CN103828212A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明具备根据电压检测部(101)所检测到的电抗器(L)的两端电压V_L来控制逆变器部(12)的控制部(100)。所述控制部(100)控制逆变器部(12)，使逆变器部(12)的输入电压相对于来自二极管电桥(11)的直流电压的传递特性成为基于串联连接的相位超前要素与二阶延迟要素的衰减特性，并且将逆变器部(12)的输入电压相对于来自二极管电桥(11)的直流电压的传递特性的衰减系数ζ设定为大于1。由此，提供既能够抑制LC滤波器所引起的谐振又能够抑制感性负载的谐波并且能够对感性负载进行响应性良好的最优控制的电力变换装置。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及电力变换装置。

背景技术

作为电力变换装置的代表性主电路结构，一般采用借助于整流电路和平滑电路将商用交流电压变换为直流电压并利用电压型变换器获得交流输出的间接型交流电力变换装置。另一方面，作为从交流电压直接获得交流输出的方式，公知有三相无电容器逆变器，因为无需设置对商用频率带来的电压脉动进行平滑的大型电容器或电抗器，所以能够使电力变换装置小型化。

作为现有的第1电力变换装置，存在在直接型交流电力变换电路中，抑制向电源侧的6倍谐波电流的装置(例如，参照日本专利第4488122号(专利文献1))。

另外，作为现有的第2电力变换装置，存在检测脉动电压，为了补偿电压脉动而对电压型逆变器进行调制，由此获得与现有的逆变器同等的输出电压的装置(例如，参照日本特公昭61-48356号(专利文献2))。

在所述现有的第2电力变换装置中，当在电机负载中电机槽（motor slot）的谐波较大时，可以考虑通过增大电抗器容量、降低LC滤波器的谐振频率，来抑制电源谐波，但是这样将不能体现无电容器方式的特征。因此，在所述现有的第1电力变换装置中，存在如下这样的问题，当在电机负载下在高次中广泛产生谐波成分时，需要多个控制电路，而且从严格意义上说，如果不考虑相位特性则将无法完全消除谐波成分，控制电路会变得复杂。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4488122号

专利文献2：日本特公昭61-48356号

发明内容

发明所要解决的问题

因此，本发明的课题是提供如下的电力变换装置：既能够抑制LC滤波器导致的谐振又能够抑制感性负载的谐波，能够实现针对感性负载响应性良好的最优控制。

解决问题的手段

为了解决所述课题，本发明的电力变换装置的特征在于，具备：整流部，其将单相或多相的交流电压整流为直流电压；PWM控制的逆变器部，其将从所述整流部输出的所述直流电压变换为交流电压进行输出；电容元件，其连接在所述逆变器部的输入端之间；电感元件，其与所述电容元件构成LC滤波器；电压检测部，其检测所述电感元件的两端电压；以及控制部，其根据由所述电压检测部检测到的所述电感元件的两端电压，来控制所述逆变器部，所述LC滤波器的谐振频率被设定为，使得从所述整流部输出的所述直流电流中包含的脉动电流成分通过且使得频率与所述逆变器部的载波频率相同的电流成分衰减，并且，所述控制部以使得所述逆变器部的输入电压相对于来自所述整流部的所述直流电压的传递特性成为基于串联连接的相位超前要素和二阶延迟要素的衰减特性的方式，控制所述逆变器部，并且所述逆变器部的所述输入电压相对于来自所述整流部的所述直流电压的传递特性的衰减系数被设定为大于1。

根据所述结构，利用控制部来控制逆变器部，使得逆变器部的输入电压相对于来自整流部的直流电压的传递特性成为串联连接的基于相位超前要素与二阶延迟要素的衰减特性，并且逆变器部的输入电压相对于来自整流部的直流电压的传递特性的衰减系数被设定为大于1，由此既能够抑制由LC滤波器引起的谐振又能够有效地抑制感性负载带来的谐波，并能够对电机等感性负载进行响应性良好的最优控制。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，所述控制部在所述逆变器部的所述输入电压相对于来自所述整流部的所述直流电压的传递特性中具有第1反馈回路和第2反馈回路，该第1反馈回路通过将由所述电压检测部检测到的所述电感元件的两端电压针对所述逆变器部的输入电流进行负反馈，来控制流过所述电感元件的电流，该第2反馈回路通过将所述逆变器部的所述输入电压针对所述逆变器部的输入电流进行正反馈，来控制流过所述电容元件的电流，所述第1反馈回路的增益k₁和所述第2反馈回路的增益k₂被设定为，所述逆变器部的所述输入电压相对于来自所述整流部的所述直流电压的传递特性和流过所述电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的所述输入电流的传递特性分别成为预先确定的传递特性。

根据所述实施方式，通过设定第1反馈回路的增益k₁和第2反馈回路的增益k₂，能够分别地设定逆变器部的输入电压相对于来自整流部的直流电压的传递特性的截止频率和流过电感元件的直流电流相对于逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率，其中，该第1反馈回路通过将电感元件的两端电压针对逆变器部的输入电流进行负反馈，来控制流过电感元件的电流，该第2反馈回路通过将逆变器部的输入电压针对逆变器部的输入电流进行正反馈，来控制流过电容元件的电流。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，在所述控制部中，所述第1反馈回路的增益k₁和所述第2反馈回路的增益k₂被设定为，所述逆变器部的所述输入电压相对于来自所述整流部的所述直流电压的传递特性的截止频率与流过所述电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的低频带截止频率相同。

根据所述实施方式，设定第1反馈回路的增益k₁和第2反馈回路的增益k₂，使逆变器部的输入电压相对于来自整流部的直流电压的传递特性的截止频率和流过电感元件的直流电流相对于逆变器部的输入电流的传递特性的低频带截止频率相同，由此难以受到PWM控制的采样频率(载波频率)的影响，可设定更大的衰减系数。另外，还能够减小电感元件的电感值，可实现电感元件的小型化。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，关于所述控制部，在所述逆变器部的所述输入电压相对于来自所述整流部的所述直流电压的传递特性中，在所述逆变器部的所述输入电压的所述第2反馈回路中具有脉动去除部，该脉动去除部利用所述整流部对所述单相或多相的交流电压进行整流，来去除从所述整流部输出的所述直流电压中包含的脉动电压成分。

根据所述实施方式，因为利用逆变器部的输入电压的第2反馈回路上的脉动去除部来去除从整流部输出的直流电压所包含的脉动电压成分，所以可通过在第2反馈回路中仅使逆变器部的输入电压的高频成分针对逆变器部的输入电流进行正反馈，来控制流过电容元件的电流的谐波成分。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，所述控制部使由所述电压检测部检测到的所述电感元件的两端电压的所述第1反馈回路的增益k₁约为零。

根据所述实施方式，即使由电压检测部检测到的电感元件的两端电压的第1反馈回路的增益k₁约为零，也能够通过设定逆变器部的输入电压相对于来自整流部的直流电压的传递特性的截止频率，来抑制LC滤波器所引起的谐振且有效地抑制感性负载导致的谐波。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，具备与所述电感元件的两端并联连接的电阻，通过所述电阻的电阻值来设定由所述电压检测部检测到的所述电感元件的两端电压的所述第1反馈回路的增益k₁。

根据所述实施方式，通过与电感元件的两端并联连接的电阻的电阻值来设定由电压检测部检测到的电感元件的两端电压的第1反馈回路的增益k₁，由此难以受到PWM控制的采样频率(载波频率)的影响，使控制的稳定性提高。

另外，一个实施方式的电力变换装置的特征是，所述控制部以使得所述逆变器部的所述输入电压相对于来自所述整流部的所述直流电压的传递特性的截止频率高于所述LC滤波器的谐振频率、且使得流过所述电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率低于所述LC滤波器的谐振频率的方式，控制所述逆变器部。

根据所述实施方式，在逆变器部的输入电压相对于来自整流部的直流电压的传递特性中，可提高对由LC滤波器引起的谐振进行抑制的谐振抑制系统的截止频率，在流过电感元件的直流电流相对于逆变器部的输入电流的传递特性中，可降低对感性负载导致的谐波进行抑制的谐波抑制系统的截止频率。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，当设所述电容元件的电容为C[F]、所述电感元件的电感为L[H]、所述电容元件的标准电容为C_R[F]、由所述电容元件的标准电容C_R以及所述LC滤波器的谐振频率确定的所述电感元件的电感为L_R[H]时，满足如下的条件：

L/C<L_R/C_R。

这里，所谓电容元件的标准电容就是被决定为既能够根据电机等感性负载的电感、电源电感、电容元件的充电电压、电机负载的功耗、直流环节电压的脉动成分的频率和电机励磁电流来抑制谐波又能够防止由于逆变器部的动作停止而导致的电路元件被破坏的电容值。此外，在并用吸收负载感应电力的CD箝位电路等电路时，根据电容元件的容许脉动电流或温升值来决定标准电容。

根据所述实施方式，既能够抑制由LC滤波器引起的谐振和感性负载的谐波，又能够使电感元件小型化。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，当设所述电容元件的电容为C[F]、所述电感元件的电感为L[H]、所述电容元件的标准电容为C_R[F]、由所述电容元件的标准电容C_R以及所述LC滤波器的谐振频率确定的所述电感元件的电感为L_R[H]时，满足如下的条件：

L/C>L_R/C_R。

根据所述实施方式，既能够抑制由LC滤波器引起的谐振又能够抑制感性负载导致的高次谐波。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，流过所述电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率大于利用所述整流部对所述单相或多相的交流电压进行整流而从所述整流部输出的所述直流电压中包含的脉动电压成分的反复频率。

根据所述实施方式，使流过电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率大于从整流部输出的直流电压所包含的脉动成分的反复频率，由此能够实现适合进行对包含在从整流部输出的直流电压内的脉动电压成分进行补偿的控制的逆变器部的控制。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，流过所述电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率小于利用所述整流部对所述单相或多相的交流电压进行整流而从所述整流部输出的所述直流电压中包含的脉动电压成分的反复频率。

根据所述实施方式，使流过电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率小于从整流部输出的直流电压所包含的脉动电压成分的反复频率，由此能够成为适合进行恒流控制的逆变器部的控制。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，所述电感元件连接在所述整流部的一个输出端与所述逆变器部的一个输入端之间。

根据所述实施方式，因为在整流部的一个输出端与逆变器部的一个输入端之间连接的电感元件中流动谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以通过由电压检测部检测出的该电感元件的两端电压，来获得适合逆变器部的谐振抑制以及谐波抑制的控制的电压信号。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，所述电感元件连接在提供所述交流电压的交流电源的输出端与所述整流部的输入端之间。

根据所述实施方式，在向整流部输入单相的交流电压的结构中，因为在连接于提供交流电压的交流电源的输出端和整流部的输入端之间的电感元件中流过谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以利用电压检测部来检测该电感元件的两端电压，由此能够获得适合逆变器部的控制的电压信号。另外，在向整流部输入多相交流电压的结构中，因为在与提供交流电压的交流电源的输出端和整流部的输入端之间按照每一相连接的电感元件中分别流过各相的谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以利用电压检测部来分别检测各电感元件的两端电压，由此可获得适合逆变器部的谐振抑制以及谐波抑制的控制的电压信号。

发明效果

由以上内容可知，根据本发明的电力变换装置，能够实现既能够抑制LC滤波器的谐振又能够抑制感性负载的谐波，并且能够实现针对感性负载响应性良好的最优控制的电力变换装置。

附图说明

图1是本发明第1实施方式的电力变换装置的结构图。

图2是示出所述电力变换装置的等效电路的图。

图3是所述电力变换装置的框线图。

图4是示出所述电力变换装置的传递函数的图。

图5是示出集中绕组6极电机的谐波电流的例子的图。

图6是示出所述电力变换装置的等效电路的图。

图7是示出所述电力变换装置的电抗器电流相对于直流环节电流的传递特性的框线图。

图8是示出所述电力变换装置的等效电路的图。

图9是所述电力变换装置的框线图。

图10是示出针对所述电力变换装置的衰减系数的谐振抑制系统的截止频率以及针对衰减系数的谐波抑制系统的截止频率的特性的图。

图11是示出所述电力变换装置的谐振抑制系统的特性的波特线图。

图12是示出所述电力变换装置的谐波抑制系统的特性的波特线图。

图13是示出所述电力变换装置的谐振抑制系统的阶跃响应特性的图。

图14是示出所述电力变换装置的电机的谐波抑制系统的阶跃响应特性的图。

图15是示出所述电力变换装置的衰减特性ζ=0.5时的输入电流波形与直流环节部的直流电压波形以及衰减特性ζ=1.5时的输入电流波形与直流环节部的直流电压波形的图。

图16是示出所述电力变换装置的衰减特性ζ=0.5时的输入电流波形与直流环节部的直流电压波形以及衰减特性ζ=4.0时的输入电流波形与直流环节部的直流电压波形的图。

图17是示出所述电力变换装置的电压检测增益相对于谐波频率的特性的图。

图18是示出所述电力变换装置的仿真波形的图。

图19是示出所述电力变换装置的针对衰减系数的谐振抑制系统的截止频率以及针对衰减系数的谐波抑制系统的截止频率的特性的图。

图20是本发明第2实施方式的电力变换装置的框线图。

图21是示出第1实施方式的电力变换装置的谐振抑制系统的特性的波特线图。

图22是示出第2实施方式的电力变换装置的谐振抑制系统的特性的波特线图。

图23是用于说明所述电力变换装置的稳定性的波特线图。

图24是用于说明所述电力变换装置的稳定性的波特线图。

图25是示出用于说明第1实施方式的电力变换装置的增益余量的传递函数的图。

图26是用于说明第1实施方式的电力变换装置的增益余量的波特线图。

图27是示出用于说明第2实施方式的电力变换装置的增益余量的传递函数的图。

图28是用于说明第2实施方式的电力变换装置的增益余量的波特线图。

图29是示出用于说明所述第2实施方式的变形例的电力变换装置的稳定性的传递函数的图。

图30是示出用于说明所述电力变换装置的稳定性的传递函数的图。

图31是示出用于说明所述第2实施方式的电力变换装置的谐波抑制系统的特性的传递函数的图。

图32A是示出在所述第2实施方式的电力变换装置中应用直流截止用高通滤波器时的传递函数的图。

图32B是示出在所述第2实施方式的电力变换装置中应用直流截止用高通滤波器和脉动去除部时的传递函数的图。

图33是示出脉动电压的振幅特性的图。

图34是在电力变换装置中应用直流截止用高通滤波器和脉动去除部时的波特线图。

图35是示出第2实施方式的电力变换装置的针对衰减系数的谐振抑制系统的截止频率以及针对衰减系数的谐波抑制系统的截止频率的特性的图。

图36A是示出第1实施方式的电力变换装置的频率特性的图。

图36B是示出第2实施方式的电力变换装置的频率特性的图。

图36C是示出仅直流电压反馈的电力变换装置的频率特性的图。

图37是示出在第1、第2实施方式的电力变换装置的电源电压中叠加了谐波时的仿真波形的图。

图38是示出第1、第2实施方式的电力变换装置的电源电压发生电压下降时的仿真波形的图。

图39是示出叠加了第1、第2实施方式的电力变换装置的电机谐波电流叠加时的仿真波形的图。

具体实施方式

以下，利用图示的实施方式来详细地说明本发明的电力变换装置。

[第1实施方式]

图1示出本发明第1实施方式的电力变换装置的结构图。如图1所示，该电力变换装置具备：作为由构成三相二极管桥式电路的6个二极管D1～D6构成的整流部的一例的二极管电桥11；以及由构成三相桥式电路的6个开关元件S1～S6构成的逆变器部12。另外，所述电力变换装置具备：作为连接于二极管电桥11的正极侧输出端和逆变器部12的正极侧输入端之间的电感元件的一例的电抗器L；以及作为连接于所述逆变器部12的输入端之间的电容元件的一例的电容器C。由所述电抗器L和电容器C构成LC滤波器。此外，所述电力变换装置具备：电压检测部101，其检测电抗器L的两端电压；以及控制部100，其根据来自所述电压检测部10的表示电抗器L的两端电压的V_L信号，对逆变器部12的各个开关元件S1～S6输出PWM信号。

利用所述二极管电桥11将来自三相交流电源10的三相交流电压整流为直流，利用逆变器部12将整流后的直流电压变换为规定的三相交流电压并输出。在该第1实施方式中，作为逆变器部12的负载连接了电机13。

图1所示的电力变换装置的直流环节部的LC滤波器的电容器C的电容小至现有的几十分之一以下，为了使逆变器装置的载波电流成分衰减，LC滤波器的谐振频率也设定为几kHz左右，比现有的高出一个数量级以上，电抗器L的电感也设定为较小的值。

因此，直流环节部的电抗器L、电容器C没有使商用频率成分平滑的作用，在直流环节部产生以相电压的最小相为基准的最大相的电位，并在商用频率的6倍频率下进行脉动。另外，关于输入电流也同样，在最大相与最小相之间的线间流动直流电流，所以在逆变器部的输入电流恒定的情况下，成为120°通电波形。

图2示出所述电力变换装置的等效电路。在图2中，14是简易地示出连接有负载的逆变器部的电流源，Vs是从二极管电桥11输出的直流电压，Vc是电容器C的两端电压，I_L是流过电抗器L的电流，Ic是流过电容器C的电流，Io是流过直流环节部的电流。

图3的(A)～(C)是在将电抗器L的两端电压V_L用于谐振抑制时求出谐振抑制系统的特性的框线图，示出电容器C的两端电压Vc(即逆变器部12的输入电压)相对于从二极管电桥11输出的直流电压Vs的传递特性。

当按照图3的(A)～图3的(C)的顺序进行等效变换时可知，最终成为由图3的(C)所示的二次系统和相位超前构成的串联系统。这样，控制部100控制逆变器部12，以使得成为图3的(C)所示的串联连接相位超前要素和二阶延迟要素的衰减特性。

另外，图4示出图3的框线图的传递函数G(s)，因为第二项是二次系统，所以能够利用增益k来改善衰减特性，因为第一项是相位超前，所以能够通过这两项来成为接近于稳定的一阶延迟系统的特性。在图4中，Vs是从二极管电桥11输出的直流电压，Vc是电容器C的两端电压，L是电抗器L的电感，C是电容器C的电容，s是拉普拉斯变量。

接着，图5示出集中绕组6极电机的谐波电流的例子。在图5中，横轴表示谐波的次数，纵轴表示谐波电流的含有率。此外，在图5中按照驱动集中绕组6极电机的交流电源的每种频率[Hz]，即90Hz、120Hz、151Hz、180Hz、211Hz、239Hz、271Hz、300Hz、331Hz来示出谐波电流的含有率。

另外，如下式(1)～式(8)所示，示出由集中绕组电机引起的谐波电流与有效功率之间的关系，示出5次成分、7次成分都导致6倍的电力脉动的情况。该结果意味着在图1所示的电力变换装置中，在直流环节电流中产生了6倍的谐波电流的情况。

(5次谐波)

$\left.\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{La}}=\sqrt{2}{E}_{\mathrm{La}}\cos {\mathrm{\&omega;}}_{L}t\\ e_{\mathrm{Lb}}=\sqrt{2}{E}_{\mathrm{Lb}}(\cos {\mathrm{\&omega;}}_{L}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ e_{\mathrm{Lc}}=\sqrt{2}{E}_{\mathrm{Lc}}(\cos {\mathrm{\&omega;}}_{L}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right\}...\left(1\right)$

$\left.\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{La}}=\sqrt{2}{I}_{\mathrm{La}}\cos 5{\mathrm{\&omega;}}_{L}t\\ i_{\mathrm{Lb}}=\sqrt{2}{I}_{\mathrm{Lb}}\cos 5({\mathrm{\&omega;}}_{L}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ i_{\mathrm{Lc}}=\sqrt{2}{I}_{\mathrm{Lc}}\cos 5({\mathrm{\&omega;}}_{L}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right\}...\left(2\right)$

$\left.\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{La}}=E_{\mathrm{La}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 6{\mathrm{\&omega;}}_{L}t+E_{\mathrm{La}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 4{\mathrm{\&omega;}}_{L}t\\ P_{\mathrm{Lb}}=E_{\mathrm{Lb}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 6({\mathrm{\&omega;}}_{L}t-2\mathrm{\&pi;}/3)+E_{\mathrm{La}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 4({\mathrm{\&omega;}}_{L}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ P_{\mathrm{La}}=E_{\mathrm{Lc}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 6({\mathrm{\&omega;}}_{L}t+2\mathrm{\&pi;}/3)+E_{\mathrm{La}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 4({\mathrm{\&omega;}}_{L}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right\}...\left(3\right)$

P_L=3E_LI_Lcos6ω_Lt+E_LaI_Lacos4ω_Lt

+E_LbI_Lbcos4(ω_Lt-2π/3)+E_LcI_Lccos4(ω_Lt+2π/3)

=3E_LI_Lcos6ω_Lt…(4)

(7次谐波)

$\left.\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{La}}=\sqrt{2}{E}_{\mathrm{La}}\cos {\mathrm{\&omega;}}_{L}t\\ e_{\mathrm{Lb}}=\sqrt{2}{E}_{\mathrm{Lb}}(\cos {\mathrm{\&omega;}}_{L}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ e_{\mathrm{Lc}}=\sqrt{2}{E}_{\mathrm{Lc}}(\cos {\mathrm{\&omega;}}_{L}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right\}...\left(5\right)$

$\left.\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{La}}=\sqrt{2}{I}_{\mathrm{La}}\cos 7{\mathrm{\&omega;}}_{L}t\\ i_{\mathrm{Lb}}=\sqrt{2}{I}_{\mathrm{Lb}}\cos 7({\mathrm{\&omega;}}_{L}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ i_{\mathrm{Lc}}=\sqrt{2}{I}_{\mathrm{Lc}}\cos 7({\mathrm{\&omega;}}_{L}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right\}...\left(6\right)$

$\left.\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{La}}=E_{\mathrm{La}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 6{\mathrm{\&omega;}}_{L}t+E_{\mathrm{La}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 8{\mathrm{\&omega;}}_{L}t\\ P_{\mathrm{Lb}}=E_{\mathrm{Lb}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 6({\mathrm{\&omega;}}_{L}t-2\mathrm{\&pi;}/3)+E_{\mathrm{La}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 8({\mathrm{\&omega;}}_{L}t-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ P_{\mathrm{La}}=E_{\mathrm{Lc}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 6({\mathrm{\&omega;}}_{L}t+2\mathrm{\&pi;}/3)+E_{\mathrm{La}}{I}_{\mathrm{La}}\cos 8({\mathrm{\&omega;}}_{L}t+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right\}...\left(7\right)$

P_L=3E_LI_Lcos6ω_Lt+E_LaI_Lacos8ω_Lt

+E_LbI_Lbcos8(ω_Lt-2π/3)+E_LcI_Lccos8(ω_Lt+2π/3)

=3E_LI_Lcos6ω_Lt…(8)

其中，E_La、E_Lb、E_Lc：电机电压有效值

e_La、e_Lb、e_Lc：电机电压瞬时值

I_La、I_Lb、I_Lc：电机电流有效值

i_La、i_Lb、i_Lc：电机电流瞬时值

P_La、P_Lb、P_Lc：电机瞬时有效功率谐波成分

ω_L：电机驱动角频率

E_L：电机电压有效值(三相平衡状态)

I_L：电机电流有效值(三相平衡状态)

P_L：瞬时有效功率谐波成分(三相的量，相当于直流部瞬时功率)

接着，在将来自二极管电桥11的直流电压作为输入、将从逆变器部12输出的交流电压作为输出的控制系统中，对用于抑制LC滤波器导致的谐振的谐振抑制系统的截止频率和用于抑制电机等感性负载的谐波的谐波抑制系统的截止频率进行以下说明。

[谐振抑制系统的截止频率]

首先，在图3所示的谐振抑制系统中，关于电容器C的两端电压Vc相对于从二极管电桥11输出的直流电压Vs的传递函数G(s)用下式来表示：

$G\left(s\right)=\frac{V_c}{V_s}=(\mathrm{kLs}+1)\frac{1/\mathrm{LC}}{s^2+\mathrm{ks}/C+1/\mathrm{LC}}...\left(9\right),$

当设为

时，可使所述式(9)变形，用下式(10)来表示。

$G\left(s\right)==\frac{2\mathrm{\&zeta;}\sqrt{\mathrm{LC}}s+1}{(\mathrm{\&zeta;}+\sqrt{{\mathrm{\&zeta;}}^2-1})\sqrt{\mathrm{LC}}s+1}\frac{1}{(\mathrm{\&zeta;}-\sqrt{{\mathrm{\&zeta;}}^2-1})\sqrt{\mathrm{LC}}s+1}...\left(10\right)$

这里，当衰减系数ζ较大时，式(10)的第1项视为近似为增益1，由式(10)的第2项决定的截止频率fc为：

$f_c=\frac{1}{\mathrm{\&zeta;}-\sqrt{{\mathrm{\&zeta;}}^2-1}\sqrt{\mathrm{LC}}}\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}...\left(11\right).$

这样，当使衰减系数ζ大于1时，可将上述式(10)的第1项视为线性，谐振抑制系统的频带(截止频率fc)取决于第2项，成为上述式(11)的关系。因此，通过将衰减系数ζ设定得较大，时间常数变小，截止频率fc变高，频带变宽，因此可以扩展能够使输入输出电压呈线性的频带。

[谐波抑制系统的截止频率]

图6示出所述电力变换装置的等效电路，图7是求出在图1所示的电力变换装置的控制系统中的图6所示的电抗器电流i_Lh(电源输入)相对于直流环节电流i_oh的传递特性的图。可知通过进行图7的(A)～图7的(C)所示的等效变换，传递函数成为二次系统。

另一方面，当将此时的图7的(C)中的传递函数G(s)的二次系统视为一阶延迟系统的串联连接而设为

时，传递函数G(s)成为下式(12)所示的关系，可使其变形后用下式(13)来表示。

$\begin{array}{c}G\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\&omega;}}^2}{s^2+2\mathrm{\&zeta;\&omega;s}+{\mathrm{\&omega;}}^2}...\left(12\right)\\ =\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2}{s}^2+\frac{2\mathrm{\&zeta;}}{\mathrm{\&omega;}}s+1}\\ =\frac{1}{\frac{\mathrm{\&zeta;}+\sqrt{{\mathrm{\&zeta;}}^2-1}}{\mathrm{\&omega;}}s+1}\frac{1}{\frac{\mathrm{\&zeta;}-\sqrt{{\mathrm{\&zeta;}}^2-1}}{\mathrm{\&omega;}}s+1}...\left(13\right)\end{array}$

其中，传递函数G(s)在衰减系数ζ≥1下具有实根，当ζ较大时，电抗器电流i_Lh(电源输入)相对于直流环节电流i_oh的传递函数的截止频率fc成为

$f_c=\frac{\mathrm{\&omega;}}{\mathrm{\&zeta;}+\sqrt{{\mathrm{\&zeta;}}^2-1}}\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}...\left(14\right).$

这样，当衰减系数ζ大于1时，因为具有实根，所以能够认为是一阶延迟系统的串联连接，当衰减系数ζ较大时，式(13)的第1项的时间常数较大，式(13)的第2项的时间常数较小，所以谐波抑制系统的频带(截止频率fc)取决于第1项，用式(14)来表示。因此，通过将衰减系数ζ设定得较大，时间常数变大，截止频率fc变低，频带变窄，所以相反能够拓宽使得衰减的频率范围。

图8示出所述电力变换装置的等效电路，图9(A)～(F)示出所述电力变换装置的框线图。在图8中示出包含由电机负载产生的谐波电流在内的电流的流动。在图8中，Vs是从二极管电桥11输出的直流电压，V_Lh是电抗器L的两端电压，V_ch是电容器C的两端电压，I_Lh是流过电抗器L的电抗器电流，I_ch是流过电容器C的电流，I_oh是流过直流环节部的直流环节电流。

如图8所示，在图2所示的等效电路中谐波电流进行分流，所以相对于图2所示的Ic和Vc，I_ch和V_ch的极性反转。

然后，在图9的(A)中，与图3的(A)同样地示出电容器C的两端电压Vc相对于从二极管电桥11输出的直流电压Vs的传递特性。

接着，当仅考虑谐波电流时，可通过视为V_Lh=V_ch，来如图9的(B)所示进行变换。

接着，如图9的(C)所示，变换为电抗器电流i_Lh相对于直流环节电流i_oh的传递特性，进行图9的(D)～图9的(F)所示的等效变换，由此图9的(F)所示的传递特性与图7的(C)所示的传递特性相同。

图10示出关于所述电力变换装置的衰减系数ζ的谐振抑制系统的截止频率以及关于衰减系数ζ的谐波抑制系统的截止频率的特性。在图10中，横轴表示衰减系数，纵轴表示截止频率[Hz]zH，“○”标记表示谐振抑制系统的截止频率的特性，“●”标记表示谐波抑制系统的截止频率的特性。

如图10所示，衰减系数ζ越大于1，LC滤波器的谐振抑制系统的截止频率越高，另一方面谐波抑制系统的截止频率越低。

图10是针对将LC滤波器的谐振频率设定为1125Hz时的谐波抑制系统和谐振抑制系统，分别求出关于衰减系数ζ的截止频率的图。因为在衰减系数ζ<1的现有方式的电力变换装置中ζ=0.2～0.4(恒值控制)，所以频带被LC滤波器的谐振频率所限制，与此相对，在本发明的电力变换装置中，可通过将衰减系数ζ设定为大于1，来设定谐波抑制系统与谐振抑制系统的特性差。

图11示出所述电力变换装置的LC滤波器的谐振抑制系统的特性，图11的(A)是增益特性，图11的(B)是相位特性。在图11的(A)中，横轴表示频率[Hz]，纵轴表示增益[dB]，在图11的(B)中，横轴表示频率[Hz]，纵轴表示相位[deg]。

另外，在图11的(A)、图11的(B)中，实线是衰减特性ζ=2.0时的特性，虚线是衰减特性ζ=0.5时的特性，衰减特性ζ=2.0时的截止频率是4200Hz。

图12示出所述电力变换装置的谐波抑制系统的特性，图12的(A)是增益特性，图12的(B)是相位特性。在图12的(A)中，横轴表示频率[Hz]，纵轴表示增益[dB]，在图12的(B)中，横轴表示频率[Hz]，纵轴表示相位[deg]。

另外，在图12的(A)、图12的(B)中，实线是衰减特性ζ=2.0时的特性，虚线是衰减特性ζ=0.5时的特性，衰减特性ζ=2.0时的截止频率为302Hz。

另外，图13示出所述电力变换装置的抑制LC滤波器导致的谐振的谐振抑制系统的阶跃响应特性，图14示出所述电力变换装置的抑制电机的谐波的谐波抑制系统的阶跃响应特性。

在图13、图14中，横轴表示时间[×10^-4sec]，纵轴表示振幅[任意刻度]。另外，在图13、图14中，实线是衰减特性ζ=2.0时的阶跃响应特性，虚线是衰减特性ζ=0.5时的阶跃响应特性。

如图11、图12所示，能够设定特性差为：在衰减特性ζ=2.0时的谐振抑制系统的截止频率为4200Hz，在衰减特性ζ=2.0时的谐波抑制系统的截止频率为302Hz。另一方面，如图13、图14所示，关于阶跃响应特性，因为现有方式是ζ<1，所以虽然多少存在振动而伴随过冲，但响应性良好。

在本发明的电力变换装置中，谐振抑制系统的时间常数为几百μsec，谐波抑制系统的时间常数为几msec，能够与电源侧的电气系统时间常数、电机侧的机械系统时间常数相对应。

图15的(A)、(B)示出所述电力变换装置的衰减特性ζ=0.5时的输入电流波形和直流环节部的直流电压波形，图15的(C)、(D)示出衰减特性ζ=1.5时的输入电流波形和直流环节部的直流电压波形。另外，图16的(A)、(B)示出所述电力变换装置的衰减特性ζ=0.5时的输入电流波形和直流环节部的直流电压波形，图16的(C)、(D)示出衰减特性ζ=4.0时的输入电流波形和直流环节部的直流电压波形。

图15、图16示出对衰减系数ζ的设定对电源输入波形的影响进行仿真而得到的图。图15示出ζ=0.5和ζ=1.5(截止频率为420Hz)的情况，图16示出ζ=0.5和ζ=4.0(截止频率为143Hz)的情况。此外，仿真条件是设为在输入电源200V、50Hz、7kW时，电机侧的谐波模拟图3的50Hz时的谐波分布，并且直流环节部流过1800Hz、2A的谐波电流。

如图15、图16所示，在现有方式(ζ=0.5)中，虽然抑制了LC滤波器导致的谐振，但由电机负载引起的谐波成分叠加到输入电流，并在直流环节电压中作为谐波电压表现出影响。

另一方面，在本发明的电力变换装置的情况下，能够抑制电机谐波，并且能够维持对电压型逆变器进行调制的电源频率6倍的脉动电流，以补偿脉动。这是因为ζ=1.5(截止频率为420Hz)，因此可维持电源频率6倍的300Hz。在图16的情况下，因为ζ=4.0(截止频率为143Hz)，所以可抑制电源频率6倍的300Hz(=50Hz×6)，电流脉动成分变小。该设定是适合不利用电压型逆变器进行脉动补偿的恒流控制的方法。

谐波电流的电抗器L和电容器C的分流值利用下式(15)进行表示。

$I_{\mathrm{Lh}}=I_h\frac{\frac{1}{\mathrm{\&omega;L}}}{\frac{1}{\mathrm{\&omega;L}}+\mathrm{\&omega;C}},I_{\mathrm{ch}}=I_h\frac{\mathrm{\&omega;C}}{\frac{1}{\mathrm{\&omega;L}}+\mathrm{\&omega;C}}...\left(15\right)$

另外，电抗器L和电容器C的电压降利用下式(16)进行表示。

$V_{\mathrm{Lh}}=I_h\frac{\frac{1}{\mathrm{\&omega;L}}}{\frac{1}{\mathrm{\&omega;L}}+\mathrm{\&omega;C}}\mathrm{\&omega;L}=I_h\frac{\mathrm{\&omega;L}}{1+{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{LC}},V_{\mathrm{Ch}}=I_h\frac{\mathrm{\&omega;C}}{\frac{1}{\mathrm{\&omega;L}}+\mathrm{\&omega;C}}\frac{1}{\mathrm{\&omega;C}}=I_h\frac{\mathrm{\&omega;L}}{1+{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{LC}}...\left(16\right)$

在本发明的电力变换装置中，为了将谐波电流作为电抗器L的两端电压V_L进行检测，而利用上述式(15)、式(16)，如下这样地导出表示电压检测增益的式(17)。

$G\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\frac{\mathrm{\&omega;L}}{1+{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{LC}}...\left(17\right)$

另外，利用对上述式(17)进行微分得到的下式(18)来求出峰值点。

$G{\left(\mathrm{\&omega;}\right)}^{\&prime;}=\frac{L(1-{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{LC})}{{(1+{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{LC})}^2}...\left(18\right)$

另外，该峰值点处的增益Gmax用下式来表示：

$G_{\max }=\frac{1}{2}\sqrt{\frac{L}{C}}...\left(19\right).$

图17示出与所述电力变换装置的电压检测增益相对于电机的谐波频率的特性，并示出通过上述式(17)求得同一谐振频率下的各L/C的电压检测增益的结果。在图17中，“◇”标记的L/C是200(=2mH/10μF)，“□”标记的L/C是50(=1mH/20μF)，“△”标记的L/C是12.5(=0.5mH/40μF)，“×”标记的L/C是3.13(≒0.25mH/80μF)，“*”标记的L/C是0.78(≒0.125mH/160μF)。

在此，因为电压检测增益具有极值，所以根据上述式(18)，在谐振频率(1125Hz)下具有最大的增益(式(19))。

另外，根据图17的特性可知，检测电压与L/C成比例地增大。

如上所述，在该第1实施方式的电力变换装置中，因为检测电抗器L的两端电压V_L，所以不受输入电流的影响，仅检测谐振电流以及谐波电流的交流成分，因此可使振幅较小，根据图17的关系性能够在同一谐振频率下将L值设定得较小，而能够实现电抗器的小型化。

另外，图18示出上述电力变换装置的仿真波形，图18的(A)、(C)表示输入电流，图18的(B)、(D)表示电抗器电压。

图18的(A)、(B)是L=0.5mH、C=40μF、L/C=12.5的状态下的仿真结果，图18的(C)、(D)是L=0.25mH、C=80μF、L/C=3.13的状态下的仿真结果。在此，除了L、C的常数之外，以与图15的情况相同的条件进行仿真。如图18的(C)、(D)的波形所示，可知通过将L值设为1/2，电抗器电压变为1/2。

另一方面，当应用了IEC61000-3-12的谐波标准时，存在在消除综合谐波失真THD的同时，在部分加权谐波失真PWHD方面规定的20次以上的谐波成分成为问题的情况。在此情况下，图5所示的含有率小的11次成分和13次成分会带来影响，在直流环节部中表现出的电流变小，因此与所述相反需要将电抗器电压设定得较大，来提高检测灵敏度。

此外，如技术文献(日本特开2007-202378号公报)所记载的那样，根据电机负载的电感、电源电感、电容器充电电压、电机负载的消耗功率、直流环节电压的脉动成分的频率和电机励磁电流，来决定电容器C的标准电容C_R[F]，以使谐波减少且防止由于逆变器部的动作停止而导致的电路元件被破坏。另外，在一并使用吸收负载感应电力的CD箝位电路等电路时，通过电容器C的容许脉动电流或温度上升值来决定标准电容。根据该电容器C的标准电容C_R以及LC滤波器的谐振频率，来决定电抗器L的电感L_R[H]。

根据上述结构的电力变换装置，在逆变器部12的输入电压相对于来自二极管电桥11的直流电压的传递特性中，能够降低对LC滤波器引起的谐振进行抑制的谐振抑制系统的截止频率，在流过电抗器L的直流电流相对于逆变器部12的输入电流的传递特性中，能够提高对感性负载的谐波进行抑制的谐波抑制系统的截止频率。控制部100根据这样的控制系统的传递特性来控制逆变器部12，由此既能够抑制LC滤波器引起的谐振又能够有效地抑制感性负载导致的谐波，并能够对电机等感性负载进行响应性良好的最优控制。

另外，通过满足L/C<L_R/C_R的条件，既能够抑制由LC滤波器引起的谐振和感性负载的谐波，又能够使电抗器L小型化。

另外，通过满足L/C>L_R/C_R的条件，既能够抑制由LC滤波器引起的谐振又能够抑制感性负载的高次谐波。

另外，通过使流过电抗器L的直流电流相对于所述逆变器部12的输入电流的传递特性的截止频率大于从二极管电桥11输出的直流电压所包含的脉动成分的反复频率，能够成为适合逆变器部12的控制，该逆变器部12进行对在从二极管电桥11输出的直流电压内包含的脉动成分进行补偿的控制。

另外，通过使流过电抗器L的直流电流相对于上述逆变器部12的输入电流的传递特性的截止频率小于从二极管电桥11输出的直流电压所包含的脉动成分的反复频率，能够成为适合于进行恒流控制的逆变器部12的控制。

另外，在连接于二极管电桥11的一个输出端与逆变器部12的一个输入端之间的电抗器L中流过谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以通过由电压检测部101检测该电抗器L的两端电压，能够得到适合于逆变器部12的谐振抑制以及谐波抑制的控制的电压信号。

图19示出上述第1实施方式的电力变换装置的关于衰减系数的谐振抑制系统的截止频率以及关于衰减系数的谐波抑制系统的截止频率的特性。在图19中，横轴表示衰减系数，纵轴表示截止频率[Hz]。这里，“○”标记表示谐振抑制系统的截止频率的特性，“●”标记表示谐波抑制系统的截止频率的特性(L=0.5mH、C=40μF)。另外，“△”标记表示谐振抑制系统的截止频率的特性，“▲”标记表示谐波抑制系统的截止频率的特性(L=150μH、C=40μF)。

在图19中，将三相交流电压的频率设为50Hz，将逆变器部12的载波频率设为6kHz。这里，在LC滤波器的电路常数是L=0.5mH和C=40μF时，当为了维持电流脉动成分(300Hz)而设定谐波抑制系统的截止频率时，可设定的衰减系数ζ最大为1.5左右。在该衰减系数ζ=1.5的情况下，谐振抑制系统的截止频率为载波频率6kHz的约1/2的3kHz，没有被采样引起的相位延迟所影响，成为能够稳定地控制控制系统的极限。

此外，当将LC滤波器的电路常数设为L=150μH和C=40μF使谐振频率设定得较高时，根据控制系统的稳定极限，衰减系数ζ为1.1左右，难以拓宽谐波抑制频带(比谐波抑制系统的截止频率高的频带)。

这样，当LC滤波器的谐振频率与采样频率接近时，不再容易确保控制系统的稳定性。尤其在空气调和用逆变器的情况下，因为在压缩机中内置有密封的电机，所以载波导致的振动音的问题少，因而控制成直流环节部的直流电压、电流在电源频率6倍的300～360Hz下进行脉动，因此LC滤波器的谐振频率为500Hz～1kHz左右，LC滤波器的谐振频率与采样频率接近。

[第2实施方式]

因此，以下说明能够进一步提高上述第1实施方式的电力变换装置的控制系统的稳定性的第2实施方式的电力变换装置。

本发明的第2实施方式的电力变换装置除了控制部100的动作之外，构成为与第1实施方式的图1所示的电力变换装置的结构相同，因此在此援引图1和图2。

图20示出上述第2实施方式的电力变换装置的框线图。

图20的(A)～(C)是针对在谐振抑制中采用了电抗器L的两端电压V_L时求出谐振抑制系统的特性的框线图，示出电容器C的两端电压Vc(即，逆变器部12的输入电压)相对于从二极管电桥11输出的直流电压Vs的传递特性。

当按照图20的(A)～图20的(C)的顺序进行等效变换时可知，最终成为由图20的(C)所示的微分系统(相位超前要素)和二次系统(二阶延迟要素)构成的串联系统。这样，控制部100控制逆变器部12，以使其成为图20的(C)所示的串联连接相位超前要素和二阶延迟要素而得到的衰减特性。

在图20的(A)的框线图中，与第1实施方式的电力变换装置的框线图的不同点在于，设置将电容器C的两端电压Vc(即，逆变器部12的输入电压)针对逆变器部12的输入电流Ic进行正反馈的增益k₂的直流电压反馈(第2反馈回路)。这里，将电抗器L的两端电压V_L针对逆变器部12的输入电流Ic进行负反馈的电抗器电压反馈(第1反馈回路)的增益设为k₁。

在上述第2实施方式的电力变换装置中，对将电抗器L的两端电压V_L针对逆变器部12的输入电流Io进行负反馈的电抗器电压反馈，并用将逆变器部12的输入电压Vc针对逆变器部12的输入电流Io进行正反馈的直流电压反馈，由此设置微分系统与二阶系统各自的截止频率的自由度，通过LC滤波器的电路常数、第1反馈回路的增益k₁、第2反馈回路的增益k₂等的选定，来限制谐振抑制系统的频带(频率比谐振抑制系统的截止频率低的频带)。

图21示出上述第1实施方式的电力变换装置的谐振抑制系统的特性。在图21中设为增益k=0.849、ζ=1.5。如图21所示，为了微分系统(虚线)与二阶系统(单点划线)的截止频率f1一致，谐振抑制系统(实线)的截止频率为二阶系统的高频带侧截止频率f2。

与此相对，图22示出第2实施方式的电力变换装置的谐振抑制系统的特性。在图21中，设为k₁=0.108、ζ=0.19、k₂=0.741、ζ=1.31。在该图22所示的谐振抑制系统的特性中，与图21同样地，在确定增益k₁+k₂使衰减系数ζ为1.5之后，设定增益k₁，使微分系统(虚线)的截止频率与二阶系统(单点划线)的高频侧截止频率f2一致。在此情况下，仅作用二阶系统(实线)的高频侧截止频率f2以上的区域以成为一阶延迟系统，因此谐振抑制系统的截止频率能够设为低频侧截止频率f1。

图23的(A)～(D)、图24的(A)、(B)示出用于说明该第2实施方式的电力变换装置的稳定性的波特线图。

按照图23的(B)～(D)、图24的(A)、(B)的顺序等效变换图23的(A)(图20的(A)所示)的控制系统，当在根据目标电压V_L*来控制电抗器L的两端电压V_L的控制系统中表现时，谐振抑制系统可以被理解为是抑制V_L=0的控制系统的电源干扰的系统。因此，针对该V_L=0的控制系统，可通过实施增益k₁、k₂的调整来确保控制系统的稳定性。

图25、图26示出对用于进行比较的第1实施方式的电力变换装置的增益余量进行说明的传递函数以及波特线图，图27、图28示出用于对该第2实施方式的电力变换装置的增益余量进行说明的传递函数以及波特线图。在图25、图26、图27、图28中，虚线表示微分系统，单点划线表示二阶系统，细实线表示微分系统与二阶系统的串联系统，粗实线表示根据目标电压V_L*控制电抗器L的两端电压V_L的控制系统(串联连接相位超前要素和二阶延迟要素而得到的衰减特性)。

在图25、图26的第1实施方式的结构中，如上述式(10)所示，因为微分增益的0dB点低于谐振频率，所以开环增益大，在图19所示的载波频率6kHz的1/2(3kHz)的情况下，因为增益是0dB以上，所以不稳定。

与此相对，在该第2实施方式的电力变换装置中，如图27、图28所示，产生增益设定的自由度，如图22所示，设定微分增益k₁，以使与高频侧截止频率f2相等。因此，在3kHz的情况下，可确保-20dB的充分的增益余量。

图29、图30示出用于说明所述第2实施方式的电力变换装置的变形例的稳定性的传递函数，使电抗器L的两端电压V_L的电抗器电压反馈(第1反馈回路)的增益k₁近似为零。在图29的(A)中省略了电抗器电压反馈。

在谐振抑制系统中，按照图29的(B)～(D)、图29(A)、(B)的顺序对k₁≒0的图29(A)的控制系统进行等效变换，在根据直流目标电压V_L*来控制电抗器L的两端电压V_L以及电容器C的两端电压Vc的控制系统中进行表现。

这样，还可以考虑单独应用直流电压反馈(将逆变器部12的输入电压Vc针对逆变器部12的输入电流Io进行正反馈)的情况，但如对图29、图30的直流电压Vc的控制系统的等效变换结果所示，与单独应用第1实施方式的电力变换器的电抗器电压反馈(将电抗器L的两端电压V_L针对逆变器部12的输入电流Io进行负反馈)的传递特性相同，在载波频率与谐振频率接近的情况下，成为与第1实施方式的电力变换器的控制系统同样的稳定性。

图31示出用于说明上述第2实施方式的电力变换装置的谐波抑制系统的特性的传递函数。

在图8所示的谐波电流进行分流的等效电路中，图31的(A)示出电容器C的两端电压Vc相对于从二极管电桥11输出的直流电压Vs的传递特性。

接着，当仅考虑谐波电流时，视为V_Lh=V_ch，由此如图31的(B)所示，变换为电抗器电流i_Lh相对于直流环节电流i_oh的传递特性。

接着，如图31的(C)所示地进行等效变换，由此与第1实施方式的电力变换器的图9的(F)所示的传递特性相同。

当对电抗器电压反馈(将电抗器L的两端电压V_L针对逆变器部12的输入电流Io进行负反馈)并用直流电压反馈(将逆变器部12的输入电压Vc针对逆变器部12的输入电流Io进行正反馈)时，仅直流电压反馈(将逆变器部12的输入电压Vc针对逆变器部12的输入电流Io进行正反馈)也成为二阶系统，并在低频侧的截止频率下决定特性。

此外，在上述第2实施方式的电力变换装置中，在控制系统的安装时，因为直流电压反馈(将逆变器部12的输入电压Vc针对逆变器部12的输入电流Io进行正反馈)包含直流和电源脉动成分，所以在直流电压反馈回路中并用高通滤波器。关于在该直流电压反馈回路中设置的高通滤波器，为了去除电源脉动，高通滤波器的截止频率的下限受到制约，给谐振抑制系统的特性带来影响。

图32的(A)示出在所述第2实施方式的电力变换装置中应用直流截止用高通滤波器时的传递函数，图32的(B)示出应用直流截止用高通滤波器和脉动去除部时的传递函数。

另外，图33示出在所述脉动去除部中使用的脉动电压的振幅特性。

该脉动去除部的cosθ_in由下式来表示，采用表或函数进行脉动去除。

cosθ_in=max(|cosθ_rs|,|cosθ_st|,|cosθ_ts|)

此外，使该脉动去除部的cosθ_in通过PLL(Phase-Locked Loop：相位同步环)等与三相交流电源10的频率同步。

图34示出在上述第2实施方式的电力变换装置中应用直流截止用高通滤波器和脉动去除部时的波特线图。在图34中，虚线示出未应用直流截止用高通滤波器和脉动去除部时的特性，单点划线示出应用了直流截止用高通滤波器时的特性，实线示出应用了脉动去除部时的特性。

在图32A的情况下，对图34的实线所示的特性应用1kHz的高通滤波器，但在1kHz以下的区域中，电抗器电压反馈(将电抗器L的两端电压V_L针对逆变器部12的输入电流Io进行负反馈)的特性变得显著。此外，在图32B的情况下，因为只要能够仅去除直流成分即可，所以将高通滤波器的截止频率设定为1Hz以下，因此在图34中没有进行表示。

因为上述滤波器特性基于脉动频率成分，所以在图32所示的1/cosθ_in的情况下分离为直流成分和谐波成分。因此，通过将高通滤波器的截止频率设定为可去除直流成分的足够低的频率，能够使特性劣化极小化。

图35示出第2实施方式的关于电力变换装置的衰减系数的谐振抑制系统的截止频率以及关于衰减系数的谐波抑制系统的截止频率的特性，图36A示出第1实施方式的电力变换装置的频率特性。图36B示出第2实施方式的电力变换装置的频率特性，图36C示出单独进行直流电压反馈时的电力变换装置的频率特性。

图35示出关于该第2实施方式的电力变换装置的效果的概念图。在此，“●”标记表示关于衰减系数的谐振抑制系统以及谐波抑制系统的截止频率(L=0.5mH、C=40μF)。另外，“▲”标记表示关于衰减系数的谐振抑制系统以及谐波抑制系统的截止频率(L=150μH、C=40μF)。

另外，在图36A、图36B、图36C中，将LC滤波器的谐振频率设为f0，谐波抑制系统的低频侧截止频率设为f1，谐波抑制系统的高频侧截止频率设为f2。

如图36B所示，通过并用直流电压反馈(将逆变器部12的输入电压Vc针对逆变器部12的输入电流Io进行正反馈)，使微分增益的0dB点成为谐振频率以上，由此能够获得与谐波抑制系统和谐振抑制系统大致等效的特性。

此外，在单独进行直流电压反馈(将逆变器部12的输入电压Vc针对逆变器部12的输入电流Io进行正反馈)时，如图36C所示，没有微分系统，所以与谐波抑制系统和谐振抑制系统等效的特性相同。

图37示出将谐波与第1、第2实施方式的电力变换装置的电源电压叠加时的仿真波形。图37的(A)示出电源侧失真时的输入电压波形，图37的(B)示出第1实施方式的电力变换装置的输入电流波形，图37的(C)示出第1实施方式的电力变换装置的直流环节部的直流电压波形。另外，图37的(D)示出第2实施方式的电力变换装置的输入电流波形，图37的(E)示出第2实施方式的电力变换装置的直流环节部的直流电压波形。

在图37中为了比较针对电源失真波形的特性，而连接单相的逆变器设备，并模拟出利用载波电流叠加10%的3kHz的电压失真的情况。在图37的(B)、(C)所示的第1实施方式的电力变换装置中，因为谐振抑制频带宽，所以在直流环节部的直流电压波形中观测到电压失真。

另一方面，在图37的(D)、(E)所示的第2实施方式的电力变换装置中，因为谐振抑制频带较窄，所以电压失真的影响比第1实施方式小。

另外，图38是示出第1、第2实施方式的电力变换装置的电源电压进行电压下降时的仿真波形的图。

图38示出关于瞬时电压降低(降低15%)的特性比较的结果。在第1实施方式的电力变换装置中，因为图38的(B)、(C)所示的谐振抑制频带较宽，所以输出电压的响应性快，电抗器L的两端电位差较小，因此作为结果，补偿电流指令值的变动较小，只停留在与电源电压对应的输入电流的变动。

另一方面，在该第2实施方式的电力变换装置中，将图37的(D)、(E)所示的高通滤波器的截止频率设定得较低，所以存在电压变动被反馈而对补偿电流带来影响使输入电流减少的情况。

因此，第1实施方式的电力变换装置以使得具有电压变动的方式对电源也能够进行良好的控制，在各种电源环境中都能够应用。

另外，第2实施方式的电力变换装置通过应用于电压比较稳定的电源，能够对感性负载进行响应性良好的最优控制，是适合这样的电源环境的电力变换装置。

图39示出使第1、第2实施方式的电力变换装置的电机谐波电流叠加时的仿真波形。图39的(A)示出在电机侧产生的谐波电流的波形，图39的(B)示出第1实施方式的电力变换装置的输入电流波形，图39的(C)示出第1实施方式的电力变换装置的直流环节部的直流电压波形。另外，图39的(D)示出第2实施方式的电力变换装置的输入电流波形，图39的(E)示出第2实施方式的电力变换装置的直流环节部的直流电压波形。

此时的仿真条件设为在电源输入为200V、50Hz、7kW时，在直流环节部中流过1800Hz、2A的谐波电流。

该第2实施方式的电力变换装置的谐波抑制系统在与第1实施方式的电力变换装置相同的系统中进行表现，图39的(D)、(E)所示的针对第2实施方式的电力变换装置的谐波的抑制效果和图39的(B)、(C)所示的第1实施方式的电力变换装置等同。

根据上述第2实施方式的电力变换装置，利用控制部100来控制逆变器部2，使逆变器部12的输入电压相对于来自二极管电桥11的直流电压的传递特性成为基于串联连接的相位超前要素和二阶延迟要素的衰减特性，并且将逆变器部12的输入电压相对于来自二极管电桥11的直流电压的传递特性的衰减系数ζ设定为大于1，由此既能够抑制LC滤波器引起的谐振又能够有效地抑制感性负载的谐波，能够对电机等感性负载进行响应性良好的最优控制。

另外，可通过设定电抗器电压反馈(第1反馈回路)的增益k₁和直流电压反馈(第2反馈回路)的增益k₂，来分别设定逆变器部12的输入电压相对于来自二极管电桥11的直流电压的传递特性的截止频率和流过电抗器L的直流电流相对于逆变器部12的输入电流的传递特性的截止频率，其中，该电抗器电压反馈(第1反馈回路)是通过将电抗器L的两端电压V_L针对所述逆变器部12的输入电流进行负反馈，来控制流过电抗器L的电流；该直流电压反馈(第2反馈回路)是通过将逆变器部12的输入电压针对逆变器部12的输入电流进行正反馈，来控制流过电容器C的电流。

另外，由于设定所述电抗器电压反馈(第1反馈回路)的增益k₁和直流电压反馈(第2反馈回路)的增益k₂，使逆变器部12的输入电压相对于来自二极管电桥11的直流电压的传递特性的截止频率和流过电抗器L的直流电流相对于逆变器部12的输入电流的传递特性的低频截止频率相同，从而难以受到PWM控制的采样频率(载波频率)的影响，能够设定更大的衰减系数ζ。另外，还能够减小电抗器L的电感值，可实现电抗器L的小型化。

另外，因为利用所述逆变器部12的输入电压的直流电压反馈(第2反馈回路)中的脉动去除部来去除从二极管电桥11输出的直流电压所包含的脉动电压成分，所以在直流电压反馈(第2反馈回路)中仅将逆变器部12的输入电压的高频成分针对逆变器部12的输入电流进行正反馈，由此能够控制流过电容器C的电流的谐波成分。

另外，即使由所述电压检测部101检测到的电抗器L的两端电压V_L的电抗器电压反馈(第1反馈回路)的增益k₁约为零，也通过设定逆变器部12的输入电压相对于来自二极管电桥11的直流电压的传递特性的截止频率，而既能够抑制LC滤波器所引起的谐振又能够有效地抑制感性负载带来的谐波。

另外，利用与电抗器L的两端并联连接的电阻的电阻值来设定由所述电压检测部101检测到的电抗器L的两端电压V_L的电抗器电压反馈(第1反馈回路)的增益k₁，由此难以受到PWM控制的采样频率(载波频率)的影响，能够提高控制的稳定性。

另外，与上述第1实施方式相同，根据电容器C的标准电容C_R以及LC滤波器的谐振频率来决定电抗器L的电感L_R[H]，通过满足L/C<L_R/C_R的条件，既能够抑制由LC滤波器引起的谐振和感性负载带来的谐波，又能够使电抗器L小型化。

另外，通过满足L/C>L_R/C_R的条件，既能够抑制由LC滤波器引起的谐振又能够抑制感性负载带来的高次谐波。

另外，通过使流过电抗器L的直流电流相对于所述逆变器部12的输入电流的传递特性的截止频率大于从二极管电桥11输出的直流电压所包含的脉动成分的反复频率，能够成为适合进行补偿脉动成分的控制的逆变器部12的控制，该脉动成分包含在从二极管电桥11输出的直流电压内。

另外，通过使流过电抗器L的直流电流相对于上述逆变器部12的输入电流的传递特性的截止频率小于从二极管电桥11输出的直流电压所包含的脉动成分的反复频率，能够成为适合进行恒流控制的逆变器部12的控制。

另外，在连接于二极管电桥11的一个输出端和逆变器部12的一个输入端之间的电抗器L中，流过谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以利用电压检测部101检测出该电抗器L的两端电压，由此能够获得适合逆变器部12的谐振抑制以及谐波抑制的控制的电压信号。

在所述第1、第2实施方式中说明了将三相交流电压整流为直流电压后将该直流电压变换为三相交流电压并输出的电力变换装置，但本发明也可以应用于将单相或三相以上的交流电压整流为直流电压后将该直流电压变换为单相或三相以上的交流电压并输出的电力变换装置。

另外，在所述第1、第2实施方式中说明了在二极管电桥11的一个输出端与逆变器部12的一个输入端之间连接电抗器L作为电感元件的电力变换装置，但不限于此，也可以将电感元件连接在供给交流电压的交流电源的输出端与整流部的输入端之间。

在此情况下，在向整流部输入单相交流电压的结构中，因为在与供给交流电压的交流电源的输出端和整流部的输入端之间连接的电感元件中流过谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以利用电压检测部检测出该电感元件的两端电压，由此能够获得适合逆变器部的控制的电压信号。另外，在向整流部输入多相交流电压的结构中，因为在与供给交流电压的交流电源的输出端和整流部的输入端之间按照每一相连接的电感元件中分别流过各相的谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以利用电压检测部来分别检测各电感元件的两端电压，由此可获得适合逆变器部的谐振抑制以及谐波抑制的控制的电压信号。

虽然说明了本发明的具体实施方式，但本发明不被上述实施方式所限定，在本发明的范围内可进行各种变更后实施。

另外，本发明的电力变换装置具备：整流部，其将单相或多相的交流电压整流为直流电压；PWM控制的逆变器部，其将从所述整流部输出的所述直流电压变换为交流电压进行输出；电容元件，其连接在所述逆变器部的输入端之间；电感元件，其与所述电容元件构成LC滤波器；电压检测部，其检测所述电感元件的两端电压；以及控制部，其根据由所述电压检测部检测到的所述电感元件的两端电压，来控制所述逆变器部，所述LC滤波器的谐振频率被设定为，使得从所述整流部输出的所述直流电流中包含的脉动电流成分通过且使得频率与所述逆变器部的载波频率相同的电流成分衰减，并且，所述控制部以使得所述逆变器部的输入电压相对于来自所述整流部的所述直流电压的传递特性成为基于串联连接的相位超前要素和二阶延迟要素的衰减特性的方式，控制所述逆变器部，并且所述逆变器部的所述输入电压相对于来自所述整流部的所述直流电压的传递特性的衰减系数被设定为大于1，来控制所述逆变器部，使所述传递特性的截止频率高于所述LC滤波器的谐振频率且使流过所述电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率低于所述LC滤波器的谐振频率。

根据所述结构，在逆变器部的输入电压相对于来自整流部的直流电压的传递特性中，能够提高抑制LC滤波器引起的谐振的谐振抑制系统的截止频率，在流过电感元件的直流电流相对于逆变器部的输入电流的传递特性中，可降低抑制感性负载的谐波的谐波抑制系统的截止频率。控制部根据这样的控制系统的传递特性来控制逆变器部，由此既能够抑制LC滤波器引起的谐振又能够有效地抑制感性负载带来的谐波，并能够对电机等感性负载进行响应性良好的最优控制。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，当设所述电容元件的电容为C[F]、所述电感元件的电感为L[H]、所述电容元件的标准电容为C_R[F]、由所述电容元件的标准电容C_R以及所述LC滤波器的谐振频率确定的所述电感元件的电感为L_R[H]时，满足如下的条件：

L/C<L_R/C_R。

这里，所谓电容元件的标准电容就是根据电机等的感性负载的电感、电源电感、电容元件的充电电压、电机负载的功耗、直流环节电压的脉动成分的频率和电机励磁电流而确定的、既能够抑制谐波又能够防止由于逆变器部的动作停止而导致的电路元件被破坏的电容值。此外，在并用吸收负载感应电力的CD箝位器等电路时，根据电容元件的容许脉动电流或温度上升值来决定标准电容。

根据所述实施方式，既能够抑制由LC滤波器引起的谐振和感性负载导致的谐波，又能够使电感元件小型化。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，当设所述电容元件的电容为C[F]、所述电感元件的电感为L[H]、所述电容元件的标准电容为C_R[F]、由所述电容元件的标准电容C_R以及所述LC滤波器的谐振频率确定的所述电感元件的电感为L_R[H]时，满足如下的条件：

L/C>L_R/C_R。

根据所述实施方式，既能够抑制LC滤波器引起的谐振又能够抑制感性负载的谐波。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，流过所述电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率大于从所述整流部输出的所述直流电压所包含的所述脉动成分的反复频率。

根据所述实施方式，通过使流过电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率大于从整流部输出的直流电压所包含的脉动成分的反复频率，能够成为适合进行补偿脉动成分的控制的逆变器部的控制，其中该脉动成分包含在从整流部输出的直流电压内。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，流过所述电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率小于从所述整流部输出的所述直流电压所包含的所述脉动成分的反复频率。

根据所述实施方式，通过使流过电感元件的直流电流相对于所述逆变器部的输入电流的传递特性的截止频率小于从整流部输出的直流电压所包含的脉动成分的反复频率，能够成为适合进行恒流控制的逆变器部的控制。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，所述电感元件连接在所述整流部的一个输出端与所述逆变器部的一个输入端之间。

根据所述实施方式，因为在与整流部的一个输出端和逆变器部的一个输入端之间连接的电感元件中流过谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以利用电压检测部来检测该电感元件的两端电压，由此可获得适合逆变器部的谐振抑制以及谐波抑制的控制的电压信号。

另外，在一个实施方式的电力变换装置中，所述电感元件连接在供给所述交流电压的交流电源的输出端与所述整流部的输入端之间。

根据所述实施方式，在向整流部输入单相交流电压的结构中，因为在连接于供给交流电压的交流电源的输出端和整流部的输入端之间的电感元件中流过谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以利用电压检测部来检测该电感元件的两端电压，由此能够获得适合逆变器部的控制的电压信号。另外，在向整流部输入多相交流电压的结构中，因为在与供给交流电压的交流电源的输出端和整流部的输入端之间针对每一相连接的电感元件中分别流过各相的谐振电流以及谐波电流的交流成分，所以利用电压检测部来分别检测各电感元件的两端电压，由此可获得适合逆变器部的谐振抑制以及谐波抑制的控制的电压信号。

符号说明

10…三相交流电源

11…二极管电桥

12…逆变器部

13…电机

14…电流源

L…电抗器

C…电容器

100…控制部

101…电压检测部

Claims (13)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具有：

整流部(11)，其将单相或多相的交流电压整流为直流电压；

PWM控制的逆变器部(12)，其将从所述整流部(11)输出的所述直流电压变换为交流电压进行输出；

电容元件(C)，其连接在所述逆变器部(12)的输入端之间；

电感元件(L)，其与所述电容元件(C)构成LC滤波器；

电压检测部(101)，其检测所述电感元件(L)的两端电压；以及

控制部(100)，其根据由所述电压检测部(101)检测到的所述电感元件(L)的两端电压，来控制所述逆变器部(12)，

所述LC滤波器的谐振频率被设定为，使得从所述整流部(11)输出的所述直流电流中包含的脉动电流成分通过且使得频率与所述逆变器部(12)的载波频率相同的电流成分衰减，

并且，所述控制部(100)以使得所述逆变器部(12)的输入电压相对于来自所述整流部(11)的所述直流电压的传递特性成为基于串联连接的相位超前要素和二阶延迟要素的衰减特性的方式，控制所述逆变器部(12)，并且所述逆变器部(12)的所述输入电压相对于来自所述整流部(11)的所述直流电压的传递特性的衰减系数被设定为大于1。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部(100)在所述逆变器部(12)的所述输入电压相对于来自所述整流部(11)的所述直流电压的传递特性中具有第1反馈回路和第2反馈回路，该第1反馈回路通过将由所述电压检测部(101)检测到的所述电感元件(L)的两端电压针对所述逆变器部(12)的输入电流进行负反馈，来控制流过所述电感元件(L)的电流，该第2反馈回路通过将所述逆变器部(12)的所述输入电压针对所述逆变器部(12)的输入电流进行正反馈，来控制流过所述电容元件(C)的电流，

所述第1反馈回路的增益k₁和所述第2反馈回路的增益k₂被设定为，所述逆变器部(12)的所述输入电压相对于来自所述整流部(11)的所述直流电压的传递特性和流过所述电感元件(L)的直流电流相对于所述逆变器部(12)的所述输入电流的传递特性分别成为预先确定的传递特性。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述控制部(100)中，所述第1反馈回路的增益k₁和所述第2反馈回路的增益k₂被设定为，所述逆变器部(12)的所述输入电压相对于来自所述整流部(11)的所述直流电压的传递特性的截止频率与流过所述电感元件(L)的直流电流相对于所述逆变器部(12)的输入电流的传递特性的低频带截止频率相同。

4.根据权利要求2或3所述的电力变换装置，其特征在于，

关于所述控制部(100)，在所述逆变器部(12)的所述输入电压相对于来自所述整流部(11)的所述直流电压的传递特性中，在所述逆变器部(12)的所述输入电压的所述第2反馈回路中具有脉动去除部，该脉动去除部利用所述整流部(11)对所述单相或多相的交流电压进行整流，来去除从所述整流部(11)输出的所述直流电压中包含的脉动电压成分。

5.根据权利要求2至4中任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部(100)使由所述电压检测部(101)检测到的所述电感元件(L)的两端电压的所述第1反馈回路的增益k₁约为零。

6.根据权利要求2至5中任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

该电力变换装置具有与所述电感元件(L)的两端并联连接的电阻(R)，

通过所述电阻(R)的电阻值来设定由所述电压检测部(101)检测到的所述电感元件(L)的两端电压的所述第1反馈回路的增益k₁。

7.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部(100)以使得所述逆变器部(12)的所述输入电压相对于来自所述整流部(11)的所述直流电压的传递特性的截止频率高于所述LC滤波器的谐振频率、且使得流过所述电感元件(L)的直流电流相对于所述逆变器部(12)的输入电流的传递特性的截止频率低于所述LC滤波器的谐振频率的方式，控制所述逆变器部(12)。

8.根据权利要求1至7中任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

当设所述电容元件(C)的电容为C[F]、所述电感元件(L)的电感为L[H]、所述电容元件(C)的标准电容为C_R[F]、由所述电容元件(C)的标准电容C_R以及所述LC滤波器的谐振频率确定的所述电感元件(L)的电感为L_R[H]时，满足如下的条件：

L/C<L_R/C_R。

9.根据权利要求1至7中任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

当设所述电容元件(C)的电容为C[F]、所述电感元件(L)的电感为L[H]、所述电容元件(C)的标准电容为C_R[F]、由所述电容元件(C)的标准电容C_R以及所述LC滤波器的谐振频率确定的所述电感元件(L)的电感为L_R[H]时，满足如下的条件：

L/C>L_R/C_R。

10.根据权利要求1至9中任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

流过所述电感元件(L)的直流电流相对于所述逆变器部(12)的输入电流的传递特性的截止频率大于利用所述整流部(11)对所述单相或多相的交流电压进行整流而从所述整流部(11)输出的所述直流电压中包含的脉动电压成分的反复频率。

11.根据权利要求1至9中任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

流过所述电感元件(L)的直流电流相对于所述逆变器部(12)的输入电流的传递特性的截止频率小于利用所述整流部(11)对所述单相或多相的交流电压进行整流而从所述整流部(11)输出的所述直流电压中包含的脉动电压成分的反复频率。

12.根据权利要求1至11中任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电感元件(L)连接在所述整流部(11)的一个输出端与所述逆变器部(12)的一个输入端之间。

13.根据权利要求1至11中任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电感元件(L)连接在提供所述交流电压的交流电源的输出端与所述整流部(11)的输入端之间。

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