JP7040253B2 - 物理量センサーモジュール、傾斜計、慣性計測装置、構造物監視装置、及び移動体 - Google Patents

Description

本発明は、物理量センサーモジュール等に関する。

加速度等の物理量を検出する物理量センサーモジュールを構成する物理量センサーには、物理量に対する出力値の関係が線形ではない非線形性の問題がある。この非線形性を補正するため、例えば、物理量センサーの一種であって加速度を検出する静電容量型物理量センサーでは、出力の増幅度を切り替える非線形性補正回路を設ける構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開平９－３３５６３号公報

しかしながら、非線形性補正回路を設けるといった専用の回路や専用の機構を設ける場合には、物理量センサーモジュールの回路規模が増しコストが増大するという課題があった。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、物理量センサーモジュールを大型化することなく低コストに物理量センサーモジュールの出力の非線形性を線形に近づける技術を提供することである。

上記課題を解決するための第１の発明は、物理量の変化に応じて周波数が変化する周波数変化型物理量センサーと、基準信号を出力する基準信号発振部と、前記周波数変化型物理量センサーから出力された被測定信号に基づく動作信号を用いて、前記基準信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する周波数デルタシグマ変調部と、前記周波数デルタシグマ変調部の出力側に設けられ、前記被測定信号に同期して動作する第１のフィルターと、前記第１のフィルターの出力側に設けられ、前記基準信号に同期して動作する第２のフィルターと、を備えている物理量センサーモジュールである。

第１の発明によれば、周波数デルタシグマ変調部の出力側に設けられるフィルターを周波数変化型物理量センサーの出力である被測定信号に同期して動作する第１のフィルターと、基準信号に同期して動作する第２のフィルターとの組み合わせとすることにより、前記被測定信号の非線形性を補正することが可能となる。このため、非線形性補正回路を設けるといった専用の回路や専用の機構を設ける必要がなく、物理量センサーモジュールを大型化することなく低コストに物理量センサーから出力される被測定信号の非線形性を補正することが可能となる。

第２の発明は、第１の発明において、前記第１のフィルター及び前記第２のフィルターの合成により実現されるフィルター特性であるカットオフ周波数が、前記周波数変化型物理量センサーの構造共振周波数よりも低い、物理量センサーモジュールである。

第２の発明によれば、第１のフィルター及び第２のフィルターによって、振動整流誤差が顕著に現れる構造共振周波数由来のノイズ成分を低減できる。

第３の発明は、第２の発明において、前記構造共振周波数は、前記周波数変化型物理量センサーの構造に基づいて決まる周波数である、物理量センサーモジュールである。

第３の発明によれば、構造共振周波数を周波数変化型物理量センサーの構造によって決めることができる。

第４の発明は、第１乃至第３の発明の何れかにおいて、前記周波数変化型物理量センサーは、前記物理量に対する出力信号の特性として非線形性を有しており、前記第１のフィルターは、入出力特性が、前記周波数変化型物理量センサーの出力である被測定信号の非線形性を線形に近づけるための特性に設定された、物理量センサーモジュールである。

第４の発明によれば、周波数変化型物理量センサーの出力である被測定信号を第１のフィルターに通すことで、前記被測定信号が有する非線形性が線形に近づくように補正されて、物理量センサーモジュールの出力とされる。

第５の発明は、第４の発明において、前記第１のフィルターは、フィルタータップ数によって平滑化タイミングを変更可能な平滑化フィルターであり、前記フィルタータップ数が、前記非線形性によって現れる前記周波数変化型物理量センサーの出力である被測定信号の振動整流誤差を低減させる平滑化タイミングに設定された、物理量センサーモジュールである。

第５の発明によれば、平滑化フィルターである第１のフィルターの平滑化タイミングをフィルタータップ数によって変更することで、周波数変化型物理量センサーの出力である被測定信号の振動整流誤差が低減されるため、前記被測定信号が有する非線形性を補正することができる。

第６の発明は、第５の発明において、前記フィルタータップ数は、外部から設定変更可能である、物理量センサーモジュールである。

第６の発明によれば、第１フィルターのフィルタータップ数を外部から設定変更可能であるので、物理量センサーモジュール毎に、周波数変化型物理量センサーの特性に応じて第１フィルターのフィルタータップ数を適切に設定する、或いは設定し直すことができるようになる。

第７の発明は、第５又は第６の発明において、前記第１のフィルターは、前記平滑化タイミングの変更量の粗密が異なる複数のフィルタータップ数で前記平滑タイミングを変更可能である、物理量センサーモジュールである。

第７の発明によれば、平滑化タイミングの変更量の粗密が異なる複数のフィルタータップ数によって、周波数変化型物理量センサーの出力である被測定信号の非線形性に対する補正の程度の調整が容易になる。

第８の発明は、第１乃至第５の発明の何れかにおいて、前記物理量は加速度である、物理量センサーモジュールである。

第８の発明によれば、加速度を検出する物理量センサーモジュールにおいて、上述の第１乃至第５の発明の効果を有することができる。

第９の発明は、第８の発明の物理量センサーモジュールと、前記物理量センサーモジュールの出力に基づいて傾斜角度を算出する算出部と、を具備した傾斜計である。

第９の発明によれば、従来よりも傾斜角度の算出精度を高めた傾斜計を実現できる。

第１０の発明は、移動体に取り付けられる慣性計測装置であって、第８の発明の物理量センサーモジュールと、角速度物理量センサーモジュールと、前記物理量センサーモジュールの出力と前記角速度物理量センサーモジュールの出力とに基づいて前記移動体の姿勢を算出する回路部と、を具備した慣性計測装置である。

第１０の発明によれば、従来よりも移動体の姿勢の算出精度を高めた慣性計測装置を実現できる。

第１１の発明は、構造物に取り付けられる第８の発明の物理量センサーモジュールと、前記構造物に取り付けられ、前記物理量センサーモジュールの出力を送信する送信部と、前記送信部からの送信信号を受信する受信部と、前記受信部の受信信号に基づいて前記構造物の傾斜角度を算出する算出部と、を具備した構造物監視装置である。

第１１の発明によれば、従来よりも構造物の傾斜角度の算出精度を高めた構造物監視装置を実現できる。

第１２の発明は、第８の発明の物理量センサーモジュールと、前記物理量センサーモジュールの出力信号に基づいて、加速、制動および操舵のうちの少なくとも１つを制御する制御部と、を具備し、自動運転の実施或いは不実施を、前記物理量センサーモジュールの出力に基づいて切り替える、移動体である。

第１２の発明によれば、従来よりも自動運転の品質を高めた移動体を実現できる。

第１実施形態の物理量センサーモジュールのブロック構成図。 振動整流誤差の説明図。 構造共振周波数の説明図。 第１実施形態の第１ローパスフィルターのブロック構成図。 第１実施形態の第２ローパスフィルターのブロック構成図。 第１実施形態の非線形性の説明図。 第１実施形態の実験結果の一例。 第２実施形態の物理量検出器の断面模式図。 第２実施形態の物理量検出デバイスの斜視模式図。 第２実施形態の物理量検出デバイスの斜視模式図。 第２実施形態の物理量検出デバイスの平面図。 第３実施形態の加速度物理量センサーの構成図。 第４実施形態の傾斜計の断面模式図。 第５実施形態の慣性計測装置の断面模式図。 第６実施形態の構造物監視装置の概略構成図。 第７実施形態の移動体の概略構成図。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について説明する。なお、以下に説明する実施形態によって本発明が限定されるものではなく、本発明を適用可能な形態が以下の実施形態に限定されるものでもない。

［第１実施形態］
＜構成＞
図１は、第１実施形態の物理量センサーモジュール１のブロック構成図である。図１によれば、物理量センサーモジュール１は、周波数変化型物理量センサー３と、基準信号発振部５と、周波数比測定装置７とを備える。周波数変化型物理量センサー３は、検出対象の物理量の変化に応じて周波数が変化する物理量センサーであり、周波数に応じた周期信号を被測定信号として出力する。周波数変化型物理量センサー３は、例えば、物理量である加速度を計測する水晶加速度物理量センサーであってもよいし、物理量である角速度を計測する水晶角速度物理量センサーであってもよい。基準信号発振部５は、予め定められた周波数に基づく基準信号を出力する。この基準信号の周波数は、被測定信号の周波数より高い。

周波数比測定装置７は、被測定信号と基準信号とに基づいて、被測定信号と基準信号との周波数比を測定する装置である。また、周波数比測定装置７は、レシプロカルカウント方式によって周波数比を測定する。なお、被測定信号ではなく、被測定信号に基づく動作信号としても良い。被測定信号に基づく動作信号とは、被測定信号と相関のある信号であり、被測定信号自体も含まれる。周波数比測定装置７は、周波数デルタシグマ変調部１０と、第１ローパスフィルター２０と、第３ラッチ５０と、第２ローパスフィルター６０とを備える。

周波数デルタシグマ変調部１０は、周波数変化型物理量センサー３の出力である被測定信号を用いて、基準信号発振部５から出力された基準信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する。周波数デルタシグマ変調部１０は、カウンター１２と、第１ラッチ１４と、第２ラッチ１６と、減算器１８と、を備える。カウンター１２は、基準信号の立ち上がりエッジをカウントしてカウント値を示すカウントデータを出力する。第１ラッチ１４は、被測定信号の立ち上がりエッジに同期して、カウントデータをラッチして第１データを出力する。第２ラッチ１６は、被測定信号の立ち上がりエッジに同期して、第１データをラッチして第２データを出力する。減算器１８は、第１データから第２データを減算して出力データを生成する。この出力が、周波数デルタシグマ変調部１０が生成する周波数デルタシグマ変調信号である。

この周波数デルタシグマ変調部１０は、１次の周波数デルタシグマ変調器とも呼ばれ、基準信号のカウント値を、被測定信号によって２回ラッチしており、被測定信号の立ち上がりエッジをトリガーとして、基準信号のカウント値を順次保持する。この例では、立ち上がりエッジでラッチ動作を行う場合を想定しているが、立下りエッジ、もしくは、立ち上がりエッジ及び立下りエッジの両方でラッチ動作を行っても良い。また、減算器１８は、保持されている２つのカウント値の差分を演算することで、被測定信号が１周期推移する間に観測される基準信号のカウント値の増分を、時間経過とともに不感期間なく出力する。被測定信号の周波数をｆｘ、基準信号の周波数をｆｃとしたとき、周波数比は、ｆｃ／ｆｘ、となる。周波数デルタシグマ変調部１０は、周波数比を示す周波数デルタシグマ変調信号を、デジタル信号列として出力するものである。

第１ローパスフィルター２０は、第１のフィルターの一例であり、周波数デルタシグマ変調部１０の出力側に設けられ、周波数変化型物理量センサー３の出力である被測定信号に同期して動作し、周波数比測定装置７が出力する周波数デルタシグマ変調信号に含まれるノイズ成分を除去又は低減する。

第３ラッチ５０は、基準信号の立ち上がりエッジに同期して、第１ローパスフィルター２０の出力をラッチして出力する。

第２ローパスフィルター６０は、第２のフィルターの一例であり、第１のフィルターの一例である第１ローパスフィルター２０の出力側に設けられ、基準信号に同期して動作し、周波数比測定装置７が出力する周波数デルタシグマ変調信号に含まれるノイズ成分を除去又は低減する。

＜原理＞
本実施形態の周波数比測定装置７は、周波数変化型物理量センサー３の出力である被測定信号の非線形性を補正する特徴をもつ。周波数変化型物理量センサー３は、例えば、水晶加速度物理量センサーを例にとると、検出軸方向へ作用する力の変化に応じて水晶振動子の発振周波数（振動周波数）が変化することを利用した物理量センサーであり、その発振周波数に対応するパルス状に変化する信号を出力する。作用した加速度と水晶振動子の発振周波数との関係は完全な線形関係にならず（非線形性）、また、その関係性には個体差がある。

図２は、入出力関係に非線形性を有する系に振動成分を入力すると、出力値の直流成分にドリフトが生じる様子を説明するための模式図である。入出力関係が線形である系に正弦波状の信号を入力すると、図２の実曲線で示される出力値が得られる。この出力値を整流することにより得られる直流成分（実直線）にドリフトは生じない。一方、入出力関係が非線形である系に正弦波状の信号を入力すると、図２の点曲線で示される出力値が得られる。この出力値を整流することにより得られる直流成分（点直線）は、出力波形の歪に起因するドリフトが生じる。上記入出力関係の非線形性を有する系に振動成分を入力した際に出力に生じるドリフト成分を振動整流誤差（ＶＲＥ：vibration rectification error）と呼んでいる。一般に、ＶＲＥは入力する振動成分の周波数の関数であり、入力する振動成分の周波数が一定であればＶＲＥの大きさは入力する振動成分の振幅の２乗に比例することが知られている。

図３は、加速度を検出するよう構成された調整前の物理量センサーモジュール１において、振動整流誤差定数（ＶＲＣ：Vibration Rectification error Constant）を印加した加速度の印加周波数の関数としてプロットしたものである。ＶＲＥの大きさは入力する振動成分の振幅の２乗に比例することから、加速度を検出する物理量センサーモジュールにおけるＶＲＣの単位は[Ｇ／Ｇ^２]で与えられる。８２０Ｈｚ付近に見られるＶＲＣのピークは、他の周波数領域に比べて４～５桁ほど大きい値となっていることを示しており、これは、物理量センサーモジュールの構造により決まる構造共振において、その構造共振周波数が８２０Ｈｚ程度であり、入力する振動成分に８２０Ｈｚ程度の周波数が含まれると物理量センサーモジュールの構造共振が起こるため、見かけ上、構造共振周波数に対応する周波数成分が増幅されて出力されることに起因する。その結果、構造共振に起因するドリフトがＶＲＥへ最も大きく寄与することとなり、特別な対策が必要となる。

周波数比測定装置７は、非線形性を有する周波数変化型物理量センサー３の出力である被測定信号に対する補正を行い、特に、構造共振に起因するＶＲＥを低減することにより、周波数変化型物理量センサー３に作用した加速度と、周波数比測定装置７の出力との、非線形性を低減することができる。

図４は、第１ローパスフィルター２０のブロック構成図である。図４によれば、第１ローパスフィルター２０は、第１加算器２２と、第１遅延素子２４と、第１減算器２６と、第２加算器２８と、第３加算器３０と、デシメーター３２と、第２遅延素子３４と、第２減算器３６と、第３遅延素子３８と、第３減算器４０とを有する。第１ローパスフィルター２０の各部は、被測定信号に同期して動作する。フィルタータップ数である第１遅延素子２４、第２遅延素子３４、第３遅延素子３８それぞれの遅延数ｎ１～ｎ３は、何れも、物理量センサーモジュール１の外部から設定変更が可能である。第１ローパスフィルター２０の構成要素のうち、第１加算器２２、第１遅延素子２４、及び、第１減算器２６でなる前段部分は、移動平均フィルターとして機能する。また、第１ローパスフィルター２０の構成要素のうち、第２加算器２８、第３加算器３０、デシメーター３２、第２遅延素子３４、第２減算器３６、第３遅延素子３８、及び、第３減算器４０でなる後段部分は、ＣＩＣ（Cascaded Integrator Comb）フィルターとして機能する。

図５は、第２ローパスフィルター６０のブロック構成図である。図４によれば、第２ローパスフィルター６０は、第４加算器６２と、第４遅延素子６４と、第４減算器６６とを有する。第２ローパスフィルター６０の各部は、基準信号に同期して動作する。フィルタータップ数である第４遅延素子６４の遅延数ｎ４は、物理量センサーモジュール１の外部から設定変更が可能である。また、第２ローパスフィルター６０は、移動平均フィルターとして機能する。

このように構成される第１ローパスフィルター２０のフィルタータップ数ｎ１～ｎ３、及び、第２ローパスフィルター６０のフィルタータップ数ｎ４の設定によって、周波数比測定装置７が有する入出力特性の非線形性を実現している。具体的には、ＣＩＣフィルターにおけるデシメーション比をＲとしたとき、被測定信号に基づき動作する第１ローパスフィルター２０の入力に対して出力の位相が（ｎ１－１＋Ｒ・（ｎ２＋ｎ３－１））／２クロック分だけ遅れる特性、及び、第１ローパスフィルター２０の出力を、基準信号に基づき動作する第２ローパスフィルター６０によりサンプル数ｎ４だけ取り出して平滑化することにより入出力特性の非線形性を実現している。第１ローパスフィルター２０は多段移動平均フィルター、第２ローパスフィルター６０は移動平均フィルターとして機能し、入力信号を平滑化処理して出力する。この第１ローパスフィルター２０、及び、第２ローパスフィルター６０において、各遅延素子の遅延数ｎ１～ｎ４を変更することで、カットオフ周波数（遮断周波数）および平滑化タイミングを調整することができる。また、周波数変化型物理量センサー３の第１ローパスフィルターおよび第２ローパスフィルター６０の合成により実現されるカットオフ周波数は、周波数変化型物理量センサー３の構造共振周波数より低く定められているため、構造共振による出力変調の影響を低減することができる。

図６は、第１ローパスフィルター２０、及び、第２ローパスフィルター６０による入出力特性により、周波数比測定装置７が振動入力に対して非線形性（振動整流誤差）を発現する原理を説明する概略図である。周波数に係る図６（１）～（３）は、何れも、紙面向って右方向を時間経過として、上から順に、基準信号、被測定信号、サンプリング信号、を示している。基準信号、及び、被測定信号は、立ち上がりエッジのタイミングを短い縦線で示している。被測定信号については、更に、各立ち上がりエッジのタイミングの間に、被測定信号の立ち上がりエッジのタイミングで動作する第１ローパスフィルター２０の出力信号を表す数値を併記している。定性的説明の便宜上、基準信号、被測定信号、サンプリング信号のそれぞれの周波数（周期）を単純な比となるよう図示し、位相差のみを違えた入力値を第１ローパスフィルター出力値として図示したが、以下では任意の周波数比において任意の第１ローパスフィルター出力値を用いても同様の説明が可能であることに留意したい。

サンプリング信号は、第２ローパスフィルター６０から出力される信号である。第２ローパスフィルター６０は、基準信号の立ち上がりエッジのタイミングで、同じく基準信号に同期して動作する第３ラッチ５０によって第１ローパスフィルター２０の出力信号を取り込み、平滑化処理の結果を出力する。図６では、ある１回の動作タイミングｔ１に着目して、平滑化期間の開始時点及び終了時点を短い縦線で示し、平滑化処理の途中経過とともに、出力信号を表す数値を示している。なお、この平滑化期間の長さは、基準信号に基づくクロック周期と、第２ローパスフィルター６０の第４遅延素子６４の遅延数ｎ４で決まる。

第１ローパスフィルター２０は、被測定信号の立ち上がりエッジのタイミングで、周波数デルタシグマ変調部１０の出力信号を取り込み、平滑化処理の結果を出力する。周波数デルタシグマ変調部１０の出力信号である周波数デルタシグマ変調信号は、被測定信号の周波数ｆｘと基準信号の周波数ｆｃとの周波数比ｆｃ／ｆｘである。つまり、第１ローパスフィルター２０は、この被測定信号と基準信号との周波数比ｆｃ／ｆｘに対する平滑化処理を行う。なお、この平滑化期間の長さと遅延量は、被測定信号に基づくクロック周期と、第１ローパスフィルター２０の第１遅延素子２４、第２遅延素子３４及び第３遅延素子３８の遅延数ｎ１、ｎ２及びｎ３で決まる。

図６（１）は、周波数比測定装置７に入力される基準信号の周波数ｆｃと被測定信号の周波数ｆｘとの比（レシプロカルカウント値）が一定の整数値となる例を示している。ｆｃとｆｘとの比が一定の整数値ならば、第１ローパスフィルター２０の平滑化処理の結果も一定であり、被測定信号の周波数ｆｘに応じた値となる。説明の便宜上、図６（１）では、被測定信号の立ち上がりエッジのタイミングの間に含まれる基準信号の立ち上がりエッジの数である“４”を、出力信号を表す数値として示している。

そして、第２ローパスフィルター６０は、基準信号の立ち上がりタイミングで、第１ローパスフィルター２０の出力信号を取り込み、平滑化処理の結果を出力する。図６では、第２ローパスフィルター６０の平滑化処理の結果として、平滑化期間に取り込んだ値を単純に積算した値を示しており、この例でのサンプリング信号は“６４”である。

図６（２）は、図６（１）に対し、被測定信号の繰り返し区間でのレシプロカルカウント値の総和を保ったままＦＭ（Frequency Modulation）変調させた上で、入力の位相と出力の位相が同相になるよう第１ローパスフィルター２０の第１遅延素子２４、第２遅延素子３４及び第３遅延素子３８の遅延数ｎ１、ｎ２及びｎ３を調整した例を示している。ＦＭ変調によって被測定信号の立ち上がりエッジのタイミングが周期的に変動し、平滑化処理の結果である第１ローパスフィルター２０の出力値も周期的に変化している。図６（２）では、レシプロカルカウント値も“５”や“３”に変化している。第２ローパスフィルター６０は、基準信号に基づいて“５”もしくは“３”を積算するので、タイミングに応じてレシプロカルカウント値が重み付けされることになる。図６（２）では入力の位相と出力の位相が同相になるよう調整されているので、レシプロカルカウント値が大きいほど、大きな重み付けがなされることになる。この例でのサンプリング信号は“６８”である。

図６（３）は、被測定信号が図６（２）のようにＦＭ変調されている場合に、入力の位相と出力の位相が逆位相になるよう第１ローパスフィルター２０の第１遅延素子２４、第２遅延素子３４及び第３遅延素子３８の遅延数ｎ１、ｎ２及びｎ３を調整した例を示している。

ＦＭ変調によって被測定信号の立ち上がりエッジのタイミングが周期的に変動し、平滑化処理の結果である第１ローパスフィルター２０の出力値も周期的に変化していることは図６（２）の場合と同様であり、図６（３）でも、レシプロカルカウント値も“５”や“３”に変化しているが、図６（２）とは逆位相となっている。第２ローパスフィルター６０は、基準信号に基づいて“５”もしくは“３”を積算するので、タイミングに応じてレシプロカルカウント値が重み付けされることも同様であるが、図６（３）では入力の位相と出力の位相が逆位相になるよう調整されているので、レシプロカルカウント値が小さいほど、大きな重み付けがなされることになる。この例でのサンプリング信号は“６０”である。

一般に、被測定信号をＦＭ（Frequency Modulation）変調させた上で、入力の位相と出力の位相を調整することで、第２ローパスフィルターの出力であるサンプリング信号の持つ直流成分のドリフト量を制御することができる。図６の例では、ドリフトが無い場合のサンプリング信号“６４”に対し、第１ローパスフィルターの入出力関係を同相にすることでサンプリング信号“６８”（ドリフト量は最大である“＋４”）に、第１ローパスフィルターの入出力関係を逆位相にすることでサンプリング信号“６０”（ドリフト量は最小である“－４”）に調整することができ、また、第１ローパスフィルターの位相関係を調整することでこれら中間値のドリフト量にも制御可能である。

また、上記メカニズムより、第１ローパスフィルターの出力タイミングを調整する機構を設けることでも、第２ローパスフィルター６０の出力信号が変化し得るので、カットオフ周波数を変更せずともドリフト量を制御することもできる。

なお、図６（１）に示すような、被測定信号の周波数（周期とも言える）が変動しない場合には、第１ローパスフィルター２０の出力タイミングが遅れても、第１ローパスフィルター２０による平滑化期間の長さやその処理結果は出力タイミングによって変動しないので、第２ローパスフィルター６０の出力は変動しない。

このように、第１ローパスフィルター２０の第２遅延素子３４、及び、第２遅延素子３４の遅延数ｎ２，ｎ３を設定変更することで、第１ローパスフィルター２０の出力タイミングを遅らせることができ、その結果、周波数比測定装置７に入力される被測定信号の周波数に対する出力信号の周波数の関係である入出力特性に非線形性を発現させ、ドリフト量を制御することができる。

上記の例では被測定信号の繰り返し区間でのレシプロカルカウント値の総和を保ったままＦＭ（Frequency Modulation）変調（レシプロカルカウント値：４，４，４，４→５，５，３，３）させた上でのドリフト量（０→±４）を議論したが、ＦＭ変調量が２倍の場合（レシプロカルカウント値：４，４，４，４→６，６，２，２）を考えれば、ドリフト量は０→±１６となり、ドリフト量はＦＭ変調量の２乗に比例することが分かる。一方、周波数変化型物理量センサー３の出力において、入力する振動成分の周波数が一定であれば振動整流誤差の大きさは入力する振動成分の振幅の２乗に比例することから、振動整流誤差を打ち消すようにドリフト量を調整することで、物理量センサーモジュール１の入出力関係を線形に近づけることができる。

＜実験結果＞
次に、物理量センサーモジュール１の実験結果を説明する。図７は、実験結果の一例である。図７では、横軸を時間、縦軸を加速度として、周波数変化型物理量センサー３を加振することで瞬間的に加速度を印加したときの周波数比測定装置７の出力を示している。周波数変化型物理量センサー３に加速度を印加すると、周波数変化型物理量センサー３の発振周波数が変動し、この発振周波数を表す信号が周波数比測定装置７から出力される。この出力が、物理量センサーモジュール１による加速度の検出値に相当する。

また、図７には、周波数比測定装置７の入出力特性が異なる２つの場合を示している。図７の上側には、第１ローパスフィルター入出力特性の調整前の物理量センサーモジュール１の出力計測結果を、下側には、第１ローパスフィルター入出力特性の調整後の物理量センサーモジュール１の出力計測結果を示している。

何れも、およそ“０．０５秒”のタイミングで加速度がインパルス状に印加されるように衝撃を加えている。周波数変化型物理量センサー３に加速度が印加されると、物理量センサーモジュール１の検出値である加速度が変動する。何れの場合も、この加速度（検出値）の変動の仕方としては、振幅の大きな変動が生じた後、徐々に収まってゆくのは同じであるが、インパルス波形には広範囲の周波数成分が含まれるので、構造共振も励起される。加速度を印加したタイミング直後（加振直後）の振動の中央値が異なっている。つまり、図７の上側に示す第１ローパスフィルター入出力特性の調整前の物理量センサーモジュール１の出力では、加振直後に振動の中央値が初期値からドリフトしている。このドリフト分Δ（図７では、約２００ｍＧ）が振動整流誤差である。時間経過に応じて振動の中央値が初期値に近づいてドリフトが緩和されていくが、グラフの右端である０．４秒時点では未だ初期値に戻っていないことが観察される。

一方、図７の下側に示す第１ローパスフィルター入出力特性の調整後の物理量センサーモジュール１の出力では、加振直後の振動の中央値は即座に初期値に収束しており、ドリフト成分は低減されていると言える。つまり、周波数比測定装置７に入力される被測定信号の周波数に対する出力信号の周波数の関係である入出力特性に非線形性を発現させ、ドリフト量を制御することで、振動整流誤差が補正されるといえる。

＜作用効果＞
第１実施形態によれば、第１ローパスフィルター２０、及び、第２ローパスフィルター６０のフィルタータップ数である遅延数ｎ１～ｎ４を設定変更することで、周波数比測定装置７の入出力特性を、周波数変化型物理量センサー３が持つ印加加速度と発振周波数に対して、いわば“逆（線対称）”の非線形性を持つようにすることができる。これにより、周波数変化型物理量センサー３の出力である被測定信号の非線形性が、周波数比測定装置７の入出力特性である“逆”の非線形性によって相殺されるように補正されて、物理量センサーモジュール１全体として、周波数変化型物理量センサー３に作用した加速度と出力との関係を、線形に近づけることができる。

第１ローパスフィルター２０、及び、第２ローパスフィルター６０は、周波数デルタシグマ変調部１０の出力側に設けられるフィルターであって、非線形性を補正するための専用の回路や専用の機構ではない。従って、物理量センサーモジュール１を大型化することなしに、物理量センサーの非線形性を補正することが可能となる。

＜変形例＞
なお、第１実施形態では、第１ローパスフィルター２０のフィルタータップ数である遅延数ｎ２，ｎ３を設定変更する場合を説明したが、遅延数ｎ１や、第２ローパスフィルター６０のフィルタータップ数である遅延数ｎ４も設定変更可能である。第１ローパスフィルター２０においては、デシメーター３２によって入力信号がダウンサンプリングされているため、デシメーター３２の前段の第１遅延素子２４の遅延数ｎ１による調整は、後段の第２遅延素子３４、第３遅延素子３８の遅延数ｎ２，ｎ３による調整に比較して、同じ遅延数であっても平滑化タイミングの遅延量（遅延時間）が小さくなる。すなわち、第１ローパスフィルター２０は、平滑化タイミングの変更量を小さく（細かく）調整可能なフィルタータップ数でなる第１遅延素子２４と、大きく（荒く）調整可能なフィルタータップ数でなる第２遅延素子３４および第３遅延素子３８とを備えており、粗密が異なる複数のフィルタータップ数で平滑タイミングを変更可能である。これにより、周波数変化型物理量センサー３の出力である被測定信号に対する補正の程度の調整を簡単に行うことが可能となる。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態を説明する。以降では、第１実施形態との差異について主に述べることとし、第１実施形態と同様の構成要素については同じ符号を付与して重複する説明を省略する。第２実施形態は、第１実施形態における物理量センサーモジュール１である物理量検出器の実施形態である。

図８は、第２実施形態における物理量検出器１００の内部構造を模式的に示す断面図である。物理量検出器１００は、第１実施形態における周波数変化型物理量センサー３である物理量検出デバイス２００と、電子回路１４０と、物理量検出デバイス２００及び電子回路１４０を収容するパッケージ１０２と、を有する。

パッケージ１０２は、パッケージベース１０４と、リッド１０６とを有する。パッケージ１０２は、凹部を有するパッケージベース１０４の上方を覆うように、板状のリッド１０６がリッド接合材１０８を介してパッケージベース１０４に接続されていることで内部空間を画成しており、この内部空間に、物理量検出デバイス２００、及び、電子回路１４０を支持・固定している。パッケージベース１０４は、例えば、セラミックス、水晶、ガラス、シリコンなどの材料を用いることができる。リッド１０６は、例えば、パッケージベース１０４と同じ材料や、鉄（Ｆｅ）とニッケル（Ｎｉ）の合金、ステンレス鋼などの金属を用いることができる。リッド接合材１０８は、例えば、シームリング、低融点ガラス、無機系接着剤を用いることができる。

パッケージベース１０４の内部には、内壁に沿って、その上面に物理量検出デバイス２００を支持・固定するための段差部１１０が設けられている。また、段差部１１０の上面には、物理量検出デバイス２００の固定部接続端子と電気的に接続される内部端子１１４が設けられている。

パッケージベース１０４の外底面には、外部の部材に実装される際に用いられる外部端子１１６が設けられている。外部端子１１６は、図示しない内部配線を介して内部端子１１４と電気的に接続されている。内部端子１１４及び外部端子１１６は、例えば、タングステン（Ｗ）等のメタライズ層に、ニッケル（Ｎｉ）、金（Ａｕ）などの皮膜をメッキなどの方法により積層した金属膜で構成されている。

パッケージベース１０４の底部には、外底面から内底面まで貫通する貫通孔１２０が形成されている。図８に示す例では、貫通孔１２０は、外側の孔径が内側の孔径よりも大きい段付きの形状をしている。この貫通孔１２０内には、パッケージ１０２の内部（キャビティー）を気密に封止するための封止部１２２が設けられている。封止部１２２は、貫通孔１２０に、例えば、金（Ａｕ）とゲルマニウム（Ｇｅ）の合金、ハンダ等からなる封止材を配置し、加熱溶融後、固化させることで設けられる。リッド１０６をパッケージベース１０４に接合した後、パッケージ１０２の内部が減圧された状態（真空度の高い状態）で貫通孔１２０内に封止材を配置し、加熱溶融後、固化させて封止部１２２を設けることによって、パッケージ１０２内を気密に封止することができる。パッケージ１０２の内部は、窒素、ヘリウム、アルゴンなどの不活性ガスが充填されていて良い。

電子回路１４０は、内部端子１１４等を経由して、物理量検出デバイス２００に駆動信号を与えるとともに、印加される加速度等の物理量に応じて変化する物理量検出デバイス２００から出力される供給周波数を増幅し、外部端子１１６から物理量検出器１００の外部に出力する。また、この電子回路１４０に、第１実施形態における周波数比測定装置７や基準信号発振部５等が実装される。

図９，図１０は、物理量検出デバイス２００を模式的に示す斜視図である。図１０は、説明の簡明化のために、質量部２１０の図示を省略したものである。また、図１１は、物理量検出デバイス２００の平面図である。物理量検出デバイス２００は、四方を支持部で支持された基部２０２と、基部２０２より延設された継手部２０４で連結されて検出方向の加速度によってしなる可動部２０６と、物理量検出素子２０８と、を有する。

物理量検出素子２０８は、例えば、水晶原石等から所定の角度で切り出された水晶基板を、フォトリソグラフィー技術、及びエッチング技術によってパターニングすることにより形成されている双音叉型の振動素子である。勿論、当該素子の素材は水晶に限らず、タンタル酸リチウム、四ホウ酸リチウム、ニオブ酸リチウム、チタン酸ジルコン酸鉛、酸化亜鉛、窒化アルミニウム等の圧電材料を用いることができる。また、酸化亜鉛、窒化アルミニウムなどの圧電材料皮膜を備えたシリコンなどの半導体材料を用いることができる。

物理量検出素子２０８は、継手部２０４を跨ぐようにした梁状に形成されており、その梁部の一端側が基部２０２に、他端側が可動部２０６に固定されている。物理量検出素子２０８の両端部には、信号線（図示略）が接続されて所定の電流電圧が印加されており、物理量検出素子２０８が所定周波数で振動するように構成されている。そして、測定方向に生じた加速度によって可動部２０６がしなることで物理量検出素子２０８の梁部に応力が作用すると、物理量検出素子２０８の振動周波数が変化する。この振動周波数の変化に基づいて加速度に応じた信号が生成されて、物理量検出素子２０８の出力信号として出力される。

［第３実施形態］
次に、第３実施形態を説明する。以降では、第１及び第２実施形態との差異について主に述べることとし、第１及び第２実施形態と同様の構成要素については同じ符号を付与して重複する説明を省略する。第３実施形態は、第２実施形態における物理量検出器１００を用いた加速度物理量センサーの実施形態である。

図１２は、第３実施形態における加速度物理量センサー３００の内部構造を模式的に示す断面図である。加速度物理量センサー３００は、電子回路基板３１０と、電子回路基板３１０を収容する収容部３２０と、を有する。

収容部３２０は、下部アウターケース３２２の上方に、下方に開口する上部アウターケース３２４を被せて密封することで内部空間を画成している。そして、収容部３２０は、当該内部空間にて、インナーケース３２６やパッキン３２８を介して電子回路基板３１０を支持・固定している。

電子回路基板３１０は、同じ仕様の３つの第２実施形態の物理量検出器１００（１００ｘ，１００ｙ，１００ｚ）や、各物理量検出器１００（１００ｘ，１００ｙ，１００ｚ）の出力信号を増幅する増幅回路等を実装している。

電子回路基板３１０に実装されている３つの物理量検出器１００ｘ，１００ｙ，１００ｚは、物理量である加速度を検出する物理量センサーであり、検出方向について検出した加速度に応じた信号を出力する。また、３つの物理量検出器１００ｘ，１００ｙ，１００ｚは、互いに検出方向が直交するように実装されており、加速度物理量センサー３００は、直交３軸方向の加速度を検出する、いわゆる３軸加速度物理量センサーとなっている。

［第４実施形態］
次に、第４実施形態を説明する。以降では、第１乃至第３実施形態との差異について主に述べることとし、第１乃至第３実施形態と同様の構成要素については同じ符号を付与して重複する説明を省略する。第４実施形態は、第３実施形態の加速度物理量センサー３００を用いた傾斜計の実施形態である。

図１３は、第４実施形態における傾斜計４００の構成例を示す図であって、一部断面表示された側面図である。傾斜計４００は、設置された位置の傾斜角度に応じた信号を出力する装置である。傾斜計４００は、アンダーケース４０２とアッパーケース４０４とで画成された内部空間に、第３実施形態の加速度物理量センサー３００と、加速度物理量センサー３００の出力信号に基づいて傾斜角度を算出する算出部４１０と、算出部４１０で算出された傾斜角度に応じた信号を外部出力する外部出力端子４１２と、を有する。勿論、これ以外の要素を適宜含めることができる。例えば、内蔵バッテリーや電源回路、無線装置、等を含めることができる。

算出部４１０は、加速度物理量センサー３００の出力信号から傾斜角度を演算して、傾斜角度に応じた信号を出力する回路である。例えば、汎用ＩＣ（Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などにより実現することができる。

第４実施形態の傾斜計４００によれば、第１実施形態の物理量センサーモジュール１を用いた加速度物理量センサー３００を採用しているため、傾斜の計測精度を従来の傾斜計よりも向上させることができる。

［第５実施形態］
次に、第５実施形態を説明する。以降では、第１乃至第４実施形態との差異について主に述べることとし、第１乃至第４実施形態と同様の構成要素については同じ符号を付与して重複する説明を省略する。第５実施形態は、第３実施形態の加速度物理量センサー３００を用いた慣性計測装置の実施形態である。

図１４は、第５実施形態における慣性計測装置５００の構成例を示す図であって、一部断面表示された側面図である。慣性計測装置５００は、移動体に取り付けられる装置であって、アンダーケース５０２とアッパーケース５０４とで画成された内部空間に、第３実施形態の加速度物理量センサー３００と、角速度物理量センサー５１０と、加速度物理量センサー３００の出力信号及び角速度物理量センサー５１０の出力信号に基づいて移動体の姿勢を算出する回路部５１２と、回路部５１２で算出された姿勢に応じた信号を外部出力する外部出力端子５１４と、を有する。勿論、これ以外の要素を適宜含めることができる。例えば、内蔵バッテリーや電源回路、無線装置、等を含めることができる。

角速度物理量センサー５１０は、基本的には、加速度物理量センサー３００と同様の構成を有し、Ｘ軸、Ｙ軸及びＺ軸の各軸回りの角速度を検出する、いわゆる３軸角速度物理量センサーである。

回路部５１２は、例えば、汎用ＩＣ（Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）により実現され、加速度物理量センサー３００の出力信号と、角速度物理量センサー５１０の出力信号とから、慣性計測装置５００が取り付けられている移動体の姿勢を算出し、姿勢に応じた信号を出力する。

［第６実施形態］
次に、第６実施形態を説明する。以降では、第１乃至第５実施形態との差異について主に述べることとし、第１乃至第５実施形態と同様の構成要素については同じ符号を付与して重複する説明を省略する。第６実施形態は、第３実施形態における加速度物理量センサー３００を用いた構造物監視装置の実施形態である。

図１５は、第６実施形態における構造物監視装置６００の構成例を示す図である。構造物監視装置６００は、監視対象とされる構造物６９０に取り付けられる第３実施形態の加速度物理量センサー３００と、加速度物理量センサー３００の検出信号を送信する送信部６２０と、通信網６５０を介して送信部６２０からの送信信号を受信する受信部６３６と、受信部６３６の受信信号に基づいて構造物６９０の傾斜角度を算出する算出部６３２と、を有する。通信網６５０は、有線・無線の何れであっても良い。

加速度物理量センサーユニット６１０は、アンダーケース６１２とアッパーケース６１４とで画成される内部空間に、第３実施形態の加速度物理量センサー３００と、小型の通信端末としての機能を実現する通信モジュール６２２及びアンテナ６４４を含む送信部６２０と、を搭載して構成されている。勿論、送信部６２０は、加速度物理量センサー３００とは別体の通信モジュール及びアンテナとして実現するとしても良い。

算出部６３２は、本実施形態では、監視コンピューター６３０に搭載されたＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等で実現することとする。但し、算出部６３２をＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサーとして、当該プロセッサーがＩＣメモリー６３４に記憶されたプログラムを演算処理することによりソフトウェア的に実現する構成としてもよい。監視コンピューター６３０は、キーボード６３８によりオペレーターの各種操作入力を受け付け、演算処理の結果をタッチパネル６４０に表示することができる。

受信部６３６は、通信網６５０に接続する有線通信装置或いは無線通信装置によって実現される。本実施形態では、送信部６２０と無線通信する通信モジュール及びアンテナによって実現するが、監視コンピューター６３０とは別体の通信モジュール及びアンテナとして実現するとしてもよい。

［第７実施形態］
次に、第７実施形態を説明する。以降では、第１乃至第６実施形態との差異について主に述べることとし、第１乃至第６実施形態と同様の構成要素については同じ符号を付与して重複する説明を省略する。第７実施形態は、第３実施形態の加速度物理量センサー３００を用いた移動体の実施形態である。

図１６は、第７実施形態における移動体７００の構成例を示す図である。本実施形態では、移動体７００を乗用車として例示するが、車種は適宜変更可能である。また、移動体７００は、小型船舶や自動運搬装置、構内用の運搬車、フォークリフトなどでも良い。

移動体７００は、第３実施形態の加速度物理量センサー３００と、加速度物理量センサー３００の検出信号に基づいて、加速、制動及び操舵のうちの少なくとも１つを制御する制御部７１０とを有し、自動運転の実施或いは不実施を、加速度物理量センサー３００の検出信号に基づいて切り替えることができる。

制御部７１０は、車載用のコンピューターによって実現される。制御部７１０は、車内ＬＡＮ（Local Area Network）等の通信網によって、加速度物理量センサー３００、スロットルコントローラー７１２、ブレーキコントローラー７１６、ステアリングコントローラー７２０、などの各種物理量センサー及コントローラーと信号送受可能に接続されている。ここで、スロットルコントローラー７１２は、エンジン７１４の出力を制御する装置である。ブレーキコントローラー７１６は、ブレーキ７１８の作動を制御する装置である。ステアリングコントローラー７２０は、パワーステアリング７２２の作動を制御する装置である。なお、制御部７１０に接続される物理量センサーコントローラーの種類はこれに限らず適宜設定できる。

そして、制御部７１０は、内蔵する演算装置で、加速度物理量センサー３００の検出信号に基づいて演算処理を行って、自動運転の実施或いは不実施を判定し、自動運転を実施する場合には、スロットルコントローラー７１２、ブレーキコントローラー７１６、ステアリングコントローラー７２０の少なくとも何れか１つに制御指令信号を送信して、加速、制動及び操舵のうちの少なくとも１つを制御する。

自動制御の内容は、適宜設定可能である。例えば、コーナリング中に、加速度物理量センサー３００で検出される加速度が、スピンやコーナーアウトを生じる恐れが高いとされる閾値に達した場合に、スピンやコーナーアウトを防止するような制御を行うとしてもよい。また、停止中に、加速度物理量センサー３００で検出される加速度が、操作を誤って急激な前進又は後進が生じた可能性が高いとされる閾値に達した場合に、スロットルを強制全閉させて急ブレーキを強制発動させるような制御を行うとしてもよい。

なお、本発明の適用可能な実施形態は上述の実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なのは勿論である。

１…物理量センサーモジュール、３…周波数変化型物理量センサー、５…基準信号発振部、７…周波数比測定装置、１０…周波数デルタシグマ変調部、２０…第１ローパスフィルター、５０…第３ラッチ、６０…第２ローパスフィルター、１００…物理量検出器、２００…物理量検出デバイス、３００…加速度物理量センサー、４００…傾斜計、５００…慣性航法装置、６００…構造物監視装置、７００…移動体

Claims (12)

1. 物理量の変化に応じて周波数が変化する周波数変化型物理量センサーと、
   基準信号を出力する基準信号発振部と、
   前記周波数変化型物理量センサーから出力された被測定信号に基づく動作信号を用いて、前記基準信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する周波数デルタシグマ変調部と、
   前記周波数デルタシグマ変調部の出力側に設けられ、前記被測定信号に同期して動作する第１のフィルターと、
   前記第１のフィルターの出力側に設けられ、前記基準信号に同期して動作する第２のフィルターと、
   を備えている物理量センサーモジュール。
2. 請求項１において、
   前記第１のフィルター及び前記第２のフィルターの合成により実現されるフィルター特性であるカットオフ周波数が、前記周波数変化型物理量センサーの構造共振周波数よりも低い、
   物理量センサーモジュール。
3. 請求項２において、
   前記構造共振周波数は、前記周波数変化型物理量センサーの構造に基づいて決まる周波数である、
   物理量センサーモジュール。
4. 請求項１乃至３の何れかにおいて、
   前記周波数変化型物理量センサーは、前記物理量に対する出力信号の特性として非線形性を有しており、
   前記第１のフィルターは、入出力特性が、前記周波数変化型物理量センサーの出力である被測定信号の非線形性を線形に近づけるための特性に設定された、
   物理量センサーモジュール。
5. 請求項４において、
   前記第１のフィルターは、フィルタータップ数によって平滑化タイミングを変更可能な平滑化フィルターであり、前記フィルタータップ数が、前記非線形性によって現れる前記周波数変化型物理量センサーの出力である被測定信号の振動整流誤差を低減させる平滑化タイミングに設定された、
   物理量センサーモジュール。
6. 請求項５において、
   前記フィルタータップ数は、外部から設定変更可能である、
   物理量センサーモジュール。
7. 請求項５又は６において、
   前記第１のフィルターは、前記平滑化タイミングの変更量の粗密が異なる複数のフィルタータップ数で前記平滑タイミングを変更可能である、
   物理量センサーモジュール。
8. 請求項１乃至５の何れかにおいて、
   前記物理量は加速度である、
   物理量センサーモジュール。
9. 請求項８に記載の物理量センサーモジュールと、
   前記物理量センサーモジュールの出力信号に基づいて傾斜角度を算出する算出部と、
   を具備した傾斜計。
10. 移動体に取り付けられる慣性計測装置であって、
    請求項８に記載の物理量センサーモジュールと、
    角速度物理量センサーモジュールと、
    前記物理量センサーモジュールの出力と前記角速度物理量センサーモジュールの出力とに基づいて前記移動体の姿勢を算出する回路部と、
    を具備した慣性計測装置。
11. 構造物に取り付けられる請求項８に記載の物理量センサーモジュールと、
    前記構造物に取り付けられ、前記物理量センサーモジュールの出力を送信する送信部と、
    前記送信部からの送信信号を受信する受信部と、
    前記受信部の受信信号に基づいて前記構造物の傾斜角度を算出する算出部と、
    を具備した構造物監視装置。
12. 請求項８に記載の物理量センサーモジュールと、
    前記物理量センサーモジュールの出力信号に基づいて、加速、制動および操舵のうちの少なくとも１つを制御する制御部と、
    を具備し、
    自動運転の実施或いは不実施を、前記物理量センサーモジュールの出力に基づいて切り替える、
    移動体。

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