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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Kommunikationssystem-Stations-Leistungsverbrauch-Steuerungsverfahren
und eine entsprechende Vorrichtung, bei denen die Steuerung zu unterschiedlichen
Graden in unterschiedlichen Betriebszuständen der Station ausgeführt wird.
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Hintergrund
der Erfindung
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Seit
Langem besteht ein starkes Interesse am Eindämmen des elektrischen Leistungsverbrauchs
bei elektronischen Schaltungen, die von begrenzten Leistungsquellen,
wie zum Beispiel Batterien oder Solarpaneelen abhängen. Das
Interesse richtete sich dabei besonders stark auf Funktelefonsystemstationen,
die entweder tragbar sind oder sich in einem geographischen Gebiet
befinden, das von elektrischen Leistungsverteilungseinrichtungen
nicht angemessen versorgt wird. Eine solche Station wird hier normalerweise
als eine Teilnehmerstationseinheit oder einfach eine Teilnehmereinheit
bezeichnet. Dieses Interesse konzentriert sich inzwischen immer
mehr, da die Sorgen darüber
größer geworden
sind, dass verschiedenste Arten von Verschmutzungen eingedämmt werden
müssen.
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Auf
dem Gebiet der Funktelefone sind verschiedenste Anstrengungen unternommen
worden, die Leistungsaufnahme einzuschränken. Stimmbetriebene Sender
(voice operated transmitters/VOX) sind wohl bekannt, bei denen die
Anwesenheit oder Abwesenheit eines tatsächlichen Stimmsignals eine
Senderleistungsversorgung ein- oder ausschaltet, und ein Beispiel
hierfür
ist das US-Patent 4,130,731 (D.R. Bolgiano et al.). Ansonsten wird
eine Teilnehmereinheit einschließlich eines solchen Senders
während
aller Betriebszustände ständig mit
Strom versorgt. Eine Anzahl von Leistungs einsparungsanstrengungen
gingen dahin, periodisch mindestens die Empfangsschaltungen einer
Teilnehmereinheit einzuschalten, während die Einheit sich in einem
Standby-Modus befindet, während
sie auf die Verfügbarkeit
eines Kanals oder die Einleitung eines Anrufs wartet, und ein paar
Beispiele hierfür
sind das US-Patent 4,272,650 (D.R. Bolgiano et al.) und 5,203,020
(H. Sato et al.). Teilnehmereinheitsschaltungen in diesen letzteren
Systemen sind ansonsten während
der tatsächlichen
Anrufsignalverarbeitung voll eingeschaltet. Der Begriff "Anrufsignalverarbeitung" bezieht sich auf
Vorgänge,
wie zum Beispiel Verstärkung,
Filterung, Codierung/Decodierung, Interpolation oder Modulation
bezüglich
von Signalen eines beliebigen Typs zur Kommunikation zwischen Stationen.
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Im
Patent von Sato et al. wird das System, wenn eine Teilnehmereinheit
in einem mobilen Telekommunikationssystem an einem Standort ist,
wo es von keinem der Kanäle
des Systems bedient werden kann, periodisch eingeschaltet, um die
Verfügbarkeit
eines geeigneten Kanals zu überprüfen; sonst
sind jedoch alle Komponenten außer
einer Zeituhr abgeschaltet. Wenn ein verfügbarer Kanal gefunden wurde
und während auf
den Beginn eines Anrufs gewartet wird, werden die Zentraleinheit
(CPU) und eine Zeituhr ständig
eingeschaltet, während
der Rest der Einheit periodisch eingeschaltet wird, um das Vorhandensein
des Beginns eines Anrufs zu überprüfen. Schließlich ist
während
der Anrufsverbindung die gesamte Teilnehmereinheit ständig eingeschaltet.
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In
einer anderen Gruppe von Systemen werden Teilnehmereinheiten als
eine Gruppe ein- oder ausgeschaltet, und es sind spezielle Vorkehrungen
getroffen worden, um eine Teilnehmereinheit gegebenenfalls einzuschalten,
während
andere abgeschaltet sind. Einige Beispiele hierfür sind das US-Patent 4,964,121
(M.A. Moore), 4,509,199 (M. Ichihara) und 4,577,315 (S. Otsuka).
In ähnlicher
Weise wird im US-Patent 4,713,809 (Y. Mizota) eine Relaisstation
für ein
TDMA-System (Zeitmultiplex-Vielfachzugriffs-System) nur in denjenigen TDMA-Zeitschlitzen
eingeschaltet, in denen eine durch sie bediente Teilnehmereinheit
aktiv ist.
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Teilnehmereinheiten
für Funktelefonsysteme,
wie zum Beispiel die Teilnehmereinheit des US-Patents Nr. 5,008,900
(D.N. Critchlow et al.) haben Einrichtungen zum Abschalten einer
bestimmten relativ leistungsintensiven Komponenten zu einer ausgewählten Zeit,
die von der Teilnehmereinheitsfunktion bestimmt wird, die zu dieser
Zeit durchgeführt
wird. Zum Beispiel wird beim Patent von Critchlow et al. ein Prozessorchip,
der die Einheit zum Steuern der verschiedenen Einheitskomponenten
sowie zum Durchführen
bestimmter Signalverarbeitungsfunktionen enthält, zeitweise abgeschaltet,
wenn gerade kein Anruf durchgeführt
wird. Das Abschalten geschieht in Reaktion auf die Ausführung eines
Leerlaufbefehls im Betriebsprogramm der Einheit. Der normale Betrieb
wird in Reaktion auf ein Unterbrechungssignal zeitweise wieder aufgenommen,
und wenn keine Dienstroutine auszuführen ist, kehrt der Prozessor
in den abgeschalteten Zustand zurück. Ansonsten sind anscheinend
die Teilnehmereinheitskomponenten voll eingeschaltet.
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US-Patent
Nr. 4,675,863 (E. Paneth et al.) offenbart ein Modem, das in einem
Halbduplexmodus in einer Teilnehmereinheit betrieben wird, die in
einer TDMA-Umgebung betrieben wird. In diesem Modus werden der empfangende
Demodulationsabschnitt und der sendende Modulationsabschnitt des
Modems zu unterschiedlichen Zeiten betrieben; auf diese Weise ist
der Hochfrequenz-Abschnitts-Leistungsverstärker über nicht mehr
als die Hälfte
der Zeit aktiv. Andere Teilnehmereinheitskomponenten scheinen jedoch
kontinuierlich betrieben zu werden.
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Die
Beschreibung der Internationalen Patentanmeldung WO94/10812 von
Siemens beschreibt eine Anordnung zur Steuerung einer Sende/Empfangseinrichtung
von einem Schnurlos-Telefonsystem, wobei die zu übertragende Sprache sendeseitig
komprimiert, von der Sendeeinrichtung einer sendenden Einheit im
Rahmen einer Funkverbindung zu einem festen vorbestimmten Übertragungszeitrahmen übertragen
und von der Empfangseinrichtung einer empfangenden Einheit zu einem
festen vorbestimmten Übertragungszeitrahmen empfangen
wird. Module zum Bestimmen des Übertragungszeitrahmens
sind von der zeitabhängigen
Aktivierung ausgeschlossen. Möchte
der Benutzer einer mobilen Einheit zum Beispiel Informationen in
einem TDMA Rahmen zur Basisstation übermitteln, muss die mobile
Einheit von Beginn der Übertragung,
sendebereit sein.
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Die
Europäische
Patentanmeldung 0 494 459 A2 von Thomson CSF beschreibt eine unterscheidungsfähige Klingel-/Anrufwarteschleife.
Ein Aufwachkommando wird empfangen, gefolgt vom Erkennen des unterscheidungsfähigen Klingelmusters
und senden des entsprechenden „ring-on" und „ring-oft" Befehls.
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Die
Europäische
Patentanmeldung 0 452 877 A2 von NEC beschreibt ein Schnurloses
Telefonsystem bei dem durch den Erhalt eines Kanalzuweisungssignals,
jede Station zu dem zugewiesenen Kanal geschaltet wird. Ein Endvermittlungssignal
veranlasst die Zugangseinheit, die Klingelsignale mit dem Bezeichner
der benachrichtigten Station zuübertragen.
Als Antwort zu einem Freisignal, wird eine angesprochene schnurlose Station
vom zugewiesenen Sprachkanal zu einem Kontrollkanal geschaltet und
die Spannungsversorgung wird in regelmäßigen Abständen zur Spannungsentlastungseinheit
geschaltet.
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Teilnehmereinheiten
in relativ schwierig zu erreichenden Standorten sind oft mit einer
Ersatzstromversorgung unter der Verwendung von Batterien versehen,
die durch Solarpaneele oder ein Wechselstrom-Generatorladegerät unterstützt werden.
Trotz der Anstrengungen des oben beschriebenen Typs mussten einige
Teilnehmereinheiten in drahtlosen TDMA-Kommunikationssystemen, die
die Fähigkeit
haben, mit Ersatzbatterieleistung mit einer entsprechenden Ladeeinrichtung
eingesetzt zu werden, viele Ersatzbatterien verwenden, um die entsprechende
Leistung zu liefern. In manchen solchen Einheiten wurde ein Paar
von 15-Amperestunden-12-Volt-Batterien und eine Ladequelle von vier
bis sechs Solarpaneelen eingesetzt.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Erfindungsgemäß werden
bestimmte Schaltungskomponenten einer TDMA-Funktelefon-System-Teilnehmereinheit
wiederholt während
einer Anrufsverbindung abgeschaltet (powered down). Die während unterschiedlicher
Zeitschlitze des jeweils wiederkehrenden TDMA-Zeitrahmens abgeschalteten Teile
werden zum Signalverarbeitungsbetrieb in den entsprechenden Zeitschlitzen
des Rahmens nicht gebraucht. In anderen Worten gibt es eine sich ändernde
Riffelung (Tesselation) von aktiven Schaltungskomponenten einer
Teilnehmereinheit, die von Zeitschlitz zu Zeitschlitz ein- und ausgeschaltet
werden, um die Leistungsaufnahme der Einheit dynamisch einzuschränken.
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Nach
einem Aspekt der Erfindung wird der Bedarf nach speziellen Schaltungen
zum Verteilen von Leistungsaufnahmesteuerungssignalen dadurch verringert,
dass bestehende Steuerungs- oder Anrufssignalwege verwendet werden,
wo das geeignet ist, um Leistungsaufnahme-Steuerungsbefehle zu verteilen.
Mehrere Steuerungsimplementierungsverfahren werden zum Verringern
des Bedarfs nach spezialisierten Leistungsaufnahme-Steuerungsschaltungen
verwendet. Diese Verfahren sind zum Beispiel, lediglich zur Veranschaulichung,
das steuerbare Schalten des Leistungsversorgungs-Strompfads auf einer Schaltungskomponente,
oder das Fernsteuern der Frequenz eines Taktquellen-Ausgangssignals
auf bestimmte getaktete Schaltungskomponenten, die in Halbleitertechnik
implementiert sind, bei denen die Leistungsaufnahme von der Taktungsrate
beeinflusst wird, oder das Verringern des Eingangssignals an eine
Schaltung, die weniger Leistung aufnimmt, wenn sie auf ein geringes
oder gar kein Eingangssignal reagiert, oder das Verringern des an
einen Verstärker
gelieferten Vorspannungsstroms, oder das Verteilen von Befehlssignalen
an im Handel erhältliche Schaltungskomponenten,
die normalerweise mit einer Abschaltungs-Eingangsverbindung versehen sind.
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In
einer Ausführungsform
weist die Teilnehmereinheitsschaltung eine Leitungsschnittstelleneinheit zum
Koppeln der Teilnehmereinheits-Signalverarbeitungs-Schaltungskomponenten
an einen Telefonstationsapparat auf. Außerdem weist die Teilnehmereinheit
auf einer einzigen Leiterplatte zusammen mit der Leitungsschnittstelleneinheit
und anderen Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten einen Erweiterungsslot
oder einen Steckplatz auf, um Leitungsschnittstellenfunktionen oder
zusätzliche
Dienste des gleichen oder eines anderen Typs so vorzusehen, dass
sie die Teilnehmereinheitsschaltungen mit nutzen.
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Eine
erfindungsgemäße Teilnehmereinheit
wird in einem TDMA-System betrieben, das eine Netzwerkstation aufweist,
die einen Funksteuerkanal (Radio Control Channel/RCC) zur Kommunikation
mit aktivierten Teilnehmereinheiten vorsieht, die keine Anrufsverbindung
unterhalten. Die Teilnehmereinheit verwendet die TDMA-Systemzeitschlitze
und die Vorrichtungen zur Rahmentaktung zum periodischen Einschalten
hauptsächlich
derjenigen Schaltungskomponenten, die zum Abtasten des RCCs verwendet
werden, um zu bestimmen, ob für
die Einheit ein Anrufsverkehr besteht oder nicht. In einer Ausführungsform
wird nicht mehr als ein Zeitschlitz pro TDMA-Rahmen für diese
Zwecke auf dem RCC-Kanal verwendet. In manchen Anwendungen ist es
weiter möglich,
jeweils nur einen Zeitschlitz in jedem zweiten oder noch weniger
häufig
auftretenden Rahmen zu verwenden.
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Zusätzlich wird
Leistung dadurch gespart, dass die Teilnehmerschleifenschaltung
zwischen der bedienenden Teilnehmereinheit und einem beliebigen
bedienten Teilnehmerkommunikationsinstrument (z.B. einem Telefonapparat)
auf eine Schleifenlänge
begrenzt wird, die wesentlich kleiner ist als die Länge einer
Funkverbindung zu einer Basisstation, mit welcher die Teilnehmereinheit
die Schleifenschaltung koppelt.
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Außerdem wird
ein auf herkömmliche
Weise gesteuerter Ruf-Generator (Ring) verwendet, bei dem eine Ruffrequenz
digital programmiert ist, und eine Ruf-Ein-Aus-Kadenz und Leistungsaufnahme
durch ein Signal mit binärem
Pegel gesteuert wird.
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Die
Leistungsaufnahmepegelsteuerung in der Teilnehmereinheit wird unter
der Steuerung eines Thermostats innerhalb des Teilnehmereinheitsgehäuses eingeschaltet
und ausgeschaltet, um dazu beizutragen, eine vorbestimmte Mindesttemperatur
innerhalb des Gehäuses
aufrecht zu erhalten.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Ein
vollständigeres
Verständnis
der Erfindung und ihrer verschiedenen Merkmale, Aufgaben und Vorteile
kann aus einer Betrachtung der folgenden detaillierten Beschreibung
und der beigefügten
Ansprüche
zusammen mit den Zeichnungen erhalten werden. Es zeigt:
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1A und 1B zusammen
in 1C ein Blockdiagramm einer Teilnehmereinheit nach
der vorliegenden Erfindung; sie werden einfach als "1" bezeichnet, wenn
auf die gesamte Teilnehmereinheit Bezug genommen wird;
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2 ein
Blockdiagramm eines Hochfrequenzabschnitts der Teilnehmereinheit
von 1;
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3 einen
Schaltplan einer Ausführungsform
einer Steuerschaltung für
Leistungsversorgung, Strom und Abschaltung;
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4 einen
Schaltplan einer Ausführungsform
einer Steuerschaltung für
einen Vorspannungsstrom und eine Abschaltung;
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5 ein
Diagramm einer bekannten Zeitschlitzstruktur, die bei einer veranschaulichenden
Ausführungsform
der Teilnehmereinheit von 1 eingesetzt
wird;
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6 ein
Statusdiagramm, das bekannte Aspekte beim TDMA-Betrieb der Teilnehmereinheit
von 1 veranschaulicht und bei dem
die Zeitschlitzstruktur von 5 sowohl
für einen
QPSK-Betrieb (Quadrature Phase Shift Keyed Operation) als auch einen
16PSK-Betrieb verwendet;
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7 ein
Blockdiagramm einer Analog-Digital-Schnittstellenschaltung auf einem
DDF-ASIC der Teilnehmereinheit in 1;
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8 ein
Blockdiagramm einer auf Befehle ansprechenden Taktauswahlschaltung
auf dem DDF-ASIC der Teilnehmereinheit von 1;
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9 ein
Blockdiagramm einer Leerlaufmodus-Zeitgeber- und Aufwach-Schaltung auf dem DDF-ASIC
der Teilnehmereinheit von 1;
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10 ein
Blockdiagramm einer Schaltung zum Erzeugen von zwei Frequenzen,
die an eine Ruf-Schaltung in 11 zu
liefern sind; und
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11 einen
Schaltplan einer Ruf-Schaltung in der Leitungsschnittstellenschaltung
der Teilnehmereinheit von 1.
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Definitionen von Abkürzungen
und Akronymen
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- AC:
- (Alternating Current)
Wechselstrom
- ADC:
- (Analog to Digital
Converter) Analog-Digital-Wandler
- AGC:
- (Automatic Gain Control)
Automatische Verstärkungssteuerung
- ASIC:
- (Application-Specific
Integrated Circuit) Anwendungsspezifische integrierte Schaltung
- CMOS:
- (Complementary Metal
Oxide Semiconductor) Komplementärer
Metalloxid-Halbleiter
- CODEC:
- (Coder/decoder) Codierer/Decodierer
- CODECPD:
- CODEC-Abschaltsignal
- CPU:
- (Central Processing
Unit) Zentraleinheit
- DAC:
- (Digital to Analog
Converter) Digital-Analog-Wandler
- DC:
- (Direct Current) Gleichstrom
- DDF:
- ASIC zur Durchführung von
DIF-, DDS- und FIR-Funktionen
- DDS:
- (Direkt Digital Synthesis)
Direkte digitale Synthese
- DIF:
- Digitale IF
- DIFCLK:
- (Digital Intermediate
Frequency Clock) Digitaler Zwischenfrequenztakt
- DSP:
- (Digital Signal Processor)
Digitaler Signalprozessor
- FDAC:
- DAC für DIF-Ausgabe
- FIFO:
- (First In First Out
(queue) memory) Silo-Speicher
- FIR:
- Finite-Impulse-Response-Filterung
- FLASH
- RAM: (Electrically-programmable
non-volatile RAM) Elektrisch programmierbarer nichtflüchtiger
RAM
- FLASH_CS:
- FLASH Chip-Auswahlsignal
- HF:
- Hochfrequenz
- IF:
- (Intermediate Frequency)
Zwischenfrequenz
- IFLPBK:
- (Intermediate Frequency
Loopback) Zwischenfrequenzspiegelung
- INT:
- Interpolator
- LSB:
- (Least Significant
Bit) niedrigstwertiges Bit
- ms:
- Millisekunde
- MSB:
- (Most Significant
Bit) höchstwertiges
Bit
- P4RAM_CS:
- Pin-4-RAM-Chip-Auswahlsignal
- PAEN:
- (Power Amplifier Enable)
Leistungsverstärkereinschaltung
- PNP:
- Übergangstransistor mit einer
p-, einer n- und einer p-leitenden Materialschicht
- PROM:
- (Programmable Read
Only Memory) Programmierbarer Festwertspeicher
- PROM_CS:
- PROM-Chip-Auswahlsignal
- PSK:
- (Phase Shift Keying)
Phasenumtastung (Modulationsverfahren)
- QPSK:
- (Quadrature Phase
Shift Keying) Quadratur-Phasenumtastung (Modulationsverfahren)
- RAM:
- (Random Access Memory)
Speicher mit wahlfreiem Zugriff
- RCC:
- (Radio Control Channel)
Funksteuerungskanal
- Rx:
- (Receive) Empfang
- SDAC:
- DAC für Ausgang
von DDS
- SLIC:
- (Subscriber Line Interface
Circuit) Teilnehmerleitungs-Schnittstellenschaltung
- SLAC:
- (Subscriber Loop Audio
Circuit) Teilnehmerschleifen-Audioschaltung
- TDMA:
- (Time Division Multiple
Access) Zeitmultiplex-Vielfachzugriff
- T/R:
- (Transmit or Receive)
Senden oder Empfangen
- Tx:
- (Transmit) Senden
- VAGC:
- (Voltage for AGC)
Spannung für
AGC
- VOX:
- (Voice Operated Transmission)
Stimmbetriebenes Senden.
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Detaillierte
Beschreibung
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Nur
zu Zwecken der Veranschaulichung und nicht zur Einschränkung wird
die Erfindung hier anhand einer TDMA-Kommunikationssystem-Teilnehmereinheit
beschrieben. In den Zeichnungen ist die Darstellung dieser Einheit
vereinfacht, um die Leistungseinsparungsaspekte aufzuzeigen, da
die zu Grunde liegenden Funktelefon-Signalverarbeitungsaspekte aus
solchen bekannten Arbeiten, wie den Patenten von Paneth et al. und
Critchlow et al., die oben erwähnt
sind, bekannt sind. Die Offenbarung der beiden Patente ist hier
mit Hinweisen eingebunden. Die Erfindung ist jedoch auf TDMA-Funktelefonsysteme
anwendbar, ohne dass dabei eine Einschränkung auf eine bestimmte Systemkonstruktion
besteht. Eine Erörterung
von Funktelefon-Signalverarbeitungsaspekten
ist hier lediglich zu dem Ausmaß mit
einbezogen, das zur Ermöglichung
eines Verständnisses
der Leistungseinsparungsaspekte der Erfindung notwendig ist.
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In 1 ist ein Teilnehmerendgerät 8 gezeigt,
das eine Teilnehmereinheit 10 des in dem Critchlow et al. – Patent
veranschaulichten Typs aufweist, für ein TDMA-Kommunikationssystem,
wie es bei Paneth et al. veranschaulicht ist. Die Betriebsleistung
für die
Schaltungskomponenten der Einheit 10 wird von einer (nicht gezeigten)
Batterie oder (nicht gezeigten) Solarpaneelen oder einer (nicht
gezeigten) Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsversorgung über einen Satz von DC/DC-Wandlern 9 geliefert.
Die Wandler des Satzes 9 erzeugen verschiedene Ausgangsspannungen,
die für
die Schaltungskomponenten der Einheit 10 erforderlich sind,
und einen Bereich von Spannungen innerhalb von +5 Volt und – 48 Volt,
wie das veranschaulichend in den Zeichnungen gezeigt ist. Die verschiedenen
Spannungen werden an diejenigen Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten
in der üblichen
Weise durch Schaltungen angelegt, die in 1 nicht
gezeigt sind.
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Schaltungskomponenten
der Teilnehmereinheit 10 umfassen sowohl aktive als auch
passive Komponenten. Unter den aktiven Schaltungskomponenten ist
eine Gruppe, in der jede Komponente mindestens eine leistungsaufnahmewirksame
elektrische Eingangsverbindung aufweist, bei dem eine vorbestimmte
Veränderung
des elektrischen Eingangssignals eine entsprechende Veränderung
im Leistungsaufnahmepegel der Schaltungskomponente verursacht. Erfindungsgemäß werden
diese leistungsaufnahmewirksamen Eingangsverbindungen in jedem TDMA-System-Zeitschlitz gesteuert,
um diejenigen aus der Gruppe von Komponenten einzuschalten, die
zur Signalverarbeitung gebraucht werden, und die restlichen Komponenten
der Gruppen auszuschalten.
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Die
Teilnehmereinheit 10 von 1 weist
einen HF-Abschnitt 11 auf, der einen Senderteil 12,
einen Empfängerteil 13 und
eine Zeitgeber- und eine Steuerungslogikschaltung 16 aufweist.
Eine Antenne 17 sieht eine Kopplung über eine Funkverbindung zu
einer (nicht gezeigten) TDMA-Systembasisstation vor und ist ihrerseits über einen
Duplexer 18 mit dem Sende- und Empfangsteil des HF-Abschnitts 11 verbunden.
Die Teilnehmereinheit 10 wird unter der Steuerung eines
digitalen Signalprozessors (DSP) 19 betrieben, d.h. eines programmierten
Zentralprozessors. Ein geeigneter integrierter Schaltungschip für den DSP 19 ist
der TMS320C52 DSP von Texas Instruments Corp. Eine anwendungsspezifische
integrierte DDF-Schaltung (DDFASIC) 20 ist bidirektional
mit dem HF-Abschnitt 11 über einen DIF-gespeisten Digital-Analog-Wandler (FDAC) 21 (wie
zum Beispiel einen CXD1171M DAC von Sony Corp.) und einen Analog-Digital-Wandler
(ADC) 22 (wie zum Beispiel einen AD7776 von Analog Devices
Corp.) gekoppelt. Ein Bit-paralleler Bus 23 und eine DIFCLK-Verbindung 26 koppeln
digitale Modulations-Stimm-Daten bzw. ein Taktsignal vom DDF-ASIC 20 zum FDAC 21.
Das DIFCLK-Schaltungssignal taktet den FDAC 21; und wenn
während
TDMA-Zeitschlitzen ein FDAC-Betrieb nicht erforderlich ist, wird
DIFCLK abgeschaltet, um die Leistungsaufnahme zu verringern. Zu diesem
Zweck ist der FDAC 21 vorteilhafterweise unter Verwendung
von Halbleitertechnik so konfiguriert, dass die Leistungsaufnahme
durch die Taktrate beeinflusst wird. Ein Beispiel einer solchen
Technik ist ein komplementärer
Metalloxidhalbleiter (CMOS) und die entsprechende Technik. In einer
CMOS-Schaltung wird der Strom in Abhängigkeit von der Rate aufgenommen,
mit der die enthaltenen CMOS-Vorrichtungen schalten; wenn also das
Taktsignal unterbrochen wird, wird auch die Schaltung gestoppt;
und hierbei entsteht eine beträchtliche
Verringerung der Leistungsaufnahme. Ein ähnlicher Effekt entsteht in
CMOS-Schaltungskomponenten, die nicht getaktet sind, wenn ihre Eingangssignale
daran gehindert werden, sich zu ändern,
und dadurch die CMOS-Transistoren daran gehindert werden, zu schalten.
Analoge IF-Signale werden vom FDAC 21-Ausgang durch eine Schaltung 27 an
den Sendeteil 12 des HF-Abschnitts 11 angelegt.
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In ähnlicher
Weise werden empfangene analoge IF-Signale vom Empfangsteil 13 über eine
Schaltung 28 an den ADC 22 gekoppelt, und das
digitale Ausgangssignal des ADC wird an den DDF-ASIC 20 über eine Bitparallele
bidirektionale Schaltung 29 angelegt. Diese Schaltung 29 wird
auch zum Anlegen von Leistungsaufnahme-Steuerungssignalen und anderen
Steuerungssignalen vom DDF-ASIC 20 an den ADC 22 verwendet,
wie im Folgenden beschrieben wird. Eine Schaltung 30 koppelt
mehrere weitere Steuerungssignale an den ADC 22 vom DDF-ASIC 20.
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Leistungs-Aufnahme-Steuerungssignale
sowie andere Zeitgeber- und Steuerungssignale werden an den HF-Abschnitt 11,
die Zeitgeber- und Steuerungslogik 16 vom DDF-ASIC 20 durch
eine Schaltung 31 angelegt. Diese Schaltung 31 wird
weiter anhand von 2 erörtert, für die gegenwärtigen Zwecke
wird darauf hingewiesen, dass sie vier Schaltungen für Signale
aufweist, die zum Implementieren einer Leistungsaufnahmesteuerung
im HF-Abschnitt 11 verwendet
werden. Diese vier Signale sind Tx (zum Ein- und Ausschalten des
Sendeteils 12), Rx (zum Ein- und Ausschalten des Empfangsteils 13),
PAEN (zum Freischalten oder Sperren eines Leistungsverstärkers 101 im
Sendeteil 12) und IFLPBK (zum Steuern eines Schleifenschalters
im Empfangsteil 13). Eine zusätzliche Digital-Analog-Wandlerfunktion (die
in 1 nicht dargestellt ist) ist einer automatischen
Verstärkungssteuerungsfunktion
im Empfangsteil 13 zugeordnet, was anhand von 2 zu
erörtern
ist. Die zusätzliche
Digital-Analog-Wandlerfunktion wird als in der schematischen Darstellung
des Empfangsteils 13 eingeschlossen betrachtet.
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Der
DDF-ASIC 20 weist Schaltungskomponenten auf, die Teile
sowohl des Basisband- als auch des Zwischenfrequenzteils der Teilnehmereinheit 10 sind,
sowie Schaltungen zum Durchführen
der verschiedenen Signalverarbeitungs- und Steuerungsfunktionen,
die zum Ermöglichen
der Kooperation zwischen dem HF-Abschnitt 11, den Wandlern 21 und 22,
dem DSP 19 und den noch nicht erwähnten Basisband-Schaltungskomponenten
notwendig sind. Von speziellem Interesse im Zusammenhang mit der
vorliegenden Erfindung sind Leistungsaufnahme-Steuerungsaspekte,
die berücksichtigt
werden sollen. Zu diesem Zweck weist DDF-ASIC 20 Steuerungs-Logik-Schaltungen 32 auf,
die registerbasierte Kommunikationen unter den Komponenten des DDF-ASIC 20 und
anderen Komponenten der Teilnehmereinheit 10 überwachen.
Zum Beispiel wird Information zu einer Taktzeit von einer Quellschaltung,
z.B. einem Datenbus 42, in ein DDF-ASIC-Register geladen und dann zu einer späteren Taktzeit
an seine Zielschaltung ausgelesen. Die Schaltungskomponenten der
Logikschaltungen 32 selbst werden zu keiner Zeit abgeschaltet,
wenn die Teilnehmereinheit aktiviert ist. Außerdem sind in der DDF-ASIC 20 und
für die
Zwecke der Leistungsaufnahmesteuerung ein FIR-Abschnitt 33 des
ASIC zum Filtern des zu übertragenden
digitalen Modulationssignals und ein Interpolator(INT)-Abschnitt 34 zum
Erhöhen
der Symbolrate dieses digitalen Signals, und ein DIF-Abschnitt 36 zum
Durchführen
einer Phasenmodulation und eines ersten Mischens zum Bringen des
Basisband-Digitalsignals auf eine erste Zwischenfrequenz und eine
Empfangs-FIFO-Logikschaltung 37 zum Durchführen mehrerer
Funktionen, wie im Zusammenhang mit 7 zu beschreiben
ist.
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Verschiedene
Signalverarbeitungsfunktionen in der Teilnehmereinheit 10 erfordern
unterschiedliche Signalfrequenzen für z.B. Taktfrequenzen, lokale
Oszillatorfrequenzen und Referenzfrequenzen sowohl für Sende-
als auch für
Empfangsvorgänge,
wie das auf diesem Gebiet wohl bekannt ist. Der Vorgang des Erzeugens
dieser Frequenzen beinhaltet vorteilhafterweise direkte digitale
Synthesefunktionen (DDS), die ebenfalls auf diesem Gebiet bekannt
sind. In der Ausführungsform
von 1 führt der DIF-Abschnitt 36 vorteilhafterweise
die DDS-Funktion für
die Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten durch, die nur bei
Sendevorgängen beteiligt
sind. Zusätzlich
führt ein
getrennter DDS-Abschnitt 44 die
DDS-Funktion für
Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten durch, die hauptsächlich nur
bei Empfangsvorgängen
beteiligt sind. Das Ausgangssignal des DDS 44 wird über einen
DDS-gespeisten DAC (SDAC) 45 an den Empfangsteil 13 des
HF-Abschnitts 11 gekoppelt. Da mindestens eine zu beschreibende
Schaltungskomponente des Empfangsteils so lange Zeitkonstanten hat,
dass sie zu allen Betriebszeiten eingeschaltet bleiben muss, ist
der DDS ebenfalls während aller
Betriebszeiten (im Gegensatz zur Initialisierung) eingeschaltet.
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Steuerungslogikschaltungen 32 reagieren
auf Adress- und Datensignale, die sie vom DSP 19 und den damit
zusammenhängenden
Speichern empfangen haben (d.h. einem RAM 39 und einem
FLASH RAM 40) über
einen Adressbus 41 und einen Datenbus 42 zum Ausführen der
genannten Steuerung. Auf diese Weise über Schaltungen 32 erhaltenen
Information informiert sie über
den Betriebszustand des Teilnehmerendgeräts 8 (z.B. Initialisierungsbetrieb,
Rücksetzen
von Schaltungsparametern, Leerlauf (aufgelegt) in Erwartung der Einleitung
eines Anrufs, Rufen, und Sende/Empfangs-Betrieb (Abheben) während eines
Anrufs). Den Betriebsmodus anzeigende Daten (z.B. QPSK oder 16PSK)
werden ebenfalls geliefert. Steuerungslogikschaltungen 32 enthalten
Register zur Kommunikation mit Daten- und Adressbussen 42 und 41 und
anderen Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit 10.
Darauf ist auch die vorherige Charakterisierung der Kommunikation
unter den Schaltungen 32 und anderen Komponenten der Teilnehmereinheit 10 als
registerbasiert zurückzuführen. Dieser
Typ von Kommunikation ist auf diesem Gebiet wohl bekannt. In 1 sind diese Busse jedoch so gezeigt,
dass sie sich direkt zum die Schaltungen 32 repräsentierenden
Block erstrecken. In den meisten Fällen sind die anderen Schaltungen
so gezeigt, dass sie sich einfach von der Kante des DDF-ASIC 20 hin
oder von diesem weg erstrecken. Veranschaulichende Teile der Schaltungen 32,
die bei der zeitschlitzbasierten Leistungsaufnahmesteuerung beteiligt
sind, werden in größerem Detail
in 7–10 erörtert.
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Steuerungslogikschaltungen 32 verwenden
von den Bussen 41 und 42 und anderen Schaltungen empfangene
Information zusammen mit Zeitschlitz- und Rahmeninformation, die ebenfalls
in den Schaltungen 32 erzeugt wird, zum Entwickeln notwendiger
zusätzlicher
Signale zur koordinierten Steuerung der verschiedenen Komponenten
der Teilnehmereinheit 10. Diese zusätzlichen Signale beinhalten
Leistungsaufnahme-Steuerungssignale für die Einheit 10.
Die letzteren Signale beinhalten die vier zuvor aufgeführten Signale, die
durch die Schaltung 31 an den HF-Abschnitt 11 geliefert
wurden. Zusätzlich
koppelt eine Schaltung 43 eine Multibit-Befehlssignal von
den Logikschaltungen 32 an die FIFO-Logik 37,
und dieses Signal enthält
ein Leistungsaufnahmepegel-Steuerungsbit
zur Kommunikation an den ADC 22 zum Beginn und zum Ende eines Empfangszeitschlitzes,
wie im Zusammenhang mit 7 noch zu beschreiben ist. Die
FIFO-Logik-Schaltung 37 ist selbst ständig eingeschaltet, immer wenn
die Teilnehmereinheit 10 aktiviert ist.
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Die
Steuerungs-Logik-Schaltungen 32 liefern Taktsignale an
die Schaltungskomponenten des DDF-ASIC 20. Eine Schaltung 35 koppelt
kontinuierliche Taktsignale an den DDS 44. Eine Schaltung 46 koppelt
ausgewählte,
d.h. programmierbar unterbrechbare, Taktsignale an den DIF-Abschnitt 36,
und eine Schaltung 47 koppelt andere ausgewählte Taktsignale
sowohl an den INT-Abschnitt 34 als auch den FIR-Abschnitt 33,
wie anhand von 8 noch zu beschreiben ist. Durch
Ein- und Ausschalten von Taktsignalen an den Schaltungen 46 und 47 in
geeigneten Zeitschlitzen werden der FIR- und der INT-Abschnitt und
der DIF-Abschnitt, die alle vorteilhafterweise in CMOS-Technik ausgeführt sind,
effektiv zur Leistungsaufnahmesteuerung ein- und ausgeschaltet.
Wenn die CMOS-Schaltung nicht getaktet ist, schalten die CMOS-Transistoren
nicht, und die Schaltung nimmt einen Leistungsaufnahmepegel an,
der fast null ist.
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Logikschaltungen 32 enthalten
eine (nicht gezeigte) Adress-Dekodierungslogik,
die auf Signale auf dem Adressbus 41 zum Entwickeln von
Chipauswahlsignalen P4RAM_CS und FLASH_CS auf entsprechend bezeichneten
Leitungen 49 bzw. 50 reagiert, die die Schaltungskomponenten
freischalten, welche die Speicher RAM 39 bzw. FLASH 40 enthalten,
auf die zuzugreifen ist. Die Leitungen 49 und 50 sind üblicherweise
im Adressbus 41 enthalten, wurden jedoch zu Veranschaulichungszwecken
des Abschaltungsaspekts der Erfindung getrennt gezeigt. Da diese
Speicher auch in CMOS-Technik umgesetzt sind, verhindert die Abwesenheit eines
Auswahlsignals an einen von ihnen, dass auf sie zugegriffen wird,
und schaltet sie so effektiv ab (ahne dass dabei gespeicherte Information
verloren geht), bis sie wieder zur Adressierung ausgewählt werden
können.
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Bevor
der DSP einen Leerlaufbefehl in seinem Programm ausführt, um
sich abzuschalten (d.h. einzuschlafen), setzt er einen Schlafzähler (9)
in den Steuerungslogikschaltungen 32 über ein speicherabgebildetes
Register im DDF-ASIC 20 und unter Verwendung der DSP-Adresse
und der Datenbusse 41 und 42. Der DSP 19 schaltet
dann den Zähler
zu Beginn des Zählens
in der gleichen Weise frei. Nach Ablauf des Zählintervalls oder wenn die
Schaltungen 32 ein Signal empfangen, das anzeigt, dass
ein bedienter Teilnehmer den Telefonapparat abgehoben hat, legen
die Logikschaltungen 32 an eine Schaltung 52 ein
nicht maskierbares Unterbrechungssignal (NMI-Signal) WAKEUP an,
das den DSP 19 dazu veranlasst, sich einzuschalten und
mit der Verarbeitung fortzufahren. Dieser Aspekt wird weiter anhand
von 9 beschrieben.
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Die
Teilnehmereinheit 10 weist eine Leitungsschnittstelleneinheit 53 auf,
die ihrerseits Schaltungskomponenten aufweist, die zur Leistungsaufnahmesteuerung
durch von den Logikschaltungen 32 des DDF-ASIC 20 gelieferte
Signale selektiv ein- und abgeschaltet werden. Hauptkomponenten
der Leitungsschnittstelleneinheit 53 sind eine Teilnehmerleitungsschnittstellenschaltung
(SLIC) 56, ein Coder/Decoder (CODEC) 57 (der manchmal
eine Teilnehmer-Schleifen-Audioschaltung (SLAC) genannt wird), eine
Ruf-Schaltung 58 und ein Ruf-Relais 59. Das Relais 59 ist
in seiner normalen Position während
einer Anrufsverbindung gezeigt und verbindet die Schaltung 58 mit
der Teilnehmerschleife, wenn sie durch ein Signal von der SLIC 56 aktiviert
wird. Die Teilnehmerschleife ist schematisch durch einen A-Ader-
(TIP) und einen B-Ader(RING)-Widerstand 62 bzw. 63 und
einen Widerstand 66 dargestellt, der das Teilnehmertelefongerät darstellt.
Die Teilnehmereinheit ist zum Bedienen verschiedener Teilnehmer-Mensch-Schnittstellengeräten geeignet,
d.h. Kommunikationsinstrumenten, wie zum Beispiel einem Telefongerät, einem
Modem oder einem Faxgerät;
aus Gründen
der Einfachheit wird jedoch das Telefongerät verwendet.
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Die
SLIC 56 bildet eine elektrische Schnittstelle zwischen
der Teilnehmereinheit und der Teilnehmerschleife und ist vorteilhafterweise
eine Schaltung, die eine eingebaute Fähigkeit zum Betrieb mit unterschiedlichen
Schleifen-Ausgangsspannungen für
unterschiedliche Lastwiderstands-Bereiche (d.h. Telefon-Teilnehmerschleifen-Lastbereiche)
aufweist. Bisher war bei einer typischen verdrahteten Netzanwendung
und unter Verwendung der kommerziell verfügbaren SLIC, die schon genannt
wurden (AMD 79534), die SLIC-Ausgangsspannung
bei 30 Milliampere an die Teilnehmerschleife ungefähr 36 Volt
für einen
Gesamtschleifenwiderstand von 1200 Ohm, d.h. hatte eine Schleifen-Leistungsaufnahme
von 1,08 Watt. Weniger Spannung und weniger Leistung sind für niedrigere
Schleifenwiderstände
nötig.
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Auf
der anderen Seite wird bei Anwendungen für eine Teilnehmereinheit typischerweise
die Einheit an oder in der Nähe
eines Gebäudes
angebracht, in dem sich das Teilnehmertelefongerät befindet, und die Teilnehmerschleife
zwischen der Einheit und dem Telefongerät ist typischerweise viel kürzer als
die Funkverbindung zwischen der Teilnehmereinheit und einer Basisstation,
welche die Teilnehmereinheit bedient. Anders gesagt ist die Teilnehmerschleife,
die an die gezeigte Teilnehmereinheit angeschlossen ist, typischerweise
viel kürzer
als die Teilnehmerschleife zwischen einem Ortsanschlussbereich und
einem Teilnehmertelefonapparat in einem verdrahteten System. Erfindungsgemäß ist die
Teilnehmerschleife mit den Widerständen 62, 63 und 66 vorzugsweise
auf einen viel kleineren Gesamtwiderstand eingeschränkt als
den typischen Schleifenwiderstand in einem verdrahteten System.
Um daher die Leistungsaufnahme der Schleife zu verringern, wird
ihr Widerstand vorteilhafterweise auf ungefähr 500 Ohm beschränkt. Dies
repräsentiert
eine maximale Leistungsaufnahme in der Schleife von ungefähr 0,45
Watt, ohne dass dadurch der der Schleife verfügbare Betriebsstrom verringert
würde.
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Die
SLIC 56 enthält
einen DC-DC-Wandler, der einen konstanten Schleifenstrom an variierende Schleifenwiderstände liefert,
während
er selbst eine konstante Leistung verbraucht, die unabhängig von
der Schleifenspannung ist, von ungefähr 450 Milliwatt (mW). Daher
verbraucht aufgrund der verringerten Ausgangsspannung aus der SLIC
zum Bedienen der kürzeren
Schleife und unter Annahme, dass die Wandler 9 ungefähr einen
Wirkungsgrad von 85% haben, die Teilnehmereinheit an sich im vorausgehenden
Beispiel ungefähr
740 Milliwatt weniger an Gesamtleistung. Folglich ergibt sich eine
Gesamtleistungseinsparung, die einen beträchtlichen Bruchteil der insgesamt
erforderlichen durchschnittlichen Teilnehmereinheits-Eingangsleistung
beträgt.
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Sendesignale
vom Teilnehmertelefon-Stationsgerät fließen durch die SLIC 56 und
den CODEC 57 und (in digitaler Form) über eine bidirektionale Kommunikationssignal-Schnittstellenschaltung 64 an
den DSP 19. Nach einer erneuten Abtastung und anderen Verarbeitungsfunktionen
im DSP 19 gehen die Sendesignale weiter durch den FIR-Abschnitt 33,
den INT-Abschnitt 34 und den DIF-Abschnitt 36 auf
dem DDF-ASIC 20, von wo sie durch den FDAC 21 und
den Sendeteil 12 des HF-Abschnitts 11 zurück zur Antenne 17 fließen. Von
der Antenne 17 aufgefangene Empfangssignale fließen durch
den Empfangsteil 13 des Abschnitts 11, ADC 22, FIFO-Logik 37,
DSP 19 und (über
die Schaltung 64) CODEC 57 und SLIC 56 an
das Telefongerät
des Teilnehmers. Die SLIC 56 ist mit Eingangsverbindungen 65 versehen,
welche den Ausgang der Ruf-Schaltung 58 anzapfen,
um es der SLIC 56 zu ermöglichen, einen Teilnehmer-Telefongerät-Abhebezustand
während
des Rufens (d.h. während
des abgeschalteten Zustands der SLIC 56) zu erfassen. Eine
Leitung 69, die sich von der SLIC 56 aus erstreckt,
koppelt ein Abheben-Erfasst-Signal an den DDF-ASIC 20 und
seine Logikschaltungen 32.
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Die
SLIC 56 ist vorteilhafterweise eine AM79534-CMOS-Schaltung
von Advanced Micro Devices, Inc. und wird zwischen einem aktiven
Zustand und einem Zustand niedriger Leistung von einem Multibit-Steuerwort geschaltet,
das vom DSP über
den DDF-ASIC 20 (Steuerschaltungen 32) und eine
Verbindung 67 geliefert wird. Der CODEC 57 ist
vorteilhafterweise eine AMD-7901B-Schaltung von Advanced Micro Devices,
Inc.; und wird zwischen einem aktiven Zustand und einem Aus-Zustand
von einem seriellen Multibit-SERDAT-Signal auf der Leitung 68 von
den Logikschaltungen 32 im DDF-ASIC 20 geschaltet.
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Eine
Schaltung 70 koppelt als Veranschaulichung ein 80 Kilohertz(kHz)-Niederspannungs-Taktsignal vom
DDF-ASIC 20 an die Ruf-Schaltung 58, die eine
Hochspannung zum Rufen erzeugt. Eine Schaltung 54 koppelt
ein Niederspannungssignal RINGFRQ mit einer auswählbaren niedrigen Frequenz
(zum Beispiel 20 Hz) an die Ruf-Schaltung 58 zum Erzeugen
der Rufsignalfrequenz. Das 80 kHz- und RINGFRQ-Signal werden gestoppt
(d.h. auf einem konstanten Gleichspannungswert gehalten), wenn das
Telefoninstrument tatsächlich nicht
den Alarm-Ruf-Klang erzeugen soll, z.B. während der "4 Sekunden aus" einer Rufkadenz "2 Sekunden ein, 4 Sekunden aus". Daher wird die
Ruf-Schaltungs-Leistungsaufnahmesteuerung und ihre Betriebssteuerung
durch die gleichen Signale implementiert. Das bedeutet, dass, auch
wenn die Schaltung in ihrem aktiven Rufzustand ist, ihre Eingangssignal-Taktversorgung
in der erwähnten
Rufkadenz periodisch ein- und
ausgeschaltet wird; und dies verringert die Leistungsaufnahme. Dies
ist vorteilhaft, da die Rufschaltung, wenn sie aktiv ist, in einem
zwei Sekunden langen Rufintervall so viel Energie verbraucht, wie
der ganze Rest der Teilnehmereinheit 10 während ungefähr 3,3 Sekunden
des Betriebs in einem normalen Sprachanruf (unter Verwendung einer
16PSK-Modulation im Halbduplexbetrieb), oder 8,3 Sekunden Leerlauf-Betrieb.
Das Relais 59 wird während
des Rufs zum Verbinden der A-Ader- und B-Ader-Telefonverbindungen mit dem Ausgang
des Ruftongenerators 58 aktiviert. Diese Aktivierung wird
in der üblichen
Weise durch ein Ausgangssignal der SLIC 56 bewerkstelligt,
das durch einen Ausgang des DDF-ASIC 20 gesteuert wird,
der seinerseits auch auf der Schaltung 67 durch einen Befehl
vom DSP 19 über
den DDF-ASIC 20 gesteuert wird.
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Ein
Leitungsschnittstellen-Optionssteckplatz 52 ist ebenfalls
an der Teilnehmereinheit 10 vorgesehen, so dass andere
Dienst innerhalb der TDMA-Zeitrahmenstruktur,
die noch zu beschreiben ist, untergebracht werden können, wenn
es die Verkehrspegel erlauben. Beispiele solcher Dienste sind zum
Beispiel die Unterbringung einer zusätzlichen normalen Telefon-Teilnehmerleitung
oder eines Münztelefons
oder eines Datenmodems oder eines Faxgeräts. Zu diesem Zweck wird der
Steckplatz 72 mit Verbindungen zum Adressbus 41 und
dem Datenbus 42 versehen sowie mit einer bidirektionalen
Schaltung 73 zur Kopplung mit einer Kommunikationssignalschnittstelle
mit dem DSP 19. Die (in 1 nicht
gezeigte) Leistungsversorgungsverbindung für eine gemeinsame Versorgungsgleichspannung
wie zum Beispiel 12 Volt, vom Satz von DC/DC-Wandlern 9 ist ebenso vorhanden.
Die A-Ader (TIP) und B-Ader (RING) 76 und 77 ermöglichen
eine Kommunikation mit dem Teilnehmer-Dienstgerät, an das eine (nicht gezeigte)
einlegbare Dienstoptionskarte angepasst ist. Insofern eine solche
Optionskarte einem bestimmten Bereich von Versorgungsspannungen
benötigt,
die anders als die von den Wandlern 9 Gelieferte ist, wird
sie ihren eigenen Satz von DC/DC-Wandlern aufweisen. In ähnlicher Weise
werden Steuersignale, einschließlich
derjenigen zur Leistungsaufnahmesteuerung der Schaltungskomponenten
auf der Optionskarte über
den Daten- und Adressbus 42 und 41 an die geeignete
Befehls-Interpretationslogik auf der Optionskarte geliefert.
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Wenn
eine Leitungsschnittstellenschaltungskarte in die Halterung 72 eingesteckt
und mit einer Teilnehmerschleife verbunden wird, kann die Teilnehmereinheit
in einem QPSK-Vollduplexmodus betrieben werden, wie im Folgenden
weiter erörtert
wird. Der Begriff "Vollduplex" wird hier im TDMA-Betrieb so verwendet, dass
er eine etwas andere Bedeutung als die herkömmliche Bedeutung hat. In der
TDMA-Umgebung bezeichnet ein Vollduplexbetrieb einen Teilnehmereinheitsbetrieb,
bei dem sowohl der Sendeals auch der Empfangsteil der Einheit in
einem einzigen Zeitschlitz betrieben werden. Hierdurch wird der
herkömmlichere
Vollduplex-Telefonbetrieb ermöglicht,
bei dem beide Parteien eines Anrufs zur gleichen Zeit sprechen können, wie
das auch beim TDMA-Halbduplexbetrieb der Fall ist; es wird jedoch
auch einer einzigen Teilnehmereinheit erlaubt, z.B. zwei Teilnehmerleitungen
zu bedienen, d.h. einen Zweileitungsdienst zu schalten. Im Vollduplex-Zweileitungs-Dienstbetriebsmodus
ist die Leistungsaufnahme der gesamten Teilnehmereinheit höher als
bei der Bedienung einer einzigen Leitung; da jedoch Teile der Teilnehmereinheit
gemeinsam genutzt werden, die zu allen Betriebszeiten ganz eingeschaltet
sind, entstehen geringere Hardwarekosten pro Leitung sowie eine
geringere Leistungsaufnahme pro Leitung für die Teilnehmereinheit.
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Die
Leistungsaufnahmepegel-Steuerfähigkeit
im Teilnehmerendgerät 8 ist
zum Beitragen bei der Regelung der Innentemperatur des Endgeräts geeignet.
Zu diesem Zweck würde
ein Thermostat 71 über DDF-ASIC 20 an
den Datenbus 42 gekoppelt, so dass ein offener oder geschlossener
Schaltungszustand periodisch im ASIC registriert werden kann und
der Zustand vom DSP 19 gelesen werden kann. Der Thermostat ist
vorteilhafterweise so gesetzt, dass er zu einem veränderten
Schaltungszustand betätigt
werden kann, wenn die Temperatur innerhalb des Teilnehmerendgeräts 8 unter
eine vorbestimmte Temperatur, wie zum Beispiel 0° C fällt. Wenn die Temperatur unter
diesen Pegel fällt,
verursacht der veränderte
Schaltungszustand des Thermostats beim DSP 19, dass dieser
die Leistungsaufnahmepegel-Steuerungssignale
an Schaltungen, welche tatsächliche Leistungsversorgungsschaltungen
schalten, wie zum Beispiel die an die Schaltung 31 gelieferten
Steuersignale, auf ihren eingeschalteten beziehungsweise normalen
Leistungsaufnahmepegeln; auf diese Weise werden keine Schaltungskomponenten
der Teilnehmereinheit, die auf diese Weise gesteuert werden, abgeschaltet,
bis der Thermostat 71 wieder zu seinem vorhergehenden Schaltungszustand
zurückgekehrt
ist. Folglich wird die von den gesteuerten und voll eingeschalteten
Schaltungskomponenten erzeugte Wärme
dazu neigen, die Endgerättemperatur
auf ein höheres
Niveau zu bringen.
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Wenden
wir uns nun dem Blockdiagramm von 2 zu, das
in größerem Detail
den HF-Abschnitt 11 und den Auflösungspegel der Leistungsaufnahme-Steuerungsriffelung,
oder des entsprechenden dort zu findenden Mosaiks veranschaulicht.
Eine Steuerung für
viele Schaltungskomponenten in 2 wird durch
das Verfahren des Verwendens eines Torsteuerungsschalters im Reihenstrompfad
der Leistungsversorgungsschaltungen für ausgewählte Schaltungskomponenten
des Abschnitts umgesetzt. Ein Beispiel ist detaillierter anhand
eines Verstärkers
in 3 gezeigt.
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In 3 empfängt ein
Verstärker 78 Eingangssignale
bei den Klemmen 79 und erzeugt verstärkte Ausgangssignale an den
Klemmen 80. Eine positive Spannungs-Leistungsversorgung 81 ist
schematisch durch ein eingekreistes Pluszeichen angegeben, um eine
Gleichstromquelle zu repräsentieren,
deren positiver Pol mit der veranschaulichten Schaltung am eingekreisten
Pluszeichen und deren negativer Pol an Masse angeschlossen sind.
Die Versorgung 81 ist mit dem Emitter eines PNP-Transistors 82 verbunden,
dessen Kollektor mit einer Stromversorgungsklemme des Verstärkers 78 verbunden
ist, dessen andere Stromversorgungsklemme an Masse angeschlossen
ist. Der Transistor 82 ist entweder zur gesättigten
Leitung oder zur Nichtleitung durch ein Leistungsaufnahme-Steuersignal
vorgespannt, d.h. ein Gleichstromsignal, das entweder null bzw.
positiv ist, das zwischen eine Klemme 83 und Masse am Widerstand 84 angelegt
ist, um so die Transistorbasis vorzuspannen. Bezüglich der Leistungsaufnahmesteuerung
ist der Transistor 82 in Reihe in den Stromversorgungspfad
des Verstärkers 78 eingeschaltet
und wird als ein Schalter zum Einschalten (Transistor 82 in
gesättigter
Leitung) und Ausschalten (Transistor 82 nicht leitend)
des Verstärkers
betrieben. Die Verwendung dieses Verfahrens zur Leistungsaufnahmesteuerung
in 2 ist hier zu Zwecken der einfacheren Darstellung
durch einen offenen Schalter dargestellt, der in Reihe in den Leistungsversorgungspfad
einer gesteuerten Schaltungskomponente geschaltet ist. In der Praxis
werden lediglich drei Transistorschalter (die nicht gezeigt sind,
die jedoch vorteilhafterweise im Schaltplan des HF-Abschnitts 11 enthalten
sind) verwendet. Jeder Schalter wird durch eines der Leistungsaufnahme-Steuersignale
Tx, Rx und LB, die noch zu erörtern
sind, gesteuert; und jeder Schalter steuert eine gemeinsame Leistungsversorgungs-Busverbindung für zwei oder
mehrere Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11, deren Leistungsversorgung
auf der Grundlage von Zeitschlitzen gesteuert wird. Da die Schalter
und ihre entsprechenden gesteuerten Versorgungsbusse auf diese Weise
zum Schaltplan des HF-Abschnitts 11 gehören, sind sie nicht weiter
einzeln erörtert
oder angegeben.
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Wieder
bezüglich
der Betrachtung von 2 tragen die hier gezeigten
Schaltungskomponenten die gleichen Bezugszeichen in allen Figuren.
Diese Komponenten werden erwähnt,
um das Auflösungsniveau
der Leistungsaufnahme-Steuerungsriffelung zu definieren, ihre Interaktionen
werden jedoch nicht besonders beschrieben, da sie wohl bekannt sind,
und diese Interaktionen bilden an sich keinen Teil der vorliegenden
Erfindung. Das digitale Ausgangs-IF-Signal des DIF-Abschnitts 36 wird über FDAC 21 und
die Schaltung 27 an ein erstes IF-Segment des Sendeteils 12 angelegt.
In diesem Segment fließt
das Signal durch einen Schleifenschalter 125, ein Tiefpassfilter 87 und
einen festen Dämpfer 89 an
einen ersten Mischer 88 zur Hinaufkonvertierung auf den
zweiten Zwischenfrequenzpegel. Auf diesem Pegel fließen Signale
in einem zweiten IF-Segment durch einen Verstärker 90, ein Bandpassfilter 91 zur
Auswahl des oberen Seitenbands und einen festen Dämpfer 92 an
einen zweiten Mischer 96, der die Frequenz der Signale
auf die geeignete Hochfrequenz hinaufkonvertiert. Die Hochfrequenzsignale
in einem HF-Segment des Sendeteils fließen durch einen Verstärker 97,
einen programmierbaren Dämpfer 93,
der durch ein DSP-schreibbares ASIC-Register gesteuert wird, über Verbindungen 94,
die ein Teil der Schaltung 31 in 1A sind,
einen Verstärker 99,
ein Bandpassfilter 98, einen Verstärker 100 und einen
Leistungsverstärker 101 an
den Duplexer 18.
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Vom
Duplexer 18 kommende empfangene Hochfrequenzsignale fließen im Empfangsteil 13 in
einem HF-Segment, das einen rauscharmen Verstärker 103, ein Bandpassfilter 106,
einen weiteren rauscharmen Verstärker 107 und
ein zweites Bandpassfilter 108 enthält. Ein erster Abwärtsmischer 109 verringert
die Signalfrequenz auf eine IF-Frequenz und koppelt sie an ein IF-Segment, das einen
Schleifenschalter 110 zum Auswählen entweder des Ausgangs
vom Mischer 109 oder eines Schleifensignals an eine Schaltung 124 vom Schalter 125,
einen Verstärker 112,
ein Bandpass-Kristallfilter 113 zum Hindurchlassen eines
der vom Schalter 110 ausgewählten Signale und einen automatischen
Verstärkungssteuerungsverstärker 116 aufweist.
Ein zweiter Abwärtsmischer 117 verringert
das IF-Signal auf eine Basisfrequenz und koppelt sie durch ein Paar von
Tandemverstärkern 118 und 119,
ein Tiefpassfilter 120 und eine Schaltung 28 an
den ADC 22 in 1A.
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Die
Schaltung 124 ist zwischen Klemmen an den Schleifenschaltern 110 und 125 zum
Vorsehen eines auswählbaren
Schleifenpfads geschaltet, der zum Koppeln des Sende-IF-Signals
zurück
an den Empfangs-IF-Abschnitt verwendet wird. Dieser Schleifenpfad
erlaubt es einem Programm, den AGC mit einem VAGC-Signal an den
Verstärker 116 selbst
zu kalibrieren, wenn die Teilnehmereinheit ihren Betrieb aufnimmt. Die
Schleife wird hauptsächlich
zum Einstellen (d.h. Trainieren) von in der DSP-19-Software implementierten Entzerrungsfiltern
verwendet, indem bekannte IF-Modulationsmuster zum Minimieren einer
Intersymbolinterferenz eingefügt
werden, die hauptsächlich
durch Nichtlinearitäten
im Kristallfilter 113 verursacht werden, das sowohl die
erste Sende-IF als auch die Empfangs-IF hindurchlassen muss.
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Die
Zeitgeber- und Steuerschaltung 16 in 2 enthält einen
Oszillator 121, der zur Veranschaulichung ein Ausgangssignal
einer Frequenz von 43,52 MHz erzeugt. Das Ausgangssignal wird über eine
Ausgabeschaltung 123 (die in 1A nicht
gezeigt ist) an die Steuerungslogikschaltungen 32 im DDF-ASIC 20 in 1A geleitet,
aus dem die Zeitgeber- und Synchronisationssteuerung entwickelt
wird. Das Ausgangssignal des Oszillators 121 wird auch über einen
durch zwei teilenden Frequenzteiler 122 und ein Bandpassfilter 126 als
eine lokale Oszillatorfrequenz an den ersten Mischer 88 im
Sendeteil 12 geleitet. Das Ausgangssignal des Oszillators 121 wird
weiter an den zweiten Abwärtsmischer 117 über einen
Frequenzteiler 128 (der durch vier teilt) und einen Verstärker 130 angelegt.
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Noch
ein weiteres Ausgangssignal des Oszillators 121 wird über eine
durch zwei teilende Schaltung 127 und eine durch vier teilende
Schaltung 134 als eine Referenzfrequenzquelle für einen
Phasenregelschleifenschaltung (PLL-Schaltung) 131 angelegt. Durchgestrichene
Leitungsverbindungen, die an den Teilern 127, 134 und
anderen Teilern in 2 gezeigt sind, zeigen an, dass
die Teilungsverhältnisse
vorteilhafterweise durch das geeignete Anschließen von Jumpern an externen
Pin-Verbindungselementen an solchen Teilern gesetzt werden.
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Die
PLL 131 wird als ein Frequenzmultiplizierer zum Empfangen
eines relativ niedrigen Frequenzsignals (zur Veranschaulichung ungefähr 5 MHz)
und Erzeugen eines höheren
Frequenzsignals (zur Veranschaulichung ungefähr 371 MHz) betrieben, das
sowohl als ein lokales Oszillatorsignal im Sende-Hochfrequenz-Pegel-Mischer 96 als
auch als eine Referenzfrequenzquelle für eine Empfangs-PLL 146 verwendet
wird, die ein lokales Oszillatorsignal für den Empfangs-Hochfrequenz-Pegel-Mischer 109 erzeugt.
In der Schaltung 131 wird das Signal vom Teiler 134 an
eine durch acht teilende Schaltung 132, eine Phasenkomparatorschaltung (PC-Schaltung) 133,
ein Schleifenfilter (LF) 136, einen spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO) 137 an die gemeinsame Verbindung eines
Richtungskopplers 138 angelegt. Das Ausgangssignal des
VCO 137 wird auch durch eine durch zwei teilende Schaltung 139 und
eine durch 273 teilende Schaltung 142 an einen zweiten Eingang
der PC-Schaltung 133 rückgekoppelt.
Die PLL 131 und PLL 146 liefern auch einen LOCK-LOSS-Statusindikator auf
einer (in 1A nicht gezeigten) Schaltung 140 an
den DDF-ASIC 20. Der Richtungskoppler 138 verbindet
den Ausgang der PLL 131 mit einem Verstärker 141, dessen Ausgang über einen
festen Dämpfer 144 mit
dem lokalen Oszillatoreingang eines zweiten Mischers 96 im
Sendeabschnitt 12 verbunden ist. Das Ausgangssignal der
PLL 131 wird auch über
einen Richtungskoppler 138 an einen Empfangsteilmischer 143 angelegt,
wo es mit dem Ausgangssignal eines VCO 145 der PLL 146 gemischt
wird. Das Ausgangssignal des Mischers 143 wird in der PLL 146 an
einen Phasenkomparator 147 geleitet, der auch ein Referenzfrequenzsignal
vom SDAC 45 (1A) über ein Tiefpassfilter 148 und
eine durch zwei teilende Schaltung 149 empfängt. Das
Ausgangssignal des PC 147 wird durch ein Schleifenfilter 135 an
den VCO 145 geleitet. Das Ausgangssignal dieses VCO wird
weiter über
einen Verstärker 150 an
den lokalen Oszillatoreingang des ersten Abwärtsmischers 109 geleitet.
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Im
HF-Abschnitt ist ebenfalls eine Leistungsschnittstellenschaltung 151 enthalten,
welche die Pegel der vier Signale der Schaltung 31 von
CMOS-Pegeln (ungefähr 5 Volt)
auf HF-Leistungssteuerungspegel verschiebt, um die tatsächlichen
Signale zu erzeugen, welche die Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11 ein-
bzw. abschalten. Die Schaltung 151 besteht aus wohl bekannten
hauptsächlich
kombinatorischen Logik- und Pegel-Verschiebungs-Schaltungen, welche die Signale Tx,
Rx, PA ENABLE und LOOP BACK der Schalter 31 empfangen.
Die Schaltung 151 erzeugt drei Leistungsaufnahme-Steuerungssignale
Senden Tx, Empfangen Rx und Spiegelung (LOOPBACK) LB, die, wie im
Zusammenhang mit 3 erwähnt, dem Betrieb der Schaltungskomponenten
steuern, so dass ein- bzw. abgeschaltet werden. Ein viertes Leistungsaufnahme-Steuerungssignal
PAEN, wird ebenfalls von der Schaltung 151 erzeugt. Das
PAEN-Signal steuert den Betrieb des Leistungsverstärkers 101,
der ebenfalls ein- bzw. abgeschaltet wird; jedoch wird ein im Zusammenhang
mit 4 zu beschreibendes Vorspannungsstrom-Steuerungsverfahren
vorteilhafterweise in diesem Fall eingesetzt. Zeitschlitze werden,
wenn diese vier Signale und andere Leistungsaufnahme-Steuerungsaktionen, ein-
bzw. aus sind, nachfolgend anhand der Tabellen 1 und 2 unten und
den 5 und 6 erläutert. Diese vier Signale werden,
wie das gezeigt ist, an entsprechend bezeichnete Leistungsaufnahme-Steuerungsverbindungen über Leitungen
angelegt, die nicht gezeigt sind. Auf diese Weise wird das Tx-Signal
zur Steuerung der Leistungsaufnahme der Sendeteilverstärker 90, 97, 99, 100 und 141 angelegt.
Das PAEN-Signal wird zum Steuern der Leistungsaufnahme des Leistungsverstärkers 101 angelegt
und nimmt vorteilhafterweise seinen hohen Zustand ein, nachdem das
Tx-Signal seinen
hohen Zustand einnimmt, und nimmt seinen niedrigen Zustand ein,
bevor das Tx-Signal seinen niedrigen Zustand einnimmt, um die Möglichkeit
eines Sendens zufälliger
Frequenzen zu vermeiden, während
die Sendeteilmischer-Ausgangssignale stabil werden. Das Rx-Signal wird
zum Steuern der Leistungsaufnahme des Empfangsteilmischers 117 und
der Verstärker 103, 107, 112, 116, 130 und 150 angelegt.
Schließlich
wird das LB-Signal
an die Schleifenschalter 110 und 125 und zum Steuern
der Leistungsaufnahme des Empfangsteilmischers 117 und
der Verstärker 112, 116 und 130 angelegt.
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Manche
Schaltungskomponenten im HF-Abschnitt 11 sind zu allen
Zeiten eingeschaltet; und natürlich fehlen
bei passiven Schaltungskomponenten Leistungsversorgungsverbindungen.
Die Sendeteilmischer 88 und 96 und die Empfangsteilmischer 109 und 143 sind
passiv. Die PLLs 131 und 146 sind immer eingeschaltet, da
sie im Vergleich zu einer TDMA-Zeitschlitzdauer relativ lange Zeit-Betriebskonstanten
haben. Wenn sie einmal abgeschaltet sind, erfordern die PLLs fast
einen vollständigen
Zeitschlitz zur Wiederherstellung eines eingeschalteten stabilen
Betriebs. Die Empfangsteilverstärker 118 und 119 und
die Teiler 122, 127, 128 und 134 sind
im HF-Abschnitt 11 immer eingeschaltet, da sie jeweils
nur eine so kleine Leistung aufnehmen, dass eine Steuerung ihrer
Leistungsaufnahme das Hinzufügen
zusätzlicher
Komponenten erfordern würde,
ohne dass dabei bezüglich
einer Leistungseinsparung ein entsprechender ökonomischer Wert gewonnen würde. Außerdem sind
einige ihrer Ausgangssignale zum korrekten Betrieb der PLLs 131 und 146 notwendig.
Da die PLLs 131 und 146 eingeschaltet bleiben,
bleiben auch ihre Eingangssignalerzeugungs-Schaltungskomponenten, d.h.
die Teiler 127 und 134, eingeschaltet.
-
4 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan, der eine Art und Weise zum Steuern
der Leistungsaufnahme eines Verstärkers veranschaulicht, bei
dem sein Vorspannungsstrom ein- bzw. abgeschaltet wird. Eine solche
Vorspannungsstromsteuerung ist z.B. für Leistungsverstärker vorteilhaft,
weil ihr relativ hoher Betriebsleistungs-Versorgungsstrom die Verwendung
eines relativ kostspieligen, wärmegesenkten
Leistungstransistors zum Schalten eines solchen Stroms nötig macht.
Im Schaltplan hat ein zu steuernder Verstärker 24 die üblichen
Leistungsversorgungsverbindungen, die durch eine geerdete Spannungsquelle 25 repräsentiert
sind. Die Eingangssignale, die zu verstärken sind, werden an die Klemmen 54 angelegt.
Die verstärkten
Signale werden an der Ausgangsklemme 55 zur Verfügung gestellt.
Eine schaltbare Konstantstromversorgung 85, die von einer
weiteren Spannungsquelle 60 versorgt wird, wird als ein
Vorspannungsstromgenerator verwendet. Solche schaltbare Konstantstromversorgungen
sind wohl bekannt. Die Versorgung 85 ist an einem Vorspannungsstromeingang 71 des
Verstärkers 24 angeschlossen,
um einen Vorspannungsstrom zu erzeugen, der zum Sicherstellen einer
Verstärkung
des höchsten
an der Eingangsklemme 54 erwarteten Signalpegels ausreicht. Eine
Eingangsverbindung 86 an die Versorgung 85 wird
auf einer positiven Spannung gehalten, vorteilhafterweise 8 Volt
in einer Anwendung, um bei der Versorgung 85 zu verursachen,
dass sie den schon erwähnten ausreichenden
Vorspannungsstrom an den Verstärker 24 liefert,
damit dieser Leistung auf einem ersten oder normalen Leistungsaufnahmepegel
aufnimmt. Wenn die Eingangsverbindung 86 der Versorgung 85 auf
null Volt gehalten wird, wird das Vorspannungsstromausgangssignal
der Versorgung 85 auf im Wesentlichen null Strom verringert,
was beim Verstärker 24 verursacht,
dass er wesentlich weniger Leistung aufnimmt, als er bei seinem
normalen Leistungsaufnahmepegel aufnehmen würde. Die Versorgung 85 nimmt
in ihrem Null-Eingangs-Null-Ausgangs-Zustand auch weniger Energie
auf. Ein Leistungsfreischaltungs-Steuerungssignal wird an die Eingangsverbindung
der Versorgung 85 angelegt, um sie dazu zu betätigen, den
an den Verstärker 24 angelegten
Vorspannungsstrom zu ändern.
Dieser Vorspannungsstromtyp des Leistungsaufnahme-Steuerungsverfahren
ist z.B. in 2 schematisch durch eine Vorspannungs-Eingangsverbindung
mit einer geschalteten Leitung repräsentiert, wie zum Beispiel
diejenige, die für
den Leistungsverstärker 101 mit
PAEN bezeichnet ist.
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5 ist
ein bekanntes Zeitschlitz-Strukturdiagramm für ein TDMA-System, bei dem jeder wiederkehrende
TDMA-Zeitrahmen zur Veranschaulichung eine Zeitdauer von 45 Millisekunden
(ms) hat. Dieser Rahmen ist die Grundeinheit zur Zeitdauer, während derer
das Systemprogramm, das im DSP 19 läuft, durch die elementaren
Operationen für
einen vorgegebenen Zustand des Teilnehmereinheitsbetriebs wechselt,
wie das anhand von 6 noch beschrieben wird. In
einem typischen TDMA-System kehrt der Grundzeitrahmen mit einer
Rate wieder, die geringer als die Nyquist-Frequenz für ein typisches zu verarbeitendes
Sprachsignal und größer als
die Durchschnittsfrequenz von Veränderungen an Teilnehmereinheitsfunktionen,
wie zum Beispiel aufgelegt oder abgehoben und Ruf, ist. Jeder Zeitrahmen
wird in vier Zeitschlitze eingeteilt, die als Schlitze 0, 1, 2 und
3 bezeichnet sind; und jeder Zeitschlitz hat zur Veranschaulichung
eine Zeitdauer von 11,25 Millisekunden. Leistungsaufnahmeeinsparungen
werden während
Zeitschlitzen gemacht, in denen eine Teilnehmereinheit leer läuft, wobei
alle leistungsaufnahmesteuerbaren Schaltungskomponenten abgeschaltet
sind, oder während
Zeitschlitzen, in denen sie betrieben wird, während nur ein Teil ihrer leistungsaufnahmesteuerbaren Schaltungskomponenten
eingeschaltet und die restlichen abgeschaltet sind.
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Die
Weise, in der die Teilnehmereinheit 20 zwischen ihren verschiedenen
Betriebszuständen
im Verhältnis
zur Zeitschlitzstruktur hin- und hergeht, wird im Zusammenhang mit 6 beschrieben,
und dann werden diese Betriebszustände hinsichtlich der Leistungsaufnahmesteuerung
anhand der Tabellen 1 und 2 unten betrachtet. Zuerst sind jedoch
zwei Typen des Teilnehmereinheitsbetriebs zu betrachten. Ein erster
Typ ist QPSK und ein zweiter Typ ist 16PSK. Beim QPSK-Betrieb bedient
eine Teilnehmereinheit, die im Halbduplexmodus auf einem Duplex-Frequenzkanal
betrieben wird, eine Teilnehmerleitung. Wie in 5 angegeben, empfängt die
Teilnehmereinheit in Zeitschlitzen 0 und 1 als einem QPSK-Zeitschlitz
bzw. sendet in Zeitschlitzen 2 und 3 als einem QPSK-Zeitschlitz.
Dieser Doppelzeitschlitzbetrieb ist für Teilnehmereinheiten an Standorten
mit schwachem Empfang nützlich,
weil er einen Betrieb mit einem höheren Rauschabstand ergibt
als ein 16PSK-Betrieb mit einzigem Zeitschlitz.
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Eine
andere Teilnehmereinheit könnte
den gleichen Kanal für
eine Leitung auch im QPSK-Halbduplexmodus verwenden, indem die Zeitschlitze
2 und 3 zum Empfangen und die Zeitschlitze 0 und 1 zum Senden verwendet
würden.
Alternativ dazu könnte
eine einzige Teilnehmereinheit zwei Leitungen dadurch bedienen, dass
sie in einem QPSK-Vollduplexmodus betrieben würde, wenn beide Leitungen gleichzeitig
mit Anrufen belegt sind, wobei der Doppelzeitschlitz 0 und 1 gleichzeitig
zum Senden für
die erste Leitung und zum Empfangen für die zweite Leitung verwendet
würde.
Umgekehrt würde
der Doppelzeitschlitz 2 und 3 gleichzeitig zum Empfangen für die erste
Leitung und zum Senden für
die zweite Leitung verwendet. Auf Zeitschlitzen basierende Abschaltungsvorteile
sind nicht verfügbar,
wenn eine Teilnehmereinheit in einem Zwei-Leitungs-Vollduplexmodus
betrieben wird.
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Im
16PSK-Halbduplexbetrieb gibt es mehr Möglichkeiten zur Flexibilisierung
des Betriebs und zu Leistungsaufnahmeeinsparungen als im QPSK-Betrieb.
Einige Beispiele von möglichen
Konfigurationen sind unter der Annahme eines Dualfrequenzkanals
angegeben. Wie in 5 gezeigt, empfängt eine
Teilnehmereinheit in einem Einzelleitungsdienst in einem Zeitschlitz
0, sendet im Zeitschlitz 2 und ist in den Zeitschlitzen 1 und 3 im
Leerlauf. Eine zweite Teilnehmereinheit könnte den gleichen Kanal zum
Empfangen im Zeitschlitz 1, zum Senden im Zeitschlitz 3 und zum
Leerlauf in den Zeitschlitzen 0 und 2 verwenden. Eine Teilnehmereinheit
kann zwei Leitungen bedienen, indem eine Teilnehmerleitung im Zeitschlitz
0 empfängt
und im Zeitschlitz 2 sendet und die andere Teilnehmerleitung im
Zeitschlitz 1 empfängt
und im Zeitschlitz 3 sendet. Gleichzeitig kann eine andere Teilnehmereinheit
den gleichen Duplexfrequenzkanal im Halbduplexmodus für zwei 16PSK-Anrufe
verwenden, indem in den Zeitschlitzen 2 bzw. 3 empfangen wird und
in den Zeitschlitzen 0 bzw. 1 gesendet wird. Alternativ dazu könnte im
16PSK-Vollduplex-Zweileitungsbetrieb eine erste Leitung Sprache
im Schlitz 0 senden und im Schlitz 2 empfangen, während eine
zweite Leitung Sprache im Schlitz 2 sendet und im Schlitz 0 empfängt.
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Es
gibt auch einen dritten Betriebstyp, bei dem die Teilnehmereinheit
im Standby-Modus ist und eine mögliche
Anzeige eines Anrufs erwartet und auf die Frequenz eines Duplex-Funk-Steuerkanals
(RCC) des TDMA-Systems abgestimmt ist. Der RCC wird normalerweise
im binären
Phasenumsetzungsmodus (BPSK) moduliert, und eine Teilnehmereinheit
wird auch im BPSK betrieben, wenn sie den RCC überwacht. Eine BPSK-Modulation
ist robuster als die QPSK-Doppelzeitschlitzmodulation; so erreicht
sie zuverlässig
auch entfernte Gebiete, die einen Teilnehmer-Anrufdienst mit QPSK-Modulation
bieten. Wenn eine QPSK-Teilnehmereinheit auf den RCC abgestimmt
ist und zum Bedienen einer einzigen Leitung angeordnet ist, empfängt sie den
RCC im Zeitschlitz 0 und ist in den drei anderen Zeitschlitzen im
Leerlauf; auch wenn die Einheit von ihrer (nicht gezeigten) Basisstation
kontaktiert wird oder wenn ein bedienter Teilnehmer das Telefongerät abhebt, sendet
sie ihre notwendigen Quittungsaustauschnachrichten (Handshake) im
Zeitschlitz 2, um eine Kommunikationskanalzuweisung zu erhalten.
Wenn ein Teilnehmer sich in einem Anruf befindet und die entfernte
Partei auflegt, ist die Teilnehmereinheit immer noch auf den Sprachkanal
abgestimmt; so wird sie normalerweise durch die Basisstation angewiesen
aufzulegen, indem diese einen von mehreren zusätzlichen Bits im digitalen Signal
auf dem Sprachkanal setzt.
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Wenn
eine Teilnehmereinheit, die entweder im QPSK- oder 16PSK-Modus betrieben wird,
eine einzige Leitung bedient, ist es ihr möglich, die größte auf
Zeitschlitzen basierende Leistungsaufnahmeeinsparung zu realisieren.
Beim Hinzufügen
von zusätzlichen
Leitungen zum Betrieb bei einer Teilnehmereinheit in 16PSK oder
in QPSK nimmt die auf Zeitschlitzen basierende Leistungsaufnahmeeinsparung
ab, da es weniger Zeitschlitzgelegenheiten gibt, bei denen die Teilnehmereinheit
im Leerlauf oder in einem teilweise abgeschalteten Zustand sein
kann. Auch kann es, wenn zusätzliche
Leitungen zu einer Teilnehmereinheit hinzugefügt werden oder zusätzliche
Teilnehmereinheiten einem Kanal zugefügt werden, vorteilhaft werden,
den Betriebsmodus des RCC zu ändern,
um sicherzustellen, dass jedes Mal, wenn eine Teilnehmerleitung,
die mit einem Anruf belegt ist, aufgelegt wird, ein Zeitschlitz
zur Verfügung
steht, in dem die bedienende Teilnehmereinheit den RCC überwachen
kann. Zu diesem Zweck kann der RCC so organisiert werden, dass er
die Aussendung aller Steuernachrichten für Teilnehmereinheiten in jedem
TDMA-Zeitschlitz seines Duplexfrequenzkanals wiederholt. Dann kann
jede Teilnehmereinheit, die im Dualleitungs-Vollduplexmodus betrieben wird, wenn
eine Leitung aufgelegt wird, den frei gewordenen Empfangszeitschlitz
dazu verwenden, auf den RCC zu lauschen, und den entsprechenden
Sendezeitschlitz zum Senden einer beliebigen geeigneten Antwort
verwenden. Als andere Alternative könnte eine In-Band-Signalisierung ("blank and burst") verwendet werden,
indem die RCC- Steuerinformation
anstelle eines aktiven Zeitschlitzes in einem TDMA-Rahmen eingesetzt
würde,
wodurch das Sprachgespräch
zeitweilig unterbrochen würde.
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6 ist
ein bekanntes Statusdiagramm, das Teilnehmereinheitsübergänge zwischen
ihren verschiedenen Funktionen und innerhalb von Funktionen in Beziehung
zur Zeitschlitzstruktur von 5 zeigt. 6 enthält drei
Hauptschleifen: Aufgelegt-Funktion (Zustände 153, 156 und 157);
Ruf-Funktion (Zustände 160, 158 und 159);
und Abgehoben-Funktion (Zustände 161, 163 und 162).
Wenn die Teilnehmereinheit 10 in Dienst genommen wird,
wird die Betriebsleistung eingeschaltet, und die Einheit initialisiert
sich selbst in einer Rücksetzfunktion 152.
Nach Abschluss dieser Rücksetzfunktion
geht die Einheit in einen Schleifenzustand 153, indem das
LB-Signal in 2 die
Schalter 110 und 125 betätigt und die Verstärker 112, 116 und 130 einschaltet,
um die Schleifenschaltungsverbindung 124 zu aktivieren,
wie im Zusammenhang mit 2 bemerkt wurde. Während der
Rücksetz-
und Schleifenfunktion kommen die Zeitschlitze nicht in Betracht,
da hier die Funkverbindung nicht benutzt wird. Nach Abschluss der
Schleifen-Trainingsfunktion
wechselt die Einheit auf den Empfangs-Aufgelegt-Zustand 126 (HF-Rx-Aufgelegt),
bei dem sie während
des Zeitschlitzes 0 im Empfangsbetrieb betrieben wird, um die Einleitung
entweder einer Funkrufnachricht von einer Basisstation, z.B. eines
Anrufs an den bedienten Teilnehmer oder einen abgehobenen Zustand
des Teilnehmertelefons, der in der SLIC 56 in 1B erfasst
wurde, z.B. einen Anruf vom bedienten Teilnehmer zu erwarten. Im
Zeitschlitz 1 wechselt die Einheit 10 in einen HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157,
in dem sie in einem Zustand niedrigerer Leistungsaufnahme, der manchmal
auch als "Schlaf' bezeichnet wird,
während
der Zeitschlitze 1, 2 und 3 betrieben wird. Am Ende des Zeitschlitzes
3 kehrt die Einheit zum Zustand 156 zurück, um eventuell vorhandene Funkrufnachrichten
oder Abhebezustände
zu empfangen, die erfasst werden können, und geht zyklisch durch die
Zustände 156 und 157,
bis ein solches Ereignis eintritt. Zusätzliche Leistungseinsparungen
können
dadurch realisiert werden, dass die Teilnehmereinheit im Leerlauf-
oder Schlafmodus während
sieben von acht Zeitschlitzen von zwei aufeinanderfolgenden Rahmen
anstelle von nur drei aus vier Zeitschlitzen für jeden Rahmen in dieser Aufgelegt-Schleife
gehalten wird.
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Nach
dem Empfang einer Funkrufnachricht oder dem Erfassen eines Abgehoben-Zustands
führt die Einheit 10 alle
notwendigen Quittungsaustauschübertragungen
zur Basisstation während
des Zeitschlitzes 2 (der in 6 oder den
Tabellen nicht gezeigt ist) durch; und wechselt dann unter der Annahme
einer eintreffenden Funkrufnachricht in den HF-Leerlauf-Rufzustand 158,
und beginnt das Rufen des bedienten Teilnehmer-Telefoninstruments. Zum gegenwärtigen Zeitpunkt
wird ein QPSK-Betrieb angenommen; so wechselt im Zeitschlitz 0 der
Zustand zu einem HF-Empfangs-Ruf(HF
Rx Ruf)-Zustand 159, bei dem der Betrieb bis zum Ende des
Zeitschlitzes 1 bleibt, um die Teilnehmereinheit darüber informiert
zu halten, dass die anrufende Partei immer noch wartet. Im Zeitschlitz
2 wechselt der Betrieb auf einen HF-Sende-Ruf(HF Tx Ruf)-Zustand 160, in
dem sie bis zum Ende des Zeitschlitzes 3 verbleibt, so dass das
Auftreten eines Abgehoben-Zustands
des Teilnehmer-Telefongeräts
zurück
an die Basisstation gesendet werden kann. Zu dieser Zeit wechselt
der Betrieb für
die Zeitschlitze 0 und 1 des nächsten
Rahmens zurück
zum HF-Rx-Ruf-Zustand 159. Der Betrieb wird auf diese Weise
zyklisch weitergeführt,
bis ein Abgehoben-Zustand erfasst wird, und dann wechselt der Betrieb entweder
vom Zustand 160 oder vom Zustand 159 zu einem
entsprechenden Abgehoben-Zustand-HF-Sende-Abgehoben-(HF Tx Abgehoben)-Zustand 162 bzw.
zum HF-Empfangs-Abgehoben-(HF-Rx-Abgehoben)-Zustand 161.
Wenn das bediente Teilnehmertelefongerät in Reaktion auf den Ruf niemals
abgehoben wird, läuft
die Zeit beim Betrieb letztendlich aus und fällt vom HF-Tx-Ruf-Zustand 160 in
den HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157 zurück.
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Unter
der Annahme, dass das bediente Teilnehmer-Telefoninstrument schon
abgehoben wird, wechselt der Betrieb in ähnlicher Weise zum QPSK-Ruf
(Zustände 160 und 159)
zyklisch zwischen den Zuständen 162 in
den Zeitschlitzen 2 und 3 (sendende Teilnehmereinheit) und 161 in
den Zeitschlitzen 0 und 1 (empfangende Teilnehmereinheit) während der
Weiterführung
der Rufverbindung. Wenn die bediente Teilnehmereinheit am Ende der
Kommunikation, für
die die Anrufverbindung hergestellt wurde, aufgelegt wird, fällt der
Betrieb wieder in den HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157 zurück, um die
Einleitung eines weiteren Anrufs abzuwarten.
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Der
Betrieb im 16PSK-Modus unterscheidet sich von demjenigen im QPSK-Modus
dahingehend, dass es HF-Leerlauf-Zustände 158 und 163 in
den entsprechenden Ruf- und Abgehoben-Funktionsschleifen gibt. Die
Aufgelegt-Funktion
des Statusdiagramms bleibt unverändert.
Im 16PSK-Betrieb der Ruf-Funktionsschleife beginnt
der Betrieb in einem HF-Leerlauf-Ruf-Zustand 158. Der veranschaulichte
Betrieb ist gültig
für eine
Teilnehmereinheit, der zur Nutzung des Zeitschlitzes 0 zum Empfangen
und des Zeitschlitzes 2 zum Senden zugewiesen wurde. Wenn die Schleife
beim Zustand 158 am Ende des Zeitschlitzes 3 eingesetzt
hat, dann wechselt sie zum Zustand 159 für den Zeitschlitz
0 und zurück
zum Zustand 158 für
den Zeitschlitz 1. Dann wechselt sie zum Zustand 160 für den Zeitschlitz
2 und zurück
zum Zustand 158 für
den Zeitschlitz 3. Der Betrieb geht weiter in diesen zwei sich aufeinanderfolgenden
Ruf-Funktionsschleifen, entweder bis der Ruf-Betrieb zeitlich ausläuft und
es einen Wechsel vom Zustand 160 zurück zum Zustand 157 gibt,
oder bis ein Abgehoben-Zustand erfasst wird und es einen Wechsel
von einem der Zustände 158, 160 oder 159 zu
einem entsprechenden der Abgehoben-Funktionszustände 163, 162 bzw. 161 gibt.
Der Betrieb geht in den beiden sequenziellen Abgehoben-Funktionsschleifen
in einer Weise für
die Dauer der Anrufverbindung weiter, die für die Ruf-Funktionsschleifen
beschrieben wurde. Wenn die bediente Teilnehmertelefoneinheit aufgelegt
wird, fällt
der Betrieb zurück
auf den HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157, um auf einen
weiteren Anruf zu warten.
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Die
obige Beschreibung von 6 nahm an, dass der eingeleitete
Anruf, nachdem die Teilnehmereinheit 10 in Betrieb genommen
wurde und in der Aufgelegt-Funktionsschleife leer lief, eine empfangene
Funkrufnachricht war. Wenn der Anruf vom bedienten Teilnehmer-Telefongerät dadurch
eingeleitet wurde, dass es abgehoben wurde, würde der Betrieb vom HF-Rx-Aufgelegt-Zustand 156 zum
HF-Leerlauf-Abgehoben-Zustand 163 wechseln und von da in
einer Weise weitergehen, die der schon Beschriebenen ähnlich ist.
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In
einer Ausführungsform
der Teilnehmereinheit 10, die mit der auf Zeitschlitzen
basierenden Leistungsaufnahmesteuerung betrieben wird, d.h. bei
der die Leistungsaufnahme der Teilnehmereinheit 10 wie oben
beschrieben eingeschränkt
wird, wurden die DC/DC-Wandler von 1A aus
einer einzigen 12-Volt-15-Amperestunden-Ersatzbatterie versorgt,
die von einer Wechselstrom-Gleichstrom-Stromversorgung geladen gehalten
wurde. Alternativ dazu wurden Wandler 9 durch eine Ersatzbatterie
versorgt, die von zwei eine Nennspannung von 12 Volt und eine Nenn-Peakleistung
von 48 Watt liefernden Solarpaneelen geladen gehalten wurden.
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Der
Betrieb einer Teilnehmereinheit 10 in einem Halbduplex-16PSK-Modus wird zur Leistungseinsparung
wegen der Leistungseinsparungen, die mit der Verwendung des HF-Leerlauf-Abgehoben-Zustands 163 während zwei
Zeitschlitzen eines jeden Abgehoben-Funktionsrahmen realisiert wurden,
sowie der Einsparungen, die durch das Wechseln der Abschaltungsriffelungen
für die
Sende- und Empfangszeitschlitze realisiert wurden, bevorzugt. Die
Leistungseinsparungen sind im Halbduplex-QPSK-Betriebsmodus nicht
so groß,
weil es weniger Leerlaufzeit gibt; doch ist dieser Modus robuster
hinsichtlich des Rauschabstands; so ist er für Teilnehmereinheiten nützlich,
die da einen Standort haben können,
wo der Empfang relativ schwach ist, im Vergleich zu Standorten,
wo der 16PSK-Betrieb eingesetzt wird. Ein Vollduplexbetrieb ist
entweder für
einen QPSK- oder einen 16PSK-Betrieb und entweder zur Daten- oder
zur Sprachkommunikation möglich.
Der DSP 19 hat eine gut ausreichende Verarbeitungsfähigkeit
zum Bewältigen
eines Dualleitungsbetriebs, weil z.B. der schon erwähnte DSP-Chip
die Fähigkeit
zum Bearbeiten von ungefähr
20 Millionen Befehlen pro Sekunde (MIPS) hat, was ungefähr 30% schneller
ist, als für
den Dualleitungsbetrieb bezüglich
einer Sprachkommunikation erforderlich ist. Ein Vollduplexbetrieb
bietet die geringsten Energieeinsparungen pro Teilnehmereinheit, weil
zu allen Zeiten während
einer Anrufsverbindung die Signale Tx und Rx in einem hohen Zustand
sein müssen
und andere entsprechende Teile der Teilnehmereinheit 8 eingeschaltet
sein müssen,
d.h. während
der Abgehoben- und Ruf-Funktionsschleifen
des Statusdiagramms von 6. Es gibt jedoch immer noch
beträchtliche
Leistungseinsparungen pro Leitung. Zum Beispiel wird eine Dualleitungs-Teilnehmereinheit
Leistungseinsparungen zu jeder Zeit realisieren, wenn eine ihrer
bedienten Leitungen nicht aktiv im Anrufsverkehr belegt ist. Außerdem kann
jede Dualleitungs-Teilnehmereinheit die doppelte Anzahl von Leitungen
bedienen, als sie sonst als eine Einzelleitungsteilnehmereinheit
hätte bedienen
können;
und es gibt auch eine Einsparung bei der Hardware dahingehend, dass
weniger Teilnehmereinheiten für
eine vorgegebene Anzahl von Leitungen erforderlich sind.
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Im
Dualleitungs-Dienstbetrieb würde
die Abgehoben-Leitung von 6 im Wesentlichen
für eine
von der Teilnehmereinheit 10 bediente zweite Leitung dupliziert.
Der Unterschied bestünde
darin, dass die Zeitschlitzpositionen des HF-Tx-Abgehoben-Zustands 162 und
des HF-Rx-Abgehoben-Zustands 161 in der Schleife ausgetauscht
würden.
Im ähnlicher
Weise würden,
wenn beide Leitungen Rufsignale von ihren entsprechenden Rufschaltungen 58 gleichzeitig
empfangen würden,
ihrer entsprechenden Rufschleifen (die den Betrieb der restlichen
Teilnehmereinheit zu dieser Zeit widerspiegeln) für eine Leitung
wie in 6 gezeigt sein, und für die andere Leitung ähnlich sein,
außer
dass die Zeitschlitzpositionen in der Schleife des HF-Tx-Ruf-Zustands 160 und
des HF-Rx-Ruf-Zustands 159 ausgetauscht
wären.
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Tabelle1 – Einleiten/Ruf-Schaltungszustandtabelle
und Tabelle 2 – Aufgelegt/Abgehoben-Schaltungszustandstabelle,
die unten gezeigt sind, veranschaulichen insbesondere im Zusammenhang
mit dem Statusdiagramm von 6, wie die
Leistungsaufnahme-Steuerungsriffelung der Teilnehmereinheit 10 erfindungsgemäß zusammen
mit Wechseln des Betriebszustands der Einheit im Einzelleitungsdienst
wechseln. Die erste Spalte auf der linken Seite in den Tabellen
listet die Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten
auf, die einer Leistungsaufnahmesteuerung auf der Basis von Zeitschlitzen
unterzogen werden. Der HF-Abschnitt und der Leistungsverstärker, der
zum HF-Abschnitt gehört,
sind separat gezeigt. Die verbleibenden zehn Spalten in den beiden
Tabellen entsprechen zusammen den zehn Teilnehmereinheitszuständen von 6,
und in diesen zehn Spalten sind die Leistungsaufnahmepegel der Schaltungskomponenten
in der ersten Spalte aufgelistet. Folglich ist die Konfiguration
der Leistungssteuerungsriftelung für alle Teilnehmereinheitszustände von 6 in
den Leistungsaufnahme-Pegelindikatoren in der Spalte des gleichen
Namens und die Zustandszahl in einer der Tabellen 1 oder 2 angegeben.
Eine Schaltungskomponente ist eingeschaltet (ein) in Zeitschlitzen,
wenn sie zur Anrufs- oder Steuersignalverarbeitung gebraucht wird,
und in anderen Zeitschlitzen abgeschaltet (aus). Auch wenn manche
Schaltungskomponenten während
allen Zeiten während
des Dienstbetriebs der Teilnehmereinheit eingeschaltet bleiben,
ist das Ergebnis des Ein- bzw. Abschaltens der anderen Komponenten
auf der Basis von TDMA-Zeitschlitzen eine wesentlich geringere Leistungsaufnahme
als sie bei Teilnehmereinheiten beobachtet wird, bei denen die ganze
Einheit auf der Grundlage eines Anrufs ein- bzw. abgeschaltet wird, oder
auf einer Anrufzustandsbasis oder auch, wenn die Sende- und Empfangsteile
eines Teilnehmereinheitsmodems zu unterschiedlichen Zeiten eingeschaltet
werden.
-
Zuerst
soll Tabelle 1 betrachtet werden. Der HF-Abschnitt erfährt vier
unterschiedliche Leistungssteuerungspegel. Aus 2 erinnern
wir uns, dass der Leistungsverstärker 101 ungefähr zu den
gleichen Zeiten eingeschaltet wird (mit einem kleinen Bruchteil
eines Zeitschlitzes später
eingeschaltet und einem kleinen Bruchteil eines Zeitschlitzes früher abgeschaltet),
als das Tx-Signal einen Pegel zum Einschalten von Schaltungskomponenten
erfährt.
Der HF-Abschnitt
ist im Leerlauf (aus) während
des Rücksetzens,
während
keine der Signale LB, Tx und Rx zum Einschalten von Komponenten
aktiv sind. Die gleiche Leerlaufversorgung herrscht während des
HF-Leerlauf-Ruf-Zustands 158 vor. Während des Schleifenzustands 153 werden
die leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11 in
lediglich dem Schleifenpfad vom Schalter 110 zum Verstärker 119 eingeschaltet.
Im HF-Rx-Ruf-Zustand 159 ist nur das Rx-Steuersignal präsent; auf
diese Weise sind die leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten
des HF-Abschnitts in lediglich dem Empfangsteil 13 eingeschaltet.
In ähnlicher
Weise ist während
des HF-Tx-Ruf-Zustands 160 nur
das Tx-Steuersignal präsent;
auf diese Weise sind die leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten
des HF-Abschnitts 11 lediglich im Sendeteil 12 eingeschaltet.
In gleicher Weise sind in Tabelle 2 keine leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten
des HF-Abschnitts 11 eingeschaltet, wenn die Teilnehmereinheit
in den Zuständen
HF-Leerlaufaufgelegt und -abgehoben 157 bzw. 163 leer
läuft.
Die leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11 in
lediglich dem Empfangsteil 13 sind während der Zustände HF-Rx-aufgelegt und
-abgehoben 156 bzw. 161 eingeschaltet, und nur
diese sind im Sendeteil 12 während des HF-Tx-Abgehoben-Zustands 162 eingeschaltet.
-
In
den Tabellen 1 und 2 ist die Korrelation zwischen der Tabellenterminologie
und dem Betriebsleistungsaufnahmepegel der aufgeführten Schaltungskomponenten
der Teilnehmereinheit zu bemerken. Für den HF-Abschnitt
11 werden
die Zustandssteuerungssignale Rx, Tx und Loopback für die Leistungsschnittstellenschaltung
151 dafür verwendet,
relative Leistungsaufnahmepegel in jedem Betriebszustand der Teilnehmereinheit
anzuzeigen, außer
für die
Zustände
152,
158 und
163,
wo "Leerlauf' angibt, dass alle
leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten abgeschaltet sind. Für andere
Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit zeigt "Ein" an, dass die Schaltungskomponente
sich in ihrem Leistungsaufnahmepegel für ihre primäre Signalverarbeitungsfunktion
befindet; und "Aus" zeigt an, dass sich
die Schaltung in einem niedrigeren Leistungsaufnahmepegel für andere
angegebene Teilnehmereinheitsfunktionen befindet, auch wenn die
Schaltung tatsächlich
etwas von der Versorgungsleistung aufnimmt. Auch wenn die Rufeinrichtung
in allen drei Zuständen
der Ruffunktionsschleife von
6 als Ein
(d.h. Ruf) gekennzeichnet ist, versteht es sich, dass mit dem Rufeinrichtungsbetrieb
Basisstationsbefehle überlagert
sind, die eine bestimmte Rufkadenz aufbauen, wie zum Beispiel zwei
Sekunden Ein und vier Sekunden Aus, um die Aufmerksamkeit eines
Teilnehmers auf sich zu ziehen. Dementsprechend ist während des
Ein-Teils der Kadenz die Rufeinrichtung während aller Zeitschlitze eines
jeden TDMA-Rahmens der Ruffunktionsschleife Ein; und während des
Aus-Teils der Kadenz ist die Rufeinrichtung während aller Zeitschlitze jedes
TDMA-Rahmens der Ruffunktionsschleife Aus (niedrigerer Leistungsaufnahmepegel). Tabelle
1
Tabelle
2
-
Der
FIR-Abschnitt 33, der INT-Abschnitt 34, der DIF-Abschnitt 36 und
der FDAC 21 gehen zusammen an und aus. Der DDS 44 und
der SDAC 45 gehen ebenfalls gemeinsam an und aus, und sie
sind während
aller fünf
Betriebszeiten an und während
des einleitenden Reset-Zustands 152 und des Loopback-Zustands 153 aus.
-
DSP 19 ist
in allen Zuständen,
außer
dem HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157,
wenn er sich selbst in Schlaf versetzt hat, an, d.h. voll eingeschaltet.
In diesem Schlafzustand verbraucht er genug Energie zum Behalten
von Betriebszustandsinformation, so dass er die Verarbeitung wieder
aufnehmen kann, wenn eine Aufwachunterbrechung empfangen wird, und
dies ist die geringste Leistung, wenn nicht vollständig ausgeschaltet wird.
-
DSP 19 könnte auch über kürzere Zeiträume einschlafen,
als das in den Tabellen oben gezeigt ist. Zum Beispiel synthetisiert
während
eines 16PSK-Anrufs
bei dem eine Teilnehmereinheit während
des Zeitschlitzes 2 Sprache an die Basisstation überträgt und im Zeitschlitz 0 Sprache
von einer Basisstation empfängt, der
DSP19 empfangene Sprache während
des Schlitzes 0 und eines Teils des Schlitzes 1 (was manchmal als RELP-Decodierung
bezeichnet wird). Nach Abschluss der Sprachsynthese könnte der
DSP 19 bis zum Ende des Schlitzes 1 einschlafen, und nur
zum Übertragen
von PCM-Mustern an den CODEC 57 alle 125 Mikrosekunden
aufwachen, wobei eine (nicht gezeigte) Unterbrechung verwendet wird.
In ähnlicher
Weise könnte
der DSP 19 über
einen Bruchteil eines Zeitschlitzes 3 schlafen, nachdem die Sprachanalyse
(die manchmal als RELP-Codierung bezeichnet wird) abgeschlossen
ist. Dieses Leistungseinsparungsverfahren könnte in Zuständen 158 und 163 von 6 verwendet
werden.
-
Der
CODEC 57 ist in einem energetisch niedrigen Zustand (d.h.
gesperrt oder "aus") während aller Zustände, außer derjenigen
in den Abgehoben-Funktionsschleifen
von 6. Die SLIC 56 ist in einem energetisch
niedrigen Zustand (d.h. gesperrt oder "aus")
während
aller Zustände,
außer
denjenigen in den Abgehoben-Funktionsschleifen und den Sende- und
Empfangszeiten der Rufschleife. Sogar während dieses gesperrten Zustands
in der Aufgelegt-Schleife überwacht
die SLIC 56 jedoch immer noch den Aufgelegt/Abgehoben-Status. Die SLIC
und der CODEC werden durch entsprechende Abschaltbefehle abgeschalten.
-
Die
Rufeinrichtung, d.h. die Rufschaltung 58 ist zu allen Zeiten
aus, außer
während
der Ein-Zeiten ihrer Rufkadenz in den Ruffunktionsschleifen von 6;
und wenn sie aus ist, ist sie vollständig abgeschaltet.
-
Unter
den Speicherschaltungskomponenten wird der RAM 39 zu den
gleichen Zeiten wie der DSP ein- bzw. abgeschaltet; er verbraucht
jedoch die meiste Leistung, während
tatsächlich
auf ihn zugegriffen wird. Der FLASH-Speicher 40 wird zu den gleichen
Zeiten wie der RAM 39 ein- bzw. ausgeschalten, außer im HF-Leerlauf-Rufzustand,
wenn der FLASH-Speicher aus ist, und außer während Zeiten (die in den Tabellen
nicht eingegeben sind), wenn er ROM-typische Funktionen ausführt. Der
FLASH-Speicher 40 ist zur Verwendung während des Rücksetzzustands eingeschaltet,
da er der Ablageort für
Daten ist, die zum Einleiten des Teilnehmereinheitsbetriebs nötig sind,
wenn es in Dienst genommen wird oder in dem Fall, dass ein Fehler
es nötig macht,
die Einheit von bekannten Parametern aus neu zu starten. Der FLASH-Speicher 40 ist
ungefähr
vier Mal so groß wie
der RAM 39; und er ist ungefähr ein Drittel so schnell wie
und verbraucht etwas weniger Leistung als der RAM 39. Der
FLASH-Speicher wird vom DSP 19 vorteilhafterweise als RAM
zum Ausführen
von Programmsequenzen für
die meisten nicht zeitkritischen Steueraufgaben in einer bekannten
Art und Weise eingesetzt. Ein Beispiel ist die Teilnehmersteuerschleife,
die den FLASH-RAM zum Ausführen
einer Zustandssteuerroutine zum Synchronisieren der Aufgabenverarbeitung
verwendet, wodurch es der Teilnehmereinheit ermöglicht wird, von Zustand zu
Zustand zu wechseln, wie das in 6 gezeigt
ist. Während
dieser (in den Tabellen nicht gezeigten) Ausführung, ist der schnelle RAM 39 effektiv abgeschaltet,
da auf ihn selten zum Schreiben von Daten zugegriffen wird; während der
langsamere und weniger leistungsintensive FLASH-RAM an seiner Stelle
verwendet wird. Die bestimmte DSP-Schaltung, die vorher zur Verwendung
als DSP 19 identifiziert wurde, hat einen programmierbaren
Wartezustandsgenerator, der die Verwendung eines langsameren oder
schnelleren Programmspeichers zu verschiedenen Speicherplätzen erlaubt,
wie das im Critchlow-Patent beschrieben ist.
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7 zeigt
die FIFO-Logikschaltung 37 von 1A in
etwas größerem Detail
zum Veranschaulichen der Einspeisung eines Leistungsaufnahmebefehls
in der Rückrichtung
auf einer bidirektionalen Schaltung 29 an den ADC 22.
Wie schon bemerkt ist dieser ADC vorteilhafterweise ein im Handel
erhältlicher
Schaltungschip, der eine steuerbare innere Abschaltfunktion hat
und so ausgelegt ist, dass er bestimmte seiner Steuerbefehle über seinen
digitalen Ausgang empfangen kann. Zusätzlich führen die Schaltungen von 7 bestimmte
andere Funktionen zum Erleichtern der auf dem DSP 19 lastenden
Verarbeitung durch und Reduzieren hierdurch seine Verarbeitungszeit,
so dass er sich in Leerlaufzeitschlitzen zum Einsparen von Leistung
früher
abschalten kann.
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Der
ADC 22 erzeugt ein m-Bit-Offset-binär-Ausgangssignal; der DSP erfordert
jedoch ein Wortformat zur Verarbeitung mit n-Bits und 2er Komplementen.
In 7 wird der Übergang
zwischen den beiden Wortformaten bewerkstelligt, wobei m zur Veranschaulichung
zehn und n zur Veranschaulichung sechzehn beträgt. Das 10-Bit-Offset-binär-Ausgangssignal
aus ADC 22 auf der Schaltung 29 hat ein Vorzeichenbit,
das in einem Exklusiv-Oder-Gatter 166 (EX
OR) umgekehrt wird, in Reaktion auf den binären Zustand des höchstwertigen Bits
(MSB) von einem Gleichstrom-Versatz-Register 167, das einen
11-Bit-Versatz-Korrekturwert enthält, der unter Programmsteuerung
vom DSP 19 geladen wird. Die verbleibenden 10 Bits aus
dem Register 167 werden additiv mit den Datenbits durch
einen Addierer 168 zur Bildung von Wörtern mit Zweierkomplementen
kombiniert. Vier Wortgruppen von Summenwörtern, d.h. versatzkorrigierte
Zweierkomplementdaten vom Addierer 168 werden durch einen
Demultiplexierungsschalter 169 an einen oder den anderen
der beiden Multiwort-Schieberegister 170 und 171 geleitet,
die als ein alternierender Puffer für den Datenfluss an den DSP 19 betrieben
werden, wobei das Register 170 geladen wird, während das
Register 171 geleert wird, und umgekehrt. Ein Multiplexierungsschalter 172 wählt eine
registrierte Gruppe von Wörtern
zur Anwendung auf ein Schiebe- und Vorzeichenerweiterungsgatternetz 173 aus.
Ein Lese-Freigabesignal (Strobe-Signal)
auf einer Leitung 176 leitet ein Auslesen eines neuen ADC-Musters
ein, das vom DSP 19 zu verarbeiten ist, und dieses Signal
wird durch eine Lenkungs-Steuerungsschaltung 177 zum Steuern
des Schalters 179 und durch einen Inverter 178,
den Schalter 172, geleitet.
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Die
Schaltung 177 liefert auch ein Ausgangssignal auf einer
Schaltung 179 an die FIFO-Register zum Freischalten des
Wort-Auslesens von einem der Register 170 oder 171 und
zum schrittweisen Verschieben der verbleibenden Wörter in
diesem einen Register entsprechend durch dieses. Das Ausgangssignal
aus dem FIFO-Puffer wird im Gatternetzwerk 173 verschoben
und um ein Vorzeichen erweitert, um die 10-Bit-Daten in das 16-Bit-Format
zu wandeln, das zur Verarbeitung im DSP 19 verwendet wird.
Das höchstwertige
Bit der zehn Datenbits wird durch vier Gatter einer Teilmenge 186 des
Netzwerks 173 angelegt, um als die vier höchstwertigen
Bits des vom DSP gelesenen 16-Bit-Worts repliziert zu werden. Alle
zehn Bits des ADC-Musters werden ebenfalls durch entsprechende der
getrennten Gatter geleitet, die schematisch als nur ein Gatter 187 dargestellt
werden, um die nächsten
niedrigerwertigen zehn Bits des 16-Bit-Worts zu werden, das vom
DSP gelesen wird. Die zwei niedrigstwertigen Bits des 16-Bit-DSP-Worts
werden durch geerdete Eingangssignale an den zwei Gattern einer
Gatterteilmenge 188 auf null gezwungen. Ein DSP-Lese-Freigabesignal
an der Schaltung 180 von der Steuerschaltung 177 schaltet
auch die Gatter 186 bis 188 frei, um Daten auf
den DSP-Bus 42 in 1 zu koppeln.
Ein Bereit-Ausgangssignal wird auf eine Leitung 181 von
der Schaltung 177 an den Signal-DSP 19 geleitet,
wenn eine neue Gruppe von Datenwörtern
an Ort und Stelle zum Auslesen vorhanden ist. Das Signal auf der
Leitung 176 wird zusammen mit Signalen auf Leitungen 182 und 183 auch über die Schaltung 30 zum
Steuern des Betriebs von ADC 22 verwendet.
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Der
ADC 22 wird für
einen Spiegelbetrieb (Loopback) und während eines Empfangszeitschlitzes
eingeschaltet. Er empfängt
also einen Einschaltbefehl am Ende des Rücksetzvorgangs und am Ende
des Zeitschlitzes vor einem Empfangszeitschlitz und empfängt einen
Abschaltbefehl am Ende des Spiegelvorgangs und am Beginn des Zeitschlitzes
nach einem Empfangszeitschlitz. Ein Multibit-Befehlswort für den ADC 22, das
vom DSP 19 über
die Steuerlogikschaltungen 32 und die Verbindung 43 geleitet
wird, wird in Reaktion auf ein DSP-Schreibsignal auf einer getrennten
Eingangsleitung 190 während
eines Leerlaufzeitschlitzbetriebs der Teilnehmereinheit 10 in
ein Register 189 geladen. Dieses Befehlswort leitet verschiedene
Aspekte des Betriebs des ADC 22, hier sind jedoch die Bits
von hauptsächlichem
Interesse, welche die Leistungsaufnahmesteuerung lenken. Das MSB-Ausgangssignal
aus dem Register wird durch einen Inverter 191 an ein UND-Gatter 192 geleitet.
Am Ende eines Leerlaufzeitschlitzes, der einem Empfangszeitschlitz
vorausgeht, aktiviert eine Signal-Ein-Leitung 183 das Gatter 192;
und dessen Ausgangssignal betätigt
ein Gatter 193 zum Leiten des Befehlsworts vom Register 189 an
die bidirektionale Schaltung 29, die zu dieser Zeit leer
läuft.
Die Leistungssteuerungsbits in diesem Befehl verursachen, dass der
ADC 22 eingeschaltet wird. Ein ähnlicher Betrieb am Beginn
eines Leerlaufzeitschlitzes, der auf einen Empfangszeitschlitz folgt,
verursacht, dass der ADC 22 abgeschaltet wird. In gleicher
Weise steuern Operationen am Beginn und am Ende des Spiegelbetriebs
das Ein- bzw. Abschalten zu diesen Zeiten. Ein Einschalt-Rücksetzsignal
wird an eine Leitung 196 zum Löschen des Registers 189 zur
Vorbereitung zum normalen Betrieb angelegt.
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8 veranschaulicht
eine Taktsignal-Auswahllogik, die ein Teil der Steuerlogikschaltungen 32 in 1A sind.
Die Taktauswahllogik wird zum Ein- bzw. Ausschalten (oft) von Taktsignalen
für verschiedene Schaltungskomponenten
der Teilnehmereinheit 10 zum Steuern der Leistungsaufnahme
verwendet. Während des
Leerlaufs, d.h. während
des HF-Leerlauf-Aufgelegt-
und -Ruf-Zustandes 163 bzw. 158 und des HF-Leerlauf-Aufgelegt- Zustands 157 in 6,
wenn viele Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit 10 abgeschaltet
sind, bleiben Zeitgeberschaltungen in der Steuerlogik 32 bezüglich der
Rahmen-, Schlitz- und Bit-Zeitgebung auf dem Laufenden. Zwei dieser
Taktsignalsteuerungen, die für
die vorliegende Erfindung relevant sind, sind in 8 gezeigt.
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Ein
Rücksetzsignal
auf der Leitung 195 setzt ein Register 197 beim
Einschalten zurück.
Ein CLK CTR N-Adressbit von einem (nicht gezeigten) Adressdecoder
in den Schaltungen 32 aktualisiert das Register 197 mit
einem Datenwort von einer Schaltung 194 vom Bus 42.
Das Wort steuert Ausgangstaktsignalzustände durch Steuern der Verwendung
einer frequenzgeteilten Version eines auf der Leitung 123 von
der Zeitgeber- und Steuerschaltung 16 in 2 empfangenen
Taktsignals. Das Register 197 hat zur Veranschaulichung
eine 7-Bit-Kapazität,
wobei die Bits Q2-Q5 bei der vorliegenden Beschreibung von Interesse
sind.
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Ein
Taktsignal (z.B. 43,52 MHz) wird auf der Leitung 123 von
der Zeitgeber- und Steuerlogik 16 in 2 geliefert.
Diese Leitung erstreckt sich zu einem Eingang von jeweils zwei Multiplexern 198 und 199.
Jeder Multiplexer wird durch die binären Signalzustände der
Signale auf einem Paar Steuerleitungen vom Ausgang des Registers 197 gesteuert.
Die Steuersignalkombinationen, die dem jeweiligen Multiplexereingang auswählen, sind
an dem neben einem solchen Eingang liegenden Multiplexer markiert.
Die Multiplexer 198 und 199 haben jeweils noch
zwei weitere Eingänge,
die an die elektrische Masse der Schaltung angeschlossen sind. Die
Leitung 123 ist auch über
eine durch zwei teilende Schaltung 200 an einen anderen
Eingang jedes Multiplexers 198 und 199 angeschlossen.
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Ein
Leitungspaar 201 leitet die Bits Q2 und Q3 des Registers 197 an
den Multiplexer 198, der Taktsignale sowohl an den FIR-Abschnitt 33 als
auch den INT-Abschnitt 34 des DDF-ASIC 20 liefert.
Wenn diese zwei Bits entweder 00 oder 01 sind, wird eine Erdung
(kein Takt) geliefert; und der FIR-Abschnitt 33 und der INT-Abschnitt 34 werden
abgeschaltet, wie zuvor beschrieben. Wenn diese zwei Bits 10 sind,
wird der FIR-Abschnittstakt mit der Taktfrequenz auf der Leitung 123 zum
Einschalten des FIR-Abschnitts 33 und des INT-Abschnitts 34 geliefert,
und wenn die beiden Bits 11 sind, dann wird der FIR-Takt
mit der niedrigeren, d.h. durch zwei geteilten, Taktfrequenz vom
Teiler 200 geliefert. Im letzteren Fall werden der FIR
und der INT eingeschaltet, jedoch nur mit der halben Taktfrequenz,
so dass sie mit beträchtlich
geringerer Leistungsaufnahme betrieben werden. Die Verfügbarkeit
eines niederfrequenten Takts zur Auswahl durch das Programm bedeutet
eine vorteilhafte Flexibilisierung, da der Betrieb in manchen Ländern die
höhere
Taktrate für
diese Schaltungskomponenten nicht erfordert.
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In ähnlicher
Weise werden die Bits Q4 und Q5 des Registers 197 an den
Steuermultiplexer 199 geleitet, damit der Takt an den DIF-Abschnitt 36 des
DDF-ASIC 20 ausgeschaltet oder mit der vollen Rate eingeschaltet
werden kann oder mit der halben Rate zum Steuern des DIF-Abschnittbetriebs
sowie zum Steuern dessen Leistungsaufnahmepegels eingeschaltet werden
kann.
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9 veranschaulicht
eine Form des Leerlaufmoduszeitgebers und des Aufwachteils der Steuerlogikschaltungen 32 in 1A.
Diese Schaltung kooperiert mit dem DSP 19 durch Messen
des Zeitablaufs eines vorbestimmten Intervalls, während dessen
der DSP in seinem abgeschalteten Betriebszustand "schlafen" kann. Vorher wurde
schon erwähnt,
dass der DSP 19 ein im Handel erhältlicher programmierbarer digitaler
Signalprozessor ist, der einen eingebauten Abschaltungsmodus hat,
in den er nach dem Ausführen
eines Leerlaufbetriebs geht, z.B. am Beginn eines HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustands 157 in 6,
wenn die Teilnehmereinheit während
mindestens drei aufeinander folgender Zeitschlitze im Leerlaufzustand
ist. Zu dieser Zeit sendet das DSP-Programm eine Anweisungsnachricht an
die Steuerlogikschaltungen 32 über den Datenbus 42, so
dass er schlafen geht, und die Nachricht beinhaltet ein Schlaflängendatenwort
und ein Schreibfreigabesignal. Im Schlaf- bzw. Leerlaufmodus kann
der DSP 19 z.B. im RAM 39 seine Programmbetriebspunktinformation
behalten, die zum Neustart und zur Antwort auf eine Aufwachunterbrechung
benötigt
wird.
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Die
Mitteilungsnachricht wird auf einer Bitparallelschaltung 240 an
ein Schlaflängenregister 202 zusammen
mit dem schon erwähnten
Schreibfreigabesignal auf der Leitung 241 angelegt, um
das Register zum Laden des Nachrichtenworts freizuschalten. Dieses
Freischaltungssignal startet auch den Betrieb einer Serie von bistabilen
Schaltungen 203, 206, 207 und 208 des
D-Typs (d.h. Flipflops), die mit den UND-Gattern 209, 210 und 211 zum Freischalten
eines Schlaflängenzählers 212 zum
Laden des Werts aus dem Register 202 und zum Hochzählen von
diesem Wert zusammenarbeiten. Der Zähler 212 wird mit
einer hohen Taktrate (zur Veranschaulichung 3,2 MHz) betrieben,
um dem DSP eine hoch auflösende
Steuerung der Dauer des Schlafintervalls zu geben. Eine Schaltung 204 liefert
dieses Taktsignal für
den Zähler 212 und
für andere
Schaltungskomponenten mit einem clk3_2-Eingang. Die schon erwähnten Flipflops
und die entsprechenden Gatter synchronisieren den Start dieser Zählung, damit
sie auf dem ersten 3,2-MHz-Taktimpuls nach einem 16-KHz-Empfangs-
oder -Auswahl-Taktimpuls auf einer Leitung 242 beginnen
kann, die dem Laden des Schlaflängenworts und
dem Start-eines-Zeitschlitzes-Signals
auf der Leitung 247 folgt. Wenn ein Zustand vollständiger Zählung erzielt
wird, löst
die Zähler-Endzählung einen
Flipflop 213 des D-Typs aus; und sein verkehrtes Ausgangssignal
wird durch ein ODER-Gatter 216 an einen Eingang eines UND-Gatters 217 geleitet.
Das verkehrte Ausgangssignal des Flipflop 213 wird auch
rückgesendet,
um das UND-Gatter 211 zu betätigen, das durch ein Einschalt-Rücksetzsignal
auf einer Leitung 222 von einem DSP-gesteuerten ASIC-Register freigeschaltet
wurde, um die Flipflops 203, 206, 207 und 208 rückzusetzen.
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Bevor
der DSP 19 in den Schlafmodus geht, liefert er auch ein
Lade-Freischalt-Signal
auf einer Leitung 243 und ein 3-Bit-Wort an den Schaltungen 244 und 245 an
ein 3-Bit-Unterbrechungs-Steuerregister 218. Dieses Wort
und zwei ODER-Gatter 216 und 219 und das UND-Gatter 217 kooperieren
zum Auswählen
einer oder mehrerer oder keiner Aufwach-Zeitgeberunterbrechung und
einer Auflege-Status-Unterbrechung. Die durch die drei Bits im Register 218 repräsentierte
Information enthält
eine Freischaltung für
eine Aufwachunterbrechung (ENA_WAKEUP_NMI_N), eine Freischaltung
für eine
Abheben-Erfasst-Unterbrechung (ENA_OFF_HOOK_NMI_N) und ein Bit,
das festlegt, ob ein Auflege-Status-Signal an einer Leitung 224 von der
SLIC-Ausgangsleitung 69 über den
DSP-ASIC 20, z.B. wenn der DSP schläft, invertiert werden soll
oder nicht. Diese Invertierungsfähigkeit
erlaubt die Verwendung invertierter oder nicht invertierter SLIC-Ausgangssignale
in flexibler Weise dahingehend, das verschiedene SLIC-Schaltungen
verwendet werden können,
und bietet außerdem
die Flexibilität,
eine Auflege-Status- Unterbrechung
in Reaktion auf entweder den Abgehoben- oder den Aufgelegt-Zustand des Teilnehmer-Telefongeräts erzeugen
zu können.
Das Freischaltung-Aufwachen-Unterbrechungssignal wird durch das
ODER-Gatter 216 an den zuvor erwähnten Eingang des UND-Gatters 217 geleitet.
Das Freischaltungs-Abgehoben-Unterbrechungssignal wird durch ein
ODER-Gatter 219 an einen anderen Eingang des UND-Gatters 217 geleitet.
Das Abhebestatussignal von der Leitung 224 wird an einen
Eingang eines Exklusiv-ODER-Gatters 230 zusammen
mit dem Umkehr-Steuerbit vom Register 218 angelegt. Dieses
Auflegestatussignal wird auch direkt als ein Ausgangssignal der
Schaltung von 9 angelegt und geht von hier
direkt an ein DDF-ASIC-20-Statusregister,
das vom DSP 19 lesbar ist. Das Ausgangssignal des Gatters 230 wird
durch eine Entprellschaltung 221 sowohl direkt an einen
Ausgang 225 der Schaltung von 9 und über ein
ODER-Gatter 219 an das Gatter 217 geleitet. Die
Entprellschaltung 221 empfängt auf der Leitung 236 ein
Taktsignal mit einer Periode (zur Veranschaulichung 1,5 ms), die
mit dem vorübergehenden Prellintervall
des Signals vom Gatter 220 vergleichbar ist. Das Ausgangssignal
des Gatters 217 ist das Aufwach-Unterbrechungssignal, und
es wird zurück
an den DSP 19 über
die Schaltung 52 von 1 angelegt. Ein
wahres Ausgangssignal des Flipflop 207 wird als ein Schlafstatusindikator
auf einer Leitung 246 geliefert, das zum Lesen durch den
DSP 19 zur Verfügung
steht, damit dieser erfahren kann, ob der Zähler 212 vielleicht zum
Laden des Schlaflängenworts
freigeschaltet wurde oder nicht. Das schon erwähnte Einschalt-Rücksetzsignal
auf der Leitung 222 schaltet das Gatter 211 frei
und setzt das Register 218, den Zähler 212 und den Flipflop 213 zurück.
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10 ist
ein Teil der Steuerlogikschaltungen 32 und ist eine Schaltung
sowohl zum Erzeugen hochfrequenter als auch niederfrequenter Signale
zum Steuern einer programmierbaren Rufschaltung in 11 und
zum Ein- bzw. Ausschalten (oft) dieser hochfrequenten und niederfrequenten
Signale, wie von einer Basisstation angewiesen, in den Ruf-Funktionsschleifen
in 6. Das heißt,
dass die Basisstation anweist, wann das Rufen anfangen sollte; und
sie weist weiter die Ruf-Ein- und Ruf-Aus-Kadenz an, zur Veranschaulichung die
schon erwähnte
Zwei-Sekunden-Ein-Vier-Sekunden-Aus-Kadenz. Der DSP 19 weist
dann die Steuerlogikschaltungen 32 an, wann sie ihr RINGENA-Signal
für den
jeweiligen Zwei-Sekunden-Ein-Teil dieser Kadenz einschalten soll,
um die Schaltungskomponenten von 10 zu
steuern, wie nun beschrieben wird.
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Zur
Veranschaulichung empfängt
ein 12-Bit-Register 231 ein Ladesignal auf einer Leitung 227 und
einen Ladewert auf einer 12-Bit-Schaltung 228, beide vom
DSP 19. Wenn ein 12-Bit-Zähler 234 durch eine Rückkopplung
seines Ausgangssignals an einen Ladeeingang und durch ein Freischaltungs-Eingangssignal von
einer durch 32 teilenden Schaltung 249 freigeschaltet wird,
tastet es den Wert des Ausgangs des Registers 231 ab. Der
Wert im Register 231 bestimmt teilweise die gewünschte letztendliche
Ruffrequenz. Dieser Wert wird zur Veranschaulichung wie folgt bestimmt:
Ladewert
= 4096 – n,
wobei N = 2500/(2·Ruffrequenz).
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Zum
Beispiel zum Erzeugen einer Ruffrequenz von 20 Hz:
n = 2500/(2·20) =
62,5
Ladewert = 4096 – 62,5
= 4033,5
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Der
Zähler 234 zählt nach
einer solchen Freischaltung vom Ladewert aufwärts. Taktsignale, die in einer
noch zu beschreibenden Weise bestimmt werden, betätigen sowohl
den Zähler 234 als
auch den Flipflop 237 des D-Typs, der an seinem Dateneingang
das Zähler-End-Zähl-Ausgangssignal
abtastet. Eine durch zwei teilende Schaltung 238 teilt
das Ausgangssignal der Flipflop-Schaltung 237 auf
die gewünschte
Ruffrequenz herunter. Das Ausgangssignal vom Zähler 238 wird an einen
Eingang eines UND-Gatters 239 angelegt.
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Ein
Taktsignal mit einer vom DSP-programmauswählbaren hohen Steuerfrequenz
für die
Rufschaltung in 11 wird von den Taktsignalen
geliefert, in den Steuerlogikschaltungen 32 in 1A auf
einer Leitung 240 abgeleitet. Dieses Taktsignal hat vorteilhafterweise
eine Frequenz, die um ungefähr
drei Größenordnungen
höher ist
als die Rufsignalfrequenz im Ausgang des Teilers 238. In
einem veranschaulichenden Beispiel war die Taktfrequenz auf der
Leitung 240 fünf
Volt bei 80 Kilohertz (kHz), während
die Rufsignalfrequenz, die vom Teiler 238 ausgegeben wurde,
5 Volt bei ungefähr
20 Hertz war.
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Das
Taktsignal aus der Leitung 240 wird an einen Taktzähler 234 angelegt,
und es wird ebenfalls an Eingänge
einer durch 32 teilenden Schaltung 249 und an ein UND-Gatter 248 angelegt.
Der Zähler 234 wird zum
Zählen
1/32 der Zeit, d.h. bei 2500 Hz, durch das Ausgangssignal der durch
32 teilenden Schaltung 249 freigeschaltet. Der 80-kHz-Takt
taktet auch den Flipflop 237 zum Synchronisieren des End-Zähl-Ausgangssignals
des Zählers 234.
Ein RINGENA-Signal vom DSP-gesteuerten ASIC-Register schaltet die
UND-Gatter 248 und 239 so frei, dass jedes Gatter
sein 80 kHz- bzw. 20 Hz-Ausgangssignal in Bursts erzeugt, die mit
der Rufkadenzfrequenz auftreten.
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Auf
diese Weise hat das vom Ausgang des Gatters 239 ausgegebene
niederfrequente Rufsignal eine Frequenz, die vom DSP-Programm in
Abhängigkeit
sowohl von lokalen Anforderungen, wo die Teilnehmereinheit zu installieren
ist, als auch durch die an die Leitung 240 angelegte Taktfrequenz
bestimmt wird.
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11 veranschaulicht
die Rufschaltung 58. Der Zweck dieser Schaltung ist das
Empfangen zweier Signale mit programmierbarer Frequenz, eines Rufsteuersignals
und eines Ruffrequenzsignals, mit dem Logiksignalpegel (z.B. 5 Volt)
und das Entwickeln aus ihnen eines relativ hochgespannten (z.B.
100 Volt) Wechselstrom-Rufsignals. Ein hochfrequentes Rufsteuersignal
mit niedriger Spannung (z.B. 80 kHz bei 5 Volt) (vom Gatter 248 in 10)
wird an den Eingang eines Operationsverstärkers 251 geleitet,
wo die Signalleistung erhöht
wird. Der Verstärker 251 verbraucht
wesentlich mehr Leistung, wenn er vom Eingangssignal der Leitung 70 mit
80 kHz getrieben wird, als er das tut, wenn das Signal vom RINGENA-Signal
in 10 gesperrt wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers wird über einen
Kondensator 252 als ein bipolares Niederspannungssignal
an eine Klemme der Primärwicklung
eines Hochfrequenz-Hochtransformators 253 wechselstromgekoppelt,
dessen andere Klemme geerdet ist. Die Verwendung eines Hochfrequenzsignals
und eines Transformators ergibt einen günstigen geringen Platzbedarf
("Footprint") für die Rufschaltung.
Der Transformator 253 transformiert vorteilhafterweise
das Signal in seiner Amplitude um einen Faktor von ungefähr 20 nach
oben, und die Sekundärwicklungsspannung
wird mit einer negativen Spannung aus einer Versorgung 256,
wie zum Beispiel dem -48-Volt-Pegel des Ausgangssignals der Wandler 9, überlagert.
Eine Klemme der Sekundärwicklung
ist mit diesem – 48-Volt-Punkt
verbunden; und die andere ist mit separaten, entgegengesetzt gepolten Gleichrichterdioden 257 und 258 verbunden.
Die Dioden sind über
eine oder zwei lichtleitende Diodenschalter, einen normalerweise
offenen Schalter 259 bzw. einen normalerweise geschlossenen
Schalter 260 separat mit der Rufleitung (Widerstand 63 in 1A)
und dann mit dem Teilnehmertelefongerät verbunden. Die Leuchtdioden
der Schalter 259 und 260 sind getrennt in Reihe
mit einem Widerstand 261 und einem PNP-Transistor 262-
Kollektor-Emitter-Pfad zwischen einer positiven Spannungsquelle 263 und
der Erde geschaltet. Das Rufsignal vom Gate 239 in 10 wird über einen
Widerstand 266 an den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 262 angelegt.
Wenn das Rufsignal niedrig ist, ist der Transistor 262 nicht
leitend, der Schalter 260 ist in seinem normalen geschlossenen
Zustand und die Diode 258 leitet. Wenn das Rufsignal hoch
ist, ist der Transistor 262 leitend, der Schalter 259 ist
beleuchtet und schließt,
der Schalter 260 ist beleuchtet und öffnet, und die Diode 257 leitet.
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Ein
Kondensator 268 ist zwischen die negative Spannungsquelle 256 und
die Rufleitung geschaltet, um als ein Tiefpass-Glättungsfilter
zu wirken, so dass die 80-kHz-Frequenz-Komponente parallel zum Transformator 263 rückgeleitet
wird. Ein Widerstand 267 ist so angeschlossen, dass er
als Ableitwiderstand für
den Kondensator dient. Da die A-Ader der Teilnehmerschleife in 1A geerdet
ist, erscheint an der Teilnehmerschleife ein im Wesentlichen rechteckiges
Rufsignal mit der Frequenz, mit welcher der Transistor 262 durch das
Rufsignal von 10 geschaltet wird, und einer
Amplitude, die vom Verstärker 251 und
vom Transformator 253 erzeugt wird. In einer Ausführungsform
erzeugte ein an den Verstärker 251 angelegtes 80-kHz-5-Volt-Signal und
ein 20-Hz-5-Volt-Signal, das in den Transistor 262 angelegt
wurde, ein 20-Hz-100-Volt-Wechselstrom-Rufsignal an der die Rufleitung
in 11 enthaltenden Schleife.
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Die
Rufsignal-Ausgangsfrequenz ist programmierbar, da sie durch ein Ändern des
vom DSP 19 in 1B an das Register 231 in 10 gelieferten
Lastwerts verändert
werden kann. Die Rufkadenz folgt dem Format, das in das RINGENA-Signal
von 10 programmiert wurde. Die Rufsteuersignalfrequenz braucht nur
so hoch zu sein, dass ein effizienter Betrieb des Hochfrequenztransformators 253 ermöglicht wird.
Da das Rufsteuersignal durch das RINGENA-Signal ein- bzw. ausgeschaltet
(on/oft) wird, wie im Zusammenhang mit 10 beschrieben,
wird der Verstärker 251 während jedes
Aus-Teils der Rufkadenz aufgrund der Abwesenheit eines Eingangssignals
in diesem Intervall abgeschaltet.
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Ein
System und ein Verfahren zum Einsparen von Betriebsleistung in einer
Teilnehmereinheit zum Vorsehen einer Kommunikation über eine
Funkverbindung zwischen einem Teilnehmertelefongerät und einer
Basisstation wurde beschrieben, die vorteilhafterweise an das öffentliche
Telefonnetz angeschlossen ist. Die Einsparung wird auf verschiedene
Weisen erzielt, von denen eine darin besteht, dass für jeden
Zeitschlitz eines TDMA-Rahmens in jedem Zustand des Teilnehmereinheitsbetriebs
ausgewählte
Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten, die zur Signalverarbeitung
in diesem Zeitschlitz nicht benötigt
werden, definiert werden und diese Schaltungskomponenten während jedes
Auftretens dieses Zeitschlitzes und Betriebszustands abgeschaltet
werden. Das Abschalten wird auf verschiedene Weisen erzielt, einschließlich einer,
bei der die Schaltungsleistungsversorgung tatsächlich ein- und ausgeschaltet
(on/oft) wird, oder für
CMOS-Schaltungskomponenten,
indem ihr Taktversorgungssignal oder ihr Eingangsversorgungssignal
gesteuert wird oder indem ein Schaltungskomponentenauswahlsignal
entfernt wird oder indem das Eingangssignal an eine Schaltungskomponente
verringert wird, die wesentliche Leistung aufnimmt, wenn das Eingangssignal
hoch ist. Zusätzlich
werden ausgewählte
Betriebsfunktionen, die durch eine relativ hohe Leistung verbrauchende
Schaltungskomponenten ausgeführt
werden, auf eine relativ niedrige Leistung verbrauchende Schaltungskomponenten
verschoben, damit den eine hohe Leistung verbrauchenden Schaltungskomponenten
eine bessere Möglichkeit
gegeben wird, abgeschaltet zu werden.
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Auch
wenn die Erfindung anhand einer bestimmten Ausführungsform dargestellt wurde,
werden dem Fachmann auch andere Ausführungsformen und Modifikationen
ersichtlich sein.