JPH0898536A - Ｐｗｍコンバータ - Google Patents
ＰｗｍコンバータInfo
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- JPH0898536A JPH0898536A JP6230886A JP23088694A JPH0898536A JP H0898536 A JPH0898536 A JP H0898536A JP 6230886 A JP6230886 A JP 6230886A JP 23088694 A JP23088694 A JP 23088694A JP H0898536 A JPH0898536 A JP H0898536A
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- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
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- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
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- H—ELECTRICITY
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ＰＷＭコンバータが発生するコモンモード電圧
を補償し、漏洩電流検出要素が不要な動作をしないＰＷ
Ｍコンバータを提供する。 【構成】入力リアクトルZcと接地コンデンサCnとからな
るフィルタＦと、スイッチング素子31〜36と平滑コンデ
ンサ3Bとからなる直流電力変換部３と、スイッチング素
子31〜36の制御率λを制御するコンバータ指令値発生部
4Aとそれを変調するキャリア波信号Vcを発生するキャリ
ア波信号発生部4Bとコンバータ駆動回路4Dと、を備え、
交流電源１から交流電力の供給を受け直流電力に変換す
るＰＷＭコンバータ２において、直流電力変換部３に１
アーム対のインバータ回路５を設け、このインバータ回
路５は、ＰＷＭコンバータ２が発生するコモンモード電
圧Vnと逆位相の補償電圧を出力し、この補償電圧を介し
て機器接地を行う。
を補償し、漏洩電流検出要素が不要な動作をしないＰＷ
Ｍコンバータを提供する。 【構成】入力リアクトルZcと接地コンデンサCnとからな
るフィルタＦと、スイッチング素子31〜36と平滑コンデ
ンサ3Bとからなる直流電力変換部３と、スイッチング素
子31〜36の制御率λを制御するコンバータ指令値発生部
4Aとそれを変調するキャリア波信号Vcを発生するキャリ
ア波信号発生部4Bとコンバータ駆動回路4Dと、を備え、
交流電源１から交流電力の供給を受け直流電力に変換す
るＰＷＭコンバータ２において、直流電力変換部３に１
アーム対のインバータ回路５を設け、このインバータ回
路５は、ＰＷＭコンバータ２が発生するコモンモード電
圧Vnと逆位相の補償電圧を出力し、この補償電圧を介し
て機器接地を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は商用電源を交流／直流変
換するＰＷＭコンバータに関し、特に、接地系の商用電
源に接続される場合、ＰＷＭコンバータが発生するコモ
ンモード電圧に基づく漏洩電流を低減する補償装置に関
する。
換するＰＷＭコンバータに関し、特に、接地系の商用電
源に接続される場合、ＰＷＭコンバータが発生するコモ
ンモード電圧に基づく漏洩電流を低減する補償装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭコンバータは、従来のサイリスタ
式整流器に対し、高調波電流、無効電力の低減が可能な
ため、多くの電源装置に適用されている。しかし多くの
コンバータ回路は、キャリア波によるサブハーモニック
変調を行っているため、直流回路の中間電圧を電気的中
性点とすると、交流入力側にキャリア波成分のコモンモ
ード電圧が発生する。
式整流器に対し、高調波電流、無効電力の低減が可能な
ため、多くの電源装置に適用されている。しかし多くの
コンバータ回路は、キャリア波によるサブハーモニック
変調を行っているため、直流回路の中間電圧を電気的中
性点とすると、交流入力側にキャリア波成分のコモンモ
ード電圧が発生する。
【０００３】図５は三相交流電源に接続されたＰＷＭ(P
ulse Wide Moduletion) コンバータの原理回路図を示
し、図６はＰＷＭコンバータの各部の波形を説明する説
明図である。図５、図６を併用して、接地系の商用電源
に接続されるＰＷＭコンバータが発生するコモンモード
電圧およびこのコモンモード電圧や三相不平衡電圧に基
づく漏洩電流のメカニズムを説明する。
ulse Wide Moduletion) コンバータの原理回路図を示
し、図６はＰＷＭコンバータの各部の波形を説明する説
明図である。図５、図６を併用して、接地系の商用電源
に接続されるＰＷＭコンバータが発生するコモンモード
電圧およびこのコモンモード電圧や三相不平衡電圧に基
づく漏洩電流のメカニズムを説明する。
【０００４】図５の(A) において、接地系の三相(UR,U
S,UT)交流電源１から線路インピーダンスZnを介してＰ
ＷＭコンバータ２に交流電力が供給される。ＰＷＭコン
バータ２は、入力リアクトルZcと接地コンデンサCnとか
らなるフィルタＦと、スイッチング素子 (31〜36) と平
滑コンデンサ3Bとからなる直流電力変換部３と、スイッ
チング素子 (31〜36) の制御率を制御するコンバータ指
令値発生部4Aとそれを変調するキャリア波信号Vcを発生
するキャリア波信号発生部4Bと、このコンバータ指令値
とキャリア波信号Vcとを比較器4Cで比較し、各スイッチ
ング素子 (31〜36) をON-OFF制御するコンバータ駆動回
路4Dと、から構成される。
S,UT)交流電源１から線路インピーダンスZnを介してＰ
ＷＭコンバータ２に交流電力が供給される。ＰＷＭコン
バータ２は、入力リアクトルZcと接地コンデンサCnとか
らなるフィルタＦと、スイッチング素子 (31〜36) と平
滑コンデンサ3Bとからなる直流電力変換部３と、スイッ
チング素子 (31〜36) の制御率を制御するコンバータ指
令値発生部4Aとそれを変調するキャリア波信号Vcを発生
するキャリア波信号発生部4Bと、このコンバータ指令値
とキャリア波信号Vcとを比較器4Cで比較し、各スイッチ
ング素子 (31〜36) をON-OFF制御するコンバータ駆動回
路4Dと、から構成される。
【０００５】全ての電気・電子部品は、接地系との間に
浮遊容量による結合を生じ、接地電流が流れるが、ここ
では接地系との結合がバランスしているものとすれば、
差動（クロスモード）的に結合する要素を除いて、接地
系と同相（コモンモード）的に結合する要素を平滑コン
デンサ3Bの中性点から浮遊容量Cxを介して接地系に結合
した状態を検討すればよい。図５のCxはこの状態を示し
たものである。
浮遊容量による結合を生じ、接地電流が流れるが、ここ
では接地系との結合がバランスしているものとすれば、
差動（クロスモード）的に結合する要素を除いて、接地
系と同相（コモンモード）的に結合する要素を平滑コン
デンサ3Bの中性点から浮遊容量Cxを介して接地系に結合
した状態を検討すればよい。図５のCxはこの状態を示し
たものである。
【０００６】入力リアクトルZcと接地コンデンサCnとか
らなるフィルタＦは、直流電力変換部３におけるスイッ
チング素子31〜36のON-OFF動作に基づく高周波ノイズが
交流電源１に還流するのを防止するものである。図６の
(A),(C),(E) は、キャリア波信号Vcとコンバータ指令値
(UR',US',UT')との比較により、コンバータ駆動回路4D
におけるON-OFF制御信号の形成を説明するものである。
図６において、横軸に時間軸をとり、図６の(A),(C),
(E) の太線で図示された正弦波が三相ＰＷＭコンバータ
のＲ，Ｓ，Ｔ各相のコンバータ指令値(UR',US',UT') を
示す。同図上に三角波状の細線で示された波形がキャリ
ア波信号発生部4Bからのキャリア波信号Vcである。キャ
リア波信号Vcがコンバータ指令値(UR',US',UT') よりも
高いときは、該当するスイッチング素子31〜33側が導通
し, スイッチング素子34〜36側が非導通となる。逆に、
キャリア波信号Vcがコンバータ指令値(UR',US',UT') よ
りも低いときは、該当するスイッチング素子31〜33側が
非導通となり, スイッチング素子34〜36側が導通とな
る。
らなるフィルタＦは、直流電力変換部３におけるスイッ
チング素子31〜36のON-OFF動作に基づく高周波ノイズが
交流電源１に還流するのを防止するものである。図６の
(A),(C),(E) は、キャリア波信号Vcとコンバータ指令値
(UR',US',UT')との比較により、コンバータ駆動回路4D
におけるON-OFF制御信号の形成を説明するものである。
図６において、横軸に時間軸をとり、図６の(A),(C),
(E) の太線で図示された正弦波が三相ＰＷＭコンバータ
のＲ，Ｓ，Ｔ各相のコンバータ指令値(UR',US',UT') を
示す。同図上に三角波状の細線で示された波形がキャリ
ア波信号発生部4Bからのキャリア波信号Vcである。キャ
リア波信号Vcがコンバータ指令値(UR',US',UT') よりも
高いときは、該当するスイッチング素子31〜33側が導通
し, スイッチング素子34〜36側が非導通となる。逆に、
キャリア波信号Vcがコンバータ指令値(UR',US',UT') よ
りも低いときは、該当するスイッチング素子31〜33側が
非導通となり, スイッチング素子34〜36側が導通とな
る。
【０００７】図６の(B),(D),(F) は、図５に図示される
直流電力変換部３を構成するスイッチング素子のアーム
対(31,34),(32,35),(33,36) の中間点と平滑コンデンサ
3Bの中性点との間に形成される電圧VR,VS,VTを示す。説
明の簡単化のため図６の(A),(B) でＲ相における関係を
説明する。キャリア波信号Vcがコンバータ指令値UR'よ
り低いときは、スイッチング素子34が導通し、従って、
平滑コンデンサ3Bの中性点とアーム対(31,34) の中間点
との間に形成される電圧VRは＋Ed/2となる。尚、Edは平
滑コンデンサ3Bの両端に充電された電圧値である。次
に、キャリア波信号Vcがコンバータ指令値UR' より高い
ときは、スイッチング素子31が導通し、平滑コンデンサ
3Bの中性点とアーム対(31,34) の中間点との間に形成さ
れる電圧VRは−Ed/2となる。同様に、図６の(C),(D) は
Ｓ相における関係を示し、図６の(E),(F) はＴ相におけ
る関係を示す。
直流電力変換部３を構成するスイッチング素子のアーム
対(31,34),(32,35),(33,36) の中間点と平滑コンデンサ
3Bの中性点との間に形成される電圧VR,VS,VTを示す。説
明の簡単化のため図６の(A),(B) でＲ相における関係を
説明する。キャリア波信号Vcがコンバータ指令値UR'よ
り低いときは、スイッチング素子34が導通し、従って、
平滑コンデンサ3Bの中性点とアーム対(31,34) の中間点
との間に形成される電圧VRは＋Ed/2となる。尚、Edは平
滑コンデンサ3Bの両端に充電された電圧値である。次
に、キャリア波信号Vcがコンバータ指令値UR' より高い
ときは、スイッチング素子31が導通し、平滑コンデンサ
3Bの中性点とアーム対(31,34) の中間点との間に形成さ
れる電圧VRは−Ed/2となる。同様に、図６の(C),(D) は
Ｓ相における関係を示し、図６の(E),(F) はＴ相におけ
る関係を示す。
【０００８】図６の(G) はコモンモード電圧の関係を示
し、図６の(B),(D),(F) で示される電圧VR,VS,VTがフィ
ルタＦの入力リアクトルZcと接地コンデンサCnとを介し
て、浮遊容量Cxに同相電圧Vnとして電圧が合成される。
通常、浮遊容量Cxはインピーダンスが高いので、実質的
には、上述の電圧VR,VS,VTを加算した形でコモンモード
電圧Vnが発生する。
し、図６の(B),(D),(F) で示される電圧VR,VS,VTがフィ
ルタＦの入力リアクトルZcと接地コンデンサCnとを介し
て、浮遊容量Cxに同相電圧Vnとして電圧が合成される。
通常、浮遊容量Cxはインピーダンスが高いので、実質的
には、上述の電圧VR,VS,VTを加算した形でコモンモード
電圧Vnが発生する。
【０００９】図５の(B) は、接地系に流れる接地電流の
関係を等価回路で示したもので、三相交流電源１の不平
衡電圧をVcn とし、線路インピーダンスをZnとすると、
三相交流電源１の不平衡電圧Vcn による接地電流Icn
は、接地コンデンサCnと線路インピーダンスZnとを介し
て流れる。また、コモンモード電圧Vnによる接地電流Ic
n は、浮遊容量Cxを介して、入力リアクトルZcと接地コ
ンデンサCnと線路インピーダンスZnとで回路網を構成
し、商用電源１を構成する線路インピーダンスZnに流れ
る電流が接地電流Icn となる。この接地電流Icn はコモ
ンモード電圧Vnが有する高周波成分は接地コンデンサCn
を介してバイパスされる。
関係を等価回路で示したもので、三相交流電源１の不平
衡電圧をVcn とし、線路インピーダンスをZnとすると、
三相交流電源１の不平衡電圧Vcn による接地電流Icn
は、接地コンデンサCnと線路インピーダンスZnとを介し
て流れる。また、コモンモード電圧Vnによる接地電流Ic
n は、浮遊容量Cxを介して、入力リアクトルZcと接地コ
ンデンサCnと線路インピーダンスZnとで回路網を構成
し、商用電源１を構成する線路インピーダンスZnに流れ
る電流が接地電流Icn となる。この接地電流Icn はコモ
ンモード電圧Vnが有する高周波成分は接地コンデンサCn
を介してバイパスされる。
【００１０】図６に図示したキャリア波信号Vcは、コン
バータ指令値の６倍の周波数で図示したが、このキャリ
ア波信号の周波数は必ずしも６倍に限定する必要はな
い。
バータ指令値の６倍の周波数で図示したが、このキャリ
ア波信号の周波数は必ずしも６倍に限定する必要はな
い。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述の様
な従来技術のＰＷＭコンバータ回路では、キャリア波信
号によるサブハーモニック変調を行っているため、直流
回路の中間電圧を電気的中性点とすると、交流入力側に
キャリア波周波数成分を基本周波数とするコモンモード
電圧が発生する。そのため、特に、商用電源が接地系で
あった場合、前述のコモンモード電圧は、電源線を経由
して、電源接地線・大地を経て、機器接地線から浮遊容
量を介して直流中間回路に接地電流が流れる。この接地
電流は、大地を経由するため、漏電検出要素にて検出さ
れるという問題がある。
な従来技術のＰＷＭコンバータ回路では、キャリア波信
号によるサブハーモニック変調を行っているため、直流
回路の中間電圧を電気的中性点とすると、交流入力側に
キャリア波周波数成分を基本周波数とするコモンモード
電圧が発生する。そのため、特に、商用電源が接地系で
あった場合、前述のコモンモード電圧は、電源線を経由
して、電源接地線・大地を経て、機器接地線から浮遊容
量を介して直流中間回路に接地電流が流れる。この接地
電流は、大地を経由するため、漏電検出要素にて検出さ
れるという問題がある。
【００１２】この接地電流を低減するという問題を解決
するために、例えば、接地コンデンサ、入力リアクト
ル、浮遊容量を変化させて接地電流の低減化を行ってい
たが、電圧源が２つ存在すること、現実的な調整の幅に
制約があることなどにより、効果的な対策が無かった。
このため、交流電源とＰＷＭコンバータとの間に絶縁変
圧器を装備するなどの対策が多く行われている。
するために、例えば、接地コンデンサ、入力リアクト
ル、浮遊容量を変化させて接地電流の低減化を行ってい
たが、電圧源が２つ存在すること、現実的な調整の幅に
制約があることなどにより、効果的な対策が無かった。
このため、交流電源とＰＷＭコンバータとの間に絶縁変
圧器を装備するなどの対策が多く行われている。
【００１３】本発明は上記の点にかんがみてなされたも
のであり、その目的は前記した課題を解決して、ＰＷＭ
コンバータが発生するコモンモード電圧を補償すること
で漏洩電流を低減し、漏洩電流検出要素が不要な動作を
しないＰＷＭコンバータを提供することにある。
のであり、その目的は前記した課題を解決して、ＰＷＭ
コンバータが発生するコモンモード電圧を補償すること
で漏洩電流を低減し、漏洩電流検出要素が不要な動作を
しないＰＷＭコンバータを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第１の発明によれば、入力リアクトルと接地コンデ
ンサとからなるフィルタと、スイッチング素子と平滑コ
ンデンサとからなる直流電力変換部と、スイッチング素
子の制御率を制御するコンバータ指令値発生部とそれを
変調するキャリア波信号を発生するキャリア波信号発生
部とコンバータ駆動回路と、を備え、交流電源から交流
電力の供給を受け直流電力に変換するＰＷＭコンバータ
において、直流電力変換部に１アーム対のインバータ回
路を設け、このインバータ回路は、ＰＷＭコンバータが
発生するコモンモード電圧と逆位相の補償電圧を出力
し、この補償電圧を介して機器接地するものとする。
に、第１の発明によれば、入力リアクトルと接地コンデ
ンサとからなるフィルタと、スイッチング素子と平滑コ
ンデンサとからなる直流電力変換部と、スイッチング素
子の制御率を制御するコンバータ指令値発生部とそれを
変調するキャリア波信号を発生するキャリア波信号発生
部とコンバータ駆動回路と、を備え、交流電源から交流
電力の供給を受け直流電力に変換するＰＷＭコンバータ
において、直流電力変換部に１アーム対のインバータ回
路を設け、このインバータ回路は、ＰＷＭコンバータが
発生するコモンモード電圧と逆位相の補償電圧を出力
し、この補償電圧を介して機器接地するものとする。
【００１５】また、第２の発明によれば、インバータ回
路の駆動信号は、ＰＷＭコンバータのキャリア波信号を
用いるものとする。また、第３の発明によれば、インバ
ータ回路の駆動信号は、ＰＷＭコンバータのキャリア波
信号を指令値とし、高周波キャリア波信号により変調を
行うものとする。
路の駆動信号は、ＰＷＭコンバータのキャリア波信号を
用いるものとする。また、第３の発明によれば、インバ
ータ回路の駆動信号は、ＰＷＭコンバータのキャリア波
信号を指令値とし、高周波キャリア波信号により変調を
行うものとする。
【００１６】また、第４の発明によれば、ＰＷＭコンバ
ータが３相入力である場合、インバータ回路の駆動信号
は、交流電源の中性点電圧を検出し、この中性点電圧を
ＰＷＭコンバータのキャリア波信号の指令値に加えるも
のとする。また、第５の発明によれば、インバータ回路
の駆動信号は、ＰＷＭコンバータのキャリア波信号にＰ
ＷＭコンバータの制御率の逆数を掛けた値を指令値とす
る。
ータが３相入力である場合、インバータ回路の駆動信号
は、交流電源の中性点電圧を検出し、この中性点電圧を
ＰＷＭコンバータのキャリア波信号の指令値に加えるも
のとする。また、第５の発明によれば、インバータ回路
の駆動信号は、ＰＷＭコンバータのキャリア波信号にＰ
ＷＭコンバータの制御率の逆数を掛けた値を指令値とす
る。
【００１７】
【作用】上記構成により、第１の発明によれば、ＰＷＭ
コンバータが発生するコモンモード電圧に対して逆位相
の交流出力を発生し、その交流出力を介して接地するこ
とにより、ＰＷＭコンバータのコモンモード電圧をイン
バータの交流出力で相殺する。
コンバータが発生するコモンモード電圧に対して逆位相
の交流出力を発生し、その交流出力を介して接地するこ
とにより、ＰＷＭコンバータのコモンモード電圧をイン
バータの交流出力で相殺する。
【００１８】また、第２の発明によれば、ＰＷＭコンバ
ータのキャリア波信号でインバータ回路を駆動すること
により、インバータ回路は、ＰＷＭコンバータのコモン
モード電圧と逆位相で、キャリア波信号の周波数成分の
矩形交流出力を発生する。また、第３の発明によれば、
インバータ回路の駆動信号をＰＷＭコンバータのキャリ
ア波信号と高周波キャリア波信号とにより変調を行うこ
とにより、より高次の周波数成分のコモンモード電圧を
相殺することができる。
ータのキャリア波信号でインバータ回路を駆動すること
により、インバータ回路は、ＰＷＭコンバータのコモン
モード電圧と逆位相で、キャリア波信号の周波数成分の
矩形交流出力を発生する。また、第３の発明によれば、
インバータ回路の駆動信号をＰＷＭコンバータのキャリ
ア波信号と高周波キャリア波信号とにより変調を行うこ
とにより、より高次の周波数成分のコモンモード電圧を
相殺することができる。
【００１９】また、第４の発明によれば、ＰＷＭコンバ
ータが３相入力のとき、商用電源の中性点（不平衡）電
圧を検出し、この中性点電圧をＰＷＭコンバータのキャ
リア波信号の指令値に加えてインバータ回路の駆動信号
とすることにより、商用電源の不平衡電圧を含めて、対
接地電位を相殺することができる。また、第５の発明に
よれば、ＰＷＭコンバータのキャリア波信号の反転信号
にＰＷＭコンバータの制御率の逆数を掛けた値をインバ
ータ回路の駆動信号とすることにより、直流電力変換回
路の出力電圧に応じ、制御率の変動による対接地電位の
変動を相殺することができる。
ータが３相入力のとき、商用電源の中性点（不平衡）電
圧を検出し、この中性点電圧をＰＷＭコンバータのキャ
リア波信号の指令値に加えてインバータ回路の駆動信号
とすることにより、商用電源の不平衡電圧を含めて、対
接地電位を相殺することができる。また、第５の発明に
よれば、ＰＷＭコンバータのキャリア波信号の反転信号
にＰＷＭコンバータの制御率の逆数を掛けた値をインバ
ータ回路の駆動信号とすることにより、直流電力変換回
路の出力電圧に応じ、制御率の変動による対接地電位の
変動を相殺することができる。
【００２０】
【実施例】図１は本発明による一実施例のＰＷＭコンバ
ータの機能ブロック図、図２は他の実施例としてより高
次の周波数成分コモンモード電圧を相殺するＰＷＭコン
バータの機能ブロック図、図３は商用電源の不平衡電圧
を含めて対接地電位を相殺するＰＷＭコンバータの機能
ブロック図、図４はＰＷＭコンバータの制御率を含めて
対接地電位を相殺するＰＷＭコンバータの機能ブロック
図、図７は一実施例のＰＷＭコンバータのコモンモード
電圧を補償する補償電圧波形を説明する説明図であり、
図５、図６に対応する同一機能部材には同じ符号が付し
てある。
ータの機能ブロック図、図２は他の実施例としてより高
次の周波数成分コモンモード電圧を相殺するＰＷＭコン
バータの機能ブロック図、図３は商用電源の不平衡電圧
を含めて対接地電位を相殺するＰＷＭコンバータの機能
ブロック図、図４はＰＷＭコンバータの制御率を含めて
対接地電位を相殺するＰＷＭコンバータの機能ブロック
図、図７は一実施例のＰＷＭコンバータのコモンモード
電圧を補償する補償電圧波形を説明する説明図であり、
図５、図６に対応する同一機能部材には同じ符号が付し
てある。
【００２１】図１において、接地系の三相(UR,US,UT)交
流電源１から図示省略されている線路インピーダンスZn
を介してＰＷＭコンバータ２に交流電力が供給される。
ＰＷＭコンバータ２は、入力リアクトルZcと接地コンデ
ンサCnとからなるフィルタＦと、スイッチング素子31〜
36と平滑コンデンサ3Bとからなる直流電力変換部３と、
スイッチング素子31〜36の制御率を制御するコンバータ
指令値発生部4Aとそれを変調するキャリア波信号Vcを発
生するキャリア波信号発生部4Bとコンバータ駆動回路4D
と、直流電力変換部３に１アーム対のインバータ回路５
と、を備え、インバータ回路５のスイッチング素子51、
52の中間点よりリアクトル5Aと接地コンデンサ5Bとの直
列回路を介して接地して構成されている。
流電源１から図示省略されている線路インピーダンスZn
を介してＰＷＭコンバータ２に交流電力が供給される。
ＰＷＭコンバータ２は、入力リアクトルZcと接地コンデ
ンサCnとからなるフィルタＦと、スイッチング素子31〜
36と平滑コンデンサ3Bとからなる直流電力変換部３と、
スイッチング素子31〜36の制御率を制御するコンバータ
指令値発生部4Aとそれを変調するキャリア波信号Vcを発
生するキャリア波信号発生部4Bとコンバータ駆動回路4D
と、直流電力変換部３に１アーム対のインバータ回路５
と、を備え、インバータ回路５のスイッチング素子51、
52の中間点よりリアクトル5Aと接地コンデンサ5Bとの直
列回路を介して接地して構成されている。
【００２２】上述の構成により、このインバータ回路５
は、ＰＷＭコンバータ２が発生するコモンモード電圧Vn
と逆位相の補償電圧を出力し、この補償電圧をリアクト
ル5Aと接地コンデンサ5Bとの直列回路のフィルタ回路を
介して機器接地することにより、ＰＷＭコンバータ２が
発生するコモンモード電圧を相殺することができ、機器
接地に対するＰＷＭコンバータ２の零相電圧を低減する
ことができ、漏洩電流Icn を低減することができる。
尚、リアクトル5Aと接地コンデンサ5Bの定数は、高次の
高調波コモンモード電圧の影響が低下する様に選定す
る。
は、ＰＷＭコンバータ２が発生するコモンモード電圧Vn
と逆位相の補償電圧を出力し、この補償電圧をリアクト
ル5Aと接地コンデンサ5Bとの直列回路のフィルタ回路を
介して機器接地することにより、ＰＷＭコンバータ２が
発生するコモンモード電圧を相殺することができ、機器
接地に対するＰＷＭコンバータ２の零相電圧を低減する
ことができ、漏洩電流Icn を低減することができる。
尚、リアクトル5Aと接地コンデンサ5Bの定数は、高次の
高調波コモンモード電圧の影響が低下する様に選定す
る。
【００２３】今一度、先に説明した図６のＰＷＭコンバ
ータ２の各部の波形を説明する説明図を眺める。図６の
(G) のＰＷＭコンバータ２が発生するコモンモード電圧
Vnの波形は、従来の技術の項で説明した如く、キャリア
波信号Vcに同期し、かつ、振幅が反転した階段状の電圧
波形となっている。また、実験データによれば、コモン
モード電圧Vnの実効値は、ＰＷＭコンバータ２の制御率
λに対し負の線形性を有する。
ータ２の各部の波形を説明する説明図を眺める。図６の
(G) のＰＷＭコンバータ２が発生するコモンモード電圧
Vnの波形は、従来の技術の項で説明した如く、キャリア
波信号Vcに同期し、かつ、振幅が反転した階段状の電圧
波形となっている。また、実験データによれば、コモン
モード電圧Vnの実効値は、ＰＷＭコンバータ２の制御率
λに対し負の線形性を有する。
【００２４】従って、図１のインバータ回路５の駆動信
号としてＰＷＭコンバータ２のキャリア波信号Vcを比較
器6Aで矩形波信号化して、インバータ駆動回路６に入力
することにより、コモンモード電圧Vnと逆位相の基本周
波数の補償電圧を容易に形成することができる。図７は
図６の各部の波形の一部を拡大抽出し、ＰＷＭコンバー
タのコモンモード電圧を補償する補償電圧波形を説明す
るものである。図７の(G) が上記説明のＰＷＭコンバー
タのコモンモード電圧Vnの波形であり、図７の(H) がキ
ャリア波信号Vcを比較器6Aで矩形波信号化し、インバー
タ５を駆動したときのインバータ５が出力する補償電圧
波形である。
号としてＰＷＭコンバータ２のキャリア波信号Vcを比較
器6Aで矩形波信号化して、インバータ駆動回路６に入力
することにより、コモンモード電圧Vnと逆位相の基本周
波数の補償電圧を容易に形成することができる。図７は
図６の各部の波形の一部を拡大抽出し、ＰＷＭコンバー
タのコモンモード電圧を補償する補償電圧波形を説明す
るものである。図７の(G) が上記説明のＰＷＭコンバー
タのコモンモード電圧Vnの波形であり、図７の(H) がキ
ャリア波信号Vcを比較器6Aで矩形波信号化し、インバー
タ５を駆動したときのインバータ５が出力する補償電圧
波形である。
【００２５】また、図２において、図１との相違点は、
高周波キャリア波信号発生部6Bが比較器6Aの入力回路に
追加されている点である。この高周波キャリア波信号発
生部6Bを追加して、ＰＷＭコンバータ２のキャリア波信
号Vcを指令値とし、高周波キャリア波信号Vhにより変調
を行うことにより、インバータ回路５の中間回路の補償
電圧は、図７の(I) に図示されるように平均的に見て三
角波に近づけ、図７の(G) の矩形波補償電圧よりもより
ＰＷＭコンバータのコモンモード電圧Vn近づけ、キャリ
ア波信号Vcの基本周波数成分のコモンモード電圧以外に
より高次の高調波コモンモード電圧をも相殺することが
できる。
高周波キャリア波信号発生部6Bが比較器6Aの入力回路に
追加されている点である。この高周波キャリア波信号発
生部6Bを追加して、ＰＷＭコンバータ２のキャリア波信
号Vcを指令値とし、高周波キャリア波信号Vhにより変調
を行うことにより、インバータ回路５の中間回路の補償
電圧は、図７の(I) に図示されるように平均的に見て三
角波に近づけ、図７の(G) の矩形波補償電圧よりもより
ＰＷＭコンバータのコモンモード電圧Vn近づけ、キャリ
ア波信号Vcの基本周波数成分のコモンモード電圧以外に
より高次の高調波コモンモード電圧をも相殺することが
できる。
【００２６】また、図３において、図２との相違点は、
ＰＷＭコンバータが３相入力であるとき、商用電源１の
不平衡に基づく中性点電圧を絶縁変圧器７で検出し、こ
の検出電圧をＰＷＭコンバータのキャリア波信号Vcの指
令値に加えることにより、商用電源の不平衡電圧を含め
て、対接地電位を相殺することができる。また、図４に
おいて、図２との相違点は、ＰＷＭコンバータ２のキャ
リア波信号VcとＰＷＭコンバータ２の制御率λの逆数と
を乗算器8Aにて掛けた値をインバータ駆動回路６の駆動
信号とすることにより、直流電力変換部３の出力電圧に
応じて、制御率が変化しても対接地電位を相殺すること
ができる。
ＰＷＭコンバータが３相入力であるとき、商用電源１の
不平衡に基づく中性点電圧を絶縁変圧器７で検出し、こ
の検出電圧をＰＷＭコンバータのキャリア波信号Vcの指
令値に加えることにより、商用電源の不平衡電圧を含め
て、対接地電位を相殺することができる。また、図４に
おいて、図２との相違点は、ＰＷＭコンバータ２のキャ
リア波信号VcとＰＷＭコンバータ２の制御率λの逆数と
を乗算器8Aにて掛けた値をインバータ駆動回路６の駆動
信号とすることにより、直流電力変換部３の出力電圧に
応じて、制御率が変化しても対接地電位を相殺すること
ができる。
【００２７】尚、図示省略されているが、図３の絶縁変
圧器７と、図４の制御率λの逆数と乗算器8Aとを併用す
ることにより、商用電源１の不平衡に基づく中性点電圧
および直流電力変換部３の出力電圧に応じて変動する対
接地電位を含めて相殺することができる。
圧器７と、図４の制御率λの逆数と乗算器8Aとを併用す
ることにより、商用電源１の不平衡に基づく中性点電圧
および直流電力変換部３の出力電圧に応じて変動する対
接地電位を含めて相殺することができる。
【００２８】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、ＰＷ
Ｍコンバータが発生するコモンモード電圧を補償・低減
させることにより、交流電源側の漏洩電流（接地電流）
を低減させ、漏電検出要素の不要動作を無くすことが可
能となる。
Ｍコンバータが発生するコモンモード電圧を補償・低減
させることにより、交流電源側の漏洩電流（接地電流）
を低減させ、漏電検出要素の不要動作を無くすことが可
能となる。
【図１】本発明による一実施例のＰＷＭコンバータの機
能ブロック図
能ブロック図
【図２】他の実施例としてより高次の周波数成分コモン
モード電圧を相殺するＰＷＭコンバータの機能ブロック
図
モード電圧を相殺するＰＷＭコンバータの機能ブロック
図
【図３】商用電源の不平衡電圧を含めて対接地電位を相
殺するＰＷＭコンバータの機能ブロック図
殺するＰＷＭコンバータの機能ブロック図
【図４】ＰＷＭコンバータの制御率を含めて対接地電位
を相殺するＰＷＭコンバータの機能ブロック図
を相殺するＰＷＭコンバータの機能ブロック図
【図５】三相交流電源に接続されたＰＷＭコンバータの
原理回路図
原理回路図
【図６】ＰＷＭコンバータの各部の波形を説明する説明
図
図
【図７】一実施例のＰＷＭコンバータのコモンモード電
圧を補償する補償電圧波形を説明する説明図
圧を補償する補償電圧波形を説明する説明図
１、UR,US,UT 交流電源 ２ ＰＷＭコンバータ ３ 直流電力変換回路部 31〜36,51,52 スイッチング素子 3B 平滑コンデンサ 4A コンバータ指令値発生部 4B キャリア波信号発生部 4C,6A 比較器 4D コンバータ駆動回路 ５ インバータ 5A,Zc リアクトル 5B,Cn 接地コンデンサ ６ インバータ駆動回路 6B 高周波キャリア波信号発生部 ７ 絶縁変圧器 ８ 制御率 8A 乗算器 Zn 線路インピーダンス Ｆ フィルタ Vc キャリア波信号 Vh 高周波キャリア波信号 Cx 漂遊コンデンサ UR',US',UT' コンバータ指令値
Claims (5)
- 【請求項１】入力リアクトルと接地コンデンサとからな
るフィルタと、スイッチング素子と平滑コンデンサとか
らなる直流電力変換部と、前記スイッチング素子の制御
率を制御するコンバータ指令値発生部とそれを変調する
キャリア波信号を発生するキャリア波信号発生部とコン
バータ駆動回路と、を備え、交流電源から交流電力の供
給を受け直流電力に変換するＰＷＭコンバータにおい
て、 直流電力変換部に１アーム対のインバータ回路を設け、 このインバータ回路は、ＰＷＭコンバータが発生するコ
モンモード電圧と逆位相の補償電圧を出力し、この補償
電圧を介して機器接地する、 ことを特徴とするＰＷＭコンバータ。 - 【請求項２】請求項１に記載のＰＷＭコンバータにおい
て、インバータ回路の駆動信号は、ＰＷＭコンバータの
キャリア波信号を用いる、ことを特徴とするＰＷＭコン
バータ。 - 【請求項３】請求項１に記載のＰＷＭコンバータにおい
て、インバータ回路の駆動信号は、ＰＷＭコンバータの
キャリア波信号を指令値とし、高周波キャリア波信号に
より変調を行う、ことを特徴とするＰＷＭコンバータ。 - 【請求項４】請求項２または請求項３に記載のＰＷＭコ
ンバータにおいて、ＰＷＭコンバータが３相入力である
場合、インバータ回路の駆動信号は、交流電源の中性点
電圧を検出し、この中性点電圧をＰＷＭコンバータのキ
ャリア波信号の指令値に加える、ことを特徴とするＰＷ
Ｍコンバータ。 - 【請求項５】請求項２ないし請求項４のいずれかの項に
記載のＰＷＭコンバータにおいて、インバータ回路の駆
動信号は、ＰＷＭコンバータのキャリア波信号にＰＷＭ
コンバータの制御率の逆数を掛けた値を指令値とする、
ことを特徴とするＰＷＭコンバータ。
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| JP23088694A JP3246224B2 (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | Ｐｗｍコンバータ |
| KR1019950031578A KR100386910B1 (ko) | 1994-09-27 | 1995-09-25 | Pwm컨버터 |
| CN95117397A CN1062991C (zh) | 1994-09-27 | 1995-09-27 | 脉冲宽度调制整流器 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23088694A JP3246224B2 (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | Ｐｗｍコンバータ |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0898536A true JPH0898536A (ja) | 1996-04-12 |
| JP3246224B2 JP3246224B2 (ja) | 2002-01-15 |
Family
ID=16914852
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23088694A Expired - Fee Related JP3246224B2 (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | Ｐｗｍコンバータ |
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| Country | Link |
|---|---|
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| CN (1) | CN1062991C (ja) |
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| US6667685B2 (en) | 2000-10-31 | 2003-12-23 | Tdk Corporation | Power line noise filter |
| JP2005534271A (ja) * | 2002-07-25 | 2005-11-10 | インターナショナル レクティフィアー コーポレイション | 単位時間当たりの電圧変化率“ｄｖ／ｄｔ”制御機能とＥＭＩ／スイッチング損失の低減機能を備えた汎用閉ループ制御システム |
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| JP2007159276A (ja) * | 2005-12-06 | 2007-06-21 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 三相４線式交流−交流変換装置 |
| US7256662B2 (en) | 2002-08-19 | 2007-08-14 | Tdk Corporation | Common mode signal suppressing circuit and normal mode signal suppressing circuit |
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| JP2008154300A (ja) * | 2006-12-14 | 2008-07-03 | Hitachi Ltd | 風力発電装置 |
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| WO2009048046A1 (ja) * | 2007-10-09 | 2009-04-16 | Daikin Industries, Ltd. | 直接形交流電力変換装置 |
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| JP2011147252A (ja) * | 2010-01-14 | 2011-07-28 | Mitsubishi Electric Corp | 無停電電源装置 |
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| US10581337B2 (en) | 2015-07-21 | 2020-03-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter |
| WO2020213183A1 (ja) * | 2019-04-17 | 2020-10-22 | 富士電機株式会社 | 無停電電源装置 |
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| CN100392974C (zh) * | 2004-09-21 | 2008-06-04 | 华北电力大学 | 一种自动识别相控整流器相序相位的方法及其相控整流器 |
| CN100440722C (zh) * | 2004-11-12 | 2008-12-03 | 三菱电机株式会社 | 变换器系统、交流旋转机、电力变换器 |
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| CN105703622B (zh) * | 2016-03-14 | 2018-06-26 | Abb瑞士股份有限公司 | 直流-直流功率变换器及其方法 |
| CN107968435B (zh) * | 2017-12-15 | 2022-01-25 | 远景能源有限公司 | 风力发电双绕组发电机系统共模电压抑制方法 |
| CN108471244A (zh) * | 2018-06-14 | 2018-08-31 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种变频压缩机降低泄漏电流的补偿电路及其控制方法 |
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1994
- 1994-09-27 JP JP23088694A patent/JP3246224B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1995
- 1995-09-25 KR KR1019950031578A patent/KR100386910B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1995-09-27 CN CN95117397A patent/CN1062991C/zh not_active Expired - Fee Related
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