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Die
Erfindung betrifft eine Temperaturabtastschaltung und eine zugehörige Periodensteuerschaltung,
insbesondere zur Verwendung in integrierten Halbleiterschaltkreisen.
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Verschiedene
Halbleiterbausteine, welche in integrierte Schaltungschips, wie
CPUs, Speicher und Gatearrays usw., eingebettet sind, sind in mannigfachen
elektrischen Produkten enthalten, wie tragbare Personalcomputer,
persönliche
digitale Assistenten (PDAs), Server und Arbeitsstationen. Wenn diese elektrischen
Produkte einen Schlafmodus zum Energiesparen aufweisen, werden dazu
die meisten Schaltungskomponenten in einen abgeschalteten Zustand
versetzt. Dynamische Speicher mit direktem Zugriff (DRAM) sollten
als flüchtige
Speicher selbst einen Datenauffrischungsvorgang für ihre Speicherzellen
durchführen,
um die in den Speicherzellen gespeicherten Daten kontinuierlich
zu erhalten. Der Selbstauffrischungsvorgang benötigt elektrische Selbstauffrischungsenergie
im DRAM. Die Reduzierung der elektrischen Leistung in einem batteriebetriebenen
System mit niedrigem Energieverbrauch ist jedoch von großer Bedeutung.
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Eine
Technik, um die zur Selbstauffrischung benötigte elektrische Energie zu
reduzieren, besteht darin, die Auffrischungsperiode abhängig von
der Temperatur zu verändern.
Die Datenhaltezeit in einem DRAM wird bei reduzierten Temperaturen
länger.
Daher wird der Temperaturbereich in mehrere Bereiche aufgeteilt
und die Frequenz des Auffrischungstaktes wird in einem niedrigeren
Temperaturbereich abgesenkt, um so den elektrischen Energieverbrauch
zu reduzieren. Um eine interne Temperatur des DRAMs zu ermitteln,
ist ein eingebauter Temperatursensor mit niedrigem elektrischem
Energieverbrauch erforderlich.
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1 zeigt
eine Schaltungskonfiguration eines herkömmlichen Temperatursensors,
der eine Bandlückenreferenzschaltung
benutzt. Wie aus 1 ersichtlich ist, umfasst ein
Temperatursensor 100 einen Differenzverstärker DA
vom Stromspiegeltyp, einen Abnahmewiderstandszweig C, in welchem der
Stromfluss mit ansteigender Temperatur abnimmt, einen Zunahmewiderstandszweig
A, in welchem der Stromfluss mit ansteigender Temperatur zunimmt
und einen Komparator OP1 zum Ausgeben eines Vergleichsausgabesignals
OUT als Ergebnis eines Vergleichs zwischen einer Referenztemperatur ORef
und einer Abtasttemperatur OT1. MOS-Transistoren MP1, MP2, MP3 vom
P-Typ haben ein Größenverhältnis von
1:1:1 und MOS-Transistoren MN1, MN2, MN3 vom N-Typ haben ebenfalls
ein Größenverhältnis von
1:1:1, wobei die Größe das Produkt von
Kanallänge
L und Gatebreite W anzeigt. Die PMOS-Transistoren MP1, MP2, MP3
und die NMOS-Transistoren MN1, MN2, MN3 sind in der gezeigten Weise
verschaltet. Je ein PMOS- und ein NMOS-Transistor sind seriell zwischen
einer Versorgungsspannung VDD und Masse im Zunahmewiderstandszweig
C vor einem Widerstand R1, im Abnahmewiderstandszweig A vor einem
Widerstand R und einer Diode D2 bzw. in einem dritten Zweig B vor
einer Diode D1 angeordnet.
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Der
in 1 dargestellte Temperatursensor arbeitet wie folgt.
Ein Strom I0:Ir = 1:1 fließt
bei einem Stromspiegelbetrieb der PMOS-Transistoren MP1, MP2 und
der NMOS-Transistoren MN1, MN2, und die Spannungen in den Zweigen
A und B haben den gleichen Pegel.
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Eine
Stromgleichung für
einen Einschaltbereich in einer allgemeinen Übergangsdiode ergibt sich zu
I = Is(e(VD/VT) – 1) ≈ Is·e(VD/VT),
wobei Is einen Sperrsättigungsstrom
anzeigt, VD eine Diodenspannung ist und VT gleich kT/q ist und eine
thermische Spannung bezeichnet.
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In
den Zweigen A und B auftretende Spannungen VA, VB sind gleich, daher
gilt VA = VB = VD1 = VD2 + Ir·R.
Zudem gilt I0 = Is1·e(VD/VT) → VD1 = VT·In(I0/IS1) und Ir = Is2·e(VD/VT) → VD2
= VT·In(Ir/Is2) = VT·In(I0/Is2) = VT·In(I0/M·Is1), wobei M eine natürliche Zahl ist, welche ein
Größenverhältnis der
Dioden D2 und D1 anzeigt, d.h. M = (Größe von D2)/(Größe von D1).
Daher wird VD1 = VD2 + Ir·R
zu VT·In(I0/Is1) = VT·In(I0/M·Is1) + Ir·R.
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Das
bedeutet, dass Ir = VT·In(M)/R
ist. Entsprechend fließt
ein zur Temperatur proportionaler Strom im Zweig A. Zusätzlich ist,
wenn die Ströme
I1 und I0 in den Zweigen C bzw. B einen ähnlichen Stromwert haben, eine
Spannung VC im Zweig C ungefähr
gleich dem Wert der Spannung VB im Zweig B und daher gilt VC = VD1
= VT·In(I0/Is).
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Allgemein
steigt der Sperrsättigungsstrom
Is im Vergleich mit der Spannung VT mit ansteigender Temperatur
stark an, wodurch eine Diodenspannung eine Abnahmecharakteristik
basierend auf der Temperatur aufweist. In anderen Worten ausgedrückt, da die
Spannung VC durch den Temperaturanstieg abnimmt, wird der Strom
I1 im Zweig C durch den Temperaturanstieg reduziert.
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Somit
ist der Widerstandswert des Widerstandes R1 des Abnahmewiderstandszweigs
C so abgestimmt, dass sich die Werte der Ströme Ir und I1 bei einer bestimmten
Temperatur T1 kreuzen, wie aus 2 ersichtlich
ist. Der Temperatursensor 100 aus 1 wirkt
als Temperatursensor, der mit einem Auslösepunkt bei der speziellen
Temperatur T1 ausgeführt
ist. 2 zeigt eine Temperatur-Strom-Kennlinie zur Darstellung
der Änderungen,
die in den Widerstandszweigen beim Betrieb des Temperatursensors
aus 1 auftreten. Ist die spezielle Temperatur T1 in 2 beispielsweise
45°C, dann
wird das Ausgabesignal OUT vom Komparator OP1 innerhalb des Temperatursensors 100 mit
einer Kurvenform OUT gemäß 3 zur
Verfügung
gestellt, d.h. 3 zeigt eine Signalform der
Ausgabe des Komparators OP1 während
des Betriebs des Temperatursensors aus 1.
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Durch
Verwendung des eingebauten Temperatursensors aus 1 in
einem Halbleiterspeicherbaustein, wie einem DRAM, wird ein Temperaturabstimmvorgang
mit dem Temperatursensor durchgeführt. Entsprechend sind Komponenten,
welche den Temperatursensor bilden, empfindlich bezüglich Änderungen
im Herstellungsprozess, wodurch sich der Auslösepunkt ändern kann. Der Temperaturabstimmvorgang,
bei dem der veränderte
Auslösepunkt
an einen Auslegungstemperaturpunkt angepasst wird, wird gewöhnlich für jeden
separaten Chip auf Waferlevel durchgeführt, und ein Detektionsvorgang
zum Detektieren einer durch Herstellungsprozessänderungen verursachten Temperaturverschiebung
und ein Temperaturabstimmvorgang durch Auftrennen eines Bauteils
wie einer Schmelzsicherung oder dergleichen werden nacheinander
ausgeführt.
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Hierbei
weist der Temperatursensor aus 1 nur einen
Abnahmewiderstandszweig C auf, daher gibt es nur einen Auslösepunkt
für eine
spezielle Temperatur. Daher weisen Auffrischungsperioden, die durch
eine Temperatur unterhalb/oberhalb einer spezifischen Temperatur
ge steuert werden, eventuell deutliche Unterschiede auf. So sind
beispielsweise bei einer speziellen Temperatur von 45°C die Auffrischungsperioden
für Temperaturen zwischen
1°C und
44°C länger und
bei einer Temperatur von 46°C
oder darüber
kürzer,
die höher
als der Auslösepunkt
ist.
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Um
den deutlichen Unterschied zwischen Auffrischungsperioden bei Temperaturen über der speziellen
Temperatur und unter der speziellen Temperatur abzuschwächen, kann
ein separater Abnahmewiderstandszweig parallel zum Abnahmewiderstandszweig
C des herkömmlichen
Temperatursensors von 1 geschaltet werden. Um beispielsweise
einen Temperatursensor mit zwei Auslösepunkten zu erhalten, wird
ein weiterer Zweig parallel zum Zweig C aus 1 angeordnet
und der Zweig wird mit einem Widerstand verbunden.
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Es
können
bei Bedarf weitere Widerstandszweige entsprechend der erforderlichen
Anzahl von Auslösepunkten
installiert werden, um mehr als zwei Auslösepunkte zu erhalten. Zur allgemeinen
Steuerung der Auffrischungsperioden werden jedoch meist Temperatursensoren
mit zwei Auslösepunkten
benutzt, da Probleme mit der zunehmenden Zeitdauer, die benötigt wird,
um den Widerstandsabstimmungsvorgang basierend auf Prozessänderungen
durchzuführen,
und mit einer Vergrößerung der
vom Temperatursensor belegten Fläche
auftreten können,
wenn mehr als zwei Zweige vorgesehen werden.
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Das
bedeutet, dass es schwierig ist, mehr als zwei Auslösepunkte
in einem herkömmlichen
Temperatursensor zu haben. Daher ist es bei Verwendung eines solchen
herkömmlichen
Temperatursensors in einem Halbleiterspeicherbauelement schwierig,
eine Auffrischungsperiode für
den Halbleiterspeicher passend zur Temperaturänderung ohne plötzliche
Veränderung
der Auffrischungsperiodensteuerung zu steuern, wo durch die Zuverlässigkeit
des Halbleiterspeicherelements abnehmen kann.
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4 zeigt eine Temperatursensoranordnung,
wie sie in einer erfindungsgemäßen Temperaturabtastschaltung
verwendbar und beispielsweise in der nachveröffentlichten Offenlegungsschrift
DE 103 36 294 A1 offenbart
ist. Dort wird der Temperatursensor in einer Temperaturabtastschaltung
eingesetzt, die seriell einen Signalgenerator zur Auffrischperiodensteuerung,
einen Selbstauffrischtaktgenerator und eine Auffrischsteuerschaltung
zwischen dem Temperatursensor und einem Speicherzellenfeld eines
DRAM-Chips umfasst.
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In
der Patentschrift
DE
196 40 383 C1 ist eine Temperatursensorschaltung mit einem
ein analoges Ausgangssignal liefernden Temperaturfühler und
mit einer Komparatoreinrichtung beschrieben, die eingangsseitig
mit dem Temperaturfühler
verbunden ist und ausgangsseitig ein vorge gebenes Signal als Übertemperaturanzeige
bereitstellt, sobald am Temperaturfühler eine vorgegebene Temperaturgrenze überschritten
ist Eine Auskoppelstufe ist eingangsseitig sowohl mit einem Ausgang
der Komparatoreinrichtung als auch mit dem Temperaturfühler direkt
oder über
eine Verstärkerstufe
verbunden und weist einen Ausgang auf, an dem ein zur Temperatur am
Temperaturfühler
proportionales Ausgangssignal abgreifbar ist, solange selbige unterhalb
der Temperaturgrenze liegt, und ein konstantes Ausgangssignal abgreifbar
ist, wenn selbige größer als
die Temperaturgrenze ist.
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In
der Patentschrift
US
5.980.106 A ist eine Temperaturdetektionsschaltung offenbart,
die eine an einen Detektionsknoten angekoppelte erste Stromquelle
eine ebenfalls an den Detektionsknoten angekoppelte und zur ersten
in Reihe geschaltete zweite Stromquelle mit einem gegenüber der
ersten anderen Temperaturkoeffizienten, einen eingangsseitig an
den Detektionsknoten gekoppelten Detektor und eine an einen Ausgang des
Detektors gekoppelte Hystereseschaltung umfasst, die eine dritte
Stromquelle und einen Schalter beinhaltet, um dem Detektionsknoten
Strom von der dritten Stromquelle zuzuführen, wenn der Detektionssignalpegel
in einem vorgegebenen Bereich liegt.
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Die
Offenlegungsschrift
DE
100 38 693 A1 offenbart einen Temperatursensor mit zwei
Feldeffekttransistorschaltungen und Mitteln zum Betreiben derselben,
wobei die zweite an einem Arbeitspunkt betrieben wird, in welchem
die Gatespannung für
einen konstanten Drain-Source-Strom im Wesentlichen temperaturunabhängig ist,
und die erste in einem Arbeitsbereich betrieben wird, der oberhalb
des temperaturunabhängigen
Arbeitspunktes liegt und in welchem die Gatespannung für einen
konstanten Drain-Source-Strom mit zunehmender Temperatur zunimmt,
wobei die Spannungsdifferenz der beiden Transistorschaltungen als
Maß für die Temperatur
an der ersten Transistorschaltung ausgewertet wird. Eine dazu verwendbare
Schaltungsanordnung steuert die Verstärkung einer Verstärkerschaltung
mit einem für
letztere als Stromquelle dienenden Steuertransistor vom Feldeffekttyp
und weist Mittel zur Steuerung der Gatespannung des Steuertransistors derart
auf, dass der Strom durch die Verstärkerschaltung bei geringen
Temperaturen der Verstärkerschaltung
reduziert ist, so dass eine im Wesentlichen temperaturunabhängige Verstärkung eingestellt
wird.
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Der
Erfindung liegt als technisches Problem zugrunde, eine Temperaturabtastschaltung
und eine zugehörige
Periodensteuerschaltung anzugeben, die in der Lage sind, mehrere
Auslösepunkte
ohne Vergrößerung der
Anzahl von Abnahmewiderstandszweigen zur Verfügung zu stellen.
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Die
Erfindung löst
dieses Problem durch eine Temperaturabtastschaltung mit den Merkmalen
des Patentanspruchs 1 und durch eine Periodensteuerschaltung mit
den Merkmalen des Patentanspruchs 17.
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Vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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Die
Erfindung stellt eine Temperaturabtastschaltung mit einem Temperatursensor
zur Verfügung,
welche an die innere Struktur einer integrierten Halbleiterschaltung
anpassbar ist und eine Mehrzahl von Auslösepunkten ohne Vergrößerung der
Anzahl von Abnahmewiderstandszweigen im Temperatursensor umfasst.
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Insbesondere
stellt die Erfindung eine eingebaute Temperaturabtastschaltung zur
passenden Steuerung der Auffrischungsperiode gemäß Temperaturänderungen
zur Verfügung.
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Die
Erfindung stellt auch eine eingebaute Temperaturabtastschaltung
zur Verfügung,
die in der Lage ist, den für
einen Selbstauffrischungsvorgang erforderlichen elektrischen Energieverbrauch
je nach Temperaturänderung
wesentlich zu reduzieren.
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Durch
die Erfindung kann eine Mehrzahl von Auslösepunkten für einen großen Temperaturbereich zur Verfügung gestellt
werden, ohne die Anzahl von Abnahmewiderstandszweigen zu erhöhen. Dies
bedeutet, dass eine feinere Steuerung abhängig von Temperaturänderungen
mit relativ geringem Aufwand durchgeführt werden kann.
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Vorteilhafte,
nachfolgend beschriebene Ausführungsformen
der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben erläuterte,
herkömmliche
Ausführungsbeispiel
sind in den Zeichnungen dargestellt. Es zeigen:
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1 ein
Schaltbild eines herkömmlichen Temperatursensors
mit einer Bandlückenreferenzschaltung,
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2 ein
Temperatur-Strom-Diagramm mit Kennlinien für Wider standszweige beim Betrieb
des Temperatursensors aus 1,
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3 ein
Signalverlaufsdiagramm für
ein Ausgabesignal eines Komparators beim Betrieb des Temperatursensors
aus 1,
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4 ein
Schaltbild einer Temperatursensoranordnung zur Verwendung in einer
Temperaturabtastschaltung gemäß der Erfindung,
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5 ein
Temperatur-Strom-Diagramm mit Kennlinien und mehreren zugehörigen Auslösepunkten
beim Betrieb des Tempera tursensors aus 4,
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6 ein
Signalverlaufsdiagramm für
ein variables Ausgabesignal eines Komparators beim Betrieb des Temperatursensors
aus 4,
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7 ein
Blockschaltbild einer Temperaturab tastschaltung gemäß der Erfindung
in einem Halbleiterspeicherbaustein,
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8 ein
Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
eines Abtastsignalgenerators aus 7,
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9 ein
Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
eines Temperatur sensors aus 7,
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10 ein
Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
eines Zähleraus
gabeteils aus 7,
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11 ein
Zeitablaufdiagramm des Betriebs der Temperaturabtastschaltung aus 7,
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12 und 13 Schaltbilder
je eines Ausführungsbeispiels
eines Oszillators aus 7 und
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14 ein
Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
eines Auffrischungszählers
aus 7.
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Bei
einer in 4 gezeigten Temperatursensoranordnung,
die für
eine Temperaturabtastschaltung gemäß der Erfindung verwendbar
ist, sind eine erste Widersfandskette 150 und ein Kurzschlussschaltungsteil 160 mit
einem modifizierten Abnahmewiderstandszweig C des Temperatursen
sors 100 von 1 verbunden.
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Der
Temperatursensor 100 aus 4 umfasst
dementsprechend den Stromspiegeldifferenzverstärker DA, den Abnahmewiderstandszweig
C, der zwischen einem Abnahmewiderstandsanschluss NO1 des Differenzverstärkers DA
und einer Massespannung VSS eingeschleift ist und in welchem der Stromfluss
mit ansteigender Temperatur abnimmt, und den Zunahmewiderstandszweig
A, der zwischen einem Zunahmewiderstandsanschluss des Differenzverstärkers DA
und Masse eingeschleift ist und in welchem der Stromfluss mit ansteigender
Temperatur zunimmt. Die erste Widerstandskette 150 weist eine
Mehrzahl von Widerständen
RU1 bis RU6 auf, welche in Reihe zwischen dem Abnahmewiderstandsanschluss
NO1 und einem Widerstandsknoten NO2 des Abnahmewiderstandszweigs
C vor dem Widerstand R1 eingeschleift sind. Der Kurzschlussschaltungsteil 160 dient
zum individuellen und selektiven Kurzschließen der Widerstände RU1
bis RU6 in Reaktion auf Abtastsignale PTU0 bis PTU5. Der Komparator
OP1 dient zum Vergleichen einer Referenztemperaturausgabe ORef,
die am Zunahmewiderstandsanschluss auftritt, mit einer Abtasttemperaturausgabe
OT1, die am Abnahmewiderstandsanschluss NO1 auftritt, und zum Ausgeben
des Vergleichsergebnisses OUT.
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Die Übergangsdioden
D2, D1, welche sich jeweils in einem der Zweige A und B des Differenzverstärkers DA
befinden, haben die gleiche Größe und die
MOS-Transistoren MP1, MP2, MP3 vom P-Typ haben ein Größenverhältnis von
1:1:1. Zudem haben die MOS-Transistoren MN1, MN2, MN3 vom N-Typ
ebenfalls ein Größenverhältnis von
1:1:1. Die Widerstände
RU1 bis RU6 haben im dargestellten Ausführungsbeispiel jeweils unterschiedliche
Werte. Der Widerstand RU1 hat den niedrigsten Widerstandswert und
der Widerstand RU6 hat den größten Widerstandswert.
Die übrigen
Widerstandswerte der Mehrzahl von Widerständen RU1 bis RU6 werden unter
der Bedingung RU1 < RU2 < RU3 < RU4 < RU5 < RU6 bestimmt.
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Der
Kurzschlussschaltungsteil 160 ist aus einer Mehrzahl von
NMOS-Transistoren
TR0 bis TR5 aufgebaut, welche jeweils leitend geschaltet werden, wenn
ein korrespondierendes unter den Abtastsignalen PTU0 bis PTU5 in
einen hohen Zustand wechselt. Dadurch wird ein korrespondierender
unter den Widerständen
RU1 bis RU5 kurzgeschlossen.
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Das
bedeutet, dass die mehreren NMOS-Transistoren TR0 bis TR5 normalerweise sperrend
geschaltet sind, so dass ihr elektrischer Energieverbrauch sehr
gering ist.
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In
der Temperatursensoranordnung aus 4 basierend
auf der oben beschriebenen Struktur werden die Widerstände RU1
bis RU6, die in der ersten Widerstandskette 150 angeordnet
sind, selektiv kurzgeschlossen, wodurch eine Mehrzahl von Auslösepunkten
erhalten werden kann, ohne die Anzahl von Abnahmewiderstandszweigen
zu erhöhen.
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5 zeigt
Temperatur-Strom-Kennlinien, die eine Mehrzahl von Auslösepunkten
zum Betrieb des Temperatursensors aus 4 generieren.
Eine horizontale Achse zeigt im Diagramm von 5 eine Temperatur
T an und eine vertikale Achse zeigt einen Strom I an. 6 zeigt
Ausgabeänderungen
des Komparators OP1 beim Betrieb des Temperatursensors aus 4.
Die horizontale Achse des Diagramms von 6 zeigt
eine Temperatur an und die vertikale Achse zeigt eine Spannung V
an.
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Für den Fall,
dass der Gesamtwiderstandswert aller Widerstände RU1 bis RU6, welche in
der ersten Widerstandskette 150 aus 4 angeordnet sind,
zusammen mit dem Widerstand R1 gleich demjenigen des einzelnen Widerstands
R1 aus 1 ist, und die NMOS-Transistoren TR0 bis TR5 alle
sperrend geschaltet sind, entspricht der Stromfluss im Zweig C des
Temperatursensors 100 der Kennlinie I1 aus 5 und
die Ausgabe des Komparators OP1 wird als Signalform OUT aus 6 zur
Verfügung gestellt,
d.h. dies ist analog zum Betrieb des Sensors 100 von 1 gemäß den 2 und 3.
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Wird
das Abtastsignal PTU0 mit einem hohen Zustand angelegt, dann wird
der NMOS-Transistor TR0 leitend geschaltet und der Widerstand RU1 wird
kurzgeschlossen. Dadurch wird der Gesamtwiderstandswert im Zweig
C um den Widerstandswert des Widerstands RU1 reduziert.
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Folglich
wird der Stromfluss im Zweig C des Temperatursensors 100 erhöht, wie
aus der Kennlinie I1a aus 5 ersichtlich
ist, und die Ausgabe des Komparators OP1 wird als Signalform OU1a
aus 6 zur Verfügung
gestellt.
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Wird
das Abtastsignal PTU1 mit einem hohen Zustand angelegt, dann wird
der NMOS-Transistor TR1 leitend geschaltet und der Widerstand RU2 wird
kurzgeschlossen. Dadurch wird der Gesamtwiderstandswert im Zweig
C um den Widerstandswert des Widerstands RU2 reduziert. Folglich
wird der Stromfluss im Zweig C des Temperatursensors erhöht, wie
aus der Kennlinie I2a aus 5 ersichtlich ist,
und die Ausgabe des Komparators OP1 wird als Signalform OU2a aus 6 zur
Verfügung
gestellt.
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Wie
oben ausgeführt
ist, kann eine Vielzahl von Auslösepunkten
durch individuelles Kurzschließen
von Widerständen
der ersten Widerstandskette 150 in dem einzigen benutzten
Abnahmewiderstandszweig C festgelegt werden. Analog können Kennlinien 11b, 12b in 5 und
Signalformen OU1b, OU2b in 6 in nicht
explizit gezeigter Weise dadurch erhalten werden, dass zusätzlich eine
zur ersten gleichartige zweite Widerstandskette und ein entsprechender
zweiter Kurzschlussschaltungsteil mit dem Widerstandsknoten NO2
aus 4 verbunden werden. In diesem Fall sind z.B. die
Transistoren des zweiten Kurzschlussschaltungsteils im Normalfall
leitend geschaltet, und wenn ein Transistor sperrend geschaltet
wird, wird dadurch ein Widerstand in der zweiten Widerstandskette
zugeschaltet. Dadurch erhöht
sich der Gesamtwiderstandswert des Zweigs C, um den Stromfluss im
Zweig C zu reduzieren.
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7 zeigt
ein Blockschaltbild eines Halbleiterspeicherbausteins, der eine
Temperaturabtastschaltung 10 umfasst. Die Temperaturabtastschaltung 10 kann
eine Temperatursensoranordnung gemäß 4 mit einer
Mehrzahl von Temperaturauslösepunkten
mittels eines einzelnen Widerstandszweiges umfassen. Durch Verwendung
der Temperaturabtastschaltung 10 aus 7 in
einem Halbleiterspeicherbaustein, wie einem DRAM usw., kann eine Feinsteuerung
der Auffrischungsperiode durchgeführt werden.
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7 zeigt
somit ein Beispiel einer Verwendung einer Temperaturabtastschaltung
gemäß der Erfindung
in einem Hableiterspeicherbaustein. Wie aus 7 ersichtlich
ist, ist die Temperaturabtastschaltung 10 auf einem integrierten
Halbleiterschaltungschip montiert und fungiert als On-Chip-Thermometer.
Zur Vereinfachung zeigt 7 schematisch nur Blöcke zur
Auffrischung des Halbleiterspeicherbausteins.
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In 7 umfasst
die Temperaturabtastschaltung 10 einen Abtastsignalgenerator 200 zum
Erzeugen eines Rücksetzsignals
RESET und von Abtastsignalen PTUi, einen Temperatursensor 101 mit
einem Stromspiegeltyp-Differenzverstärker, der mit dem Abnahmewiderstandszweig
verbunden ist, in dem ein Stromfluss reduziert wird, wenn die Temperatur ansteigt,
wobei der Temperatursensor 101 als Temperaturabtastdaten
OUT eine Temperaturausgabe ausgibt, die in Reaktion auf die Abtastsignale
erzeugt wird, und einen Zählerausgabeteil 300 zum
Zählen und
Zwischenspeichern der Temperaturabtastdaten OUT, die vom Tem peratursensor 101 ausgegeben werden,
und zum Ausgeben von Zähldaten
RCQ, wobei der Zählerausgabeteil 300 durch
das Rücksetzsignal
RESET des Abtastsignalgenerators 200 zurückgesetzt
wird. Der Temperatursensor 101 innerhalb der Temperaturabtastschaltung 10 ist
an der Nachbarschaft eines Speicherzellenfeldes 700 angeordnet.
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Ein
Oszillator 400 gibt ein Oszillationssignal OSC aus, dessen
Schwingungsperiode in Reaktion auf die Zähldaten RCQ gesteuert wird
Ein Auffrischungszähler 500 gibt
Auffrischungszähldaten
QO, ..., Qn in Reaktion auf das Oszillationssignal OSC aus. Eine
Auffrischungssteuerschaltung 600 empfängt die Auffrischungszähldaten
QO, ..., Qn und gibt ein Auffrischungssteuersignal RFCON aus. Eine Wortleitung
einer Speicherzelle wird durch das Auffrischungssteuersignal RFCON
freigeschaltet, um einen Auffrischungsvorgang auszuführen. Das
bedeutet, dass die Auffrischungssteuerschaltung 600 in
Abhängigkeit
von einer Ausgabe des Auffrischungszählers 500 zum Zählen des
Oszillationssignals OSC des Oszillators 400 so gesteuert
wird, dass eine Auffrischungsperiodendauer verlängert wird, wenn die Temperatur
abnimmt, und verkürzt
wird, wenn die Temperatur ansteigt.
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8 zeigt
ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
für den
Abtastsignalgenerator 200 aus 7. Wie aus 8 ersichtlich
ist, umfasst der Abtastsignalgenerator 200 eine Anzahl
n + 3 von Einheitsabtastsignalgeneratorteilen 210-1 bis 210-(n +
3) und ein ODER-Gatter 220. Ein erster Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-1 umfasst
einen Inverter 202 zum Invertieren eines angelegten Eingabesignals
Qn, eine Verzögerungseinheit 204 zum
Verzögern
der Ausgabe des Inverters 202 um eine vorbestimmte Zeitdauer
und ein NOR-Gatter 206 zum Ausführen einer NOR-Verknüpfung des
Eingabesignals Qn mit einer Ausgabe der Verzögerungseinheit 204 und
zum Ausgeben eines Abtastsignals PTU0. Die Einheitsabtastsignalgeneratorteile 210-1 bis 210-n sind
in einer Kaskadenstruktur miteinander verbunden. Das erste Abtastsignal
PTU0 wird vom ersten Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-1 ausgegeben, ein
zweites Abtastsignal PTU1 wird vom zweiten Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-2 ausgegeben, ein
Rücksetzsignal
RESET wird vom letzten Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-(n
+ 3) erzeugt und ein Durchlassgattersteuersignal PTR wird vom
vorletzten Einheitsabtastsignalgeneratorteil 210-(n + 2) erzeugt.
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Das
ODER-Gatter 220 führt
eine ODER-Verknüpfung
des ersten bis (n+1)-ten Abtastsignals PTU0 bis PTUn aus und gibt
ein Komparatorfreigabesignal EN aus.
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9 zeigt
ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
für den
Temperatursensor 101 aus 7. Dieser
Temperatursensor hat die gleiche Konfiguration wie der Temperatursensor
aus 4, außer
einem zusätzlichen
Widerstandswertabgleichteil 170 und einem modifizierten
Komparator OP1. In 9 variiert der Widerstandswertabgleichteil 170 die
Widerstandswerte für
die entsprechenden Widerstände
RU1 bis RU6 der ersten Widerstandskette 150 und umfasst
Schmelzsicherungen F1-1, F1-2, F2-1, F2-2, ..., F6-2, die aus einem
Polysiliziummaterial hergestellt sind und durch eine Lichtquelle,
wie einem Laserstrahl usw., durchtrennt werden können. Der Widerstandswertabgleichteil 170 wird
aus folgenden Gründen
installiert. Da der Gesamtwiderstandswert des Abnahmewiderstandszweigs
C von einem vorbestimmten Wert abweichen kann, auch wenn ein Temperaturabstimmungsvorgang
zum Anpassen eines Auslösepunktes
an einen gewünschten Temperaturpunkt
durchgeführt
wird, ist es wünschenswert,
dass ein Abstimmvorgang mit den Widerstandswerten der Widerstände des
Zweigs C durchgeführt
wird.
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Der
Komparator OP1 hat im Gegensatz zum Komparator aus 4 einen
Freigabeanschluss. Dabei wird, wenn das Freigabesignal EN mit einem
hohen Zustand angelegt wird, ein Vergleichsvorgang durchgeführt, und
wenn das Freigabesignal mit einem niedrigen Zustand angelegt wird,
dann hat das Ausgabesignal OUT dauerhaft einen niedrigen Pegel.
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10 zeigt
ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
für den
Zählerausgabeteil 300 aus 7.
Der Zählerausgabeteil 300 umfasst
einen Flip-Flop-Schaltungsteil, der aus einer Mehrzahl von Flip-Flops
T1 bis T3 aufgebaut ist, in welchen die Temperaturabtastdaten OUT über einen
Taktanschluss CK des ersten Flip-Flops T1 empfangen wird und in
welchen ein jeweiliger Ausgang eines vorausgehenden Flip-Flops mit
einem Takteingang des nachfolgenden Flip-Flops verbunden ist und
ein Eingabeanschluss T fest mit einem bestimmten logischen Pegel
VCC verbun den ist. Zudem umfasst der Zählerausgabeteil 300 Durchlassgatter
PG1 bis PG3 zum Übertragen
der Ausgaben Q der Flip-Flops T1 bis T3 in Reaktion auf das Durchlassgattersteuersignal
PTR und Zwischenspeicher L1 bis L3 zum Zwischenspeichern der Ausgaben
der Flip-Flops T1 bis T3, welche von den Durchlassgattern PG1 bis
PG3 übertragen
werden.
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11 zeigt
ein Zeitablaufdiagramm zur Veranschaulichung des Betriebs der Temperaturabtastschaltung
aus 7. In 11 korrespondieren Signalverläufe PTU0
bis PTU3 mit dem ersten bis vierten Abtastsignal, ein Signalverlauf
OUT korrespondiert mit den Temperaturabtastdaten des Komparators
OP1 und Signalverläufe
RCQ0 bis RCQ2 korrespondieren mit den Zähldaten des Zählerausgabeteils 300.
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Die 12 und 13 zeigen
jeweils ein Schaltbild von Ausführungsbeispielen
des Oszillators aus 7. In 12 umfasst
der Oszillator 400 eine Inverterkette, welche aus einer
ungeraden Anzahl von Inverterstufen IN10, IN11, IN12 aufgebaut ist,
einen Kondensator C1, der zwischen einem Ausgabeanschluss der Inverterkette
und Masse eingeschleift ist, eine Mehrzahl von Widerständen R1
bis Rn, welche in Reihe zwischen den Invertern IN10 und IN11 eingeschleift
sind, und Schalttransistoren NM1 bis NMn, die parallel zu den Widerständen R1
bis Rn angeordnet sind, wobei die Schalttransistoren NM1 bis NMn
angepasst sind, um die Widerstände
R1 bis Rn in Reaktion auf die Zähldaten
RCQ0 bis RCQ(n-1) selektiv
kurzzuschließen.
Beim Oszillatorbeispiel 400a von 13 ist
ein modifizierter Schaltungsaufbau gewählt, wie gezeigt, wobei die
Widerstände
R1 bis Rn in Gruppen seriell zwischen der Versorgungsspannung bzw.
der Massespannung, d.h. zwischen VDD bzw. Masse, einerseits und
den Invertern IN10 bzw. IN11 andererseits eingeschleift sind, wiederum mit
je einem zugeordneten Schalttransistor NM1 bis NMn.
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14 zeigt
ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
des Auffrischungszählers 500 aus 7.
Der Auffrischungszähler 500 umfasst
in diesem Beispiel eine Mehrzahl von Flip-Flops 510 bis 512.
Das Oszillationssignal OSC des Oszillators wird über den Takteingang eines ersten
Flip-Flops 510 empfangen, wobei ein Ausgang Q eines jeweils
vorhergehenden Flip-Flops mit dem Takteingang CK eines nachfolgenden
Flip-Flops verbunden
ist und Eingangsanschlüsse
T mit einem fest vorgegebenen logischen Pegel verbunden sind.
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Nachfolgend
wird die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Temperaturabtastschaltung
beschrieben.
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Der
Temperatursensor 101 aus 7 ist als Thermometer
mit einer Mehrzahl von Auslösepunkten
ohne Erhöhung
der Anzahl der Abnahmewiderstandszweige z.B. in der Konfiguration
aus 9 ausgeführt.
Mit der Annahme, dass sechs obere Auslösepunkte und sechs untere Auslösepunkte
bezogen auf einen festgelegten Referenzauslösepunkt vorhanden sind, kann
eine Auffrischungsperiode eines Halbleiterspeicherbausteins jeweils
um sechs Stufen gemäß der Temperatur
vergrößert oder
verkleinert werden. Daher können
plötzliche
Wechsel der Auffrischungsperiode über und unter einen Abtasttemperaturpunkt
vermieden und eine Feineinstellung der Auffrischungsperiode durchgeführt werden.
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Das
bedeutet, dass die Auffrischungsperiode in Übereinstimmung mit einer Temperaturänderung durch
die Verwendung der Temperaturabtastschaltung in dem Halbleiterspeicherbaustein
passend gesteuert werden kann, wodurch die elektrische Energie für den Selbstauffrischungsvorgang
in Übereinstimmung
mit der Temperaturänderung
wesentlich reduziert werden kann und eine Auffrischverlässlichkeit
des Halbleiterspeicherbausteins sichergestellt werden kann.
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Der
Temperatursensor 101 aus 7 kann auch
in anderen elektronischen Schaltungen eingebaut sein, wie Gleichspannungsgeneratoren,
Signalverzögerungspfaden
usw., welche eine Feinsteuerung basierend auf der Temperatur benötigen.
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Es
sei z.B. angenommen, dass die Widerstände RU1 bis RU6 aus 9 bestimmt
sind, Auslösepunkte
in Stufen von 2°C
individuell zu ändern, dass
der Temperatursensor 101 aus 9 anfänglich auf
45°C gesetzt
wird und eine Umgebungstemperatur des Speicherzellenfeldes 51 °C ist.
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Zuerst
wird das Abtastsignal PTU0 des Abtastsignalgenerators 200 mit
einem hohen Zustand angelegt und das ODER-Gatter 220 aus 8 gibt das
Freigabesignal EN in einem hohen Zustand aus. Wird der NMOS-Transistor
TR0 aus 9 in Reaktion auf das erste
Abtastsignal PTU0 leitend geschaltet, dann wird der Widerstand RU1
kurzgeschlossen, um den Gesamtwiderstandswert des Zweigs C zu reduzieren.
Daher wird der Auslösepunkt
des Temperatursensors 101 aus 9 um 2°C erhöht und nimmt einen
Wert von 45°C
+ 2°C =
47°C an.
Der Komparator OP1 führt
einen Vergleichsvorgang in Reaktion auf das Freigabesignal EN aus,
um die Temperaturabtastdaten OUT mit einem hohen Zustand auszugeben.
Wechselt das angelegte erste Abtastsignal PTU0 von einem hohen auf
einen niedrigen Pegel, dann nimmt das Komparatorfreigabesignal EN
niedrigen Pegel an und die Ausgabe des Komparators OP1 wird von
hohem Pegel auf niedrigen Pegel zurückgesetzt. 11 zeigt
den Zeitsteuerungszusammenhang, der auf diesem Vorgang basiert.
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Wird
das zweite Abtastsignal PTU1 des Abtastsignalgenerators 200 mit
einem hohen Zustand angelegt, dann gibt das ODER-Gatter 220 das
Komparatorfreigabesignal EN in einem hohen Zustand aus und der NMOS-Transistor
TR1 aus 9 wird leitend geschaltet. Dadurch
wird der Widerstand RU2 kurzgeschlossen und der Gesamtwiderstandswert des
Zweigs C wird stärker
reduziert als im vorangegangenen Fall. Daher wird der Auslösepunkt
des Temperatursensors 101 aus 9 um 2°C erhöht und nimmt
einen Wert von 47°C
+ 2°C =
49°C an.
Da die Umgebungstemperatur 51 °C
ist, gibt der Komparator OP1 das Temperaturabtastsignal OUT immer noch
mit einem hohen Zustand aus. Wechselt das zweite Abtastsignal PTU1
von hohem auf niedrigen Pegel, dann nimmt das Komparatorfreigabesignal EN
niedrigen Pegel an und die Ausgabe des Komparators OP1 wird wieder
von hohem Pegel auf niedrigen Pegel zurückgesetzt. Dieser Vorgang ist
in 11 durch einen Pfeil zwischen dem Signalverlauf PTU1
und dem Signalverlauf Out dargestellt.
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Wie
bei dem oben beschriebenen Vorgang wird der Auslösepunkt auf 51 °C geändert, wenn
das dritte Abtastsignal PTU2 mit einem hohen Zustand angelegt wird.
Da die Umgebungstemperatur 51 °C ist,
wechseln nun die vom Komparator OP1 ausgegebenen Temperaturabtastdaten
OUT zwischen dem hohen und dem niedrigen Pegel. Wechselt das dritte Abtastsignal
PTU2 von hohem auf niedrigen Pegel, dann nimmt das Komparatorfreigabesignal
EN niedrigen Pegel an und die Ausgabe des Komparators OP1 wird auf
niedrigen Pegel zurückgesetzt.
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Der
Zählerausgabeteil 300 gemäß 10 gibt
die korrespondierenden Signalverläufe aus 11 aus.
Der Signalverlauf RCQ0 wechselt in Reaktion auf eine abfallende
Flanke der Temperaturabtastdaten OUT auf einen hohen Zustand und
wechselt in Reaktion auf die nächste
abfallende Flanke auf einen niedrigen Zustand. Daher werden die
Ausgaben der Zwischenspeicher L2 und L3 als Signalverläufe RCQ1
und RCQ2 gemäß 11 zur
Verfügung gestellt.
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Der
Oszillator 400 weist die Schalttransistoren NM1 bis NMn
auf, um selektiv die Widerstände R1
bis Rn aus 12 in Reaktion auf die Zähldaten RCQ0
bis RCQn des Zählerausgabeteils 300 aus 7 kurzzuschließen, wodurch
der Oszillator 400 das Oszillationssignal OSC mit einer
gesteuerten Oszillationsperiode abhängig vom logischen Zustand der
Zähldaten
RCQ0 bis RCQn ausgibt. Sind die Zähldaten RCQ0 beispielsweise
auf einem hohen Zustand, dann wird der korrespondierende Widerstand
R1 kurzgeschlossen. Wird der Gesamtwiderstandswert des Oszillators 400 reduziert,
dann wird eine Periode des Oszillationssignals OSC verkürzt. Diese
Betriebsweise wird ebenfalls von der Schaltung aus 13 ausgeführt.
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Wie
oben ausgeführt
ist, hat der Temperatursensor durch die Abtastsignale eine Mehrzahl
von Auslösepunkten
und die Schalttransistoren NM1 bis NMn werden selektiv durch die
logischen Pegel der Zähldaten
RCQ0 bis RCQn leitend geschaltet, um eine Feinsteuerung der Periode
des Oszillationssignals OSC zur Verfügung zu stellen.
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Der
Auffrischungszähler 500 gemäß 14 gibt
die Auffrischungszähldaten
Q0 bis Q2 in Reaktion auf das Oszillationssignal OSC aus und die
Auffrischungssteuerschaltung 600 empfängt die Daten und gibt das
fein gesteuerte Auffrischungssteuersignal RFCON in Übereinstimmung
mit der Temperatur aus. Dadurch wird die Auffrischungsperiode bei
einer Temperaturabnahme vergrößert und
bei einer Temperaturzunahme verkleinert.
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Die
obige Beschreibung gibt ein Beispiel an, bei dem der Auslösepunkt
erhöht
wird. Für
den Fall, dass weitere Widerstände
in ähnlicher
Weise angeschlossen sind und die Ausgabe des Zählerausgabeteils 300 benutzt
wird, ist es klar, dass der Auslösepunkt
ausgehend vom Referenzauslösepunkt
auch verringert werden kann.
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Außerdem kann
ein Temperaturintervall durch eine Stufe, welche kleiner als 1 °C oder 2°C ist, oder
durch eine Stufe, welche größer als
2°C oder 3°C ist, fein
gesteuert werden.
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Das
erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel des
Zählerausgabeteils 300 kann
ein binäres
Suchverfahren verwenden, welches ein binäres sukzessives Approximationsverfahren
anwendet. In diesem Fall können
die Widerstandswerte der Widerstände der
ersten und zweiten Widerstandskette so gesteuert werden, dass sich
ein Auslösepunkt
in Einheiten von 2, 4, 8, 16, 32 Grad vergrößert oder verkleinert.
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Wie
oben ausgeführt
ist, wird ein Temperaturbereich in eine Mehrzahl von Temperaturbereichen
aufgeteilt, wobei die Auffrischungsperiode um so länger ist,
je mehr die Temperatur bei einem niedrigen Temperaturbereich liegt,
und wobei die Auffrischungsperiode um so kürzer ist, je mehr die Temperatur
bei einem hohen Temperaturbereich liegt. Entsprechend wird die Verlässlichkeit
des Halbleiterspeicherbausteins sichergestellt und elektrische Energie
wird gespart, die für
den Auffrischungsvorgang erforderlich ist.
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Gemäß den oben
beschriebenen Ausführungsformen
der Erfindung ist es vorteilhaft, dass eine erforderliche Steuerung
in Übereinstimmung
mit einer Temperaturänderung
sehr präzise
und einfach ausgeführt
werden kann, da der Temperatursensor eine Mehrzahl von Auslösepunkten
ohne Erhöhung der
Anzahl der Abnahmewiderstandszweige aufweist. Es versteht sich,
dass außer
den gezeigten weitere Ausführungsformen
der Erfindung möglich sind,
insbesondere verschiedene weitere schaltungstechnische Realisierungen
für den
Temperatursensor und die Temperaturabtastschaltung und weitere Varianten
des Auffrischungsperioden-Steuerverfahrens.