DE3942386A1 - Zeitgabeschaltung fuer einen halbleiterspeicher - Google Patents
Zeitgabeschaltung fuer einen halbleiterspeicherInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Zeitgabeschaltung zur
Steuerung des Lesens und Schreibens in einem Halbleiterspei
cher.
In Halbleiterspeichern, wie statischen und dynamischen Direkt
zugriffspeichern (RAM′s) werden in typischer Ausführung mehre
re Steuer- oder Zeitgabesignale für den Zugriff auf Speicher
zellen verwendet. Häufig werden für einen Schreib- oder Lese
zugriff mehrere Steuersignale benötigt, die jeweils nachein
ander auftreten, um beispielsweise Knotenpunkte aufzuladen,
eine Trennung hervorzurufen, Leseverstärker zu aktivieren
usw. Die Zeitgabe für diese Signale wird umso kritischer, je
höher die Operationsgeschwindigkeiten des Speichers werden.
In früheren Halbleiter-RAM′s wurden Steuersignale außerhalb
des Chips erzeugt. Bei Speichern neuerer Ausführung werden die
Steuersignale Chip-intern erzeugt. Verwiesen wird beispiels
weise auf die US-PS 37 78 784. Bei dem aus dieser Druckschrift
bekannten MOS-Speicher wird eine Zeitgabezelle in den Zeitga
beschaltungen verwendet. Diese Zelle sorgt für eine Kompensa
tion von Prozeßschwankungen, die anderenfalls die Zeitgabe
dieser Zeitgabesignale wesentlich beeinträchtigen würden.
In der US-PS 40 87 704 ist eine andere Chip-interne Steuer
signalanordnung für einen dynamischen RAM beschrieben, bei der
das Ausgangssignal eines Steuersignalgenerators zur Auslösung
oder Triggerung des nächsten Steuersignalgenerators verwendet
wird. Diese Anordnung stellt sicher, daß eine Zeitverzögerung
zwischen diesen Signalen auftritt und daß die Signale in einer
vorgegebenen Reihenfolge auftreten.
Bei Halbleiterspeichern ist es außerdem üblich, Hilfszellen zu
benutzen. Diese Zellen liefern eine Ladung, die gleich derje
nigen einer ordentlichen Zelle im Speicherfeld ist. Die Hilfs
zellen werden auf dem gleichen Scheibchen oder Substrat wie
die richtigen Speicherzellen hergestellt, und daher sind ihre
Charakteristiken effektiv die gleichen wie diejenigen der
Betriebsspeicherzellen (unabhängig von Prozeßschwankungen).
Ein Beispiel für Hilfs- bzw. Dummyzellen gibt die US-PS
39 59 781.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Zeitgabe im
gattungsgemäßen Halbleiterspeicher zu verbessern.
Wie zu sehen sein wird, macht die Erfindung von Modellen der
tatsächlichen Schaltungskomponenten zur Erzeugung der Zeitver
zögerungen in einer Zeitgabeschaltung Gebrauch. Das Ausgangs
signal eines Modells dient in einigen Fällen zur Aktivierung
eines anderen Modells; hilfsweise initiiert ein Wortleitungs
modell das Lesen in einem Zellen-Lesemodell.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Zeitgabeschaltung zur
Verwendung in einem Speicher mit einer Vielzahl von Zellen.
Die Zeitgabeschaltung liefert eine Anzahl von Steuersignalen,
die zur Steuerung beispielsweise zum Lesen von Daten aus dem
Speicher verwendet werden. Ein Bitleitungsmodell ist vorgese
hen, das ein verkleinertes Modell einer tatsächlichen Bitlei
tung im Speicher enthält. Dieses Modell hat eine kleinere
Kapazität als die Bitleitungen im Speicher. Eine Treiberschal
tung ist mit diesem Bitleitungsmodell gekoppelt und treibt das
Modell zur Duplikation des Datenlesens aus der Speicherzelle.
Die Treiberschaltung entwickelt ein stärkeres Signal an dem
Bitleitungsmodell als auf der tatsächlichen Bitleitung im
Speicher ansteht. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel
enthält die Treiberschaltung ein vergrößertes Modell einer
Speicherzelle. Ein Detektor ist mit dem Bitleitungsmodell
gekoppelt und bestimmt das von der Treiberschaltung erzeugte
Signal. Das Ausgangssignal des Detektors wird zur Erzeugung
von Steuersignalen zum Lesen von Daten aus dem aktuellen Spei
cher verwendet. Da der Detektor ein stärkeres Signal als die
Abtast- bzw. Leseverstärker im Speicherfeld erhält, kann er
wesentlich kleiner ausgebildet und schneller und weniger emp
findlich sein als die im Speicherfeld verwendeten Abtastver
stärker.
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
gekennzeichnet. Einzelheiten und Vorteile der Erfindung erge
ben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungs
beispiels der Erfindung.
In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung
schematisch dargestellt. Es zeigen:
Fig. 1 ein elektrisches Schaltbild einer Speicherzelle
mit zugehöriger Wortleitung, Bitleitungen, Ab
tast- bzw. Leseverstärkern und Schreibschaltung.
Diese schematische Darstellung dient zur Be
schreibung eines Teils eines Speicherfeldes, in
welchem die erfindungsgemäß erzeugten Steuersi
gnale verwendet werden;
Fig. 2 mehrere Verläufe von Signalen, die mit Hilfe der
erfindungsgemäßen Zeitgabeschaltung erzeugt
werden;
Fig. 3 ein allgemeines Blockschaltbild der erfindungs
gemäßen Zeitgabeschaltung;
Fig. 4 ein elektrisches Schaltbild eines Ausführungs
beispiels der Erfindung;
Fig. 5 ein elektrisches Schaltbild eines bei der Erfin
dung verwendeten Wortleitungsmodells; und
Fig. 6 ein elektrisches Schaltbild eines bei der Erfin
dung verwendeten Bitleitungsmodells.
Beschrieben wird eine Zeitgabeschaltung zur Verwendung in
einem Halbleiterspeicher. In der folgenden Beschreibung werden
zahlreiche spezielle Einzelheiten, wie eine spezielle Verknüp
fungsschaltung usw., angegeben, um die Erfindung leichter
verständlich zu machen. Es ist für den Fachmann klar, daß die
Erfindung aber auch ohne diese speziellen Einzelheiten reali
siert werden kann. In anderen Fällen sind bekannte Schaltungs
einzelheiten nur in Blockform gezeigt, um die Erfindung nicht
mit unnötigen Einzelheiten zu belasten.
Die Erfindung ist in Metalloxidhalbleiter (MOS)-Technologie und
insbesondere in Verbindung mit der komplementären MOS-Techno
logie realisiert. Es gibt eine Anzahl bekannter CMOS-Prozesse,
die für die Realisierung der Erfindung verwendet werden kön
nen. In der beschriebenen Implementierung ist die Erfindung
Bestandteil eines Cache-Speichers, wobei die Speicherzellen im
Cache-Speicher gewöhnliche statische Zellen sind. Eine dieser
Zellen ist in Fig. 1 gezeigt. Es ist klar, daß die Erfindung
auch in anderen Speicherausführungen verwendet werden kann.
Der Gesamtspeicher mit der erfindungsgemäßen Zeitgabeschaltung
ist als integrierte Schaltung auf demselben Substrat oder
Halbleiterplättchen hergestellt. Dabei wird die Tatsache aus
genutzt, daß Prozeßschwankungen über ein einziges Halbleiter
plättchen nicht merklich in Erscheinung treten. Die Charakte
ristiken der Bauelemente der Zeitgabeschaltung sind daher
relativ zu den Charakteristiken der Bauelemnte in der Spei
cheranordnung bei einem vorgegebenen Plättchen bekannt.
Bevor die Erfindung im einzelnen beschrieben wird, wird zu
nächst die Verwendung der Erfindung in einem aktuellen Spei
cher beschrieben. In Fig. 1 ist eine gewöhnliche statische
Speicherzelle 12 dargestellt. Die Zelle weist zwei kreuzge
koppelte p-Kanal und n-Kanal-Transistoren auf. Die Speicher
zelle ist über Auswahltransistoren 19 bzw. 26 mit Bitleitungen
14 bzw. 15 verbunden. Die Gate-Elektroden der Auswahltransi
storen sind mit einer Wortleitung 13 gekoppelt (oder durch
letztere gebildet). Die Bitleitungen sind mit anderen Zellen
in der Spalte gekoppelt; in ähnlicher Weise sind die Wortlei
tungen mit anderen Zellen in einer Zeile gekoppelt.
Der Speicher weist selbstgetaktete Wiederöffnungslatches 10
auf, die Adreßsignale erhalten. Diese Latch-Schaltungen werden
von einem Steuerportsignal auf der Leitung 29 gesteuert. Die
Adressen werden von einem Decodierer 11 decodiert. Dieser
Decodierer erhält ein Wortleitungsaktivierungs(steuer-)Signal
auf der Leitung 31, welches den Wortleitungstakt steuert. Der
Decodierer 11 aktiviert in üblicher Weise jeweils nur eine
einzige Wortleitung und ermöglicht dadurch, daß eine Zellen
zeile mit ihren zugehörigen Bitleitungen in dem Speicherfeld
bzw. der Speichermatrix gekoppelt wird. Die Adresseneingaben
zum Decodierer ändern sich während der Zeit nicht, in der die
Wortleitungaktivierung wirksam ist. Die Bitleitungen 14 und 15
werden über p-Kanal-Transistoren 20 und 21 vorgeladen, wenn
das Potential auf der Leitung 16 niedrig ist. Der Transistor
22 egalisiert das Potential der Bitleitung.
Transistoren 35 und 36 trennen die Bitleitungen vom Abtastver
stärker 23. Das Signal auf der Leitung 17 dient zur Steuerung
dieser Trennung. Der Abtastverstärker 23 ist ein üblicher, mit
einem Strobe-Signal beaufschlagter (strobed) Differenzverstär
ker, der durch ein SAS#-Signal auf der Leitung 18 gesteuert
wird. Der Ausgang dieses Verstärkers, die Leitungen 62 und 63,
ist mit einer zweiten Verstärkungsstufe gekoppelt und liefert
die Ausgabedaten und deren Komplement auf den Leitungen 64
bzw. 65, wenn Daten aus der Zelle gelesen werden.
Wenn unter der Annahme, daß die Zelle von der Wortleitung 13
angesteuert wird, Daten in die Zelle 12 eingelesen werden,
bewirkt ein Steuersignal auf der Leitung 25, daß die n-Kanal-
Transistoren 66 und 67 leitend werden, wodurch die Dateneinga
beleitung 24 mit den Bitleitungen 14 und 15 gekoppelt wird.
Die Leitung 24 wird über den Inverter 27 und den Transistor 67
mit der Bitleitung 15 gekoppelt; der Ausgang des Inverters 27
ist mit einem anderen Inverter 28 und von dort über den Tran
sistor 66 mit der Bitleitung 14 gekoppelt.
Die zum Lesen von Daten aus der oder in die Zelle 12 notwendi
gen Steuersignale werden von der erfindungsgemäßen Zeitgabe
schaltung erzeugt und sind in Fig. 2 gezeigt. In Fig. 2 sind
die an die Leitungen 16, 17, 18, 25, 29 und 31 der Fig. 1
angelegten Steuersignale dargestellt. Dieselben Zahlen dienen
zur Identifizierung sowohl der ein Signal führenden Leitung
als auch des Signals selbst. Das Signal erhält jedoch zusätz
lich den Buchstaben "a", um das Signal von der zugehörigen
Leitung zu unterscheiden. Das von der Leitung 17 in Fig. 1
geführte Signal ist daher in Fig. 2 als Signalverlauf 17 a
gezeigt.
Die Lese- und Schreiboperationen laufen nach Erhalt eines
einzigen Zeitgabesignals ab. (Eine Schreiboperation findet
anstelle einer Leseoperation statt, wenn das Schreibaktivie
rungssignal (Leitung 57 in Fig. 3 und 4) aktiviert ist.)
Dieses Zeitgabesignal ist als "CLK" 30 a in Fig. 2 gezeigt.
Nach Initiierung eines Speicherzyklus steigt das Signal auf
der Leitung 16 an und beendet die Voraufladung durch Sperrung
der Transistoren 20, 21 und 22. Das Steuerportsignal 29 a, das
auch in Abhängigkeit von dem Signal 30 a erzeugt wird, verrie
gelt die Adressen in den Latch-Schaltungen 20. Dadurch werden
weitere Änderungen in den am Decodierer 11 anstehenden Adres
sen beschränkt. Signal 31 a erlaubt die Ansteuerung bzw. Aus
wahl einer der Wortleitungen am Ausgang des Decodierers 11,
beispielsweise der Wortleitung 13. Danach wird der Abtastver
stärker durch das Abtastverstärker-Strobesignal 18 a aktiviert,
und nach dem Initiieren des Abtastens bzw. Lesens sorgt das
Trennsignal 17 a für ein Sperren der Transistoren 35 und 36.
Während des Schreibens wird kein Abtastverstärker-Strobesignal
erzeugt; es wird vielmehr das Schreib-Auswahlsignal 25 a er
zeugt, wodurch die Transistoren 66 und 67 leitend gemacht
werden. Dies ermöglicht, daß Daten auf der Leitung 24 auf die
Bitleitungen gekoppelt werden, um die Zelle in einen ihrer
beiden stabilen Zustände zu setzen.
Bei der Anordnung gemäß Fig. 3 werden die verschiedenen Steu
ersignale von dem Taktsignal auf der Leitung 30 ausgelöst.
Dieses Signal wird zusammen mit einem Zyklus-Aktivierungssi
gnal an einen Monoflop 32 angelegt. Der Ausgang dieser Schal
tung ist mit einem SR-Flipflop 33 gekoppelt. Der Q#-Ausgang
dieses Flipflops ist über einen Inverter mit einer Leitung 31 x
gekoppelt. Das Signal auf der Leitung 31 x ist nach Pufferung
das Signal 31 a der Fig. 2. (Der Buchstabe "x" zeigt an, daß
die Leitung zusätzlicher Pufferung unterworfen wird, bevor sie
zu der das Steuersignal führenden endgültigen Steuerleitung
wird. Daher wird das Signal auf der Leitung 31 x nach Durchlauf
durch zusätzliche Puffer (z.B. Inverter) das Signal 31 a auf
der Leitung 31.)
Der Q-Ausgang des Flipflops 33 ist über vier Inverterstufen
mit einem Eingangsanschluß des NOR-Gatters 44 gekoppelt. Der
andere Eingangsanschluß dieses NOR-Gatters erhält das Taktsi
gnal von der Leitung 30. Der Ausgang des NOR-Gatters 44 lie
fert nach Durchlaufen einer zusätzlichen Inverterstufe das
Port-Steuersignal auf der Leitung 29. (Häufig sind bei den
Schaltungen gemäß Fig. 3 und 4 mehrere Inverter in Reihe
geschaltet. Dies geschieht zur Erzeugung von Zeitverzögerungen
in dem Wirksamwerden von Steuersignalen und zum Treiben großer
kapazitiver Lasten.)
Der Q-Ausgang des Flipflops 33 ist auch mit der im gestrichel
ten Block 37 dargestellten Reihenschaltung aus einem NAND-Gat
ter 106 und einem Inverter 107 verbunden. Diese Schaltungskom
ponenten stellen ein Modell des Decodierers 11 der Fig. 1 dar.
Die Modelltechnik, die hier verwendet wird, läßt sich besser
aus anderen Modellen, z.B. dem Wortleitungsmodell, Zellenmo
dell und Bitleitungsmodell verstehen. Für die Zwecke des Deco
dierers ist jedoch die Zeitverzögerung über die beiden Inver
ter des Modells 37 die gleiche wie die Zeitverzögerung über
den Decodierer 11. Der Ausgang des Modells 37 ist mit dem
Wortleitungsmodell 38 und über drei Inverter mit einem Ein
gangsanschluß des NOR-Gatters 34 gekoppelt. Der andere An
schluß des NOR-Gatters 34 erhält das Q#-Signal aus dem Flip
flop 33. Der Ausgang des Gatters 34 (Leitung 16 x) liefert nach
zusätzlicher Pufferung das Voraufladungs#-Signal 16 a, das in
Fig. 2 gezeigt ist.
Wenn das Taktsignal 30 a an den monostabilen Multivibrator 32
angelegt wird, wird ein einzelner Impuls erzeugt, der das
Flipflop 33 unabhängig von der Dauer des Signals 30 a setzt.
Wenn dies eintritt, fällt das Potential an dem Q#-Anschluß des
Flipflops 33, wodurch das Potential am Ausgang des Gatters 34
ansteigt und die Voraufladefunktion unterbrochen wird. Die
Übertragung des Q-Signals durch das Modell 37 und durch die
das Signal danach mit dem Gatter 34 koppelnden drei Inverter
ändert das Ausgangssignal des Gatters 34 zu diesem Zeitpunkt
nicht. Das Ausgangssignal aus dem Modell 37 erreicht nach
Ausbreitung über andere Modelle (wie weiter unten beschrieben
werden wird) das Gatter 47 und sorgt dafür, das das Flipflop
33 über Leitung 60 rückgesetzt wird. Wenn dies geschieht,
steigt das Potential am Q#-Anschluß, ohne daß dadurch allein
eine Änderung des Ausgangssignals des Gatters 34 stattfindet.
Das Ausgangssignal dieses Gatters ändert sich nicht, bis die
Rückflanke des Signals von dem Q-Anschluß über das Modell 37
und die drei Inverterstufen das Gatter 34 erreicht. Dies be
wirkt dann den Potentialabfall am Ausgang des Gatters 34,
wodurch die Voraufladung initiiert wird.
Es sollte als wichtig beachtet werden, daß bei Beginn des
Lese- oder Schreibzyklus einige Steuersignale, beispielsweise
diejenigen, die am Ausgang des Bitleitungsmodelldetektors 42
(Leitung 17 x/18 x) erzeugt werden, wegen der Verzögerung durch
das Decodierermodell verzögert werden, wenn das Flipflop 33
gesetzt ist. Wenn am Ende des Zyklus das Flipflop 33 rückge
setzt wird, findet die Verzögerung über das Decodierermodell
37 erneut Verwendung, diesmal zur Verzögerung der Einleitung
des Ladungszyklus am Ausgang des Gatters 34. (Die Vorder- und
Rückflanken des Ausgangssignals des Flipflops 33 werden je
weils verzögert.) Daher werden die Verzögerungen des Modells
37 und anderer Modelle in einem vorgegebenen Zyklus zweimal
verwendet, und zwar einmal, wenn das Flipflop 33 gesetzt ist,
und zum anderen, wenn es rückgesetzt ist, um beispielsweise
die Erzeugung von Vorder- und Rückflanken der Steuersignale
gemäß Fig. 2 zu unterstützen. Ferner wird die Verzögerung
durch die Modelle zum Rücksetzen des Flipflops 33 benutzt.
Der Ausgang des Decodierermodells 37 ist mit einem Wortlei
tungsmodell 38 verbunden. Das Wortleitungsmodell wird weiter
unten in Verbindung mit Fig. 5 beschrieben. Der Ausgang des
Wortleitungsmodells ist seinerseits mit einem Zellenlesemodell
41 und einem Zellenschreibmodell 49 gekoppelt. Bei dem be
schriebenen Ausführungsbeispiel dienen das Decodierermodell
und das Wortleitungsmodell zur Erzeugung sowohl der Lese- als
auch der Schreibsteuersignale. Es gibt jedoch separate Bitlei
tungsmodelle und Zellenmodelle zur Erzeugung einiger Steuersi
gnale zum Lesen und Schreiben. Außerdem wird während einer
Schreiboperation ein Schreibtreibermodell 43 verwendet.
Im Falle der Lesezyklus-Zeitgabeschaltungen steuert das Aus
gangssignal des Wortleitungsmodells 38 ein Zellenlesemodell
41, das mit einem Bitleitungs-Lesemodell 40 gekoppelt ist. Das
Bitleitungs-Lesemodell und das Zellenlesemodell "duplizieren"
die Bitleitung und die Zelle während des Lesen, wie weiter
unten noch genauer beschrieben werden wird. Ein Bitleitungsde
tektormodell 42 ist mit dem Zellenlesemodell und mit dem Bit
leitungslesemodell gekoppelt. Der Ausgang dieses Modells ist
mit einem Eingangsanschluß des NOR-Gatters 47 gekoppelt und
liefert auch ein Signal auf Leitung 17 x/18 x, das die Steuersi
gnale 17 a und 18 a gemäß Fig. 2 nach einer Pufferung erzeugt.
Der Ausgang des Wortleitungsmodells 38 ist außerdem mit einem
Zellenschreibmodell 49 gekoppelt. Dieses Modell ist mit einem
Bitleitungsschreibmodell 48 gekoppelt, das sich vom Modell 40
unterscheidet. Der Ausgang des Zellenschreibmodells 49 ist
direkt mit dem Gatter 47 gekoppelt.
Ein Schreibaktivierungssignal wird an einen Eingang des NAND-
Gatters 50 angelegt. Dieses Gatter erhält auch das Q-Ausgangs
signal des Flipflops 33. Das Ausgangsignal des Gatters 50
bildet ein Eingangssignal zum Gatter 54. Der Ausgang des In
verters 119 ist mit einem zusätzlichen Inverter 120 gekoppelt
und von dort mit dem Schreibtreibermodell 43 verbunden. Der
Komplementärwert des Signals auf der Leitung 57 wird an das
Zellenlesemodell angelegt, und wird auch gemäß Darstellung in
Fig. 4 mit dem Modell 40 gekoppelt und zur Verhinderung einer
Aktivierung dieser Modelle während eines Schreibzyklus verwen
det. Das Ausgangssignal des Gatters 54 liefert den Schreibim
puls nach Pufferung (Signal 25 a).
Die Erfindung wird in einem Cache-Speicher verwendet. Dieser
Speicher hat zwei Abschnitte, einen Datenabschnitt und einen
Befehlsabschnitt. Jeder dieser Abschnitte hat zwei Felder,
eines zur Speicherung von Daten/Befehlen, und das andere zur
Speicherung von Identifizierungsinformationen. Jedes Feld
jedes Abschnitts weist seine eigenen Zeitgabeschaltungen, wie
diejenigen gemäß den Fig. 3 und 4 auf. Die spezielle Schal
tung gemäß Fig. 4 ist die Zeitgabeschaltung für das Identifi
zierungs- bzw. Etikettenfeld (tag array) des Datenabschnitts.
Die anderen Zeitgabeschaltungen sind im wesentlichen gleich
aufgebaut, wobei der Hauptunterschied in der Anzahl von Baue
lementen in den Bitleitungsmodellen für die Lese- und Schreib
betriebsarten liegt.
Das Datenidentifizierungs- bzw. -etikettenfeld hat 128 Zellen,
die mit jeder Bitleitung gekoppelt sind. Sein Bitleitungsmo
dell für den Lesebetrieb benutzt 32 Bauelemente (siehe Fig. 6)
und 64 Bauelmente für den Schreibbetrieb. Das Datenfeld hat
256 Zellen, die mit jeder Bitleitung gekoppelt sind; es be
nutzt 64 Bauelemente in seinem Bitleitungslesemodell und 64
Bauelemente in seinem Bitleitungsschreibmodell. Das Befehls
etikettenfeld hat 128 Zellen, die mit jeder Bitleitung gekop
pelt sind. Es verwendet 16 Bauelemente in seinem Bitleitungs
lesemodell und 64 Bauelemente in seinem Bitleitungsschreibmo
dell. Das Befehlsfeld hat 256 Zellen, die mit jeder seiner
Bitleitungen gekoppelt sind, und es verwendet 80 Bauelemente
in seinem Bitleitungslesemodell und 168 Bauelemente in seinem
Bitleitungsschreibmodell. Daher sind in jedem Falle die Bit
leitungswortmodelle gegenüber den tatsächlichen Bitleitungen
verkleinert, da die aktuellen Bitleitungen mehr zugeordnete
Bauelemente haben.
Das Wortleitungsmodell (Modell 38 in den Fig. 3 und 4) ist
ein Modell voller Größe. Es ist daher ein Duplikat der in den
Feldern tatsächlich verwendeten Wortleitung. Es besteht aus
einer Leitung 72, mit der gemäß Darstellung in Fig. 5 mehrere
Transistoren, wie die Transistoren 69, 70 und 71, gekoppelt
sind. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Wort
leitung selbst aus polykristallinem Silizium (Polysilizium)
hergestellt; der dieser Leitung zugehörige Widerstand ist als
Widerstand 73 gezeigt. Der gleiche Widerstand ist im Modell
der Wortleitung enthalten. Jeder der mit dem Wortleitungsmo
dell verbundenen Transistoren, z.B. Transistor 69, hat die
gleiche Größe (d.h. Kanalbreite und Längenabmessungen) wie die
mit der Wortleitung gekoppelten Auswahltransistoren. D. h., die
Transistoren im Modell haben die gleiche Größe wie Transistor
19 in Fig. 1. Zwei Transistoren im Wortleitungsmodell sind mit
Leitung 72 für jede mit der Wortleitung verbundene Zelle ge
koppelt, da gemäß Darstellung in Fig. 1 eine Zelle über ein
Transistorpaar ausgewählt wird. (Für ein 128 Bit langes Wort
sind 256 Transistoren mit jeder Wortleitung gekoppelt.) Daher
liefert das Wortleitungsmodell die gleiche Kapazität wie eine
aktuelle Wortleitung im Feld. Zu beachten ist, daß diese Kapa
zität in der tatsächlichen Speichermatrix von Plättchen zu
Plättchen aufgrund der üblichen Prozeßschwankungen variiert.
Wichtig ist, daß Schwankungen den Variationen im Wortleitungs
modell entsprechen, da das Modell auf demselben Plättchen mit
dem aktuellen Cache-Speicher hergestellt wird.
Das Bitleitungsmodell der Fig. 6 weist mehrere Transistoren,
beispielsweise die Transistoren 73 und 74 auf die mit der
Leitung 75 gekoppelt sind. Das Gate und ein Anschluß jedes
Transistors liegen an Erde, und der andere Anschluß jedes
Transistors ist mit der Leitung 75 gekoppelt. Diese n-Kanal-
Transistoren entsprechen dem Transistor 19 in Fig. 1 und du
plizieren daher die Ladung der nicht-gewählten Zellen auf
einer Bitleitung. Wie oben erwähnt, werden in den Bitleitungs
modellen weniger Transistoren wie im tatsächlichen Feld ver
wendet, d.h. sie sind verkleinert. Das Bitleitungsmodell der
Fig. 6 wird für das Bitleitungslesemodell 40 und das Bitlei
tungsschreibmodell 48 in Fig. 4 verwendet.
In Fig. 4 sind das Monoflop 32 und das Flipflop 33 der Fig. 3
in den gestrichelten Block 32/33 gezeigt. Die Eingangsleitung
30 ist über drei Inverter 75, 76 und 77 angekoppelt. Es gibt
eine kapazitive Ladung am Ausgang jedes dieser Inverter. Der
Inverter 77 ist mit dem Gate eines n-Kanal-Transistors 80
gekoppelt. Das Aktivierungssignal ist mit dem Gate des n-Ka
nal-Transistors 81 verbunden. Die Leitung 30 ist auch mit dem
Gate des n-Kanal-Transistors 79 verbunden. Das Rücksetzsignal
von Gatter 47 steht am Gate des p-Kanal-Transistors 78 an.
Transistoren 78, 79, 80 und 81 liegen in Reihe. Inverter 83
und 84 bilden ein Latch, wobei der Q-Ausgang durch den Ausgang
des Inverters 84 und der Q#-Ausgang durch den Ausgang des
Inverters 83 gebildet wird.
Die Leitung 29 x ist über drei Inverter mit dem Q-Ausgang des
Flipflops gekoppelt. Wie in Fig. 3 zu sehen ist, ist diese
Leitung effektiv mit dem Taktsignal am Gatter 44 UND-ver
knüpft, um sicherzustellen, daß das Signal 28 bis zum Anstehen
des Taktsignals nicht auftreten kann.
Das Signal auf der Leitung 31 x ist das Q#-Ausgangssignal des
Flipflops nach Durchlauf durch einen Inverter.
Das Gatter 34 ist wieder in Fig. 4 gezeigt, wobei sein Ausgang
über die Inverter 100 und 101 die Leitung 16 x bildet. Die
Leitung 16 x ist über Inverter 102 und 103 mit dem Gate eines
p-Kanal-Transistors 104 gekoppelt und erzeugt das Abtastver
stärker-Strobesignal auf der Leitung 18 x. Das Ausgangssignal
des Inverters 105 hält dieses Signal während des Schreibbe
triebs in seinem inaktiven Zustand.
Der Q-Ausgang des Flipflops 33 ist mit einem Eingangsanschluß
von NAND-Gattern 156 verbunden. Das Decodierermodell enthält
das NAND-Gatter 106 und einen Inverter 107. Sein Ausgang ist
mit dem Wortleitungsmodell 38 (Fig. 5) und auch über drei
Inverter mit dem anderen Eingangsanschluß des Gatters 34 ge
koppelt.
Das Q#-Ausgangssignal des Flipflops 33 dient auch zum Vorauf
laden des Bitleitungslesemodells 40 und des Zellenlesemodells
41. Dies geschieht über das NOR-Gatter 86, das an einem Ein
gang das Q#-Ausgangssignal des Flipflops 33 erhält. Der Aus
gang des Gatters 86 ist über zwei Inverter mit der Leitung 89
gekoppelt. Das Bitleitungslesemodell 40 wird über Transistor
90 aufgeladen. Das Zellenlesemodell wird über Transistor 91
aktiviert, der auch mit der Leitung 89 gekoppelt ist. Das
Signal auf der Leitung 89 lädt das Bitleitungsmodell auf, wenn
es auf niedrigem Potential ist, und aktiviert sodann das Zel
lenlesemodell über den Transistor 91, wenn es auf seinen hohen
Zustand überwechselt. Das Bitleitungslesemodell und das Zel
lenlesemodell werden während Schreibzyklen nicht aktiviert, da
das Signal auf Leitung 57 mit dem anderen Eingangsanschluß des
Gatters 86 gekoppelt ist.
Der Ausgang des Modells 38 ist mit dem Gate des Transistors 92
gekoppelt, um die Auswahl entlang der Bitleitung während des
Lesens zu Duplizieren. Daher ist in dem Zellenlesemodell 41
der Transistor 92 eine vergrößerte Version des Ansteuerungs-
bzw. Auswahltransistors, während der Transistor 91 eine ver
größerte Version eines der n-Kanal-Transistoren der Zelle
selbst ist. Das Zellenlesemodell 41 bildet einen "Treiber" für
das Bitleitungslesemodell 40 zur Erzeugung eines an den Ein
gang des Inverters 108 angelegten Ausgangssignals. Während
eines Lesezyklus wird das Bitleitungsmodell 40 zuerst geladen
und danach über das Zellenlesemodell mit den Transistoren 91
und 92 entladen. Der Bitleitungsmodelldetektor enthält Inver
ter 108, 109 und 110. Das Zellenlesemodell entwickelt annä
hernd die zweifache Treiberleistung einer wirksamen Zelle im
Speicherfeld. Auch hier schwanken die Charakteristiken in der
gleichen Weise wie die Charakteristiken einer aktuellen Zelle,
da das Zellenlesemodell auf demselben Plättchen bzw. Scheib
chen wie die Zelle hergestellt ist. Wegen der verstärkten
Treiberleistung und wegen der gegenüber einer echten Bitlei
tung verminderten Kapazität des Lesebitleitungsmodells 40 ist
das am Eingang zum Inverter 108 anstehenden Signal größer als
das an der tatsächlichen Bitleitung im Feld auftretende Si
gnal. Dies ermöglicht eine relativ einfache Ausbildung des aus
den Invertern 108, 109 und 110 bestehenden Detektors. Die
Tatsache, daß ein stärkeres Signal ansteht, ermöglicht eine
leichtere Bestimmung sowie eine raschere und zuverlässigere
Erzeugung des Zeitgabesignals.
Der Ausgang des Inverters 110 ist mit einem Eingangsanschluß
des Gatters 47 gekoppelt, um während des Lesebetriebs das
Rücksetzsignal zu erzeugen; ferner ist der Ausgang über zwei
Inverter mit dem Gatter 111 gekoppelt. Der Ausgang des Gatters
111 ist über mehrere Inverter weiterverbunden und liefert das
Trennsignal 17 a auf der Leitung 17 x.
Das Schreibauswahlsignal wird, wie oben erwähnt, während der
Schreibmoden an die Leitung 57 angelegt. Dieses Signal wird an
das Gatter 50 und von dort durch drei Inverter an die Leitung
113 angelegt. Dieses Signal wird vom Q-Ausgangssignal des
Flipflops 33 durch das Gatter 50 ausgeblendet. Die Leitung 113
befindet sich ausgenommen während des Schreibbetriebs im
niedrigen Zustand, und daher sorgt Transistor 112 dafür, daß
das Bitleitungsschreibmodell 48 aufgeladen wird. Wenn der
Schreibmodus ausgewählt ist, wird Transistor 112 gesperrt, und
das Schreibtreibermodell 43 wird von dem Signal auf der Lei
tung 113 und dem Signal auf der Leitung 57 aktiviert. Die
Transistoren 114 und 115 duplizieren die Schreibtreiberschal
tung zur Ansteuerung der Bitleitungen, insbesondere die dem
Inverter 28 und dem Transistor 66 in Fig. 1 zugeordnete Schal
tung.
Das Zellenschreibmodell 49 enthält die Transistoren 95 und 96
und die Inverter 97 und 98. Dieses Modell wird durch Transi
stor 99 aufgeladen. Der Wortleitungseingang zu Modell 49 ist
mit den Gate-Elektroden der Transistoren 95 und 96 gekoppelt,
welche die Ansteuerungs- bzw. Auswahltransistoren duplizieren.
Die Zelle selbst wird durch die Inverter 97 und 98 gebildet.
Der Inverter 116 bestimmt, wann die Zelle von einem Datensi
gnal "gesetzt" worden ist, und das Ausgangssignal dieses In
verters durch das Gatter 47 erzeugt ein Rücksetzsignal für das
Flipflop 33 während des Schreibbetriebs. Das Signal auf der
Leitung 57, übertragen über das Gatter 50, und eine verzögerte
Version dieses Signals (verzögert durch Inverter 118 und 119)
werden an das Gatter 54 angelegt. Der Ausgang des Gatters 50
entwickelt das Schreibauswahlsignal 25 a (Leitung 25 x).
Die Eingangssignale des Gatters 54 werden auch an die Eingänge
eines Gatters 117 angelegt. Der Ausgang des Gatters 117, aus
geblendet durch Gatter 111 und übertragen durch drei Inverter
stufen, entwickelt das Trennsignal während des Schreibbe
triebs.
Während des Schreibbetriebs ist, wie oben erwähnt, das Bitlei
tungsschreibmodell 48 im Vergleich zur tatsächlichen Leitung
verkleinert. Das Schreibtreibermodell 43 ist ebenfalls ver
kleinert. Der Signalverlauf, gesehen beispielsweise am Eingang
des Gatters 116, dupliziert die tatsächlichen Signalverläufe
im Speicherfeld, da die Verkleinerungen der beiden Modelle 43
und 48 sich gegenseitig kompensieren.
Die dem Decodierermodell 37 und dem Wortleitungsmodell 38
zugeordnete Verzögerung ist gleich der dem tatsächlichen Deco
dierer und der Wortleitung in der Speicheranordnung zugeordne
ten Verzögerung. Die dem Bitleitungslesemodell und dem Zellen
lesemodell zugeordnete Verzögerung ist ebenfalls gleich der
der aktuellen Bitleitung und der Zelle zugeordneten Verzöge
rung. Diese Aquivalenz der Zeitverzögerung gilt auch für die
Schreibmodelle. Daher liefert die Schaltung gemäß Fig. 4 Zeit
verzögerungen, die gleich denjenigen sind, die der realen
Speicheranordnung zugeordnet sind. Da die Schaltung gemäß Fig.
4 auf demselben Plättchen wie die tatsächlichen Speicherfelder
gebildet ist, unterliegen die Zeitgabeschaltungen eventuellen
Prozeßvariationen in demselben Ausmaß und in derselben Rich
tung wie die Schaltungen der Speicheranordnung selbst. Wenn
daher ein spezieller Speicher eine große Kapazität hat und
langsamer arbeitet als ein anderer, so verhält sich die Zeit
gabeschaltung entsprechend.
Die Steuersignale auf den Leitungen 16 x, 17 x, 18 x, 25 x und 51 x
in Fig. 4 treten vor den an die eigentliche Speicheranordnung
angelegten Steuersignalen auf. Dies ist notwendig, da die
Signale auf diesen Leitungen einer zusätzlichen Pufferung
(z.B. Inverter, Gatter usw.) unterworfen werden bevor sie zur
Speicheranordnung übertragen werden. Da diese Signale zeitlich
vorher erscheinen müssen, wird die Gesamtoperation der Zeitga
beschaltung trotz gleicher Gesamtdauer auf einen früheren
Zeitpunkt verschoben. Dies geschieht einfach dadurch, daß dem
Signal auf der Leitung 30 vor Erreichen der Zeitgabeschaltung
eine geringere Zeitverzögerung eingeprägt wird.
Claims (14)
1. Zeitgabeschaltung zur Erzeugung einer Vielzahl von Steu
ersignalen für die Steuerung des Zugriffs auf einen mit einer
Vielzahl von Speicherzellen versehenen Speicher,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Bitleitungsmodell (40) mit einem verkleinerten Modell einer Bitleitung im Speicher vorgesehen ist, das (40) eine kleinere Kapazität als die Bitleitung im Speicher hat,
daß mit dem Bitleitungsmodell (40) Treibermittel (41) gekoppelt sind, die das Bitleitungsmodell zum Duplizieren des Lesens von Daten aus einer der Speicherzellen treiben und ein stärkeres Signal an dem Bitleitungsmodell hervorrufen, als auf der Bitleitung im Speicher gewonnen wird; und
daß mit dem Bitleitungsmodell (40) Detektormittel (42) gekoppelt sind, die ein zur Erzeugung eines der Steuersignale dienendes Ausgangssignal entwickeln.
daß ein Bitleitungsmodell (40) mit einem verkleinerten Modell einer Bitleitung im Speicher vorgesehen ist, das (40) eine kleinere Kapazität als die Bitleitung im Speicher hat,
daß mit dem Bitleitungsmodell (40) Treibermittel (41) gekoppelt sind, die das Bitleitungsmodell zum Duplizieren des Lesens von Daten aus einer der Speicherzellen treiben und ein stärkeres Signal an dem Bitleitungsmodell hervorrufen, als auf der Bitleitung im Speicher gewonnen wird; und
daß mit dem Bitleitungsmodell (40) Detektormittel (42) gekoppelt sind, die ein zur Erzeugung eines der Steuersignale dienendes Ausgangssignal entwickeln.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Treibermittel ein Zellenmodell (41) enthalten, das ein
vergrößertes Modell einer der Speicherzellen darstellt.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß
das Zellenmodell (41) einen Transistor (92) der gleichen Größe
wie ein korrespondierender Transistor in der Speicherzelle
enthält und daß der Transistor in dem Zellenmodell durch Ent
laden des Bitleitungsmodells (40) für letzteres als Treiber
wirkt.
4. Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,
daß ein ein Modell einer Wortleitung in dem Speicher enthal
tendes Wortleitungsmodell (38) mit dem Zellenmodell (41) ge
koppelt ist.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß
ein ein Modell eines Decodierers in dem Speicher enthaltendes
Decodierermodell (37) mit dem Wortleitungsmodell (38) gekop
pelt ist.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch ge
kennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Detektors (42) zu
einem Zeitpunkt vor einem entsprechenden Ausgangssignal in dem
Speicher erzeugt wird und daß Mittel zur Pufferung dieses
Ausgangssignals vor dessen Anlegen an den Speicher vorgesehen
sind.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch ge
kennzeichnet, daß die Zeitgabeschaltung einem Cache-Speicher
mit einem Etiketten- bzw. Identifizierungsabschnitt und einem
Datenabschnitt zugeordnet ist und daß jeder dieser Abschnitte
andere Bitleitungsmodelle (40) und Treibermittel (41) ent
hält.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch ge
kennzeichnet, daß das Bitleitungsmodell (40) mehrere mit einer
Leitung (75) gekoppelte Feldeffekttransistoren (73, 74) auf
weist, von denen jeder eine Größe entsprechend den die Spei
cherzellen mit der Bitleitung koppelnden Transistoren hat.
9. Zeitgabeschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, da
durch gekennzeichnet, daß ein während des Lesens von Daten aus
dem Speicher wirksames erstes Bitleitungsmodell (40), mit
diesem gekoppelte Treibermittel (41), welche das erste Bitlei
tungsmodell zum Duplizieren des Lesens von Daten aus den Spei
cher veranlassen, ein während des Schreibens von Daten in den
Speicher wirksames zweites Bitleitungsmodell (48), mit dem
zweiten Bitleitungsmodell (48) gekoppelte zweite Treibermittel
(43), welche das zweite Bitleitungsmodell zum Duplizieren des
Schreibens von Daten in den Speicher veranlassen, und mit den
ersten und zweiten Treibermitteln gekoppelte Pufferschaltungen
zur Erzeugung wenigstens eines der Steuersignale vorgesehen
sind.
10. Zeitgabeschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeich
net, daß das erste Bitleitungsmodell (40) ein verkleinertes
Modell der Bitleitung in dem Speicher ist und daß die ersten
Treibermittel (41) ein stärkeres Signal an dem ersten Bitlei
tungsmodell erzeugen als dasjenige, das auf der Bitleitung in
dem Speicher erzeugt wird.
11. Zeitgabeschaltung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch ge
kennzeichnet, daß ein ein Modell einer Wortleitung in dem
Speicher bildendes Wortleitungsmodell (38) sowohl mit den
ersten als auch den zweiten Treibermitteln (41, 43) gekoppelt
ist.
12. Zeitgabeschaltung zur Erzeugung von Steuersignalen für
die Steuerung beim Schreiben von Daten in den Speicher, insbe
sondere nach einem der Ansprüche 1 bis 11, gekennzeichnet
durch:
ein Bitleitungsmodell (48), das ein verkleinertes Modell einer Bitleitung in dem Speicher enthält und eine kleinere Kapazität als die Bitleitung in dem Speicher hat;
mit dem Bitleitungsmodell gekoppelte Treibermittel (43), welche das Bitleitungsmodell zum Duplizieren des Schreibens von Daten in den Speicher veranlassen und an dem Bitleitungs modell ein Signal mit einem Pegel erzeugen, der angenähert gleich dem entsprechenden Signalpegel in dem Speicher beim Schreiben ist; und
Detektormittel, die mit dem Bitleitungsmodell zur Fest stellung des Signals gekoppelt sind und einen bei der Erzeu gung wenigstens eines der Steuersignale verwendetes Ausgangs signal entwickeln.
ein Bitleitungsmodell (48), das ein verkleinertes Modell einer Bitleitung in dem Speicher enthält und eine kleinere Kapazität als die Bitleitung in dem Speicher hat;
mit dem Bitleitungsmodell gekoppelte Treibermittel (43), welche das Bitleitungsmodell zum Duplizieren des Schreibens von Daten in den Speicher veranlassen und an dem Bitleitungs modell ein Signal mit einem Pegel erzeugen, der angenähert gleich dem entsprechenden Signalpegel in dem Speicher beim Schreiben ist; und
Detektormittel, die mit dem Bitleitungsmodell zur Fest stellung des Signals gekoppelt sind und einen bei der Erzeu gung wenigstens eines der Steuersignale verwendetes Ausgangs signal entwickeln.
13. Zeitgabeschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeich
net, daß mit dem Bitleitungsmodell (48) und den Treibermitteln
(43) ein Zellenmodell (49) gekoppelt ist, das ein Modell einer
der Speicherzellen enthält.
14. Zeitgabeschaltung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch ge
kennzeichnet, daß das Bitleitungsmodell (48) mit einer Leitung
(75) gekoppelte Feldeffekttransistoren (73, 74) aufweist, von
denen jeder die Größe der die Zellen mit der Bitleitung kop
pelnden Transistoren in den Speicherzellen hat.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/290,257 US4926387A (en) | 1988-12-27 | 1988-12-27 | Memory timing circuit employing scaled-down models of bit lines using reduced number of memory cells |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3942386A1 true DE3942386A1 (de) | 1990-07-05 |
DE3942386C2 DE3942386C2 (de) | 2001-07-05 |
Family
ID=23115187
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3942386A Expired - Fee Related DE3942386C2 (de) | 1988-12-27 | 1989-12-21 | Zeitgabeschaltung für einen Halbleiterspeicher |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4926387A (de) |
JP (1) | JPH02226590A (de) |
DE (1) | DE3942386C2 (de) |
GB (1) | GB2226900B (de) |
HK (1) | HK56695A (de) |
IL (1) | IL92749A (de) |
Families Citing this family (23)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5307356A (en) * | 1990-04-16 | 1994-04-26 | International Business Machines Corporation | Interlocked on-chip ECC system |
JP3135255B2 (ja) * | 1990-11-14 | 2001-02-13 | 松下電器産業株式会社 | デコーダ回路及び半導体記憶装置 |
JP2745251B2 (ja) * | 1991-06-12 | 1998-04-28 | 三菱電機株式会社 | 半導体メモリ装置 |
JPH0554654A (ja) * | 1991-08-27 | 1993-03-05 | Nec Corp | ダイナミツクram |
US5361370A (en) * | 1991-10-24 | 1994-11-01 | Intel Corporation | Single-instruction multiple-data processor having dual-ported local memory architecture for simultaneous data transmission on local memory ports and global port |
JPH07500437A (ja) * | 1991-10-24 | 1995-01-12 | インテル コーポレイシヨン | データ処理システム |
US5268863A (en) * | 1992-07-06 | 1993-12-07 | Motorola, Inc. | Memory having a write enable controlled word line |
JP2795074B2 (ja) * | 1992-07-16 | 1998-09-10 | 日本電気株式会社 | ダイナミックram |
JP2870328B2 (ja) * | 1992-11-12 | 1999-03-17 | 日本電気株式会社 | 不揮発性半導体記憶装置 |
DE69229118T2 (de) * | 1992-11-30 | 1999-08-26 | St Microelectronics Srl | Generatorarchitektur für Einzeltor RAM mit Hochleistungsfähigkeit |
US5485430A (en) * | 1992-12-22 | 1996-01-16 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Multiple clocked dynamic sense amplifier |
KR0167235B1 (ko) * | 1995-03-28 | 1999-02-01 | 문정환 | 메모리의 데이타 전송장치 |
US5875135A (en) * | 1995-12-28 | 1999-02-23 | Intel Corporation | Characterization of self time circuit |
US5668766A (en) * | 1996-05-16 | 1997-09-16 | Intel Corporation | Method and apparatus for increasing memory read access speed using double-sensing |
US6018794A (en) * | 1997-04-30 | 2000-01-25 | Arm Limited | Data processing apparatus and method for generating timing signals for a self-timed circuit |
US6324110B1 (en) * | 1999-03-12 | 2001-11-27 | Monolithic Systems Technology, Inc. | High-speed read-write circuitry for semi-conductor memory |
US6172530B1 (en) * | 1999-06-18 | 2001-01-09 | Arm Limited | Decoder for generating N output signals from two or more precharged input signals |
DE19963502B4 (de) * | 1999-12-28 | 2008-01-03 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung für einen integrierten Halbleiterspeicher mit Spaltenzugriff |
JP4894095B2 (ja) * | 2001-06-15 | 2012-03-07 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 半導体記憶装置 |
CN101563618B (zh) * | 2006-12-12 | 2011-12-14 | Abb技术有限公司 | 用于磁光电流互感器的时分复用检测器 |
US9236102B2 (en) | 2012-10-12 | 2016-01-12 | Micron Technology, Inc. | Apparatuses, circuits, and methods for biasing signal lines |
US9042190B2 (en) * | 2013-02-25 | 2015-05-26 | Micron Technology, Inc. | Apparatuses, sense circuits, and methods for compensating for a wordline voltage increase |
US9672875B2 (en) | 2014-01-27 | 2017-06-06 | Micron Technology, Inc. | Methods and apparatuses for providing a program voltage responsive to a voltage determination |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2324769B2 (de) * | 1972-05-16 | 1978-12-21 | Nippon Electric Co., Ltd., Tokio | Steuerschaltung für einen Datenspeicher mit IG-FETs |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4223394A (en) * | 1979-02-13 | 1980-09-16 | Intel Corporation | Sensing amplifier for floating gate memory devices |
US4658158A (en) * | 1980-07-03 | 1987-04-14 | Xerox Corporation | Voltage sense amplifier using NMOS |
US4627032A (en) * | 1983-11-25 | 1986-12-02 | At&T Bell Laboratories | Glitch lockout circuit for memory array |
NL8602450A (nl) * | 1986-09-29 | 1988-04-18 | Philips Nv | Geintegreerde geheugenschakeling met een enkelvoudige-schrijfbus circuit. |
US4802122A (en) * | 1987-04-28 | 1989-01-31 | Advanced Micro Devices, Inc. | Fast flush for a first-in first-out memory |
-
1988
- 1988-12-27 US US07/290,257 patent/US4926387A/en not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-11-02 GB GB8924746A patent/GB2226900B/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-12-18 IL IL92749A patent/IL92749A/xx not_active IP Right Cessation
- 1989-12-21 DE DE3942386A patent/DE3942386C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-12-27 JP JP1345119A patent/JPH02226590A/ja active Pending
-
1995
- 1995-04-11 HK HK56695A patent/HK56695A/xx not_active IP Right Cessation
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2324769B2 (de) * | 1972-05-16 | 1978-12-21 | Nippon Electric Co., Ltd., Tokio | Steuerschaltung für einen Datenspeicher mit IG-FETs |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2226900A (en) | 1990-07-11 |
HK56695A (en) | 1995-04-21 |
JPH02226590A (ja) | 1990-09-10 |
US4926387A (en) | 1990-05-15 |
IL92749A0 (en) | 1990-09-17 |
GB8924746D0 (en) | 1989-12-20 |
DE3942386C2 (de) | 2001-07-05 |
GB2226900B (en) | 1993-09-08 |
IL92749A (en) | 1993-04-04 |
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DE2724646C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8125 | Change of the main classification |
Ipc: G11C 7/00 |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |