JP2012141313A

JP2012141313A - 周波数測定装置及び測定方法

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Publication number: JP2012141313A
Application number: JP2012035382A
Authority: JP
Inventors: Masayoshi Gohara; 正義轟原; Takayuki Kondo; 貴幸近藤
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2008-04-07
Filing date: 2012-02-21
Publication date: 2012-07-26
Also published as: JP2010237215A; JP2009250807A; US20090251129A1

Abstract

【課題】複雑な回路を用いることなく、周波数測定分解能を改善した周波数変化の測定方法及び測定装置を提供する。
【課題手段】上記目的を達成するために、本発明の周波数測定装置は、供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を出力する短ゲートタイムカウンタ部２０と、上記一連のカウント値から高周波成分を除去して上記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を得るローパスフィルタ３０と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、周波数の測定に関し、特に、僅かな周波数の変化を検出し得る測定法及び装置に関する。

周波数測定の方式には、決められたゲートタイム内に通過するパルスをカウントする直接カウント方式（特許文献１）と、パルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式が知られている（非特許文献１）。直接カウント方式は比較的小規模の回路で実現することができるが、周波数分解能を高めるためにはゲートタイムを長く取る必要がある（例えば、０．１Ｈｚの分解能を得るために必要なゲートタイムは１０秒である。）。レシプロカル方式はこの欠点を克服することができるが、パルス間隔を正確に測定するための回路が直接カウント形式と比較して大規模となる。

特表平６−５０１５５４号公報

片野和也, 連載第１４回時間測定器の使い方,測定器の正しい使い方入門, 月刊「トランジスタ技術」, ｐ．３３１ (Ｆｅｂ．１９９４)

水晶振動子を用いたＱＣＭ(Quartz Crystal Microbalance)法を使用することで振動子基板表面の微量の質量変化を周波数変化に変換することが出来る。例えば、ニオイ成分が付着する材料を振動子基板表面に設けることによって各種のニオイセンサを形成することが出来る。ニオイ成分は単体もしくは複数の物質で構成される。このニオイセンサに試料ガスを付与してニオイ成分を付着させ、振動子表面の質量を変化させると周波数が変化する。単数もしくは複数の種類のセンサを用意しこの変化を観察することによって、特定のニオイ成分が存在することを推定する。人の鼻には３５０種類程度の嗅細胞が存在し、犬の鼻の場合は１０００種類程度存在すると言われており、各々の嗅細胞に付着するニオイ成分の割合を脳がパターン認識することでニオイを識別している。生体の嗅覚に学ぶと、ニオイ成分を検出し特定するためには、多数のニオイセンサ（センサアレイ）を使用し、各センサの出力パターンをコンピュータで解析してニオイ成分のパターンを特定することが必要である。

しかしながら、各ニオイセンサの周波数変化を検出するために各センサの出力に周波数変化を検出するカウンタや信号処理回路を設けなければならない。更に、水晶振動子の周波数（例えば、３０ＭＨｚ）が付着物質によって変化するといってもわずか数Ｈｚから数１００Ｈｚ程度のものでしかなく、１Ｈｚ以下の変化である場合もある。上述したように直接カウント方式では、周波数分解能が低く、周波数分解能を高めるためにはゲートタイムを相当に長く取る必要がある。測定の際の誤差として、プラスマイナス１カウント誤差、トリガレベルの揺らぎによる誤差に加え、ゲートタイムを長くした場合、水晶振動子の発振安定性に起因する誤差が重畳されることになる。レシプロカル方式のカウンタを用いることでこのような欠点を補うことができるが、１つのカウンタの回路が大規模となるため多数のセンサを備えるセンサアレイには不向きである。

よって、本発明は複雑な回路を用いることなく、周波数測定分解能を改善した周波数変化の測定方法及び測定装置を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明の周波数測定装置は、供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を出力する短ゲートタイムカウンタ部と、上記一連のカウント値から高周波成分を除去して上記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を得るローパスフィルタと、を備える。

かかる構成とすることによって、ゲートタイムを短くして被測定パルス列信号をサンプリングすることで周波数に対応するカウント値がパルス列として振る舞う（出力される）。このとき、被測定周波数の変化に応じたパルス列の密度変化が測定される。このパルス列をローパスフィルタを通すことでパルス列から被測定周波数信号を得る。

上記ゲート時間は１秒よりも小さく装置の動作限界よりも大きい時間である。例えば、上記ゲート時間は１秒よりも小さく０．０１μ秒よりも大きい時間である。

望ましくは、上記ゲート時間は１秒よりも小さく装置の動作限界よりも大きい時間である。例えば、０．１ｍ秒程度のゲートサンプリングを行う場合、従来の直接カウント方式に比べ、例えば、時間分解能で１〜２桁、ＳＮ比で２〜３桁程度の性能向上を期待することが出来る。周波数のカウントとデータ収録をハードウエアにより行う構成とすることで、１μ秒を下回るゲート時間で測定を行うこともできる。

望ましくは、上記短ゲートタイムカウンタ部は、上記パルス列信号に対して不感期間を生じないカウンタを備える。ここで、不感期間とは、カウンタのリセットやカウント値の転送時に生ずる、カウンタに入力されるパルス列信号を測定することが出来ない期間である。後述するように、短ゲートタイムカウンタ部の出力パルス列にカウンタのリセット動作などによって不連続が生じると、前後のデータ列（値）が遮断されて一種の外乱となるので好ましくない。

上記ローパスフィルタは、デジタルフィルタ又はアナログフィルタである。

アナログフィルタであることは望ましい。デジタルフィルタで必要となるメモリと演算装置を省くことが出来る。また、短ゲートタイムカウンタ部のカウント値がパルス列として出力されると、アナログフィルタのローパスフィルタがＤ−Ａ変換器として機能するので具合がよい。カウンタの出力がｎビットデータの場合には、ローパスフィルタの前段にＤ−Ａ変換器を用いる構成とすることが出来る。

上記ローパスフィルタがデジタルフィルタであることは望ましい。移動平均フィルタであることがより望ましい。移動平均フィルタは、一般のＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）に比べて回路規模が相対的に小さく計算量が少なく構成することができ、ＩＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）に比べても、直線位相特性を実現でき安定性も保証できるなど、ＦＩＲフィルタの持つ利点をそのまま享受することができる。

上記ローパスフィルタが、移動平均フィルタを多段（複数段）に直列接続した構成であることが望ましい。多段移動平均フィルタは１段の移動平均フィルタに比べ、計算量の増加を最小限に抑えつつローパスフィルタとしての性能を向上できる利点がある。

望ましくは、上記ローパスフィルタは、デジタルフィルタとアナログフィルタとをＤ-Ａ変換器を介して組み合わせたものである。それにより、ＳＮ比の良いデジタルフィルタと演算の必要のないアナログフィルタの利点を組み合わせることができる。デジタルフィルタのみの処理に比べてデジタルフィルタとアナログフィルタの組み合わせでは、デジタルフィルタのローパスフィルタとしての性能はそれほど要求されないのでデジタルフィルタのタップ数を大幅に削減することができる。例えば、デジタルフィルタに１段の移動平均フィルタを用いる場合、フィルタ処理にアップダウンカウンタを用いることができるので、タップ数の削減に加えて回路も簡素化することができる。

上記不感期間を生じないカウンタが、上記パルス列信号を累積的に計数する直接カウント方式のカウンタと、計数された前回の累積カウント値と今回の累積カウント値との差から今回カウント値を得る減算器と、を含むことが望ましい。それにより、２つのカウンタを用いて交互に動作させずとも不感期間のないカウンタを構成することが可能となる。

本願発明の概要を説明する図である。短ゲートカウンタ部２０の構成例を説明する図である。短ゲートカウンタ部２０の他の構成例を説明する図である。短ゲートカウンタ部２０によるカウント値の例を説明する図である。ローパスフィルタ３０の出力例を示す図である。短ゲートタイム方式を説明する説明図である。短ゲートタイム方式による出力例を説明する図である。短ゲートタイム方式による効果例を説明する図である。入力の不連続の影響を説明する図である。ローパスフィルタ（アナログ）の例を説明する図である。ローパスフィルタ（アナログ）の出力例を説明する図である。ローパスフィルタ（移動平均）の例を説明する図である。移動平均計算の例を説明する図であり、図中の１０区間移動平均が１段移動平均フィルタ出力値（1段目のタップ数１０）に相当し、１９区間移動平均が２段移動平均フィルタ出力値（２段目のタップ数１０）に相当する。ローパスフィルタ（移動平均）の利得特性例を説明する図である。ローパスフィルタ（移動平均）の例を説明する図である。ローパスフィルタをデジタルフィルタとアナログフィルタとを組み合わせて構成する例を説明する図である。参考例のデジタルフィルタ（移動平均フィルタ３段構成）の出力例を説明する図である。参考例のアナログフィルタの出力例を説明する説明図である。デジタルフィルタ（移動平均フィルタ１段構成）の出力をＤ／Ａ変換した出力例を説明する図である。Ｄ／Ａ変換値をアナログフィルタによって処理した例を説明する図である。センサアレイに本願を適用した例を説明する図である。従来の方法によるセンサアレイの出力例を示す図である。本願の方法によるセンサアレイの出力例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１乃至図３は、本発明の周波数測定装置の概略を示している。各図において、対応する部分には、同一符号を付している。

図１において、信号源１０はパルス列信号を発生する。信号源１０は、例えば、発振周波数ｆ０が３０ＭＨｚの水晶発振器であり、後述のニオイセンサ、ガスセンサ、バイオセンサなどの検出部に相当する。ニオイ物質などが水晶振動子に付着すると付着量に応じて発振周波数が低下する。このパルス列信号は短ゲートタイムカウンタ（以下、単に「短ゲートカウンタ」とも称する。）部２０に供給される。短ゲートカウンタ２０は、供給されるパルス列信号のパルス計数を短いゲート時間で途切れることなく行う。カウント値はパルス列信号の周波数（時間間隔）と対応関係にあり、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０に逐次供給される。

図４はカウント値の例を示している。この例では、サンプリング周波数１００Ｈｚ（ゲート時間０．０１秒）でパルス列信号を計数した場合を示している。サンプリング周波数１００Ｈｚの場合には、周波数分解能も１００Ｈｚまで低下するため、１つの計数値のみからは供給パルス列信号の１００Ｈｚ以下の情報を検出できないが、１秒間に１００個の計数値が得られることになる。計数値の１００倍である周波数は、３０，０７２，３００Ｈｚと３０，０７２，４００Ｈｚの間に時間軸上にパルス状に分布している。

ここで、サンプリングにおける量子化誤差（±１カウント誤差）について説明する。例えば、直接カウント方式のカウンタで１２３．３４Ｈｚで安定しているパルス列信号を測定する場合について検討する。

ゲート時間１０秒の場合：１０秒ごとに１２３３カウント又は１２３４カウント

これを１／１０倍した、１２３．３Ｈｚもしくは１２３．４Ｈｚの表示（１０秒ごと）となる。（測定誤差は０．１Ｈｚ）

ゲート時間１秒の場合：１秒ごとに１２３カウント又は１２４カウント

１２３Ｈｚもしくは１２４Ｈｚの表示（１秒ごと）となる。（測定誤差は１Ｈｚ）

ゲート時間０．１秒の場合：０．１秒ごとに１２カウント又は１３カウント

これを１０倍した、１２０Ｈｚもしくは１３０Ｈｚの表示（０．１秒ごと）となる。（測定誤差は１０Ｈｚ）

ゲート時間０．０１秒の場合：０．０１秒ごとに１カウント又は０カウント

これを１００倍した、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示（０．０１秒ごと）となる。（測定誤差は１００Ｈｚ）

このように、ある一点の周波数で安定しているパルス列信号をカウントした場合、計数値はゲート時間によって定まる２つの値間を振幅とするパルス列状に分布する。一方、カウントするパルス列信号の周波数が変動する場合でも、変動が上記測定誤差に収まる範囲であれば、計数値は２つの値間を振幅とするパルス列状に分布するのに変わりない。例えばゲート時間０．０１秒の場合、カウントするパルス列信号の周波数の変動が１００〜２００Ｈｚの間で収まっている限り、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示が得られる。

図４に示すように、１秒未満の短いゲート時間でサンプリングを行う方式（以下、「短ゲートタイムカウント方式」という。）では、カウント値がパルス列として振る舞い、被測定周波数の変化に応じパルス列の頻度（粗密）が変化する。振動周波数の大小が当該パルス列の密度の大小に対応する。カウントするパルス列信号の周波数に関する情報は、パルス列として振る舞うカウント値の周波数スペクトルの低域成分に存在する。そこで、ローパスフィルタによってカウント値から低域成分を抽出する（量子化誤差に起因する高調波成分を除去する）ことによってカウントするパルス列信号の周波数の情報を復調することが出来る。

図５は、上述した図４のカウント値の列をタップ数５１２の（デジタル）ローパスフィルタ３０に与えて高周波成分を除去した例を示している。同図に示されるように供給されたパルス列信号の周波数の変化が連続的な（アナログ的）な曲線として出力される。１００Ｈｚのサンプリング周期の計数では測定不能な領域まで、特に、１Ｈｚ以下の周波数変化まで検出することが可能となっている。

次に、短ゲートタイムカウント方式と直接カウント方式との比較について図６及び図７を参照して説明する。

図６のグラフにおいて、縦軸は周波数、横軸は時間を表している。図中の曲線Ａは、直接カウント方式でゲート時間を１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。曲線Ｂは、直接カウント方式でゲート時間を０．１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。曲線Ｃは、直接カウント方式でゲート時間を０．０１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。なお、曲線Ｃは、時間軸の単位（桁）が異なり同一グラフ上に波形を表せないので下方に別途表示されている。曲線Ｄは、直接カウント方式でゲート時間を０．０１秒＋ローパスフィルタに設定してサンプリングを行った場合（短ゲートタイムカウント方式）を示している。図７は、図６の周波数軸のレンジを拡大して、曲線Ａ及び曲線Ｄを比較している。本願の曲線Ｄは数１０ｍＨｚオーダーまで読み取ることが出来る。

図６より、ゲート時間が１秒未満であることによって、カウントするパルス列信号の周波数変化が測定誤差内に収まるためカウント値が２値のいずれかとなりパルス列状になることが判る。パルス頻度（パルス密度）は周波数の変化の大小に応じて変化することが判る。すなわち、パルス列状に振る舞うカウント値は時間軸方向にカウントするパルス列信号の周波数情報を含んでいることが判る。したがって、ゲート時間を短くしたことにより一つの計測値に含まれる測定誤差は拡大するが、この影響はないと考えられる。ゲート時間が１秒の場合には、曲線がジグザクとなって１Ｈｚ以下の周波数が判らないが、これをローパスフィルタによって高周波成分を除去する処理を行えば本願の特性に類似する滑らかな特性を同様に得ることが出来る。したがって、ゲート時間が１Ｈｚでも周波数変化の帯域が１Ｈｚよりも低くゆっくりした変化の場合には本方式を適用することが可能である。

このように、短ゲートタイムカウント方式では、ゲート時間を短くする（サンプリング周波数を高くする）と、各々の測定誤差は大きくなるがたくさんの測定値の列が得られ、ローパスフィルタによって高域成分を取り除くことが出来、図８に示すように、周波数測定分解能は向上する。回路規模を小さく抑えることができるため、マルチチャンネル化が容易である。アナログローパスフィルタを用いることによってアナログ出力にも対応することが可能である。

図２は、上述した短ゲートカウンタ部２０の第１の構成例を示している。短ゲートカウンタ部２０は、信号源から供給されるパルス列信号を途切れることなく計数する（入力信号に対して不感期間を設けない）ことが望まれる。

図９は、計数が途切れた場合（ローパスフィルタへの計数値列が欠けた場合）のローパスフィルタの周波数出力例を示している。同図中に点線の円で示されるように外乱となることが判る。

そこで、第１の実施例では、第１カウンタ２１と第２カウンタ２２の２つのカウンタを備える構成とする。パルス列信号は第１カウンタ２１と第２カウンタ２２の両方に供給される。制御部２３は両カウンタにゲート信号、リセット信号を夫々送り、両カウンタの出力をスイッチを介してローパスフィルタ３０に供給する。両カウンタから計数値を交互に出力し、一方が計数しているときに他方がリセットやデータ転送などをすることによって、カウンタのリセットやデータ転送時に生ずる不感期間を回避する。なお、制御部２３はハードウエアとして構成しても良いし、パソコンなどによってソフトウェアで構成しても良い。

図３は、短ゲートカウンタ部２０の第２の構成例を示している。この実施例では１つのカウンタ２４を用いている。カウンタ２４は直接カウント方式のカウンタであり、サンプリングしたパルス信号を常時計数し累積値を出力する（リセットしない）。カウンタ２４の出力は減算器２５と前回累積値を保持するレジスタ２６に送られる。減算器２５はカウンタ２４から出力される今回累積値から前回累積値を減じて今回計数値を得て、ローパスフィルタ３０に供給する。装置全体の動作は図１の測定装置の場合と同様である。

図１０は、ローパスフィルタ３０をアナログ回路で構成した例を示す。この例では、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、キャパシタＣ１，Ｃ２、オペアンプＯＰ１からなるローパスフィルタを二段接続としている。短ゲートカウンタ２０から１ビットシリアルで出力される場合には、そのままローパスフィルタ３０に入力することが出来る。短ゲートカウンタ２０からｎビットで出力される場合には、Ｄ−Ａ変換器を介して入力することが出来る。

図１１は、サンプリング周波数を１０００Ｈｚとした場合のアナログローパスフィルタ３０の出力例を示している。

図１２は、ローパスフィルタ３０を移動平均フィルタによって構成した例を示す。同図において、３１は加算器、３２はシフトレジスタ、３３は減算器、３４はインバータ、３５は各部に動作タイミングクロックなどを供給する制御部、３６は割算器である。

カウンタから出力された計数値は、加算器３１とタップ数相当の記憶領域を備えるシフトレジスタ３２の両方に与えられる。シフトレジスタ３２内を平均値計算の対象となるＮ個のデータが他と同期して順次移動する。加算器３１の他方には前回計算のトータル値が供給されており、加算器は新計数値と前回のトータル値とを加算する。この累積加算値からシフトレジスタ３２で先頭の（旧い）データの計数値を減算器３３で除き、これを新トータル値とする。新トータル値を前回トータル値として加算器に戻し、新トータル値を除算器３６で対象データ数Ｎで割り算する。このような計算を全データについて行うことによって移動平均値が求められる。ここで、割算器は出力値を周波数（Ｈｚ）にスケーリングする機能を持つが、スケーリングを気にしなくても良い場合は省略することができる。また、移動平均フィルタを多段の構成とする場合、最終段にのみ割算器を配しても良い。

図１３は、移動平均フィルタの出力を概略的に説明する図である。この例では、計測の対象となるパルス列信号の周波数が１２３．３４Ｈｚを維持している状態から１２４．７Ｈｚに徐々に変化するものとする。まず、ゲート時間０．１秒でサンプリングすると、カウンタ２０から、１２または１３の計数値がある割合で送られる。１０個のデータのトータルの３つの組は１２４、１２３、１２５…となって１２４．７Ｈｚ方向に値が移動する。ここで、１２または１３の計数値の１０個（タップ数１０）を移動平均計算の対象とする（一段目の移動平均）。一段目の移動平均値より、右方向に移動するにつれて数値が増えたデータの出現が増加することがわかる。更に、一段目の移動平均値を入力として２段目の移動平均（タップ数１０）の計算を行うとこの傾向は強められ、精度も向上する。移動平均フィルタを多段用いることは、ローパスフィルタの特性である減衰傾度を急峻にすることに相当し、同時に１２または１３からなるパルス列の周波数スペクトルから高域成分を取り除くことに相当する。

実施例では、移動平均フィルタ（ローパスフィルタ）を三段接続している（タップ数全体４０９６、タップ数８１８（一段）、１６４０（二段）、１６４０（三段）の三段移動平均フィルタ）。

図１４は、上記三段移動平均フィルタのインパルス応答を示している。図１５は、上記三段移動平均フィルタの出力例を示している。このように、１Ｈｚ以下の周波数変化を測定することが出来る。

次に、デジタルフィルタとアナログフィルタとの組み合わせによってローパスフィルタ３０を構成する場合について図１６乃至図２０を参照して説明する。

図１６は、ローパスフィルタ３０をデジタルフィルタ（ローパスフィルタ）３０ａ、Ｄ／Ａ変換器３０Ｂ及びアナログフィルタ（ローパスフィルタ）３０ｃによって構成した例を示している。この構成には以下のような利点がある。

まず、サンプリング周波数が高く、被測定周波数の信号変化がサンプリング周波数に対して小さいとき、デジタルフィルタ処理では問題なく復調することができる場合でも、アナログフィルタ処理ではＳＮ比が低下する場合がある。これは、被測定周波数の信号変化に対応するフィルタ処理後の出力の変化が、パルスの振幅に比べて小さいために見掛けのダイナミックレンジが縮小することによる。デジタルフィルタ処理の場合には、量子化されたカウント値の情報は劣化しないので、このような問題は生じない。

例えば、１０００Ｈｚのサンプリング周波数を用い、１００Ｈｚの周波数変化を観測しようとした場合であれば、１０００ｍＶのパルスをアナログフィルタ処理すると１００ｍＶの電圧変化を観察することになる。同様の条件で、０．１Ｈｚの周波数変化を観察しようとした場合、電圧変化は０．１ｍＶとなる。そのため、例えば、測定に１ｍＶのノイズが存在する環境では０．１Ｈｚの信号を検出することができない。

一方、カウント値として量子化された周波数の情報は、デジタル処理により劣化することはないので、デジタルフィルタ処理の場合はこのような問題は生じない。したがって、デジタルフィルタと組み合わせることでＳＮ比を改善することができる。具体的には、上述のようにデジタルフィルタ３０ａの出力をＤＡ変換器３０ｂによってＤ−Ａ変換し、アナログフィルタ３０ｃに入力する構成とする。

デジタルフィルタのみの処理に比べ、デジタルフィルタ３０ａとアナログフィルタ３０ｃの組み合わせでは、デジタルフィルタ３０ａのローパスフィルタとしての性能はそれほど要求されないのでタップ数を大幅に削減することができる。特に、デジタルフィルタ３０ａとして１段移動平均フィルタを用いる場合、フィルタ処理にアップダウンカウンタを用いることができるので、タップ数の削減に加えて回路も簡素化することができる。

図１７乃至図２０を参照して、ローパスフィルタ３０をデジタルフィルタとアナログフィルタの組み合わせで構成し、１０００Ｈｚのサンプリング周波数によるカウントを行った場合の特性例を説明する。

まず、図１７は、比較例としてのデジタルフィルタ処理（３段移動平均フィルタ、タップ数４０９６）のみによるローパスフィルタ３０の出力例を示す。また、図１８は、比較例としてのアナログフィルタ処理のみによるローパスフィルタ３０の出力例を示す。アナログフィルタではノイズの影響が大きい（ＳＮ比が低下する）ことが判る。

図１９は、図１６に示すように、ローパスフィルタ３０をデジタルフィルタ３０ａ（１段移動平均フィルタ、タップ数１２８）、Ｄ／Ａ変換器３０ｂ及びアナログフィルタ３０ｃの組み合わせで構成した場合の、デジタルフィルタ３０ａの出力のＤＡ変換値の出力例を示している。デジタルフィルタ３０ａのタップ数（１段移動平均フィルタ、タップ数１２８）は、比較例（３段移動平均フィルタ、タップ数４０９６）に比べて大幅に減少している。

図２０は、図１９のＤ／Ａ変換器出力をローパスフィルタ３０ｃによってアナログ処理した例を示している。なお、アナログローパスフィルタの構成例は図１０に示されている。図２０に示されるように、図１８のアナログローパスフィルタ単独の場合に比べ、ＳＮ比が改善されており、図１７に示されたデジタルフィルタのみを用いた場合と同様に信号を検出できることがわかる。既述のように、デジタルフィルタ３０ａのタップ数は大幅に削減されている。

このように、ローパスフィルタをデジタルフィルタとアナログフィルタで構成することによってＳＮ比の低下を防止しつつデジタルフィルタのタップ数の削減（演算量の減少）と回路の簡素化を図ることが可能となる。

図２１は、本願の周波数測定装置を多数のニオイセンサ１０ａ〜１０ｎを備えた信号源１０としてのニオイセンサアレイに設けた例を示している。短ゲートセンサ部２０、ローパスフィルタ３０については既に説明したので省略する。

図２２は、従来法の直接カウント方式でサンプリング周波数１Ｈｚでセンサアレイの８チャンネル分の出力例を示している。途中、矢印部分でニオイ物質を数秒間供給した。ニオイ物質がセンサに付着することで周波数が減少し、付着したニオイ物質は１０秒程度で脱離した。

図２３は、同じ条件で本発明の短ゲートタイムカウント方式で測定した例を示している。時間分解能および周波数分解能ともに改善されていることが判る。短ゲートタイムカウント方式では回路が複雑にならないのでマルチセンサモジュール（あるいは基板）等に使用して好都合である。

以上説明したように、短ゲートタイムでカウントを行い、ローパスフィルタを通す方式とすることにより、レシプロカル方式に比べ回路が複雑にならない。時間・周波数分解能を同時に改善できる。サンプリング周波数が被測定信号に対してオーバーサンプリングとなるような条件下で測定する場合に好適である。また、従来の直接カウント方式では、デューティサイクル変調の影響を受けやすいので、この影響が無視できない場合は工夫が必要であるが、本方式では、サンプリング周波数を高めることで影響が低減されるため、特別な工夫を要しない。

また、短ゲートタイムカウント方式は、ゲートタイムを短くして測定点を増やし、データ列の高域スペクトル成分を取り除くことでカウント値を得る方式であり、周波数分解能が著しく改善される。しかしながら、測定値１つ１つが持つ測定誤差が大きいため、１つの測定点の欠如が分解能に与える影響が相対的に大きくなる。したがって、パルス信号を途切れないようにカウントすることの出来るカウンタを使用することで、測定誤差を低減することができる。

実施例で提案しているリセットの必要がないカウンタを使用することは有効である。リセット動作やデータ読み込み等により生じる不感時間を設けない構造にするために、２つのカウンタを切り替えて使用する方法があるが、回路規模が大きくなる。この方式は、２つのラッチ回路を用意し、それを切り替えて使用することで代用することができる。この場合、カウント値は測定値から前回の測定値を減じることで算出される。カウンタの動作周波数よりもサンプリング周波数が低い場合は、計算時間に余裕を持たせることができる。測定値が前回の測定値より小さい場合はカウンタの桁上がりが生じたことに対応するので、この場合は測定値にカウンタの最大カウント値を加えることで補正する。このようにすることで、カウンタは１つで済み、回路規模は大きくならない。

本発明の方式を備えた装置を使用すれば、カウント方式の別によらず従来の周波数カウンタから得られる測定値に対し本信号処理を適用することで、測定系に変更を加えることなくセンサの分解能が改善される。本方式を念頭に設計されたカウンタは、同じ性能を持つ従来方式のカウンタに比べ回路規模が小さく、マルチチャネル化も容易となる。
ニオイセンサ、ガスセンサ、バイオセンサ、周波数変化を利用したＡ−Ｄ変換素子などに使用して好都合である。

１０信号源、２０短ゲートカウンタ部、３０ローパスフィルタ

上記目的を達成するため本発明の周波数測定差測定装置は、被測定信号を所定のゲート時間で計数してカウント値を生成するカウンタ部と、上記カウント値が入力され、上記所定のゲート時間の計数における周波数分解能よりも高い周波数分解能で上記被測定信号の周波数に対応する信号を出力するローパスフィルタと、を含む。
望ましくは、上記カウンタ部は、上記被測定信号を計数するカウンタと、減算器と、を含み、上記減算器は、上記所定のゲート時間を有する第１のゲート時間において上記カウンタが計数した結果に基づく第１のカウント値と、上記所定のゲート時間を有し、上記第１にゲート時間に続く第２のゲート時間において上記カウンタが計数した結果に基づく第２のカウント値との差を得る。
望ましくは、上記カウンタ部は、上記被測定信号が供給され、第３のカウント値を出力する第１のカウンタと、上記被測定信号が供給され、第４のカウント値を出力する第２のカウンタと、を含み、上記カウント値は、上記第３のカウント値と上記第４のカウント値が交互に配置されたものである。
望ましくは、上記カウンタ部は合う記被測定信号に対する不感期間を生じない。
また、本発明の周波数測定方法は、被測定信号を所定のゲート時間で計数してカウント値を生成するステップと、上記カウント値をローパスフィルターに入力し、上記所定のゲート時間の計数における周波数分解能よりも高い周波数分解能で上記被測定信号の周波数に対応する信号を得るステップと、を含む。
また、本発明の機器は、上述の周波数測定装置を含む、または上述の周波数測定方法を用いる。
上記目的を達成するために、参考例の周波数測定装置は、供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を出力する短ゲートタイムカウンタ部と、上記一連のカウント値から高周波成分を除去して上記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を得るローパスフィルタと、を備える。

Claims

供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を出力する短ゲートタイムカウンタ部と、
前記一連のカウント値から高周波成分を除去して前記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を得るローパスフィルタと、
を備える周波数測定装置。
前記ゲート時間は１秒よりも小さく装置の動作限界よりも大きい時間である、請求項１に記載の周波数測定装置。
前記短ゲートタイムカウンタ部は、前記パルス列信号に対して不感期間を生じないカウンタを備える請求項１又は２に記載の周波数測定装置。
前記ローパスフィルタが、アナログフィルタ又はデジタルフィルタである、請求項１乃至３のいずれかに記載の周波数測定装置。
前記ローパスフィルタが、デジタルフィルタとアナログフィルタとを組み合わせたものである、請求項１乃至３のいずれかに記載の周波数測定装置。
前記ローパスフィルタが、複数段構成の移動平均フィルタである請求項１乃至３のいずれかに記載の周波数測定装置。
前記不感期間を生じないカウンタが、前記パルス列信号を累積的に計数する直接カウント方式のカウンタと、計数された前回の累積カウント値と今回の累積カウント値との差から今回カウント値を得る減算器と、を含む、請求項１乃至６のいずれかに記載の周波数測定装置。
供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応した一連のカウント値を形成し、
前記カウント値から高周波成分を除去して前記パルス列信号の周波数に対応するレベル信号を得る、周波数測定方法。
前記ゲート時間は１秒よりも小さく０．０１μ秒以上の時間である、請求項８に記載の周波数測定方法。
請求項１乃至７のいずれかに記載の周波数測定装置を使用した機器。