JP2017192113A - 駆動装置および誘導性負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成で、グランド電位を基準としてクランプ電圧を制御することができる誘導性負荷駆動装置を提供する。【解決手段】一端が電源に接続され、他端がグランドに接続された誘導性負荷１２と、この誘導性負荷と直列に接続された出力段半導体スイッチ素子１４と、この半導体スイッチ素子の高電位側電極と制御電極との間に接続されたクランプ回路１５と、半導体スイッチ素子の制御電極とグランドとの間に接続された抵抗値制御部１６とを備えている。【選択図】図１

Description

本発明は、駆動装置及び誘導性負荷を半導体スイッチ素子で駆動する誘導性負荷駆動装置に関する。

この種の誘導性負荷駆動装置では、モータ、ランプ等のインダクタンス成分を有する負荷を半導体スイッチ素子のオン・オフによって駆動するようにしており、半導体スイッチ素子がオン状態からオフ状態に移行する際に、負荷に蓄積されたフライバックエネルギーによる逆起電力が半導体スイッチ素子に直接供給されて半導体スイッチ素子が破壊されることを防止するために、逆起電力を所定電圧にクランプするクランプ回路を設けるようにしている。

引用文献１に記載された従来例では、一端が電源に接続された誘導性負荷の他端側とグランドとの間に出力用ＭＯＳＦＥＴを接続し、この出力用ＭＯＳＦＥＴの負荷側（ドレイン）端子とゲートとの間に消弧用回路として、複数のスイッチにより接続段数が可変の４つのツェナーダイオードと電流回り込み防止用のダイオードとを直列に接続したダイナミッククランプ回路が接続されている。このダイナミッククランプ回路のツェナーダイオードの接続段数を変えることでハード変更無しに消弧電圧を変更するようにしている。

また、引用文献２に記載された従来例では、電源と電動モータとの間に電動モータへの給電・停止を切り換えるＭＯＳＦＥＴで構成される第１スイッチング部と、第１スイッチング部のドレイン−ゲート間に配置されクランプ電圧を第１クランプ電圧とこの第１クランプ電圧より大きい値である第２クランプ電圧とに切り替え可能な切替回路とから構成される電動モータ駆動素子と、この電動モータ駆動素子に並列に接続され、第１クランプ電圧と第２クランプ電圧との間の値である第３クランプ電圧にクランプするクランプ素子とを備えた車両用電動モータ駆動制御装置が開示されている。

特開２００９−２３２４９９号公報 特開２００４−２４７８７７号公報

ところで、誘導性負荷のクランプ時の耐量を高めるには、クランプ耐圧を低くする必要があるが、通常クランプ耐圧は最大定格電圧よりも高く設定せねばならず、誘導性負荷のクランプ耐量を十分に高くできない。
上記特許文献１及び２に記載された従来例にあっては、誘導性負荷に流れる電流でのクランプ耐量を確保するために、クランプダイオードに並列にスイッチを設けることにより、ＤＣ耐圧よりも、誘導性負荷クランプ時の耐圧を下げるようにしている。

しかしながら、上記従来例では、スイッチによってクランプダイオードを接続するか否かを選択するようにしているので、スイッチを駆動する電源が確保できている必要がある。また、上記従来例では、スイッチの基準電位が、半導体スイッチ素子のオン・オフ動作により変動するため、これらのスイッチを駆動するためには、スイッチを制御する制御回路が大規模となるという問題点がある。

そこで、本発明は、上記従来例の問題点に着目してなされたものであり、簡易な構成で、グランド電位を基準としてクランプ電圧を制御することができる駆動装置及び誘導性負荷駆動装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る駆動装置の一態様は、一端が電源に接続され、他端がグランドに接続された誘導性負荷と、この誘導性負荷と直列に接続された出力段半導体スイッチ素子と、この出力段半導体スイッチ素子の高電位側電極と制御電極との間に接続されたクランプ回路と、出力段半導体スイッチ素子の制御電極とグランドとの間に接続された抵抗値制御部とを備えている。

本発明の一態様によれば、抵抗値制御部で抵抗値を制御することにより、複数のクランプダイオードを設けることなく、クランプ電圧を容易に変化させることができる。しかも、グランド電位を基準とするので、回路設計が容易となる。

本発明の第１の実施形態に係る誘導性負荷駆動装置を示す回路図である。 図１のクランプ回路及び抵抗値制御部の負荷特性を示す特性線図である。 第１の実施形態の動作の説明に供する波形図である。 第１の実施形態と従来例とのクランプ電圧を比較する波形図である。 第１の実施形態と従来例とのクランプ耐量を比較する特性線図である。 本発明の第２の実施形態に係る誘導性負荷駆動装置を示す回路図である。 図６のクランプ回路及び抵抗値制御部の負荷特性を示す特性線図である。 第２の実施形態の動作の説明に供する波形図である。 第２の実施形態に適用し得る素子を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る誘導性負荷駆動装置を示す回路図である。 第３実施形態の動作の説明に供する波形図である。 第３の実施形態の変形例の動作の説明に供する波形図である。

次に、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。但し、図面は模式的なものであり、現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な構成部品については以下の説明を参酌して判断すべきものである。
また、以下に示す実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

以下の詳細な説明では、本発明の一実施形態の完全な理解を提供するように多くの特定の細部について記載される。しかしながら、かかる特定の細部がなくても１つ以上の実施態様が実施できることは明らかであろう。他にも、図面を簡潔にするために、周知の構造及び装置が略図で示されている。
本発明の第１の実施形態に係る駆動装置を備えた誘導性負荷駆動装置について図１を伴って説明する。

誘導性負荷駆動装置は、図１に示すように、一端がバッテリ１１に接続されて電源電圧Ｖｂが印加された電動モータ、電磁弁等に使用される誘導性負荷１２の他端とグランドとの間に接続された駆動装置１０を備えている。
この駆動装置１０は、誘導性負荷１２の他端が接続される高電位側接続端子ｔｈとグランドに接続される低電位接続端子ｔｇと制御装置１３が接続される制御入力接続端子ｔｃとを備えている。

駆動装置１０は、誘導性負荷１２を駆動する出力段半導体スイッチ素子１４と、クランプ回路１５と、抵抗値制御部１６と、を備えている。
出力段半導体スイッチ素子１４は、例えばｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。この出力段半導体スイッチ素子１４の高電位側電極となるドレインが高電位接続端子ｔｈに接続され、低電位側電極となるソースが低電位接続端子ｔｇに接続され、制御端子となるゲートがゲート抵抗Ｒｇ及び入力抵抗Ｒｉを介して制御入力接続端子ｔｃに接続されている。

クランプ回路１５は、出力段半導体スイッチ素子１４のドレイン及びゲート間に接続されている。このクランプ回路１５は、漏れ電流防止用のダイオード１５ａ、抵抗１５ｂ及び回り込み電流防止用のダイオード１５ｃの直列回路を有する。ダイオード１５ａは、カソードが出力段半導体スイッチ素子１４のドレインに接続され、アノードが抵抗１５ｂの一端に接続されている。このダイオード１５ａは、高電位接続端子ｔｈからクランプ回路１５を通って出力段半導体スイッチ素子１４のゲート側に漏れる漏れ電流を阻止する。

ダイオード１５ｃは、アノードが抵抗Ｒｃの他端に接続され、カソードが出力段半導体スイッチ素子１４のゲートに接続されている。このダイオード１５ｃは、出力段半導体スイッチ素子１４のゲートからクランプ回路１５を通じて出力段半導体スイッチ素子１４のドレインに回り込む電流を阻止する。
抵抗値制御部１６は、出力段半導体スイッチ素子１４のゲート及びソース（グランド）間に接続された可変抵抗部１６Ａと、この可変抵抗部１６Ａの抵抗値を制御する制御回路１６Ｂとを備えている）。

可変抵抗部１６Ａは、出力段半導体スイッチ素子１４のゲート及びソース（グランド）間に接続された抵抗１６ａと、この抵抗１６ａと並列に接続された抵抗１６ｂと例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタやＮＭＯＳ電界効果トランジスタ等で構成される半導体スイッチ素子１６ｃとの直列回路とで構成されている。ここで、抵抗１６ａ及び抵抗１６ｂの抵抗値は、抵抗１６ａのみの高抵抗値ＲＨに対して、抵抗１６ａ及び１６ｂを並列に接続したときの合成抵抗値が低い低抵抗値ＲＬとなるように設定されている。

制御回路１６Ｂは、制御入力接続端子ｔｃに入力される制御信号Ｖｉｎが入力されている。この制御回路１６Ｂには別途図示しない電源回路から電源が供給されている。そして、制御回路１６Ｂは、制御信号ＶｉｎがＬレベルからＨレベルとなるときにはこれと同時にＬレベルからＨレベルとなり、制御信号ＶｉｎがＨレベルからＬレベルとなるときに、Ｈレベルを所定時間継続するオフディレー回路と論理反転（ＮＯＴ）回路とで構成されている。したがって、制御回路１６Ｂから制御信号ＶｉｎがＨレベルとなってからオフディレー回路の出力がＬレベルとなるまでＬレベルを維持する制御信号Ｓｃを可変抵抗部１６Ａの半導体スイッチ素子１６ｂに出力し、オフディレー回路の出力がＬレベルとなったときにＨレベルとなる制御信号Ｓｃを可変抵抗部１６Ａの半導体スイッチ素子１６ｂに出力する。

そして、クランプ回路１５のクランプ電圧Ｖｃが、クランプ回路１５の抵抗１５ｂ及びクランプダイオード１５ｃによる負荷抵抗特性と、可変抵抗部１６Ａの抵抗値による負荷特性によって設定される。
すなわち、これらの負荷特性は、図２に示すように、横軸を電圧〔Ｖ〕、縦軸を電流〔Ａ〕としたときに、可変抵抗部１６Ａの負荷特性線は点線図示のように低抵抗値ＲＬであるときには傾きが正で急峻な特性線ＬＲＬとなり、高抵抗値ＲＨであるときには傾きが正で緩やかな特性線ＬＲＨとなる。一方、クランプ回路１５のダイオード１５ａ及び１５ｃと抵抗１５ｂとによる負荷特性は図２で実線図示の特性線ＬＣは傾きが負となる線分ＬＣ１とこの線分ＬＣ１の最小電流（例えば０〔Ａ〕を維持してクランプ電圧に達する線分ＬＣ２との折れ線状で表される。

そして、出力段半導体スイッチ素子１４の閾値電圧Ｖｔｈと可変抵抗部１６Ａの高抵抗値ＲＨの特性線ＬＲＨ及び低抵抗値ＲＬの特性線ＬＲＬとの交点を通るように、クランプ回路１５の特性線ＬＣをスライドさせることにより、クランプ回路１５によるクランプ電圧Ｖｃが設定される。したがって、可変抵抗部１６Ａの抵抗値を設定することにより、低抵抗値ＲＬのときのクランプ電圧ＶｃＬを例えば５０Ｖに設定し、高抵抗値ＲＨのときのクランプ電圧ＶｃＨを例えば３０Ｖに設定することができる。

次に、上記実施形態の動作について図３を伴って説明する。
先ず、時点ｔ１で、制御装置１３から誘導性負荷駆動装置１０の制御入力接続端子ｔｃに入力される入力信号Ｖｉｎが、図３（ａ）に示すように、Ｌレベル（０Ｖ）であるとする。この状態では、出力段半導体スイッチ素子１４のゲート電圧が低い状態であるので、この出力段半導体スイッチ素子１４がオフ状態であり、誘導性負荷１２に流れる電流すなわち高電位接続端子ｔｈを流れる出力電流Ｉｏｕｔは図３（ｂ）に示すように零となっている。これと同時に高電位接続端子ｔｈの出力電圧Ｖｏｕｔは、図３（ｃ）に示すように、バッテリ１１の電源電圧Ｖｂとなっている。

また、制御回路１６Ｂから出力される制御信号Ｓｃは図３（ｄ）に示すように、Ｈレベルを維持している。このため、可変抵抗部１６Ａの半導体スイッチ素子１６ｂがオン状態となって、抵抗１６ａと抵抗１６ｃとが並列に接続された状態となり、可変抵抗部１６Ａの合成抵抗値は低抵抗値ＲＬとなっている。
この状態から時点ｔ２で、入力信号Ｖｉｎが、図３（ａ）に示すように、ＬレベルからＨレベルに反転すると、これに応じて出力段半導体スイッチ素子１４のゲート電圧が高くなり、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオン状態となり、ゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈを超えると、出力段半導体スイッチ素子１４のドレイン及びソース間が導通してドレイン電流すなわち出力電流Ｉｏｕｔが図３（ｂ）に示すように緩やかに増加する。これによって、誘導性負荷１２が駆動される。一方、出力段半導体スイッチ素子１４のドレインの出力電圧Ｖｏｕｔは急激に減少して出力段半導体スイッチ素子１４のオン抵抗と電流で決まる低い電圧となる。

また、制御回路１６Ｂから出力される制御信号Ｓｃが、図３（ｄ）に示すように、Ｌレベルとなる。この制御信号Ｓｃが可変抵抗部１６Ａの半導体スイッチ素子１６ｃの制御端子に入力されるので、この半導体スイッチ素子１６ｃがオフ状態となる。このため、可変抵抗部１６Ａの抵抗値が高抵抗値ＲＨとなる。したがって、可変抵抗部１６Ａを通じてグランドに流れるゲート電流を抑制することができる。

その後、時点ｔ３で、入力信号Ｖｉｎが図３（ａ）に示すようにＬレベルに復帰すると、出力段半導体スイッチ素子１４のゲート電圧が低下することにより、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオフ状態となる。この出力段半導体スイッチ素子１４がオフ状態に移行すると、誘導性負荷１２に蓄積された誘導性負荷エネルギによる逆起電圧が発生する。

この逆起電圧は高電位接続端子ｔｈからクランプ回路１５に供給され、このクランプ回路のダイオード１５ａが逆導通することにより、抵抗１５ｂ及びクランプダイオード１５ｃを通じて出力段半導体スイッチ素子１４のゲートに供給される。
このため、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオン状態となることにより、逆起電圧を処理する。このとき、クランプ回路１５によるクランプ電圧は、前述したように、可変抵抗部１６Ａの抵抗値が高抵抗値ＲＨに維持されていることから可変抵抗部１６Ａが低抵抗時のクランプ電圧ＶｃＨ（例えば５０Ｖ）より低いクランプ電圧ＶｃＬ（例えば３０Ｖ）に維持することができる。

その後、誘導性負荷１２に蓄積された誘導性負荷エネルギの消費に伴って誘導性負荷１２の電流が減少し、出力電流Ｉｏｕｔも減少し、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオフ状態となる。このため、時点ｔ４で出力電流Ｉｏｕｔが零となるとともに、出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ１１の電源電圧Ｖｂに復帰する。
その後、制御回路１６Ｂからの制御信号Ｓｃがオフディレー回路の出力がＬレベルに復帰することにより、Ｈレベルとなる。このため、可変抵抗部１６Ａの半導体スイッチ素子１６ｃがオン状態となって、抵抗及び１６ｂが並列状態となり、可変抵抗部１６Ａの合成抵抗値が低抵抗値ＲＬに復帰する。

これにより、出力段半導体スイッチ素子１４のゲート電圧がノイズ等によって不用意に増加することを防止することができる。
このように、上記第１の実施形態によると、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオフする際の誘導性負荷１２に蓄積された誘導性負荷エネルギによる逆起電圧に対するクランプ電圧Ｖｃをクランプダイオード１５ａ，１５ｃ及び抵抗１５ｂの負荷特性と可変抵抗部１６Ａの負荷特性とによって決定することができる。したがって、クランプ電圧Ｖｃを制御部１６の可変抵抗部１６Ａの抵抗値を可変させて変化させることができる。

このように、第１の実施形態では、図４で実線図示のように、点線図示の従来例に比較してクランプ電圧を低く設定することができる。このため、出力段半導体スイッチ素子１４のターンオフ時に誘導性負荷１２に蓄積された誘導性負荷エネルギによる逆起電圧に対して時間を掛けて処理することができ、発熱を小さくすることができる。したがって、図５に示すように、クランプ耐量〔ｍＪ〕を従来例に比較して増加させることができる。

そして、可変抵抗部１６Ａは、出力段半導体スイッチ素子１４のゲート及びソース（グランド）間に介挿されているので、クランプ電圧を切り換えるための制御信号Ｓｃをグランド基準で設計すればよく、前述した従来例のように半導体スイッチ素子のオン・オフ動作に影響されることがないので、抵抗値制御部１６の設計を容易に行うことができる。
さらに、従来例のように複数のクランプダイオードを設ける必要がなく、回路規模を小さくすることができる。

なお、上記第１の実施形態では、可変抵抗部１６Ａの半導体スイッチ素子がバイポーラトランジスタである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電界効果トランジスタ等の他の半導体スイッチ素子を適用することができる。
なお、上記第１の実施形態では、可変抵抗部１６ａを並列接続する抵抗１６ａ及び１６ｃで構成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、抵抗値の大きい抵抗と抵抗値の小さい抵抗とを直列に接続し、抵抗値の大きい抵抗と並列に半導体スイッチ素子を接続してもよい。この場合、制御回路１６ｂから出力される制御信号ＳｃがＨレベルであるときに、半導体スイッチ素子をオン状態とし、抵抗値の大きい抵抗をバイパスして可変抵抗部１６Ａの合成抵抗値を小さくし、制御信号ＳｃがＬレベルであるときに、半導体スイッチ素子をオフ状態として抵抗値の大きい抵抗により可変抵抗部１６Ａの合成抵抗を小さくすればよい。

次に、本発明に係る誘導性負荷駆動装置の第２の実施形態について図６〜図８を用いて説明する。
この第２の実施形態では、抵抗値制御部１６を入力信号Ｖｉｎが入力された制御回路１６Ｂを使用することなく構成するようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図６に示すように、抵抗値制御部１６が、図１における可変抵抗部１６Ａに代えて適用されたｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ２１ａで構成された可変抵抗部２１Ａと、制御回路１６Ｂに代えて適用された制御部２１Ｂとで構成されている。

可変抵抗部２１Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２１ａのドレインがゲート抵抗Ｒｇ及び出力段半導体スイッチ素子１４のゲート端子との間に接続されて、ＭＯＳＦＥＴ２１ａのソースが低電位接続端子ｔｇに接続されている。
制御部２１Ｂは、高電位接続端子ｔｈと低電位接続端子ｔｇとの間に接続された定電流素子２２ａ及びコンデンサ２２ｂの直列回路で構成されている。そして、定電流素子２２ａ及びコンデンサ２２ｂの接続点ＸがＭＯＳＦＥＴ２１ａのゲートに接続されている。なお、接続点ＸとＭＯＳＦＥＴ２１ａのゲートとの間とグランド端子ｔｇとの間には、電圧Ｖｘがバッテリ電圧Ｖｂに達してＭＯＳＦＥＴ２１ａが破壊されることを抑制する保護用ダイオード２２ｃが接続されている。

この第２の実施形態では、クランプ電圧が図７に示すように設定される。すなわち、クランプ回路１５のクランプダイオード１５ａ，１５ｃ及び抵抗１５ｂの負荷特性は、図７で実線図示のように前述した第１の実施形態と同様の負荷特性を有する。
一方、可変抵抗部１６Ａを構成するＭＯＳＦＥＴ２１ａの負荷特性は、ゲート電圧Ｖｇが低い場合と高い場合とで、図７で点線図示の負荷特性となる。

すなわち、高ゲート電圧ＶｇＨである場合には、図７で点線図示の特性線Ｌ３１で示すように、電圧が０〔Ｖ〕であるときに電流が０〔Ａ〕となり、これから電圧が増加するにつれて電流が急激に増加し、その後飽和して一定値となる。
これに対して、低ゲート電圧ＶｇＬである場合には、図７で点線図示の特性線Ｌ３２で示すように、電圧が０〔Ｖ〕であるときに電流が０〔Ａ〕となるが、電圧の増加に応じて電流が緩やかに増加し、低電流で飽和して一定電流となる。

そして、高ゲート電圧ＶｇＨのクランプ電圧ＶｃＨは、高ゲート電圧ＶｇＨの負荷特性線Ｌ３１と出力段半導体スイッチ素子１４の閾値電圧Ｖｔｈとの交点を通るようにクランプダイオード１５ａ，１５ｃ及び抵抗１５ｂの負荷特性線ＬＣをスライドすることにより例えば５０〔Ｖ〕に決定される。
同様に、低ゲート電圧ＶｇＬのクランプ電圧ＶｃＬは、低ゲート電圧ＶｇＬの負荷特性線Ｌ３２と出力段半導体スイッチ素子１４の閾値電圧Ｖｔｈとの交点を通るようにクランプダイオード１５ａ，１５ｃ及び抵抗１５ｂの負荷特性線ＬＣをスライドさせることにより例えば３０〔Ｖ〕に決定される。

また、第２の実施形態では、出力段半導体スイッチ素子１４を過電流状態や過熱状態等の異常状態が発生したときに、出力段半導体スイッチ素子１４をターンオフさせる保護回路２３が設けられている。この保護回路２３では、出力段半導体スイッチ素子１４の過電流状態や過熱状態等の異常状態を監視し、異常状態が発生したときに、出力段半導体スイッチ素子１４のゲートを低電位接続端子ｔｇに接続して、ゲート電圧を閾値電圧以下に減少させて出力段半導体スイッチ素子１４をターンオフさせる。

その他の構成については前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
上記第２の実施形態の動作について図８を伴って説明する。
先ず、入力信号Ｖｉｎが図８（ａ）に示すようにＬレベルにある時点ｔ１１では、前述した第１の実施形態と同様に、出力電流Ｉｏｕｔが図８（ｂ）に示すように略０〔Ａ〕であり、出力段半導体スイッチ素子１４がオフ状態を維持しているので、出力電圧Ｖｏｕｔが図８（ｃ）に示すように、バッテリ１１の電源電圧Ｖｂを維持している。

このため、制御部２１Ｂのコンデンサ２２ｂは、定電流素子２２ａを通じて高電位接続端子ｔｈに接続されているので、バッテリ１１の電源電圧Ｖｂとなっている。
この状態で、時点ｔ１２で入力信号ＶｉｎがＬレベルからＨレベルに反転すると、これに応じて出力段半導体スイッチ素子１４がオターンオン状態となってからオン状態となり、出力電流Ｉｏｕｔが増加し始めて誘導性負荷１２に電流が流れて駆動開始される。

これと同時に出力電圧Ｖｏｕｔが減少して略０〔Ｖ〕に達するとともに、制御部２１Ｂのコンデンサ２２ｂの充電電圧が定電流素子２２ａを開始、出力段半導体スイッチ素子１４を介して放電されため、接続点Ｘの電圧が略０〔Ｖ〕近くまで減少する。この接続点の電圧Ｖｘが低ゲート電圧ＶｇＬとして可変抵抗部２１ＡのＭＯＳＦＥＴ２１ａに供給され、このＭＯＳＦＥＴ２１ａがオフ状態に近い状態で駆動される。

その後、時点ｔ１３で、入力信号ＶｉｎがＨレベルからＬレベルに移行すると、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオフ状態を経てオフ状態となる。このため、誘導性負荷１２に蓄積された誘導性負荷エネルギによる逆起電圧が発生する。
この逆起電圧は高電位接続端子ｔｈからクランプ回路１５に供給され、このクランプ回路の漏れ電流防止用ダイオード１５ａが逆導通することにより、抵抗１５ｂ及びクランプダイオード１５ｃを通じて出力段半導体スイッチ素子１４のゲートに供給される。

このため、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオン状態となることにより、逆起電圧を処理する。このとき、クランプ回路１５によるクランプ電圧は、前述したように、可変抵抗部２１ＡのＭＯＳＦＥＴ２１ａのゲート電圧が低ゲート電圧ＶｇＬに維持されているので、低クランプ電圧ＶｃＬ（例えば３０〔Ｖ〕）に維持される。
その後、誘導性負荷１２に蓄積された誘導性負荷エネルギの消費に伴って誘導性負荷１２の電流が減少し、出力電流Ｉｏｕｔも減少し、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオフ状態となる。このため、時点ｔ１４で出力電流Ｉｏｕｔが零となるとともに、出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ１１の電源電圧Ｖｂに復帰する。

この時点ｔ１３で、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオフするので、誘導性負荷１２に供給されているバッテリ１１の電源電圧Ｖｂが定電流素子２２ａを通じてコンデンサ２２ｂに供給されて、このコンデンサ２２ｂが充電開始される。そして、時点ｔ１５でコンデンサ２２ｂがバッテリ１１の電源電圧Ｖｂまで充電され、この間に充電接続点Ｘの電圧がＭＯＳＦＥＴ２１ａの閾値電圧に達すると、ＭＯＳＦＥＴ２１ａがオン状態となって、可変抵抗部２１Ａの抵抗値が低抵抗状態となる。

これにより、出力段半導体スイッチ素子１４のゲート電圧がノイズ等によって不用意に増加することを防止することができる。
また、入力信号ＶｉｎがＨレベルを維持している状態で、保護回路２３によって出力段半導体スイッチ素子１４の過電流状態や過熱状態等の異常状態を検出したときに、出力段半導体スイッチ素子１４のゲートを低電位接続端子ｔｇに接続してゲート電圧を閾値電圧Ｖｔｈ未満に低下させて出力段半導体スイッチ素子１４をターンオフさせる。

この場合にも、入力信号ＶｉｎがＨレベルからＬレベルに反転したときと同様に、誘導性負荷１２に蓄積された誘導性負荷エネルギによる逆起電圧が発生する。この場合でも、コンデンサ２２ｂが充電されておらず、可変抵抗部２１Ａを構成するＭＯＳＦＥＴ２１ａがオフ状態を維持するので、クランプ電圧Ｖｃが低クランプ電圧Ｖｃ２に設定される。
そして、逆起電圧が処理されて出力段半導体スイッチ素子１４がターンオフされた後に、バッテリ１１の電源電圧Ｖｂが定電流素子２２ａを通じてコンデンサ２２ｂに印加されてコンデンサ２２ｂが充電される。接続点Ｘの電圧ＶｘがＭＯＳＦＥＴ２１ａの閾値電圧Ｖｔｈ以上となるとＭＯＳＦＥＴ２１ａがターンオンされて可変抵抗部２１Ａの抵抗値が低抵抗値に制御される。

この第２の実施形態によると、前述した第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。しかも、バッテリ１１の電源電圧Ｖｂによって制御部２１Ｂのコンデンサ２２ｂが充電されるので、接続点Ｘの電圧がＭＯＳＦＥＴ２１ａにゲート電圧として供給される。このため、制御部２１Ｂの動作が入力信号Ｖｉｎに依存しないので、入力信号ＶｉｎがＬレベルである状態でも、ＭＯＳＦＥＴ２１ａをオン状態に制御することができ、別途電源を必要とすることなく、可変抵抗部２１Ａを駆動することができる。

また、入力信号ＶｉｎがＨレベルを維持している状態で、保護回路２３が動作して出力段半導体スイッチ素子１４がターンオフされる場合にも、クランプ電圧Ｖｃを低クランプ電圧Ｖｃ２に低下させて安全に出力段半導体スイッチ素子１４をターンオフすることができる。
なお、上記第２の実施形態では、定電流素子２２ａを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図９（ａ）に示すようにゲートをソースに接続したｎチャネルＭＯＳＦＥＴ２２ｃを適用したり、図９（ｂ）に示す抵抗素子２２ｄを適用したりすることができる。同様に、コンデンサ２２ｂとしては、図９（ｃ）に示すカソードを高電位接続端子ｔｈにアノードを低電位接続端子ｔｇに接続するダイオード２２ｅをキャパシタとして適用したり、図９（ｄ）に示すｎチャネルＭＯＳＧＥＴのゲートとドレイン及びソースとの間でキャパシタを構成するＭＯＳキャパシタ２２ｆを適用したりすることができる。

次に、本発明に係る第３の実施形態について図１０及び図１１を伴って説明する。
この第３の実施形態は、誘導性負荷を駆動する半導体スイッチ素子を保護する保護回路の動作時に半導体スイッチ素子を安全にターンオフさせるようにしたものである。
すなわち、第３の実施形態では、図１０に示すように、前述した第２の実施形態と同様に、ＭＯＳＦＥＴ２０ａを有する可変抵抗部２１Ａと保護回路２３とが設けられ、保護回路２３と可変抵抗部２１Ａとの間に供給電位制御部３１が設けられている。

保護回路２３は、出力段半導体スイッチ素子１４の過電流状態や過熱状態の異常状態を検出して保護動作を開始したときに、階段状に例えば３段階に増加する基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２及びＶｒｅｆ３を出力するよう指令値Ｖｒｅｆを出力する。
供給電位制御部３１は、基準電圧生成回路３２と比較器３３とを備えている。基準電圧生成回路３２は指令値Ｖｒｅｆに基づいて順次階段状に高くなるとともに、出力する時間間隔も順次長くなる基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２及びＶｒｅｆ３を比較器３３に出力する。

比較器３３は、非反転入力端子に基準電圧生成回路３２からの基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３が入力され、反転入力端子に出力端子の出力電圧が入力されている。
そして、比較器３３の比較出力が可変抵抗部２１ＡのＭＯＳＦＥＴ２１ａのゲートに供給される。
この第３の実施形態の動作について図１１を伴って説明する。

先ず、時点ｔ２１で、入力信号Ｖｉｎが図１１（ａ）に示すようにＬレベルとなっているものとする。この時点ｔ２１では、出力段半導体スイッチ素子１４がオフ状態を維持しており、出力電流Ｉｏｕｔが図１１（ｂ）に示すように略０〔Ａ〕となっており、出力電圧Ｖｏｕｔはバッテリ１１の電源電圧Ｖｂとなっている。
また、保護回路２３は出力段半導体スイッチ素子１４の異常状態を検出しておらず保護動作を停止しており、指令値Ｖｒｅｆは出力されていない。

このため、基準電圧生成回路３２から基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３は出力されておらず、比較器３３の非反転入力端子の電位は、図１１（ｄ）に示すように、０〔Ｖ〕となっている。
このため、ＭＯＳＦＥＴ２１ａはオフ状態となっており、可変抵抗部２１Ａは高抵抗状態となっている。

この状態から、時点ｔ２２で、入力信号Ｖｉｎが図１１（ａ）に示すように、ＬレベルからＬレベルに反転すると、出力段半導体スイッチ素子１４のゲート電圧が高くなってこの出力段半導体スイッチ素子１４がターンオンする。
これに応じて出力電流Ｉｏｕｔが流れ始めて、誘導性負荷１２に電流が流れてこの誘導性負荷１２が駆動開始される。その後、時点ｔ２３で、入力信号ＶｉｎがＨレベルを維持している状態で、保護回路２３によって出力段半導体スイッチ素子１４の過電流状態及び過熱状態等の保護動作を必要とする異常状態が発生すると、保護回路２３によって出力段半導体スイッチ素子１４のゲートが低電位接続端子ｔｇに接続される。このため、出力段半導体スイッチ素子１４のゲート電圧が低下され、出力段半導体スイッチ素子１４がターンオフされる。このため、誘導性負荷１２に蓄積された誘導性負荷エネルギによる逆起電圧が発生する。

これと同時に、保護回路２３から指令値Ｖｒｅｆが基準電圧生成回路３２に出力される。このため、基準電圧生成回路３２から図１１（ｄ）に示すように、所定時間毎に階段状に増加する基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２及びＶｒｅｆ３が出力される。
このため、比較器３３を介して可変抵抗部２１ＡのＭＯＳＦＥＴ２１ａのゲート電圧Ｖｇが徐々に階段状に増加することになり、ゲート電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３となったときにＭＯＳＦＥＴ２１ａがターンオンし、可変抵抗部２１Ａが低抵抗状態となる。

このとき、ＭＯＳＦＥＴ２１ａの負荷特性が低ゲート電圧ＶｇＬより低いゲート電圧から順次増加するので、クランプ電圧Ｖｃが低クランプ電圧ＶｃＬより低いクランプ電圧Ｖｃ２１から順次時間間隔が長くなり、且つ順次階段状に増加することになり、クランプ電圧Ｖｃ２２、Ｖｃ２３及びＶｃ２４まで順次増加する。そして、クランプ電圧Ｖｃがクランプ電圧Ｖｃ２４に達すると、このクランプ電圧Ｖｃ２４が維持される。

そして、この間に出力電流Ｉｏｕｔは、クランプ回路１５を通ってゲート抵抗Ｒｇ及び出力段ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート間に供給されるため、出力段ＭＯＳＦＥＴ１４がターンオン状態となる。これに応じて出力電流Ｉｏｕｔは、出力段ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン及びソースを通じてグランドに流れるため、徐々に減少する。
そして、誘導性負荷エネルギによる逆起電力の処理が終了すると、時点ｔ２４で出力段ＭＯＳＦＥＴ１４がターンオフ状態となり、出力電流Ｉｏｕｔが略０〔Ａ〕まで低下するとともに、出力電圧Ｖｏｕｔもバッテリ１１の電源電圧Ｖｂまで低下する。

このように、第３実施形態によると、出力段半導体スイッチ素子１４に過電流状態や過熱状態という動作を停止させて保護が必要となる異常状態が発生したときに、保護回路２３を動作させて、出力段半導体スイッチ素子１４のゲートをグランドに速やかに接続して、出力段半導体スイッチ素子１４をターンオフさせることができる。その後、出力段半導体スイッチ素子１４のターンオフ時に発生する誘導性負荷エネルギによる逆起電力を、クランプ電圧Ｖｃを徐々にあげながら処理するようにしているので、耐量を確保しながら安全に出力段半導体スイッチ素子１４をターンオフさせることが可能となる。

この第３実施形態でも、クランプ電圧Ｖｃを可変抵抗部２１Ａの抵抗値を高抵抗状態から階段状に減少させることにより、容易に制御することができる。また、前述した第１実施形態及び第２実施形態と同様にグランド基準で抵抗値を設定することができるので、供給電位制御部３１の設計が容易となる。
さらに、複数のクランプダイオードを必要としないので、回路規模を小さくすることができる。

なお、上記第３の実施形態では、クランプ電圧Ｖｃを階段状に増加させる場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１２（ｄ）に示すように、基準電圧生成回路３２で基準電圧Ｖｒｅｆを時間の経過に応じて連続的に増加させることにより、図１２（ｃ）に示すようにクランプ電圧Ｖｃを連続的に増加させて、耐量を確保することもできる。

また、上記実施形態では、クランプ回路１５をダイオード１５ａ，１５ｃ及び抵抗１５ｂの直列回路で構成した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、漏れ電流が許容される場合には、ダイオード１５ａを省略することが可能である。また、抵抗１５ｂに代えて、動作抵抗の大きいダイオードを適用するようにしてもよい。
また、上記第１実施形態〜第３実施形態では、誘導性負荷駆動装置１０を誘導性負荷１２のローサイド側に配置した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、誘導性負荷駆動装置１０を誘導性負荷１２とバッテリ１１との間に配置することもできる。この場合、可変抵抗部１６Ａの抵抗１６ａ，１６ｃの他端をグランドに接続し、可変抵抗部２１ＡのＭＯＳＦＥＴ２１ａのソースをグランドに接続するようにすればよい。
また、出力段半導体スイッチ素子１４としては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等の他の半導体スイッチ素子を適用することができる。

１０…誘導性負荷駆動装置
１１…バッテリ
１２…誘導性負荷
１３…制御装置
１４…出力段半導体スイッチ素子
１５…クランプ回路
１５ａ…ダイオード
１５ｂ…抵抗
１５ｃ…ダイオード
１６…抵抗値制御部
１６Ａ…可変抵抗部
１６ａ，１６ｃ…抵抗
１６ｂ…半導体スイッチ素子
１６Ｂ…制御回路
２１Ａ…可変抵抗部
２１ａ…ＭＯＳＦＥＴ
２１Ｂ…制御部
２２ａ…定電流素子
２２ｂ…コンデンサ
２３…保護回路
３１…供給電位制御部
３２…基準電圧生成回路
３３…比較器

Claims (7)

1. 出力段半導体スイッチ素子と、
   該出力段半導体スイッチ素子の高電位側電極と制御電極との間に接続されたクランプ回路と、
   前記出力段半導体スイッチ素子の制御電極とグランドとの間に接続された抵抗値制御部と、
   を備えたことを特徴とする駆動装置。
2. 前記抵抗値制御部は、少なくとも低抵抗値と該低抵抗値より大きい高抵抗値とを選択可能に構成されていることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記抵抗値制御部は、前記出力段半導体スイッチ素子の高電位側電極とグランドとの間に接続された定電流回路とコンデンサとの直列回路と、前記定電流回路及び前記コンデンサの接続点に制御電極が接続され、前記クランプ回路と前記出力段半導体スイッチ素子の制御電極との接続点に高電位側電極が接続され、低電位側電極がグランドに接続された半導体スイッチ素子とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
4. 前記抵抗値制御部は、前記出力段半導体スイッチ素子の保護回路と、前記出力段半導体スイッチ素子の制御電極及び低電位側電極間に接続された半導体スイッチ素子と、前記保護回路から出力される保護信号に基づいて前記半導体スイッチ素子の制御電極に供給する電位を増加させる供給電位制御部とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
5. 前記クランプ回路は、一端が前記半導体スイッチ素子の高電位側電極に接続された抵抗素子と、該抵抗素子の他端にアノードが接続され、カソードが前記半導体スイッチ素子の制御電極に接続されたクランプダイオードとで構成されていることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の駆動装置。
6. 前記クランプ回路は、カソードが前記半導体スイッチ素子の高電位側電極に接続された第１ダイオードと、該第１ダイオードのアノードに一端が接続された抵抗素子と、該抵抗素子の他端にアノードが接続され、カソードが前記半導体スイッチ素子の制御電極に接続された第２ダイオードとで構成されていることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の駆動装置。
7. 請求項１から６の何れか１項に記載の駆動装置と、一端が電源に接続され、他端が前記駆動装置の出力段半導体スイッチ素子の高電位側電極に接続された誘導性負荷とを備えていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。

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