WO2013046805A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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憲一 榊原
圭祐 太田
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ダイキン工業株式会社
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Definitions

  • This invention relates to a power converter.
  • an indirect AC power converter that converts a commercial AC voltage into a DC voltage through a rectifier circuit and a smoothing circuit and obtains an AC output by a voltage source converter is generally used. Yes.
  • a three-phase capacitorless inverter is known as a method for obtaining AC output directly from AC voltage, and a large capacitor and reactor that smooth the voltage pulsation due to commercial frequency are not required. Is possible.
  • Patent Document 1 Japanese Patent No. 4488122
  • Patent Document 2 Japanese Patent Publication No. 61-48356 (Patent Document 2)).
  • an object of the present invention is to provide a power conversion device that can suppress harmonics of an inductive load while suppressing resonance by an LC filter and can perform optimal control with good responsiveness to the inductive load.
  • a power conversion device of the present invention is A rectifier that rectifies a single-phase or multi-phase AC voltage into a DC voltage; A PWM-controlled inverter unit that converts the DC voltage output from the rectifier unit into an AC voltage and outputs the AC voltage; A capacitance element connected between the input terminals of the inverter unit; An inductance element constituting an LC filter with the capacitance element; A voltage detector for detecting a voltage across the inductance element; A control unit for controlling the inverter unit based on the voltage across the inductance element detected by the voltage detection unit; The LC filter has a resonance frequency set so as to pass a ripple current component included in the DC current output from the rectification unit and attenuate a current component having the same frequency as the carrier frequency of the inverter unit.
  • the control unit controls the inverter unit so that a transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifying unit is an attenuation characteristic by a phase advance element and a secondary delay element connected in series.
  • the attenuation coefficient of the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifying unit is set to be larger than 1.
  • the inverter unit is controlled by the control unit so that the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifying unit becomes an attenuation characteristic by the phase advance element and the secondary delay element connected in series.
  • the attenuation coefficient of the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifying unit is set to be larger than 1, the harmonics caused by the inductive load are effectively suppressed while suppressing the resonance by the LC filter.
  • Optimal control with good response to an inductive load such as a motor can be achieved.
  • the control unit In the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifying unit, the voltage across the inductance element detected by the voltage detection unit is negatively fed back to the input current of the inverter unit.
  • the first feedback loop for controlling the current flowing through the inductance element and the input voltage of the inverter unit are positively fed back with respect to the input current of the inverter unit, thereby controlling the current flowing through the capacitance element.
  • a second feedback loop The transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifier unit and the transfer characteristic of the direct current flowing through the inductance element with respect to the input current of the inverter unit are predetermined transfer characteristics. as such, the gain k 2 of the first gain k 1 of 1 feedback loop and said second feedback loop is set.
  • the control unit Cut-off frequency of the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifier unit, and a low-frequency cut-off frequency of the transfer characteristic of DC current flowing through the inductance element with respect to the input current of the inverter unit; so it becomes the same, the gain k 2 of the first gain k 1 of 1 feedback loop and said second feedback loop is set.
  • the gain k 1 of the first feedback loop and the gain k 2 of the second feedback loop are set, and the cutoff frequency of the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifying unit is
  • the transfer frequency of the direct current flowing through the inductance element with respect to the input current of the inverter part is made less susceptible to the influence of the sampling frequency (carrier frequency) of PWM control. It becomes possible to set an attenuation coefficient.
  • the inductance value of the inductance element can be reduced, and the inductance element can be reduced in size.
  • the control unit In the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifier unit, the single-phase or multi-phase AC voltage is supplied to the second feedback loop of the input voltage of the inverter unit by the rectifier unit.
  • a ripple removing unit that removes a ripple voltage component included in the DC voltage output from the rectifying unit by rectification is provided.
  • the ripple voltage component included in the DC voltage output from the rectifying unit is removed by the ripple removing unit in the second feedback loop of the input voltage of the inverter unit, so the inverter unit in the second feedback loop.
  • the control unit It is substantially zero gain k 1 of the first feedback loop of the detected voltage across the inductance element by the voltage detection unit.
  • the transfer characteristic of the input voltage of the inverter section for DC voltage from the rectifying unit By setting the cut-off frequency, it is possible to effectively suppress harmonics due to inductive loads while suppressing resonance by the LC filter.
  • a resistor connected in parallel to both ends of the inductance element, The gain k 1 of the first feedback loop of the voltage across the inductance element detected by the voltage detecting unit is set by the resistance value of the resistor.
  • the stability of control is improved because it is less affected by the sampling frequency (carrier frequency) of PWM control.
  • the control unit is configured such that a cut-off frequency of the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifying unit is higher than a resonance frequency of the LC filter, and an input current of the inverter unit The inverter unit is controlled so that a cut-off frequency of a transfer characteristic of a direct current flowing through the inductance element with respect to is lower than a resonance frequency of the LC filter.
  • the cutoff frequency of the resonance suppression system that suppresses resonance by the LC filter is increased, and the inductance element for the input current of the inverter unit is increased.
  • the transfer characteristic of the flowing direct current it is possible to lower the cutoff frequency of the harmonic suppression system that suppresses the harmonics of the inductive load.
  • the capacitance of the capacitance element is C [F]
  • the inductance of the inductance element is L [H]
  • the standard capacity of the capacitance element is C R [F]
  • the standard capacity C R [F] of the capacitance element is L R [H]
  • L / C ⁇ LR / CR Satisfy the condition of
  • the standard capacity of the capacitance element is the inductance of the inductive load such as a motor, the power supply inductance, the charging voltage of the capacitance element, the power consumption of the motor load, the frequency of the ripple component of the DC link voltage, and the motor excitation.
  • the capacitance value should be determined so as to prevent the destruction of the circuit element due to the operation stop of the inverter unit while suppressing the harmonics.
  • the standard capacity is determined from the allowable ripple current or temperature rise value of the capacitance element.
  • the inductance element can be reduced in size while suppressing the resonance by the LC filter and the harmonics of the inductive load.
  • the capacitance of the capacitance element is C [F]
  • the inductance of the inductance element is L [H]
  • the standard capacity of the capacitance element is C R [F]
  • the standard capacity C R [F] of the capacitance element is L R [H]
  • the cut-off frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the inductance element with respect to the input current of the inverter unit is the direct current output from the rectifier unit by rectifying the single-phase or multiphase AC voltage by the rectifier unit. It is larger than the repetition frequency of the ripple voltage component included in the voltage.
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing in the inductance element with respect to the input current of the inverter unit is made larger than the repetition frequency of the ripple component included in the DC voltage output from the rectifier unit.
  • the cut-off frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the inductance element with respect to the input current of the inverter unit is the direct current output from the rectifier unit by rectifying the single-phase or multiphase AC voltage by the rectifier unit. It is smaller than the repetition frequency of the ripple voltage component included in the voltage.
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the inductance element with respect to the input current of the inverter unit is made smaller than the repetition frequency of the ripple voltage component included in the DC voltage output from the rectifier unit.
  • the inductance element is connected between one output terminal of the rectifying unit and one input terminal of the inverter unit.
  • the inductance element since the AC component of the resonance current and the harmonic current flows through the inductance element connected between the one output end of the rectification unit and the one input end of the inverter unit, the inductance element The voltage signal suitable for control of resonance suppression and harmonic suppression of the inverter unit is obtained by detecting the voltage between both ends of the inverter.
  • the inductance element is connected between an output end of an AC power supply that supplies the AC voltage and an input end of the rectifying unit.
  • the inductance element connected between the output end of the AC power supply that supplies the AC voltage and the input end of the rectifying unit includes: Since an alternating current component of the resonance current and the harmonic current flows, a voltage signal suitable for controlling the inverter unit can be obtained by detecting the voltage across the inductance element with the voltage detection unit.
  • an inductance element connected to each phase between the output terminal of the AC power source that supplies the AC voltage and the input terminal of the rectifier unit includes each phase. Since the AC current components of the resonance current and the harmonic current flow respectively, the voltage signal suitable for controlling the resonance suppression and the harmonic suppression of the inverter unit is obtained by detecting the voltage across each inductance element by the voltage detection unit. It is done.
  • the power conversion device of the present invention the power conversion that can suppress the harmonics of the inductive load while suppressing the resonance by the LC filter, and can perform the optimal control with good responsiveness to the inductive load.
  • An apparatus can be realized.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the power converter.
  • FIG. 3 is a block diagram of the power converter.
  • FIG. 4 is a diagram showing a transfer function of the power converter.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the harmonic current of the concentrated winding 6-pole motor.
  • FIG. 6 is a diagram showing an equivalent circuit of the power converter.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the transfer characteristic of the reactor current with respect to the DC link current of the power converter.
  • FIG. 8 is a diagram showing an equivalent circuit of the power converter.
  • FIG. 9 is a block diagram of the power converter.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the power converter.
  • FIG. 3 is a block diagram of the power converter.
  • FIG. 4 is a diagram showing
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the characteristics of the cutoff frequency of the resonance suppression system with respect to the attenuation coefficient of the power converter and the cutoff frequency of the harmonic suppression system with respect to the attenuation coefficient.
  • FIG. 11 is a Bode diagram showing the characteristics of the resonance suppression system of the power converter.
  • FIG. 12 is a Bode diagram showing the characteristics of the harmonic suppression system of the power converter.
  • FIG. 13 shows the step response characteristics of the resonance suppression system of the power converter.
  • FIG. 14 is a diagram showing step response characteristics of the harmonic suppression system of the motor of the power converter.
  • FIG. 17 is a diagram showing the characteristics of the voltage detection gain with respect to the harmonic frequency of the power converter.
  • FIG. 18 is a diagram showing simulation waveforms of the power converter.
  • FIG. 19 is a diagram showing the characteristics of the cutoff frequency of the resonance suppression system with respect to the attenuation coefficient of the power converter and the cutoff frequency of the harmonic suppression system with respect to the attenuation coefficient.
  • FIG. 20 is a block diagram of a power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a Bode diagram showing the characteristics of the resonance suppression system of the power conversion device of the first embodiment.
  • FIG. 22 is a Bode diagram showing the characteristics of the resonance suppression system of the power conversion device of the second embodiment.
  • FIG. 23 is a Bode diagram for explaining the stability of the power converter.
  • FIG. 24 is a Bode diagram for explaining the stability of the power converter.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating a transfer function for explaining the gain margin of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 26 is a Bode diagram for explaining the gain margin of the power conversion device of the first embodiment.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating a transfer function for explaining the gain margin of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 28 is a Bode diagram for explaining the gain margin of the power converter of the second embodiment.
  • FIG. 29 is a diagram illustrating a transfer function for explaining the stability of the power conversion device according to the modification of the second embodiment.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating a transfer function for explaining the stability of the power conversion device.
  • FIG. 31 is a diagram illustrating a transfer function for explaining the characteristics of the harmonic suppression system of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 32A is a diagram showing a transfer function when a high-pass filter for direct current cut is applied to the power conversion device of the second embodiment.
  • FIG. 32B is a diagram illustrating a transfer function when a high-pass filter for cutting direct current and a ripple removing unit are applied to the power conversion device of the second embodiment.
  • FIG. 33 is a diagram showing the amplitude characteristic of the ripple voltage.
  • FIG. 34 is a Bode diagram when a high-pass filter for cutting direct current and a ripple removing unit are applied to the power converter.
  • FIG. 35 is a diagram illustrating characteristics of the cutoff frequency of the resonance suppression system with respect to the attenuation coefficient and the cutoff frequency of the harmonic suppression system with respect to the attenuation coefficient of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 36A is a diagram illustrating frequency characteristics of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 36B is a diagram illustrating frequency characteristics of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 36C is a diagram illustrating frequency characteristics of the power converter using only DC voltage feedback.
  • FIG. 37 is a diagram showing a simulation waveform when harmonics are superimposed on the power supply voltage of the power converters of the first and second embodiments.
  • FIG. 38 is a diagram showing a simulation waveform when the power supply voltage of the power conversion device according to the first and second embodiments drops.
  • FIG. 39 is a diagram showing simulation waveforms when motor harmonic currents of the power converters of the first and second embodiments are superimposed.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
  • this power conversion device includes a diode bridge 11 as an example of a rectifying unit including six diodes D1 to D6 constituting a three-phase diode bridge circuit, and six switchings constituting a three-phase bridge circuit. And an inverter unit 12 including elements S1 to S6.
  • the power converter includes a reactor L as an example of an inductance element connected between the positive output side of the diode bridge 11 and the positive input side of the inverter unit 12, and the input end of the inverter unit 12.
  • a capacitor C as an example of a capacitance element connected to the.
  • the reactor L and the capacitor C constitute an LC filter. Furthermore, the power converter includes a voltage detection unit 101 that detects a voltage across the reactor L, and a switching signal of the inverter unit 12 based on a VL signal that represents the voltage across the reactor L from the voltage detection unit 10. A control unit 100 that outputs a PWM signal is provided in S1 to S6.
  • the diode bridge 11 rectifies the three-phase AC voltage from the three-phase AC power source 10 into a direct current, converts the rectified DC voltage into a predetermined three-phase AC voltage by the inverter unit 12 and outputs it.
  • a motor 13 is connected as a load of the inverter unit 12.
  • the capacitance of the capacitor C of the LC filter in the DC link portion of the power converter shown in FIG. 1 is as small as 1 or less, which is several tenths of the conventional value, and the resonance frequency of the LC filter is several kHz to attenuate the carrier current component of the inverter device.
  • the inductance of the reactor L is set to a small value.
  • the reactor L and the capacitor C in the DC link section do not have the effect of smoothing the commercial frequency component, and the DC link section generates a maximum phase potential based on the minimum phase of the phase voltage, which is 6 times the commercial frequency. Pulsates at frequency. Similarly, with respect to the input current, a direct current flows between the lines of the maximum phase and the minimum phase. Therefore, when the input current of the inverter unit is constant, a 120 ° energization waveform is obtained.
  • FIG. 2 shows an equivalent circuit of the power converter.
  • 14 is a current source representing the inverter section load is connected in a simple manner
  • V s is the DC voltage outputted from the diode bridge 11
  • V c is the voltage across the capacitor C
  • I L is the reactor L
  • I c is the current flowing through the capacitor C
  • I o is the current flowing through the DC link section.
  • FIGS. 3A to 3C are block diagrams in which the characteristics of the resonance suppression system are obtained when the voltage V L across the reactor L is used for resonance suppression, and the DC voltage V s output from the diode bridge 11. It shows the transfer characteristics across voltage V c of the capacitor C (i.e. the input voltage of the inverter unit 12) for.
  • control unit 100 controls the inverter unit 12 so as to have an attenuation characteristic in which the phase advance element and the secondary delay element shown in FIG. 3C are connected in series.
  • FIG. 4 shows the transfer function G (s) of the block diagram of FIG. 3. Since the second item is a secondary system, the attenuation characteristic can be improved by the gain k, and one item is the phase advance. Therefore, a characteristic close to a stable first-order lag system can be achieved by both.
  • V s is a DC voltage output from the diode bridge 11
  • V c is a voltage across the capacitor C
  • L is an inductance of the reactor L
  • C is a capacitance of the capacitor C
  • s is a Laplace variable.
  • FIG. 5 shows an example of the harmonic current of the concentrated winding 6-pole motor.
  • the horizontal axis represents the harmonic order
  • the vertical axis represents the harmonic current content.
  • the harmonic current is changed for each frequency [Hz] of the AC power source for driving the concentrated winding 6-pole motor, that is, for every 90 Hz, 120 Hz, 151 Hz, 180 Hz, 211 Hz, 239 Hz, 271 Hz, 300 Hz, and 331 Hz.
  • the content rate is shown.
  • E La , E Lb , E Lc Motor voltage effective value e La , e Lb , e Lc : Motor voltage instantaneous value I La , I Lb , I Lc : Motor current effective value i La , i Lb , i Lc : Motor current instantaneous value P La , P Lb , P Lc : Motor instantaneous active power harmonic component ⁇ L : Motor drive angular frequency
  • E L Motor voltage effective value (three-phase equilibrium state)
  • I L Effective motor current value (three-phase equilibrium state)
  • P L Instantaneous active power harmonic component (for three phases, equivalent to DC unit instantaneous power)
  • the cutoff frequency of the resonance suppression system for suppressing resonance by the LC filter, the motor, etc will be described below.
  • FIG. 6 shows an equivalent circuit of the above power converter
  • FIG. 7 shows the reactor current i Lh (power input) with respect to the DC link current i oh shown in FIG. 6 in the control system of the power converter shown in FIG.
  • the transfer characteristics are obtained. It can be seen that the transfer function becomes a quadratic system by performing the equivalent transformation shown in FIGS. 7 (A) to 7 (C).
  • the second order system of the transfer function G (s) in FIG. 7C at this time is regarded as a series connection of first order lag systems, Then, the transfer function G (s) has the relationship shown in the following equation (12), which can be modified and expressed by the following equation (13).
  • the transfer function G (s) has a real root when the damping coefficient ⁇ ⁇ 1, and when ⁇ is large, the cutoff frequency fc of the transfer function of the reactor current i Lh (power input) with respect to the DC link current i oh . Is It becomes.
  • the damping coefficient ⁇ when the damping coefficient ⁇ is larger than 1, it has a real root, so it can be regarded as a serial connection of a first-order lag system.
  • the damping coefficient ⁇ When the damping coefficient ⁇ is large, one item of Expression (13) is obtained. Since the time constant is large and the time constant of the two items in equation (13) is small, the band of the harmonic suppression system (cut-off frequency f c ) depends on one item and is expressed by equation (14). . Therefore, by setting the ⁇ damping coefficient larger, the time constant is increased, since the band is narrower lower cutoff frequency f c, it is possible to widen the frequency range for attenuating the reverse.
  • FIG. 8 shows an equivalent circuit of the power converter
  • FIGS. 9A to 9F show block diagrams of the power converter.
  • FIG. 8 shows a current flow including a harmonic current generated by the motor load.
  • V s is a DC voltage output from the diode bridge 11
  • V Lh is a voltage across the reactance L
  • V ch is a voltage across the capacitor C
  • I Lh is a reactor current flowing through the reactor L
  • I ch is a capacitor C.
  • I oh is a DC link current flowing through the DC link unit.
  • FIG. 9A shows the transfer characteristic of the voltage V c across the capacitor C with respect to the DC voltage V s output from the diode bridge 11 as in FIG. 3A.
  • FIG. 10 shows the characteristics of the cutoff frequency of the resonance suppression system with respect to the attenuation coefficient ⁇ of the power converter and the cutoff frequency of the harmonic suppression system with respect to the attenuation coefficient ⁇ .
  • the horizontal axis represents the attenuation coefficient
  • the vertical axis represents the cut-off frequency [Hz] zH
  • “ ⁇ ” indicates the characteristic of the cut-off frequency of the resonance suppression system
  • “ ⁇ ” indicates the harmonic.
  • the characteristic of the cut-off frequency of the wave suppression system is shown.
  • FIG. 10 shows the cut-off frequency with respect to the damping coefficient ⁇ for the harmonic suppression system and the resonance suppression system when the resonance frequency of the LC filter is set to 1125 Hz.
  • 0.2 to 0.4 (constant value control)
  • the characteristic difference between the harmonic suppression system and the resonance suppression system can be set by setting the attenuation coefficient ⁇ larger than 1.
  • FIG. 11 shows the characteristics of the resonance suppression system by the LC filter of the power converter
  • FIG. 11 (A) shows the gain characteristics
  • FIG. 11 (B) shows the phase characteristics.
  • 11A the horizontal axis represents frequency [Hz]
  • the vertical axis represents gain [dB]
  • the horizontal axis represents frequency [Hz]
  • the vertical axis represents phase [deg]. Yes.
  • the attenuation characteristic ⁇ 2.0.
  • the cut-off frequency is 4200 Hz.
  • FIG. 12 shows the characteristics of the harmonic suppression system of the power converter
  • FIG. 12 (A) shows the gain characteristics
  • FIG. 12 (B) shows the phase characteristics.
  • 12A the horizontal axis represents frequency [Hz]
  • the vertical axis represents gain [dB]
  • the horizontal axis represents frequency [Hz]
  • the vertical axis represents phase [deg]. Yes.
  • the attenuation characteristic ⁇ 2.0.
  • the cut-off frequency is 302 Hz.
  • FIG. 13 shows a step response characteristic of a resonance suppression system that suppresses resonance by the LC filter of the power converter
  • FIG. 14 shows a step response characteristic of a harmonic suppression system that suppresses a harmonic of the motor of the power converter. Is shown.
  • the horizontal axis represents time [ ⁇ 10 ⁇ 4 sec], and the vertical axis represents amplitude [arbitrary scale].
  • the step response characteristics of the conventional method are ⁇ ⁇ 1, so that the response is good although it is somewhat oscillatory and accompanied by an overshoot.
  • the time constant of the resonance suppression system is several hundred ⁇ sec
  • the time constant of the harmonic suppression system is several msec
  • the electric system time constant on the power source side and the mechanical system time constant on the motor side are Can respond.
  • FIGS. 15C and 15D show the attenuation.
  • FIG. 15 and 16 are simulations of the influence on the power input waveform due to the setting of the attenuation coefficient ⁇ .
  • the simulation conditions are when the power supply is 200 V, 50 Hz, and 7 kW.
  • the harmonics on the motor side simulate the harmonic distribution at 50 Hz in FIG. 3, and a harmonic current of 1800 Hz and 2 A flows through the DC link section. It is supposed to be.
  • a pulsating current having a power supply frequency of 6 times that modulates the voltage source inverter to maintain the pulsation while maintaining the motor harmonics can be maintained.
  • 1.5 (cut-off frequency 420 Hz) and therefore 300 Hz, which is 6 times the power frequency, is maintained.
  • This setting is a method suitable for constant current control in which voltage compensation is not performed by a voltage source inverter.
  • the gain Gmax at the peak point is It is represented by
  • FIG. 17 shows the characteristics of the voltage detection gain with respect to the harmonic frequency of the motor of the power converter, and shows the result of obtaining the voltage detection gain of each L / C at the same resonance frequency from the above equation (17).
  • the L / C marked “ ⁇ ” is 12.5.
  • L / C marked “ ⁇ ” is 3.13 ( ⁇ 0.25 mH / 80 ⁇ F)
  • L / C marked “*” is 0.78 ( ⁇ 0.125 mH / 160 ⁇ F) It is.
  • the amplitude may be small, and the L value can be set small at the same resonance frequency from the relationship shown in FIG. 17, and the reactor can be downsized.
  • FIG. 18 shows a simulation waveform of the above power converter
  • FIGS. 18 (A) and 18 (C) show the input current
  • FIGS. 18 (B) and 18 (D) show the reactor voltage.
  • the process is performed under the same conditions as in FIG.
  • the waveforms of FIGS. 18C and 18D it can be seen that the reactor voltage becomes 1/2 when the L value is halved.
  • the harmonic component of the 20th order or more specified by the partial weighted harmonic distortion PWHD as well as the total harmonic distortion THD becomes a problem.
  • the 11th and 13th components having a small content shown in FIG. 5 have an effect and the current appearing in the DC link portion is reduced, the reactor voltage is set to be large and the detection sensitivity is increased. There is a need.
  • the standard capacity C R [F] of the capacitor C is the motor load inductance, the power supply inductance, the capacitor charging voltage, and the motor load as described in the technical literature (Japanese Patent Laid-Open No. 2007-202378). Based on the power consumption, the frequency of the ripple component of the DC link voltage, and the motor excitation current, it is determined so as to reduce harmonics and prevent circuit elements from being destroyed due to the operation stop of the inverter unit. When a circuit such as a CD clamp that absorbs load induced power is used in combination, the standard capacity is determined from the allowable ripple current of the capacitor C or the temperature rise value. Based on the standard capacity C R and the resonant frequency of the LC filter of the capacitor C, to determine the inductance L R [H] of the reactor L.
  • the cutoff frequency of the resonance suppression system that suppresses resonance by the LC filter is lowered, and the inverter unit 12 In the transfer characteristic of the direct current flowing through the reactor L with respect to the input current, it is possible to increase the cutoff frequency of the harmonic suppression system that suppresses the harmonics of the inductive load.
  • the control unit 100 controls the inverter unit 12 to effectively suppress harmonics caused by the inductive load while suppressing resonance by the LC filter, and thereby inductive load such as a motor. It is possible to perform optimal control with good response.
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the reactor L with respect to the input current of the inverter unit 12 is made larger than the repetition frequency of the ripple component included in the direct current voltage output from the diode bridge 11, thereby providing a diode.
  • Control suitable for the inverter unit 12 that performs control for compensating for the ripple component included in the DC voltage output from the bridge 11 is possible.
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the reactor L with respect to the input current of the inverter unit 12 is made smaller than the repetition frequency of the ripple component included in the direct current voltage output from the diode bridge 11. Control suitable for the inverter unit 12 that performs current control becomes possible.
  • FIG. 19 shows the characteristics of the cutoff frequency of the resonance suppression system with respect to the attenuation coefficient of the power conversion device of the first embodiment and the cutoff frequency of the harmonic suppression system with respect to the attenuation coefficient.
  • the horizontal axis represents the attenuation coefficient
  • the vertical axis represents the cut-off frequency [Hz].
  • indicates the characteristic of the cutoff frequency of the resonance suppression system
  • indicates the characteristic of the cutoff frequency of the resonance suppression system
  • the frequency of the three-phase AC voltage is 50 Hz
  • the carrier frequency of the inverter unit 12 is 6 kHz.
  • the cutoff frequency of the harmonic suppression system is set so as to maintain the current pulsating flow component (300 Hz)
  • the settable attenuation coefficient ⁇ is The maximum is about 1.5.
  • the attenuation coefficient ⁇ is about 1.1 due to the stability limit of the control system, and the harmonic suppression band (harmonic suppression). It becomes difficult to widen the frequency band higher than the cutoff frequency of the system.
  • the resonance frequency of the LC filter and the sampling frequency are close to each other, it becomes difficult to ensure the stability of the control system.
  • the DC voltage and current of the DC link unit are six times the power frequency. Since the pulsation is controlled at ⁇ 360 Hz, the resonance frequency of the LC filter is about 500 Hz to 1 kHz, and the resonance frequency of the LC filter is close to the sampling frequency.
  • the power converter of the second embodiment of the present invention has the same configuration as that of the power converter shown in FIG. 1 of the first embodiment except for the operation of the control unit 100, and uses FIGS. 1 and 2. .
  • FIG. 20 shows a block diagram of the power conversion device of the second embodiment.
  • FIGS. 20A to 20C are block diagrams in which the characteristics of the resonance suppression system are obtained when the voltage V L across the reactor L is used for resonance suppression, and the DC voltage V s output from the diode bridge 11. It shows the transfer characteristics across voltage V c of the capacitor C (i.e. the input voltage of the inverter unit 12) for.
  • the control unit 100 controls the inverter unit 12 so as to have an attenuation characteristic in which the phase advance element and the secondary delay element shown in FIG. 20C are connected in series.
  • the difference from the block diagram of the power converter of the first embodiment is that the voltage V c across the capacitor C (that is, the input voltage of the inverter unit 12) is the input of the inverter unit 12. in that there is provided a DC voltage feedback gain k 2 for positive feedback (second feedback loop) it is with respect to the current I c.
  • k 2 for positive feedback (second feedback loop) it is with respect to the current I c.
  • the gain of the reactor voltage feedback to the negative feedback the voltage across V L of the reactor L with respect to the input current I c of the inverter unit 12 (first feedback loop) and k 1.
  • the voltage V L across the reactor L is fed back to the reactor voltage feedback that negatively feeds back the input current I o of the inverter unit 12, and the input voltage V c of the inverter unit 12 is fed into the inverter unit 12.
  • the degree of freedom of the cutoff frequency of each of the differential system and the secondary system is provided, the circuit constant of the LC filter, the gain k of the first feedback loop 1.
  • FIG. 21 shows the characteristics of the resonance suppression system of the power conversion device of the first embodiment.
  • the cutoff frequency f1 of the differential system (dotted line) and the secondary system (dashed line) match, the cutoff frequency of the resonance suppression system (solid line) is the high-frequency cutoff frequency of the secondary system. It is f2.
  • FIG. 22 shows the characteristics of the resonance suppression system of the power conversion device of the second embodiment.
  • the gain k 1 + k 2 is determined so that the attenuation coefficient ⁇ is 1.5 as in FIG. 21, and the cutoff frequency of the differential system (dotted line) is 2 it is obtained by setting the gain k 1 to match the high frequency side cutoff frequency f2 follows system (dashed line).
  • the cutoff frequency of the resonance suppression system is the low-frequency cutoff frequency f1. be able to.
  • FIGS. 23 (A) to (D), FIGS. 24 (A), and (B) are Bode diagrams for explaining the stability of the power converter of the second embodiment.
  • the control system of FIG. 23A (shown in FIG. 20A) is equivalently converted in the order of FIGS. 23B to 23D, FIGS. 24A and 24B to obtain the target voltage V L * .
  • FIGS. 27 and 28 show the power converter of the second embodiment. 2 shows a transfer function and a Bode diagram for explaining the gain margin.
  • the dotted line is the differential system
  • the alternate long and short dash line is the secondary system
  • the thin solid line is the series system of the differential system and the secondary system
  • the thick solid line is the reactor based on the target voltage V L *. It represents a control system (attenuation characteristic in which a phase advance element and a secondary delay element are connected in series) for controlling the voltage V L across L.
  • the 0 dB point of the differential gain becomes lower than the resonance frequency, so that the open loop gain becomes large and is shown in FIG. Further, when the carrier frequency is 1 ⁇ 2 (3 kHz) of 6 kHz, the gain is 0 dB or more, so that it becomes unstable.
  • the degree of freedom of gain setting is utilized, and as shown in FIG. to be equal, and sets the derivative gain k 1. Therefore, a sufficient gain margin of ⁇ 20 dB can be secured at 3 kHz.
  • 29 and 30 show a transfer function for explaining the stability of the modified example of the power conversion device of the second embodiment, and the reactor voltage feedback (first feedback loop) of the voltage VL across the reactor L is shown. It has a gain k 1 substantially zero. In FIG. 29A, the reactor voltage feedback is omitted.
  • control system of FIG. 29A in which k 1 ⁇ 0 is equivalently converted in the order of FIGS. 29B to 29D, FIGS. 29A and 29B, and the DC target voltage V Based on L * , it is expressed by a control system which controls the voltage V L across the reactor L and the voltage V c across the capacitor C.
  • FIG. 31 shows a transfer function for explaining the characteristics of the harmonic suppression system of the power conversion device of the second embodiment.
  • FIG. 31A shows the transfer characteristic of the voltage V c across the capacitor C with respect to the DC voltage V s output from the diode bridge 11.
  • a DC voltage feedback (positive feedback input voltage V c of the inverter unit 12 with respect to the input current I o of the inverter unit 12) is a DC power source
  • a high-pass filter is used in combination with the DC voltage feedback loop.
  • the high-pass filter provided in the DC voltage feedback loop is restricted by the lower limit of the cutoff frequency of the high-pass filter in order to remove power supply ripple, and affects the characteristics of the resonance suppression system.
  • FIG. 32A shows a transfer function when a DC cut high-pass filter is applied to the power conversion device of the second embodiment
  • FIG. 32B applies a DC cut high-pass filter and a ripple removing unit. The transfer function is shown.
  • FIG. 33 shows the amplitude characteristics of the ripple voltage used in the ripple removing unit.
  • Cos ⁇ in of the ripple removing unit is expressed by the following equation, and ripple removal is performed using a table or a function.
  • the cos ⁇ in of the ripple removing unit is synchronized with the frequency of the three-phase AC power supply 10 by a PLL (Phase-Locked Loop) or the like.
  • PLL Phase-Locked Loop
  • FIG. 34 shows a Bode diagram when a high-pass filter for DC cut and a ripple removing unit are applied to the power conversion device of the second embodiment.
  • the dotted line shows the characteristics when the DC cut high-pass filter and the ripple removal unit are not applied
  • the alternate long and short dash line shows the characteristics when the DC cut high-pass filter is applied
  • the solid line applies the ripple removal unit. The characteristics are shown.
  • the filter characteristic depends on the ripple frequency component, it is separated into a DC component and a harmonic component at 1 / cos ⁇ in shown in FIG. For this reason, characteristic degradation can be minimized by setting the cut-off frequency of the high-pass filter to a sufficiently low frequency from which the DC component can be removed.
  • FIG. 35 shows characteristics of the cutoff frequency of the resonance suppression system with respect to the attenuation coefficient of the power conversion device of the second embodiment and the cutoff frequency of the harmonic suppression system with respect to the attenuation coefficient
  • FIG. 36A shows the power conversion device of the first embodiment. The frequency characteristics are shown.
  • FIG. 36B shows the frequency characteristics of the power conversion device of the second embodiment
  • FIG. 36C shows the frequency characteristics of the power conversion device in the case of DC voltage feedback alone.
  • FIG. 35 shows a conceptual diagram regarding the effect of the power conversion device of the second embodiment.
  • the resonance frequency of the LC filter is f0
  • the low-frequency cutoff frequency of the harmonic suppression system is f1
  • the high-frequency cutoff frequency of the harmonic suppression system is f2.
  • FIG. 37 shows simulation waveforms when harmonics are superimposed on the power supply voltage of the power converters of the first and second embodiments.
  • FIG. 37A shows the input voltage waveform when the power supply side is distorted
  • FIG. 37B shows the input current waveform of the power converter of the first embodiment
  • FIG. 37C shows the first embodiment.
  • the DC voltage waveform of the DC link part of the power converter is shown.
  • FIG. 37 (D) shows the input current waveform of the power converter of the second embodiment
  • FIG. 37 (E) shows the DC voltage waveform of the DC link section of the power converter of the second embodiment.
  • FIG. 37 simulates a case where a single-phase inverter device is connected and voltage distortion of 3 kHz is superimposed by 10% due to the carrier current in order to compare the characteristics with respect to the power supply distortion waveform.
  • the resonance suppression band is wide, voltage distortion is observed in the DC voltage waveform of the DC link unit.
  • the resonance suppression band is narrow, so the influence of voltage distortion is less than that of the first embodiment.
  • FIG. 38 is a diagram showing a simulation waveform when the power supply voltage of the power converters of the first and second embodiments drops.
  • FIG. 38 shows the result of the characteristic comparison against the instantaneous voltage drop (15% drop).
  • the resonance suppression band shown in FIGS. 38B and 38C is wide, the output voltage response is fast and the potential difference between both ends of the reactor L is small. The fluctuation of the current command value is small, and the fluctuation of the input current corresponding to the power supply voltage remains.
  • the cutoff frequency of the high-pass filter shown in FIGS. 37 (D) and 37 (E) is set low, so that the voltage fluctuation is fed back and affects the compensation current.
  • the current may decrease.
  • the power conversion device can satisfactorily control the power supply so that there is a voltage fluctuation, and can be applied in various power supply environments.
  • FIG. 39 shows a simulation waveform when the motor harmonic currents of the power converters of the first and second embodiments are superimposed.
  • 39A shows the waveform of the harmonic current generated on the motor side
  • FIG. 39B shows the input current waveform of the power converter of the first embodiment
  • FIG. 39C shows the first embodiment.
  • the DC voltage waveform of the DC link part of the power converter is shown.
  • FIG. 39 (D) shows the input current waveform of the power converter of the second embodiment
  • FIG. 39 (E) shows the DC voltage waveform of the DC link section of the power converter of the second embodiment.
  • the simulation conditions at this time are when the power supply is 200 V, 50 Hz, and 7 kW, and the harmonic current of 1800 Hz and 2 A flows through the DC link section.
  • the harmonic suppression system of the power conversion device of the second embodiment is expressed by the same system as the power conversion device of the first embodiment, the second embodiment shown in FIGS.
  • the effect of suppressing the harmonics of the power conversion device is equivalent to that of the power conversion device of the first embodiment shown in FIGS. 39 (B) and (C).
  • the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit 12 with respect to the DC voltage from the diode bridge 11 becomes the attenuation characteristic by the phase advance element and the secondary delay element connected in series.
  • the control unit 100 controls the inverter unit 2 and the attenuation coefficient ⁇ of the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit 12 with respect to the DC voltage from the diode bridge 11 is set to be larger than 1, thereby Harmonics due to inductive loads can be effectively suppressed while suppressing resonance, and optimal control with good responsiveness to inductive loads such as motors can be performed.
  • the gain k 2 of the DC voltage feedback (second feedback loop) for controlling the current flowing in the capacitor C by positively feeding back the input voltage of the inverter unit 12 with respect to the 12 input current the diode bridge
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit 12 with respect to the DC voltage from 11 and the cutoff frequency of the transfer characteristic of the DC current flowing through the reactor L with respect to the input current of the inverter unit 12 can be set individually. Become.
  • the reactor voltage feedback by setting the gain k 2 gain k 1 and the DC voltage feedback (first feedback loop) (second feedback loop), the input voltage of the inverter unit 12 with respect to the DC voltage from the diode bridge 11
  • the sampling frequency (carrier frequency) of the PWM control is made the same by making the cut-off frequency of the transfer characteristic of the same and the cut-off frequency of the low frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the reactor L with respect to the input current of the inverter unit 12 It becomes difficult to be influenced, and a larger attenuation coefficient ⁇ can be set.
  • the inductance value of the reactor L can be reduced, and the reactor L can be reduced in size.
  • the ripple voltage component included in the DC voltage output from the diode bridge 11 is removed by the ripple removing unit in the DC voltage feedback (second feedback loop) of the input voltage of the inverter unit 12, so that the DC voltage feedback ( In the second feedback loop), the high-frequency component of the current flowing through the capacitor C can be controlled by positively feeding back only the high-frequency component of the input voltage of the inverter unit 12 with respect to the input current of the inverter unit 12.
  • the inverter unit 12 With respect to the DC voltage from the diode bridge 11.
  • the gain k 1 of the reactor voltage feedback (first feedback loop) of the voltage V L across the reactor L detected by the voltage detector 101 is set by the resistance value of the resistor connected in parallel across the reactor L.
  • the reactor L can be reduced in size while suppressing resonance by the LC filter and harmonics of the inductive load.
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the reactor L with respect to the input current of the inverter unit 12 is made larger than the repetition frequency of the ripple component included in the direct current voltage output from the diode bridge 11, thereby providing a diode.
  • Control suitable for the inverter unit 12 that performs control for compensating for the ripple component included in the DC voltage output from the bridge 11 is possible.
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the reactor L with respect to the input current of the inverter unit 12 is made smaller than the repetition frequency of the ripple component included in the direct current voltage output from the diode bridge 11. Control suitable for the inverter unit 12 that performs current control becomes possible.
  • the three-phase alternating voltage was rectified to direct current voltage and the power converter device which converted and output the direct current voltage to three-phase alternating current voltage was demonstrated, it is single phase or more than three phases
  • the present invention may be applied to a power converter that rectifies the AC voltage into a DC voltage, converts the DC voltage into a single-phase or three-phase or higher AC voltage, and outputs the AC voltage.
  • the said 1st, 2nd embodiment demonstrated the power converter device with which the reactor L was connected as an inductance element between one output terminal of the diode bridge 11, and one input terminal of the inverter part 12,
  • the present invention is not limited to this, and the inductance element may be connected between the output terminal of the AC power source that supplies the AC voltage and the input terminal of the rectifying unit.
  • the inductance element connected between the output end of the AC power supply that supplies the AC voltage and the input end of the rectifying unit includes a resonance current and a harmonic. Since an alternating current component of the wave current flows, a voltage signal suitable for controlling the inverter unit can be obtained by detecting the voltage across the inductance element with the voltage detection unit.
  • an inductance element connected to each phase between the output terminal of the AC power source that supplies the AC voltage and the input terminal of the rectifier unit includes each phase. Since the AC current components of the resonance current and the harmonic current flow respectively, the voltage signal suitable for controlling the resonance suppression and the harmonic suppression of the inverter unit is obtained by detecting the voltage across each inductance element by the voltage detection unit. It is done.
  • the power converter of this invention is A rectifier that rectifies a single-phase or multi-phase AC voltage into a DC voltage; A PWM-controlled inverter unit that converts the DC voltage output from the rectifier unit into an AC voltage and outputs the AC voltage; A capacitance element connected between the input terminals of the inverter unit; An inductance element constituting an LC filter with the capacitance element; A voltage detector for detecting a voltage across the inductance element; A control unit for controlling the inverter unit based on the voltage across the inductance element detected by the voltage detection unit; The LC filter has a resonance frequency set so as to pass a ripple current component included in the DC current output from the rectification unit and attenuate a current component having the same frequency as the carrier frequency of the inverter unit.
  • the control unit sets the attenuation coefficient ⁇ of the transfer characteristic of the input voltage of the inverter unit with respect to the DC voltage from the rectifier unit to be greater than 1, so that the cutoff frequency of the transfer characteristic is
  • the inverter unit is set so that the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the inductance element with respect to the input current of the inverter unit is lower than the resonance frequency of the LC filter so as to be higher than the resonance frequency. You may control.
  • the cutoff frequency of the resonance suppression system that suppresses the resonance by the LC filter is increased, and flows to the inductance element for the input current of the inverter unit.
  • the control unit controls the inverter unit, so that the harmonics due to the inductive load can be effectively suppressed while suppressing the resonance by the LC filter. And optimal control with good response.
  • the capacitance of the capacitance element is C [F]
  • the inductance of the inductance element is L [H]
  • the standard capacity of the capacitance element is C R [F]
  • the standard capacity C R [F] of the capacitance element is L R [H]
  • L / C ⁇ LR / CR Satisfy the condition of
  • the standard capacity of the capacitance element is the inductance of the inductive load such as a motor, the power supply inductance, the charging voltage of the capacitance element, the power consumption of the motor load, the frequency of the ripple component of the DC link voltage, and the motor excitation.
  • the capacitance value should be determined so as to prevent the destruction of the circuit element due to the operation stop of the inverter unit while suppressing the harmonics.
  • the standard capacity is determined from the allowable ripple current or temperature rise value of the capacitance element.
  • the inductance element can be reduced in size while suppressing the resonance by the LC filter and the harmonics of the inductive load.
  • the capacitance of the capacitance element is C [F]
  • the inductance of the inductance element is L [H]
  • the standard capacity of the capacitance element is C R [F]
  • the standard capacity C R [F] of the capacitance element is L R [H]
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the inductance element with respect to the input current of the inverter unit is higher than the repetition frequency of the ripple component included in the direct current voltage output from the rectifier unit.
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing in the inductance element with respect to the input current of the inverter unit is made larger than the repetition frequency of the ripple component included in the DC voltage output from the rectifier unit.
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing through the inductance element with respect to the input current of the inverter unit is smaller than the repetition frequency of the ripple component included in the direct current voltage output from the rectifier unit.
  • the cutoff frequency of the transfer characteristic of the direct current flowing in the inductance element with respect to the input current of the inverter unit is made smaller than the repetition frequency of the ripple component included in the DC voltage output from the rectifier unit.
  • the inductance element is connected between one output terminal of the rectifying unit and one input terminal of the inverter unit.
  • the inductance element since the AC component of the resonance current and the harmonic current flows through the inductance element connected between the one output end of the rectification unit and the one input end of the inverter unit, the inductance element The voltage signal suitable for control of resonance suppression and harmonic suppression of the inverter unit is obtained by detecting the voltage between both ends of the inverter.
  • the inductance element is connected between an output end of an AC power supply that supplies the AC voltage and an input end of the rectifying unit.
  • the inductance element connected between the output end of the AC power supply that supplies the AC voltage and the input end of the rectifying unit includes: Since an alternating current component of the resonance current and the harmonic current flows, a voltage signal suitable for controlling the inverter unit can be obtained by detecting the voltage across the inductance element with the voltage detection unit.
  • an inductance element connected to each phase between the output terminal of the AC power source that supplies the AC voltage and the input terminal of the rectifier unit includes each phase. Since the AC current components of the resonance current and the harmonic current flow respectively, the voltage signal suitable for controlling the resonance suppression and the harmonic suppression of the inverter unit is obtained by detecting the voltage across each inductance element by the voltage detection unit. It is done.

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Abstract

 電圧検出部(101)により検出されたリアクトル(L)の両端電圧VLに基づいて、インバータ部(12)を制御する制御部(100)を備える。上記制御部(100)は、ダイオードブリッジ(11)からの直流電圧に対するインバータ部(12)の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、インバータ部(12)を制御すると共に、ダイオードブリッジ(11)からの直流電圧に対するインバータ部(12)の入力電圧の伝達特性の減衰係数ζが1よりも大きく設定される。これにより、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高調波を抑制でき、誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる電力変換装置を提供する。

Description

電力変換装置
 この発明は、電力変換装置に関する。
 電力変換装置の代表的な主回路構成として、整流回路と平滑回路を介して商用交流電圧を直流電圧に変換し、電圧形変換器により交流出力を得る間接形交流電力変換装置が一般に用いられている。一方、交流電圧から直接交流出力を得る方式として、三相コンデンサレスインバータが知られており、商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサやリアクトルが不要となることから、電力変換装置の小型化が可能となる。
 従来の第1の電力変換装置としては、直接形交流電力変換回路において、電源側への6倍高調波電流を抑制するものがある(例えば、特許第4488122号(特許文献1)参照)。
 また、従来の第2の電力変換装置としては、脈流電圧を検出して、電圧脈動を補償するように電圧形インバータを変調することで従来形インバータと同等の出力電圧を得るものがある(例えば、特公昭61-48356号(特許文献2)参照)。
 上記従来の第2の電力変換装置では、モータ負荷においてモータスロットの高調波が大きい場合は、リアクトル容量を大きくして、LCフィルタの共振周波数を下げることで、電源高調波を抑制することが考えられるが、コンデンサレス方式の特徴を生かすことができない。このため、上記従来の第1の電力変換装置では、モータ負荷において高調波成分が高次に渡って発生する場合、複数の制御回路が必要となる他、厳密には、位相特性を考慮しないと完全に高調波成分を消去することができず、制御回路が複雑となる問題があった。
特許第4488122号 特公昭61-48356号
 そこで、この発明の課題は、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高調波を抑制でき、誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる電力変換装置を提供することにある。
 上記課題を解決するため、この発明の電力変換装置は、
 単相または多相の交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
 上記整流部から出力された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するPWM制御のインバータ部と、
 上記インバータ部の入力端間に接続されたキャパシタンス素子と、
 上記キャパシタンス素子とでLCフィルタを構成するインダクタンス素子と、
 上記インダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部と、
 上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部を制御する制御部と
を備え、
 上記LCフィルタは、上記整流部から出力された上記直流電流に含まれるリップル電流成分を通過させ、かつ、上記インバータ部のキャリヤ周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、共振周波数が設定されていると共に、
 上記制御部は、上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記インバータ部を制御すると共に、上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性の減衰係数が1よりも大きく設定されていることを特徴とする。
 上記構成によれば、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、制御部によりインバータ部を制御すると共に、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性の減衰係数が1よりも大きく設定されていることによって、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制でき、モータなどの誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記制御部は、
 上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性において、上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧を、上記インバータ部の入力電流に対して負帰還することにより、上記インダクタンス素子に流れる電流を制御する第1帰還ループと、上記インバータ部の上記入力電圧を、上記インバータ部の入力電流に対して正帰還することにより、上記キャパシタンス素子に流れる電流を制御する第2帰還ループとを有し、
 上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性と、上記インバータ部の上記入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性とが夫々予め定められた伝達特性となるように、上記第1帰還ループのゲインkと上記第2帰還ループのゲインkとが設定されている。
 上記実施形態によれば、インバータ部の入力電流に対してインダクタンス素子の両端電圧を負帰還することによりインダクタンス素子に流れる電流を制御する第1帰還ループのゲインkと、インバータ部の入力電流に対してインバータ部の入力電圧を正帰還することにより、キャパシタンス素子に流れる電流を制御する第2帰還ループのゲインkとを設定することにより、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数と、インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を個別に設定することが可能になる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記制御部は、
 上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数と、上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性の低域のカットオフ周波数とが同一になるように、上記第1帰還ループのゲインkと上記第2帰還ループのゲインkとが設定されている。
 上記実施形態によれば、第1帰還ループのゲインkと第2帰還ループのゲインkとを設定して、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数と、インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性の低域のカットオフ周波数とを同一にすることによって、PWM制御のサンプリング周波数(キャリヤ周波数)の影響を受けにくくなって、より大きな減衰係数を設定することが可能になる。また、インダクタンス素子のインダクタンス値を小さくすることも可能になり、インダクタンス素子の小型化が図れる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記制御部は、
 上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性において、上記インバータ部の上記入力電圧の上記第2帰還ループに、上記単相または多相の交流電圧を上記整流部で整流することにより上記整流部から出力される上記直流電圧に含まれるリップル電圧成分を除去するリップル除去部を有する。
 上記実施形態によれば、インバータ部の入力電圧の第2帰還ループにあるリップル除去部により、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル電圧成分を除去するので、第2帰還ループにおいてインバータ部の入力電流に対してインバータ部の入力電圧の高周波成分のみを正帰還することにより、キャパシタンス素子に流れる電流の高調波成分を制御することが可能になる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記制御部は、
 上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧の上記第1帰還ループのゲインkを略ゼロにしている。
 上記実施形態によれば、電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧の第1帰還ループのゲインkを略ゼロにしても、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数を設定することで、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制できる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記インダクタンス素子の両端に並列に接続された抵抗を備え、
 上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧の上記第1帰還ループのゲインkを上記抵抗の抵抗値により設定する。
 上記実施形態によれば、電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧の第1帰還ループのゲインkを、インダクタンス素子の両端に並列に接続された抵抗の抵抗値により設定することによって、PWM制御のサンプリング周波数(キャリヤ周波数)の影響を受けにくくなって制御の安定性が向上する。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記制御部は、上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数が上記LCフィルタの共振周波数よりも高くなるように、かつ、上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数が上記LCフィルタの共振周波数よりも低くなるように、上記インバータ部を制御することを特徴とする。
 上記実施形態によれば、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性において、LCフィルタによる共振を抑制する共振抑制系のカットオフ周波数を上げ、インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性において、誘導負荷の高調波を抑制する高調波抑制系のカットオフ周波数を下げることが可能となる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記キャパシタンス素子の容量をC[F]とし、上記インダクタンス素子のインダクタンスをL[H]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量をC[F]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量C[F]および上記LCフィルタの共振周波数により定まる上記インダクタンス素子のインダクタンスをL[H]とするとき、
   L/C < L/C
の条件を満たす。
 ここで、キャパシタンス素子の標準容量とは、モータなどの誘導負荷のインダクタンスと、電源インダクタンスと、キャパシタンス素子の充電電圧と、モータ負荷の消費電力と、直流リンク電圧のリップル成分の周波数と、モータ励磁電流に基づいて、高調波を抑制しつつ、インバータ部の動作停止による回路素子の破壊を防止するように決定されるべき容量値である。なお、負荷誘導電力を吸収するCDクランプ等の回路が併用される場合、標準容量は、キャパシタンス素子の許容リップル電流若しくは温度上昇値より決定される。
 上記実施形態によれば、LCフィルタによる共振と誘導負荷の高調波を抑制しつつ、インダクタンス素子を小型化できる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記キャパシタンス素子の容量をC[F]とし、上記インダクタンス素子のインダクタンスをL[H]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量をC[F]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量C[F]および上記LCフィルタの共振周波数により定まる上記インダクタンス素子のインダクタンスをL[H]とするとき、
   L/C > L/C
の条件を満たす。
 上記実施形態によれば、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高次高調波を抑制できる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数は、上記単相または多相の交流電圧を上記整流部で整流することにより上記整流部から出力される上記直流電圧に含まれるリップル電圧成分の繰り返し周波数よりも大きい。
 上記実施形態によれば、上記インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも大きくすることによって、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル電圧成分を補償する制御を行うインバータ部に適した制御が可能になる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数は、上記単相または多相の交流電圧を上記整流部で整流することにより上記整流部から出力される上記直流電圧に含まれるリップル電圧成分の繰り返し周波数よりも小さい。
 上記実施形態によれば、上記インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル電圧成分の繰り返し周波数よりも小さくすることによって、定電流制御を行うインバータ部に適した制御が可能になる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記インダクタンス素子は、上記整流部の一方の出力端と上記インバータ部の一方の入力端との間に接続されている。
 上記実施形態によれば、整流部の一方の出力端とインバータ部の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子には、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのインダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により検出することで、インバータ部の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記インダクタンス素子は、上記交流電圧を供給する交流電源の出力端と上記整流部の入力端との間に接続されている。
 上記実施形態によれば、単相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に接続されたインダクタンス素子には、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのインダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により検出することで、インバータ部の制御に適した電圧信号が得られる。また、多相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に相毎に接続されたインダクタンス素子には、各相の共振電流および高調波電流の交流成分が夫々流れるので、各インダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により夫々検出することで、インバータ部の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。
 以上より明らかなように、この発明の電力変換装置によれば、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高調波を抑制でき、誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる電力変換装置を実現することができる。
図1はこの発明の第1実施形態の電力変換装置の構成図である。 図2は上記電力変換装置の等価回路を示す図である。 図3は上記電力変換装置のブロック線図である。 図4は上記電力変換装置の伝達関数を示す図である。 図5は集中巻6極モータの高調波電流の例を示す図である。 図6は上記電力変換装置の等価回路を示す図である。 図7は上記電力変換装置の直流リンク電流に対するリアクトル電流の伝達特性を示すブロック線図である。 図8は上記電力変換装置の等価回路を示す図である。 図9は上記電力変換装置のブロック線図である。 図10は上記電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示す図である。 図11は上記電力変換装置の共振抑制系の特性を示すボード線図である。 図12は上記電力変換装置の高調波抑制系の特性を示すボード線図である。 図13は上記電力変換装置の共振抑制系のステップ応答特性を示すである。 図14は上記電力変換装置のモータの高調波抑制系のステップ応答特性を示す図である。 図15は上記電力変換装置の減衰特性ζ=0.5のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形および減衰特性ζ=1.5のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示す図である。 図16は上記電力変換装置の減衰特性ζ=0.5のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形および減衰特性ζ=4.0のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示す図である。 図17は上記電力変換装置の高調波周波数に対する電圧検出ゲインの特性を示す図である。 図18は上記電力変換装置のシミュレーション波形を示す図である。 図19は上記電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示す図である。 図20はこの発明の第2実施形態の電力変換装置のブロック線図である。 図21は第1実施形態の電力変換装置の共振抑制系の特性を示すボード線図である。 図22は第2実施形態の電力変換装置の共振抑制系の特性を示すボード線図である。 図23は上記電力変換装置の安定性を説明するためのボード線図である。 図24は上記電力変換装置の安定性を説明するためのボード線図である。 図25は第1実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するための伝達関数を示す図である。 図26は第1実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するためのボード線図である。 図27は第2実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するための伝達関数を示す図である。 図28は第2実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するためのボード線図である。 図29は上記第2実施形態の変形例の電力変換装置の安定性について説明するための伝達関数を示す図である。 図30は上記電力変換装置の安定性について説明するための伝達関数を示す図である。 図31は上記第2実施形態の電力変換装置の高調波抑制系の特性について説明するための伝達関数を示す図である。 図32Aは上記第2実施形態の電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタを適用したときの伝達関数を示す図である。 図32Bは上記第2実施形態の電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用したときの伝達関数を示す図である。 図33はリップル電圧の振幅特性を示す図である。 図34は電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用したときのボード線図である。 図35は第2実施形態の電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示す図である。 図36Aは第1実施形態の電力変換装置の周波数特性を示す図である。 図36Bは第2実施形態の電力変換装置の周波数特性を示す図である。 図36Cは直流電圧帰還単独の電力変換装置の周波数特性を示す図である。 図37は第1,第2実施形態の電力変換装置の電源電圧に高調波を重畳したときのシミュレーション波形を示す図である。 図38は第1,第2実施形態の電力変換装置の電源電圧が電圧降下したときのシミュレーション波形を示す図である。 図39は第1,第2実施形態の電力変換装置のモータ高調波電流を重畳したときのシミュレーション波形を示す図である。
 以下、この発明の電力変換装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
 〔第1実施形態〕
 図1はこの発明の第1実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この電力変換装置は、図1に示すように、三相ダイオードブリッジ回路を構成する6つのダイオードD1~D6からなる整流部の一例としてのダイオードブリッジ11と、三相ブリッジ回路を構成する6つのスイッチング素子S1~S6からなるインバータ部12とを備えている。また、上記電力変換装置は、ダイオードブリッジ11の正極側出力端とインバータ部12の正極側入力端との間に接続されたインダクタンス素子の一例としてのリアクトルLと、上記インバータ部12の入力端間に接続されたキャパシタンス素子の一例としてのコンデンサCとを備えている。上記リアクトルLとコンデンサCでLCフィルタを構成している。さらに、上記電力変換装置は、リアクトルLの両端電圧を検出する電圧検出部101と、上記電圧検出部10からのリアクトルLの両端電圧を表すVL信号に基づいて、インバータ部12の各スイッチング素子S1~S6にPWM信号を出力する制御部100を備えている。
 上記ダイオードブリッジ11により三相交流電源10からの三相交流電圧を直流に整流し、整流された直流電圧をインバータ部12により所定の三相交流電圧に変換して出力する。この第1実施形態では、インバータ部12の負荷としてモータ13が接続されている。
 図1に示す電力変換装置の直流リンク部のLCフィルタのコンデンサCの容量は従来の数十分の1以下と小さく、LCフィルタの共振周波数もインバータ装置のキャリヤ電流成分を減衰させるべく、数kHz程度と従来の一桁以上高く設定されており、リアクトルLのインダクタンスも小さな値に設定されている。
 このため、直流リンク部のリアクトルL、コンデンサCは商用周波数成分を平滑させる作用がなく、直流リンク部には相電圧の最小相を基準とした最大相の電位が発生し、商用周波数の6倍周波数で脈動する。また、入力電流についても同様に、最大相と最小相との線間に直流電流が通流することから、インバータ部の入力電流が一定の場合、120°通電波形となる。
 図2は上記電力変換装置の等価回路を示している。図2において、14は負荷が接続されたインバータ部を簡易的に表す電流源であり、Vsはダイオードブリッジ11から出力される直流電圧、VcはコンデンサCの両端電圧、ILはリアクトルLを流れる電流、IcはコンデンサCを流れる電流、Ioは直流リンク部を流れる電流である。
 図3(A)~(C)はリアクトルLの両端電圧VLを共振抑制に用いた場合について共振抑制系の特性を求めたブロック線図であり、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧Vsに対するコンデンサCの両端電圧Vc(すなわちインバータ部12の入力電圧)の伝達特性を示している。
 図3(A)~図3(C)の順に等価変換を行うと、最終的に、図3(C)に示す二次系と位相進みからなる直列の系となることが分かる。このように、制御部100は、図3(C)に示す位相進み要素と二次遅れ要素が直列接続された減衰特性となるように、インバータ部12を制御する。
 また、図4は図3のブロック線図の伝達関数G(s)を示したものであり、二項目は二次系であるからゲインkにより減衰特性を改善でき、一項目は位相進みであるから、両者により安定な一次遅れ系に近い特性にすることができる。図4において、Vsはダイオードブリッジ11から出力される直流電圧、VcはコンデンサCの両端電圧、LはリアクトルLのインダクタンス、CはコンデンサCのキャパシタンス、sはラプラス変数である。
 次に、図5は集中巻6極モータの高調波電流の例を示している。図5において、横軸は高調波の次数を表し、縦軸は高調波電流の含有率を表している。なお、図5では、集中巻6極モータを駆動する交流電源の周波数[Hz]毎に、すなわち、90Hz、120Hz、151Hz、180Hz、211Hz、239Hz、271Hz、300Hz、331Hz毎に、高調波電流の含有率を示している。
 また、次の式(1)~式(8)に示すように、集中巻モータに起因する高調波電流と有効電力の関係を表しており、5次成分,7次成分ともに6倍の電力脈動を招くことが示されている。この結果は、図1に示す電力変換装置において、直流リンク電流に6倍の高調波電流が発生することを意味している。
 (5次高調波)
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
 (7次高調波)
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
 ここで、ELa, ELb, ELc:モータ電圧実効値
     eLa, eLb, eLc:モータ電圧瞬時値
     ILa, ILb, ILc:モータ電流実効値
     iLa, iLb, iLc:モータ電流瞬時値
     PLa, PLb, PLc:モータ瞬時有効電力高調波成分
     ωL :モータ駆動角周波数
     EL :モータ電圧実効値(三相平衡状態)
     IL :モータ電流実効値(三相平衡状態)
     PL :瞬時有効電力高調波成分(三相分、直流部瞬時電力に相当)
 次に、ダイオードブリッジ11からの直流電圧を入力としインバータ部12から出力される交流電圧を出力とする制御系において、LCフィルタによる共振を抑制するための共振抑制系のカットオフ周波数と、モータなどの誘導負荷による高調波を抑制するための高調波抑制系のカットオフ周波数について以下に説明する。
 〔共振抑制系のカットオフ周波数〕
 まず、図3で示した共振抑制系において、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧Vsに対するコンデンサCの両端電圧Vcについての伝達関数G(s)は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
で表され、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
とすると、上記式(9)を変形して、次の式(10)で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
 ここで、減衰係数ζが大きい場合には、式(10)の1項目はほぼゲイン1とみなせ、式(10)の2項目で決まるカットオフ周波数fcは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
となる。
 このように、減衰係数ζを1よりも大きくした場合には、上記式(10)の1項目を線形とみなすことができ、共振抑制系の帯域(カットオフ周波数fc)は2項目に依存し、上記式(11)の関係となる。このため、減衰係数ζを大きく設定することにより、時定数が小さくなり、カットオフ周波数fcが高くなって帯域が広くなることから、入出力電圧を線形にできる帯域を広げることができる。
 〔高調波抑制系のカットオフ周波数〕
 図6は上記電力変換装置の等価回路を示しており、図7は図1に示す電力変換装置の制御系において、図6に示す直流リンク電流iohに対するリアクトル電流iLh(電源入力)についての伝達特性を求めたものである。図7(A)~図7(C)に示す等価変換を行うことにより、伝達関数が二次系となることが分かる。
 一方、このときの図7(C)における伝達関数G(s)の二次系を一次遅れ系の直列接続とみなし、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
とすると、伝達関数G(s)は次の式(12)に示す関係となり、これを変形して次の式(13)で示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
 ここで、伝達関数G(s)は、減衰係数ζ≧1で実根を持ち、ζが大きい場合には、直流リンク電流iohに対するリアクトル電流iLh(電源入力)の伝達関数のカットオフ周波数fcは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
となる。
 このように、減衰係数ζが1よりも大きい場合には、実根を持つため、一次遅れ系の直列接続と捉えることができ、減衰係数ζが大きい場合には、式(13)の1項目の時定数が大きく、式(13)の2項目の時定数が小さくなることから、高調波抑制系の帯域(カットオフ周波数fc)は、1項目に依存し、式(14)で表される。このため、減衰係数ζを大きく設定することにより、時定数が大きくなり、カットオフ周波数fcが低くなって帯域が狭くなることから、逆に減衰させる周波数範囲を広げることができる。
 図8は上記電力変換装置の等価回路を示しており、図9(A)~(F)は上記電力変換装置のブロック線図を示している。図8では、モータ負荷により発生する高調波電流を含む電流の流れを示している。図8において、Vsはダイオードブリッジ11から出力される直流電圧、VLhはリアクタンスLの両端電圧、VchはコンデンサCの両端電圧、ILhはリアクトルLを流れるリアクトル電流、IchはコンデンサCを流れる電流、Iohは直流リンク部を流れる直流リンク電流である。
 図8に示すように、図2に示す等価回路において高調波電流が分流するため、図2に示すIcとVcに対してIchとVchの極性は反転する。
 そして、図9(A)では、図3(A)と同様にして、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧Vsに対するコンデンサCの両端電圧Vcの伝達特性を示している。
 次に、高調波電流のみを考慮すると、VLh=Vchとみなせることにより、図9(B)に示すように変換する。
 次に、図9(C)に示すように、直流リンク電流iohに対するリアクトル電流iLhの伝達特性に変換して、図9(D)~図9(F)に示す等価変換を行うことにより、図9(F)に示す伝達特性は図7(C)に示す伝達特性と同じになる。
 図10は上記電力変換装置の減衰係数ζに対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数ζに対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している。図10において、横軸は減衰係数を表し、縦軸はカットオフ周波数[Hz]zHを表しており、「○」印は共振抑制系のカットオフ周波数の特性を示し、「●」印は高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している。
 図10に示すように、減衰係数ζを1よりも大きくするほど、LCフィルタによる共振抑制系のカットオフ周波数は高くなる一方、高調波抑制系のカットオフ周波数は低くなる。
 図10はLCフィルタの共振周波数を1125Hzに設定した場合の高調波抑制系と共振抑制系について、減衰係数ζに対するカットオフ周波数を夫々求めたものである。減衰係数ζ<1の従来方式の電力変換装置においてζ=0.2~0.4(定値制御)であるため、帯域はLCフィルタの共振周波数に制限されるのに対して、この発明の電力変換装置では、減衰係数ζを1よりも大きく設定することで、高調波抑制系と共振抑制系の特性差を設定できる。
 図11は上記電力変換装置のLCフィルタによる共振抑制系の特性を示しており、図11(A)はゲイン特性、図11(B)は位相特性である。図11(A)において、横軸は周波数[Hz]、縦軸はゲイン[dB]を表し、図11(B)において、横軸は周波数[Hz]、縦軸は位相[deg]を表している。
 また、図11(A),図11(B)において、実線は減衰特性ζ=2.0、点線は減衰特性ζ=0.5のときの特性であり、減衰特性ζ=2.0のときのカットオフ周波数は4200Hzである。
 図12は上記電力変換装置の高調波抑制系の特性を示しており、図12(A)はゲイン特性、図12(B)は位相特性である。図12(A)において、横軸は周波数[Hz]、縦軸はゲイン[dB]を表し、図12(B)において、横軸は周波数[Hz]、縦軸は位相[deg]を表している。
 また、図12(A),図12(B)において、実線は減衰特性ζ=2.0、点線は減衰特性ζ=0.5のときの特性であり、減衰特性ζ=2.0のときのカットオフ周波数は302Hzである。
 また、図13は上記電力変換装置のLCフィルタによる共振を抑制する共振抑制系のステップ応答特性を示し、図14は上記電力変換装置のモータの高調波を抑制する高調波抑制系のステップ応答特性を示している。
 図13, 図14において、横軸は時間[×10-4sec]、縦軸は振幅[任意目盛]を表している。また、図13, 図14において、実線は減衰特性ζ=2.0のときのステップ応答特性、点線は減衰特性ζ=0.5のときのステップ応答特性である。
 図11,図12に示すように、減衰特性ζ=2.0のときの共振抑制系のカットオフ周波数は4200Hzであり、減衰特性ζ=2.0のときの高調波抑制系のカットオフ周波数は302Hzと特性差を設定できている。一方、図13, 図14に示すように、ステップ応答特性については、従来方式はζ<1であるため、多少振動的でオーバーシュートを伴うものの応答性は良好である。
 この発明の電力変換装置においては、共振抑制系の時定数が数100μsecとなり、高調波抑制系の時定数が数msecとなって、電源側の電気系時定数、モータ側の機械系時定数に対応することができる。
 図15(A),(B)は上記電力変換装置の減衰特性ζ=0.5のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示し、図15(C),(D)は減衰特性ζ=1.5のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示している。また、図16(A),(B)は上記電力変換装置の減衰特性ζ=0.5のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示し、図16(C),(D)は減衰特性ζ=4.0のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示している。
 図15,図16は減衰係数ζの設定による電源入力波形への影響をシミュレーションしたものである。図15はζ=0.5とζ=1.5(カットオフ周波数420Hz)、図16はζ=0.5とζ=4.0(カットオフ周波数143Hz)の場合を示すものである。なお、シミュレーション条件は電源200V、50Hz、7kW入力時であり、モータ側の高調波は図3の50Hz時の高調波分布を模擬しており、直流リンク部に1800Hz、2Aの高調波電流が流れるものとしている。
 図15,図16に示すように、従来方式(ζ=0.5)では、LCフィルタによる共振は抑制されているが、入力電流にモータ負荷に起因する高調波成分が重畳しており、直流リンク電圧に高調波電圧として影響が表れている。
 一方、本発明の電力変換装置の場合は、モータ高調波を抑制すると共に、脈動を補償するよう電圧形インバータを変調する電源周波数6倍の脈流電流が維持できている。これは、ζ=1.5(カットオフ周波数420Hz)であるために電源周波数6倍の300Hzについては維持されるためである。図16の場合については、ζ=4.0(カットオフ周波数143Hz)であるために、電源周波数6倍の300Hz(=50Hz×6)が抑制されており、電流リップル成分が小さくなっている。この設定は、電圧形インバータで脈流補償を行わない定電流制御に適した方法である。
 高調波電流のリアクトルLとコンデンサCへの分流値は、次の式(15)により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
 また、リアクトルLとコンデンサCの電圧降下は次式(16)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
 この発明の電力変換装置では、高調波電流をリアクトルLの両端電圧VLとして検出するために、上記式(15)、式(16)より、電圧検出ゲインを表す式(17)を次のとおり導出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012
 また、上記式(17)を微分した次式(18)によりピーク点が求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
 また、そのピーク点におけるゲインGmaxは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
で表される。
 図17は上記電力変換装置のモータの高調波周波数に対する電圧検出ゲインの特性を示しており、同一共振周波数における各L/Cの電圧検出ゲインを上記(17)式より求めた結果を示している。図17において、「◇」印のL/Cは200(=2mH/10μF)、「□」印のL/Cは50(=1mH/20μF)、「△」印のL/Cは12.5(=0.5mH/40μF)、「×」印のL/Cは3.13(≒0.25mH/80μF)、「*」印のL/Cは0.78(≒0.125mH/160μF)である。
 ここで、電圧検出ゲインは極値を持つことから、上記式(18)より、共振周波数(1125Hz)で最大のゲインを持つ(式(19))。
 また、図17の特性より、L/Cに比例して検出電圧が大きくなることが分かる。
 以上より、この第1実施形態の電力変換装置においては、リアクトルLの両端電圧VLを検出することから、入力電流の影響を受けずに、共振電流および高調波電流の交流成分のみが検出されるため、振幅は小さくても良く、図17の関係性より同一共振周波数においてL値を小さく設定でき、リアクタの小型化を図ることができる。
 また、図18は上記電力変換装置のシミュレーション波形を示しており、図18(A),(C)は入力電流、図18(B),(D)はリアクトル電圧を示している。
 図18(A),(B)は、L=0.5mH,C=40μF,L/C=12.5におけるシミュレーション結果であり、図18(C),(D)は、L=0.25mH,C=80μF、L/C=3.13におけるシミュレーション結果である。ここで、L,Cの定数を除いては、図15の場合と同じ条件で行っている。図18(C),(D)の波形に示すように、L値を1/2とすることで、リアクトル電圧は1/2となることが分かる。
 一方、IEC61000-3-12の高調波規格が適用される場合には、総合高調波歪THDもさることながら部分加重高調波歪PWHDで規定される20次以上の高調波成分が問題となる場合がある。この場合、図5で示した含有率の小さい11次成分と13次成分が影響を与え、直流リンク部に表れる電流が小さくなるため、上記とは逆にリアクトル電圧を大きく設定し、検出感度高める必要がある。
 なお、コンデンサCの標準容量C[F]は、技術文献(特開2007-202378号公報)に記載されているとおり、モータ負荷のインダクタンスと、電源インダクタンスと、コンデンサ充電電圧と、モータ負荷の消費電力と、直流リンク電圧のリップル成分の周波数と、モータ励磁電流に基づいて、高調波を少なく、かつ、インバータ部の動作停止による回路素子の破壊を防止するように決定される。また、負荷誘導電力を吸収するCDクランプ等の回路が併用される場合、標準容量は、コンデンサCの許容リップル電流若しくは温度上昇値より決定される。このコンデンサCの標準容量CおよびLCフィルタの共振周波数に基づいて、リアクトルLのインダクタンスL[H]を決定する。
 上記構成の電力変換装置によれば、ダイオードブリッジ11からの直流電圧に対するインバータ部12の入力電圧の伝達特性において、LCフィルタによる共振を抑制する共振抑制系のカットオフ周波数を下げ、インバータ部12の入力電流に対するリアクトルLに流れる直流電流の伝達特性において、誘導負荷の高調波を抑制する高調波抑制系のカットオフ周波数を上げることが可能となる。このような制御系の伝達特性に基づいて、制御部100がインバータ部12を制御することによって、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制でき、モータなどの誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる。
 また、L/C<L/Cの条件を満たすことによって、LCフィルタによる共振と誘導負荷の高調波を抑制しつつ、リアクトルLを小型化できる。
 また、L/C>L/Cの条件を満たすことによって、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高次高調波を抑制できる。
 また、上記インバータ部12の入力電流に対するリアクトルLに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも大きくすることによって、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧に含まれるリップル成分を補償する制御を行うインバータ部12に適した制御が可能になる。
 また、上記インバータ部12の入力電流に対するリアクトルLに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも小さくすることによって、定電流制御を行うインバータ部12に適した制御が可能になる。
 また、ダイオードブリッジ11の一方の出力端とインバータ部12の一方の入力端との間に接続されたリアクトルLには、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのリアクトルLの両端電圧を電圧検出部101により検出することで、インバータ部12の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。
 図19は上記第1実施形態の電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している。図19において、横軸は減衰係数を表し、縦軸はカットオフ周波数[Hz]を表している。ここで、「○」印は共振抑制系のカットオフ周波数の特性を示し、「●」印は高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している(L=0.5mH、C=40μF)。また、「△」印は共振抑制系のカットオフ周波数の特性を示し、「▲」印は高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している(L=150μH、C=40μF)。
 図19において、三相交流電圧の周波数50Hzとし、インバータ部12のキャリヤ周波数を6kHzとしている。ここで、LCフィルタの回路定数がL=0.5mHとC=40μFでは、電流脈流成分(300Hz)を維持するように高調波抑制系の遮断周波数を設定すると、設定可能な減衰係数ζは最大で1.5程度となる。この減衰係数ζ=1.5の場合、共振抑制系の遮断周波数がキャリヤ周波数6kHzの約1/2の3kHzとなり、サンプリングによる位相遅れに影響されることなく、制御系を安定に制御することができる限界となる。
 さらに、LCフィルタの回路定数をL=150μHとC=40μFとして共振周波数を高く設定した場合、制御系の安定限界により、減衰係数ζは1.1程度であり、高調波抑制帯域(高調波抑制系の遮断周波数よりも高い周波数帯域)を広げることが困難となる。
 このように、LCフィルタの共振周波数とサンプリング周波数が近くなると、制御系の安定性を確保することが容易でなくなる。特に、空気調和用インバータの場合は、圧縮機内にハーメチックシールされたモータが内蔵されるため、キャリアによる振動音の問題が少ないため、直流リンク部の直流電圧,電流を電源周波数の6倍の300~360Hzで脈動するように制御されることから、LCフィルタの共振周波数が500Hz~1kHz程度となり、LCフィルタの共振周波数とサンプリング周波数が近くなる。
 〔第2実施形態〕
 そこで、上記第1実施形態の電力変換装置の制御系の安定性をより向上できる第2実施形態の電力変換装置について以下に説明する。
 この発明の第2実施形態の電力変換装置は、制御部100の動作を除いて第1実施形態の図1に示す電力変換装置と同一の構成をしており、図1,図2を援用する。
 図20は上記第2実施形態の電力変換装置のブロック線図を示している。
 図20(A)~(C)はリアクトルLの両端電圧VLを共振抑制に用いた場合について共振抑制系の特性を求めたブロック線図であり、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧Vsに対するコンデンサCの両端電圧Vc(すなわちインバータ部12の入力電圧)の伝達特性を示している。
 図20(A)~図20(C)の順に等価変換を行うと、最終的に、図20(C)に示す微分系(位相進み要素)と二次系(二次遅れ要素)からなる直列の系となることが分かる。このように、制御部100は、図20(C)に示す位相進み要素と二次遅れ要素が直列接続された減衰特性となるように、インバータ部12を制御する。
 図20(A)のブロック線図において、第1実施形態の電力変換装置のブロック線図との違いは、コンデンサCの両端電圧Vc(すなわちインバータ部12の入力電圧)をインバータ部12の入力電流Iに対して正帰還するゲインkの直流電圧帰還(第2帰還ループ)を設けている点である。ここで、リアクトルLの両端電圧VLをインバータ部12の入力電流Iに対して負帰還するリアクトル電圧帰還(第1帰還ループ)のゲインをkとしている。
 上記第2実施形態の電力変換装置において、リアクトルLの両端電圧VLをインバータ部12の入力電流Ioに対して負帰還するリアクトル電圧帰還に、インバータ部12の入力電圧Vcをインバータ部12の入力電流Ioに対して正帰還する直流電圧帰還を併用することで、微分系と二次系の夫々の遮断周波数の自由度を設け、LCフィルタの回路定数、第1帰還ループのゲインk、第2帰還ループのゲインkなどの選定により、共振抑制系の帯域(共振抑制系のカットオフ周波数よりも低周波数の帯域)を制限する。
 上記第1実施形態の電力変換装置の共振抑制系の特性を図21に示している。図21において、ゲインk=0.849、ζ=1.5としている。図21に示すように、微分系(点線)と二次系(一点鎖線)の遮断周波数f1が一致するために、共振抑制系(実線)の遮断周波数は二次系の高域側カットオフ周波数f2となっている。
 これに対して、図22は第2実施形態の電力変換装置の共振抑制系の特性を示している。図21において、k=0.108、ζ=0.19、k=0.741、ζ=1.31としている。この図22に示す共振抑制系の特性では、図21と同様に減衰係数ζは1.5となるよう、ゲインk+kを決定した上で、微分系(点線)のカットオフ周波数が二次系(一点鎖線)の高域側カットオフ周波数f2と一致するようゲインkを設定したものである。この場合、二次系(実線)の高域側カットオフ周波数f2以上の領域を一次遅れ系になるようにのみ作用するため、共振抑制系のカットオフ周波数は低域側カットオフ周波数f1とすることができる。
 図23(A)~(D),図24(A),(B)はこの第2実施形態の電力変換装置の安定性を説明するためのボード線図を示している。
 図23(A)(図20(A)に示す)の制御系を図23(B)~(D),図24(A),(B)の順に等価変換して、目標電圧VL に基づいてリアクトルLの両端電圧VLを制御する制御系で表現すると、共振抑制系はVL=0とする制御系の電源外乱を抑制するものと捉えられる。従って、このVL=0とする制御系に対して、ゲインk,kの調整を施すことで制御系の安定性を確保できる。
 図25,図26は比較のための第1実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するための伝達関数およびボード線図を示し、図27,図28はこの第2実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するための伝達関数およびボード線図を示している。図25,図26,図27,図28において、点線は微分系、一点鎖線は二次系、細実線は微分系と二次系の直列系、太実線は目標電圧VL に基づいてリアクトルLの両端電圧VLを制御する制御系(位相進み要素と二次遅れ要素が直列接続された減衰特性)を表す。
 図25,図26の第1実施形態の構成では、上記式(10)に示したように、微分ゲインの0dB点が共振周波数より低くなるために、開ループゲインが大きくなり、図19で示したキャリヤ周波数6kHzの1/2(3kHz)では、ゲインが0dB以上であるので不安定となる。
 これに対して、この第2実施形態の電力変換装置では、図27,図28に示すように、ゲイン設定の自由度を生かし、図22で示したように、高域側カットオフ周波数f2と等しくなるように、微分ゲインkを設定している。このため、3kHzでは、-20dBと十分なゲイン余裕が確保できる。
 図29,図30は上記第2実施形態の電力変換装置の変形例の安定性について説明するための伝達関数を示しており、リアクトルLの両端電圧VLのリアクトル電圧帰還(第1帰還ループ)のゲインkを略ゼロにしている。図29(A)ではリアクトル電圧帰還を省略している。
 共振抑制系において、k≒0とした図29(A)の制御系を図29(B)~(D),図29(A),(B)の順に等価変換して、直流目標電圧VL に基づいてリアクトルLの両端電圧VLおよびコンデンサCの両端電圧Vcの制御する制御系で表現する。
 このように、直流電圧帰還(インバータ部12の入力電圧Vcをインバータ部12の入力電流Ioに対して正帰還)単独で適用することも考えられるが、図29,図30の直流電圧Vcの制御系への等価変換結果に示すように、第1実施形態の電力変換器のリアクトル電圧帰還(リアクトルLの両端電圧VLをインバータ部12の入力電流Ioに対して負帰還)を単独で適用した伝達特性と同じになり、キャリヤ周波数と共振周波数が近い場合には、第1実施形態の電力変換器の制御系と同様の安定性となる。
 図31は上記第2実施形態の電力変換装置の高調波抑制系の特性について説明するための伝達関数を示している。
 高調波電流が分流する図8に示す等価回路において、図31(A)では、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧Vsに対するコンデンサCの両端電圧Vcの伝達特性を示している。
 次に、高調波電流のみを考慮すると、VLh=Vchとみなせることにより、図31(B)に示すように、直流リンク電流iohに対するリアクトル電流iLhの伝達特性に変換する。
 次に、図31(C)に示すように等価変換することにより、第1実施形態の電力変換器の図9(F)に示す伝達特性と同じになる。
 リアクトル電圧帰還(リアクトルLの両端電圧VLをインバータ部12の入力電流Ioに対して負帰還)に直流電圧帰還(インバータ部12の入力電圧Vcをインバータ部12の入力電流Ioに対して正帰還)を併用した場合、直流電圧帰還(インバータ部12の入力電圧Vcをインバータ部12の入力電流Ioに対して正帰還)単独でも二次系となり、低域側のカットオフ周波数で特性は決定される。
 なお、上記第2実施形態の電力変換装置では、制御系の実装において、直流電圧帰還(インバータ部12の入力電圧Vcをインバータ部12の入力電流Ioに対して正帰還)が直流と電源リップル成分を含むために、直流電圧帰還ループにハイパスフィルタを併用している。この直流電圧帰還ループに設けるハイパスフィルタは、電源リップル除去のためにハイパスフィルタのカットオフ周波数の下限に制約を受け、共振抑制系の特性に影響を与える。
 図32(A)は上記第2実施形態の電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタを適用したときの伝達関数を示し、図32(B)は直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用したときの伝達関数を示している。
 また、図33は上記リップル除去部に用いられるリップル電圧の振幅特性を示している。
 このリップル除去部のcosθinは、次式により表され、テーブルまたは関数を用いてリップル除去を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015
 なお、このリップル除去部のcosθinは、三相交流電源10の周波数にPLL(Phase-Locked Loop:位相同期ループ)などにより同期させる。
 図34は上記第2実施形態の電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用したときのボード線図を示している。図34において、点線は直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用しないときの特性を示し、一点鎖線は直流カット用のハイパスフィルタを適用したときの特性を示し、実線はリップル除去部を適用したときの特性を示している。
 図32Aの場合は、図34の実線で示す特性に1kHzのハイパスフィルタを適用することになるが、1kHz以下の領域で、リアクトル電圧帰還(リアクトルLの両端電圧VLをインバータ部12の入力電流Ioに対して負帰還)の特性が顕著となっている。なお、図32Bの場合は、直流成分のみを除去できればよいため、ハイパスフィルタのカットオフ周波数が1Hz以下に設定されるため、図34では表記していない。
 上記フィルタ特性はリップル周波数成分によるため、図32に示す1/cosθinにて、直流成分と高調波成分に分離する。このため、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を直流成分が除去可能な十分低い周波数に設定することで、特性劣化を極小化できる。
 図35は第2実施形態の電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示し、図36Aは第1実施形態の電力変換装置の周波数特性を示している。図36Bは第2実施形態の電力変換装置の周波数特性を示し、図36Cは直流電圧帰還単独の場合の電力変換装置の周波数特性を示している。
 図35にこの第2実施形態の電力変換装置の効果に関する概念図を示している。ここで、「●」印は減衰係数に対する共振抑制系および高調波抑制系のカットオフ周波数を示している (L=0.5mH、C=40μF)。また、「▲」印は減衰係数に対する共振抑制系および高調波抑制系のカットオフ周波数を示している(L=150μH、C=40μF)。
 また、図36A,図36B,図36Cでは、LCフィルタの共振周波数をf0、高調波抑制系の低域側カットオフ周波数をf1、高調波抑制系の高域側カットオフ周波数をf2としている。
 図36Bに示すように直流電圧帰還(インバータ部12の入力電圧Vcをインバータ部12の入力電流Ioに対して正帰還)を併用することで、微分ゲインの0dB点を共振周波数以上とすることで、高調波抑制系と共振抑制系と略等価な特性を得ることができる。
 なお、直流電圧帰還(インバータ部12の入力電圧Vcをインバータ部12の入力電流Ioに対して正帰還)単独では、図36Cに示すように、微分系がないため、高調波抑制系と共振抑制系と等価な特性は同じものとなる。
 図37は第1,第2実施形態の電力変換装置の電源電圧に高調波を重畳したときのシミュレーション波形を示している。図37(A)は電源側が歪んだ場合の入力電圧波形を示し、図37(B)は第1実施形態の電力変換装置の入力電流波形を示し、図37(C)は第1実施形態の電力変換装置の直流リンク部の直流電圧波形を示している。また、図37(D)は第2実施形態の電力変換装置の入力電流波形を示し、図37(E)は第2実施形態の電力変換装置の直流リンク部の直流電圧波形を示している。
 図37では電源歪み波形に対する特性を比較するため、単相のインバータ機器が接続され、キャリヤ電流により3kHzの電圧歪みが10%重畳している場合を模擬している。図37(B),(C)に示す第1実施形態の電力変換装置では、共振抑制帯域が広いため、直流リンク部の直流電圧波形に電圧歪みが観測される。
 一方、図37(D),(E)に示す第2実施形態の電力変換装置では、共振抑制帯域が狭いため、電圧歪みの影響は第1実施形態に比べて少なくなっている。
 また、図38は第1,第2実施形態の電力変換装置の電源電圧が電圧降下したときのシミュレーション波形を示す図である。
 図38は瞬時電圧低下(15%低下)に対する特性比較の結果を示している。第1実施形態の電力変換装置では、図38(B),(C)に示す共振抑制帯域が広いため、出力電圧の応答性が速く、リアクトルLの両端電位差が小さくなるため、結果として、補償電流指令値の変動が小さく、電源電圧に対応する入力電流の変動に留まっている。
 一方、この第2実施形態の電力変換装置では、図37(D),(E)に示すハイパスフィルタのカットオフ周波数が低く設定されるため、電圧変動が帰還され、補償電流に影響を与え入力電流が減少する場合がある。
 したがって、第1実施形態の電力変換装置は、電圧変動があるように電源に対しても良好な制御ができ、様々な電源環境において適用することができる。
 また、第2実施形態の電力変換装置は、電圧が比較的安定した電源に適用することによって、誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができ、このような電源環境に適した電力変換装置である。
 図39は第1,第2実施形態の電力変換装置のモータ高調波電流を重畳したときのシミュレーション波形を示している。図39(A)はモータ側で発生した高調波電流の波形を示し、図39(B)は第1実施形態の電力変換装置の入力電流波形を示し、図39(C)は第1実施形態の電力変換装置の直流リンク部の直流電圧波形を示している。また、図39(D)は第2実施形態の電力変換装置の入力電流波形を示し、図39(E)は第2実施形態の電力変換装置の直流リンク部の直流電圧波形を示している。
 このときのシミュレーション条件は、電源200V、50Hz、7kW入力時であり、直流リンク部に1800Hz、2Aの高調波電流が流れるものとしている。
 この第2実施形態の電力変換装置の高調波抑制系については、第1実施形態の電力変換装置と同じ系で表現されるため、図39(D),(E)に示す第2実施形態の電力変換装置の高調波に対する抑制効果は、図39(B),(C)に示す第1実施形態の電力変換装置と同等である。
 上記第2実施形態の電力変換装置によれば、ダイオードブリッジ11からの直流電圧に対するインバータ部12の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、制御部100によりインバータ部2を制御すると共に、ダイオードブリッジ11からの直流電圧に対するインバータ部12の入力電圧の伝達特性の減衰係数ζが1よりも大きく設定されていることによって、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制でき、モータなどの誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる。
 また、上記インバータ部12の入力電流に対してリアクトルLの両端電圧VLを負帰還することによりリアクトルLに流れる電流を制御するリアクトル電圧帰還(第1帰還ループ)のゲインkと、インバータ部12の入力電流に対してインバータ部12の入力電圧を正帰還することにより、コンデンサCに流れる電流を制御する直流電圧帰還(第2帰還ループ)のゲインkとを設定することにより、ダイオードブリッジ11からの直流電圧に対するインバータ部12の入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数と、インバータ部12の入力電流に対するリアクトルLに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を個別に設定することが可能になる。
 また、上記リアクトル電圧帰還(第1帰還ループ)のゲインkと直流電圧帰還(第2帰還ループ)のゲインkとを設定して、ダイオードブリッジ11からの直流電圧に対するインバータ部12の入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数と、インバータ部12の入力電流に対するリアクトルLに流れる直流電流の伝達特性の低域のカットオフ周波数とを同一にすることによって、PWM制御のサンプリング周波数(キャリヤ周波数)の影響を受けにくくなって、より大きな減衰係数ζを設定することが可能になる。また、リアクトルLのインダクタンス値を小さくすることも可能になり、リアクトルLの小型化が図れる。
 また、上記インバータ部12の入力電圧の直流電圧帰還(第2帰還ループ)にあるリップル除去部により、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧に含まれるリップル電圧成分を除去するので、直流電圧帰還(第2帰還ループ)においてインバータ部12の入力電流に対してインバータ部12の入力電圧の高周波成分のみを正帰還することにより、コンデンサCに流れる電流の高調波成分を制御することが可能になる。
 また、上記電圧検出部101により検出されたリアクトルLの両端電圧VLのリアクトル電圧帰還(第1帰還ループ)のゲインkを略ゼロにしても、ダイオードブリッジ11からの直流電圧に対するインバータ部12の入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数を設定することで、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制できる。
 また、上記電圧検出部101により検出されたリアクトルLの両端電圧VLのリアクトル電圧帰還(第1帰還ループ)のゲインkを、リアクトルLの両端に並列に接続された抵抗の抵抗値により設定することによって、PWM制御のサンプリング周波数(キャリヤ周波数)の影響を受けにくくなって制御の安定性が向上する。
 また、上記第1実施形態と同様に、コンデンサCの標準容量CおよびLCフィルタの共振周波数に基づいて、リアクトルLのインダクタンスL[H]を決定して、L/C<L/Cの条件を満たすことによって、LCフィルタによる共振と誘導負荷の高調波を抑制しつつ、リアクトルLを小型化できる。
 また、L/C>L/Cの条件を満たすことによって、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高次高調波を抑制できる。
 また、上記インバータ部12の入力電流に対するリアクトルLに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも大きくすることによって、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧に含まれるリップル成分を補償する制御を行うインバータ部12に適した制御が可能になる。
 また、上記インバータ部12の入力電流に対するリアクトルLに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、ダイオードブリッジ11から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも小さくすることによって、定電流制御を行うインバータ部12に適した制御が可能になる。
 また、ダイオードブリッジ11の一方の出力端とインバータ部12の一方の入力端との間に接続されたリアクトルLには、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのリアクトルLの両端電圧を電圧検出部101により検出することで、インバータ部12の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。
 上記第1,第2実施形態では、三相交流電圧を直流電圧に整流して、その直流電圧を三相交流電圧に変換して出力する電力変換装置について説明したが、単相または三相以上の交流電圧を直流電圧に整流して、その直流電圧を単相または三相以上の交流電圧に変換して出力する電力変換装置にこの発明を適用してよい。
 また、上記第1,第2実施形態では、ダイオードブリッジ11の一方の出力端とインバータ部12の一方の入力端との間にインダクタンス素子としてリアクトルLが接続された電力変換装置について説明したが、これに限らず、インダクタンス素子は、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に接続されていてもよい。
 この場合、単相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に接続されたインダクタンス素子には、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのインダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により検出することで、インバータ部の制御に適した電圧信号が得られる。また、多相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に相毎に接続されたインダクタンス素子には、各相の共振電流および高調波電流の交流成分が夫々流れるので、各インダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により夫々検出することで、インバータ部の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。
 この発明の具体的な実施の形態について説明したが、この発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、この発明の範囲内で種々変更して実施することができる。
 また、この発明の電力変換装置は、
 単相または多相の交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
 上記整流部から出力された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するPWM制御のインバータ部と、
 上記インバータ部の入力端間に接続されたキャパシタンス素子と、
 上記キャパシタンス素子とでLCフィルタを構成するインダクタンス素子と、
 上記インダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部と、
 上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部を制御する制御部と
を備え、
 上記LCフィルタは、上記整流部から出力された上記直流電流に含まれるリップル電流成分を通過させ、かつ、上記インバータ部のキャリヤ周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、共振周波数が設定されていると共に、
 上記制御部は、上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の入力電圧の伝達特性の減衰係数ζが1よりも大きく設定されることによって、上記伝達特性のカットオフ周波数が上記LCフィルタの共振周波数よりも高くなるように、かつ、上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数が上記LCフィルタの共振周波数よりも低くなるように、上記インバータ部を制御してもよい。
 上記構成によれば、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性において、LCフィルタによる共振を抑制する共振抑制系のカットオフ周波数を上げ、インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性において、誘導負荷の高調波を抑制する高調波抑制系のカットオフ周波数を下げることが可能となる。このような制御系の伝達特性に基づいて、制御部がインバータ部を制御することによって、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制でき、モータなどの誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記キャパシタンス素子の容量をC[F]とし、上記インダクタンス素子のインダクタンスをL[H]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量をC[F]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量C[F]および上記LCフィルタの共振周波数により定まる上記インダクタンス素子のインダクタンスをL[H]とするとき、
   L/C < L/C
の条件を満たす。
 ここで、キャパシタンス素子の標準容量とは、モータなどの誘導負荷のインダクタンスと、電源インダクタンスと、キャパシタンス素子の充電電圧と、モータ負荷の消費電力と、直流リンク電圧のリップル成分の周波数と、モータ励磁電流に基づいて、高調波を抑制しつつ、インバータ部の動作停止による回路素子の破壊を防止するように決定されるべき容量値である。なお、負荷誘導電力を吸収するCDクランプ等の回路が併用される場合、標準容量は、キャパシタンス素子の許容リップル電流若しくは温度上昇値より決定される。
 上記実施形態によれば、LCフィルタによる共振と誘導負荷の高調波を抑制しつつ、インダクタンス素子を小型化できる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記キャパシタンス素子の容量をC[F]とし、上記インダクタンス素子のインダクタンスをL[H]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量をC[F]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量C[F]および上記LCフィルタの共振周波数により定まる上記インダクタンス素子のインダクタンスをL[H]とするとき、
   L/C > L/C
の条件を満たす。
 上記実施形態によれば、LCフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高次高調波を抑制できる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数は、上記整流部から出力される上記直流電圧に含まれる上記リップル成分の繰り返し周波数よりも大きい。
 上記実施形態によれば、上記インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも大きくすることによって、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル成分を補償する制御を行うインバータ部に適した制御が可能になる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数は、上記整流部から出力される上記直流電圧に含まれる上記リップル成分の繰り返し周波数よりも小さい。
 上記実施形態によれば、上記インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも小さくすることによって、定電流制御を行うインバータ部に適した制御が可能になる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記インダクタンス素子は、上記整流部の一方の出力端と上記インバータ部の一方の入力端との間に接続されている。
 上記実施形態によれば、整流部の一方の出力端とインバータ部の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子には、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのインダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により検出することで、インバータ部の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。
 また、一実施形態の電力変換装置では、
 上記インダクタンス素子は、上記交流電圧を供給する交流電源の出力端と上記整流部の入力端との間に接続されている。
 上記実施形態によれば、単相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に接続されたインダクタンス素子には、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのインダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により検出することで、インバータ部の制御に適した電圧信号が得られる。また、多相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に相毎に接続されたインダクタンス素子には、各相の共振電流および高調波電流の交流成分が夫々流れるので、各インダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により夫々検出することで、インバータ部の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。
 10…三相交流電源
 11…ダイオードブリッジ
 12…インバータ部
 13…モータ
 14…電流源
 L…リアクトル
 C…コンデンサ
 100…制御部
 101…電圧検出部

Claims (13)

  1.  単相または多相の交流電圧を直流電圧に整流する整流部(11)と、
     上記整流部(11)から出力された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するPWM制御のインバータ部(12)と、
     上記インバータ部(12)の入力端間に接続されたキャパシタンス素子(C)と、
     上記キャパシタンス素子(C)とでLCフィルタを構成するインダクタンス素子(L)と、
     上記インダクタンス素子(L)の両端電圧を検出する電圧検出部(101)と、
     上記電圧検出部(101)により検出された上記インダクタンス素子(L)の両端電圧に基づいて、上記インバータ部(12)を制御する制御部(100)と
    を備え、
     上記LCフィルタは、上記整流部(11)から出力された上記直流電流に含まれるリップル電流成分を通過させ、かつ、上記インバータ部(12)のキャリア周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、共振周波数が設定されていると共に、
     上記制御部(100)は、上記整流部(11)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(12)の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記インバータ部(12)を制御すると共に、上記整流部(11)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(12)の上記入力電圧の伝達特性の減衰係数が1よりも大きく設定されていることを特徴とする電力変換装置。
  2.  請求項1に記載の電力変換装置において、
     上記制御部(100)は、
     上記整流部(11)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(12)の上記入力電圧の伝達特性において、上記電圧検出部(101)により検出された上記インダクタンス素子(L)の両端電圧を、上記インバータ部(12)の入力電流に対して負帰還することにより、上記インダクタンス素子(L)に流れる電流を制御する第1帰還ループと、上記インバータ部(12)の上記入力電圧を、上記インバータ部(12)の入力電流に対して正帰還することにより、上記キャパシタンス素子(C)に流れる電流を制御する第2帰還ループとを有し、
     上記整流部(11)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(12)の上記入力電圧の伝達特性と、上記インバータ部(12)の上記入力電流に対する上記インダクタンス素子(L)に流れる直流電流の伝達特性とが夫々予め定められた伝達特性となるように、上記第1帰還ループのゲインkと上記第2帰還ループのゲインkとが設定されていることを特徴とする電力変換装置。
  3.  請求項2に記載の電力変換装置において、
     上記制御部(100)は、
     上記整流部(11)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(12)の上記入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数と、上記インバータ部(12)の入力電流に対する上記インダクタンス素子(L)に流れる直流電流の伝達特性の低域のカットオフ周波数とが同一になるように、上記第1帰還ループのゲインkと上記第2帰還ループのゲインkとが設定されていることを特徴とする電力変換装置。
  4.  請求項2または3に記載の電力変換装置において、
     上記制御部(100)は、
     上記整流部(11)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(12)の上記入力電圧の伝達特性において、上記インバータ部(12)の上記入力電圧の上記第2帰還ループに、上記単相または多相の交流電圧を上記整流部(11)で整流することにより上記整流部(11)から出力される上記直流電圧に含まれるリップル電圧成分を除去するリップル除去部を有することを特徴とする電力変換装置。
  5.  請求項2から4までのいずれか1つに記載の電力変換装置において、
     上記制御部(100)は、
     上記電圧検出部(101)により検出された上記インダクタンス素子(L)の両端電圧の上記第1帰還ループのゲインkを略ゼロにしていることを特徴とする電力変換装置。
  6.  請求項2から5までのいずれか1つに記載の電力変換装置において、
     上記インダクタンス素子(L)の両端に並列に接続された抵抗(R)を備え、
     上記電圧検出部(101)により検出された上記インダクタンス素子(L)の両端電圧の上記第1帰還ループのゲインkを上記抵抗(R)の抵抗値により設定することを特徴とする電力変換装置。
  7.  請求項1に記載の電力変換装置において、
     上記制御部(100)は、上記整流部(11)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(12)の上記入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数が上記LCフィルタの共振周波数よりも高くなるように、かつ、上記インバータ部(12)の入力電流に対する上記インダクタンス素子(L)に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数が上記LCフィルタの共振周波数よりも低くなるように、上記インバータ部(12)を制御することを特徴とする電力変換装置。
  8.  請求項1から7までのいずれか1つに記載の電力変換装置において、
     上記キャパシタンス素子(C)の容量をC[F]とし、上記インダクタンス素子(L)のインダクタンスをL[H]とし、上記キャパシタンス素子(C)の標準容量をC[F]とし、上記キャパシタンス素子(C)の標準容量Cおよび上記LCフィルタの共振周波数により定まる上記インダクタンス素子(L)のインダクタンスをL[H]とするとき、
       L/C < L/C
    の条件を満たすことを特徴とする電力変換装置。
  9.  請求項1から7までのいずれか1つに記載の電力変換装置において、
     上記キャパシタンス素子(C)の容量をC[F]とし、上記インダクタンス素子(L)のインダクタンスをL[H]とし、上記キャパシタンス素子(C)の標準容量をC[F]とし、上記キャパシタンス素子(C)の標準容量Cおよび上記LCフィルタの共振周波数により定まる上記インダクタンス素子(L)のインダクタンスをL[H]とするとき、
       L/C > L/C
    の条件を満たすことを特徴とする電力変換装置。
  10.  請求項1から9までのいずれか1つに記載の電力変換装置において、
     上記インバータ部(12)の入力電流に対する上記インダクタンス素子(L)に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数は、上記単相または多相の交流電圧を上記整流部(11)で整流することにより上記整流部(11)から出力される上記直流電圧に含まれるリップル電圧成分の繰り返し周波数よりも大きいことを特徴とする電力変換装置。
  11.  請求項1から9までのいずれか1つに記載の電力変換装置において、
     上記インバータ部(12)の入力電流に対する上記インダクタンス素子(L)に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数は、上記単相または多相の交流電圧を上記整流部(11)で整流することにより上記整流部(11)から出力される上記直流電圧に含まれるリップル電圧成分の繰り返し周波数よりも小さいことを特徴とする電力変換装置。
  12.  請求項1から11までのいずれか1つに記載の電力変換装置において、
     上記インダクタンス素子(L)は、上記整流部(11)の一方の出力端と上記インバータ部(12)の一方の入力端との間に接続されていることを特徴とする電力変換装置。
  13.  請求項1から11までのいずれか1つに記載の電力変換装置において、
     上記インダクタンス素子(L)は、上記交流電圧を供給する交流電源の出力端と上記整流部(11)の入力端との間に接続されていることを特徴とする電力変換装置。
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