DE10336294B4

DE10336294B4 - Temperatursensorschaltung und zugehöriges Auslösetemperatur-Bestimmungsverfahren

Info

Publication number: DE10336294B4
Application number: DE10336294A
Authority: DE
Inventors: Jae-Yoon Suwon Sim; Jei-Hwan Yongin Yoo
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2002-08-09
Filing date: 2003-08-01
Publication date: 2005-09-01
Anticipated expiration: 2023-08-02
Also published as: KR100475736B1; US7106127B2; US6937087B2; US20040071191A1; DE10336294A1; JP2004079158A; US20050024097A1; KR20040013885A

Abstract

Temperatursensorschaltung mit folgenden Merkmalen:
– einer Komparatorschaltung (100) mit einem Ausgangsknoten (OUT) und einem variablen Stromknoten (N01), wobei der Ausgangsknoten (OUT) eine erste Spannung bei einer vorgegebenen Temperatur aufweist, wenn ein Strom (I1) am variablen Stromknoten (N01) kleiner als ein Schwellwertstrom (Ir) ist, und eine davon verschiedene zweite Spannung bei der vorgegebenen Temperatur aufweist, wenn der Strom (I1) am variablen Stromknoten (N01) größer als der Schwellwertstrom (Ir) ist,
– einer ersten variablen Widerstandsschaltung (150), die eine Anzahl n von in Reihe zwischen dem variablen Stromknoten (N01) und einer Versorgungs- oder Referenzspannung (VSS) eingeschleiften Widerständen (RU1 bis RU6) umfasst, wobei n eine ganze Zahl größer oder gleich vier ist und wobei die n Widerstände (RU1 bis RU6) unterschiedliche Widerstandswerte haben, und
– einer ersten Auswahlschaltung (160), die selektiv einzelne der n Widerstände (RU1 bis RU6) überbrückt.

Description

Die Erfindung betrifft eine Temperatursensorschaltung und ein zugehöriges Bestimmungsverfahren für eine Auslösetemperatur.
Ein dynamischer Speicher mit direktem Zugriff (DRAM) ist ein flüchtiger Speicher, in dem Speicherzellen periodisch aufgefrischt werden müssen, um gespeicherte Daten aufrechtzuerhalten. Dadurch kann sich ein relativ großer Energieverbrauch ergeben, der für diesen Speicherauffrischungsvorgang erforderlich ist.
Es ist bekannt, dass Daten bei niedrigeren Temperaturen länger in DRAM-Speicherzellen erhalten bleiben. Das bedeutet, dass die Speicherzellen umso weniger häufig aufgefrischt werden müssen, je niedriger die Temperatur ist. Um Energie zu sparen, kann eine Taktfrequenz zum Auffrischen der Speicherzellen bei niedrigeren Temperaturen verkleinert werden kann. Da die niedrigere Taktfrequenz zum Auffrischen der Speicherzellen eine kleinere Anzahl von Auffrischvorgängen pro Zeiteinheit zur Folge hat, ergibt sich ein niedrigerer Energieverbrauch. Diese Technik benötigt jedoch einen zusätzlichen Temperatursensor, der vorzugsweise wenig Energie verbraucht.
1 zeigt ein Schaltbild eines den Erfindern intern geläufigen Temperatursensors 100 für diesen Zweck. Wie aus 1 ersichtlich ist, umfasst der Temperatursensor 100 einen Differenzverstärker DA, der als Schaltung vom Typ eines Stromspiegels mit zwei Schaltungszweigen A und B ausgeführt ist. Der Differenzverstärker DA umfasst Transistoren MP1, MN1, MP2 und MN2 mit dem Zweig A, der einen Widerstand R und eine Diode D2 umfasst, und mit dem Zweig B, der eine Diode D1 umfasst. Zudem sind Transistoren MP3 und MN3 vorgesehen und ein dritter Schaltungszweig C des Temperatursensors 100 wird durch einen Widerstand R1 bestimmt. Wie nachfolgend ausgeführt ist, empfängt ein Komparator OP1 ein Signal OT1, das eine sensierte Temperatur repräsentiert, und ein Signal 0Ref, das eine Referenztemperatur repräsentiert, und vergleicht die beiden Signale miteinander. Ein Ausgangssignal OUT des Komparators OP1 hat in Abhängigkeit davon, ob die sensierte Temperatur OT1 die Referenztemperatur 0Ref übersteigt oder nicht, einen hohen oder einen niedrigen Pegelwert.
Die Übergangsdioden D2, D1 der Zweige A, B haben die gleichen Diodencharakteristika. Genauso haben die Transistoren vom PMOS-Typ MP1, MP2, MP3 alle die gleiche Größe und auch die Transistoren vom NMOS-Typ MN1, MN2, MN3 haben alle die gleiche Größe. Hier wird unter dem Begriff „Größe" eines Transistors das Produkt aus Kanallänge L und Gatebreite W des jeweiligen Transistors verstanden.
Da der Spannungsabfall im Betrieb über den Transistoren MP2 und MN2 gleich ist wie über den Transistoren MP1 und MN1 und über den Transistoren MP3 und MN3, ist folglich eine Spannung VA des Zweigs A, d.h. die Spannung über dem Widerstand R und der Diode D2, gleich groß wie eine Spannung VB des Zweigs B, d.h. die Spannung über der Diode D1, die ihrerseits gleich groß ist wie eine Spannung VC des Zweigs C, d.h. die Spannung über dem Widerstand R1. Daraus folgt, dass VR+VD2=VD1=VR1 ist, wobei VR die Spannung über dem Widerstand R, VD2 die Spannung über der Diode D2, VD1 die Spannung über der Diode D1 und VR1 die Spannung über dem Widerstand R1 bezeichnen.
Strom I_D und Spannung V_D einer Übergangsdiode können generell durch die Gleichungen:
ausgedrückt werden, wobei I_S einen Sättigungssperrstrom bezeichnet, V_D die Diodenspannung und V_T eine Temperaturspannung bezeichnet. Die Temperaturspannung V_T entspricht kT/q, wobei k die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur und q die Elektronenladung ist.
Aus den genannten Gleichungen lässt sich folgender Zusammenhang ableiten: Ir = VT·ln(Ir/IO)/R,wobei Ir den Strom im Zweig A und I0 den Strom im Zweig B bezeichnen. Da die Temperaturspannung V_T proportional zur Temperatur ist, ist der Strom Ir des Zweigs A proportional zur Temperatur.
Generell erhöht sich der Sättigungssperrstrom mit der Temperatur in weit größerem Maß als die Temperaturspannung V_T und entsprechend wird die Diodenspannung V_D mit steigender Temperatur kleiner, wie sich aus der obigen Beziehung für die Diodenspannung V_D ergibt. Aus diesem Grund nimmt die Spannung VD2 der Diode D2 mit ansteigender Temperatur ab. Deshalb nimmt die Spannung VC des Zweigs C eben falls mit ansteigender Temperatur ab, was bedeutet, dass sich auch der Strom I1 im Zweig C mit wachsender Temperatur verkleinert.
Somit erhöht sich der Strom Ir des Zweigs A mit ansteigender Temperatur und der Strom I1 des Zweigs C sinkt mit ansteigender Temperatur. Dieser Zusammenhang ist im Diagramm von 2 dargestellt, in dem auf der Ordinate der Strom I und auf der Abszisse die Temperatur aufgetragen sind. Der Schnittpunkt von Ir und I1 entspricht einer Auslösetemperatur T1 des Temperatursensors 100, d.h. der Temperatur, bei der die Signale OT1 und 0Ref gleich sind.
Die Auslösetemperatur des Sensors 100 kann entsprechend dem Wert des Widerstands R1 festgelegt werden. Das bedeutet, wie aus 2 ersichtlich ist, dass sich durch eine Reduzierung des Widerstandes R1 der Strom I1 im Zweig C vergrößert, wodurch sich die Auslösetemperatur T1 am Schnittpunkt von I1 und Ir vergrößert. Im Gegensatz dazu verkleinert eine Vergrößerung des Widerstandes R1 den Strom I1 im Zweig C, wodurch die Auslösetemperatur am Schnittpunkt zwischen I1 und Ir verkleinert wird. Basierend auf diesen Zusammenhängen wird der Wert des Widerstands R1 beim Schaltungsentwurf so ausgesucht, dass eine gewünschte Auslösetemperatur erzielt wird.
Die Betriebscharakteristik des Temperatursensors aus 1 reagiert jedoch sehr sensibel auf Veränderungen beim Herstellungsprozess. Insbesondere kann die aktuelle Auslösetemperatur um einen bestimmten Wert von der gewünschten Auslösetemperatur abweichen, was nachfolgend als „Temperaturversatz" bezeichnet wird. Um diesen Temperaturversatz zu kompensieren, kann es erforderlich sein, den Sensor durch Erhöhen oder Absenken des Wertes des Widerstandes R1 im Zweig C abzustimmen. Typischerweise werden Laser im Zusammenhang mit bekannten Verfahren benutzt, um den Widerstand R1 auf den richtigen Widerstandswert zu trimmen. Vorzugsweise wird dieser Abstimmvorgang für jeden einzelnen Chip auf Waferlevel durchgeführt.
Um den erforderlichen Trimmwert für den Widerstand R1 zu kennen, ist es zuerst erforderlich, den Temperaturversatz zu kennen, der kompensiert werden soll. Eine herkömmliche Technik zum Bestimmen des Temperaturversatzes besteht darin, den Wafer in einer Prozesskammer zu platzieren und die Temperatur in der Prozesskammer zu verändern, während das Ausgangssignal OUT des Komparators OP1 beobachtet wird. Die Kammertemperatur, bei der das Ausgangssignal OUT seinen Zustand ändert, entspricht dann der aktuellen Auslösetemperatur des Sensors und der Unterschied zwischen der aktuellen Auslösetemperatur und der gewünschten Auslösetemperatur entspricht dem Temperaturversatz, der kompensiert werden muss.
Das Verändern der Kammertemperatur, um die aktuelle Auslösetemperatur des Sensors zu bestimmen, benötigt eine gewisse Zeitspanne. Zudem ist die Zuverlässigkeit der Temperaturmessung und das Widerstandstrimmen nicht immer ausreichend. Entsprechend ist es häufig erforderlich, den Prozess der Änderung der Kammertemperatur nach jedem Trimmvorgang des Widerstands R1 zu wiederholen, um die neue Auslösetemperatur des Sensors zu bestimmen. Kurz gesagt, kann der herkömmliche Prozess zum Festlegen der Auslösetemperatur sehr zeitaufwendig sein, wodurch der Durchsatz und die Kostensituation verschlechtert werden.

In der Patentschrift DE 196 40 383 C1 ist eine Temperatursensorschaltung beschrieben, wie sie insbesondere in elektronischen Schaltkreisen zur rechtzeitigen Erkennung einer etwaigen Überhitzung eingesetzt wird. Die Temperatursensorschaltung umfasst einen Temperaturfühler, der ein analoges Ausgangssignal liefert, und eine mit diesem verbundene Komparatoreinrichtung zur Bereitstellung einer Übertemperaturanzeige, wenn am Temperaturfühler eine vorgegebene Temperaturgrenze überschritten ist. Des weiteren ist eine Auskoppelstufe vorgesehen, welche sowohl mit der Komparatoreinrichtung als auch direkt oder über eine Verstärkerstufe mit dem Temperaturfühler gekoppelt ist und ein zur Temperatur am Temperaturfühler proportionales Ausgangssignal liefert, solange selbige unterhalb der Temperaturgrenze liegt, während sie ein konstantes Ausgangssignal liefert, sobald die Temperatur am Temperaturfühler größer als die Temperaturfühler größer als die Temperaturgrenze ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Temperatursensorschaltung zur Verfügung zu stellen, welche die oben beschriebenen Probleme ganz oder jedenfalls teilweise beseitigt, und ein zugehöriges Auslösetemperatur-Bestimmungsverfahren anzugeben.

Die Erfindung löst diese Aufgabe durch eine Temperatursensorschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 oder 11 und durch ein Auslösetemperatur-Bestimmungsverfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 14 oder 18.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.

Vorteilhafte, nachfolgend beschriebene Ausführungsformen der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben erläuterte, herkömmliche Ausführungsbeispiel sind in den Zeichnungen dargestellt. Es zeigen:
1 ein Schaltbild eines den Erfindern intern als herkömmlich geläufigen Temperatursensors;
2 ein schematisches Diagramm zur Darstellung des Zusammenhangs zwischen Temperatur, Zweigströmen und Auslösetemperatur des Temperatursensors aus 1;
3 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines Temperatursensors gemäß der Erfindung;
4 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eins Temperatursensors gemäß der Erfindung;
5 ein Schaltbild einer Widerstandsschalteinheit des Temperatursensors aus 4;
6 ein Schaltbild eines Signalgenerators zum Erzeugen eines Testeingangssignals für den Temperatursensor aus 4;
7 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung eines Auffrischvorgangs für einen Halbleiterspeicherbaustein mit dem Temperatursensor aus 4;
8 ein schematisches Diagramm zur Veranschaulichung eines Bestimmungsverfahrens für einen Temperaturversatz des Temperatursensors aus 3;
9 ein schematisches Diagramm zur Veranschaulichung des Effektes einer Benutzung nicht idealer Widerstände beim Bestimmen des Temperaturversatzes des Temperatursensors aus 3; und
10 ein schematisches Diagramm zur Veranschaulichung eines Bestimmungsverfahrens für einen Temperaturversatz des Temperatursensors aus 4.
3 zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer Temperatursensorschaltung gemäß der Erfindung, die eine Komparatorschaltung 100 mit einem Ausgangsknoten OUT und einem variablen Stromknoten N01 umfasst. Die Komparatorschaltung 100 ist so ausgeführt, dass der Ausgangsknoten OUT eine erste Spannung ausgibt, wenn der Strom I1 im Zweig C größer ist als der Strom Ir im Zweig A, und eine davon verschiedene zweite Spannung ausgibt, wenn der Storm I1 kleiner ist als der Strom Ir. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Komparator 100 gleich ausgeführt wie bei der bereits beschriebenen herkömmlichen Schaltung aus 1, entsprechend werden gleiche Bezugszeichen zur Bezeichnung gleicher Elemente benutzt und auf eine nochmalige ausführliche Beschreibung der Komparatorschaltung 100 kann an dieser Stelle verzichtet werden, um unnötige Wiederholungen zu vermeiden.
Zudem umfasst der Temperatursensor aus 3 eine variable Widerstandsschaltung 150 und eine Auswahlschaltung 160. Die variable Widerstandsschaltung 150 umfasst wenigstens eine Anzahl n von Widerständen mit unterschiedlichen Werten, die in Reihe zwischen dem variablen Stromknoten N01 und einer Versorgungsspannung VSS, d.h. einem Knoten N02, eingeschleift sind. Die Anzahl n ist vorzugsweise eine Zahl größer gleich vier. Die Auswahlschaltung 160 ist so ausgeführt, dass jeder einzelne der n Widerstände der variablen Widerstandschaltung 150 selektiv überbrückbar ist.
Die Werte der n Widerstände können beliebig unterschiedlich sein oder untereinander einen mathematischen Zusammenhang aufweisen. Beispielsweise kann ein erster der n Widerstände einen niedrigsten Wert haben und die verbleibenden Widerstände können jeweils einen Wert haben, der einem Vielfachen des niedrigsten Wertes entspricht. Im dargestellten Ausführungsbeispiel entspricht die variable Widerstandsschaltung 150 einer binär gewichteten Widerstandskette mit Widerstandswerten RU1, RU2, RU3, RU4, RU5 und RU6, die folgenden Zusammenhang aufweisen: RU6=2*RU5=4*RU4=8*RU3*16*RU2=32*RU1.
Die Auswahlschaltung 160 umfasst in diesem Ausführungsbeispiel Transistoren TR0, TR1, TR2, TR3, TR4 und TR5, die jeweils parallel zu einem der Widerstände RU1 bis RU6 angeordnet sind. Die einzelnen Transistoren TR0 bis TR5 überbrücken jeweils einen der Widerstände RU1 bis RU6, d.h. schließen den entsprechenden Widerstand kurz, wenn sie als Reaktion auf Eingangstestsignale AU0 bis AU5 leitend geschaltet werden. Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind die Transistoren TR0 bis TR5 als NMOS-Transistoren ausgeführt, die normalerweise sperrend geschaltet sind, d.h. dass die Widerstände RU1 bis RU6 normalerweise in Reihe in den Zweig C der Komparatorschaltung 1 00 eingeschleift sind.
Es wird angemerkt, dass der Begriff „Widerstand" vorliegend im weiteren Sinn zu verstehen ist und nur das Vorhandensein eines elektrischen Widerstandes zwischen den gegebenen Punkten der Schaltung bezeichnen soll. Der elektrische Widerstand zur Definition der einzelnen Widerstandswerte kann physikalisch auf verschiedene Weise umgesetzt werden, beispielsweise durch eine Reihenschaltung von mehreren integrierten, resistiven Polysiliziumstrukturen. Zudem können Widerstände mit unterschiedlichen Widerstandswerten so realisiert werden, dass die Anzahl von in Reihe geschalteten Widerstandselementen verändert wird, wobei die einzelnen Widerstandselemente selbst den gleichen Widerstandswert haben.
Wie aus 3 ersichtlich ist, ist der Widerstandswert des Zweigs C gleich einem Widerstandswert R1a kombiniert mit irgendwelchen der Widerstandswerte RU1 bis RU6, die nicht durch einen zugehörigen Transistor TR0 bis TR5 überbrückt werden. Deshalb entspricht der Widerstandswert des Zweigs C, wenn z.B. alle Transistoren sperrend geschaltet sind, der Summe R1a+RU6+RU5+Ru4+RU3+RU2+RU1, die beim oben angegebenen Zahlenbeispiel gleich R1a+63*RU1 ist.
Wie bereits im Zusammenhang mit den 1 und 2 beschrieben wurde, hat eine Reduzierung des Widerstandswerts im Zweig C zur Folge, dass der Strom I1 im Zweig C ansteigt, wodurch eine Erhöhung der Auslösetemperatur T1 erreicht wird. Zur Vereinfachung ist der Widerstandswert des Einheitswiderstandes RU1 so ausgeführt, dass eine Abnahme des Gesamtwiderstandes im Zweig C um den Widerstandswert des Einheitswiderstandes RU1 eine Erhöhung der Auslösetemperatur T1 um 1°C zur Folge hat. Deshalb steigt bei einer Überbrückung des Widerstandes RU1 durch Einschalten des Transistors TR0 die Auslösetempe ratur des Sensors um 1°C an. Im betrachteten Ausführungsbeispiel kann die Auslösetemperatur T1 somit durch die Testsignale AU0 bis AU5 in Intervallen von 1°C um insgesamt 65°C erhöht werden. So wird beispielsweise eine Erhöhung der Auslösetemperatur T1 um -18°C durch eine Überbrückung der Widerstände RU5 und RU2 erzielt und eine Erhöhung um 35°C wird durch eine Überbrückung der Widerstände RU6, RU2 und RU1 erzielt.
Im Zusammenhang mit den 3 und 8 wird nun ein Verfahren zur Bestimmung des Temperaturversatzes beschrieben. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein sukzessives binäres Annährungsverfahren benutzt, um den Temperaturversatz mit einer Toleranz von 1°C zu bestimmen.
Das erfindungsgemäße Verfahren wird in einem Zustand ausgeführt, in dem der Temperatursensor, der auf einem Wafer realisiert ist, in einer Kammer platziert wird, die auf einer festen Temperatur Tc gehalten wird. Die feste Temperatur Tc kann die gleiche Temperatur sein, die in einem Voralterungstest benutzt wird. Hierbei beträgt die feste Temperatur z.B. 85°C.
Bei der Diagrammdarstellung von 8 wird o.B.d.A. angenommen, dass der Temperatursensor mit einer Zielauslösetemperatur Ta von 45°C entworfen wurde. Zudem wird angenommen, dass Prozessveränderungen zu einem Temperaturversatz bzw. zu einem Temperaturfehler von 5°C geführt haben, so dass die unbekannte aktuelle Auslösetemperatur Tb des Sensors 50°C beträgt. Das erfindungsgemäße Verfahren ist darauf ausgerichtet, die aktuelle Auslösetemperatur Tb bzw. den Wert der Temperaturabweichung von der Zieltemperatur Ta zu bestimmen. In 8 bezeichnet die y-Achse die Temperatur und die x-Achse bezeichnet eine Sequenz von Verfahrensschritten, wobei mit Pfeilen AR1 bis AR6 Temperaturänderungen symbolisiert werden.
In einem Ausgangszustand der Sequenz sind alle Signale AU5 bis AU0 auf einen Wert „0" gesetzt, d.h. AU5 bis AU0 entsprechen einem Signal mit sechs Bit mit dem Wert „0, 0, 0, 0, 0, 0". In diesem Zustand sind alle Transistoren sperrend geschaltet und die Kammertemperatur Tc übersteigt die aktuelle Auslösetemperatur Tb und das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 ist auf einem hohen Pegel H.
Während einer Zeitspanne D1 gemäß 8 wird dann das Testsignal AU5 auf einen Wert „1" gesetzt, wodurch der Transistor TR5 leitend geschaltet wird und der Widerstand RU6 überbrückt wird. Damit bilden AU5 bis AU0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „1, 0, 0, 0, 0, 0". Daraus resultiert eine Erhöhung der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 32°C, d.h. Tb=50°C+32°C=82°C. Da die Kammertemperatur Tc von 85°C immer noch die erhöhte aktuelle Auslösetemperatur Tb übersteigt, verbleibt das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf hohem Pegel H.
Beim binären Näherungsverfahren des vorliegenden Ausführungsbeispiels bleibt das Signal AU5 für den Rest der Verfahrenssequenz auf dem gesetzten Wert „1", da das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 während D1 aus 8 auf hohem Pegel H bleibt. Andererseits würde das Signal AU5 für den Rest der Verfahrenssequenz auf den Wert „0" gesetzt, wenn das Ausgangssignal OUT einen niedrigen Pegel L annehmen würde.
Während einer Zeitspanne D2 gemäß 8 wird dann das Testsignal AU4 auf einen Wert „1" gesetzt, so dass die Signale AU5 bis AU0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „1, 1, 0, 0, 0, 0" bilden. Daraus resultiert eine Erhöhung der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 48°C, d.h. Tb=50°C+32°C+16°C=98°C. Da die Kammertemperatur Tc von 85°C nun niedriger als die erhöhte aktuelle Auslösetemperatur Tb ist, wech selt das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf den niedrigen Pegel L.
Das Signal AU4 würde für den Rest der Verfahrenssequenz auf dem gesetzten Wert „1" bleiben, wenn das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 während D2 aus 8 auf dem hohen Pegel L geblieben wäre. Da das Ausgangssignal OUT während D2 jedoch den niedrigen Pegel L angenommen hat, wird das Signal AU4 für den Rest der Verfahrenssequenz auf den Wert „0" gesetzt.
Nun wird während einer Zeitspanne D3 das Testsignal AU3 auf einen Wert „1" gesetzt, wodurch die Signale AU5 bis AU0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „1, 0, 1, 0, 0, 0" bilden. Daraus resultiert eine Erhöhung der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 40°C, d.h. Tb=50°C+32°C+8°C=90°C. Da die Kammertemperatur Tc von 85°C immer noch niedriger als die erhöhte aktuelle Auslösetemperatur Tb ist, verbleibt das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf dem niedrigen Pegel L. Da das Ausgangssignal OUT während D3 auf dem niedrigen Pegel L verblieben ist, wird das Signal AU3 für den Rest der Verfahrenssequenz auf den Wert „0" gesetzt.
Nun wird während einer Zeitspanne D4 das Testsignal AU2 auf einen Wert „1" gesetzt, wodurch die Signale AU5 bis AU0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „1, 0, 0, 1, 0, 0" bilden. Daraus resultiert eine Erhöhung der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 36°C, d.h. Tb=50°C+32°C+4°C=86°C. Da die Kammertemperatur Tc von 85°C immer noch niedriger als die erhöhte aktuelle Auslösetemperatur Tb ist, verbleibt das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf dem niedrigen Pegel L. Da das Ausgangssignal OUT während D4 auf dem niedrigen Pegel L verbleibt, wird das Signal AU2 für den Rest der Verfahrenssequenz auf den Wert „0" gesetzt.
Nun wird während einer Zeitspanne D5 das Testsignal AU1 auf einen Wert „1" gesetzt, wodurch die Signale AU5 bis AU0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „1, 0, 0, 0, 1, 0" bilden. Daraus resultiert eine Erhöhung der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 34°C, d.h. Tb=50°C+32°C+2°C=84°C. Nun übersteigt die Kammertemperatur Tc von 85°C die erhöhte aktuelle Auslösetemperatur Tb und das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 wechselt auf den hohen Pegel H. Da das Ausgangssignal OUT während D5 den hohen Pegel angenommen hat, wird das Signal AU1 für den Rest der Verfahrenssequenz auf den Wert „1" gesetzt.
Nun wird während einer Zeitspanne D6 das Testsignal AU0 auf einen Wert „1" gesetzt, wodurch die Signale AU5 bis AU0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „1, 0, 0, 0, 1, 1" bilden. Dies ergibt eine Erhöhung der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 35°C, d.h. Tb=50°C+32°C+2°C+1°C=85°C. Die Kammertemperatur Tc von 85°C ist nun etwa gleich der erhöhten aktuellen Auslösetemperatur Tb und bei diesem Ausführungsbeispiel verbleibt das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf dem hohen Pegel H.
Die am Ende des Verfahrens gesetzten Werte der Signale AU5 bis AU0 können dann benutzt werden, um die aktuelle Auslösetemperatur Tb des Temperatursensors zu bestimmen. In 8 sind die Werte der Signale AU5 bis AU1 am Ende z.B. auf den binären Wert „1, 0, 0, 0, 1, 1" gesetzt. Diese Werte können in einem Register gespeichert werden und als Suchcode zum Bestimmen der Dezimalzahl benutzt werden, die zu 35°C äquivalent ist. Die aktuelle Auslösetemperatur Tb des Sensors kann dann einfach durch eine Subtraktion des Suchcodeergebnisses von der Kammertemperatur berechnet werden. Im Beispiel aus 8 ist das Suchcodeergebnis 35°C und die Kammertemperatur ist 85°C, so dass sich eine aktuelle Auslösetemperatur Tb von 50°C ergibt. Der Temperaturversatz ist die Differenz zwischen der aktuellen Auslösetem peratur Tb und der Zielauslösetemperatur Ta, d.h. im Beispiel aus 8 beträgt der Temperaturversatz 5°C. Auf die beschriebene Weise kann der Temperaturversatz ohne eine Temperaturänderung in der Kammer bestimmt werden.
Ist die Temperaturabweichung bestimmt, dann kann ein Trimmvorgang durchgeführt werden, der die aktuelle Auslösetemperatur des Sensors auf die Zielauslösetemperatur einstellt. Im Beispiel aus 8 wird das Trimmen so durchgeführt, dass die Auslösetemperatur um 5°C verkleinert wird. Der Trimmvorgang kann durch eine Wiederholung des im Zusammenhang mit 8 beschriebenen Verfahrens verifiziert werden, falls dies gewünscht ist.
4 zeigt ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der einer Temperatursensorschaltung gemäß der Erfindung, das wiederum die Komparatorschaltung 100 mit dem Ausgangsknoten OUT und dem variablen Stromknoten N01 umfasst. Die Komparatorschaltung 100 ist so ausgeführt, dass der Ausgangsknoten OUT eine erste Spannung ausgibt, wenn der Strom I1 im Zweig C größer ist als der Strom Ir im Zweig A, und eine davon verschiedene zweite Spannung ausgibt, wenn der Storm I1 kleiner ist als der Strom Ir. Der Komparator 100 ist gleich ausgeführt wie die bereits beschriebene herkömmliche Schaltung aus 1, entsprechend werden gleiche Bezugszeichen zur Bezeichnung gleicher Elemente benutzt und auf eine nochmalige ausführliche Beschreibung der Komparatorschaltung 100 wird an dieser Stelle verzichtet, um unnötige Wiederholungen zu vermeiden.
Zudem umfasst der Temperatursensor aus 4 eine gewichtete Widerstandskette 150, eine Auswahlteilschaltung 160, eine weitere gewichtete Widerstandskette 180, eine weitere Auswahlteilschaltung 170, einen Trimmschaltungsteil 200 zum Vergrößern der Auslösetemperatur und einen Trimmschaltungsteil 300 zum Verkleinern der Auslösetemperatur.
Die gewichteten Widerstandsketten 150 und 180 und die Auswahlteilschaltungen 160 und 170 werden benutzt, um den Temperaturversatz des Sensors zu bestimmen. Die Trimmschaltungsteile 200 und 300 werden zur Durchführung eines Trimmvorgangs nach der Bestimmung des Temperaturversatzes benutzt.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die variable Widerstandschaltung 150 zwischen den Knoten N01 und N02 eingeschleift und als binär gewichtete Widerstandskette mit den Widerständen RU1 bis RU6 ausgeführt, wobei die Widerstandswerte z.B. den folgenden Zusammenhang aufweisen: RU6=2*RU5=4*RU4=8*RU3*=16*RU2=32*RU1.
Die Auswahlschaltung 160 umfasst die Transistoren TR0, TR1, TR2, TR3, TR4 und TR5, die jeweils parallel zu einem der Widerstände RU1 bis RU6 angeordnet sind. Die einzelnen Transistoren TR0 bis TR5 überbrücken jeweils einen der Widerstände RU1 bis RU6, d.h. schließen den entsprechenden Widerstand kurz, wenn sie als Reaktion auf die Eingangstestsignale AU0 bis AU5 leitend geschaltet werden. Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind die Transistoren TR0 bis TR5 als NMOS-Transistoren ausgeführt, die normalerweise sperrend geschaltet sind, d.h. dass die Widerstände RU1 bis RU6 normalerweise in Reihe in den Zweig C der Komparatorschaltung 100 eingeschleift sind.
Die variable Widerstandschaltung 180 ist zwischen dem Knoten N02 und einem Knoten N03 eingeschleift und als binär gewichtete Widerstandskette mit Widerständen RD1 bis RD6 ausgeführt, die z.B. den folgenden Zusammenhang aufweisen: RD6=2*RD5=4*RD4=8*RD3*=16*RD2=32*RD1.
Die Auswahlschaltung 170 umfasst Transistoren TR0a, TR1a, TR2a, TR3a, TR4a und TR5a, die jeweils parallel zu einem der Widerstände RD1 bis RD6 angeordnet sind. Die einzelnen Transistoren TR0a bis TR5a verbinden jeweils einen der Widerstände RD1 bis RD6 mit dem Zweig C, wenn sie als Reaktion auf Eingangstestsignale AD0 bis AD5 sperrend geschaltet werden. Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind die Transistoren TR0a bis TR5a als NMOS-Transistoren ausgeführt, die normalerweise leitend geschaltet sind, d.h. dass die Widerstände RD1 bis RD6 normalerweise nicht mit dem Zweig C der Komparatorschaltung 100 verbunden sind.
Ein Verfahren, das die gewichteten Widerstandsketten 150 und 180 und die Auswahlschaltungen 160 und 170 zur Bestimmung des Temperaturversatzes des Sensors benutzt, wird später in Verbindung mit 10 beschrieben. Zuvor wird jedoch auf ein eventuelles Problem beim Temperatursensor von 3 eingegangen.
Insbesondere wurde das Ausführungsbeispiel aus 3 und 8 für einen Idealfall beschrieben, bei dem der Einheitswiderstand RU1 eine genaue Auslösetemperaturänderung von 1°C zur Folge hat. Einschränkungen im Herstellungsprozess können es jedoch schwierig machen, einen solchen idealen Zusammenhang zwischen dem Einheitswiderstand RU1 und der Auslösetemperatur zu erzielen. Dies könnte unter Umständen zu Fehlern bei der Bestimmung des Temperaturversatzes führen.
Beispielhaft wird auf das in 9 dargestellte Diagramm Bezug genommen. Das Diagramm aus 9 zeigt den gleichen Prozess wie 8, mit der Ausnahme, dass der Idealfall und ein nicht idealer Fall dargestellt sind. Speziell hat beim Idealfall „X=1" eine Vergrößerung des Widerstandes um den Wert des Einheitswiderstandes RU1 eine exakte Erhöhung von 1°C der Auslösetemperatur zur Folge, während im Gegensatz dazu im nicht idealen Fall „X=0,9" eine Vergrößerung des Wider standes um den Wert des Einheitswiderstandes RU1 eine Erhöhung der Auslösetemperatur um 0,9°C zur Folge hat. Die dargestellten Pfeile AR1 bis AR6 beziehen sich auf den Idealfall von X=1 und sind die gleichen Pfeile wie die entsprechenden Pfeile in 8. Im dargestellten Idealfall wird ein Suchcode von „1, 0, 0, 0, 1, 1" erhalten, der benutzt werden kann, um den Temperaturversatz genau zu bestimmen. Andererseits beziehen sich dargestellte Pfeile AR1a bis AR6a auf den nicht idealen Zustand mit X=0,9. Im dargestellten nicht idealen Fall ergibt sich ein abweichender Suchcode von „1, 0, 0, 1, 1, 1", der einen ungenauen Temperaturversatz zur Folge hätte, wenn er benutzt werden würde. Insbesondere entspricht das dezimale Äquivalent von „1, 0, 0, 1, 1, 1" einem Wert von 39°C und für die berechnete aktuelle Auslösetemperatur würde sich ein Wert von 46°C ergeben (85°C-39°C). Deshalb würde sich für den Temperaturversatz ein ungenauer Wert von 1°C anstatt des genauen Wertes von 5°C ergeben. Wie nachfolgend unter Bezugnahme auf die 6 und 10 erläutert, kann diese mögliche Ungenauigkeit des Ausführungsbeispiels aus 3 durch das Ausführungsbeispiel aus 4 vermieden werden.
Das Verfahren für dieses Ausführungsbeispiel wird in einem Zustand ausgeführt, bei dem der Temperatursensor, der auf einem Wafer realisiert ist, in einer Kammer platziert ist und erfolgreich auf einer ersten und einer zweiten festen Temperatur Tc und Td gehalten wurde. Beim nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel beträgt die erste feste Temperatur Tc 85°C und die zweite feste Temperatur Td beträgt -5°C.
Bei der Diagrammdarstellung von 10 wird angenommen, dass der Temperatursensor auf eine Zieltemperatur Ta von 45°C ausgelegt ist. Zudem wird vorausgesetzt, dass Veränderungen im Herstellungsverfahren einen Temperaturversatz bzw. Temperaturfehler von 5°C verursacht haben, d.h. die unbekannte aktuelle Auslösetemperatur Tb des Sensors beträgt 50°C. In 10 bezeichnet die y-Achse die Temperatur und die x-Achse bezeichnet eine Sequenz von Verfahrensschritten.
6 zeigt ein Schaltbild eines Signalgenerators zum Erzeugen von Testeingangssignalen AD0 bis AD5 und AU0 bis AU5, die an die Schaltung aus 4 angelegt werden. Inverter 60 bis 65 invertieren einen logischen Zustand von Eingangssignalen A5 bis A0. Wie aus 6 ersichtlich ist, werden Ausgangssignale der Inverter 60 bis 65 als jeweils ein Eingangssignal für NAND-Gatter 70 bis 75 und für NOR-Gatter 80 bis 85 zur Verfügung gestellt. Ein erstes Testsignal PTESTD wird gemeinsam an jeweils einen anderen Eingang der NAND-Gatter 70 bis 75 angelegt und ein zweites Testsignal PTESTU wird gemeinsam an jeweils einen anderen Eingang der NOR-Gatter 80 bis 85 über einen Inverter 66 angelegt.
Das Diagramm aus 10 stellt zwei aufeinander folgende Verfahrenssequenzen dar, nämlich eine erste Sequenz, bei der die Kammertemperatur gleich der Temperatur Tc ist, das erste Eingangstestsignal PTESTU auf hohem Pegel H ist und das zweite Eingangstestsignal PTESTD auf niedrigem Pegel L ist, und eine zweite Sequenz, bei der die Kammertemperatur gleich der Temperatur Td ist, das erste Eingangstestsignal PTESTU auf niedrigem Pegel L ist und das zweite Eingangstestsignal PTESTD auf hohem Pegel H ist. Die erste Sequenz wird durch Pfeile ARU1 bis ARU6 dargestellt und die zweite Sequenz wird durch Pfeile ARD1 bis ARD6 dargestellt.
Während der ersten Sequenz ist das Testsignal PTESTD auf einem niedrigen Pegel L, so dass die Signale AD0 bis AD5 unabhängig vom logischen Zustand der Signale A0 bis A5 alle auf dem hohen Pegel H sind und die Widerstände RD1 bis RD6 alle durch die Transistoren TR0a bis TR5a überbrückt werden. Zudem ist während der ersten Sequenz das Testsignal PTESTU auf dem hohen Pegel H, so dass die logischen Zustände der Signale AU0 bis AU5 den gleichen logischen Zustand haben wie die Signale A1 bis A5.
Die erste Sequenz wird bei einer Temperatur Tc=85°C auf die gleiche Weise durchgeführt, wie oben in Verbindung mit 8 beschrieben ist. Das bedeutet, dass die Eingangstestsignale A0 bis A5 gesetzt werden und das Ausgangssignal des Komparators 100 beobachtet wird, um ein binäres Annäherungsverfahren auszuführen. Wie bei 8 ist das Ergebnis ein Suchcode Di mit einem Wert von „1, 0, 0, 0, 1, 1", der übertragen in die dezimale Form 35°C entspricht.
Nach Beendigung der ersten Sequenz wird die Kammertemperatur auf die Temperatur Td=-5°C gesetzt und die zweite Sequenz wird dann ausgeführt. Während der zweiten Sequenz ist das Testsignal PTESTU auf dem niedrigen Pegel L, so dass die Signale AU0 bis AU5 unabhängig vom logischen Zustand der Signale A0 bis A5 alle auf dem hohen Pegel H sind. Deshalb sind die Widerstände RU1 bis RU6 alle mit dem Zweig C der Komparatorschaltung 100 verbunden. Zudem ist während der zweiten Sequenz das Testsignal PTESTD auf dem hohen Pegel H, so dass die logischen Zustände der Signale AD0 bis AD5 den gleichen logischen Zustand haben wie die Signale A0 bis A5.
Die zweite Sequenz wird dann bei der Temperatur Td=-5°C in die entgegengesetzte Richtung wie die erste Sequenz ausgeführt. Das bedeutet, dass die Eingangstestsignale A0 bis A5 gesetzt werden und das Ausgangssignal OUT des Komparators 100 beobachtet wird, um das binäre Annäherungsverfahren auszuführen, in dem die Auslösetemperatur durch eine selektive Hinzufügung eines oder mehrerer der Widerstände RD1 bis RD6 zum Widerstandspfad im Zweig C verkleinert wird. Im dargestellten Fall vergleicht die Komparatorschaltung 100 effektiv die herabgesetzte Auslösetemperatur in den Sequenzen D1 bis D6 mit der Temperatur Td, um das Ausgangssignal OUT zu erzeugen.
Das bedeutet, dass während der Sequenz D1 aus 10 das Testsignal AD5 auf „0" gesetzt wird, wodurch der Transistor TR5a sperrend geschaltet wird und der Widerstand RD6 zum Zweig C der Komparatorschaltung 100 geschaltet wird. Hierbei bilden AD5 bis AD0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „0, 1, 1, 1, 1, 1". Daraus resultiert eine Abnahme der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 32°C, d.h. Tb=50°C-32°C=18°C. Da die Kammertemperatur Td von -5°C immer noch die reduzierte aktuelle Auslösetemperatur Tb unterschreitet, ist das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf niedrigem Pegel L.
Beim binären Näherungsverfahren des vorliegenden Ausführungsbeispiels bleibt das Signal AD5 für den Rest der Verfahrenssequenz auf dem gesetzten Wert „0", da das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 während D1 gemäß 10 auf dem niedrigen Pegel L ist. Andererseits würde das Signal AD5 für den Rest der Verfahrenssequenz auf den Wert „1" gesetzt, wenn das Ausgangssignal OUT den hohen Pegel H annehmen würde.
Während der Sequenz D2 aus 10 wird das Testsignal AD4 auf den Wert „0" gesetzt, wodurch die Signale AD5 bis AD0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „0, 0, 1, 1, 1, 1" bilden. Daraus resultiert eine Abnahme der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 48°C, d.h. Tb=50°C-32°C-16°C=2°C. Da die Kammertemperatur Td von -5°C immer noch niedriger als die reduzierte aktuelle Auslösetemperatur Tb ist, bleibt das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf dem niedrigen Pegel L. Das Signal AD4 verbleibt für den Rest der Verfahrenssequenz auf dem gesetzten Wert „0", da das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 während D2 auf dem niedrigen Pegel L ist.
Nun wird während der Sequenz D3 das Testsignal AD3 auf den Wert „0" gesetzt, wodurch die Signale AD5 bis AD0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „0, 0, 0, 1, 1, 1" bilden. Daraus resultiert eine Abnahme der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 56°C, d.h. Tb=50°C-32°C-16°C-8°C=-6°C. Da die Kammertemperatur Td von -5°C nun höher als die reduzierte aktuelle Auslösetemperatur Tb ist, wechselt das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf den hohen Pegel H. Da das Ausgangssignal OUT während D3 auf dem hohen Pegel H ist, wird das Signal AD3 für den Rest der Verfahrenssequenz auf den Wert „1" gesetzt.
Nun wird während der Sequenz D4 das Testsignal AD2 auf den Wert „0" gesetzt, wodurch die Signale AD5 bis AD0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „0, 0, 1, 0, 1, 1" bilden. Daraus resultiert eine Abnahme der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 52°C, d.h. Tb=50°C-32°C-16°C-4°C=-2°C. Da die Kammertemperatur Td von -5°C niedriger als die reduzierte aktuelle Auslösetemperatur Tb ist, wechselt das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf den niedrigen Pegel H. Da das Ausgangssignal OUT während D4 den niedrigen Pegel H annimmt, wird das Signal AD2 für den Rest der Verfahrenssequenz auf den Wert „0" gesetzt.
Nun wird während der Sequenz D5 das Testsignal AD1 auf den Wert „0" gesetzt, wodurch die Signale AD5 bis AD0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „0, 0, 1, 0, 0, 1" bilden. Daraus resultiert eine Abnahme der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 54°C, d.h. Tb=50°C-32°C-16°C-4°C-2°C=-4°C. Nun ist die Kammertemperatur Td von -5°C immer noch niedriger als die reduzierte aktuelle Auslösetemperatur Tb und das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 verbleibt folglich auf dem niedrigen Pegel L. Da das Ausgangssignal OUT während D5 den niedrigen Pegel hat, wird das Signal AD1 für den Rest der Verfahrenssequenz auf den Wert „0" gesetzt.
Nun wird während der Sequenz D6 das Testsignal AD0 auf den Wert „0" gesetzt, wodurch die Signale AD5 bis AD0 ein sechs Bit-Signal mit dem Wert „0, 0, 1, 0, 0, 0" bilden. Daraus resultiert eine Abnahme der aktuellen Auslösetemperatur Tb um 55°C, d.h. Tb=50°C-32°C-16°C-4°C-2°C-1°C=-5°C. Die Kammertemperatur Td von -5°C ist nun ungefähr gleich der reduzierten aktuellen Auslösetemperatur Tb und bei diesem Ausführungsbeispiel verbleibt das Ausgangssignal OUT der Komparatorschaltung 100 auf dem niedrigen Pegel L.
Die zweite Sequenzfolge ist nun beendet und die am Ende des Verfahrens gesetzten Werte der Signale AD5 bis AD0 werden invertiert, um einen Suchcode Ei mit dem Wert „1, 1, 0, 1, 1, 1" zu erhalten, der in eine dezimale Form von 55°C umgesetzt wird. Die aktuelle Auslösetemperatur Tb des Temperatursensors von 50°C ist die Differenz zwischen dieser Temperatur von 55°C und der Kammertemperatur Td von -5°C.
Im Beispiel aus 10 führen beide Sequenzfolgen zum gleichen Ergebnis, dass nämlich die aktuelle Auslösetemperatur des Sensor 50°C beträgt. Das bedeutet, dass der Widerstandswert der Einheitswiderstände RU1 bzw. RD1 der Widerstandsketten zu einer Auslösetemperaturerhöhung bzw. zu einer Auslösetemperaturreduzierung von idealerweise 1°C führen. In anderen Worten ausgedrückt, es resultiert „X=1".
Wie jedoch bereits ausgeführt wurde, tritt dieser Idealzustand von X=1 nicht immer auf. Entsprechend dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann der aktuelle Wert von X einfach durch folgende Gleichung berechnet werden: (Di+Ei)dezimal/(Tc-Td)=X
Im Fall von 10 wird X beispielsweise nach folgender Gleichung berechnet: (35°C + 55°C)/(85°C-(-5°C))=1
Wird festgestellt, dass X ungleich 1 ist, dann können die Dezimalenäquivalente von Di und/oder Ei entsprechend der berechneten Auslösetem peratur Tb eingestellt werden. Insbesondere kann die Fehlerrate X beim Trimmvorgang berücksichtigt werden. Ist eine Fehlerrate beispielsweise mit dem Wert X=0,9 bestimmt, dann ist der Temperaturversatz zu niedrig bestimmt und ein zusätzlicher Trimmvorgang könnte erforderlich sein. Hat die Fehlerrate einen Wert von X=1,1, dann ist der Temperaturversatz beispielsweise zu hoch bestimmt und ein zusätzlicher Trimmvorgang könnte erforderlich sein. Durch Vorgabe des gemessenen Temperaturversatzes und der Fehlerrate X kann der Trimmvorgang richtig ausgeführt werden.
Ist der richtige Temperaturversatz bestimmt, dann wird der Trimmvorgang ausgeführt, um die aktuelle Auslösetemperatur auf die Zielauslösetemperatur zu bringen. Hierzu umfasst das Ausführungsbeispiel aus 4 zusätzliche Schaltungskomponenten zur Durchführung des Trimmvorgangs. Insbesondere werden der Trimmschaltungsteil 200 zum Erhöhen der Auslösetemperatur und der Trimmschaltungsteil 300 zum Absenken der Auslösetemperatur zur Verfügung gestellt.
Der die Auslösetemperatur erhöhende Trimmschaltungsteil 200 umfasst NMOS-Transistoren N5 bis N0, deren Drain-Source-Kanäle in Reihe geschaltet sind, und erste bis sechste Widerstandsschalteinheiten 210 bis 215. Vor dem Trimmvorgang zum Einstellen der Temperatur sind die NMOS-Transistoren N5 bis N0 alle sperrend geschaltet.
5 zeigt ein Schaltbild einer beliebigen der Widerstandsschalteinheiten 210 bis 215 aus 4. Die jeweilige Widerstandsschalteinheit umfasst einen PMOS-Transistor PM1 und einen NMOS-Transistor MN1, die einen Inverter bilden, Inverter IN1 und IN2, die einen Zwischenspeicher L1 bilden, und eine Schmelzsicherung FUS1. Anfänglich ist die Sicherung FUS1 nicht durchtrennt und der PMOS-Transistor PM1 ist durch ein Einschaltsignal POWERUP leitend geschaltet, das von einem hohen auf einen niedrigen Zustand wechselt. Dadurch wird ein Ausgangssignal OU des Zwischenspeichers L1 auf einem niedrigen Zustand festgehalten. Wird die Sicherung in der Schaltung aus 5 während des Trimmvorgangs durchtrennt, dann wird der NMOS-Transistor NM1 durch das Einschaltsignal POWERUP leitend geschaltet, wodurch das Ausgangssignal OU des Zwischenspeichers L1 auf einem hohen Zustand festgehalten wird.
Der Aufwärts-Trimmvorgang kann durch selektives Durchtrennen der Sicherungen FUS1 in den Widerstandsschalteinheiten 210 bis 215 durchgeführt werden. Soll beispielsweise ein Temperaturversatz von -5°C kompensiert werden, dann wird die Sicherung FUS1 in der vierten und sechsten Widerstandsschalteinheit 213 und 215 des Trimmschaltungsteils 200 durchtrennt. Auf diese Weise werden die Widerstände RU3 und RU1 überbrückt.
Der Trimmschaltungsteil 300 zum Absenken der Auslösetemperatur ist zwischen dem Knoten N03 und der Versorgungsspannung VSS eingeschleift und umfasst eine binär gewichtete Widerstandskette mit Widerstandswerten RD1a bis RD6a, die folgenden Zusammenhang aufweisen: RD6a=2*RD5a=4*RD4a=8*RD3a=16*RD2a=32*RD1a
Zusätzlich umfasst der Trimmschaltungsteil 300 zum Absenken der Auslösetemperatur in Reihe geschaltete Sicherungen FU1 bis FU6, die wie dargestellt parallel zu den Widerständen RD1a bis RD6a angeordnet sind. Im Anfangszustand ist keine der Sicherungen FU1 bis FU6 durchtrennt und entsprechend werden die Widerstände RD1a bis RD6a alle überbrückt.
Der Abwärts-Trimmvorgang kann durch ein selektives Durchtrennen der einzelnen Sicherungen FU1 bis FU6 im Trimmschaltungsteil 300 durch geführt werden. Soll beispielsweise ein Temperaturversatz von +5°C kompensiert werden, dann werden die Sicherungen FU1 und FU3, im Trimmschaltungsteil 300 zum Absenken der Auslösetemperatur durchtrennt. Auf diese Weise werden die Widerstände RD1a und RD3a in den Zweig C der Komparatorschaltung 100 geschaltet.
7 zeigt ein Blockschaltbild zur Erklärung eines Auffrischvorgangs für einen Halbleiterspeicherbaustein mit dem erfindungsgemäßen Temperatursensor. Wie aus 7 ersichtlich ist, ist ein Temperatursensor 10, der analog zum Ausführungsbeispiel aus 3 oder 4 ausgeführt ist, innerhalb eines DRAM-Chips 20 angeordnet. Der Temperatursensor 10 befindet sich in der Nähe eines Speicherzellenfeldes 18 und versorgt einen Signalgenerator 12 zum Steuern der Auffrischperiode mit einem Temperaturabtastausgangssignal TD. Der Signalgenerator 12 zum Steuern der Auffrischperiode stellt die Auffrischperiode über ein Ausgangssteuersignal RCON in Abhängigkeit vom Temperaturabtastausgangssignal TD ein. Ein Selbstauffrischtaktgenerator 14 erzeugt ein Selbstauffrischtaktsignal SRCLK, dessen Frequenz dem Ausgangssteuersignal RCON entspricht. Eine Auffrischsteuerschaltung 16 steuert den Auffrischvorgang des Speicherzellenfeldes 18 in Abhängigkeit vom Auffrischtaktsignal SRCLK. Im Betrieb wird die Auffrischperiode erhöht, wenn die vom Sensor 10 detektierte Temperatur niedrig ist, im Vergleich zu dem Fall, bei dem die vom Sensor 10 detektierte Temperatur hoch ist. Auf diese Weise wird der Energieverbrauch reduziert.

Claims

Temperatursensorschaltung mit folgenden Merkmalen: – einer Komparatorschaltung (100) mit einem Ausgangsknoten (OUT) und einem variablen Stromknoten (N01), wobei der Ausgangsknoten (OUT) eine erste Spannung bei einer vorgegebenen Temperatur aufweist, wenn ein Strom (I1) am variablen Stromknoten (N01) kleiner als ein Schwellwertstrom (Ir) ist, und eine davon verschiedene zweite Spannung bei der vorgegebenen Temperatur aufweist, wenn der Strom (I1) am variablen Stromknoten (N01) größer als der Schwellwertstrom (Ir) ist, – einer ersten variablen Widerstandsschaltung (150), die eine Anzahl n von in Reihe zwischen dem variablen Stromknoten (N01) und einer Versorgungs- oder Referenzspannung (VSS) eingeschleiften Widerständen (RU1 bis RU6) umfasst, wobei n eine ganze Zahl größer oder gleich vier ist und wobei die n Widerstände (RU1 bis RU6) unterschiedliche Widerstandswerte haben, und – einer ersten Auswahlschaltung (160), die selektiv einzelne der n Widerstände (RU1 bis RU6) überbrückt.
Temperatursensorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Auswahlschaltung (160) wenigstens n Transistoren (TR0 bis TR5) umfasst, die jeweils parallel zu einem der Widerstände (RU1 bis RU6) angeschlossen sind, wobei Gateanschlüsse der n Transistoren (TR0 bis TR5) auf erste Testeingangssignale (AU0 bis AU5) reagieren, um selektiv die einzelnen n Widerstände (RU1 bis RU6) zu überbrücken.
Temperatursensorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch – eine zweite variable Widerstandsschaltung (180), die in Reihe zur ersten Widerstandsschaltung (150) zwischen dem variablen Stromknoten (N01) und der Versorgungs- oder Referenzspannung (VSS) eingeschleift ist und eine Anzahl m von in Reihe geschalteten Widerständen (RD1 bis RD6) umfasst, wobei m eine ganze Zahl größer oder gleich vier ist und wobei die m Widerstände (RD1 bis RD6) unterschiedliche Widerstandswerte haben, und – eine zweite Auswahlschaltung (170), die selektiv einzelne der m Widerstände (RD1 bis RD6) überbrückt.
Temperatursensorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die ganze Zahl m gleich der ganzen Zahl n ist, wobei die Widerstandswerte der einzelnen n Widerstände (RU1 bis RU6) der ersten Widerstandsschaltung (150) jeweils gleich den Widerstandswerten der einzelnen m Widerstände (RD1 bis RD6) der zweiten Widerstandsschaltung (180) sind.
Temperatursensorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Widerstand (RU1, RD1) der n oder m Widerstände (RU1 bis RU6, RD1 bis RD6) einen kleinsten Widerstandswert hat und die verbleibenden Widerstände (RU2 bis RU6, RD2 bis RD6) der n oder m Widerstände (RU1 bis RU6, RD1 bis RD6) jeweils einen Widerstandswert haben, der ein Vielfaches des kleinsten Widerstandswertes ist.
Temperatursensorschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Widerstand (RU1, RD1) der n oder m Widerstände (RU1 bis RU6, RD1 bis RD6) einen kleinsten Widerstandswert hat und die verbleibenden Widerstände (RU2 bis RU6) oder (RD2 bis RD6) der n oder m Widerstände (RU1 bis RU6, RD1 bis RD6) jeweils einen um eine Zweierpotenz (2ⁱ; i=1, ..., n-1 oder m-1) höheren Widerstandswert haben.
Temperatursensorschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Auswahlschaltung (170) eine Anzahl m von Transistoren (TR0a bis TR5a) umfasst, die jeweils parallel zu einem der Widerstände (RD1 bis RD6) angeordnet sind, wobei Gateanschlüsse der m Transistoren (TR0a bis TR5a) auf zweite Testeingangssignale (AD0 bis AD5) reagieren, um selektiv einzelne der m Widerstände (RD1 bis RD6) zu überbrücken.
Temperatursensorschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, gekennzeichnet durch eine erste Trimmschaltung (200), die parallel zur ersten variablen Widerstandsschaltung (150) geschaltet ist, wobei die erste Trimmschaltung (200) einen zweiten Satz von n Transistoren (N0 bis N5), die parallel zu den n Widerständen (RU1 bis RU6) der ersten Widerstandsschaltung (150) angeordnet sind, und n Zwischenspeicher (L1) umfasst, welche selektiv die Gatean schlüsse der einzelnen Transistoren des zweiten Satzes von n Transistoren (N0 bis N5) mit einer hohen Spannung versorgen.
Temperatursensorschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, gekennzeichnet durch eine dritte variable Widerstandsschaltung (310), die in Reihe zur ersten und zweiten variablen Widerstandsschaltung (150, 180) geschaltet ist, wobei die dritte Widerstandsschaltung (310) eine Anzahl p von in Reihe geschalteten Widerständen (RD1a bis RD6a) umfasst, wobei p eine ganze Zahl größer oder gleich vier ist und die p Widerstände (RD1a bis RD6a) unterschiedliche Widerstandswerte haben und wobei p Schmelzsicherungen (FU1 bis FU6) jeweils parallel zu den einzelnen der p Widerstände (RD1a bis RD6a) angeordnet sind.
Temperatursensorschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die ganze Zahl p gleich der ganzen Zahl m und gleich der ganzen Zahl n ist, wobei die Widerstandswerte der einzelnen p Widerstände (RD1a bis RD6a) der dritten Widerstandsschaltung (310) jeweils gleich den Widerstandswerten der einzelnen n Widerstände (RU1 bis RU6) der ersten Widerstandsschaltung (150) und der einzelnen m Widerstände (RD1 bis RD6) der zweiten Widerstandsschaltung (180) sind.
Temperatursensorschaltung mit folgenden Merkmalen: – einer Komparatorschaltung (100) mit einem Ausgangsknoten (OUT) und einem variablen Stromknoten (N01), wobei der Ausgangsknoten (OUT) eine erste Spannung bei einer vorgegebenen Temperatur aufweist, wenn ein Strom (I1) am variablen Stromknoten (N01) kleiner als ein Schwellwertstrom (Ir) ist, und eine davon verschiedene zweite Spannung bei der vorgegebenen Temperatur aufweist, wenn der Strom (I1) am variablen Stromknoten (N01) größer als der Schwellwertstrom (Ir) ist, – einer variablen Widerstandsschaltung (150, 310), die eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Widerständen (RU1 bis RU6, RD1a bis RD6a) umfasst, und – einer Trimmschaltung (200, 300), die selektiv einzelne der Widerstände (RU1 bis RU6, RD1a bis RD6a) der variablen Widerstandsschaltung (150, 310) mit dem variablen Stromknoten (N01) verbindet oder von diesem trennt.
Temperatursensorschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Trimmschaltung (200, 300) eine Mehrzahl von Schmelzsicherungen (FU1 bis FU6) umfasst, die jeweils den einzelnen Widerständen der Mehrzahl von Widerständen (RU1 bis RU6, RD1a bis RD6a) zugeordnet sind.
Temperatursensor nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Widerstand (RU1, RD1a) der Mehrzahl von Widerständen (RU1 bis RU6, RD1a bis RD6a) einen kleinsten Widerstandswert hat und die verbleibenden Widerstände (RU2 bis RU6, RD2a bis RD6a) der Mehrzahl von Widerständen (RU1 bis RU6, RD1a bis RD6a) jeweils einen um eine Zweierpotenz höheren Widerstandswert haben.
Verfahren zum Bestimmen einer Auslösetemperatur (Tb) für eine Temperatursensorschaltung, die eine Komparatorschaltung (100) mit einem Ausgangsknoten (OUT) und einem variablen Stromknoten (N01), wobei der Ausgangsknoten (OUT) eine erste Spannung bei einer vorgegebenen Temperatur aufweist, wenn ein Strom (I1) am variablen Stromknoten (N01) kleiner als ein Schwellwertstrom (Ir) ist, und eine davon verschiedene zweite Spannung bei der vorgegebenen Temperatur aufweist, wenn der Strom (I1) am variablen Stromknoten größer als der Schwellwertstrom (Ir) ist, und eine variable Widerstandsschaltung (150) umfasst, die in Reihe zwischen dem variablen Stromknoten (N01) der Komparatorschaltung (100) und einer Versorgungs- oder Referenzspannung (VSS) eingeschleift ist, mit folgenden Schritten: (a) Festhalten einer Temperatur der Temperatursensorschaltung auf einer Referenztemperatur (Tc, Td); (b) Variieren eines Widerstandswertes der variablen Widerstandsschaltung (150), um eine Differenz zwischen einem Anfangswiderstandswert und einem Widerstandwert zu bestimmen, bei dem der Ausgangsknoten (OUT) des Komparators (100) zwischen der ersten und zweiten Spannung wechselt, wobei diese Differenz mit einer veränderten Auslösetemperatur der Temperatursensorschaltung korrespondiert, und (c) Berechnen der Auslösetemperatur (Tb) in Abhängigkeit von der Referenztemperatur (Tc, Td) und der veränderten Auslösetemperatur der Temperatursensorschaltung.
Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Widerstandsschaltung (150) eine Anzahl n von Widerständen (RU1 bis RU6) mit sukzessive größeren Widerstandswerten umfasst, die in Reihe zwischen dem variablen Stromknoten (N01) der Komparatorschaltung (100) und der Versorgungs- oder Referenzspannung (VSS) eingeschleift sind, wobei n größer oder gleich vier ist, wobei der Schritt b folgende Schritte umfasst: (b1) Ausführen einer Testsequenz (D1), während der der Ausgangsknoten (OUT) der Komparatorschaltung (100) beobachtet wird und der letzte, höchste Widerstand (RU6) überbrückt wird, (b2.1) Einschleifen des letzten Widerstands (RU6) zwischen den variablen Stromknoten (N01) der Komparatorschaltung (100) und der Versorgungsspannung (VSS), wenn der Aus gangsknoten (OUT) der Komparatorschaltung (100) die erste Spannung aufweist, oder (b2.2) Überbrücken des letzten Widerstands (RU6), wenn der Ausgangsknoten (OUT) der Komparatorschaltung (100) die zweite Spannung aufweist, (b3) Wiederholen der Testsequenzschritte für die verbliebenen Widerstände der Reihe nach und (b4) Bestimmen des Widerstandswertes der von den Widerständen (RU1 bis RU6) zwischen dem variablen Stromknoten (N01) und der Versorgungsspannung durch die Testsequenzen eingeschleiften Widerstände zur Bestimmung der Widerstandsdifferenz, die mit der veränderten Auslösetemperatur der Temperatursensorschaltung korrespondiert.
Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Widerstand (RU1) der n Widerstände (RU1 bis RU6) einen kleinsten Widerstandswert hat und die verbleibenden Widerstände (RU2 bis RU6) der n Widerstände (RU1 bis RU6) jeweils einen um eine Zweierpotenz höheren Widerstandswert haben.
Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswert der Widerstandsschaltung (150) entsprechend einem binär gewichteten Näherungsverfahren verändert wird.
Verfahren zum Bestimmen einer Auslösetemperatur (Tb) für eine Temperatursensorschaltung, die eine Komparatorschaltung (100) mit einem Ausgangsknoten (OUT) und einem variablen Stromknoten (N01), wobei der Ausgangsknoten (OUT) eine erste Spannung bei einer vorgegebenen Temperatur aufweist, wenn ein Strom (I1) am variablen Stromknoten (N01) kleiner als ein Schwellwertstrom (Ir) ist, und eine davon verschiedene zweite Spannung bei der vor gegebenen Temperatur aufweist, wenn der Strom (I1) am variablen Stromknoten (N01) größer als der Schwellwertstrom (Ir) ist, und eine variable Widerstandsschaltung (150, 180) umfasst, die in Reihe zwischen dem variablen Stromknoten (N01) der Komparatorschaltung (100) und einer Versorgungs- oder Referenzspannung (VSS) eingeschleift ist, mit den Schritten: – Ausführen eines ersten Tests mit den Schritten: (a) Festhalten einer Temperatur der Temperatursensorschaltung auf einer ersten Referenztemperatur (Tc); und (b) Erhöhen eines Widerstandswertes der variablen Widerstandsschaltung (150), um eine Differenz zwischen einem Anfangswiderstandswert und einem Widerstandwert zu bestimmen, bei dem der Ausgangsknoten (OUT) des Komparators (100) zwischen der ersten und zweiten Spannung wechselt, wobei diese Differenz mit einer ersten veränderten Auslösetemperatur des Temperatursensors korrespondiert; – Ausführen eines zweiten Tests mit den Schritten: (a) Festhalten einer Temperatur der Temperatursensorschaltung auf einer zweiten Referenztemperatur (Td); und (b) Absenken des Widerstandswertes der variablen Widerstandsschaltung (180), um eine Differenz zwischen einem Anfangswiderstandswert und einem Widerstandwert zu bestimmen, bei dem der Ausgangsknoten (OUT) des Komparators (100) zwischen der ersten und zweiten Spannung wechselt, wobei diese Differenz mit einer zweiten veränderten Auslösetemperatur des Temperatursensors korrespondiert; – Berechnen der Auslösetemperatur (Tb) in Abhängigkeit von der ersten und zweiten Referenztemperatur (Tc, Td) und der ersten und zweiten veränderten Auslösetemperatur der Temperatursensorschaltung.
Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswert der variablen Widerstandsschaltung (150, 180) auf den Ausgangswiderstandswert gesetzt wird und ein Trimmvorgang durchgeführt wird, der die berechnete Auslösetemperatur auf eine Zielauslösetemperatur (Ta) verändert.
Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswert der variablen Widerstandsschaltung (150) beim ersten Test entsprechend einem binär gewichteten Näherungsverfahren vergrößert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 18 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswert der variablen Widerstandsschaltung (180) beim zweiten Test entsprechend einem binär gewichteten Näherungsverfahren verkleinert wird.