０６ 赤外線吸収構造。

Claims (8)

1. 検出部と、前記検出部に定電流を供給する定電流源と、前記検出部からの電気信号を一定時間積分して出力する積分回路とを備えた赤外線検出装置であって、
   前記検出部は、断熱構造と赤外線吸収構造を備える温度センサを有する第1の検出部と、断熱構造を備えない温度センサを有する第2の検出部とを備え、
   前記積分回路は、前記第1の検出部と前記第2の検出部からの信号電圧の差を電流に変換する差動電圧電流変換アンプと、前記差動電圧電流変換アンプに接続され、周期的に一定電圧にリセットされる積分容量とを備えており、
   前記差動電圧電流変換アンプが、負帰還接続なしの状態で動作し、かつ、前記差動電圧電流変換アンプの出力インピーダンスと前記積分容量のキャパシタンスの積である時定数が、前記積分回路の積分時間の５倍以上であることを特徴とする赤外線検出装置。
2. 前記温度センサは、少なくとも1個のPN接合ダイオード又はショットキバリアダイオードからなり、前記定電流源は、順方向電流を流すように前記温度センサに接続されたことを特徴とする請求項１記載の赤外線検出装置。
3. 前記差動電圧電流変換アンプは、１個の電流源と、前記電流源に接続された実質的に２個のドライバトランジスタと、互いにカレントミラー接続され、前記ドライバトランジスタの負荷となるように接続された実質的に２個の負荷トランジスタとからなることを特徴とする請求項１又は２記載の赤外線検出装置。
4. 前記第２の検出部と前記差動電圧電流変換アンプの間に、低域通過フィルタを備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の赤外線検出装置。
5. 前記低域通過フィルタの等価雑音帯域幅は、前記積分回路の等価雑音帯域幅の１／５以下であることを特徴とする請求項４記載の赤外線検出装置。
6. 前記低域通過フィルタは、スイッチトキャパシタフィルタであることを特徴とする請求項４記載の赤外線検出装置。
7. 前記低域通過フィルタは、容量とPN接合ダイオードの微分抵抗で構成されることを特徴とする請求項４記載の赤外線検出装置。
8. 前記PN接合ダイオード又は前記ショットキバリアダイオードは、SOI層に形成されていることを特徴とする請求項２記載の赤外線検出装置。

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