JP2007057449A

JP2007057449A - 赤外線センサ

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Publication number: JP2007057449A
Application number: JP2005245243A
Authority: JP
Inventors: Masafumi Ueno; 雅史上野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-08-26
Filing date: 2005-08-26
Publication date: 2007-03-08

Abstract

【課題】電流源や積分器を構成するＭＯＳトランジスタのゲート面積の増大や、ゲート・ソース間の電圧の増加を伴うことなく低雑音化を図った、高感度の熱型赤外線センサを提供する。
【解決手段】入射赤外線によりその温度が変化する検知素子と、検知素子に定電流を供給するための定電流トランジスタと、検知素子の出力に接続されたフィルタ回路とを含み、フィルタ回路から出力されるセンサ出力により検知素子に入射した赤外線を検出する赤外線センサである。定電流トランジスタが、並列に接続された２つのＭＯＳトランジスタからなり、そのゲートに、定電流を供給する電圧レベルとゲート下が蓄積状態となる電圧レベルとを有し、互いに位相が逆転した矩形波電圧がそれぞれ印加され、矩形波電圧のクロック周波数が、フィルタ回路のカットオフ周波数より高い。
【選択図】図１

Description

本発明は、赤外線センサに関し、特に、１／ｆ雑音を低減した高感度の熱型赤外線センサに関する。

従来技術として、定電流で駆動されたダイオードの順方向電圧温度依存性を利用した熱型赤外線センサが、例えば非特許文献１に記載されている。かかる熱型赤外線センサでは、ダイオードは中空構造の上に形成され、定電流源から定電流が供給されている。ダイオードに赤外線が入射することによりダイオードの温度が変化する。ダイオードの温度変化は、ダイオードに接続された出力端子の電圧変化として検出され、ダイオードが温度センサとして機能する。出力端子には、定電流源と増幅器と帯域制限フィルタが接続されている。帯域制限フィルタは雑音帯域を制限するものである。定電流源は増幅器に接続されるので低雑音である必要がある
Infrared Phys. Vol.33, No.4, pp. 229-236, (1992)

熱型赤外線センサの高感度化には、回路の低雑音化が必須であるが、ＭＯＳトランジスタを用いてこれらの回路を形成する場合、ＭＯＳトランジスタの１／ｆ雑音の低減が重要になる。谷口研二著「ＬＳＩ設計者のためのＣＭＯＳアナログ回路入門」ＣＱ出版社（２００５年）９６−９８頁によれば、ＭＯＳトランジスタの雑音因子には熱雑音と１／ｆ雑音がある。同書によると、飽和領域で動作するＭＯＳトランジスタの熱雑音電流密度ＳＩ_ｔｈ（Ａ^２／Ｈｚ）は次の式１で表される。

ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｇｍはトランジスタの相互コンダクタンスである。

また、１／ｆ雑音電流密度ＳＩ_１／ｆ（Ａ^２／Ｈｚ）は次の式２で表される。

ここで、Ｋｔは製造プロセスに依存する定数で１０^−２４Ｖ^２Ｆ程度の値となる。Ｌ、Ｗ、Ｃｏｘはそれぞれ、トランジスタのゲート長、ゲート幅、単位面積あたりのゲート酸化膜容量で、ｆは周波数である。なお、観測される量は、通常、電圧であるが、これは、式１、式２をそれぞれ帯域内で積分したのち、平方根をとった値に回路インピーダンスを乗じた値である。なお、熱雑音と１／ｆ雑音とが合成された合成雑音は、それぞれの雑音の平均２乗和として求められる。

図１に、具体例として、ｇｍ＝５０μＡ／Ｖ、ＬＷ＝５００μｍ^２、Ｃｏｘ＝３．４５ｘ１０^−３ｐＦ／μｍ（ゲート酸化膜厚＝０．０１μｍ）として計算したＭＯＳトランジスタの雑音を示す。図１では、横軸にＭＯＳトランジスタの使用周波数、縦軸に雑音電流密度ＳＩを示す。

図１に示すように、ＭＯＳトランジスタの雑音（全雑音）は、低周波側では１／ｆ雑音が支配的となる。通常の熱型赤外線センサでは、帯域制限周波数は高くてもせいぜい数ｋＨｚであるため、センサー回路の低雑音化を図るには、１／ｆ雑音の低減が非常に有効である。

一方、式２より、１／ｆ雑音低減には電流源及び積分器を構成するＭＯＳトランジスタのゲート面積を増やす、もしくはｇｍを小さくするしかない。
しかしながら、ゲート面積増大はその平方根としての効果しかなく、また、電流一定のもとでのｇｍの減少を行うにはトランジスタのゲート・ソース間電圧を増やす必要があり、低電圧駆動において問題となる。

そこで、本発明は、電流源や積分器を構成するＭＯＳトランジスタのゲート面積の増大や、ゲート・ソース間の電圧の増加を伴うことなく低雑音化を図った、高感度の熱型赤外線センサの提供を目的とする。

本発明は、入射赤外線によりその温度が変化する検知素子と、検知素子に定電流を供給するための定電流トランジスタと、検知素子の出力に接続されたフィルタ回路とを含み、フィルタ回路から出力されるセンサ出力により検知素子に入射した赤外線を検出する赤外線センサであって、定電流トランジスタが、並列に接続された２つのＭＯＳトランジスタからなり、そのゲートに、定電流を供給する電圧レベルとゲート下が蓄積状態となる電圧レベルとを有し、互いに位相が逆転した矩形波電圧がそれぞれ印加され、矩形波電圧のクロック周波数が、フィルタ回路のカットオフ周波数より高いことを特徴とする赤外線センサである。

本発明にかかる熱型赤外線センサでは、定電流の供給と積分動作を維持しつつ、ＭＯＳトランジスタの１／ｆ雑音を低減でき、高感度の熱型赤外線センサを実現できる。

また、スイッチング周波数を積分器の通過帯域より高い周波数に設定したので、スイッチングに伴う切替えノイズは外部に出力されず、高感度の熱型赤外線センサを実現できる。

実施の形態１．
図２は、全体が１００で表される、本発明の実施の形態１にかかる熱型赤外線センサの回路図である。
熱型温度センサ１００は、温度センサ１０２を構成する検知素子であるダイオード１０１を含む。ダイオード１０１の陽極側は電源線１０３に接続され、陰極側は互いに並列接続された２つのＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４、１０５のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタ１０４、１０５のソースは接地されている。

ＭＯＳトランジスタ１０４、１０５のゲートには、クロックΦｃａ、Φｃｂが入力される。図３は、クロックΦｃａ、Φｃｂのタイミングチャートであり、クロックΦｃａ、Φｃｂは、互いに位相が反転した方形波となっている。また、クロックの高（Ｈ）レベルは定電流を供給する電圧（ＶＨ）、低（Ｌ）レベルはゲート下が蓄積状態となるのに十分な電圧（ＶＬ）とする。

このように、ＭＯＳトランジスタのゲート電圧に、ゲート下反転電圧（ＶＨ）と蓄積電圧を交互に与えることにより、例えば「Appl. Phys. Lett. Vol.58, No.15, pp.1664-1666, (1991)」に記載されているように、１／ｆ雑音を約１／３に低減できる。なお、この文献に示したように、１／ｆ雑音の低減については、詳しくメカニズムはわかっていない。

図３に示すように、ＭＯＳトランジスタ１０５のゲートに低い電圧（ＶＬ）を印加した場合、ゲート下が蓄積状態になり、ＭＯＳトランジスタ１０５には電流は流れない。一方、このタイミングで、並列に接続されたＭＯＳトランジスタ１０６のゲートに高い電圧（ＶＨ）が印加され、ゲート下が反転状態となり、ＭＯＳトランジスタ１０６には電流が流れる。この結果、ダイオード１０１には従来と同様に、常に一定の定電流が供給されることとなる。

なお、従来の単一トランジスタ構造に比較してトランジスタが２個に増加するが、ゲート面積を２倍にした単一トランジスタでは、１／ｆ雑音は１／√２にしか低減できないのに対し、本実施の形態にかかる熱型赤外線センサ１００では、上述のように、１／ｆ雑音を１／３に低減できる。

ダイオード１０１とトランジスタ１０４、１０５との接続点の電圧Ｖｉｎは、フィルタ回路１０６に入力される。フィルタ回路１０６には、例えば、受動素子を用いた低域通過フィルタ、能動素子を用いた低域通過フィルタ、積分器等が使用される。
フィルタ回路１０６からの出直電圧Ｖｏｕｔは、熱型赤外線センサ１００の出力となる。

ここで、クロックΦｃａ、Φｃｂの周波数を、フィルタ回路１０６のカットオフ周波数より高くしておくことで、クロックΦｃａ、Φｃｂの電圧遷移に伴うスイッチングノイズはＶｏｕｔに重畳されない。

図４は、全体が４００で表される、受動素子を用いたフィルタ回路の一例である。フィルタ回路４００は、容量素子４０１と抵抗素子４０２とからなる。

図５は、全体が５００で表される、互いに反転するクロックΦｃａ、Φｃｂを供給するための回路の一例である。
図５中、５０２、５０５は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、５０３、５０４はＰチャネルＭＯＳトランジスタとなっている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５０２は、電源線５０１に接続されている。
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５０４とＮチャネルＭＯＳトランジスタ５０５とは、インバータ回路を形成する。これにより、入力クロックΦｃａに対して反転した出力クロックΦｃｂが得られる。
一方、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５０２とＰチャネルＭＯＳトランジスタ５０３では、クロックがＨレベル、Ｌレベルの各状態で、片方のトランジスタのみが導通し、入力クロックΦｃａと同相の出力クロックΦｃｂを得る。また、インバータとほぼ同じ遅延時間を与えている。

実施の形態２．
図６は、全体が６００で表される、本実施の形態２にかかるフィルタ回路であり、熱型赤外線センサ１００のフィルタ回路１０６として使用される。かかるフィルタ回路６００では、能動素子を用いた低域通過フィルタとして、スイッチドキャパシタフィルタが用いられている。

フィルタ回路６００では、互いに位相が１８０°ずれたクロックΦｓａ、Φｓｂが与えられるＭＯＳトランジスタ６０１、６０２が直列に接続されている。その接続点には、サンプリング容量６０３が接続されている。ＭＯＳトランジスタ６０２のソース側には容量６０５で帰還接続されたオペアンプ６０４が接続されている。

スイッチドキャパシタフィルタの動作原理は一般に知られており、ここでは説明を省略するが、周波数ｆｃのクロックが与えられたＭＯＳトランジスタ６０１、６０２と容量６０３で、等価的に１／（Ｃ・ｆｃ）の抵抗として機能する。

図７、８は、フィルタ６００を、熱型赤外線センサ１００に適用した場合の、制御クロックΦｃａ、Φｃｂと、クロックΦｓａ、Φｓｂとのタイミングチャートを示す。図７、８では、容量６０３へのサンプリングを制御するクロックΦｓａを、制御クロックΦｃａまたはΦｃｂの一方のみが高レベル（ＶＨ）となる期間のみ与える。

制御クロックΦｃａ、Φｃｂは、理想的には図３に示すような反転クロックだが、クロック形成手法によっては、図７に示すように、ＶＬ期間互いにオーバラップする場合や、図８に示すように、ＶＨ期間が互いにオーバラップする場合が起こり得る。

図７の場合、ダイオード１０１に電流が流れない期間（双方ともＶＬとなる期間）が発生し、出力電圧Ｖｉｎは、電源電圧側に大きく振れる。
逆に、図８の場合、ダイオード１０１に電流が通常より２倍になる期間（双方ともＶＨとなる期間）が発生し、出力電圧Ｖｉｎは接地側に大きく振れる。
このような電圧変動は、フィルタ回路１０６で完全に除去できない場合が発生するとともに、電源電流の変動によりダイオード１０１の温度変化係数が変化し、赤外線感度の変動をもたらすという問題もある。

これに対して、図７、図８に示したクロックΦｓａ、Φｓｂを用いることにより、ダイオード１０１の電流が通常と異なる期間（双方ともＶＨまたはＶＬとなる期間）の出力を外部に出さないことが可能となり、１／ｆ雑音が少なくかつ、出力電圧変動や感度変動の少ない熱型赤外線センサが実現できる。

実施の形態３．
図９は、全体が２００で表される、本発明の実施の形態３にかかる熱型赤外線センサの回路図であり、図２と同一符合は、同一又は相当箇所を示す。熱型赤外線センサ２００では、フィルタ回路１０６に、能動素子を使った積分器（ゲート変調積分器）が用いられている。ゲート変調積分器については、例えば、「Proc. SPIE 3698, pp.556-564, (1999)」に記載がある。

熱型赤外線センサ２００では、入力信号電圧を電流に変換するＭＯＳトランジスタ（積分トランジスタ）９０１、９０２が並列接続されている。ＭＯＳトランジスタ９０１、９０２のソースには、バイアス線９０３からバイアス電圧が与えられる。一方、ＭＯＳトランジスタ９０１、９０２のドレインには、スイッチ９０７により、リセット電源線９０８から周期的にリセット電圧が与えられる積分容量９０６が接続されている。

ＭＯＳトランジスタ９０１のゲートには切り替えスイッチ９０４が、ＭＯＳトランジスタ９０２のゲートには切り替えスイッチ９０５が、それぞれ接続される。これにより、図１０に示したように、ＭＯＳトランジスタ９０１、９０２のゲート電圧が、交互にＶｉｎ電圧とＧＮＤ電圧に切り替えられる。図１０のタイミングチャートに示すように、スイッチ９０４、９０５の切り替えは、制御クロックΦｃａ、Φｃｂと同期しておくことが好ましい。

かかるゲート変調積分器を用いることにより、従来と同じ積分動作を維持しながら熱型赤外線センサ２００の１／ｆ雑音を低減でき、より高感度な熱型赤外線センサ２００が実現できる。

図１１は、全体のクロックのタイミングチャートである。スイッチ９０７がＯＦＦの期間が、ゲート変調積分器の積分時間Ｔｉに相当する。積分容量９０６の電位は、図１１の１１０１で示されるように、ＭＯＳトランジスタ（積分トランジスタ）の電流により放電され、リセット電圧Ｖｒから次のリセットまでにＶｈだけ下がる。ＭＯＳトランジスタ（積分トランジスタ）のゲート電圧、すなわちＶｉｎが変化することで放電量が変化する。Ｖｉｎが大きくなると放電量は１１０２のように大きくなり、Ｖｉｎが小さくなると放電量は１１０３のように小さくなる。リセット直前の電圧をサンプルホールド回路でサンプリングして外部に出力する。このような積分器の周波数特性Ｇ（ｆ）は以下の式３で表される。

ここで、ｇｍはＭＯＳトランジスタ（積分トランジスタ）９０１、９０２の相互コンダクタンスである。

式３から得られる等価雑音帯域幅は、１／２Ｔｉとなる。よって、制御クロックΦｃａ、Φｃｂとスイッチ９０４、９０５の切り替え周波数を１／２Ｔｉより大きくすることで、切り替えにともなうスイッチング雑音が外部に出力されないようにできる。

更に、式３から、周波数ｆがｎ／Ｔｉ（ｎは自然）で、応答が０になることがわかる。よって、制御クロックΦｃａ、Φｃｂと、スイッチ９０４、９０５の切り替え周波数をｎ／Ｔｉ（ｎは自然）とすることで、切り替えにともなうスイッチング雑音の除去効果はより大きくなる。

実施の形態４．
上述の実施の形態２と同様に、制御クロックΦｃａ、Φｃｂの一方のみがＶＨレベルになるタイミングで、ＭＯＳトランジスタ９０１、９０２のゲートをＶｉｎに接続すれば、ダイオードの電流が通常と異なる期間（制御クロックΦｃａ、Φｃｂの双方がＶＨレベルになる期間）の出力を外部に出さないことが可能になり、１／ｆ雑音が少なくかつ、出力電圧変動や感度変動の少ない熱型赤外線センサが実現できる。

図１２、１３は、本実施の形態にかかるクロックのタイミングチャートである。
図１２では、制御クロックΦｃａ、Φｃｂが、互いにＶＬの期間がオーバラップする場合を示し、一方、図１３は、互いにＶＨ期間がオーバラップする場合を示している。９０４、９０５（スイッチ）で示すように、制御クロックΦｃａ、Φｃｂの一方のみがＶＨレベルになり、電流源のゲートにＶＨレベルの電圧が加わっている期間のみＭＯＳトランジスタ９０１、９０２のゲートにＶｉが入力されるようにする。これにより、ダイオードの電流が通常と異なる期間の出力を積分しないことが可能になり、１／ｆ雑音が少なくかつ、出力電圧変動や感度変動の少ない熱型赤外線センサが実現できる。

この場合、ＭＯＳトランジスタ９０１、９０２は、積分時間Ｔｉに渡って連続的には通電しないことになり、従来に比べてＴｉが短くなり、式３より、利得の低下と等価雑音帯域幅の増大がおこる。式３より、利得の低下分は積分容量の減少で補えるが、雑音帯域については、スイッチ９０４と９０５がＶｉｎに接続される期間の総和を、可能な限り積分時間Ｔｉに近づけるのが望ましい。

雑音帯域幅の影響については、熱雑音に対しては、帯域幅の平方根で影響し、１／ｆ雑音に対しては、帯域幅の自然対数の平方根で影響する。仮に、雑音帯域幅の増大による雑音増加を１０％以下にするには、熱雑音で考えると積分時間の変化は１／１．１２＝８３％までにすればよい。

上述の文献「Proc. SPIE 3698, pp.556-564, (1999)」で示された雑音帯域幅は、１０ｋＨｚ弱である。従って、雑音を考慮する低域側の下限周波数を１Ｈｚとすると、通電時間が従来の８３％に減少したことによる１／ｆ雑音の増加割合は、√（ｌｎ（１０Ｅ３／０．８３）／ｌｎ（１０Ｅ３））＝１．０１、即ち、約１％の増加の留まり、ほとんど無視することができる。

実施の形態５．
図１４は、全体が７００で表される、本発明の実施の形態５にかかるフィルタ回路であり、熱型赤外線センサ１００のフィルタ回路１０６として使用される。かかるフィルタ回路１０６には、差動電圧電流変換アンプが用いられる。
このように、フィルタ回路１０６に差動電圧電流変換アンプ用いることにより、一方の入力端子には信号（Ｖｉｎ）を入力し、他方の入力端子には基準信号（ＶＲＥＦ）を入力する。基準信号としては、例えば、文献「Technical Digest of the 11th Sensors Symposium, pp. 99-102 (1992)」に記載されたようなセンサ温度を反映した信号を入力することで、センサの温度ドリフトを低減することができる。

ＭＯＳトランジスタを用いた差動電圧電流変換アンプは他にも存在するが、本実施の形態にかかる差動電圧電流変換アンプでは、主な雑音発生源であるドライバトランジスタ１４０２、１４０３、１４０４、１４０５が互いに並列接続され、各トランジスタのゲートにスイッチ１４１１、１４１２、１４０９、１４１０が接続され、これによりＶｉｎ又は基準信号とＶＬを交互に入力させるようにしている。

上述の実施の形態４の場合と同じく、並列に接続されたドライバトランジスタ１４０２１４０３、およびドライバトランジスタ１４０４、１４０５は、互いに交互に通電されるようにスイッチ１４０９〜１４１２を動作させればよい。この場合、スイッチ１４１１とスイッチ１４１２、スイッチ１４０９とスイッチ１４１０とが互いに逆位相で動けばよい。

ここで、トランジスタ１４０１は、差動電圧電流変換アンプの動作電流を決めるためのトランジスタであり、ゲートには一定バイアスが与えられる。トランジスタ１４０６、１４０７は、電源線１４０８とドライバトランジスタ１４０２〜１４０５の間に接続されたアクティブロードトランジスタである。

トランジスタ１４０１の雑音電流は、差動対の両方に均等に流れるため外部には出力されない。一方、アクティブロードトランジスタ１４０６、１４０７の雑音電流は出力に影響を与える。
このアクティブロードトランジスタ１４０６、１４０７も並列に接続して、蓄積状態と反転状態を繰り返すように切り替えるクロックをいれてもよいが、通常の設計ではドライバトランジスタ１４０２〜１４０５のｇｍをアクティブロードトランジスタ１４０６、１４０７のｇｍよりも大きく設計するため、ドライバトランジスタ１４０２〜１４０５をクロックでスイッチングするだけで十分である。

実施の形態６．
上述の実施の形態１〜５は、全て、単一のダイオード１０１を用いた赤外センサに関するものであったが、ダイオード１０１をアレイ状に配置することで、定電流源と積分回路で１／ｆ雑音が低減された、高感度な熱型赤外線イメージセンサを実現できる。

図１５は、全体が８００で表される、本実施の形態６にかかる熱型赤外線イメージセンサの回路図である。

熱型赤外線イメージセンサ８００では、垂直走査回路１５０１とスイッチ１５０３により、電源端子１５０２から駆動線１５０４に、行単位で電圧が印加され、ダイオード１０１を通して電流源であるＭＯＳトランジスタ１０４、１０５に電流が流れる。電流源は、ＭＯＳトランジスタ１０４、１０５の並列接続になっており、そのゲートに位相が互いに反転した制御クロックΦｃａ、Φｃｂが入力される。

ＭＯＳトランジスタ１０４、１０５にとって、制御クロックの高（ＶＨ）レベルを定電流を供給する電圧とし、低（ＶＬ）レベルをゲート下が蓄積状態となるのに十分な電圧としている。
フィルタ回路１０６は、上述のように、受動素子を用いた低域通過フィルタ、能動素子を用いた低域通過フィルタ、又は積分器である。その出力はサンプルホールド回路１５０６でサンプリングされ、水平走査回路１５０７とスイッチ１５０８により順に出力アンプ１５０９を介して出力端子１５１０に出力される。

低域通過フィルタもしくは積分器であるフィルタ回路１０６として、上述のような回路（図６、図９、図１４）を適用すれば、電流源だけでなく、この回路で発生する１／ｆ雑音も低減できる。
なお、出力アンプ１５０９をＭＯＳトランジスタで構成すれば、１／ｆ雑音が問題になる。この場合、図９、図１４で示したような増幅機能を有する積分器を用いると、後段の回路の雑音は見かけ上、１／（積分器の利得）の影響しか与えなくなるので、フィルタ回路１０６には増幅機能を有する積分器を用いるのが好ましい。

なお、以上の実施の形態１〜６において、Ｎチャネル型のエンハンスメントトランジスタを用いる場合は、高レベル（ＶＬ）の電位は、接地電位でよい。

また、１／ｆ雑音の低減を行うトランジスタを、全てＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いて説明したが、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いても構わない。この場合、例えば、図２ではダイオードの向きを逆にし、接地と電源の関係を全て逆にすればよい。また、ゲートの高電圧（ＶＨ）側が蓄積状態となり、低電圧（ＶＬ）側が反転状態になる。

図９では、このような変更に加え、リセット電源（Ｖｒ）が接地電位となる。

図１４では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタをドライバトランジスタとバイアストランジスタに用い、ロードトランジスタをＮチャネルＭＯＳトランジスタとし、電源と接地を逆にすればよい。更に、リセット電源Ｖｒを接地電位とすればよい。

また、実施の形態１〜５において、温度センサとして、ダイオードの代わりにボロメータを用いても構わない。

ＭＯＳトランジスタの周波数と雑音電流密度との関係である。本発明の実施の形態１にかかる熱型赤外線センサの回路図である。本発明の実施の形態１にかかる熱型赤外線センサの電流源ゲート電圧のタイミングチャートである。本発明の実施の形態１にかかる熱型赤外線センサに適用される受動素子を用いた低域通過フィルタの回路図である。本発明の実施の形態１にかかる熱型赤外線センサの電流源ゲート電圧を生成する回路図である。本発明の実施の形態２にかかる熱型赤外線センサに適用される能動素子を用いたスイッチドキャパシタフィルタの回路図である。本発明の実施の形態２にかかる熱型赤外線センサに適用されるスイッチドキャパシタフィルタの駆動クロックのタイミングチャートである。本発明の実施の形態２にかかる熱型赤外線センサに適用されるスイッチドキャパシタフィルタの他の駆動クロックを示すタイミングチャートである。本発明の実施の形態３にかかる熱型赤外線センサの回路図である。本発明の実施の形態３にかかる熱型赤外線センサの駆動クロックのタイミングチャートである。本発明の実施の形態３にかかる熱型赤外線センサの駆動タイミングチャートである。本発明の実施の形態４にかかる熱型赤外線センサの駆動クロックのタイミングチャートである。本発明の実施の形態４にかかる熱型赤外線センサの他の駆動クロックのタイミングチャートである。本発明の実施の形態５にかかる熱型赤外線センサに適用される差動積分回路の回路図である。本発明の実施の形態６にかかる熱型赤外線イメージセンサの回路図である。

符号の説明

１００熱型赤外線センサ、１０２温度センサ、１０５、１０４ＭＯＳトランジスタ、１０６フィルタ回路、６０３サンプリング容量、９０４、９０５スイッチ、９０１、９０２ＭＯＳトランジスタ、１４０２〜１４０５ドライバＭＯＳトランジスタ、１４０９〜１４１２スイッチ。

Claims

入射赤外線によりその温度が変化する検知素子と、該検知素子に定電流を供給するための定電流トランジスタと、該検知素子の出力に接続されたフィルタ回路とを含み、該フィルタ回路から出力されるセンサ出力により該検知素子に入射した赤外線を検出する赤外線センサであって、
該定電流トランジスタが、並列に接続された２つのＭＯＳトランジスタからなり、そのゲートに、該定電流を供給する電圧レベルとゲート下が蓄積状態となる電圧レベルとを有し互いに位相が逆転した矩形波電圧がそれぞれ印加され、
該矩形波電圧のクロック周波数が、該フィルタ回路のカットオフ周波数より高いことを特徴とする赤外線センサ。
上記フィルタ回路が、サンプリング容量を備えたスイッチドキャパシタフィルタから構成され、該サンプリング容量へのサンプリングが、上記ＭＯＳトランジスタの、いずれか一方のゲートに上記定電流を供給する電圧レベルが与えられている間にのみ行われることを特徴とする請求項１に記載の赤外線センサ。
上記フィルタ回路が、積分トランジスタの電圧電流変換機能を利用したゲート変調積分回路から構成され、
該積分トランジスタは並列に接続された２つのＭＯＳトランジスタからなり、そのゲートには、上記センサ出力を出力する電圧レベルとゲート下が蓄積状態となる電圧レベルとを有し互いに位相が逆転した矩形波電圧がそれぞれ印加され、
該矩形波電圧のクロック周波数が、該ゲート積分回路の等価雑音帯域周波数より高いことを特徴とする請求項１に記載の赤外線センサ。
上記積分トランジスタのゲートに印加される矩形波電圧の切替えスイッチを含み、該切替えスイッチの周波数と、上記定電流トランジスタのゲートに与えられるクロック周波数が、ｎを自然数として、ｎ／（積分時間）に設定されていることを特徴とする請求項３に記載の赤外線センサ。
上記積分トランジスタのゲートが上記センサ出力を供給する期間が、上記定電流トランジスタのいずれか一方のみのゲートに定電流を供給する電圧が与えられている期間内に設定されたことを特徴とする請求項３または４に記載の赤外線センサ。
上記フィルタ回路が、ドライバトランジスタによる電圧電流変換機能を利用した差動積分回路により構成され、
該差動積分回路の一方の入力端子には上記センサ出力が、他方の入力端子には該センサ出力に依存した基準信号が入力され、
該ドライバトランジスタは並列に接続された２つのＭＯＳトランジスタからなり、そのゲートには、該センサ出力または該基準信号を出力する電圧レベルとゲート下が蓄積状態となる電圧レベルとを有し互いに位相が逆転した矩形波電圧がそれぞれ印加され、
該矩形波電圧のクロック周波数が、該差動積分回路の等価雑音帯域周波数より大きいことを特徴とする請求項１に記載の赤外線センサ。
上記フィルタ回路が、受動素子を用いた低域通過フィルタ、能動素子を用いた低域通過フィルタ、および積分器から選択される一の回路であることを特徴とする請求項１に記載の赤外線センサ。