JP2007159276A - 三相４線式交流−交流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リアクトルを大型化することなく、出力の高周波電位変動を抑制できるようにする。
【解決手段】２〜７，１６Ａ，１６Ｂ，１７〜１９および２３〜２５等からなる順変換器（コンバータ）と、１６Ａ，１６Ｂ，８〜１３，２０〜２２および２６〜２８等からなる逆変換器（インバータ）の交流フィルタコンデンサ１７〜１９と２０〜２２をともにスター結線とし、その中性点どうしをカップリングコンデンサ３０を介して接続するとともに、半導体スイッチ１４，１５の直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点とコンデンサ３０の一端とを接続することで、出力の高周波電位変動を防止する。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流を電圧または周波数の異なる他の交流に変換する交流−交流変換装置、または交流電圧または周波数の変動あるいは停電を補償し、安定した電圧を負荷に供給する無停電電源装置の改良に関する。

図４および図５に特許文献１に開示された回路構成例を示す。
図４において、１は交流電源、２〜１５は半導体スイッチ、１６Ａ，１６Ｂは直流コンデンサ、１７〜２２，２９はリアクトル、２３〜２８は交流フィルタコンデンサである。２〜７、１６Ａ，１６Ｂ、１７〜１９および２３〜２５は順変換器（コンバータ）を構成しており、交流電源１の電力を半導体スイッチ２〜７の高周波スイッチングにより直流に変換して直流コンデンサ１６Ａ，１６Ｂに伝達する。これは、例えばＲ１−Ｓ１間およびＳ１−Ｔ１間平均電圧（ここでいう平均電圧は、パルス波形から高周波スイッチング周波数成分以上の高周波成分を除いたものを指し、以下同様である）がＲ−Ｓ間電圧およびＳ−Ｔ間電圧と振幅，位相のわずかに異なるものとなるようパルス幅変調に基づくスイッチングを行ない、電圧の差分を制御することによりリアクトル１７〜１９に流れる電流を制御することで実現できる。

一方、１６Ａ，１６Ｂ、８〜１３、２０〜２２および２６〜２８は逆変換器（インバータ）を構成しており、１６Ａ，１６Ｂを直流電源として、半導体スイッチ８〜１３の高周波スイッチングにより２６〜２８に交流電圧を発生させ、図示されない負荷に交流電力を供給する。これはＵ１−Ｖ１間およびＶ１−Ｗ１間平均電圧を、所望のＵ−Ｖ間およびＶ−Ｗ間電圧とほぼ等しくなるようパルス幅変調に基づくスイッチングを行ない、波形に含まれる高周波スイッチング周波数成分を２０〜２２、２６〜２８からなるＬＣフィルタで取り除くことにより実現される。

さらに、半導体スイッチ１４，１５からなる中性点アームにおいて、それぞれを５０％の時比率でオンさせることにより、Ｎ点の電位と直流中性点（図４のＭ点）電位、すなわちＰ−Ｎ間の中間電位との間の平均電圧が０となるようにし、Ｎ点の直流部に対する電位を能動的に定めることにより、Ｕ，Ｖ，ＷのそれぞれとＮの間に個別に負荷が接続される、いわゆる三相４線構成の負荷に対応することが可能となる。

図５の回路では、Ｍ点を直接Ｎ点に接続することで、Ｎ点の直流部に対する電位を定めている。ここでは１４、１５および２９は１６Ａ，１６Ｂの電圧バランス回路として作用する。
これらの回路は、交流を電圧または周波数の異なる他の交流に変換する変換装置として、または図示されない蓄電池を直流部に接続することにより、入力停電時にも負荷への電力供給を継続する、いわゆる無停電電源装置として用いられる。

図４において、２〜７の高周波スイッチング動作に伴い、Ｍ点のＲ，Ｓ，Ｔ各点に対する電位は高周波で変動する。また、８〜１３の高周波スイッチング動作に伴い、Ｕ，Ｖ，Ｗ各点のＭ点に対する電位も高周波で変動する。一般に、交流電源は一相または中性点を直接接地されるか、または各相をコンデンサを介して接地されることが多い。このため、交流入力に対する高周波電位変動は、大地電位に対する高周波電位変動につながる。図４の回路を無停電電源装置として用いる場合、一般に負荷には電子機器が存在するので、高周波電位変動は電子機器の誤動作や、高周波ノイズを除くためのフィルタ回路の焼損等の問題を起こす原因となる。

図５の回路では、直流回路と交流回路の電位関係を固定しているので、高周波電位変動の問題は生じないが、リアクトルが大型化する。理由は、以下の通りである。
図４において例えばスイッチング素子８がスイッチングした場合、２０に流れるリプル電流の経路は８→２０→２６→２９→１５、８→２０→２６→２７→２１→１１等複数存在するが、どの経路にもリアクトル２個とスイッチング素子２個が存在する。このため、リアクトル印加電圧の変化分は２個で分圧するので平均的にはＥ／２であり、電圧パルスが印加される周波数は素子８〜１３のスイッチング周波数と素子１４，１５のスイッチング周波数が等しいとすると、その２倍相当となる。

一方、図５におけるリプル電流の経路は例えば８→２０→２６→１６Ｂであり、経路上のリアクトルおよびスイッチング素子はともに１個である。このため、スイッチングにともない図５の回路のリアクトルに印加される電圧パルスは、図４の場合と比べて電圧値および印加時間がともに２倍相当となる。リアクトルのリプル電流は印加電圧時間積に比例するので、図４とリプル電流を同じにするにはインダクタンス値を４倍にする必要がある。
その結果、リアクトルの発生する損失も大きくなり、効率が低下する。

また、図４，図５の回路とも、逆変換器は線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕ間電圧）と相電圧（Ｕ−Ｎ，Ｖ−Ｎ，Ｗ−Ｎ間電圧）をともに正弦波に保つよう動作する必要があるため、台形波変調ができないという問題がある。この点について、以下に説明する。
図６は台形波変調方式を説明する説明図である。図６（ａ）は図４または図５において、Ｍ点に対するＵ１，Ｖ１，Ｗ１またはＲ１，Ｓ１，Ｔ１点の平均電圧をそれぞれ正弦波となるように制御する場合の例である。この場合、各点の電圧は最大±Ｅ／２のピーク値を持ち得るが、線間電圧に相当する各点間の平均電圧は三相波形の性質上√３Ｅ／２が上限である。以下、この方法を正弦波変調方式という。

別の方式として、図６（ａ）の波形に同（ｂ）のような、周波数３倍、振幅１０％〜１５％程度の零相電圧を各々加算する方法がある。その加算後の波形は、図６（ｃ）のような台形波状のものとなる。台形波状のものは図６（ａ）の波形に比べ、ピーク値が抑制される分基本波を大きくできるため、各点間の平均電圧をＥまで上げることができる。ここで、各点に同じ値の零相電圧が加算されているため、各相間の電圧波形には零相電圧の影響は現われず、正弦波となる。以下、この方法を台形波変調方式という。

台形波変調方式は正弦波変調方式に比べ、同一の直流電圧に対して各相間の電圧、すなわち線間電圧を大きくすることができるので、同一の交流線間電圧に対しては直流電圧を下げることができる。これにより、使用する部品に耐圧の低いものを用いることができ、また回路損失を低減することができるという長所がある。そのため、三相変換器においては、台形波変調方式を用いるのが一般的である。

特開２０００−２２４８６２号公報

しかしながら、上述のように台形波変調方式を用いると相電圧が台形波となるため、３相４線回路に適用すると、負荷によっては問題が生じる可能性がある。従って、３相４線回路においては正弦波変調を適用せざるを得ないので、必要な直流電圧が高くなり、部品に高い耐圧が必要となり、損失も大きくなるという問題がある。
従って、この発明の課題は、リアクトルを大形化することなく、出力の高周波電位変動を防止できるようにすること、台形波変調が適用できるようにして部品の耐圧を低くし損失を低減することにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、三相交流電源に接続されるとともに、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行なう順変換器と、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行なう逆変換器との直流部分を共通接続し、かつその直流部分に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性相出力用アームを接続してなる三相４線式交流−交流変換装置において、
前記順変換器と逆変換器の各交流フィルタコンデンサをスター結線方式で接続し、その中性点どうしをカップリングコンデンサを介して接続するとともに、その中間点と前記カップリングコンデンサの一端とをリアクトルを介して接続し、さらに前記カップリングコンデンサの一端を交流中性点出力または交流中性点入力とすることを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記前記順変換器と逆変換器の少なくとも一方の制御は、正弦波に高調波を重畳させた信号波と搬送波との比較結果に基づくパルス幅変調制御により行ない、前記中性点アームに接続された各半導体スイッチの制御は、前記高調波を信号波とし搬送波との比較結果に基づくパルス幅変調制御により行なうことができる（請求項２の発明）。または、これら請求項１または２の発明においては、前記カップリングコンデンサの両端に零相変圧器の巻線の一つを接続し、交流入力線または交流出力線に、前記零相変圧器の他の巻線をそれぞれ直列に挿入することができる（請求項３の発明）。

請求項１の発明によれば、リアクトルを大形化することなく、出力の高周波電位変動を防止することができる。請求項２の発明によれば、台形波変調が可能となるため、部品の耐圧を低くし損失を低減できる。請求項３の発明によれば、入出力の中性点がともに接地される場合にも適用することができる。

図１はこの発明の実施の形態を示す構成図である。
これは、図４の変形例を示し、同一のものには同じ符号を付して説明は省略する。その特徴はコンデンサ３０を付加した点が特徴で、そのキャパシタンスは２３〜２８と同等かまたは数分の１とする。コンデンサ３０は高周波に対しては充分にインピーダンスが小さいため、入出力間は高周波的には短絡されたのと等価になり、出力の入力に対する高周波電位変動は防止される。ここで、順変換器，逆変換器間にリプル電流の経路が生じるが、いずれの経路上にもリアクトル２個、半導体スイッチ２個が存在するので、リプルに関する条件は図４とほぼ同等になり、リアクトルの大形化は必要ない。図５との原理的な相違は、直流部分とＮ点間を直接またはコンデンサで接続せず、直流部分の高周波電位変動を許容していることである。なお、コンデンサ３０をＮ’点側に設けたが、Ｎ点側でも良く両方でも良い。

図２は図１の制御方法を説明するための波形図である。
ここで、逆変換器を台形波変調すると、直流中間点（図１や図３には図示していない、図４のＭ点相当）に対する各相電圧は図２（ａ）のように台形波となる。同時に、中性点アーム（中性相出力用アーム：2個の半導体スイッチ１４，１５から構成されているが、一般には偶数個の半導体スイッチより構成される）を台形波に含まれる零相電圧と同じ波形で変調し、直流中間点に対しＮ点電圧が零相成分を持つようにする。これにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｎ各点は直流中間点に対し同じ零相電圧成分を持つようになるので、線間のみならずＵ−Ｎ，Ｖ−Ｎ，Ｗ−Ｎ間でも零相電圧成分が相殺され、正弦波のみが残る。

一方、順変換器と逆変換器との交流中性点間の電位差（Ｎ’点−Ｎ点間電圧）について考えると、順変換器と逆変換器とで同位相，同振幅の零相電圧を加算している場合、これらは相殺されて出力に零相成分の電位変動は現われないが、例えば図２（ｄ）のように入出力に６０°の位相差があると、入出力の零相電圧には１８０°の差が生じる。例えば図２のタイミングｔにおいて、直流中間点電位に対してＮ’点の電位はＶ１だけ低くＮ点の電位はＶ２だけ高くなる。この条件ではＮ’点はＮ点に対し、振幅Ｖ１＋Ｖ２、入出力周波数の３倍の周波数で電位変動を生じる。Ｎ点を接地する場合、Ｎ’点はこれによって対地電位変動を生じるので、台形波変調の適用は入力電圧の電位を、少なくとも低周波に対しては任意に決められる場合、例えば変圧器によって対地電位と一旦絶縁されているような場合に限られる。

図３にこの発明の他の実施の形態を示す。
１００は各交流相電圧に零相電圧を加算する零相変圧器で、その入力はカップリングコンデンサ３０に接続されている。ここで、コンデンサ３０の両端電圧はコンデンサ２３〜２５の並列回路、コンデンサ３０およびコンデンサ２６〜２８の並列回路の直列回路における分圧比により定まり、３０のキャパシタンスを２３〜２８に対して充分小さい値とすれば、入出力中性点の差電圧の殆どがコンデンサ３０の両端に掛かる。例えば３０のキャパシタンスを２３〜２８の１／１０とすれば、差電圧の約９４％が印加される。これを零相変圧器１００により逆極性で加算することで、電位変動を補償できる。零相変圧器１００の変圧比は１：１または上記の分圧比等による電圧低下を補償する値、例えば０．９４：１とする。

これにより、受電端における中性点電圧はＮ点電圧と自ずからほぼ等しくなるので、これらを共に接地（共通接続）しても各変換器は支障なく動作できるようになる。この回路において、負荷の零相電流は中性点アームから供給されるので入力側には流れず、また順変換器は零相電流を必要としないので、零相変圧器１００は電力を伝達する必要がなく、小形化が可能である。

この発明の実施の形態を示す回路図 図１の動作を説明する説明図 この発明の他の実施の形態を示す回路図 第１の従来例を示す回路図 第２の従来例を示す回路図 図４または図５の動作説明図

符号の説明

１…交流電源、２〜１５…半導体スイッチ、１６Ａ，１６Ｂ…直流コンデンサ、１７〜２２，２９…リアクトル、２３〜２８…交流フィルタコンデンサ、３０…カップリングコンデンサ、１００…零相変圧器。

Claims (3)

1. 三相交流電源に接続されるとともに、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行なう順変換器と、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行なう逆変換器との直流部分を共通接続し、かつその直流部分に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続してなる三相４線式交流−交流変換装置において、
   前記順変換器と逆変換器の各交流フィルタコンデンサをスター結線方式で接続し、その中性点どうしをカップリングコンデンサを介して接続するとともに、前記中性点アームの中間点と前記カップリングコンデンサの一端とをリアクトルを介して接続することを特徴とする三相４線式交流−交流変換装置。
2. 前記順変換器と逆変換器の少なくとも一方の制御は、正弦波に高調波を重畳させた信号波と搬送波との比較結果に基づくパルス幅変調制御により行ない、前記中性点アームに接続された各半導体スイッチの制御は、前記高調波を信号波とし搬送波との比較結果に基づくパルス幅変調制御により行なうことを特徴とする請求項１に記載の三相４線式交流−交流変換装置。
3. 前記カップリングコンデンサの両端に零相変圧器の巻線の一つを接続し、交流入力線または交流出力線に、前記零相変圧器の他の巻線をそれぞれ直列に挿入したことを特徴とする請求項１または２に記載の三相４線式交流−交流変換装置。

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