JPH10215179A - D/aコンバータ - Google Patents
D/aコンバータInfo
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- JPH10215179A JPH10215179A JP1616297A JP1616297A JPH10215179A JP H10215179 A JPH10215179 A JP H10215179A JP 1616297 A JP1616297 A JP 1616297A JP 1616297 A JP1616297 A JP 1616297A JP H10215179 A JPH10215179 A JP H10215179A
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- resistors
- resistor
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- resistance
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力電圧のリニアリティを悪化させることな
く、抵抗の数を減らしたD/Aコンバータを提供する。 【解決手段】 抵抗R1、R2、R3、R4とスイッチング
素子T1、T2、T3、T4とからなり、入力するデジタル
データに応じてスイッチング素子T1、T2、T3、T4に
より抵抗R1、R2、R3、R4を選択する選択回路Sと、
基準抵抗Rkとを有し、選択回路Sと基準抵抗Rkとが所
定電圧VCC間に直列に接続されて、選択回路S内にて選
択された抵抗と、基準抵抗Rkとにより、所定電圧VCC
を分圧して出力するD/Aコンバータにおいて、選択回
路Sが、抵抗R1、R2、R3、R4が高電位側から抵抗値
の大きいものから順に直列に接続されるとともに、各抵
抗R1、R2、R3、R4の両端にそれぞれスイッチング素
子T1、T2、T3、T4が接続された構成であることを特
徴とする。
く、抵抗の数を減らしたD/Aコンバータを提供する。 【解決手段】 抵抗R1、R2、R3、R4とスイッチング
素子T1、T2、T3、T4とからなり、入力するデジタル
データに応じてスイッチング素子T1、T2、T3、T4に
より抵抗R1、R2、R3、R4を選択する選択回路Sと、
基準抵抗Rkとを有し、選択回路Sと基準抵抗Rkとが所
定電圧VCC間に直列に接続されて、選択回路S内にて選
択された抵抗と、基準抵抗Rkとにより、所定電圧VCC
を分圧して出力するD/Aコンバータにおいて、選択回
路Sが、抵抗R1、R2、R3、R4が高電位側から抵抗値
の大きいものから順に直列に接続されるとともに、各抵
抗R1、R2、R3、R4の両端にそれぞれスイッチング素
子T1、T2、T3、T4が接続された構成であることを特
徴とする。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力するデジタル
データに応じてアナログ出力を行うD/Aコンバータに
関するものである。
データに応じてアナログ出力を行うD/Aコンバータに
関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来のD/Aコンバータの一例を図2に
示す。同図において、I’0、I’1、I’2、…、I’
15は入力端子、O’は出力端子、Rkは基準抵抗、
R’1、R’2、…、R’15はそれぞれ抵抗値が異なる抵
抗、SW0、SW1、SW2、…、SW15はスイッチング
素子であって、基準抵抗Rkの抵抗値を15Rとする
と、抵抗R’t(t=1、2、…、15)の抵抗値はR
×tとなっている。
示す。同図において、I’0、I’1、I’2、…、I’
15は入力端子、O’は出力端子、Rkは基準抵抗、
R’1、R’2、…、R’15はそれぞれ抵抗値が異なる抵
抗、SW0、SW1、SW2、…、SW15はスイッチング
素子であって、基準抵抗Rkの抵抗値を15Rとする
と、抵抗R’t(t=1、2、…、15)の抵抗値はR
×tとなっている。
【0003】そして、入力端子I’m(m=0、1、
2、…、15)からの入力はスイッチング素子SWmに
与えられており、スイッチング素子SWmはハイレベル
が与えられるとONするようになっている。また、抵抗
R’t及びスイッチング素子SW0の一端は、その一端が
電源電圧VCCに接続される基準抵抗Rkの他端に接続さ
れており、抵抗R’t及びスイッチング素子SW0の他端
は、抵抗R’tはスイッチング素子SWtを介し、スイッ
チング素子SW0は直接、基準電位点(今の場合はグラ
ンド電位点)に接続される。また、出力端子O’は基準
抵抗Rkと選択回路S’との接続点に接続されている。
2、…、15)からの入力はスイッチング素子SWmに
与えられており、スイッチング素子SWmはハイレベル
が与えられるとONするようになっている。また、抵抗
R’t及びスイッチング素子SW0の一端は、その一端が
電源電圧VCCに接続される基準抵抗Rkの他端に接続さ
れており、抵抗R’t及びスイッチング素子SW0の他端
は、抵抗R’tはスイッチング素子SWtを介し、スイッ
チング素子SW0は直接、基準電位点(今の場合はグラ
ンド電位点)に接続される。また、出力端子O’は基準
抵抗Rkと選択回路S’との接続点に接続されている。
【0004】尚、選択回路S’とは、抵抗R’t及びス
イッチング素子SWmからなる回路を意味している。ま
た、選択回路S’においては、スイッチング素子SWt
がONすることにより、抵抗R’tが選択されるが、以
下、必要に応じて、この選択された抵抗を選択抵抗R’
Sと呼ぶとともに、選択抵抗R’Sの抵抗値を|R’S|
と表す。
イッチング素子SWmからなる回路を意味している。ま
た、選択回路S’においては、スイッチング素子SWt
がONすることにより、抵抗R’tが選択されるが、以
下、必要に応じて、この選択された抵抗を選択抵抗R’
Sと呼ぶとともに、選択抵抗R’Sの抵抗値を|R’S|
と表す。
【0005】以上の構成のD/Aコンバータでは、16
ビットのデジタルデータ(B0、B1、B2、…、B15)
のビットBmを入力端子Imから入力し、出力端子O’に
は、入力デジタルデータに応じて決定する選択抵抗R’
Sと、基準抵抗Rkとで、電源電圧VCCを分圧した{|
R’S|/(|R’S|+15R)}×VCCが得られる。
ビットのデジタルデータ(B0、B1、B2、…、B15)
のビットBmを入力端子Imから入力し、出力端子O’に
は、入力デジタルデータに応じて決定する選択抵抗R’
Sと、基準抵抗Rkとで、電源電圧VCCを分圧した{|
R’S|/(|R’S|+15R)}×VCCが得られる。
【0006】そして、選択抵抗R’Sの抵抗値|R’S|
は、入力デジタルデータ(B0、B1、B2、…、B15)
が(1、0、0、…、0)、(0、1、0、…、0)、
(0、0、1、…、0)、…、(0、0、0、…、1)
のとき、それぞれ、0、R、2R、…、15Rとなるの
で、16ビットのうちのどれか1つのビットがハイレベ
ルである、16種類の入力デジタルデータに対して、V
CC/2をほぼ均等に16段階に分割した、リニアリティ
に優れた電圧値が得られる。
は、入力デジタルデータ(B0、B1、B2、…、B15)
が(1、0、0、…、0)、(0、1、0、…、0)、
(0、0、1、…、0)、…、(0、0、0、…、1)
のとき、それぞれ、0、R、2R、…、15Rとなるの
で、16ビットのうちのどれか1つのビットがハイレベ
ルである、16種類の入力デジタルデータに対して、V
CC/2をほぼ均等に16段階に分割した、リニアリティ
に優れた電圧値が得られる。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の構
成のD/Aコンバータでは、その理由は後述するが、出
力電圧のリニアリティを確保するためには、(出力電圧
の段階数−1)個の抵抗、及び、(出力電圧の段階数)
個のスイッチング素子が必要であり、コストがかかると
ともに、回路面積が大きくなってしまう。
成のD/Aコンバータでは、その理由は後述するが、出
力電圧のリニアリティを確保するためには、(出力電圧
の段階数−1)個の抵抗、及び、(出力電圧の段階数)
個のスイッチング素子が必要であり、コストがかかると
ともに、回路面積が大きくなってしまう。
【0008】ところで、上記従来例の構成において、選
択回路S’にそれぞれ抵抗値の異なる抵抗をn個設けて
いる場合、スイッチング素子のON/OFFの全ての組
み合わせにより、選択回路S’において選択される抵抗
の合成抵抗値は2n種類の抵抗値をとるようになるの
で、2n段階の電圧値を得ることも可能である。
択回路S’にそれぞれ抵抗値の異なる抵抗をn個設けて
いる場合、スイッチング素子のON/OFFの全ての組
み合わせにより、選択回路S’において選択される抵抗
の合成抵抗値は2n種類の抵抗値をとるようになるの
で、2n段階の電圧値を得ることも可能である。
【0009】しかしながら、このようにすると、抵抗の
数は少なくて済むが、選択回路S’内の各抵抗は互いに
並列に接続されているため、選択回路S’により得られ
る2n種類の合成抵抗値は均等な間隔で分布したものと
はなり得ないので、出力電圧のリニアリティが悪化して
しまう。
数は少なくて済むが、選択回路S’内の各抵抗は互いに
並列に接続されているため、選択回路S’により得られ
る2n種類の合成抵抗値は均等な間隔で分布したものと
はなり得ないので、出力電圧のリニアリティが悪化して
しまう。
【0010】したがって、上記構成においては、優れた
リニアリティの出力電圧を得るためには、2つ以上のス
イッチング素子を同時にONさせる(2つ以上の抵抗を
同時に選択する)ことはできないので、多くの抵抗及び
スイッチング素子が必要となるのである。
リニアリティの出力電圧を得るためには、2つ以上のス
イッチング素子を同時にONさせる(2つ以上の抵抗を
同時に選択する)ことはできないので、多くの抵抗及び
スイッチング素子が必要となるのである。
【0011】そこで、本発明は、出力電圧のリニアリテ
ィを悪化させることなく、抵抗の数を減らしたD/Aコ
ンバータを提供することを目的とする。
ィを悪化させることなく、抵抗の数を減らしたD/Aコ
ンバータを提供することを目的とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明のD/Aコンバータでは、複数の抵抗と複数
のスイッチング素子とからなり、入力するデジタルデー
タに応じて前記スイッチング素子により前記複数の抵抗
を選択する選択回路と、基準抵抗とを有し、前記選択回
路と基準抵抗とが所定電圧間に直列に接続されて、前記
選択回路内にて選択された抵抗と、前記基準抵抗とによ
り、前記所定電圧を分圧して出力するD/Aコンバータ
において、前記選択回路が、複数の抵抗が高電位側から
抵抗値の大きいものから順に直列に接続されるととも
に、各抵抗の両端にスイッチング素子が接続された構成
であることを特徴としている。
め、本発明のD/Aコンバータでは、複数の抵抗と複数
のスイッチング素子とからなり、入力するデジタルデー
タに応じて前記スイッチング素子により前記複数の抵抗
を選択する選択回路と、基準抵抗とを有し、前記選択回
路と基準抵抗とが所定電圧間に直列に接続されて、前記
選択回路内にて選択された抵抗と、前記基準抵抗とによ
り、前記所定電圧を分圧して出力するD/Aコンバータ
において、前記選択回路が、複数の抵抗が高電位側から
抵抗値の大きいものから順に直列に接続されるととも
に、各抵抗の両端にスイッチング素子が接続された構成
であることを特徴としている。
【0013】以上の構成において、選択回路にそれぞれ
異なる適切な抵抗値を有するn個の抵抗を設けた場合、
選択回路において選択された抵抗の合成抵抗値には2n
種類のものが得られ、これらの合成抵抗値はそれぞれ均
等な間隔で分布したものとなるため、リニアリティに優
れた2n段階の電圧値を得ることができる。
異なる適切な抵抗値を有するn個の抵抗を設けた場合、
選択回路において選択された抵抗の合成抵抗値には2n
種類のものが得られ、これらの合成抵抗値はそれぞれ均
等な間隔で分布したものとなるため、リニアリティに優
れた2n段階の電圧値を得ることができる。
【0014】具体的な例を示すと、例えば、基準抵抗の
抵抗値を15Rとした場合、選択回路に抵抗値としてそ
れぞれR、2R、4R、8Rを有する4つの抵抗を設け
ることによって、選択回路において選択される抵抗の合
成抵抗値がとり得る値は、スイッチング素子のON抵抗
を無視できるものとすると、0、R、2R、3R、…、
15Rとなり、抵抗の数が4つであるにもかかわらず、
従来技術の一例として示した15個の抵抗を有するD/
Aコンバータと同一の出力が得られる、すなわち、リニ
アリティが悪化することはない。
抵抗値を15Rとした場合、選択回路に抵抗値としてそ
れぞれR、2R、4R、8Rを有する4つの抵抗を設け
ることによって、選択回路において選択される抵抗の合
成抵抗値がとり得る値は、スイッチング素子のON抵抗
を無視できるものとすると、0、R、2R、3R、…、
15Rとなり、抵抗の数が4つであるにもかかわらず、
従来技術の一例として示した15個の抵抗を有するD/
Aコンバータと同一の出力が得られる、すなわち、リニ
アリティが悪化することはない。
【0015】尚、選択回路内の複数の抵抗が高電位側か
ら抵抗値の大きいものから順に直列に接続されているた
めに、選択回路においてどの組み合わせの抵抗を選択し
ても、スイッチング素子のON抵抗が選択回路内におい
て選択された抵抗の合成抵抗値に比べて十分小さい値を
とることになるので、リニアリティのある電圧値を得る
ことができる。
ら抵抗値の大きいものから順に直列に接続されているた
めに、選択回路においてどの組み合わせの抵抗を選択し
ても、スイッチング素子のON抵抗が選択回路内におい
て選択された抵抗の合成抵抗値に比べて十分小さい値を
とることになるので、リニアリティのある電圧値を得る
ことができる。
【0016】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施形態を図面
を参照しながら説明する。図1は本発明の一実施形態で
あるD/Aコンバータの構成を示す図であって、I1、
I2、I3、I4は入力端子、Oは出力端子、Rkは基準抵
抗、R1、R2、R3、R4はそれぞれ抵抗値が異なる抵
抗、T1、T2、T3、T4はスイッチング素子としてのn
チャネルMOS型FET(以下、nMOSと略記する)
であって、基準抵抗Rkの抵抗値は15R、抵抗R1、R
2、R3、R4の抵抗値はそれぞれ8R、4R、2R、R
となっており、また、nMOST1、T2、T3、T4のO
N抵抗は抵抗値Rに比べて十分に無視できる値となって
いる。
を参照しながら説明する。図1は本発明の一実施形態で
あるD/Aコンバータの構成を示す図であって、I1、
I2、I3、I4は入力端子、Oは出力端子、Rkは基準抵
抗、R1、R2、R3、R4はそれぞれ抵抗値が異なる抵
抗、T1、T2、T3、T4はスイッチング素子としてのn
チャネルMOS型FET(以下、nMOSと略記する)
であって、基準抵抗Rkの抵抗値は15R、抵抗R1、R
2、R3、R4の抵抗値はそれぞれ8R、4R、2R、R
となっており、また、nMOST1、T2、T3、T4のO
N抵抗は抵抗値Rに比べて十分に無視できる値となって
いる。
【0017】そして、入力端子I1、I2、I3、I4から
の入力は、それぞれnMOST1、T2、T3、T4のゲー
トに与えられている。また、抵抗R1、R2、R3、R
4は、その一端が電源電圧VCCに接続される基準抵抗Rk
の他端と基準電位点(今の場合はグランド電位点)との
間に、抵抗R1を基準抵抗Rk側にし、抵抗R4を基準電
位点側にして、抵抗R1、R2、R3、R4の順に直列に接
続されている。また、nMOST1、T2、T3、T4のド
レイン−ソース間は、それぞれ抵抗R1、R2、R3、R4
の両端に接続されている。また、出力端子Oは基準抵抗
Rkと選択回路Sとの接続点に接続されている。
の入力は、それぞれnMOST1、T2、T3、T4のゲー
トに与えられている。また、抵抗R1、R2、R3、R
4は、その一端が電源電圧VCCに接続される基準抵抗Rk
の他端と基準電位点(今の場合はグランド電位点)との
間に、抵抗R1を基準抵抗Rk側にし、抵抗R4を基準電
位点側にして、抵抗R1、R2、R3、R4の順に直列に接
続されている。また、nMOST1、T2、T3、T4のド
レイン−ソース間は、それぞれ抵抗R1、R2、R3、R4
の両端に接続されている。また、出力端子Oは基準抵抗
Rkと選択回路Sとの接続点に接続されている。
【0018】尚、電源電圧VCCは、nMOST1、T2、
T3、T4をコントロールする電圧よりも高いものとする
(例えば、電源電圧VCC=12v、nMOSのゲートへ
の印加電圧=5v)。また、選択回路Sとは、抵抗
R1、R2、R3、R4及びnMOST1、T2、T3、T4か
らなる回路を意味している。また、選択回路Sにおいて
は、nMOST1、T2、T3、T4がONすることによ
り、それぞれ、抵抗R1、R2、R3、R4が選択される
が、以下、必要に応じて、この選択された抵抗を選択抵
抗RSと呼ぶとともに、選択抵抗RSの合成抵抗値を|R
S|と表す。
T3、T4をコントロールする電圧よりも高いものとする
(例えば、電源電圧VCC=12v、nMOSのゲートへ
の印加電圧=5v)。また、選択回路Sとは、抵抗
R1、R2、R3、R4及びnMOST1、T2、T3、T4か
らなる回路を意味している。また、選択回路Sにおいて
は、nMOST1、T2、T3、T4がONすることによ
り、それぞれ、抵抗R1、R2、R3、R4が選択される
が、以下、必要に応じて、この選択された抵抗を選択抵
抗RSと呼ぶとともに、選択抵抗RSの合成抵抗値を|R
S|と表す。
【0019】以上の構成のD/Aコンバータは、4ビッ
トのデジタルデータ(B1、B2、B3、B4)のビットB
1、B2、B3、B4をそれぞれ入力端子I1、I2、I3、
I4から入力し、出力端子Oには、入力デジタルデータ
に応じて決定する選択抵抗RSと、基準抵抗Rkとで、電
源電圧VCCを分圧した{|RS|/(|RS|+15
R)}×VCCが得られる。
トのデジタルデータ(B1、B2、B3、B4)のビットB
1、B2、B3、B4をそれぞれ入力端子I1、I2、I3、
I4から入力し、出力端子Oには、入力デジタルデータ
に応じて決定する選択抵抗RSと、基準抵抗Rkとで、電
源電圧VCCを分圧した{|RS|/(|RS|+15
R)}×VCCが得られる。
【0020】そして、選択抵抗RSの抵抗値|RS|は、
入力デジタルデータ(B1、B2、B3、B4)が(0、
0、0、0)、(0、0、0、1)、(0、0、1、
0)、…、(1、1、1、0)、(1、1、1、1)の
とき、それぞれ、15R、14R、13R、…、R、0
というように、入力する4ビットのデジタルデータの全
ての組み合わせにより、0、R、2R、3R、…、15
Rの16種類の抵抗値をとり得るので、VCC/2をほぼ
均等に16段階に分割した、リニアリティに優れた電圧
値が得られる。
入力デジタルデータ(B1、B2、B3、B4)が(0、
0、0、0)、(0、0、0、1)、(0、0、1、
0)、…、(1、1、1、0)、(1、1、1、1)の
とき、それぞれ、15R、14R、13R、…、R、0
というように、入力する4ビットのデジタルデータの全
ての組み合わせにより、0、R、2R、3R、…、15
Rの16種類の抵抗値をとり得るので、VCC/2をほぼ
均等に16段階に分割した、リニアリティに優れた電圧
値が得られる。
【0021】ここで、選択回路S内の複数の抵抗は、高
電位側から抵抗値の高いものから順に接続する必要があ
る。というのは、もし、これとは逆に、図1において、
抵抗R1の抵抗値がR、抵抗R2の抵抗値が2R、抵抗R
3の抵抗値が4R、抵抗R4の抵抗値が8Rであるという
ように、高電位側から抵抗値の低いものから順に接続さ
れていると、例えば、入力4ビットが(1、0、0、
0)となった場合、nMOST2、T3、T4がOFFと
なり、抵抗R1とR2との接続点であるA点の電位が上昇
し、その電位がnMOST1をコントロールする電圧に
近づくので、nMOST1のソース−ゲート間の電位差
が小さくなって、nMOST1が完全にはONしきれな
くなって、非常に大きなON抵抗を示すようになり、そ
の結果、nMOST1と抵抗R1との合成抵抗と基準抵抗
Rkとで電源電圧VCCを分圧することになり、リニアリ
ティがとれないからである。
電位側から抵抗値の高いものから順に接続する必要があ
る。というのは、もし、これとは逆に、図1において、
抵抗R1の抵抗値がR、抵抗R2の抵抗値が2R、抵抗R
3の抵抗値が4R、抵抗R4の抵抗値が8Rであるという
ように、高電位側から抵抗値の低いものから順に接続さ
れていると、例えば、入力4ビットが(1、0、0、
0)となった場合、nMOST2、T3、T4がOFFと
なり、抵抗R1とR2との接続点であるA点の電位が上昇
し、その電位がnMOST1をコントロールする電圧に
近づくので、nMOST1のソース−ゲート間の電位差
が小さくなって、nMOST1が完全にはONしきれな
くなって、非常に大きなON抵抗を示すようになり、そ
の結果、nMOST1と抵抗R1との合成抵抗と基準抵抗
Rkとで電源電圧VCCを分圧することになり、リニアリ
ティがとれないからである。
【0022】尚、本発明は、上記実施形態に限定される
ものではなく、選択回路S内の抵抗の数を増やして、出
力電圧の段階数を多くしてもよい。
ものではなく、選択回路S内の抵抗の数を増やして、出
力電圧の段階数を多くしてもよい。
【0023】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のD/Aコ
ンバータによれば、出力電圧のリニアリティを悪化させ
ることなく、抵抗及びスイッチング素子の数を減らすこ
とができ、コストの削減、及び、回路面積の縮小化に貢
献することができる。
ンバータによれば、出力電圧のリニアリティを悪化させ
ることなく、抵抗及びスイッチング素子の数を減らすこ
とができ、コストの削減、及び、回路面積の縮小化に貢
献することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の一実施形態であるD/Aコンバータ
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図2】 D/Aコンバータの一従来例の構成を示す図
である。
である。
I1、I2、I3、I4 入力端子 O 出力端子 Rk 基準抵抗 R1、R2、R3、R4 抵抗 T1、T2、T3、T4 nチャネルMOS型FET S 選択回路 I’0、I’1、I’2、…、I’15 入力端子 O’ 出力端子 Rk 基準抵抗 R’1、R’2、…、R’15 抵抗 SW0、SW1、SW2、…、SW15 スイッチング素
子 S’ 選択回路
子 S’ 選択回路
Claims (1)
- 【請求項1】 複数の抵抗と複数のスイッチング素子と
からなり、入力するデジタルデータに応じて前記スイッ
チング素子により前記複数の抵抗を選択する選択回路
と、基準抵抗とを有し、前記選択回路と基準抵抗とが所
定電圧間に直列に接続されて、前記選択回路内にて選択
された抵抗と、前記基準抵抗とにより、前記所定電圧を
分圧して出力するD/Aコンバータにおいて、 前記選択回路が、複数の抵抗が高電位側から抵抗値の大
きいものから順に直列に接続されるとともに、各抵抗の
両端にスイッチング素子が接続された構成であることを
特徴とするD/Aコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1616297A JPH10215179A (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | D/aコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1616297A JPH10215179A (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | D/aコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10215179A true JPH10215179A (ja) | 1998-08-11 |
Family
ID=11908823
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1616297A Pending JPH10215179A (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | D/aコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH10215179A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004079158A (ja) * | 2002-08-09 | 2004-03-11 | Samsung Electronics Co Ltd | 温度感知器及び偏移温度検出方法 |
JP2011039471A (ja) * | 2009-08-18 | 2011-02-24 | Samsung Mobile Display Co Ltd | 電源供給装置、これを含む表示装置、及びその駆動方法 |
JP2011091572A (ja) * | 2009-10-21 | 2011-05-06 | Sanyo Electric Co Ltd | 可変利得増幅回路 |
CN102591832A (zh) * | 2011-01-12 | 2012-07-18 | 深圳艾科创新微电子有限公司 | 一种通用串行总线限流电路和方法 |
-
1997
- 1997-01-30 JP JP1616297A patent/JPH10215179A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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