JP5889632B2 - Ｕｐｓ、周波数変換器およびラインコンディショナ - Google Patents

Description

発明の背景
１．発明の分野
本発明の少なくとも１つの実施形態は、一般的にコンバータの制御に関し、より特定的には、無停電電源装置、周波数変換器、およびラインコンディショナのうちの少なくとも１つに関連するコンバータの制御に関する。

２．発明の背景
無停電電源装置（ＵＰＳ）、周波数変換器、またはラインコンディショナの少なくとも一部を形成するコンバータは、多くの異なったタイプの電子機器に信頼できる電源を供給するために用いられる。しばしば、この電子機器は、コンバータから入力された特定の電圧および／または電流を必要とする。コンバータ入力電流における望ましくない歪みは、コンバータ出力へと通過して電子機器へ与えられ、非効率な動作、生産性の損失をもたらすとともに、高価な修理または電気要素の取替えを必要とする。

図１は、負荷１４０へのバックアップ電力とともに調整された電力を供給するＵＰＳの一部を形成する典型的なコンバータ１００のブロック図を提供する。図１に示されるものと類似したＵＰＳは、ロードアイランド州ウェストキングストンのアメリカンパワーコンバージョン（ＡＰＣ）社から利用可能である。コンバータ１００は、整流器１１０、インバータ１２０、コントローラ１３０、およびバッテリ１５０とを含み得る。コンバータ１００は、入力交流電源のラインおよび中性線にそれぞれ結合する入力１１２および１１４を有するとともに、負荷１４０へ出力ラインおよび中性線を提供する出力１１６および１１８を有する。

ラインモード動作においては、コントローラ１３０の制御の下で、整流器１１０が入力ＡＣ電圧を受け、コモンライン１２４に対する出力ライン１２１および１２２において、正および負の出力ＤＣ電圧を提供する。バッテリモード動作においては、入力ＡＣ電力の喪失の際に、整流器１１０は、バッテリ１５０からＤＣ電圧を生成する。コモンライン１２４は、入力中性線１１４および出力中性線１１８に結合され、コンバータ１００を通して連続的な中性線を提供する。インバータ１２０は、整流器１１０からのＤＣ電圧を受け、ライン１１６および１１８において出力ＡＣ電圧を提供する。

発明の要約
本明細書に開示されたシステムおよび方法は、ＵＰＳ、周波数変換器、またはラインコンディショナのうちの１つまたはより多くのものにおけるコンバータへの入力を監視および制御する。効率を増加するために、リプル電圧の少なくとも一部による歪みが、制御信号から除去され得る。さらに、コンバータへの入力電流が制御され得る。これは、コンバータの動作を改善するとともに、コンバータ入力から分数調波振動および全高調波歪みのうちの少なくとも１つを低減または排除する。本発明の少なくとも１つの側面は、コンバータを制御するための方法に向けられる。方法は、リプル電圧のような歪みを含む電圧信号を受け、その電圧信号を基準電圧と比較することによって、電圧信号の一部に基づいて制御信号を決定する。制御信号は、リプル電圧に関連する歪みを含み得る。方法は、制御信号からリプル電圧の少なくとも一部をフィルタリングすることによって、制御信号より少ない歪みを有する平均制御信号を生成する。方法は、平均制御信号の少なくとも一部に基づいて基準電流値を生成し、コンバータの入力電流を基準電流値に向けて駆動する。

本発明の少なくとも１つの他の側面は、コンバータを制御するためのシステムに向けられる。システムは、コンバータに関連しフィルタを含む制御モジュールを含む。フィルタは、リプル電圧に関連した歪みを有する制御信号を受信するように適合されるとともに、フィルタは、実質的にリプル電圧を有しない平均制御信号を生成するように適合される。制御モジュールは、平均制御信号に少なくとも一部基づいて基準電流値を生成するように適合され、制御モジュールは、さらに、コンバータの入力電流を基準電流値に向けて駆動するように適合される。

本発明の少なくとも１つの他の側面は、無停電電源装置を制御するためのシステムに向けられる。システムは、実質的に歪みのない平均制御信号を生成するために、リプル電圧に関連した歪みを有する制御信号をフィルタリングするための手段を含む。制御モジュールは無停電電源装置に関連し、制御モジュールは平均制御信号に少なくとも一部基づいて基準電流値を生成するように適合される。制御モジュールは、さらに、無停電電源装置の入力電流を基準値に向けて駆動するように適合される。

本発明の少なくとも１つの他の側面は、リプル電圧を含む電圧信号を受信するように、プロセッサにコンバータを制御させるための指示を含む、指示の配列をその上に記憶したコンピュータ読取り可能媒体に向けられる。指示は、その電圧信号を基準信号と比較することによって、電圧信号に一部基づいて制御信号決定するように、プロセッサにコンバータを制御させ、制御信号は、リプル信号に関連した歪みを含む。指示は、制御信号からリプル電圧の少なくとも一部をフィルタリングすることによって平均制御信号を生成するとともに、平均制御信号に少なくとも一部基づいて基準電流値を生成するように、プロセッサにコンバータを制御させる。指示は、コンバータの入力電流を基準電流値に向けて駆動するとともに、その入力電流を、無停電電源装置、周波数変換器、およびラインコンディショナのうちの少なくとも１つに関連した整流器に印加するように、プロセッサにコンバータを制御させる。

これらの側面および様々な実施形態は、コンバータの入力電流に対して力率補正を提供すること、または平均制御信号の位相をシフトすることを含み得る。少なくとも１つの実施形態は、コンバータから負荷へ出力電流を提供することを含み得る。様々な実施形態においては、コンバータから負荷へ出力電流は、コンバータの入力電流に同期または非同期のいずれかである周波数を有し得る。１つの実施形態においては、リプル電圧は、電圧信号からフィルタリングされ、電圧信号は基準電圧値に向けて駆動され得る。１つの実施形態意は、平均制御信号を生成するために、電圧信号の時間周期の複数の時間インスタンスにおいて制御信号をサンプリングすることを含む。様々な実施形態においては、整流器およびインバータのうちの少なくとも１つはコンバータに関連し、フィルタは、分数調波振動信号、全高調波歪み信号、またはその両方の少なくとも一部を、コンバータ入力電流から除去するように適合され得る。１つの実施形態においては、進み遅れ（lead-lag）補償器は、平均制御信号の位相を調整する。様々な実施形態においては、パルス幅変調制御信号のデューティサイクルの調整は、コンバータの入力電流を基準電流値に向けて駆動する。

これらの目標および目的は、独立請求項１および他の独立請求項に従う方法およびシステムによって達成される。さらなる詳細は、残余の従属請求項に見出され得る。本明細書に開示されたシステムおよび方法の他の側面および利点は、本発明の原理をほんの例として示す添付の図面をともに考慮して、以下の詳細な説明から明らかになるであろう。

図面の簡単な説明
添付の図面は、縮尺通りに描かれることは意図されていない、図面において、様々な図に図示された同じまたはほぼ同じ要素の各々は、同様の数字によって表される。明確化の目的のために、すべての図面において、すべての要素にラベルが付されてはいないかもしれない。

本発明の実施形態に従うコンバータを図示する機能ブロック図である。 本発明の実施形態に従う、コンバータの制御のためのシステムを図示するブロック図である。 本発明の実施形態に従う、コンバータ入力電流の分数調波振動を図示するグラフである。 本発明の実施形態に従う、コンバータ入力電流の全高調波歪みを図示するグラフである。 本発明の実施形態に従う、移動平均化フィルタのゲイン特性を図示するグラフである。 本発明の実施形態に従う、コンバータの制御を図示するブロック図である。 本発明の１つの実施形態に従う、移動平均化フィルタによる信号フィルタリングを図示するグラフである。 本発明の１つの実施形態に従う、コンバータの動作を示すグラフである。 本発明の実施形態に従う、コンバータを制御するための方法を示すフローチャートである。

詳細な説明
この発明は、その用途において、以下の説明に記載され、または図面に図示された要素の構成および配列の詳細には限定されない。本発明は、他の実施形態も可能であり、および様々な方法で実施しまたは実行することができる。さらに、本明細書で用いられる用語および語句は説明の目的のためであって、限定と見なされるべきではない。「含む」、「備える」または「有する」、「包含する」、「伴う」およびそれらのバリエーションのここでの使用は、その後に列挙される項目およびそれらの等価物と、追加の項目を網羅することを意味する。

本発明の少なくとも１つの実施形態は、たとえば、図１のコンバータにおける、改善されたコンバータの制御を提供する。しかしながら、本発明の実施形態は図１のコンバータには限定されず、他のコンバータ、電源装置、周波数変換器、ラインコンディショナ、または他のシステムでも一般的に使用され得る。

例示の目的のための図に示されるように、本発明は、コンバータを制御するためのシステムおよび方法において具体化され得る。これらのシステムおよび方法は、コンバータの入力電流を、低減された歪みを有する基準電流値に向けて駆動し得る。本明細書に開示されるシステムおよび方法の実施形態は、分数調波振動、高調波歪み、またはその両方のフィルタリングを可能とする。

図２は、本発明の実施形態に従うコンバータの制御のためのシステム２００を示すブロック図である。システム２００は、一般的に少なくとも１つのコンバータ２０５を含む。コンバータ２０５は、交流（ＡＣ）信号を直流（ＤＣ）信号へ変換するための回路、またはＤＣ信号をＡＣ信号に変換するための回路を含み得る。１つの実施形態においては、コンバータ２０５は、ＡＣ信号をＤＣ信号に変換する回路と、ＤＣ信号をＡＣ信号に変換する回路とを含む。コンバータ２０５は、無停電電源装置、周波数変換器、またはラインコンディショナを含み得る。たとえば、１つの実施形態においては、コンバータ２０５は、様々な負荷に対して、一定のまたはほぼ一定の電源の供給を維持する無停電電源装置（uninterruptable power supply：ＵＰＳ）を含み得る。このＵＰＳは、オンラインまたはオフラインの種類があり得る。１つの実施形態においては、コンバータ２０５は、ＩＥＥＥ−５１９およびＩＥＣ６１０００−３−２工業規格に記載されるような、高調波規格に準拠することが課せられ得る。

コンバータ２０５は、少なくとも１つの整流器２１０を含み得る。整流器２１０は、一般的に、ＡＣ信号をＤＣ信号に変換する回路を含む。１つの実施形態においては、整流器２１０は、力率補正（power factor correction：ＰＦＣ）整流器を含む。ＰＦＣ整流器は、一般的に、整流器２１０の力率を調整して、たとえば、非線形負荷のある整流器２１０入力電流における高調波歪みとして現れる、システム２００を通して消費される無効電力損失による電力損失を低減する。力率１（unity）は理想的であるとともに最小損失システムを表わし、整流器２１０がＰＦＣ整流器を含む１つの実施形態におけるシステム２００は、たとえば少なくとも０．９０のような、１．０に近い力率を維持し得る。整流器２１０は、様々な実施形態において、半波整流または全波整流を提供し得る。

１つの実施形態においては、コンバータ２０５の整流器２１０は、少なくとも１つのインバータ２１５に、電圧Ｖ_DCおよび／または電流Ｉ_DCを出力し得る。他の実施形態においては、整流器２１０は、Ｖ_DCまたはＩ_DCのいずれかを、少なくとも１つの負荷２２０に出力し得る。１つの実施形態におけるインバータ２１５は、コンバータ２０５の一部として含まれ得る。インバータ２１５が存在する１つの実施形態においては、インバータ２１５は、整流器２１０からＤＣ電圧Ｖ_DCを受けるとともに、コンピュータ負荷または他の電子機器のような非線形負荷を含み得る負荷２２０に、ＡＣ出力信号を提供する。様々な実施形態においては、インバータ２１５は、３相インバータまたは単相インバータを含み得る。１つの実施形態においては、インバータ２１５は、いずれもネルソン（Nelson）および本願の譲渡人に譲渡された米国特許６，８３８，９２５および７，１２６，４０９に記載されたもののようなインバータを含み得、いずれもその全体において参照によってここに引用される。

負荷２２０は、線形負荷または非線形負荷を含み得る。たとえば、負荷２２０は、コンピュータ、サーバ、通信機器、データ記憶機器、プラグインモジュール、あるいは他の電子機器または入力電力を必要とする装置を含み得る。負荷２２０は、ＤＣ負荷またはＡＣ負荷のいずれかを含み得、様々な実施形態においては、負荷２２０は、入力として、整流器２１０およびインバータ２１５の電圧出力のうちの少なくとも１つを受信し得る。システム２００は、インバータ２１５が存在し、かつ負荷２２０に出力を供給する実施形態を示す。１つの実施形態においては、システム２００は、インバータ２１５を含んでいなくてもよい。たとえば、コンバータ２０５は、周波数変換器を含んでもよく、整流器２１０の出力は、入力として負荷２２０へ印加され得る。

１つの実施形態においては、コンバータ２０５は、無停電電源装置、周波数変換器、またはＡＣラインコンディショナのような、二段変換ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換器システムの一部を形成する。このような二段変換システムは、同期または非同期の動作モードのいずれかで動作し得る。同期動作においては、コンバータ２０５出力電流は、コンバータ２０５入力電流の周波数にほぼ同期した周波数を有する。非同期動作においては、コンバータ２０５出力は、コンバータ２０５入力電流の周波数に概して非同期の周波数を有する。１つの実施形態においては、出力周波数は、入力周波数とは異なり得る。同期動作または非同期動作のいずれの下においても、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ二段変換システムの整流器２１０の入力電流における歪みは、全高調波歪み（total harmonic distortion：ＴＨＤ）およびより低い入力力率を引き起こし得る。

二段変換システムの１つの実施形態においては、コンバータ２０５は、整流器２１０およびインバータ２１５の両方を含み、整流器２１０はＰＦＣフロントエンド整流器を含み得る。一般的に、整流器２１０入力電流は、同期および非同期の動作モードの両方において歪まされ得る。たとえば、非同期動作モードにおけるＡＣ−ＤＣ−ＡＣ二段変換システムの動作は、整流器２１０が、図１のメインライン１１２および１１４から振動性電流を引き込み得るので、整流器２１０への入力電流内に分数調波振動を導入し得る。

図３は、実施形態に従うコンバータ入力電流の分数調波振動を示すグラフである。図３の実施形態に示されるように、整流器２１０のＤＣバス電圧Ｖ_DCのＶ_DC(Ripple)は、分数調波振動を引き起こし、整流器２１０入力電流Ｉ_INを歪ませる。図３に示されるような分数調波振動は、たとえば、整流器２１０入力電流が整流器２１０の出力周波数より小さい周波数における成分を搬送するときに生じ得る。これは、整流器２１０の電源変圧器およびインダクタにおいて磁束飽和を引き起こし得る。分数調波振動は、システム２００の共通結合点（point of common coupling：ＰＣＣ）において、電圧波形歪みをも引き起こし得、好ましくない、眼に見えるほどのかなりのライト点滅を引き起こし得る。

図４は、本発明の実施形態に従うコンバータ入力電流の全高調波歪みを示すグラフである。様々な実施形態において、高調波歪みは、コンバータ２０５が同期動作モードまたは非同期動作モードの下で動作するときに生じ得る。コンバータ２０５入力電流Ｉ_IN、すなわち整流器２１０入力電流における歪みは、Ｉ_INのＴＨＤレベルおよび低減された入力力率を増加させる。

図２に戻って、１つの実施形態においては、本明細書で開示されるシステムおよび方法は、同期および非同期の動作モードの両方でのコンバータ２０５における入力特性のデジタル制御を含む。たとえば、ここで開示される制御システムおよび制御方法は、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ二段変換システムのコンバータ２０５が非同期モードで動作するときに分数調波振動を排除し、かつ、同期動作モードおよび非同期動作モードの両方において、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ二段変換システムの入力電流の全高調波歪みを低減し得る。

図２のシステム２００を参照して、コンバータ２０５の特性は、少なくとも１つの制御モジュール２２５によって制御され得る。制御モジュール２２５は、一般的にコンバータ２０５の動作を制御し、少なくとも１つのプロセッサを含み得る。たとえば、制御モジュール２２５は、整流器２１０の入力電流Ｉ_INおよび入力電圧Ｖ_DCのうちの１つまたはより多くのものを制御し得る。たとえば、整流器２１０は、少なくとも１つのバスラインに沿って、Ｉ_DCおよびＶ_DCのうちの１つまたはより多くのものを送り、インバータ２１５は、負荷２２０へ、電圧Ｖ_OUTおよび電流Ｉ_OUTのうちの１つまたはより多くのものを送る。この例の様々な実施形態においては、インバータ２１５の出力電圧（すなわち、Ｖ_OUT）の周波数は、整流器２１０入力電圧の周波数と同じであってもよいし、異なっていてもよい。この例を継続して、制御モジュール２２５は、たとえば負荷２２０の電力要求に少なくとも一部は基づいて、整流器２１０入力電流を調整することによって、ＤＣバス電圧Ｖ_DCを基準電圧Ｖ_DC ^*に維持するように、整流器２１０の入力電流Ｉ_INを調整する。

１つの実施形態においては、制御モジュール２２５は、少なくとも１つの電圧調整器２３０を含む。電圧調整器２３０は、ほぼ一定の出力電圧を維持し、たとえば、比例（Ｐ）型電圧調整器、比例−積分（ＰＩ）型電圧調整器、または比例−積分−微分（ＰＩＤ）型電圧調整器のいずれかを含み得る。実施形態においては、電圧調整器２３０の出力は、少なくとも１つの移動平均フィルタ２３５のような、少なくとも１つのフィルタに入力される。移動平均フィルタ２３５は、一般的に、入力信号からの複数のサンプリング点を平均することによって出力信号の各点を生成するように動作する。移動平均フィルタ２３５は、電圧調整器２３０の出力をフィルタリングし、様々な実施形態においては、移動平均フィルタ２３５は、整流器２１０電圧ループの安定性についての衝撃を最小化するための低い時定数を有する１次系を含み得る。１つの実施形態においては、移動平均フィルタは有限インパルス応答（finite impulse response：ＦＩＲ）フィルタを含む。

図２には示されないが、制御モジュール２２５出力は、コンバータ２０５入力として受信され得ることが理解されるべきである。たとえば、制御モジュール２２５の基準電流Ｉ_IN ^*は、整流器２１０におけるコンバータ２０５の入力に印加され得る。１つの実施形態においては、制御モジュール２２５は、コンバータ２０５入力電流Ｉ_INを、制御モジュール２２５基準電流Ｉ_IN ^*の値に向けて駆動する。１つの実施形態においては、コンバータ２０５は、制御モジュール２２５を含む。たとえば、制御モジュール２２５は、コンバータ２０５内に統合され、またはコンバータ２０５の一部とされ得る。

図５は、本発明の実施形態に従う移動平均フィルタ２３５のゲイン特性を示すグラフである。図５に示されるように、移動平均フィルタ２３５は、周波数ｆ_wおよびその倍数においてゼロのゲインを、そしてＤＣ信号において１（unity）のゲインを提供し得る。たとえば、移動平均フィルタ２３５入力がＤＣ信号の場合は、減衰なしに出力へ通過する。１つの実施形態においては、移動平均フィルタ２３５入力が６０Ｈｚ信号であり時間ウィンドウがＴ_w＝１／ｆ_w（すなわち、この例においては１／６０Ｈｚ）の場合は、移動平均フィルタ２３５出力はゼロとなり得る。移動平均フィルタ２３５出力は、入力周波数の倍数２ｆ_w，３ｆ_wなど（すなわち、１２０Ｈｚ，１８０Ｈｚ，２４０Ｈｚなど）においてもゼロとなり得る。１つの実施形態においては、移動平均フィルタ２３５入力信号周波数は５０Ｈｚであり得、ここでＴ_w＝１／６０Ｈｚである。この例においては、ゲインはゼロと１との間になり得る。１つの実施形態においては、ゲインは０．２５に等しいかあるいはそれより小さくなり得る。

図２をさらに参照して、システム２００は少なくとも１つの進み遅れ補償器２４０も含み、１つの実施形態においては、移動平均フィルタ２３５によって導入され得た位相遅れを調整し得る。たとえば、移動平均フィルタ２３５は、電圧ループにおけるゼロクロス周波数またはその付近において位相遅れを導入し得る。この実施形態においては、進み遅れ補償器２４０は、移動平均フィルタ２３５に直列に接続され、周波数応答におけるこの遅れを調整する。

たとえば、式（１）に関して、１つの実施形態においては、移動平均フィルタ２３５は一次ローパスフィルタを含み得、ここで、Ｇ_MAF（ｓ）は、時定数としてτ_MAFを有する移動平均フィルタ２３５の等価ｓ領域（すなわち、周波数領域）伝達関数であり、１＋ｓτ_MAFは移動平均フィルタ２３５の有効極（effective pole）である。１つの実施形態においては、一般的に、整流器２１０の入力電流Ｉ_INにおける全高調波歪みを制御する電圧ループの安定性を害さないように、移動平均フィルタ２３５の有効極は、電圧ループ交差周波数（crossover frequency）から充分に離され得る。たとえば、移動平均フィルタの有効極は、およそ６〜１０Ｈｚに位置する電圧ループ交差周波数で、６０Ｈｚより大きいかまたは等しい位置であり得る。

システム２００が進み遅れ補償器２４０を含む１つの実施形態においては、ゼロクロス周波数付近の移動平均フィルタ２３５によって導入される位相のずれは、式（２）に示されるように、進み遅れ補償器２４０を移動平均フィルタ２３５と直列に接続することによって調整され得、ここで、Ｇ_LEAD-LAG（ｓ）は、進み遅れ補償器２４０のｓ領域伝達関数であり、Ｔ_ｚおよび０．１Ｔ_ｚは、進み遅れ補償器２４０のゼロおよび極の時定数である。１つの実施形態においては、時定数Ｔ_ｚはτ_MAF（すなわち、Ｔ_ｚ＝τ_MAF）に設定され、式（１）の実施形態における移動平均フィルタ２３５の極を補償する。他の実施形態においては、時定数Ｔ_ｚはτ_MAF付近に置かれ、移動平均フィルタ２３５の極の効果を低減する。

１つの実施形態においては、コンバータ２０５出力電力が増加するにつれて、または供給制限によって、定常状態二乗平均平方根（ＲＭＳ）入力電圧Ｖ_IN(RMS)は、たとえば、１２０Ｖの公称値から減少し得る。これは、コンピュータのような非線形負荷２２０を含む実施形態において生じ得る。１つの実施形態においては、ＲＭＳ電圧補正が制御モジュール２２５に印加されて、一定電力制御を実現するように、（すなわち、メインライン電圧ＶIN変動が入力される間、ほぼ変動しない電圧調整器２３０の出力Ｐ^*に保つように）、この減少を補償する。他の実施形態においては、ＲＭＳ電圧補正は、入力電圧ＶINにおける変化（たとえば、増大（swell）または落ち込み（dip））のようなライン外乱に対する、システム２００の動的応答を改善するために用いられ得る。たとえば、制御モジュール２２５は、二乗平均平方根（ＲＭＳ）入力電圧フィードフォワードループ２４５を含み得る。一般的に、Ｖ_IN(RMS)における低下は、ＲＭＳ入力電圧フィードフォワードループ２４５を採用することによって補償され、１つの実施形態においては、それは、Ｖ_DCが全負荷においてＶ_DC ^*に保たれるように基準電流Ｉ_IN ^*を調整する。１つの実施形態においては、ＲＭＳ入力電圧フィードフォワードループ２４５は、少なくとも１つのＲＭＳ電圧補正コントローラを含む得、たとえば、それは積分型コントローラ、あるいは、算術演算またはたとえばデジタル信号処理（ＤＳＰ）コードを含む制御アルゴリズムに関連するローパスフィルタネットワークを含み、入力メインライン電圧Ｖ_INにおける定常状態低下を補償するとともに、非線形負荷２２０についての全負荷状態を含むどのような負荷２２０においても、Ｖ_DCをＶ_DC ^*またはその近傍に保つ。

ＲＭＳ入力電圧フィードフォワードループ２４５は、一般的に、たとえば、入力位相間で共有する負荷を有する多相インバータを伴う用途において定電力制御を実現する。ＲＭＳ入力電圧フィードフォワードループ２４５は、入力電圧Ｖ_INの変化のようなライン障害の間、ＤＣバス電圧Ｖ_DCおよび入力電流の応答のようなコンバータ２０５の動的応答も改善する。

制御モジュール２２５がＲＭＳ入力電圧ループ２４５を含まない１つの実施形態においては、電圧調整器２３０出力は、入力電流Ｉ_INについての振幅基準電流を含み得る。図６は、コンバータ２０５の制御を示すブロック図であり、この実施形態の例を含む。図６に示されるように、電圧調整器２３０の出力は、（図６には示されない）移動平均フィルタ２３５に接続され、電圧調整器出力電流Ｉ_m ^*からリプルをフィルタリングする。

図２をさらに参照して、Ｖ_IN(RMS)は入力電圧Ｖ_INの二乗平均平方根値であり、P^*は入力電力基準値であり、Ｉ_IN ^*は整流器２１０を制御するために用いられる基準入力電流である。１つの実施形態においては、入力電流Ｉ_INはＶ_INと同位相であり、ＤＣバス電流Ｉ_{DC_REC}（整流器２１０出力電流）およびＩ_{DC_INV}（インバータ２１５入力電流）は、ＤＣ項、スイッチング周波数項、および低周波数ＡＣ項のうちの少なくとも１つを含み得る。Ｉ_{DC_REC}およびＩ_{DC_INV}のうちの１つまたはより多くにおけるＡＣ項は、ＤＣバス電圧Ｖ_DCにおいて対応するリプル成分を引き起こし得る。１つの実施形態においては、低周波数リプル電圧を比較すると、Ｖ_DCにおけるスイッチング周波数リプル電圧は、そのより低い振幅のために無視され得る。したがって、定常状態バス電圧Ｖ_DCは、式（３）に示されるように、基準電圧Ｖ_DC ^*に加えて低周波数リプル電圧Ｖ_DC(Ripple)を含み得る。
（３） Ｖ_DC＝Ｖ_DC ^*＋Ｖ_DC(Ripple)
インバータ２１５を含む１つの実施形態においては、Ｖ_DC(Ripple)は式（４）において示される成分に分割され得、ここでＶ_{DC_REC(Ripple)}およびＶ_{DC_INV(Ripple)}は、整流器２１０およびインバータ２１５によってそれぞれ与えられるリプル電圧を含む。
（４） Ｖ_DC(Ripple)＝Ｖ_{DC_REC(Ripple)}＋Ｖ_{DC_INV(Ripple)}
コンバータ２０５が単一ＤＣバスを含む実施形態においては、リプル電圧Ｖ_{DC_REC(Ripple)}は、２×ｆ_INおよびその倍数の成分を含み得、ここでｆ_INは、コンバータ２０５のライン周波数である。コンバータ２０５が分割ＤＣバスを含む他の実施形態においては、リプル電圧Ｖ_{DC_REC(Ripple)}は、ｆ_INおよびその倍数の成分を含み得る。類似的に、インバータ２１５が存在する１つの実施形態においては、リプル電圧Ｖ_{DC_INV(Ripple)}は、インバータ２１５がマルチレベルインバータを含む場合は、インバータ２１５出力周波数ｆ_OUTおよびその倍数の成分を含み、たとえば、インバータ２１５が２レベルインバータの場合は２×ｆ_OUTの成分を含み得る。

定常状態での１つの実施形態においては、電圧調整器２３０は、リプル電圧Ｖ_{DC_REC(Ripple)}およびＶ_{DC_INV(Ripple)}を処理し、対応するリプル項を基準電力信号Ｐ^*に導入する。この実施形態においては、これらのリプル項が、たとえば移動平均フィルタ２３５によってＰ^*からフィルタリングされなければ、それらは基準電流値Ｉ_IN ^*に伝えられる。１つの実施形態においては、Ｖ_{DC_REC(Ripple)}によって導入される基準電流値Ｉ_IN ^*におけるリプルは、もし除去されなければ、制御モジュール２２５がＩ_INをＩ_IN ^*の値に向けて駆動するので、整流器２１０入力電流Ｉ_INにおいて高調波歪みを引き起こし得る。さらに、１つの実施形態においては、Ｖ_{DC_INV(Ripple)}によって導入されるリプルは、たとえば、コンバータ２０５が（たとえば、出力電流Ｉ_OUTが、入力電流Ｉ_IN周波数ｆ_INと非同期である周波数ｆ_OUTを有する）非同期動作モードで動作しているときは、Ｉ_INにおいて分数調波振動および高調波歪みを引き起こし得る。代替的な実施形態においては、Ｖ_{DC_INV(Ripple)}によって導入されるリプルは、たとえば、コンバータ２０５が（たとえば、出力電流Ｉ_OUTが、入力電流Ｉ_IN周波数ｆ_INと同期している周波数ｆ_OUTを有する）同期動作モードで動作しているときは、Ｉ_INにおいて高調波歪みを引き起こし得る。

１つの実施形態においては、コンバータ２０５は、ＡＣ−ＤＣ単一変換システムを含み得る。これは、たとえば、インバータ２１５がなく、負荷２２０が整流器２１０へのＤＣバスラインを横切って接続されたＤＣ負荷を含むときに生じ得る。この例の１つの実施形態においては、Ｖ_DCは、整流器２１０入力電流Ｉ_INにおける全高調波歪みを増加し得るリプル電圧Ｖ_{DC_REC(Ripple)}のみを含み得る。この例においては、リプル電圧Ｖ_{DC_REC(Ripple)}はＶ_INに同期し、結果としてこの実施形態においては、整流器入力電流Ｉ_INは、分数調波振動を含み得ない。この例を継続して、入力電流Ｉ_INは、ｆ_INおよびその倍数の電流成分を含み得る。一般的に、入力電流Ｉ_INは、基本周波数（たとえば、ライン周波数）ならびに、様々な周波数における電流成分およびライン周波数の倍数を含む高調波電流成分を有し得る。この例における入力電流Ｉ_INの全高調波歪みは、高調波規格ＩＥＥＥ−５１９およびＩＥＣ６１０００−３−２に準拠する低帯域幅電圧ループ（たとえば、６〜１０Ｈｚ）によって制御され得る。

１つの実施形態においては、コンバータ２０５は、整流器２１０およびインバータ２１５を有するＡＣ−ＤＣ−ＡＣ二段変換システムを含む。この実施形態においては、インバータ２１５が同期モードで動作しているとき（すなわち、出力電流Ｉ_OUTが入力電流Ｉ_INの周波数と同期した周波数を含むとき）は、リプル電圧Ｖ_{DC_REC(Ripple)}およびＶ_{DC_INV(Ripple)}は、入力電流Ｉ_INの周波数と同期され得る。この例では、分数調波振動は、入力電流Ｉ_INにおいては、一般的に認知されるほどではなく、リプル電圧は高調波歪みのみを一般的に引き起こす。インバータ２１５が抵抗性負荷２２０に供給するこの例の１つの実施形態においては、リプル電圧Ｖ_{DC_REC(Ripple)}およびＶ_{DC_INV(Ripple)}は、少なくとも一部は互いにキャンセルしあい、したがって高調波歪みのレベルは減少する。しかしながら、インバータ２１５が非線形負荷２２０または無効負荷２２０に供給する実施形態においては、リプル電圧Ｖ_{DC_REC(Ripple)}およびＶ_{DC_INV(Ripple)}は、典型的に、互いにキャンセルしあわず、その結果、もしフィルタリングされなければ、これらのリプル電圧に関連する高調波歪みが入力電流Ｉ_INに現れ得る。

他の実施形態においては、Ｉ_OUTの周波数（ｆ_OUT）がＩ_INの周波数（ｆ_IN）と異なるようにインバータ２１５が非同期動作モードで動作するときは、リプル電圧Ｖ_{DC_INV(Ripple)}は、Ｖ_{DC_REC(Ripple)}またはＶ_INとは同期し得ない。この例においては、ｆ_INとｆ_OUTとの間の差の絶対値（すなわち、｜ｆ_IN−ｆ_OUT｜）である周波数の分数調波振動が、基準入力電流Ｉ_IN ^*に生じ得る。この例の１つ実施形態においては、移動平均フィルタ２３５は、制御モジュール２２５が、入力電流Ｉ_INを、分数調波振動の低減されたレベルを含む基準電流値Ｉ_IN ^*に向けて駆動するように、電圧調整器２３０の出力Ｐ^*に存在し得るこの分数調波振動をフィルタリングする。

様々な実施形態においては、制御モジュール２２５は、基準電力信号Ｐ^*からリプル電圧をフィルタリングし得る。たとえば、制御モジュール２２５は、移動平均フィルタ２３５を用いて、デジタルフィルタリングを実行し得る。図７は、1つの実施形態におよび従う移動平均フィルタ２３５によって出力された、電圧調整器２３０の信号フィルタリングを示すグラフである。移動平均フィルタ２３５は、典型的に、移動ウィンドウＴ_Wを含み、１つの実施形態においては、それは、サンプリング点の平均が実行される持続時間であり得る。たとえば、図７に示されるように、移動ウィンドウＴ_Wは、電圧調整器２３０の出力電圧の出力周波数ｆ_OUTの逆数（すなわち、１／ｆ_OUT）であり得る。

１つの実施形態においては、移動平均フィルタ２３５の移動ウィンドウＴ_Wは、基準電力信号Ｐ^*におけるリプルの周期に対応し得る。たとえば、コンバータ２０５が分割ＤＣバスラインを含み、かつインバータ２１５がマルチレベルインバータを含むときは、Ｖ_DC、つまりＰ^*におけるリプルは、非同期動作においては１／（｜ｆ_IN−ｆ_OUT｜）の周期を有し、同期動作においては１／ｆ_INの周期を有する。たとえば、ｆ_IN＝５０Ｈｚおよびｆ_OUT＝６０Ｈｚ（すなわち、非同期動作）である実施形態においては、移動ウィンドウＴ_Wは１００ｍｓに等しくなる。この実施形態は図８に示されており、これは本発明の１つの実施形態に従うコンバータの動作を示したグラフである。図８は、本発明の１つの実施形態に従う、抵抗性負荷２２０、５０Ｈｚの入力周波数ｆ_IN、および６０Ｈｚの出力周波数ｆ_OUTを含む、非同期動作におけるＡＣ−ＤＣ−ＡＣ二段変換システムのＤＣバス電圧の例を示す。この例示的な実施形態は、機能的ではあるが（while functional）、電圧ループ内に遅延を導入し、１００ｍｓのウィンドウ内に基準電力信号Ｐ^*の全てのサンプルを記憶するためのかなりの記憶装置容量を必要とし得る。

他の実施形態においては、移動ウィンドウＴ_Wは、インバータ２１５がマルチレベルインバータを含むときには、式（５）で示されるように出力周波数の逆数に設定され、インバータ２１５が２レベルインバータを含むときには、式（６）で示されるように出力周波数の２倍についての逆数に設定され得る。

１つの実施形態においては、インバータリプル電圧Ｖ_{DC_INV(Ripple)}は、非同期動作の間、基準電流値Ｉ_IN ^*内に分数調波振動を引き起こし得る。この実施形態においては、たとえば、移動平均フィルタ２３５が、Ｖ_{DC_INV(Ripple)}によって引き起こされる基準電力信号Ｐ^*におけるリプルを除去することは十分であり得る。しかしながら、関連した実施形態においては、移動平均フィルタ２３５は、Ｖ_{DC_REC(Ripple)}によって引き起こされる基準電力信号Ｐ^*におけるリプルをも減衰し得、それは基準入力電流Ｉ_IN ^*、およびしたがって入力電流Ｉ_INの歪みをも低減する。

様々な実施形態においては、コンバータ２０５が同期動作モードである場合は、インバータ２１５は、少なくとも１つの非線形負荷または無効負荷を含み得る少なくとも１つの負荷２２０に電力を供給し得る。このような実施形態においては、インバータリプル電圧Ｖ_{DC_INV(Ripple)}および整流器リプル電圧Ｖ_{DC_REC(Ripple)}は、一般的に、互いにキャンセルし合わず、移動平均フィルタ２３５は、少なくとも一部は、Ｖ_{DC_INV(Ripple)}およびＶ_{DC_REC(Ripple)}のうちの１つまたはより多くにより、基準電力信号Ｐ^*におけるリプルを低減し得、入力電流Ｉ_INにおける低い全高調波歪み（ＴＨＤ）を取得する。ＴＨＤのレベルは非常に広範であるが、１つの実施形態においては、ＴＨＤレベルはたとえば５％より小さい。１つの実施形態においては、入力電流Ｉ_INにおけるＴＨＤレベルは、たとえば、３．５％より小さいかあるいはそれに等しくなり得る。入力電流Ｉ_INにおけるＴＨＤレベルが５％より大きくなる実施形態もあり得る。

移動平均フィルタ２３５は、たとえば、デジタルの２０×ｍ個のサンプリングポイント移動平均フィルタ２３５を含み、２０×ｍの数の記憶場所が移動ウィンドウＴ_Wにわたって基準電力信号Ｐ^*のサンプルを記憶する。この例においては、２０×ｍは、移動ウィンドウＴ_Wにおける利用可能なＰ^*のサンプルの数である。この例示的な実施形態を継続して、２０×ｍ個のサンプリングポイント移動平均フィルタは、式（７）に示されるように、移動ウィンドウＴ_Wにわたる基準電力信号の平均Ｐ_AVG ^*を得るために用いられ得、ここで、Ｔ_Wはサンプリング周波数において更新され得る。

しかしながら、上記の例示された実施形態は、基準電力信号Ｐ^*のサンプリングされたすべてのデータポイント、すなわち２０×ｍ個を記憶するために、かなりの記憶装置容量を必要とし得る。

図７は、上述のように、低減された記憶装置要件で動作可能な実施形態を示す。図７においては、様々な実施形態における整流器２１０入力周波数またはインバータ２１５出力周波数に対応する、コンバータ２０５出力電圧Ｖ_OUTの１周期サイクルが、１／ｆ_OUTに等しい移動ウィンドウＴ_Wで、この例に示される。図７の実施形態においては、移動ウィンドウＴ_Wは、２０個の等しい時間周期間隔Ｔ_W／２０に分割され、ここでＴ₁は第１の間隔である。この例示的な実施形態においては、Ｔ₁内のＰ^*のサンプル（すなわち、ｍ個のサンプル）は、平均化され、Ｐ₁として記憶され得る。このプロセスは、２０個の間隔の各々にわたる平均基準電力値Ｐ_AVG ^*を決定するために繰り返され、（すなわち、この例においてはＴ_W／２０個）が得られ、Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃，．．．Ｐ₁₉，Ｐ₂₀としてメモリ内に記憶される。この例においては、移動平均フィルタ２３５は、平均基準電力値Ｐ_AVG ^*を得るための２０点移動平均フィルタを含む。この例においては移動ウィンドウＴ_WがＴ_W／２０秒間隔ごとに更新され、かつ、この例においては、式（８）に示されるように、２０×ｍ個の数のサンプルポイントの平均基準電力値Ｐ_AVG ^*を得るために、２０個の記憶場所が用いられることが理解される。

1つの実施形態においては、コンバータ２０５入力信号は、ＤＣ電圧成分、５０Ｈｚ電圧成分、および６０Ｈｚリプル電圧成分の混合を含み得、ここで、Ｔ_W＝１／６０Ｈｚである。この例においては、ＤＣ信号は減衰なしに移動平均フィルタ２３５出力へと通過し、６０Ｈｚ成分は移動平均フィルタ２３５出力へと通過しないように（たとえば、実質的にゼロまで）減衰され、５０Ｈｚ成分は、少なくとも部分的に減衰され得る。この例においては、６０Ｈｚ成分は、５０Ｈｚ成分よりもより完全に減衰され得る。この例示的な実施形態においては、移動平均フィルタ２３５出力は、図７のＰ_AVG ^*によって示されるように、完全なＤＣ信号と、実質的に減衰された５０Ｈｚ成分とを含み、６０Ｈｚ成分は全く含まない。

１つの実施形態においては、制御モジュール２２５は、入力電流Ｉ_INを基準電流Ｉ_IN ^*の値に向けて駆動する。たとえば、制御モジュール２２５は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号のデューティサイクルを調整することによって、入力電流Ｉ_INを制御し得る。他の実施形態においては、制御モジュール２２５は、ＰＷＭ制御信号デューティサイクルを調整することによって、電圧Ｖ_DCを基準電圧Ｖ_DC ^*に向けて駆動し得る。図２には示されていないが、制御モジュール２２５は、１つの実施形態のおいては、少なくとも１つの制御信号生成器を含む。制御信号生成器は、制御モジュール２２５に統合され得るか、または関連付けられ得、１つの実施形態においては、制御信号生成器は少なくとも１つの搬送信号を生成し得る。

一般的に、制御信号生成器は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号のような制御信号を、創出し、形成し、伝播し、またそうでなければ出力し得る。様々な実施形態においては、制御信号生成器または制御モジュール２２５は、整流器２１０のＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを調整し、入力電流Ｉ_INを基準電流Ｉ_IN ^*に向けて駆動し得る。１つの実施形態においては、制御信号生成器は、パルス幅信号を出力するように適合された、少なくとも１つのデジタル回路を含み得る。制御信号生成器は、たとえば、キャリア変調方式（intersective method）、デルタ法、シグマデルタ法、または波形生成および操作の他の形式のいずれかによってＰＷＭ制御信号を生成するための、回路または他の生成器も含み得る。

少なくとも１つの実施形態においては、システム２００の要素は、コンバータ１００の要素を含み得ることが理解される。たとえば、様々な実施形態においては、制御モジュール２２５は、コントローラ１３０を含み、整流器１１０は整流器２１０を含み、インバータ２１５はインバータ１２０を含み、そして、負荷２２０は負荷１４０を含む、などなど。１つの実施形態においては、システム２００は、たとえば、バッテリ１５０や複数の入力、出力、バス、あるいはメインラインなどのような、図１の要素に対応する、図２には示されていない要素を含むことはさらに明白である。

図９は、本発明の１つの実施形態に従う、コンバータを制御するための方法９００を示すフローチャートである。１つの実施形態においては、方法９００は、電圧信号を受信する動作（ＡＣＴ９０５）を含む。たとえば、電圧信号の受信（ＡＣＴ９０５）は、たとえば、無停電電源装置、周波数変換器、またはラインコンディショナの、ＤＣ整流電圧Ｖ_DCを受信することを含み得る。ＤＣ整流電圧は、ＤＣ電圧、整流器出力電圧、ＤＣバス電圧、またはインバータ入力電圧とも称される。１つの実施形態においては、電圧信号の受信（ＡＣＴ９０５）は、少なくとも１つのリプル電圧または他の形式の歪みを含む電圧信号を受信することを含む。電圧信号の受信（ＡＣＴ９０５）は、たとえば、コントローラ、制御モジュール、受信器、または電圧調整器のうちの１つまたはより多くによって、電圧信号を受信することも含み得る。様々な実施形態においては、電圧信号を受信する、または受信するように構成された電圧調整器は、比例電圧調整器、比例−積分電圧調整器、または比例−積分−微分電圧調整器のいずれかを含み得る。

方法９００は、制御信号を決定する動作（ＡＣＴ９１０）を含み得る。制御信号の決定（ＡＣＴ９１０）は、受信された電圧信号を評価することを含み得る。たとえば、制御信号の決定は、電圧信号を基準信号と比較することによって、少なくとも部分的に電圧信号に基づいた制御信号を決定することを含み得る。１つの実施形態においては、制御信号は少なくとも１つのリプル電圧に関連した歪みを含み得る。

例示的な実施形態においては、受信された電圧信号（ＡＣＴ９０５）は歪みを含み得る。方法９００は、受信された電圧信号を評価し、制御信号を決定または生成する。たとえば、電圧生成器は、電圧信号を入力として受信し、電力制御信号を出力として生成する。この例の１つの実施形態においては、電力制御信号は、リプル電圧または受信された信号にさらに存在するほかの歪みを含み得る。制御信号の決定（ＡＣＴ９１０）は、基準電力信号Ｐ^*を生成するために、受信された信号を基準電圧信号とともに評価することを含み得る。基準電力信号は、整流器（Ｖ_{DC_REC(Ripple)}）およびインバータ（Ｖ_{DC_INV(Ripple)}）のいずれかに関連する１つまたはより多くのリプル電圧を含み得る。１つの実施形態においては、電圧調整器は受信した電圧を基準電圧信号に向けて駆動する。

方法９００は、１つまたはより多くのリプル電圧と関連する歪みを含む基準電力信号のような制御信号を評価し、たとえば、平均制御信号を生成する（ＡＣＴ９１５）。１つの実施形態における平均制御信号（ＡＣＴ９１５）の生成は、平均制御信号を生成するために、歪みを含む制御信号を受信し、そして制御信号から歪みをフィルタリングすることを含む。たとえば、１つまたはより多くの移動平均フィルタは、リプル電圧歪みを含む基準電力信号を受信し、そのリプル電圧歪みを基準電力信号Ｐ^*からフィルタリングし、そして出力として平均基準電力制御信号Ｐ_AVG ^*を生成し得る。平均基準電力信号Ｐ_AVG ^*は、実質的にリプル電圧がないか、または基準電力信号Ｐ^*リプル電圧の振幅よりも小さい振幅のリプル電圧を含み得る。様々な実施形態においては、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタのような他のタイプのフィルタが、平均制御信号を生成するために用いられ得る（ＡＣＴ９１５）。

１つの実施形態においては、平均制御信号は、リプル電圧に関連する歪みが実質的に存在しないようにできる。平均制御信号を生成するとき（ＡＣＴ９１５）に、リプル電圧が制御信号から除去される度合いは一般的に変化する。たとえば、１つの実施形態においては、平均制御信号におけるリプル電圧の振幅は、制御信号におけるリプル電圧の振幅の半分よりも小さい。様々な実施形態においては、たとえば、移動平均フィルタによって処理された平均制御信号におけるリプル電圧の振幅は、移動平均フィルタ処理前の制御信号の振幅の２０％より小さくなり得る。１つの実施形態においては、移動平均フィルタは、平均制御信号を生成するとき（ＡＣＴ９１５）に、制御信号からリプル電圧の９０％またはより多くを排除し得る。

方法９００は、平均制御信号の位相をシフトする動作を含み得る（ＡＣＴ９２０）。たとえば、移動平均フィルタは、平均基準電力信号Ｐ_AVG ^*のような平均制御信号の生成に関連し（ＡＣＴ９１５）、そのような移動平均フィルタは、平均基準電力制御信号Ｐ_AVG ^*内に位相遅れを導入し得る。この例においては、進み遅れ補償器は、移動平均フィルタにより導入された位相遅れを補正するために、その位相をシフトすることによって平均基準電力制御信号を処理し得る（ＡＣＴ９２０）。

１つの実施形態においては、方法９００は、少なくとも１つの基準電流値Ｉ_IN ^*を生成する動作を含み得る（ＡＣＴ９２５）。１つの実施形態においては、少なくとも１つの基準電流値を生成すること（ＡＣＴ９２５）は、コンバータ入力電圧およびＤＣバス電圧（たとえば、整流器またはキャパシタ電圧Ｖ_DC）に部分的に基づいて、第１のサンプリングタイムにおいて基準電流値を生成することを含む。たとえば、基準電流値は、サンプリングされたＤＣバス電圧Ｖ_DCを評価することによる部分、ならびに、コンバータ入力電圧Ｖ_IN、負荷電流Ｉ_OUT、整流器電流Ｉ_{DC_REC}、およびインバータ電流Ｉ_{DC_INV}の１つまたはより多くに基づいて、決定され得る。

方法９００は、コンバータの入力電流Ｉ_INを、基準電流値Ｉ_IN ^*に向けて駆動する動作を含み得る（ＡＣＴ９３０）。１つの実施形態においては、入力電流を基準入力値に向けて駆動すること（ＡＣＴ９３０）は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号デューティサイクルを調整することを含む。一般的に、デューティサイクルを調整することは、整流器入力電流のようなコンバータ入力電流Ｉ_INを、基準入力電流値Ｉ_IN ^*により近い値、または実質的に等しい値に調整する。１つの実施形態においては、入力電流Ｉ_INを基準電流値Ｉ_IN ^*に向けて駆動すること（ＡＣＴ９３０）は、（ｎ＋１）番目のサンプリングタイムにおける入力電流Ｉ_IN(n+1)を、ｎ番目のサンプリングタイムの瞬間における基準電流値Ｉ_IN(n) ^*に向けさせるようにするように、ＰＷＭ制御信号デューティサイクルを調整することを含み得る。このように、様々な実施形態においては、入力電流Ｉ_INは、１つまたはより多くのサンプリング周期ごと、すなわち１つまたはより多くのスイッチングサイクルの遅延ごとに、基準入力電流_IN ^*の値に追従し得る。１つの実施形態においては、ＰＷＭ制御信号デューティサイクルを調整することは、電圧Ｖ_DCを基準電圧値Ｖ_DC ^*に向けて駆動することを含む。

１つの実施形態においては、入力電流Ｉ_INを基準電流値Ｉ_IN ^*に向けて駆動すること（ＡＣＴ９３０）は、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを調整することを含む。これは、たとえば、第１のサンプリングタイムの後でかつ引き続く（たとえば、第２の）サンプリングタイムの前において、入力電流Ｉ_INを基準インダクタ電流Ｉ_IN ^*に実質的に等しい値に調整する。たとえば、第２のサンプリングタイム（ｎ＋１）において、基準入力電流Ｉ_IN(n+1) ^*は、たとえば、非線形負荷の電力要求のために、第１の（ｎ番目の）サンプリングタイムにおける基準入力電流Ｉ_IN(n) ^*の値とは異なった値を有し得る。しかしながら、実施形態においてＰＷＭ制御信号デューティサイクルを調整することは、（ｎ＋１）番目のサンプリングタイムにおける入力電流Ｉ_IN(n+1)を。ｎ番目のサンプリングタイムにおける基準インダクタ電流Ｉ_IN(n) ^*に実質的に等しくさせる。このように、様々な実施形態のいては、入力電流Ｉ_INは、それぞれ、１つまたはより多くのサンプリング周期ごと、すなわち１つまたはより多くのスイッチングサイクルの遅延ごとに、基準入力電流Ｉ_IN(n) ^*に向けて駆動され、または追従し得る（ＡＣＴ９３０）。１つの実施形態においては、入力電流Ｉ_INを基準電流値Ｉ_IN ^*に向けて駆動すること（ＡＣＴ９３０）は、入力電流Ｉ_INに力率補正を提供する動作を含み得る。たとえば、整流器は、力率補正を提供する力率補正（ＰＦＣ）整流器を含み得る。

いくつかの実施形態においては、ｎ番目のサンプリングタイムにおける入力電流Ｉ_IN(n)と基準入力電流Ｉ_IN(n) ^*との間の差は、電流誤差ｅ_IN(n)と称され得る。様々な実施形態においては、多くの負荷が、電流および電力消費に関して非線形の態様で動作するので、負荷によって要求されるコンバータ出力電流Ｉ_OUTは、頻繁に変化し得る。結果として、入力電流Ｉ_INは、典型的に、負荷に送られる出力電力を調整するように、制御または調整され得る。一般的に、電流誤差ｅ_IN(n)がゼロのときは、入力電流Ｉ_INは、機能するコンバータのための適切な値である。基準入力電流Ｉ_IN(n) ^*はデューティサイクルＤ_nに対して表現され得るので、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルＤ_nは、（ｎ＋１）番目のサンプル（たとえば、第２のサンプリングタイムにおけるサンプル）が取り出される前に、電流誤差ｅ_IN(n)をｎ番目のサンプリングタイムにおいてゼロに向けて駆動するように調整され得る。

このようにしてデューティサイクルＤ_nを変化することは、一般的に、第１のサンプリングタイムの後で、かつ第２または他の後続のサンプリングタイムの前に、第１のサンプリングタイムにおける入力電流Ｉ_INを、基準入力電流Ｉ_IN(n) ^*に実質的に等しいレベルに駆動する。一般的に、新しい電流誤差ｅ_IN(n)は、第２のまたは後続のサンプリングタイムにおいて生じ得る。しかしながら、この例示的な実施形態を継続して、この後続のサンプリングタイムにおいて、入力電流Ｉ_IN(n)は、前のサンプリングタイムにおける基準インダクタ電流Ｉ_IN(n) ^*のレベルに近い値に制御または駆動され続ける。したがって、１つの実施形態において、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを調整することは、入力電流Ｉ_INが、少なくとも１つのサンプリング遅延ごとに基準電流Ｉ_IN ^*にほぼ追従するようにさせ得ることが理解される。

様々な実施形態においては、後続のサンプリングタイムにおける入力電流Ｉ_INは、第１のサンプリングタイムにおける入力基準電流Ｉ_IN ^*に完全に等しくなくてもよいことが理解される。様々な実施形態においては、これら２つの値は、実質的に等しいかもしれない。たとえば、１つの実施形態においては、第２、第３またはさらに後続のサンプリングタイムにおける入力電流Ｉ_INは、第１のサンプリングタイムにおける基準入力電流Ｉ_IN ^*の１０％（すなわち、プラスまたはマイナス１０％）以内の値に向けて駆動され得る。様々な他の実施形態においては、これらの値は、＋／−１０％より大きく互いに離れるかもしれず、それでもやはり実質的に等しいかもしれない。

１つの実施形態においては、方法９００は、コンバータ出力電流Ｉ_OUTを負荷へ提供する動作を含み得る（ＡＣＴ９３５）。様々な実施形態においては、出力電流Ｉ_OUTは、入力電流Ｉ_INの周波数に同期または非同期のいずれかの周波数を含み得る。しかし、出力電流Ｉ_OUTを印加すること（ＡＣＴ９３５）は、ＬＣフィルタのようなフィルタの出力電流を負荷へ印加することを含む必要はないかもしれない。様々な実施形態においては、出力電流Ｉ_OUTを負荷に印加すること（ＡＣＴ９３５）は、その出力電流を、ダイオードブリッジまたは他の整流回路に通すことを含む。１つの実施形態においては、出力電流Ｉ_OUTを提供すること（ＡＣＴ９３５）は、実際に負荷が存在しているか否かを問わず、負荷がその出力電流Ｉ_OUTを利用できるようにすることを含む。様々な実施形態においては、方法９００は、整流器出力電圧またはインバータ出力電圧のような変換された出力電圧を負荷に印加する動作も含み得ることが理解される。

図１から図９において、列挙された項目は個々の要素として示されていることに注意すべきである。しかしながら、本明細書に記載されたシステムおよび方法の実際の実行例においては、それらは、デジタルコンピュータのような他の電子装置の分離不可能な要素であり得る。したがって、上述の動作は、プログラム記憶媒体を含む製品内に具現化され得るソフトウェア内に実現され得る。プログラム記憶媒体は、搬送波、（磁気的または光学的（たとえば、ＣＤまたはＤＶＤ、あるいはその両方））コンピュータディスク、不揮発性メモリ、テープ、システムメモリ、およびコンピュータハードドライブのうちの１つまたはより多くのものの中に具現化されるデータ信号を含む。

前述から、本明細書に記載されたシステムおよび方法によって提供される、たとえば、ＡＣ−ＤＣまたはＡＣ−ＤＣ−ＡＣ ＰＷＭコンバータの入力特性に向けられたデジタル制御システムおよび方法は、非同期動作モードの間、すなわちコンバータ出力周波数がコンバータ入力周波数に同期していないときに、入力電流Ｉ_INの分数調波振動および全高調波歪みを低減または排除するためのシンプルでかつ効果的な手法を可能とすることが理解されるだろう。入力電流Ｉ_INから分数調波振動を排除または低減することは、共通結合点（ＰＣＣ）コンバータ電圧における歪みを低減することができるとともに、コンバータの構成要素（たとえば、変圧器およびインダクタ）における磁束飽和を防止することができる。

様々な実施形態に従うシステムおよび方法は、同期動作モード、すなわちコンバータ出力周波数がコンバータ入力周波数に同期しているときに、ＰＦＣ整流器のような整流器への入力電流Ｉ_INの入力電流全高調波歪みを低減することができる。さらに、コンバータは、整流器およびインバータのうちの１つまたはより多くを含み得、コンバータは、無停電電源装置、周波数コンバータ、およびラインコンディショナのうちの１つまたはより多くを含み、あるいは関連し得る。これは、効率および互換性を増加し、コストを低減する。

前後、左右、上下、ならびに上部および下部に関しては、説明の都合のために意図されており、提示したシステムおよび方法、あるいは、それらの要素の１つの、位置的または空間的配置を制限することが意図されたものではない。

単数で記載された、本明細書の実施形態または要素、あるいはシステムおよび方法の動作は、複数のこれらの要素を含む実施形態をも包含し、明細書の実施形態または要素あるいは動作の複数に関しては、単数の要素のみを含む実施形態をも包含し得る。単数または複数の形式の記載は、現在開示されたシステムまたは方法、それらの要素、動作、または素子に限定することを意図されたものではない。

ここで開示されたいかなる実施形態も、他のいかなる実施形態と組合され得、「実施形態」、「いくつかの実施形態」、「代替的な実施形態」、「様々な実施形態」、「１つの実施形態」などのような記載は、互いに排他的である必要はなく、実施形態に関連して説明される特定の特徴、構造、または特性が、少なくとも１つの実施形態に含まれ得ることを示すように意図されている。本明細書におけるこのような語句の出現は、同じ実施形態にすべて関する必要はない。いかなる実施形態も、ここで開示された目的、狙いおよび必要性と一致するいかなる手法における他の実施形態と結合され得る。

「または」に関しては、「または」を用いて記載された項目が、記載された項目の単一、１つより多く、およびすべてのいずれかを示し得るような、包括的なものとして解釈され得る。

ここで、いずれの請求項で言及される技術的特徴には参照符号が続き、参照符号は請求項の理解度を増加する目的だけのために含まれ、したがって、参照符号およびそれらの欠落のいずれも、いかなる請求項の要素の範囲の効果を制限するものではない。

当業者は、本明細書に記載されたシステムおよび方法が、それらの精神または本質的な特性のから逸脱することなく、他の特定の形式で実現され得ることを理解するであろう。たとえば、移動平均フィルタは、既存のデジタルコンバータ制御スキームに統合され得る。上述の実施形態は、したがって、記載されたシステムおよび方法の限定というよりはむしろ、例示的なすべての事項が考慮されるべきである。そのため、本明細書に記載されたシステムおよび方法の範囲は、上述の説明というよりはむしろ、付属の請求の範囲によって示され、したがって、請求項の等価物の意味および範囲内となるすべての変更は、その中に包含されることが意図される。

Claims (23)

1. 整流器およびインバータを含むコンバータを制御するための方法であって、
   前記整流器および前記インバータによる電力変換によって生じるリプル電圧を含む電圧信号を受信するステップと、
   前記電圧信号を基準信号と比較することによって、前記コンバータの入力電流を制御するための制御信号を決定するステップとを備え、
   前記制御信号は、前記リプル電圧に起因して生じる歪みを含み、
   前記方法は、
   移動平均フィルタを用いて前記制御信号から前記リプル電圧をフィルタリングすることによって、平均制御信号を生成するステップと、
   位相補償回路を用いて、前記平均制御信号の位相を進めることによって、前記移動平均フィルタによって導入される位相遅れを補正するステップと、
   位相補正された前記平均制御信号に基づいて、基準電流値を生成するステップと、
   前記整流器に含まれるスイッチング素子のパルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整することによって、前記コンバータの入力電流を、前記基準電流値に近づけるように調整するステップとをさらに備える、方法。
2. 入力電流を駆動するステップは、
   前記コンバータの前記入力電流に対して力率補正を提供するステップを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記コンバータから負荷へ出力電流を提供するステップをさらに備え、
   前記出力電流は、前記入力電流に同期する周波数を有する、請求項１に記載の方法。
4. 前記コンバータから負荷へ出力電流を供給するステップをさらに備え、
   前記出力電流は、前記入力電流に非同期な周波数を有する、請求項１に記載の方法。
5. 前記基準電流値を生成するステップは、
   前記コンバータから二乗平均平方根化された入力電圧信号を受信し、前記コンバータへ
   の入力電圧の変動に対して前記入力電圧信号が維持されるように前記基準電流値を調整するステップを備える、請求項１に記載の方法。
6. 同期動作モードおよび非同期動作モードのうちの１つにおいて動作するように前記コンバータを制御するステップをさらに備える、請求項１に記載の方法。
7. 前記コンバータは、無停電電源装置、周波数変換器およびラインコンディショナのうちの少なくとも１つを備える、請求項１に記載の方法。
8. 前記平均制御信号を生成するステップは、
   前記電圧信号の時間周期の複数の時間インスタンスにおいて前記制御信号をサンプリングするステップを備える、請求項１に記載の方法。
9. 前記電圧信号を受信するステップ、前記制御信号を決定するステップ、前記平均制御信号を生成するステップ、前記平均制御信号の位相をシフトするステップ、前記基準電流値を生成するステップ、および前記コンバータの前記入力電流を前記基準電流値に近づけるように調整するステップは、プロセッサによって少なくとも一部は実行され、
   前記方法は、コンピュータ読込可能媒体に記憶され、かつ前記プロセッサによって実行されるプログラムによって、少なくとも一部は実現される、請求項１に記載の方法。
10. コンバータであって、
    入力電流を受けるように構成された入力と、
    出力電流を提供するように構成された出力と、
    前記入力電流を受けるように適合された整流器と、
    前記整流器からの直流電力を交流電力に変換するインバータと、
    移動平均フィルタを含む制御モジュールとを備え、
    前記制御モジュールは、前記整流器および前記インバータによる電力変換によって生じるリプル電圧により生じる歪みを有する制御信号を受信するとともに、前記移動平均フィルタを用いて前記リプル電圧を実質的に有しない平均制御信号を生成するように適合され、
    前記コンバータは、
    前記移動平均フィルタによって前記平均制御信号に導入されるの位相遅れを補正するように適合された、進み遅れ補償器をさらに備え、
    前記制御モジュールは、位相補正された前記平均制御信号に基づいて基準電流値を生成するように適合され、
    前記制御モジュールは、前記整流器に含まれるスイッチング素子のパルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整することによって、前記コンバータの前記入力電流を前記基準電流値に近づけるように調整するように適合される、コンバータ。
11. 前記入力電流は、インバータ出力電流と同位相である、請求項１０に記載のコンバータ。
12. 前記移動平均フィルタは、前記入力電流から分数調波振動の少なくとも一部を除去するように適合される、請求項１０に記載のコンバータ。
13. 前記移動平均フィルタは、前記入力電流から高調波歪みの少なくとも一部を除去するように適合される、請求項１０に記載のコンバータ。
14. 前記高調波歪みは、前記入力電流の３．５％より小さいか、または等しい、請求項１３に記載のコンバータ。
15. 前記制御モジュールは、前記整流器の出力電圧を基準電圧値に近づけるように、前記制御信号を調整するように適合される、請求項１０に記載のコンバータ。
16. 前記制御モジュールは、前記整流器の出力電圧の二乗平均平方根値に基づいて、前記基準電流値を生成するように適合される、請求項１５に記載のコンバータ。
17. 前記整流器を有するＡＣ−ＤＣパルス幅変調変換器、ならびに、前記整流器および前記インバータを有するＡＣ−ＤＣ−ＡＣパルス幅変調変換器のうちの少なくとも１つをさらに備える、請求項１４に記載のコンバータ。
18. 無停電電源装置、周波数変換器、およびラインコンディショナのうちの少なくとも１つをさらに備える、請求項１０に記載のコンバータ。
19. ５５Ｈｚと６５Ｈｚとの間の周波数を有するコンバータ出力電流をさらに備える、請求項１０に記載のコンバータ。
20. 前記入力電流は、４５Ｈｚと５５Ｈｚとの間の周波数を含む、請求項１９に記載のコンバータ。
21. 整流器およびインバータを含むコンバータを備える無停電電源装置を制御するためのシステムであって、
    実質的に歪みのない平均制御信号を生成するために、移動平均フィルタを用いて前記整流器および前記インバータによる電力変換によって生じるリプル電圧により生じる歪みを有する制御信号をフィルタリングするための手段と、
    前記移動平均フィルタによって前記平均制御信号に導入される位相遅れを補正するように適合された、進み遅れ補償器と、
    位相補正された前記平均制御信号に基づいて、前記整流器に含まれるスイッチング素子のパルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整することによって基準電流値を生成するように適合された制御モジュールとを備え、
    前記制御モジュールは、前記無停電電源装置の入力電流を前記基準電流値に近づけるように調整するように適合される、システム。
22. 前記無停電電源装置は、周波数変換器およびラインコンディショナのうちの少なくとも１つを含む、請求項２１に記載のシステム。
23. プロセッサに以下のように整流器およびインバータを含むコンバータを制御させる指示を含む指示の配列をその上に記憶したコンピュータ読取り可能媒体であって、
    前記整流器および前記インバータによる電力変換によって生じるリプル電圧を含む電圧信号に関する情報を受信させ、
    前記電圧信号を基準信号と比較することによって、前記コンバータの入力電流を制御するための制御信号を生成させ、
    移動平均フィルタを用いて前記制御信号から前記リプル電圧をフィルタリングすることによって平均制御信号を生成させ、
    前記制御信号は、前記リプル電圧により生じる歪みを含み、さらに、
    位相補償回路を用いて、前記移動平均フィルタによって前記平均制御信号に導入される位相遅れを補正させ、
    位相補正された前記平均制御信号に基づいて、前記整流器に含まれるスイッチング素子のパルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整することによって、基準電流値を生成させ、
    前記コンバータの入力電流を前記基準電流値に近づけるように調整させ、
    無停電電源装置、周波数変換器、およびラインコンディショナのうちの少なくとも１つに含まれる整流器に、前記入力電流を印加させる、コンピュータ読取り可能媒体。

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