JP2003133943A - 入出力回路と基準電圧生成回路及び半導体集積回路 - Google Patents
入出力回路と基準電圧生成回路及び半導体集積回路Info
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Abstract
入出力回路の提供。 【解決手段】トランジスタMP11と抵抗R11からな
る第1の直列回路と、トランジスタMP12と抵抗R1
3からなる第2の直列回路が高位側電源VDDQと入出力端
子DQ間に並列に接続され、抵抗R12とトランジスタ
MN11からなる第3の直列回路と、抵抗R14とトラ
ンジスタMN12からなる第4の直列回路が入出力端子
DQと低位側電源GND間に並列に接続されてなる出力バ
ッファと、入出力端子DQに入力が接続されている入力
バッファ10と、出力時、出力データを反転した信号を
トランジスタMP11、MP12、MN11、MN12
のゲートに共通に供給し、入力時、トランジスタMP1
1、MN11のゲートには、VDDQ、GND電源電圧をそれ
ぞれ供給し、トランジスタMP12、MN12の制御端
子には、GND,VDDQ電源電圧をそれぞれ供給する制御を行
う制御回路20を備えている。
Description
双方向の入出力インタフェースに関し、特に、伝送線路
の終端回路と基準電圧生成回路に関する。
い高速ロジック回路では、信号線を分布定数回路の伝送
線路として扱うことが必要となる場合がある。例えば伝
送線路の伝搬遅延時間が出力信号の立ち上がり・立ち下
がり時間に比べて大きいとき、反射を考慮しなければな
らない。すなわち、伝送線路の特性インピーダンスと異
なるインピーダンスの回路を該伝送線路に接続したとき
に接続点で反射が生じる。良く知られているように、線
路の特性インピーダンスをZ0、負荷インピーダンスを
ZLとすると、受信端での反射係数ρ1は、 ρ1=(ZL−Z0)/(ZL+Z0) で与えられ、信号源の出力インピーダンスをZsとする
と、送信端での反射係数ρ2は、 ρ2=(Zs−Z0)/(Zs+Z0) となる。よって、特性インピーダンスZ0の伝送線路
を、ZL=Z0、もしくはZs=Z0で終端すれば、反射
は回避されることになる。
ンタフェース回路を模式的に示した図であり、入力モー
ドのときに終端抵抗を信号線に接続する構成とした従来
の入出力回路の構成が模式的に示されている。図9を参
照すると、この回路は、第1の入出力回路1100と、
第1の入出力回路1100と配線で接続されて信号の送
受を行う第2の入出力回路1200と、基準電圧源13
00とを備えている。
(図9では回路1200)との間で信号を双方向に送受
する入出力端子(I/Oピン)DQに、入力端と出力端
とがそれぞれ接続された入力回路(入力バッファ)11
10と出力回路(出力バッファ)1120とを備えると
ともに、終端回路として、制御回路1140と、入出力
端子DQにそれぞれ一端が接続された終端抵抗R10
1、R102と、終端抵抗R101、R102の他端と
高位側電源VDDQ、低位側電源GNDとの間にそれぞ
れ接続されたスイッチSW1、SW2を備えている。
(送信モード)とされ、出力バッファ1120は出力イ
ネーブル状態とされている。出力バッファ1120は、
入出力を制御する制御信号とデータ源1150からのデ
ータを入力とする制御回路1130と、制御回路113
0の出力にゲートが共通に接続され、ドレイン同士が共
通接続されて入出力端子DQに接続され、ソースがそれ
ぞれ高位側電源VDDQと低位側電源GNDに接続され
ているPチャネルMOSトランジスタMP101とNチ
ャネルMOSトランジスタMN101よりなるCMOS
インバータと、を備えて構成されている。なお、データ
源1150は、入出力端子DQから出力すべきデータを
第1の入出力回路1100の制御回路1130に供給す
る内部回路(不図示)を表している。
2の入力端には、入出力端子DQからの入力信号と、基
準電圧源1300からの基準電圧Vrefとがそれぞれ供
給され、入力バッファ1110は、入力信号と基準電圧
Vrefとを不図示の入力段差動対で差動増幅し、入力信
号と基準電圧Vrefの大小関係に対応した論理値の信号
を図示されない内部回路に出力する。なお、入力バッフ
ァ1110は、出力モードのときにオフ状態に設定する
構成としてもよい。
DQに入力端と出力端がそれぞれ接続された入力回路
(入力バッファ)1210と出力回路(出力バッファ)
1220を備えるとともに、終端回路として、制御回路
1240と、入出力端子DQにそれぞれ一端が接続され
た終端抵抗R201、R202と、終端抵抗R201、
R202の他端と高位側電源VDDQ、低位側電源GN
Dとの間にそれぞれ接続されたスイッチSW3、SW4
を備えている。
120と同様の構成とされているが、図9に示す回路接
続の例では、第2の入出力回路1200が入力モード
(受信モード)であるため、その出力はハイインピーダ
ンス状態に設定されている。より詳細には、出力バッフ
ァ1220は、制御回路1230と、制御回路1230
の出力にゲートがそれぞれ接続され、ドレイン同士が共
通接続されて入出力端子DQに接続され、ソースがそれ
ぞれ高位側電源VDDQと低位側電源GNDに接続され
ているPチャネルMOSトランジスタMP201とNチ
ャネルMOSトランジスタMN201よりなるCMOS
インバータを備え、MOSトランジスタMP201のゲ
ートは高位側電源電圧VDDQ、MOSトランジスタM
N201のゲートは低位側電源電圧GNDとされ、とも
にオフ状態とされている。
2の入力端には、入出力端子DQからの入力信号と基準
電圧源1300からの基準電圧Vrefとがそれぞれ供給
され、入力バッファ1210は、入力信号と基準電圧V
refとを不図示の入力差動対で差動増幅し、入力信号と
基準電圧Vrefの大小関係に対応した論理値の信号を、
図示されない内部回路に出力する。なお、入出力回路に
おける高位側電源VDDQは、端子DQをHighレベ
ルに駆動するための電源電圧である。なお、半導体集積
回路の内部回路は必ずしもこの電源VDDQで駆動する
必要はなく、別の電源、例えばVDDQよりも低い電圧
に降圧した内部電源電圧が用いられる場合もある。
回路1100においてデータ送信時、第2の入出力回路
1200においてデータ受信時の場合の構成が示されて
おり、出力バッファ1120において、制御回路113
0は、データ源1150からのデータをインバータIN
Vで反転した信号を生成し、CMOSインバータ(MP
101,MN101)のゲートに供給する。
01と高位側電源VDDQ間のスイッチSW1と、終端
抵抗R102と低位側電源GND間のスイッチSW2を
オフとし、終端抵抗R101、R102と、端子DQに
接続される線路とを、非接続とする。
において、制御回路1230は、制御信号(出力ディセ
ーブル)を受けて、PチャネルMOSトランジスタMP
201のゲートを高位側電源電圧VDDQ、Nチャネル
MOSトランジスタMN201のゲートを低位側電源電
圧GNDに設定して、両トランジスタをオフ状態として
いる。また、入力バッファ1210はオン状態とされて
いる。そして、制御回路1240は、抵抗R201と高
位側電源VDDQ間のスイッチSW3と、抵抗R202
と低位側電源GND間のスイッチSW4をオンとし、終
端抵抗R201、R202を入出力端子DQに接続され
る線路に接続し、終端回路として動作させる。
回避しデータ受信時には終端動作を行い、小占有面積の
回路構成としたアクティブ終端回路として、例えば特開
平9−83411号公報には、出力駆動回路が入出力パ
ッド上の電位を駆動制御している際に、伝送線路を終端
しないようにした半導体集積回路の構成が開示されてい
る。この構成は、入出力パッドに接続される伝送線路を
終端する終端回路を、入力バッファ回路と出力駆動回路
よりなる入出力回路とは別に備えており、図9を参照し
て説明した従来のインタフェース回路とほぼ同等のもの
である。
送信モード、アクティブ終端モード等として機能する双
方向型のプログラマブルI/Oセルの構成が開示されて
いる。
た上記従来の回路においては、入出力回路は、出力回路
(出力バッファ)と、入力回路(入力バッファ)と、終
端回路とを備えて構成されており、終端回路を出力回路
と別に備えている。出力回路と終端回路という比較的占
有面積の大きな回路をそれぞれ別々に備えた回路構成
は、チップ面積の増大を招く。すなわち、終端回路の個
数が入出力端子の数に対応して増大し、高速信号を入出
力する多ピン構成の半導体集積回路の場合、終端回路と
出力回路の占有する面積が増え、チップ面積が増大す
る。
号源インピーダンスとの不整合から、出力回路での送信
信号が再反射する、という問題点もある。
バッファに対してチップ外部の基準電圧源から基準電圧
が供給される構成とされている。入力バッファ等におい
ては、論理閾値と基準電圧とが一致することが要求され
ている。しかしながら、チップ外部の基準電圧源から基
準電圧が供給される上記従来の回路においては、チップ
の製造バラツキ等によりその論理閾値がずれると、基準
電圧源からの基準電圧と論理閾値との間に不整合が生
じ、このため、例えば入力回路から内部回路に出力され
る信号のタイミングにずれが生じ、クロックデューティ
エラー、クロックスキュー等のタイミングエラーが発生
することになる。
題は、占有面積の増大の抑止低減する終端回路を備えた
入出力回路及び該入出力回路を備えた半導体集積回路を
提供することにある。
理閾値と基準電圧とを一致させる基準電圧生成回路及び
該基準電圧生成回路を備えた半導体集積回路を提供する
ことにある。
の手段を提供する本発明に係る入出力回路は、入出力端
子と電源間にトランジスタと抵抗よりなる直列回路を少
なくとも含む出力回路が、信号入力時、前記トランジス
タをオンし前記直列回路を、前記入出力端子に接続する
線路の終端回路として動作させる手段を備えている。よ
り詳細には、本発明に係る入出力回路は、一のアスペク
トにおいて、入出力端子に出力端と入力端がそれぞれ接
続された出力回路と入力回路とを備えた入出力回路にお
いて、前記出力回路は、高位側電源と前記入出力端子と
の間に直列に接続されている第1のトランジスタと第1
の抵抗よりなる第1の直列回路と、前記入出力端子と低
位側電源との間に直列に接続されている第2の抵抗と第
2のトランジスタよりなる第2の直列回路と、を備え、
入出力を制御する制御信号を入力し該制御信号に基づ
き、信号入力時には、前記第1及び第2のトランジスタ
をともにオン状態に設定して、前記第1及び第2の直列
回路を、終端回路として動作させ、信号出力時には、前
記入出力端子から出力すべき信号の論理値に応じて、前
記第1及び第2のトランジスタのうち一方をオン、他方
をオフとし、前記第1及び第2の直列回路を、出力バッ
ファとして動作させる制御を行う制御手段を備えてい
る。
る基準電圧生成回路は、入力端子からの入力信号と基準
電圧とを差動入力し差動増幅して出力する入力バッファ
に基準電圧を供給する基準電圧生成回路において、高位
側電源と出力端子の間に直列に接続された第1のトラン
ジスタと第1の抵抗よりなる第1の直列回路と、前記出
力端子と低位側電源との間に直列に接続された第2の抵
抗と第2のトランジスタよりなる第2の直列回路を備
え、前記第1及び第2のトランジスタはオンに設定さ
れ、前記出力端子から前記基準電圧が出力される。以下
の説明からも明らかとされるように、上記課題は、特許
請求の範囲の各請求項の発明によっても同様にして解決
される。
する。本発明は、入出力端子(図1のDQ)と電源間に
トランジスタと抵抗よりなる直列回路を含む出力回路
が、該入出力端子から入力回路(図1の10)への信号
入力時、制御信号に基づき、前記トランジスタをオンと
して前記直列回路を前記入出力端子(DQ)に接続する
線路の終端回路として動作させる制御手段(図1の2
0)を備えている。
図1を参照すると、入出力端子に出力端と入力端とがそ
れぞれ接続された出力回路と入力回路とを備えた入出力
回路において、入出力端子(DQ)と高位側電源(VD
DQ)との間に直列形態に接続された第1のトランジス
タ(MP12)と第1の抵抗(R13)よりなる第1の
直列回路を備えるともに、入出力端子(DQ)と低位側
電源(GND)との間に直列形態に接続された第2の抵
抗(R14)と第2のトランジスタ(MN12)よりな
る第2の直列回路とを備え、さらに、入出力を制御する
制御回路(20)を備えている。
(20)は、入出力を制御する制御信号に基づき、入力
モードのとき、第1及び第2のトランジスタ(MP1
2、MN12)がオンして、第1及び第2の直列回路
は、入出力端子(DQ)に接続される線路を終端する終
端回路として働き、出力モードのとき、入出力端子(D
Q)から出力されるデータの論理値に基づき、第1及び
第2のトランジスタ(MP12、MN12)の一方がオ
ン、他方はオフし、出力バッファとして動作させる制御
を行う。
は、第1の直列回路(MP12、R13)と第2の直列
回路(MN12、R14)と並列に、制御信号に基づ
き、信号入力時に、その出力がハイインピーダンス状態
に設定される出力駆動回路(MP11、抵抗R11、抵
抗R12、MN11よりなる回路で構成される)を備え
ている。
ては、入出力回路の出力回路の少なくとも一部が出力モ
ードのときは出力バッファ、入力モードのときは終端回
路として機能しており、出力回路と終端回路を共通回路
で機能分担する構成としたことにより、出力回路、終端
回路の占有面積の縮減を可能としている。
路をなす前記第1及び第2の直列回路と、入出力端子
(DQ)の接続点における無信号時の電圧に等しい電圧
を生成し、基準電圧Vrefとして入力回路に供給する構
成とされている。より詳細には、図4を参照すると、入
力端子からの入力信号と基準電圧とを差動入力する入力
バッファに基準電圧を供給する基準電圧生成回路は、高
位側電源(VDDQ)と出力ノードをなす基準電圧出力
端の間に、直列形態に接続された第1のトランジスタ
(MP41)と第1の抵抗(R41)よりなる第1の直
列回路と、前記基準電圧出力端と低位側電源(GND)
との間に、直列形態に接続された第2の抵抗(R42)
と第2のトランジスタ(MN41)よりなる第2の直列
回路を備え、第1及び第2のトランジスタ(MP41、
MN41)はオンに設定され、基準電圧出力端から基準
電圧Vrefが出力される。
おける入力端子と終端抵抗との接続点ノードの電圧を基
準電圧として入力回路に供給しているため、基準電圧を
入力端子からの信号の論理閾値の変動に追従させること
ができ、入力信号のタイミングのずれ、エラー等を低減
している。
細に説明すべく、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図1は、本発明の一実施例に係る入出力回
路を説明するための図であり、図1(a)は、入出力回
路の信号送信時(出力モード)、図1(b)は、信号受
信時(入力モード)の回路接続をそれぞれ示している。
出力モード、入力モードは、不図示の上位装置等からの
指示で決定され、入出力を制御する制御信号は、出力モ
ード又は入力モードに応じた論理値に設定される。な
お、この制御信号の生成の仕方等は、本発明の主題とは
直接関係しないためその説明は省略する。
らのデータと、入出力を制御する制御信号とが制御回路
20に入力されており、制御信号が出力モードを示す時
に、制御回路20では、データをインバータINVで反
転した信号を出力する。高位側電源VDDQにソースが
共通接続されたPチャネルMOSトランジスタMP1
1、MP12と、PチャネルMOSトランジスタMP1
1、MP12の各ドレインと入出力端子DQ間にそれぞ
れ接続された抵抗R11、R13と、低位側電源GND
にソースが共通接続されたNチャネルMOSトランジス
タMN11、MN12と、NチャネルMOSトランジス
タMN11、MN12の各ドレインと入出力端子DQ間
にそれぞれ接続された抵抗R12、R14とを備え、P
チャネルMOSトランジスタMP11、MP12の各ゲ
ートとNチャネルMOSトランジスタMN11、MN1
2の各ゲートには、インバータINVの出力端が共通に
接続されている。
れ、第2の入力端に基準電圧Vrefが入力されている入
力バッファ10は、出力モード時に、オフ状態とされて
いる。
を介して入出力端子DQから出力すべきデータを、制御
回路20に供給する内部回路(不図示)を表している。
き、インバータINVの出力はLowレベルとなり、H
ighレベルドライブ用のPチャネルMOSトランジス
タMP11、MP12がともにオンし(NチャネルMO
SトランジスタMN11、MN12はオフ)、入出力端
子DQは、並列に接続されている抵抗R11、R13を
介して、高位側電源VDDQ側に充電され、Highレ
ベルとなる。
INVの出力はHighレベルとなり、Lowレベルド
ライブ用のNチャネルMOSトランジスタMN11、M
N12はともにオンし(PチャネルMOSトランジスタ
MP11、MP12はオフ)、入出力端子DQは、並列
に接続されている抵抗R12、R14を介して、放電さ
れ、Lowレベルとなる。抵抗R11と抵抗R12、抵
抗R13と抵抗R14はほぼ等しい抵抗値とされ、例え
ば拡散抵抗もしくは薄膜抵抗(ポリシリコン抵抗)で形
成される。
おいて、PチャネルMOSトランジスタとNチャネルM
OSトランジスタとのサイズの比(例えばチャネル幅W
PとWNの比WP/WN)を固定としたまま、それぞれのチ
ャネル幅の値を小さくすることで、終端回路を付加した
出力バッファの出力電圧を変えることなく、消費電流の
増大を抑えることができる。
のとき、制御回路20は、制御信号を受けて、Pチャネ
ルMOSトランジスタMP11のゲートを高位側電源電
圧VDDQ、NチャネルMOSトランジスタMN11の
ゲートを低位側電源電圧GNDとして、MOSトランジ
スタMP11、MN11をともにオフ状態とし、Pチャ
ネルMOSトランジスタMP12のゲートを低位側電源
電圧GND、NチャネルMOSトランジスタMN12の
ゲートを高位側電源電圧VDDQとして、MOSトラン
ジスタMP12、MN12をともにオンし、MOSトラ
ンジスタMP12、抵抗R13、抵抗R14、MOSト
ランジスタMN12よりなる終端回路(「アクティブ終
端回路」ともいう)をオン状態とし、入出力端子DQに
接続する線路を終端する。
路20は、その基本構成として、制御信号が出力モード
のとき、データ源30からのデータをインバータで反転
した信号を出力し、MOSトランジスタMP11、MP
12、MN11、MN12のゲートに共通に出力し、制
御信号が入力モードを示すとき、MOSトランジスタM
P11、MN12の各ゲートに高位側電源電圧VDDQ
を出力し、MOSトランジスタMP12、MN11の各
ゲートに低位側電源電圧GNDを出力する切替を行う回
路構成として構成される。例えば、制御回路20は、イ
ンバータINVの出力と高位側電源電圧VDDQとを入
力とし、出力が、MOSトランジスタMP11、MN1
2のゲートに共通に接続され、制御信号を選択制御信号
として入力し、この制御信号が出力モードのとき、イン
バータINVの出力を選択出力し、制御信号が入力モー
ドのとき、高位側電源電圧VDDQを選択出力する第1
のセレクタと、インバータINVの出力と低位側電源電
圧GNDを入力とし、出力が、MOSトランジスタMP
12、MN11のゲートに共通に接続され、制御信号を
選択制御信号として入力し、制御信号が出力モードのと
き、インバータINVの出力を選択出力し、制御信号が
入力モードのとき、低位側電源電圧GNDを選択出力す
る第2のセレクタと、を備えて構成される。
の入力端にそれぞれ入力される入力信号と基準電圧Vre
fを差動増幅する入力段差動対(不図示)を備え、入力
信号が基準電圧Vref以上のとき、例えば論理1の信
号、入力信号が基準電圧Vrefより小のとき論理0の信
号を出力するバッファ回路よりなり、入力段差動対を駆
動する定電流源を制御信号が出力モードを示すときオフ
する構成としてもよい。
の構成の一具体例を示す図である。この制御回路20
は、入力される制御信号としてC1からC3を備えてお
り、制御信号に基づき、出力ドライバ(バッファ)+終端
回路15を、データ出力モード、終端動作モード、ハイ
インピーダンス(オープン)状態にそれぞれ設定する。
路20は、データ源30からのデータと制御信号C1の
インバータINV1による反転信号を第1、第2の入力
端から入力する否定論理積回路NAND1と、データ源
30からのデータと制御信号C1を第1、第2の入力端
から入力とする否定論理和回路NOR1と、NAND1
の出力と制御信号C2を第1、第2の入力端から入力す
る排他的論理和回路EXOR1と、NOR1の出力と制
御信号C2を第1、第2の入力端から入力する排他的論
理和回路EXOR3と、NAND1の出力と制御信号C
3を第1、第2の入力端から入力する排他的論理和回路
EXOR2と、NOR1の出力と制御信号C3を第1、
第2の入力端から入力する排他的論理和回路EXOR4
と、を備え、EXOR1、EXOR2の出力がPチャネ
ルMOSトランジスタMP11、MP12のゲートにそ
れぞれ接続され、EXOR3、EXOR4の出力がNチ
ャネルMOSトランジスタMN11、MN12のゲート
にそれぞれ接続されている。MOSトランジスタと抵抗
素子の直列回路、すなわち、MP11とR11、MN1
1とR12、MP12とR13、MN12とR14のそ
れぞれは、MOSトランジスタオン時の直列回路の抵抗
値が例えば100オームとなるように設計されている。
基本動作は、図3に示すようなものとなる。すなわち、
データ出力モード、終端動作(アクティブターミネーシ
ョン)、ハイインピーダンス(オープン)状態よりな
る。以下に動作を説明する。
3)=(L、L、L) 制御信号C2がLowレベル(L)のとき、制御信号C
2を第2の入力端に入力する排他的論理和回路EXOR
1とEXOR3は、それぞれの第1の入力端に入力され
る信号の論理値をそのまま出力端から出力する。また制
御信号C3がLowレベルのとき、制御信号C3を第2
の入力端に入力する排他的論理和回路EXOR2とEX
OR4は、それぞれの第1の入力端に入力される信号の
論理値をそのまま出力端から出力する。
は否定論理積回路NAND1の出力が入力され、このN
AND1には、Lowレベルの制御信号C1をインバー
タINV1で反転した信号であるHighレベルが第2
の入力端に入力されており、NAND1は、その第1の
入力端に入力されるデータの論理値を反転した信号を出
力する。
は、NOR1の出力が入力され、NOR1は、Lowレ
ベルの制御信号C1が第2の入力端に入力されており、
NOR1は、その第1の入力端に入力されるデータの論
理値を反転した信号を出力する。したがって、EXOR
1とEXOR2、EXOR3とEXOR4からは、Pチ
ャネルMOSトランジスタMP11、MP12、及びN
チャネルMOSトランジスタMN11、MN12のゲー
トに、データ源30からのデータを反転した信号が供給
される。
ャネルMOSトランジスタMP12はHighレベルド
ライブ用トランジスタ、NチャネルMOSトランジスタ
MN12はLowレベルドライブ用のトランジスタとし
て動作し、PチャネルMOSトランジスタMP12と抵
抗R13からなる直列回路と、抵抗R14とNチャネル
MOSトランジスタMN12からなる直列回路は、Pチ
ャネルMOSトランジスタMP11とNチャネルMOS
トランジスタMN11とともに出力バッファとして機能
する。Highレベルドライブ用のPチャネルMOSト
ランジスタMP11、MP12はそれぞれ抵抗R11、
R13を介して入出力端子DQに接続され、Lowレベ
ルドライブ用のNチャネルMOSトランジスタMN1
1、MN12はそれぞれ抵抗R12、R14を介して入
出力端子DQに接続される。抵抗R11とR12、抵抗
R13とR14をほぼ等しくすることによってHigh
レベル出力とLowレベル出力の場合とで、出力インピ
ーダンスをほぼ等しくすることができ、信号の送信端側
での再反射を防ぎ、信号を歪なく伝送することができ
る。なお、Highレベルドライブ用のバイポーラトラ
ンジスタと抵抗からなる直列回路と、Lowレベルドラ
イブ用のバイポーラトランジスタと抵抗からなる直列回
路との接続点から出力を取り出す構成とした出力回路と
して、例えば特開平7−86909号公報等の記載が参
照される。
タINV1の出力はLowレベルとなり、否定論理積回
路NAND1の出力は、データ源30からのデータの論
理値によらず、Highレベル固定となり、また否定論
理和回路NOR1の出力はLowレベル固定となる。
C3がHighレベルの場合、排他的論理和回路EXO
R1とEXOR3は、否定論理積回路NAND1の出力
(Highレベル)と、否定論理和回路NOR1の出力
(Lowレベル)をそのまま、PチャネルMOSトラン
ジスタMP11とNチャネルMOSトランジスタMN1
1のゲートに出力し、EXOR2とEXOR4は、NA
ND1の出力の反転信号(Lowレベル)と、NOR1
の出力の反転信号(Highレベル)を、PチャネルM
OSトランジスタMP12とNチャネルMOSトランジ
スタMN12のゲートに出力する。
MN11はオフし、MOSトランジスタMP12とMN
12はオンする。すなわち、出力ドライバ+終端回路1
5における、MOSトランジスタMP11と抵抗R1
1、抵抗R12とMOSトランジスタMN11よりなる
出力バッファの出力をハイインピーダンス状態とし(出
力バッファは出力ディスエーブル状態とされる)、MO
SトランジスタMP12と抵抗R13、抵抗R14とM
OSトランジスタMN12よりなる終端回路を動作状態
とする。
2、C3)=(H、L、L) 制御信号C1がHighレベルのとき、インバータIN
V1の出力はLowレベルとなり、否定論理積回路NA
ND1の出力は、データ源30からのデータの論理値に
よらず、Highレベルとなり、またNOR1の出力は
Lowレベルとなる。制御信号C2がLowレベルで、
制御信号C3がLowレベルの場合、EXOR1とEX
OR2は、NAND1の出力(Highレベル)をその
まま、PチャネルMOSトランジスタMP11、MP1
2のゲートに出力し、EXOR3とEXOR4は、NO
R1の出力(Lowレベル)をそのまま、NチャネルM
OSトランジスタMN11、MN12のゲートに出力す
る。
と、MOSトランジスタMN11、MN12はいずれも
オフ状態となる(ハイインピーダンス状態)。この場
合、MOSトランジスタMP12と抵抗R13、抵抗R
14とMOSトランジスタMN12よりなる終端回路
は、動作しない。
て、上記以外の組み合わせは、生成されないように、制
御信号C1、C2、C3を生成する回路の側で制御され
る。
と終端回路とを回路構成上、共通部として共有し、出力
モードのときは、この共通部は、出力バッファとして機
能し、入力モードのときは、共通部が終端回路として機
能する構成とされており、回路規模、占有面積の増大を
抑止低減している。
圧生成回路の構成を示す図である。図4において、終端
回路50は、図1(b)のトランジスタMP12、抵抗
R13、R14、トランジスタMN12からなる構成に
対応している。
の回路構成が、前記した実施例の終端回路と同一構成と
されている。すなわち、図4を参照すると、高位側電源
VDDQにソースが接続されゲートが低位側電源GND
に接続されたPチャネルMOSトランジスタMP41
と、PチャネルMOSトランジスタMP41のドレイン
に一端が接続され他端が基準電圧出力端Vrefに接続さ
れた抵抗R41と、基準電圧出力端Vrefに一端が接続
された抵抗R42と、抵抗R42の他端にドレインが接
続され、ソースが低位側電源GNDに接続され、高位側
電源VDDQにゲートが接続されたNチャネルMOSト
ランジスタMN41とを備えている。基準電圧生成回路
40から出力される基準電圧Vrefは、信号無入力時の
入出力端子DQにおける電圧に等しく、入出力端子DQ
の信号の論理閾値が基準電圧Vrefとして与えられる。
オン状態とされ、それぞれのオン抵抗をrONP、rONN、
抵抗R41、R42の抵抗値をr41、r42とすると、基準
電圧Vrefは、 Vref={(r42+rONN)/(r41+rONP+r42+rONN)}VDDQ で与えられる。
圧Vrefの入力端と低位側電源間にバイパスコンデンサ
(パスコン)11を備えている。このバイパスコンデン
サ(パスコン)11がチップ内に内蔵されていること
も、この実施例の特徴の一つである。このバイパスコン
デンサ11は、MOSキャパシタ等で構成してもよい。
基準電圧生成回路40から出力される基準電圧Vref
は、チップ内部の内部配線により、入力バッファ10に
供給される。
0、終端回路50を備えた半導体チップと同一チップ上
に形成されているため、プロセスのばらつきが存在した
場合、論理閾値と基準電圧とは対応しており、ミスマッ
チは生じない。例えば信号無入力時の入出力端子DQで
の電圧は、終端回路50の製造プロセス、電源電圧、温
度に対するばらつきにより変動するが、本実施例におい
ては、入出力端子DQと終端回路50の抵抗R51、R
52との接続点電圧を、基準電圧Vrefとしているた
め、基準電圧Vrefを、入出力端子DQを伝送される信
号(「DQ信号」という)の論理閾値の変動に追従させ
ることができる。この結果、基準電圧VrefとDQ信号
の論理閾値とのミスマッチを低減し、入力信号のタイミ
ング精度を改善することができる。また、図9に示した
従来の回路のように、チップ外部に、基準電圧生成回路
を設ける必要がない。
図であり、基準電圧(Vref)生成回路の別の構成を示
す図である。図5を参照すると、この実施例の基準電圧
(Vref)生成回路は、抵抗R41とR42の接続点に
非反転入力端(+)が接続され、出力端を反転入力端
(−)に接続し、ボルテージフォロワとして機能する演算
増幅器(Opamp)41を備えている。ボルテージフォロ
ワの出力電圧は、入力バッファ10に基準電圧Vrefと
して供給される。かかる構成により、ノイズ等に対して
も、ボルテージフォロワは、その出力電圧を、非反転入
力端(+)に入力される基準電圧と等しく保つように制
御し、入力バッファ10に供給される基準電圧を一定に
保つ。
図であり、基準電圧生成回路の別の構成を示す図であ
る。図6を参照すると、この実施例において、基準電圧
生成回路40の抵抗R41とR42の接続点ノードか
ら、入力バッファ10に基準電圧Vrefとして供給され
るととともに、抵抗R41とR42の接続点は外部端子
(ピン)Vrefに接続されており、他のチップのダミー
の出力回路60に配線(DQダミー配線)で接続されて
いる。他のチップのダミーの出力回路60は、基準電圧
を生成する回路として機能することから、基準電圧生成
回路60として示されている。ダミーの出力回路(基準
電圧生成回路)60は、入力ノードと出力ノードが接続
されたCMOSインバータよりなる。より詳しくは、高
位側電源VDDQにソースが接続されたPチャネルMO
SトランジスタMP61と、PチャネルMOSトランジ
スタMP61のドレインとドレインが接続されソースが
低位側電源GNDに接続されたNチャネルMOSトラン
ジスタMN61とを備え、MOSトランジスタMP6
1、MN61のゲートが共通接続された入力ノードは、
出力端子(MOSトランジスタMP61、MN61の共
通接続されたドレインノード)に接続されている。この
基準電圧生成回路60の出力電圧は、高位側電源電圧V
DDQの1/2とされる。なお、ダミーの出力回路60
は、CMOSインバータに限定されるものでなく、例え
ば高位側電源VDDQと出力端子間に直列に接続された
PチャネルMOSトランジスタと抵抗と、出力端子と低
位側電源GND間に直列に接続された抵抗とNチャネル
MOSトランジスタで構成し、PチャネルMOSトラン
ジスタとNチャネルMOSトランジスタのゲートを共通
接続して出力端子に接続する構成としてもよい。
行う他のチップのダミーの出力回路60の出力電圧(例
えばVDDQ/2)を入力バッファ10の基準電圧とし
て利用している。このため、DQ信号の論理閾値が終端
回路50だけで決まらない場合にも対応することができ
る。
図であり、上記したいくつかの実施例の構成を具備した
インタフェース回路の構成が示されている。図7を参照
すると、メモリコントローラ100とメモリ200との
間でデータの授受が行われ、メモリコントローラ100
は、出力バッファ101と入力バッファ111よりなる
入出力回路(I/Oセル)〜出力バッファ104と入力
バッファ114よりなる入出力回路(I/Oセル)と、
基準電圧生成回路140と、基準電圧生成回路として機
能するダミードライバ160とを備えている。
力バッファ211よりなる入出力回路(I/Oセル)〜
出力バッファ204と入力バッファ214よりなる入出
力回路(I/Oセル)と、基準電圧生成回路240と、
ダミードライバ260とを備えている。
バッファ101〜104は、図1、図2等を参照して説
明した終端回路を備えた構成とされており、基準電圧生
成回路140は、図6を参照して説明した構成とされ、
複数の入力バッファ111〜114に基準電圧Vrefを
供給するとともに、DQダミー配線を介してメモリ20
0内のダミードライバ260に接続されている。
1〜204は、図1、図2を参照して説明した終端回路
を備えた構成とされており、基準電圧生成回路240
は、図6を参照して説明した構成とされ、複数の入力バ
ッファ211〜214に基準電圧Vrefを供給するとと
もに、DQダミー配線を介してメモリコントローラ10
0内のダミードライバ160に接続されている。
示したダミーの出力回路(入力と出力が接続されたドラ
イバ)よりなる基準電圧生成回路60から構成されてい
る。
置を説明する。図8は、この実施例に係るメモリ装置の
構成を示す図である。図8には、一般に、「Point
−to−Point(ポイント・ツー・ポイント)」と
称呼される方式のメモリバスインタフェースの一例が示
されており、図8(a)は、プリント基板の実装状態を
示す斜視図、図8(b)は、図8(a)のX−X’線に
沿ったプリント基板のメモリバス(信号配線部)の断面
を模式的に示す図である。
は、プリント基板300と、プリント基板300に実装
されているメモリコントローラ330と、プリント基板
300に実装されている第1、第2のコネクタ340、
350と、第1、第2のコネクタ340、350にそれ
ぞれ装着されている第1、第2のメモリモジュール31
0、320を備えている。各メモリモジュール310、
320には、複数のDRAM(ダイナミックランダムア
クセスメモリ)311、321が実装されている。メモ
リコントローラ330のデータ、アドレス、コマンドバ
ス端子と、それぞれ対応するDRAMのデータ、アドレ
ス、コマンドバス端子との間は、データ、アドレス、コ
マンドバス信号配線306によって一対一に接続されて
いる。
00は、GND層(グランド層)301、信号層30
2、VDD層(電源層)303、信号層304、GND
層305から構成されており、バス信号配線(データ、
アドレス、コマンドバス信号配線)306は、信号層3
02、304に配線されている。2つの信号層302、
304は、それぞれGND層301、305とVDD層
303に挟まれている。また同一層の信号層は、信号配
線と隣の信号配線の間にシールド層307が形成されて
おり、信号配線間のクロストークを低減している。
コントローラ330のデータ端子に接続される入出力回
路(不図示)、DRAM311、321のデータ信号の
入出力端子(DQ端子)に接続される入出力回路(不図
示)のうち少なくとも一つは、信号入力時に出力回路の
一部を終端回路として機能させる構成、すなわち図1乃
至図7を参照して説明したいずれかの実施例の構成とさ
れる。また、メモリコントローラ330、DRAM31
1、321において、入力信号と基準電圧を差動入力す
る入力バッファに対して基準電圧を供給する基準電圧生
成回路を、図6乃至図8等を参照して説明した構成とし
てもよい。
したが、本発明は上記実施例にのみ限定されるものでな
く、特許請求の範囲の各請求項の範囲内で当業者であれ
ばなし得る各種変形、修正を含むことは勿論である。例
えば本発明は、CMOSプロセスにのみ限定されるもの
でなく、バイポーラデバイスに対しても適用可能であ
る。
おいて、双方向の信号としてデータ信号(DQ信号)に
のみ限定されるものでなく、アドレス、制御信号(コマ
ンド信号)等の入力回路、あるいは入出力回路に対して
も、適用可能であることは勿論である。
インタフェース回路にのみ限定されるものでなく、プリ
ント配線基板上に設けられる入出力インタフェース回路
に対しても適用可能であることは勿論である。
源間に接続されたトランジスタと抵抗よりなる二つの直
列回路の一方を終端回路として機能させる構成としても
よいことは勿論である。
出力回路の一部を終端回路と兼用する構成としたことに
より、出力回路とは別に終端回路を設けることを不要と
しており、終端回路と出力回路の占有面積を縮減可能と
する、という効果を奏する。本発明によれば、終端回路
を備えた入出力回路を有する半導体集積回路装置のチッ
プ面積の縮減を可能としている。
トランジスタと出力ノード間に抵抗が挿入されているた
め、出力回路の信号源インピーダンスと伝送線路の特性
インピーダンスとを整合させ、信号出力時の反射信号の
再反射を防ぎ、信号品質を向上している。
力端子と終端抵抗との接続点ノードの電圧を基準電圧と
しているため、基準電圧を入力信号の論理閾値の変動に
追従させることができ、この結果、基準電圧と入力信号
の論理閾値とのミスマッチを低減し、入力信号のタイミ
ング精度を改善することができる。
(a)は出力時、(b)は入力時の構成を示す図であ
る。
ある。
ための図である。
成を示す図である。
を示す図である。
成を示す図である。
を示す図である。
す図であり、(a)は斜視図、(b)はプリント基板の
断面図である。
を示す図である。
Claims (25)
- 【請求項1】入出力端子と電源間にトランジスタと抵抗
よりなる直列回路を少なくとも含む出力回路が、 信号入力時、前記トランジスタをオンし、前記直列回路
を、前記入出力端子に接続する線路の終端回路として動
作させる手段を備えている、ことを特徴とする入出力回
路。 - 【請求項2】出力回路が、高位側電源と入出力端子との
間に直列に接続されている第1のトランジスタと第1の
抵抗よりなる第1の直列回路と、 前記入出力端子と低位側電源との間に直列に接続されて
いる第2の抵抗と第2のトランジスタよりなる第2の直
列回路と、 を備え、 前記入出力端子から入力回路への信号入力時、制御信号
に基づき、前記第1及び第2のトランジスタをオンとし
て、前記第1及び第2の直列回路を、前記入出力端子に
接続する線路の終端回路として動作させる制御手段を備
えている、ことを特徴とする入出力回路。 - 【請求項3】請求項2記載の前記入出力回路において、
前記終端回路をなす前記第1及び第2の直列回路と前記
入出力端子の接続点における無信号時の電圧に等しい電
圧を生成し、基準電圧として、前記入力回路に供給する
回路を備えている、ことを特徴とする基準電圧生成回
路。 - 【請求項4】入出力端子に出力端と入力端がそれぞれ接
続された出力回路と入力回路とを備えた入出力回路にお
いて、 前記出力回路は、高位側電源と前記入出力端子との間に
直列に接続されている第1のトランジスタと第1の抵抗
よりなる第1の直列回路と、 前記入出力端子と低位側電源との間に直列に接続されて
いる第2の抵抗と第2のトランジスタよりなる第2の直
列回路と、 を備え、 入出力を制御する制御信号を入力し該制御信号に基づ
き、信号入力時には、前記第1及び第2のトランジスタ
をともにオン状態に設定して、前記第1及び第2の直列
回路を、終端回路として動作させ、 信号出力時には、前記入出力端子から出力すべき信号の
論理値に応じて、前記第1及び第2のトランジスタのう
ち一方をオン、他方をオフとし、前記第1及び第2の直
列回路を、出力バッファとして動作させる制御を行う制
御手段を備えている、ことを特徴とする入出力回路。 - 【請求項5】請求項4記載の前記入力回路が、第1及び
第2の入力端を備え、前記第1の入力端に入力される入
力信号と前記第2の入力端に入力される基準電圧とを差
動入力する構成とされており、 前記入力回路に前記基準電圧を供給する基準電圧生成回
路が、 前記高位側電源と基準電圧出力端との間に直列に接続さ
れている第3のトランジスタと第3の抵抗よりなる第3
の直列回路と、 前記基準電圧出力端と前記低位側電源との間に直列に接
続されている第4の抵抗と第4のトランジスタよりなる
第4の直列回路と、 を備えている、ことを特徴とする基準電圧生成回路。 - 【請求項6】前記出力回路は、前記高位側電源と低位側
電源間に接続された前記第1の直列回路と前記第2の直
列回路と並列に接続され、前記制御信号に基づき、信号
入力時にその出力がハイインピーダンス状態に設定され
る出力駆動回路を備えている、ことを特徴とする、請求
項4記載の入出力回路。 - 【請求項7】請求項4記載の前記入力回路が、第1及び
第2の入力端を備え、前記第1の入力端に入力される入
力信号と前記第2の入力端に入力される基準電圧とを差
動入力する構成とされており、 前記入力回路の基準電圧を入力する第2の入力端と低位
側電源との間に接続されたバイパス用のコンデンサを、
前記入力回路と同一チップ内に備えている、ことを特徴
とする入出力回路。 - 【請求項8】入力端子からの入力信号と基準電圧とを差
動入力する入力回路に前記基準電圧を供給する基準電圧
生成回路において、 高位側電源と基準電圧出力端との間に直列に接続されて
いる第1のトランジスタと第1の抵抗よりなる第1の直
列回路と、 前記基準電圧出力端と低位側電源との間に直列に接続さ
れている第2の抵抗と第2のトランジスタよりなる第2
の直列回路と、 を備え、前記第1及び第2のトランジスタはオン状態に
設定され前記基準電圧出力端から前記基準電圧が出力さ
れる、ことを特徴とする基準電圧生成回路。 - 【請求項9】前記基準電圧出力端から出力される基準電
圧を非反転入力端に受け、出力端が反転入力端に接続さ
れている演算増幅器を備え、 前記演算増幅器の出力端からの出力信号が前記基準電圧
として、前記入力回路に供給される、ことを特徴とす
る、請求項8記載の基準電圧生成回路。 - 【請求項10】前記基準電圧生成回路の基準電圧出力端
が、出力駆動回路の出力端子に接続されており、前記出
力駆動回路はその入力と出力が接続されている、ことを
特徴とする、請求項5又は8記載の基準電圧生成回路。 - 【請求項11】直列に接続されている第1のトランジス
タと第1の抵抗とからなる第1の直列回路と、 直列に接続されている第2の抵抗と第2のトランジスタ
とからなる第2の直列回路とが、高位側電源と入出力端
子間に、並列に接続され、 直列に接続されている第3の抵抗と第3のトランジスタ
とからなる第3の直列回路と、 直列に接続されている第4の抵抗と第4のトランジスタ
とからなる第4の直列回路とが、前記入出力端子と低位
側電源間に、並列に接続されてなる出力バッファと、 前記入出力端子に入力端が接続されている入力バッファ
と、 入出力を制御する制御信号と、前記入出力端子から出力
すべき信号とを入力とし、前記制御信号に基づき、信号
出力時、前記入出力端子から出力すべき前記信号の論理
を反転した信号を、前記第1乃至第4のトランジスタの
制御端子に共通に供給し、 信号入力時、前記第1及び第3のトランジスタの制御端
子には、高位側電源電圧と低位側電源電圧のうち前記第
1及び第3のトランジスタをともにオフ状態とする電圧
をそれぞれ供給し、前記第2及び第4のトランジスタの
制御端子には、前記高位側電源電圧と前記低位側電源電
圧のうち前記第2及び第4のトランジスタをともにオン
状態とする電圧をそれぞれ供給する制御を行う制御回路
と、 を備えている、ことを特徴とする半導体集積回路。 - 【請求項12】前記入力バッファが、第1の入力端と第
2の入力端を備え、前記第1の入力端と前記第2の入力
端より前記入出力端子からの入力信号と基準電圧とを差
動入力する構成とされ、 前記入力バッファの前記第2の入力端に前記基準電圧を
供給する基準電圧生成回路を備え、 前記基準電圧生成回路が、 前記高位側電源と基準電圧出力端との間に直列に接続さ
れている第5のトランジスタと第5の抵抗よりなる第5
の直列回路と、 前記基準電圧出力端と前記低位側電源との間に直列に接
続されている第6の抵抗と第6のトランジスタよりなる
第6の直列回路と、 を備え、 前記第5及び第6のトランジスタがオン状態とされ前記
基準電圧出力端から基準電圧が出力される、ことを特徴
とする、請求項11記載の半導体集積回路。 - 【請求項13】前記基準電圧出力端が非反転入力端に接
続されており、出力端が反転入力端に接続されてなる演
算増幅器を備え、 前記演算増幅器の出力端からの出力電圧が前記基準電圧
として前記入力回路に供給される、ことを特徴とする、
請求項12記載の半導体集積回路。 - 【請求項14】前記入力バッファの前記基準電圧を入力
とする第2の入力端と前記低位側電源との間に接続され
たバイパス用のコンデンサをチップ内に備えている、こ
とを特徴とする、請求項12又は13記載の半導体集積
回路。 - 【請求項15】請求項3、5、8、9のいずれか一に記
載の基準電圧生成回路を具備した半導体集積回路との間
で信号の送受が行われる半導体集積回路であって、 入力と出力が接続された出力駆動回路を備え、 前記出力駆動回路の出力端子が、前記基準電圧生成回路
の基準電圧出力端に接続される、ことを特徴とする、半
導体集積回路。 - 【請求項16】請求項12記載の半導体集積回路との間
で信号の送受が行われる半導体集積回路であって、 入力と出力が接続された出力駆動回路を備え、 前記出力駆動回路の出力端子が、請求項12記載の半導
体集積回路の前記基準電圧生成回路の基準電圧出力端に
接続される、ことを特徴とする、半導体集積回路。 - 【請求項17】前記第1及び第2のトランジスタが第1
導電型のトランジスタよりなり、前記第3及び第4のト
ランジスタが第2導電型のトランジスタよりなる、こと
を特徴とする、請求項11記載の半導体集積回路。 - 【請求項18】前記第5のトランジスタが第1導電型の
トランジスタよりなり、前記第6のトランジスタが第2
導電型のトランジスタよりなる、ことを特徴とする、請
求項12記載の半導体集積回路。 - 【請求項19】請求項12記載の半導体集積回路の一つ
の前記基準電圧生成回路の基準電圧出力端から出力され
る基準電圧が、前記基準電圧生成回路と同一チップ上に
設けられている複数の前記入力バッファに対して、共通
に供給される、ことを特徴とする半導体集積回路。 - 【請求項20】請求項12記載の半導体集積回路が、入
力と出力が接続された出力駆動回路を備えており、 前記出力駆動回路の出力端子は、請求項12記載の前記
半導体集積回路と信号の送受を行う他の半導体集積回路
に設けられている基準電圧出力端に接続されており、 前記他の半導体集積回路が、請求項12記載の基準電圧
生成回路を備えている、ことを特徴とする半導体集積回
路。 - 【請求項21】前記出力駆動回路がCMOSインバータ
よりなる、ことを特徴とする、請求項16又は20記載
の半導体集積回路。 - 【請求項22】前記制御回路は、内部回路からのデータ
と、第1の制御信号をインバータで反転した信号とをそ
れぞれ第1、第2の入力端から入力する否定論理積回路
と、 前記データと、前記第1の制御信号とをそれぞれ第1、
第2の入力端から入力とする否定論理和回路と、 前記否定論理積回路の出力信号と、第2の制御信号とを
それぞれ第1、第2の入力端から入力する第1の排他的
論理和回路と、 前記否定論理積回路の出力信号と、第3の制御信号とを
それぞれ第1、第2の入力端から入力する第2の排他的
論理和回路と、 前記否定論理和回路の出力信号と、前記第2の制御信号
とをそれぞれ第1、第2の入力端から入力する第3の排
他的論理和回路と、 前記否定論理和回路の出力信号と、前記第3の制御信号
とをそれぞれ第1、第2の入力端から入力する第4の排
他的論理和回路と、 を備え、 前記第1、前記第2の排他的論理和回路の出力信号が、
前記第1、第2のトランジスタの制御端子にそれぞれ入
力され、 前記第3、第4の排他的論理和回路の出力が、前記第
3、第4のトランジスタの制御端子にそれぞれ入力さ
れ、 前記第1乃至第3の制御信号に基づき、前記出力回路
は、 前記第1及び第2のトランジスタがHighレベル駆動
用、前記第3及び第4のトランジスタがLowレベル駆
動用のトランジスタとして動作するデータ出力モード、 前記第1及び第3のトランジスタがオフし前記第2及び
第4のトランジスタがオンするアクティブ終端モード、
及び、 前記第1乃至第4のトランジスタがオフするハイインピ
ーダンス状態のうち少なくともいずれか一に設定され
る、ことを特徴とする、請求項11記載の半導体集積回
路。 - 【請求項23】請求項1、2、4、6、及び7のいずれ
か一に記載の入出力回路を備えたメモリ装置。 - 【請求項24】請求項3、5、8、9、及び10のいず
れか一に記載の基準電圧生成回路を備えたメモリ装置。 - 【請求項25】請求項11乃至22のいずれか一に記載
の半導体集積回路を備えたメモリ装置。
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