DE102004049252B4

DE102004049252B4 - Temperaturabtastschaltung und Periodensteuerschaltung

Info

Publication number: DE102004049252B4
Application number: DE102004049252A
Authority: DE
Inventors: Myung-Gyoo Suwon Won; Jae-Hoon Suwon Kim; Jong-wook Suwon Park
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-10-06
Filing date: 2004-10-06
Publication date: 2007-01-04
Anticipated expiration: 2024-10-07
Also published as: US20050074051A1; DE102004049252A1; KR20050033123A; US7107178B2; KR100541824B1

Abstract

Temperaturabtastschaltung,
gekennzeichnet durch
– einen Abtastsignalgenerator (200), der dafür eingerichtet ist, ein Rücksetzsignal (RESET) und Abtastsignale (PTU) zu erzeugen,
– einen Temperatursensor (101) mit
– einem Abnahmewiderstandszweig (C), in welchem ein Stromfluss (I1) in Reaktion auf einen Temperaturanstieg abnimmt, und
– einem Stromspiegel-Differenzverstärker (DA), der mit dem Abnahmewiderstandszweig (C) verbunden ist,
wobei der Temperatursensor (101) dafür eingerichtet ist, Temperaturabtastdaten (OUT) auszugeben, welche in Reaktion auf die Abtastsignale (PTU) erzeugt werden, und
– einen Zählerausgabeteil (300), welcher dafür eingerichtet ist, die Temperaturabtastdaten (OUT) vom Temperatursensor (101) zu zählen und zwischenzuspeichern und Zähldaten (RCQ) auszugeben, wobei der Zählerausgabeteil (300) durch das Rücksetzsignal (RESET) des Abtastsignalgenerators (200) zurückgesetzt wird.

Description

Die Erfindung betrifft eine Temperaturabtastschaltung und eine zugehörige Periodensteuerschaltung, insbesondere zur Verwendung in integrierten Halbleiterschaltkreisen.
Verschiedene Halbleiterbausteine, welche in integrierte Schaltungschips, wie CPUs, Speicher und Gatearrays usw., eingebettet sind, sind in mannigfachen elektrischen Produkten enthalten, wie tragbare Personalcomputer, persönliche digitale Assistenten (PDAs), Server und Arbeitsstationen. Wenn diese elektrischen Produkte einen Schlafmodus zum Energiesparen aufweisen, werden dazu die meisten Schaltungskomponenten in einen abgeschalteten Zustand versetzt. Dynamische Speicher mit direktem Zugriff (DRAM) sollten als flüchtige Speicher selbst einen Datenauffrischungsvorgang für ihre Speicherzellen durchführen, um die in den Speicherzellen gespeicherten Daten kontinuierlich zu erhalten. Der Selbstauffrischungsvorgang benötigt elektrische Selbstauffrischungsenergie im DRAM. Die Reduzierung der elektrischen Leistung in einem batteriebetriebenen System mit niedrigem Energieverbrauch ist jedoch von großer Bedeutung.
Eine Technik, um die zur Selbstauffrischung benötigte elektrische Energie zu reduzieren, besteht darin, die Auffrischungsperiode abhängig von der Temperatur zu verändern. Die Datenhaltezeit in einem DRAM wird bei reduzierten Temperaturen länger. Daher wird der Temperaturbereich in mehrere Bereiche aufgeteilt und die Frequenz des Auffrischungstaktes wird in einem niedrigeren Temperaturbereich abgesenkt, um so den elektrischen Energieverbrauch zu reduzieren. Um eine interne Temperatur des DRAMs zu ermitteln, ist ein eingebauter Temperatursensor mit niedrigem elektrischem Energieverbrauch erforderlich.
1 zeigt eine Schaltungskonfiguration eines herkömmlichen Temperatursensors, der eine Bandlückenreferenzschaltung benutzt. Wie aus 1 ersichtlich ist, umfasst ein Temperatursensor 100 einen Differenzverstärker DA vom Stromspiegeltyp, einen Abnahmewiderstandszweig C, in welchem der Stromfluss mit ansteigender Temperatur abnimmt, einen Zunahmewiderstandszweig A, in welchem der Stromfluss mit ansteigender Temperatur zunimmt und einen Komparator OP1 zum Ausgeben eines Vergleichsausgabesignals OUT als Ergebnis eines Vergleichs zwischen einer Referenztemperatur ORef und einer Abtasttemperatur OT1. MOS-Transistoren MP1, MP2, MP3 vom P-Typ haben ein Größenverhältnis von 1:1:1 und MOS-Transistoren MN1, MN2, MN3 vom N-Typ haben ebenfalls ein Größenverhältnis von 1:1:1, wobei die Größe das Produkt von Kanallänge L und Gatebreite W anzeigt. Die PMOS-Transistoren MP1, MP2, MP3 und die NMOS-Transistoren MN1, MN2, MN3 sind in der gezeigten Weise verschaltet. Je ein PMOS- und ein NMOS-Transistor sind seriell zwischen einer Versorgungsspannung VDD und Masse im Zunahmewiderstandszweig C vor einem Widerstand R1, im Abnahmewiderstandszweig A vor einem Widerstand R und einer Diode D2 bzw. in einem dritten Zweig B vor einer Diode D1 angeordnet.
Der in 1 dargestellte Temperatursensor arbeitet wie folgt. Ein Strom I0:Ir = 1:1 fließt bei einem Stromspiegelbetrieb der PMOS-Transistoren MP1, MP2 und der NMOS-Transistoren MN1, MN2, und die Spannungen in den Zweigen A und B haben den gleichen Pegel.
Eine Stromgleichung für einen Einschaltbereich in einer allgemeinen Übergangsdiode ergibt sich zu I = Is(e^(VD/VT) – 1) ≈ Is·e^(VD/VT), wobei Is einen Sperrsättigungsstrom anzeigt, VD eine Diodenspannung ist und VT gleich kT/q ist und eine thermische Spannung bezeichnet.
In den Zweigen A und B auftretende Spannungen VA, VB sind gleich, daher gilt VA = VB = VD1 = VD2 + Ir·R. Zudem gilt I0 = Is₁·e^(VD/VT) → VD1 = VT·In(I0/IS₁) und Ir = Is₂·e^(VD/VT) → VD2 = VT·In(Ir/Is₂) = VT·In(I0/Is₂) = VT·In(I0/M·Is₁), wobei M eine natürliche Zahl ist, welche ein Größenverhältnis der Dioden D2 und D1 anzeigt, d.h. M = (Größe von D2)/(Größe von D1). Daher wird VD1 = VD2 + Ir·R zu VT·In(I0/Is₁) = VT·In(I0/M·Is₁) + Ir·R.
Das bedeutet, dass Ir = VT·In(M)/R ist. Entsprechend fließt ein zur Temperatur proportionaler Strom im Zweig A. Zusätzlich ist, wenn die Ströme I1 und I0 in den Zweigen C bzw. B einen ähnlichen Stromwert haben, eine Spannung VC im Zweig C ungefähr gleich dem Wert der Spannung VB im Zweig B und daher gilt VC = VD1 = VT·In(I0/Is).
Allgemein steigt der Sperrsättigungsstrom Is im Vergleich mit der Spannung VT mit ansteigender Temperatur stark an, wodurch eine Diodenspannung eine Abnahmecharakteristik basierend auf der Temperatur aufweist. In anderen Worten ausgedrückt, da die Spannung VC durch den Temperaturanstieg abnimmt, wird der Strom I1 im Zweig C durch den Temperaturanstieg reduziert.
Somit ist der Widerstandswert des Widerstandes R1 des Abnahmewiderstandszweigs C so abgestimmt, dass sich die Werte der Ströme Ir und I1 bei einer bestimmten Temperatur T1 kreuzen, wie aus 2 ersichtlich ist. Der Temperatursensor 100 aus 1 wirkt als Temperatursensor, der mit einem Auslösepunkt bei der speziellen Temperatur T1 ausgeführt ist. 2 zeigt eine Temperatur-Strom-Kennlinie zur Darstellung der Änderungen, die in den Widerstandszweigen beim Betrieb des Temperatursensors aus 1 auftreten. Ist die spezielle Temperatur T1 in 2 beispielsweise 45°C, dann wird das Ausgabesignal OUT vom Komparator OP1 innerhalb des Temperatursensors 100 mit einer Kurvenform OUT gemäß 3 zur Verfügung gestellt, d.h. 3 zeigt eine Signalform der Ausgabe des Komparators OP1 während des Betriebs des Temperatursensors aus 1.
Durch Verwendung des eingebauten Temperatursensors aus 1 in einem Halbleiterspeicherbaustein, wie einem DRAM, wird ein Temperaturabstimmvorgang mit dem Temperatursensor durchgeführt. Entsprechend sind Komponenten, welche den Temperatursensor bilden, empfindlich bezüglich Änderungen im Herstellungsprozess, wodurch sich der Auslösepunkt ändern kann. Der Temperaturabstimmvorgang, bei dem der veränderte Auslösepunkt an einen Auslegungstemperaturpunkt angepasst wird, wird gewöhnlich für jeden separaten Chip auf Waferlevel durchgeführt, und ein Detektionsvorgang zum Detektieren einer durch Herstellungsprozessänderungen verursachten Temperaturverschiebung und ein Temperaturabstimmvorgang durch Auftrennen eines Bauteils wie einer Schmelzsicherung oder dergleichen werden nacheinander ausgeführt.
Hierbei weist der Temperatursensor aus 1 nur einen Abnahmewiderstandszweig C auf, daher gibt es nur einen Auslösepunkt für eine spezielle Temperatur. Daher weisen Auffrischungsperioden, die durch eine Temperatur unterhalb/oberhalb einer spezifischen Temperatur ge steuert werden, eventuell deutliche Unterschiede auf. So sind beispielsweise bei einer speziellen Temperatur von 45°C die Auffrischungsperioden für Temperaturen zwischen 1°C und 44°C länger und bei einer Temperatur von 46°C oder darüber kürzer, die höher als der Auslösepunkt ist.
Um den deutlichen Unterschied zwischen Auffrischungsperioden bei Temperaturen über der speziellen Temperatur und unter der speziellen Temperatur abzuschwächen, kann ein separater Abnahmewiderstandszweig parallel zum Abnahmewiderstandszweig C des herkömmlichen Temperatursensors von 1 geschaltet werden. Um beispielsweise einen Temperatursensor mit zwei Auslösepunkten zu erhalten, wird ein weiterer Zweig parallel zum Zweig C aus 1 angeordnet und der Zweig wird mit einem Widerstand verbunden.
Es können bei Bedarf weitere Widerstandszweige entsprechend der erforderlichen Anzahl von Auslösepunkten installiert werden, um mehr als zwei Auslösepunkte zu erhalten. Zur allgemeinen Steuerung der Auffrischungsperioden werden jedoch meist Temperatursensoren mit zwei Auslösepunkten benutzt, da Probleme mit der zunehmenden Zeitdauer, die benötigt wird, um den Widerstandsabstimmungsvorgang basierend auf Prozessänderungen durchzuführen, und mit einer Vergrößerung der vom Temperatursensor belegten Fläche auftreten können, wenn mehr als zwei Zweige vorgesehen werden.
Das bedeutet, dass es schwierig ist, mehr als zwei Auslösepunkte in einem herkömmlichen Temperatursensor zu haben. Daher ist es bei Verwendung eines solchen herkömmlichen Temperatursensors in einem Halbleiterspeicherbauelement schwierig, eine Auffrischungsperiode für den Halbleiterspeicher passend zur Temperaturänderung ohne plötzliche Veränderung der Auffrischungsperiodensteuerung zu steuern, wo durch die Zuverlässigkeit des Halbleiterspeicherelements abnehmen kann.

4 zeigt eine Temperatursensoranordnung, wie sie in einer erfindungsgemäßen Temperaturabtastschaltung verwendbar und beispielsweise in der nachveröffentlichten Offenlegungsschrift DE 103 36 294 A1 offenbart ist. Dort wird der Temperatursensor in einer Temperaturabtastschaltung eingesetzt, die seriell einen Signalgenerator zur Auffrischperiodensteuerung, einen Selbstauffrischtaktgenerator und eine Auffrischsteuerschaltung zwischen dem Temperatursensor und einem Speicherzellenfeld eines DRAM-Chips umfasst.

In der Patentschrift DE 196 40 383 C1 ist eine Temperatursensorschaltung mit einem ein analoges Ausgangssignal liefernden Temperaturfühler und mit einer Komparatoreinrichtung beschrieben, die eingangsseitig mit dem Temperaturfühler verbunden ist und ausgangsseitig ein vorge gebenes Signal als Übertemperaturanzeige bereitstellt, sobald am Temperaturfühler eine vorgegebene Temperaturgrenze überschritten ist Eine Auskoppelstufe ist eingangsseitig sowohl mit einem Ausgang der Komparatoreinrichtung als auch mit dem Temperaturfühler direkt oder über eine Verstärkerstufe verbunden und weist einen Ausgang auf, an dem ein zur Temperatur am Temperaturfühler proportionales Ausgangssignal abgreifbar ist, solange selbige unterhalb der Temperaturgrenze liegt, und ein konstantes Ausgangssignal abgreifbar ist, wenn selbige größer als die Temperaturgrenze ist.

In der Patentschrift US 5.980.106 A ist eine Temperaturdetektionsschaltung offenbart, die eine an einen Detektionsknoten angekoppelte erste Stromquelle eine ebenfalls an den Detektionsknoten angekoppelte und zur ersten in Reihe geschaltete zweite Stromquelle mit einem gegenüber der ersten anderen Temperaturkoeffizienten, einen eingangsseitig an den Detektionsknoten gekoppelten Detektor und eine an einen Ausgang des Detektors gekoppelte Hystereseschaltung umfasst, die eine dritte Stromquelle und einen Schalter beinhaltet, um dem Detektionsknoten Strom von der dritten Stromquelle zuzuführen, wenn der Detektionssignalpegel in einem vorgegebenen Bereich liegt.

Die Offenlegungsschrift DE 100 38 693 A1 offenbart einen Temperatursensor mit zwei Feldeffekttransistorschaltungen und Mitteln zum Betreiben derselben, wobei die zweite an einem Arbeitspunkt betrieben wird, in welchem die Gatespannung für einen konstanten Drain-Source-Strom im Wesentlichen temperaturunabhängig ist, und die erste in einem Arbeitsbereich betrieben wird, der oberhalb des temperaturunabhängigen Arbeitspunktes liegt und in welchem die Gatespannung für einen konstanten Drain-Source-Strom mit zunehmender Temperatur zunimmt, wobei die Spannungsdifferenz der beiden Transistorschaltungen als Maß für die Temperatur an der ersten Transistorschaltung ausgewertet wird. Eine dazu verwendbare Schaltungsanordnung steuert die Verstärkung einer Verstärkerschaltung mit einem für letztere als Stromquelle dienenden Steuertransistor vom Feldeffekttyp und weist Mittel zur Steuerung der Gatespannung des Steuertransistors derart auf, dass der Strom durch die Verstärkerschaltung bei geringen Temperaturen der Verstärkerschaltung reduziert ist, so dass eine im Wesentlichen temperaturunabhängige Verstärkung eingestellt wird.

Der Erfindung liegt als technisches Problem zugrunde, eine Temperaturabtastschaltung und eine zugehörige Periodensteuerschaltung anzugeben, die in der Lage sind, mehrere Auslösepunkte ohne Vergrößerung der Anzahl von Abnahmewiderstandszweigen zur Verfügung zu stellen.

Die Erfindung löst dieses Problem durch eine Temperaturabtastschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und durch eine Periodensteuerschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 17.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.

Die Erfindung stellt eine Temperaturabtastschaltung mit einem Temperatursensor zur Verfügung, welche an die innere Struktur einer integrierten Halbleiterschaltung anpassbar ist und eine Mehrzahl von Auslösepunkten ohne Vergrößerung der Anzahl von Abnahmewiderstandszweigen im Temperatursensor umfasst.

Insbesondere stellt die Erfindung eine eingebaute Temperaturabtastschaltung zur passenden Steuerung der Auffrischungsperiode gemäß Temperaturänderungen zur Verfügung.

Die Erfindung stellt auch eine eingebaute Temperaturabtastschaltung zur Verfügung, die in der Lage ist, den für einen Selbstauffrischungsvorgang erforderlichen elektrischen Energieverbrauch je nach Temperaturänderung wesentlich zu reduzieren.

Durch die Erfindung kann eine Mehrzahl von Auslösepunkten für einen großen Temperaturbereich zur Verfügung gestellt werden, ohne die Anzahl von Abnahmewiderstandszweigen zu erhöhen. Dies bedeutet, dass eine feinere Steuerung abhängig von Temperaturänderungen mit relativ geringem Aufwand durchgeführt werden kann.

Vorteilhafte, nachfolgend beschriebene Ausführungsformen der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben erläuterte, herkömmliche Ausführungsbeispiel sind in den Zeichnungen dargestellt. Es zeigen:
1 ein Schaltbild eines herkömmlichen Temperatursensors mit einer Bandlückenreferenzschaltung,
2 ein Temperatur-Strom-Diagramm mit Kennlinien für Wider standszweige beim Betrieb des Temperatursensors aus 1,
3 ein Signalverlaufsdiagramm für ein Ausgabesignal eines Komparators beim Betrieb des Temperatursensors aus 1,
4 ein Schaltbild einer Temperatursensoranordnung zur Verwendung in einer Temperaturabtastschaltung gemäß der Erfindung,
5 ein Temperatur-Strom-Diagramm mit Kennlinien und mehreren zugehörigen Auslösepunkten beim Betrieb des Tempera tursensors aus 4,
6 ein Signalverlaufsdiagramm für ein variables Ausgabesignal eines Komparators beim Betrieb des Temperatursensors aus 4,
7 ein Blockschaltbild einer Temperaturab tastschaltung gemäß der Erfindung in einem Halbleiterspeicherbaustein,
8 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Abtastsignalgenerators aus 7,
9 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Temperatur sensors aus 7,
10 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Zähleraus gabeteils aus 7,
11 ein Zeitablaufdiagramm des Betriebs der Temperaturabtastschaltung aus 7,
12 und 13 Schaltbilder je eines Ausführungsbeispiels eines Oszillators aus 7 und
14 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Auffrischungszählers aus 7.
Bei einer in 4 gezeigten Temperatursensoranordnung, die für eine Temperaturabtastschaltung gemäß der Erfindung verwendbar ist, sind eine erste Widersfandskette 150 und ein Kurzschlussschaltungsteil 160 mit einem modifizierten Abnahmewiderstandszweig C des Temperatursen sors 100 von 1 verbunden.
Der Temperatursensor 100 aus 4 umfasst dementsprechend den Stromspiegeldifferenzverstärker DA, den Abnahmewiderstandszweig C, der zwischen einem Abnahmewiderstandsanschluss NO1 des Differenzverstärkers DA und einer Massespannung VSS eingeschleift ist und in welchem der Stromfluss mit ansteigender Temperatur abnimmt, und den Zunahmewiderstandszweig A, der zwischen einem Zunahmewiderstandsanschluss des Differenzverstärkers DA und Masse eingeschleift ist und in welchem der Stromfluss mit ansteigender Temperatur zunimmt. Die erste Widerstandskette 150 weist eine Mehrzahl von Widerständen RU1 bis RU6 auf, welche in Reihe zwischen dem Abnahmewiderstandsanschluss NO1 und einem Widerstandsknoten NO2 des Abnahmewiderstandszweigs C vor dem Widerstand R1 eingeschleift sind. Der Kurzschlussschaltungsteil 160 dient zum individuellen und selektiven Kurzschließen der Widerstände RU1 bis RU6 in Reaktion auf Abtastsignale PTU0 bis PTU5. Der Komparator OP1 dient zum Vergleichen einer Referenztemperaturausgabe ORef, die am Zunahmewiderstandsanschluss auftritt, mit einer Abtasttemperaturausgabe OT1, die am Abnahmewiderstandsanschluss NO1 auftritt, und zum Ausgeben des Vergleichsergebnisses OUT.
Die Übergangsdioden D2, D1, welche sich jeweils in einem der Zweige A und B des Differenzverstärkers DA befinden, haben die gleiche Größe und die MOS-Transistoren MP1, MP2, MP3 vom P-Typ haben ein Größenverhältnis von 1:1:1. Zudem haben die MOS-Transistoren MN1, MN2, MN3 vom N-Typ ebenfalls ein Größenverhältnis von 1:1:1. Die Widerstände RU1 bis RU6 haben im dargestellten Ausführungsbeispiel jeweils unterschiedliche Werte. Der Widerstand RU1 hat den niedrigsten Widerstandswert und der Widerstand RU6 hat den größten Widerstandswert. Die übrigen Widerstandswerte der Mehrzahl von Widerständen RU1 bis RU6 werden unter der Bedingung RU1 < RU2 < RU3 < RU4 < RU5 < RU6 bestimmt.
Der Kurzschlussschaltungsteil 160 ist aus einer Mehrzahl von NMOS-Transistoren TR0 bis TR5 aufgebaut, welche jeweils leitend geschaltet werden, wenn ein korrespondierendes unter den Abtastsignalen PTU0 bis PTU5 in einen hohen Zustand wechselt. Dadurch wird ein korrespondierender unter den Widerständen RU1 bis RU5 kurzgeschlossen.
Das bedeutet, dass die mehreren NMOS-Transistoren TR0 bis TR5 normalerweise sperrend geschaltet sind, so dass ihr elektrischer Energieverbrauch sehr gering ist.
In der Temperatursensoranordnung aus 4 basierend auf der oben beschriebenen Struktur werden die Widerstände RU1 bis RU6, die in der ersten Widerstandskette 150 angeordnet sind, selektiv kurzgeschlossen, wodurch eine Mehrzahl von Auslösepunkten erhalten werden kann, ohne die Anzahl von Abnahmewiderstandszweigen zu erhöhen.
5 zeigt Temperatur-Strom-Kennlinien, die eine Mehrzahl von Auslösepunkten zum Betrieb des Temperatursensors aus 4 generieren. Eine horizontale Achse zeigt im Diagramm von 5 eine Temperatur T an und eine vertikale Achse zeigt einen Strom I an. 6 zeigt Ausgabeänderungen des Komparators OP1 beim Betrieb des Temperatursensors aus 4. Die horizontale Achse des Diagramms von 6 zeigt eine Temperatur an und die vertikale Achse zeigt eine Spannung V an.
Für den Fall, dass der Gesamtwiderstandswert aller Widerstände RU1 bis RU6, welche in der ersten Widerstandskette 150 aus 4 angeordnet sind, zusammen mit dem Widerstand R1 gleich demjenigen des einzelnen Widerstands R1 aus 1 ist, und die NMOS-Transistoren TR0 bis TR5 alle sperrend geschaltet sind, entspricht der Stromfluss im Zweig C des Temperatursensors 100 der Kennlinie I1 aus 5 und die Ausgabe des Komparators OP1 wird als Signalform OUT aus 6 zur Verfügung gestellt, d.h. dies ist analog zum Betrieb des Sensors 100 von 1 gemäß den 2 und 3.
Wird das Abtastsignal PTU0 mit einem hohen Zustand angelegt, dann wird der NMOS-Transistor TR0 leitend geschaltet und der Widerstand RU1 wird kurzgeschlossen. Dadurch wird der Gesamtwiderstandswert im Zweig C um den Widerstandswert des Widerstands RU1 reduziert.
Folglich wird der Stromfluss im Zweig C des Temperatursensors 100 erhöht, wie aus der Kennlinie I1a aus 5 ersichtlich ist, und die Ausgabe des Komparators OP1 wird als Signalform OU1a aus 6 zur Verfügung gestellt.
Wird das Abtastsignal PTU1 mit einem hohen Zustand angelegt, dann wird der NMOS-Transistor TR1 leitend geschaltet und der Widerstand RU2 wird kurzgeschlossen. Dadurch wird der Gesamtwiderstandswert im Zweig C um den Widerstandswert des Widerstands RU2 reduziert. Folglich wird der Stromfluss im Zweig C des Temperatursensors erhöht, wie aus der Kennlinie I2a aus 5 ersichtlich ist, und die Ausgabe des Komparators OP1 wird als Signalform OU2a aus 6 zur Verfügung gestellt.
Wie oben ausgeführt ist, kann eine Vielzahl von Auslösepunkten durch individuelles Kurzschließen von Widerständen der ersten Widerstandskette 150 in dem einzigen benutzten Abnahmewiderstandszweig C festgelegt werden. Analog können Kennlinien 11b, 12b in 5 und Signalformen OU1b, OU2b in 6 in nicht explizit gezeigter Weise dadurch erhalten werden, dass zusätzlich eine zur ersten gleichartige zweite Widerstandskette und ein entsprechender zweiter Kurzschlussschaltungsteil mit dem Widerstandsknoten NO2 aus 4 verbunden werden. In diesem Fall sind z.B. die Transistoren des zweiten Kurzschlussschaltungsteils im Normalfall leitend geschaltet, und wenn ein Transistor sperrend geschaltet wird, wird dadurch ein Widerstand in der zweiten Widerstandskette zugeschaltet. Dadurch erhöht sich der Gesamtwiderstandswert des Zweigs C, um den Stromfluss im Zweig C zu reduzieren.
7 zeigt ein Blockschaltbild eines Halbleiterspeicherbausteins, der eine Temperaturabtastschaltung 10 umfasst. Die Temperaturabtastschaltung 10 kann eine Temperatursensoranordnung gemäß 4 mit einer Mehrzahl von Temperaturauslösepunkten mittels eines einzelnen Widerstandszweiges umfassen. Durch Verwendung der Temperaturabtastschaltung 10 aus 7 in einem Halbleiterspeicherbaustein, wie einem DRAM usw., kann eine Feinsteuerung der Auffrischungsperiode durchgeführt werden.
7 zeigt somit ein Beispiel einer Verwendung einer Temperaturabtastschaltung gemäß der Erfindung in einem Hableiterspeicherbaustein. Wie aus 7 ersichtlich ist, ist die Temperaturabtastschaltung 10 auf einem integrierten Halbleiterschaltungschip montiert und fungiert als On-Chip-Thermometer. Zur Vereinfachung zeigt 7 schematisch nur Blöcke zur Auffrischung des Halbleiterspeicherbausteins.
In 7 umfasst die Temperaturabtastschaltung 10 einen Abtastsignalgenerator 200 zum Erzeugen eines Rücksetzsignals RESET und von Abtastsignalen PTUi, einen Temperatursensor 101 mit einem Stromspiegeltyp-Differenzverstärker, der mit dem Abnahmewiderstandszweig verbunden ist, in dem ein Stromfluss reduziert wird, wenn die Temperatur ansteigt, wobei der Temperatursensor 101 als Temperaturabtastdaten OUT eine Temperaturausgabe ausgibt, die in Reaktion auf die Abtastsignale erzeugt wird, und einen Zählerausgabeteil 300 zum Zählen und Zwischenspeichern der Temperaturabtastdaten OUT, die vom Tem peratursensor 101 ausgegeben werden, und zum Ausgeben von Zähldaten RCQ, wobei der Zählerausgabeteil 300 durch das Rücksetzsignal RESET des Abtastsignalgenerators 200 zurückgesetzt wird. Der Temperatursensor 101 innerhalb der Temperaturabtastschaltung 10 ist an der Nachbarschaft eines Speicherzellenfeldes 700 angeordnet.
Ein Oszillator 400 gibt ein Oszillationssignal OSC aus, dessen Schwingungsperiode in Reaktion auf die Zähldaten RCQ gesteuert wird Ein Auffrischungszähler 500 gibt Auffrischungszähldaten QO, ..., Qn in Reaktion auf das Oszillationssignal OSC aus. Eine Auffrischungssteuerschaltung 600 empfängt die Auffrischungszähldaten QO, ..., Qn und gibt ein Auffrischungssteuersignal RFCON aus. Eine Wortleitung einer Speicherzelle wird durch das Auffrischungssteuersignal RFCON freigeschaltet, um einen Auffrischungsvorgang auszuführen. Das bedeutet, dass die Auffrischungssteuerschaltung 600 in Abhängigkeit von einer Ausgabe des Auffrischungszählers 500 zum Zählen des Oszillationssignals OSC des Oszillators 400 so gesteuert wird, dass eine Auffrischungsperiodendauer verlängert wird, wenn die Temperatur abnimmt, und verkürzt wird, wenn die Temperatur ansteigt.
8 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels für den Abtastsignalgenerator 200 aus 7. Wie aus 8 ersichtlich ist, umfasst der Abtastsignalgenerator 200 eine Anzahl n + 3 von Einheitsabtastsignalgeneratorteilen 210-1 bis 210-(n + 3) und ein ODER-Gatter 220. Ein erster Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-1 umfasst einen Inverter 202 zum Invertieren eines angelegten Eingabesignals Qn, eine Verzögerungseinheit 204 zum Verzögern der Ausgabe des Inverters 202 um eine vorbestimmte Zeitdauer und ein NOR-Gatter 206 zum Ausführen einer NOR-Verknüpfung des Eingabesignals Qn mit einer Ausgabe der Verzögerungseinheit 204 und zum Ausgeben eines Abtastsignals PTU0. Die Einheitsabtastsignalgeneratorteile 210-1 bis 210-n sind in einer Kaskadenstruktur miteinander verbunden. Das erste Abtastsignal PTU0 wird vom ersten Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-1 ausgegeben, ein zweites Abtastsignal PTU1 wird vom zweiten Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-2 ausgegeben, ein Rücksetzsignal RESET wird vom letzten Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-(n + 3) erzeugt und ein Durchlassgattersteuersignal PTR wird vom vorletzten Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-(n + 2) erzeugt.
Das ODER-Gatter 220 führt eine ODER-Verknüpfung des ersten bis (n+1)-ten Abtastsignals PTU0 bis PTUn aus und gibt ein Komparatorfreigabesignal EN aus.
9 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels für den Temperatursensor 101 aus 7. Dieser Temperatursensor hat die gleiche Konfiguration wie der Temperatursensor aus 4, außer einem zusätzlichen Widerstandswertabgleichteil 170 und einem modifizierten Komparator OP1. In 9 variiert der Widerstandswertabgleichteil 170 die Widerstandswerte für die entsprechenden Widerstände RU1 bis RU6 der ersten Widerstandskette 150 und umfasst Schmelzsicherungen F1-1, F1-2, F2-1, F2-2, ..., F6-2, die aus einem Polysiliziummaterial hergestellt sind und durch eine Lichtquelle, wie einem Laserstrahl usw., durchtrennt werden können. Der Widerstandswertabgleichteil 170 wird aus folgenden Gründen installiert. Da der Gesamtwiderstandswert des Abnahmewiderstandszweigs C von einem vorbestimmten Wert abweichen kann, auch wenn ein Temperaturabstimmungsvorgang zum Anpassen eines Auslösepunktes an einen gewünschten Temperaturpunkt durchgeführt wird, ist es wünschenswert, dass ein Abstimmvorgang mit den Widerstandswerten der Widerstände des Zweigs C durchgeführt wird.
Der Komparator OP1 hat im Gegensatz zum Komparator aus 4 einen Freigabeanschluss. Dabei wird, wenn das Freigabesignal EN mit einem hohen Zustand angelegt wird, ein Vergleichsvorgang durchgeführt, und wenn das Freigabesignal mit einem niedrigen Zustand angelegt wird, dann hat das Ausgabesignal OUT dauerhaft einen niedrigen Pegel.
10 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels für den Zählerausgabeteil 300 aus 7. Der Zählerausgabeteil 300 umfasst einen Flip-Flop-Schaltungsteil, der aus einer Mehrzahl von Flip-Flops T1 bis T3 aufgebaut ist, in welchen die Temperaturabtastdaten OUT über einen Taktanschluss CK des ersten Flip-Flops T1 empfangen wird und in welchen ein jeweiliger Ausgang eines vorausgehenden Flip-Flops mit einem Takteingang des nachfolgenden Flip-Flops verbunden ist und ein Eingabeanschluss T fest mit einem bestimmten logischen Pegel VCC verbun den ist. Zudem umfasst der Zählerausgabeteil 300 Durchlassgatter PG1 bis PG3 zum Übertragen der Ausgaben Q der Flip-Flops T1 bis T3 in Reaktion auf das Durchlassgattersteuersignal PTR und Zwischenspeicher L1 bis L3 zum Zwischenspeichern der Ausgaben der Flip-Flops T1 bis T3, welche von den Durchlassgattern PG1 bis PG3 übertragen werden.
11 zeigt ein Zeitablaufdiagramm zur Veranschaulichung des Betriebs der Temperaturabtastschaltung aus 7. In 11 korrespondieren Signalverläufe PTU0 bis PTU3 mit dem ersten bis vierten Abtastsignal, ein Signalverlauf OUT korrespondiert mit den Temperaturabtastdaten des Komparators OP1 und Signalverläufe RCQ0 bis RCQ2 korrespondieren mit den Zähldaten des Zählerausgabeteils 300.
Die 12 und 13 zeigen jeweils ein Schaltbild von Ausführungsbeispielen des Oszillators aus 7. In 12 umfasst der Oszillator 400 eine Inverterkette, welche aus einer ungeraden Anzahl von Inverterstufen IN10, IN11, IN12 aufgebaut ist, einen Kondensator C1, der zwischen einem Ausgabeanschluss der Inverterkette und Masse eingeschleift ist, eine Mehrzahl von Widerständen R1 bis Rn, welche in Reihe zwischen den Invertern IN10 und IN11 eingeschleift sind, und Schalttransistoren NM1 bis NMn, die parallel zu den Widerständen R1 bis Rn angeordnet sind, wobei die Schalttransistoren NM1 bis NMn angepasst sind, um die Widerstände R1 bis Rn in Reaktion auf die Zähldaten RCQ0 bis RCQ(n-1) selektiv kurzzuschließen. Beim Oszillatorbeispiel 400a von 13 ist ein modifizierter Schaltungsaufbau gewählt, wie gezeigt, wobei die Widerstände R1 bis Rn in Gruppen seriell zwischen der Versorgungsspannung bzw. der Massespannung, d.h. zwischen VDD bzw. Masse, einerseits und den Invertern IN10 bzw. IN11 andererseits eingeschleift sind, wiederum mit je einem zugeordneten Schalttransistor NM1 bis NMn.
14 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des Auffrischungszählers 500 aus 7. Der Auffrischungszähler 500 umfasst in diesem Beispiel eine Mehrzahl von Flip-Flops 510 bis 512. Das Oszillationssignal OSC des Oszillators wird über den Takteingang eines ersten Flip-Flops 510 empfangen, wobei ein Ausgang Q eines jeweils vorhergehenden Flip-Flops mit dem Takteingang CK eines nachfolgenden Flip-Flops verbunden ist und Eingangsanschlüsse T mit einem fest vorgegebenen logischen Pegel verbunden sind.
Nachfolgend wird die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Temperaturabtastschaltung beschrieben.
Der Temperatursensor 101 aus 7 ist als Thermometer mit einer Mehrzahl von Auslösepunkten ohne Erhöhung der Anzahl der Abnahmewiderstandszweige z.B. in der Konfiguration aus 9 ausgeführt. Mit der Annahme, dass sechs obere Auslösepunkte und sechs untere Auslösepunkte bezogen auf einen festgelegten Referenzauslösepunkt vorhanden sind, kann eine Auffrischungsperiode eines Halbleiterspeicherbausteins jeweils um sechs Stufen gemäß der Temperatur vergrößert oder verkleinert werden. Daher können plötzliche Wechsel der Auffrischungsperiode über und unter einen Abtasttemperaturpunkt vermieden und eine Feineinstellung der Auffrischungsperiode durchgeführt werden.
Das bedeutet, dass die Auffrischungsperiode in Übereinstimmung mit einer Temperaturänderung durch die Verwendung der Temperaturabtastschaltung in dem Halbleiterspeicherbaustein passend gesteuert werden kann, wodurch die elektrische Energie für den Selbstauffrischungsvorgang in Übereinstimmung mit der Temperaturänderung wesentlich reduziert werden kann und eine Auffrischverlässlichkeit des Halbleiterspeicherbausteins sichergestellt werden kann.
Der Temperatursensor 101 aus 7 kann auch in anderen elektronischen Schaltungen eingebaut sein, wie Gleichspannungsgeneratoren, Signalverzögerungspfaden usw., welche eine Feinsteuerung basierend auf der Temperatur benötigen.
Es sei z.B. angenommen, dass die Widerstände RU1 bis RU6 aus 9 bestimmt sind, Auslösepunkte in Stufen von 2°C individuell zu ändern, dass der Temperatursensor 101 aus 9 anfänglich auf 45°C gesetzt wird und eine Umgebungstemperatur des Speicherzellenfeldes 51 °C ist.
Zuerst wird das Abtastsignal PTU0 des Abtastsignalgenerators 200 mit einem hohen Zustand angelegt und das ODER-Gatter 220 aus 8 gibt das Freigabesignal EN in einem hohen Zustand aus. Wird der NMOS-Transistor TR0 aus 9 in Reaktion auf das erste Abtastsignal PTU0 leitend geschaltet, dann wird der Widerstand RU1 kurzgeschlossen, um den Gesamtwiderstandswert des Zweigs C zu reduzieren. Daher wird der Auslösepunkt des Temperatursensors 101 aus 9 um 2°C erhöht und nimmt einen Wert von 45°C + 2°C = 47°C an. Der Komparator OP1 führt einen Vergleichsvorgang in Reaktion auf das Freigabesignal EN aus, um die Temperaturabtastdaten OUT mit einem hohen Zustand auszugeben. Wechselt das angelegte erste Abtastsignal PTU0 von einem hohen auf einen niedrigen Pegel, dann nimmt das Komparatorfreigabesignal EN niedrigen Pegel an und die Ausgabe des Komparators OP1 wird von hohem Pegel auf niedrigen Pegel zurückgesetzt. 11 zeigt den Zeitsteuerungszusammenhang, der auf diesem Vorgang basiert.
Wird das zweite Abtastsignal PTU1 des Abtastsignalgenerators 200 mit einem hohen Zustand angelegt, dann gibt das ODER-Gatter 220 das Komparatorfreigabesignal EN in einem hohen Zustand aus und der NMOS-Transistor TR1 aus 9 wird leitend geschaltet. Dadurch wird der Widerstand RU2 kurzgeschlossen und der Gesamtwiderstandswert des Zweigs C wird stärker reduziert als im vorangegangenen Fall. Daher wird der Auslösepunkt des Temperatursensors 101 aus 9 um 2°C erhöht und nimmt einen Wert von 47°C + 2°C = 49°C an. Da die Umgebungstemperatur 51 °C ist, gibt der Komparator OP1 das Temperaturabtastsignal OUT immer noch mit einem hohen Zustand aus. Wechselt das zweite Abtastsignal PTU1 von hohem auf niedrigen Pegel, dann nimmt das Komparatorfreigabesignal EN niedrigen Pegel an und die Ausgabe des Komparators OP1 wird wieder von hohem Pegel auf niedrigen Pegel zurückgesetzt. Dieser Vorgang ist in 11 durch einen Pfeil zwischen dem Signalverlauf PTU1 und dem Signalverlauf Out dargestellt.
Wie bei dem oben beschriebenen Vorgang wird der Auslösepunkt auf 51 °C geändert, wenn das dritte Abtastsignal PTU2 mit einem hohen Zustand angelegt wird. Da die Umgebungstemperatur 51 °C ist, wechseln nun die vom Komparator OP1 ausgegebenen Temperaturabtastdaten OUT zwischen dem hohen und dem niedrigen Pegel. Wechselt das dritte Abtastsignal PTU2 von hohem auf niedrigen Pegel, dann nimmt das Komparatorfreigabesignal EN niedrigen Pegel an und die Ausgabe des Komparators OP1 wird auf niedrigen Pegel zurückgesetzt.
Der Zählerausgabeteil 300 gemäß 10 gibt die korrespondierenden Signalverläufe aus 11 aus. Der Signalverlauf RCQ0 wechselt in Reaktion auf eine abfallende Flanke der Temperaturabtastdaten OUT auf einen hohen Zustand und wechselt in Reaktion auf die nächste abfallende Flanke auf einen niedrigen Zustand. Daher werden die Ausgaben der Zwischenspeicher L2 und L3 als Signalverläufe RCQ1 und RCQ2 gemäß 11 zur Verfügung gestellt.
Der Oszillator 400 weist die Schalttransistoren NM1 bis NMn auf, um selektiv die Widerstände R1 bis Rn aus 12 in Reaktion auf die Zähldaten RCQ0 bis RCQn des Zählerausgabeteils 300 aus 7 kurzzuschließen, wodurch der Oszillator 400 das Oszillationssignal OSC mit einer gesteuerten Oszillationsperiode abhängig vom logischen Zustand der Zähldaten RCQ0 bis RCQn ausgibt. Sind die Zähldaten RCQ0 beispielsweise auf einem hohen Zustand, dann wird der korrespondierende Widerstand R1 kurzgeschlossen. Wird der Gesamtwiderstandswert des Oszillators 400 reduziert, dann wird eine Periode des Oszillationssignals OSC verkürzt. Diese Betriebsweise wird ebenfalls von der Schaltung aus 13 ausgeführt.
Wie oben ausgeführt ist, hat der Temperatursensor durch die Abtastsignale eine Mehrzahl von Auslösepunkten und die Schalttransistoren NM1 bis NMn werden selektiv durch die logischen Pegel der Zähldaten RCQ0 bis RCQn leitend geschaltet, um eine Feinsteuerung der Periode des Oszillationssignals OSC zur Verfügung zu stellen.
Der Auffrischungszähler 500 gemäß 14 gibt die Auffrischungszähldaten Q0 bis Q2 in Reaktion auf das Oszillationssignal OSC aus und die Auffrischungssteuerschaltung 600 empfängt die Daten und gibt das fein gesteuerte Auffrischungssteuersignal RFCON in Übereinstimmung mit der Temperatur aus. Dadurch wird die Auffrischungsperiode bei einer Temperaturabnahme vergrößert und bei einer Temperaturzunahme verkleinert.
Die obige Beschreibung gibt ein Beispiel an, bei dem der Auslösepunkt erhöht wird. Für den Fall, dass weitere Widerstände in ähnlicher Weise angeschlossen sind und die Ausgabe des Zählerausgabeteils 300 benutzt wird, ist es klar, dass der Auslösepunkt ausgehend vom Referenzauslösepunkt auch verringert werden kann.
Außerdem kann ein Temperaturintervall durch eine Stufe, welche kleiner als 1 °C oder 2°C ist, oder durch eine Stufe, welche größer als 2°C oder 3°C ist, fein gesteuert werden.
Das erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel des Zählerausgabeteils 300 kann ein binäres Suchverfahren verwenden, welches ein binäres sukzessives Approximationsverfahren anwendet. In diesem Fall können die Widerstandswerte der Widerstände der ersten und zweiten Widerstandskette so gesteuert werden, dass sich ein Auslösepunkt in Einheiten von 2, 4, 8, 16, 32 Grad vergrößert oder verkleinert.
Wie oben ausgeführt ist, wird ein Temperaturbereich in eine Mehrzahl von Temperaturbereichen aufgeteilt, wobei die Auffrischungsperiode um so länger ist, je mehr die Temperatur bei einem niedrigen Temperaturbereich liegt, und wobei die Auffrischungsperiode um so kürzer ist, je mehr die Temperatur bei einem hohen Temperaturbereich liegt. Entsprechend wird die Verlässlichkeit des Halbleiterspeicherbausteins sichergestellt und elektrische Energie wird gespart, die für den Auffrischungsvorgang erforderlich ist.
Gemäß den oben beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung ist es vorteilhaft, dass eine erforderliche Steuerung in Übereinstimmung mit einer Temperaturänderung sehr präzise und einfach ausgeführt werden kann, da der Temperatursensor eine Mehrzahl von Auslösepunkten ohne Erhöhung der Anzahl der Abnahmewiderstandszweige aufweist. Es versteht sich, dass außer den gezeigten weitere Ausführungsformen der Erfindung möglich sind, insbesondere verschiedene weitere schaltungstechnische Realisierungen für den Temperatursensor und die Temperaturabtastschaltung und weitere Varianten des Auffrischungsperioden-Steuerverfahrens.

Claims

Temperaturabtastschaltung, gekennzeichnet durch – einen Abtastsignalgenerator (200), der dafür eingerichtet ist, ein Rücksetzsignal (RESET) und Abtastsignale (PTU) zu erzeugen, – einen Temperatursensor (101) mit – einem Abnahmewiderstandszweig (C), in welchem ein Stromfluss (I1) in Reaktion auf einen Temperaturanstieg abnimmt, und – einem Stromspiegel-Differenzverstärker (DA), der mit dem Abnahmewiderstandszweig (C) verbunden ist, wobei der Temperatursensor (101) dafür eingerichtet ist, Temperaturabtastdaten (OUT) auszugeben, welche in Reaktion auf die Abtastsignale (PTU) erzeugt werden, und – einen Zählerausgabeteil (300), welcher dafür eingerichtet ist, die Temperaturabtastdaten (OUT) vom Temperatursensor (101) zu zählen und zwischenzuspeichern und Zähldaten (RCQ) auszugeben, wobei der Zählerausgabeteil (300) durch das Rücksetzsignal (RESET) des Abtastsignalgenerators (200) zurückgesetzt wird.
Temperaturabtastschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Temperatursensor (101) eine Bandlückenreferenzschaltung (B) umfasst, welche mit dem Differenzverstärker (DA) verbunden ist.
Temperaturabtastschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker (DA) einen Zunahmewiderstandsanschluss und einen Abnahmewiderstandsanschluss umfasst und der Temperatursensor (101) folgende Komponenten umfasst: – einen Zunahmewiderstandszweig (A), welcher zwischen dem Zunahmewiderstandsanschluss des Differenzverstärkers (DA) und einer niedrigeren Versorgungsspannung eingeschleift ist und in welchem ein Stromfluss (Ir) mit einem Temperaturanstieg zunimmt, – eine erste Widerstandskette (150) mit einer Mehrzahl von Widerständen (RU1 bis RU6), welche in Reihe zum Abnahmewiderstandszweig (C) zwischen dem Abnahmewiderstandsanschluss und der niedrigeren Versorgungsspannung eingeschleift sind, – einen Kurzschlussschaltungsteil (160), der dafür eingerichtet ist, einen oder mehrere der Widerstände (RU1 bis RU6) in Reaktion auf die Abtastsignale (PTU) selektiv kurzzuschließen, und – einen Komparator (OP1), der dafür eingerichtet ist, eine Referenztemperaturausgabe (ORef), welche am Zunahmewiderstandsanschluss auftritt, mit einer Abtasttemperaturausgabe (OT1) zu vergleichen, welche am Abnahmewiderstandsanschluss auftritt, und das Vergleichsergebnis als Temperaturabtastdaten (OUT) auszugeben.
Temperaturabtastschaltung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen Widerstandswertabgleichteil (170), welcher mit der ersten Widerstandskette (150) verbunden ist und dafür eingerichtet ist, Widerstandswerte von entsprechenden Widerständen (RU1 bis RU6) der ersten Widerstandskette (150) individuell zu verändern.
Temperaturabtastschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswertabgleichteil (170) eine Mehrzahl von Schmelzsicherungen (F1-1 bis F6-2) umfasst.
Temperaturabtastschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Temperatursensor (101) folgende Komponenten umfasst: – eine zweite Widerstandskette mit einer Mehrzahl von Widerständen (RU1 bis RU6), welche in Reihe zum Abnahmewiderstandszweig (C) zwischen dem Abnahmewiderstandsanschluss und der niedrigeren Versorgungsspannung eingeschleift sind, und – einen Kurzschlussaufhebeschaltungsteil, der dafür eingerichtet ist, einen Kurzschluss über einen oder mehrere der Widerstände (RU1 bis RU6) der zweiten Widerstandskette in Reaktion auf die Abtastsignale (PTU) selektiv aufzuheben.
Temperaturabtastschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastsignalgenerator (200) eine Mehrzahl von Einheitsabtastsignalgeneratorteilen (210-1 bis 210-(n+3)) umfasst, welche als Kaskade verschaltet sind, wobei jeder der Einheitsabtastsignalgeneratorteile (210-1 bis 210-(n + 3)) dafür eingerichtet ist, eine NOR-Verknüpfung mit einem anliegenden Eingabesignal und einem invertierten und verzögerten Signal des Eingabesignals auszuführen und das Ergebnis der NOR-Verknüpfung als korrespondierendes Ausgangssignal auszugeben, wobei ein erster Ein heitsabtastsignalgeneratorteil (210-1) ein erstes der Abtastsignale (PTU0) ausgibt, ein zweiter Einheitsabtastsignalgeneratorteil (210-2) ein zweites der Abtastsignale (PTU1) ausgibt, ein letzter Einheitsabtastsignalgeneratorteil (210-(n + 3)) das Rücksetzsignal (RESET) ausgibt und ein vorletzter Einheitsabtastsignalgeneratorteil ein Steuersignal (PTR) für ein Durchlassgatter ausgibt.
Temperaturabtastschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Zählerausgabeteil (300) folgende Komponenten umfasst: – eine Mehrzahl von Flip-Flops (T1, T2, T3), welche als Kaskade verschaltet sind und jeweils einen Eingabeanschluss (T), einen Ausgabeanschluss (Q) und einen Taktanschluss (CK) aufweisen, wobei der Eingabeanschluss (T) von jedem Flip-Flop (T1, T2, T3) mit einem festen Spannungspegel (VCC) verbunden ist, die Temperaturabtastdaten am Takteingang (CK) eines ersten Flip-Flops (T1) empfangen werden und ein Ausgabesignal, das am Ausgabeanschluss (Q) eines vorhergehenden Flip-Flops (T1, T2, T3) auftritt, an den Takteingang (CK) des nachfolgenden Flip-Flops (T1, T2, T3) angelegt wird, – ein jeweiliges Durchlassgatter (PG1, PG2, PG3), welches dafür eingerichtet ist, das Ausgabesignal des zugehörigen Flip-Flops (T1, T2, T3) in Reaktion auf das Durchlassgatter-Steuersignal (PTR) zu übertragen, und – einen jeweiligen Zwischenspeicher (L1, L2, L3), der dafür eingerichtet ist, das Ausgabesignal des betreffenden Flip-Flops (T1, T2, T3) zwischenzuspeichern, welches vom zugehörigen Durchlassgatter (PG1, PG2, PG3) übertragen wird.
Temperaturabtastschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch einen Oszillator (400), welcher ein Oszillations signal (OSC) ausgibt, das eine Schwingungsdauer aufweist, die von der Zähldatenausgabe des Zählerausgabeteils (300) gesteuert wird.
Temperaturabtastschaltung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen Auffrischungszähler (500) mit einer Mehrzahl von Flip-Flops (510, 511, 512), welche als Kaskade verschaltet sind und jeweils einen Eingabeanschluss (T), einen Ausgabeanschluss (Q) und einen Taktanschluss (CK) aufweisen, wobei der Eingabeanschluss (T) von jedem Flip-Flop (510, 511, 512) mit einem festen Spannungspegel verbunden ist, das Oszillatorsignal (OSC) am Takteingang (CK) eines ersten Flip-Flops (510) empfangen wird und ein Ausgabesignal, das am Ausgabeanschluss (Q) von jedem vorhergehenden Flip-Flop (510, 511, 512) auftritt, an den Takteingang (CK) des nachfolgenden Flip-Flops (510, 511, 512) angelegt wird.
Temperaturabtastschaltung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (400) folgende Komponenten umfasst: – eine Inverterkette mit einer ungeraden Anzahl von Invertern (IN10, IN11, IN12), – einen Kondensator (C1), der zwischen einem Ausgabeanschluss der Inverterkette und einer niedrigeren Versorgungsspannung eingeschleift ist, – eine Mehrzahl von Widerständen (R1 bis Rn) die als Kaskade zwischen Invertern (IN10, IN11) der Inverterkette eingeschleift sind, und – Schalttransistoren (NM1 bis NMn), die jeweils parallel zu den Widerständen (R1 bis Rn) angeordnet und dafür eingerichtet sind, selektiv in Reaktion auf die Zähldaten (RCQ0 bis RCQn) die Widerstände (R1 bis Rn) kurzzuschließen.
Temperaturabtastschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Temperatursensor (101) folgende Elemente enthält: – den Abnahmewiderstandszweig (C), wobei der Abnahmewiderstandszweig (C) eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Widerständen (RU1 bis RU6) und Mittel (160) zum selektiven Kurzschließen von einem oder mehreren der Widerstände (RU1 bis RU6) umfasst, um einen Gesamtwiderstandswert im Abnahmewiderstandszweig (C) einzustellen, – einen Zunahmewiderstandszweig (A) mit einem zweiten Strom (Ir), welcher in Reaktion auf einen Temperaturanstieg zunimmt, – einen Stromspiegel-Differenzverstärker (DA), welcher einen Zunahmewiderstandsanschluss, der mit dem Zunahmewiderstandszweig (A) Verbunden ist, und einen Abnahmewiderstandsanschluss umfasst, der mit dem Abnahmewiderstandszweig (C) verbunden ist, und dafür eingerichtet ist, eine erste Spannung (OT1) auszugeben, die eine Abtasttemperatur repräsentiert, welche mit dem ersten Strom (I1) korrespondiert, und eine zweite Spannung (ORef) auszugeben, welche eine Refe renztemperatur repräsentiert, die mit dem zweiten Strom (Ir) korrespondiert, und – einen Komparator (OP1), der dafür eingerichtet ist, die erste Spannung (OT1) mit der zweiten Spannung (ORef) zu vergleichen und ein Ausgabesignal (OUT) mit einem ersten logischen Pegel auszugeben, wenn die erste Spannung (OT1) großer als die zweite Spannung (ORef) ist, und das Ausgabesignal mit einem zweiten Pegel auszugeben, wenn die erste Spannung (OT1) kleiner als die zweite Spannung (ORef) ist.
Temperatabtastschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekenn zeichnet, dass die Mittel (160) zum selektiven Kurzschließen von einem oder mehreren der Widerstände (RU1 bis RU6) eine Mehrzahl von Schaltern (TR0 bis TR5) aufweise die jeweils parallel zu den Widerständen (RU1 bis RU5) angeordnet sind, wobei die Schalter dafür eingerichtet sind, die Widerstände (RU1 bis RU6) in Reaktion auf Steuersignale (PTU0 bis PTU5) selektiv kurzzuschließen.
Temperatabtastschaltung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Abnahmewiderstandszweig (C) einen Widerstandswertabgleichteil (170) umfasst, welcher über den Widerständen (RU1 bis RU6) angeordnet und dafür eingerichtet ist, Widerstandswerte von entsprechenden Widerständen (RU1 bis RU6) individuell zu verändern.
Temperaturabtastschaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswertabgleichteil (170), eine Mehrzahl von Schmelzsicherungen (F1-1 bis F6-2) umfasst.
Temperaturabtastschaltung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (OP1) einen Freigabeeingang umfasst und das Ausgabesignal (OUT) in Reaktion auf einen inaktiven Zustand des Freigabesignals (EN) unabhängig von der ersten und zweiten Spannung (OT1, ORef) mit einem festen logischen Pegel ausgibt.
Periodensteuerschaltung für eine integrierte Halbleiterschaltung, gekennzeichnet durch – einen Abtastsignalgenerator (200), der dafür eingerichtet ist, ein erstes und ein zweites Steuersignal zu erzeugen, – eine Temperaturabtastschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, welche dafür eingerichtet ist, das erste Steuersignal des Abtastsignalgenerators (200) zu empfangen, – eine Zählerschaltung (300), welche dafür eingerichtet ist, das zweite Steuersignal und eine Ausgabe der Temperaturabtast schaltung zu empfangen und die Ausgabe der Temperaturabtastschaltung zu zählen und zwischenzuspeichern, und eine Schaltung, in welcher eine Verzögerungszeit und/oder ein Pegel durch Ausgabesignale der Zählerschaltung (300) gesteuert wird.