JP2966153B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ基準波信号とＰ
ＷＭ搬送波信号とを比較して疑似正弦波信号を生成し、
この疑似正弦波信号によって交流を直流に変換器するＰ
ＷＭコンバ―タと、直流を交流に逆変換するＰＷＭイン
バ―タとで構成されるインバ―タ装置に関する。
ＷＭ搬送波信号とを比較して疑似正弦波信号を生成し、
この疑似正弦波信号によって交流を直流に変換器するＰ
ＷＭコンバ―タと、直流を交流に逆変換するＰＷＭイン
バ―タとで構成されるインバ―タ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来のインバ―タ装置の構成を示
すブロックである。同図において、交流電源１の電圧／
電流波形を整形する交流フィルタとしての入力コンデン
サ２、入力リアクトル３を介して直流に順変換するＰＷ
Ｍコンバ―タ４、前記ＰＷＭコンバ―タ４の出力直流電
圧のリプルを取るための直流コンデンサ５、直流を交流
に変換するＰＷＭインバ―タ６、逆変換された交流電圧
の電圧／電流波形を整形する交流フィルタとしての出力
リアクトル７、出力コンデンサ８を介して負荷９に交流
電力を供給し、前記交流電源１の電圧を検出する電圧検
出器１０ａ、電流を検出する電流検出器１１ａ、前記Ｐ
ＷＭコンバ―タ４の出力直流電圧の設定を行う直流電圧
基準１２、ＰＷＭ基準波信号を発生する第１の基準波信
号発生器１３、ＰＷＭ搬送波信号を発生する基準発振１
４ａ、搬送波信号発生器１５ａ、前記ＰＷＭ基準信号と
ＰＷＭ搬送波信号とを比較して、疑似正弦波を作る比較
器１６ａ、前記疑似正弦波より前記ＰＷＭコンバ―タを
駆動するゲ―ト信号発生器１７ａ前記交流電源１と負荷
９に入力される交流電圧との同期を取るためにＰＬＬ回
路を構成する位相差検出器１８、ロ―パスフィルタ１
９、電圧制御発振器２０、分周器２１、前記ＰＷＭイン
バ―タ６を制御するゲ―ト信号発生器１７ｂ、比較器１
６ｂ、搬送波発生器１５ｂ、基準発振器１４ｂ、第２の
基準波信号発生器２３、交流電圧基準２２とで構成され
る。
すブロックである。同図において、交流電源１の電圧／
電流波形を整形する交流フィルタとしての入力コンデン
サ２、入力リアクトル３を介して直流に順変換するＰＷ
Ｍコンバ―タ４、前記ＰＷＭコンバ―タ４の出力直流電
圧のリプルを取るための直流コンデンサ５、直流を交流
に変換するＰＷＭインバ―タ６、逆変換された交流電圧
の電圧／電流波形を整形する交流フィルタとしての出力
リアクトル７、出力コンデンサ８を介して負荷９に交流
電力を供給し、前記交流電源１の電圧を検出する電圧検
出器１０ａ、電流を検出する電流検出器１１ａ、前記Ｐ
ＷＭコンバ―タ４の出力直流電圧の設定を行う直流電圧
基準１２、ＰＷＭ基準波信号を発生する第１の基準波信
号発生器１３、ＰＷＭ搬送波信号を発生する基準発振１
４ａ、搬送波信号発生器１５ａ、前記ＰＷＭ基準信号と
ＰＷＭ搬送波信号とを比較して、疑似正弦波を作る比較
器１６ａ、前記疑似正弦波より前記ＰＷＭコンバ―タを
駆動するゲ―ト信号発生器１７ａ前記交流電源１と負荷
９に入力される交流電圧との同期を取るためにＰＬＬ回
路を構成する位相差検出器１８、ロ―パスフィルタ１
９、電圧制御発振器２０、分周器２１、前記ＰＷＭイン
バ―タ６を制御するゲ―ト信号発生器１７ｂ、比較器１
６ｂ、搬送波発生器１５ｂ、基準発振器１４ｂ、第２の
基準波信号発生器２３、交流電圧基準２２とで構成され
る。
【０００３】この種のインバ―タ装置は、図４に示した
ように、交流電源１の交流を所望の直流電圧にするため
に直流電圧基準１２とＰＷＭコンバ―タ４の出力直流電
圧を比較し、第１の基準波信号発生器１３によりＰＷＭ
基準波信号を発生させている。又、前記の基準波信号
は、交流入力電源１の出力電流が正弦波でかつ力率が１
となるべく電圧検出器１０ａと電流検出器１１ａとで検
出された電圧／電流信号によって変調されている。そし
て、基準発振器１４ａの発振周波数により搬送波発生器
１５ａにて、ＰＷＭ搬送波を発生させる。更に、比較器
１６ａにて、ＰＷＭ搬送波とＰＷＭ基準波信号とを比較
し、ＰＷＭ基準信号レベルがＰＷＭ搬送波信号レベルよ
り大きくなる期間に「Ｈ」レベルとなり、それ以外の期
間に「Ｌ」レベルとなる疑似正弦波信号を生成し、この
疑似正弦波信号のレベルに対応して、ゲ―ト信号発生器
１７ａにてＰＷＭコンバ―タ４をオンオフ制御してい
る。
ように、交流電源１の交流を所望の直流電圧にするため
に直流電圧基準１２とＰＷＭコンバ―タ４の出力直流電
圧を比較し、第１の基準波信号発生器１３によりＰＷＭ
基準波信号を発生させている。又、前記の基準波信号
は、交流入力電源１の出力電流が正弦波でかつ力率が１
となるべく電圧検出器１０ａと電流検出器１１ａとで検
出された電圧／電流信号によって変調されている。そし
て、基準発振器１４ａの発振周波数により搬送波発生器
１５ａにて、ＰＷＭ搬送波を発生させる。更に、比較器
１６ａにて、ＰＷＭ搬送波とＰＷＭ基準波信号とを比較
し、ＰＷＭ基準信号レベルがＰＷＭ搬送波信号レベルよ
り大きくなる期間に「Ｈ」レベルとなり、それ以外の期
間に「Ｌ」レベルとなる疑似正弦波信号を生成し、この
疑似正弦波信号のレベルに対応して、ゲ―ト信号発生器
１７ａにてＰＷＭコンバ―タ４をオンオフ制御してい
る。
【０００４】次に、所望の直流電圧を所望の安定した交
流電圧にするために、交流電圧基準２２と負荷９の入力
電圧を電圧検出器１０ｂにより検出して比較し、第２の
基準波信号発生器２３によりＰＷＭ基準波信号を発生さ
せている。又、前記の基準波信号は、負荷９の変化によ
る電圧変動を最少とするためにＰＷＭインバ―タ６の入
力の直流電圧と、ＰＰＷＭインバ―タ６の出力電流を電
流検出器１１ｂにより検出し、第２の基準波信号発生器
２３により変調されている。更に、位相差検出器１８、
ロ―パスフィルタ１９、電圧制御発振器２０、分周器２
１とで構成されるＰＬＬ回路により交流電源１と負荷９
の入力電圧との同期が合うように前記基準波信号を補正
している。そして、基準発振器１４ｂの発振周波数によ
り搬送波発生器１５ｂにて、ＰＷＭ搬送波を発生させ
る。更に、比較器１６ｂにてＰＷＭ搬送波とＰＷＭ基準
波信号とを比較し、ＰＷＭ基準信号レベルがＰＷＭ搬送
波信号レベルより大きくなる期間に「Ｈ」レベルとな
り、それ以外の期間に「Ｌ」レベルとなる疑似正弦波信
号を生成し、この疑似正弦波信号のレベルに対応して、
ゲ―ト信号発生器１７ｂにてＰＷＭインバ―タ６をオン
オフ制御している。
流電圧にするために、交流電圧基準２２と負荷９の入力
電圧を電圧検出器１０ｂにより検出して比較し、第２の
基準波信号発生器２３によりＰＷＭ基準波信号を発生さ
せている。又、前記の基準波信号は、負荷９の変化によ
る電圧変動を最少とするためにＰＷＭインバ―タ６の入
力の直流電圧と、ＰＰＷＭインバ―タ６の出力電流を電
流検出器１１ｂにより検出し、第２の基準波信号発生器
２３により変調されている。更に、位相差検出器１８、
ロ―パスフィルタ１９、電圧制御発振器２０、分周器２
１とで構成されるＰＬＬ回路により交流電源１と負荷９
の入力電圧との同期が合うように前記基準波信号を補正
している。そして、基準発振器１４ｂの発振周波数によ
り搬送波発生器１５ｂにて、ＰＷＭ搬送波を発生させ
る。更に、比較器１６ｂにてＰＷＭ搬送波とＰＷＭ基準
波信号とを比較し、ＰＷＭ基準信号レベルがＰＷＭ搬送
波信号レベルより大きくなる期間に「Ｈ」レベルとな
り、それ以外の期間に「Ｌ」レベルとなる疑似正弦波信
号を生成し、この疑似正弦波信号のレベルに対応して、
ゲ―ト信号発生器１７ｂにてＰＷＭインバ―タ６をオン
オフ制御している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図４において、ＰＷＭ
コンバ―タ４とＰＷＭインバ―タ６とを接続する直流回
路には、直流電圧のリプルを取るための直流コンデンサ
５が接続されている。ＰＷＭコンバ―タ４を構成するス
イッチングデバイス（詳細は図示していない）が疑似正
弦波信号によりオンオフする時、直流コンデンサ５を充
電するために充電電流が流れる。又、ＰＷＭインバ―タ
６を構成するスイッチングデバイス（詳細は図示しな
い）が疑似正弦波信号によりオンオフする時には、直流
コンデンサが放電するために放電電流が流れる。この直
流コンデンサ５の放電電流つまりリプル電流は、使用す
直流コンデンサ５の容量、種類にもよるが、直流コンデ
ンサ５の寿命に関係している。そして直流コンデンサ５
の並列接続数、つまり容量は発生するリプル電流の大き
さに比例して決定される。そして、その直流コンデンサ
５の容量はインバ―タ装置の出力容量にもよるが非常に
大きく一般的には電解コンデンサを使用している。この
ために、従来装置は直流コンデンサ５が装置外形に占め
る比率が大きく、又、保守点検も直流コンデンサ５の並
列数が多ければ多いほど手間がかかる。
コンバ―タ４とＰＷＭインバ―タ６とを接続する直流回
路には、直流電圧のリプルを取るための直流コンデンサ
５が接続されている。ＰＷＭコンバ―タ４を構成するス
イッチングデバイス（詳細は図示していない）が疑似正
弦波信号によりオンオフする時、直流コンデンサ５を充
電するために充電電流が流れる。又、ＰＷＭインバ―タ
６を構成するスイッチングデバイス（詳細は図示しな
い）が疑似正弦波信号によりオンオフする時には、直流
コンデンサが放電するために放電電流が流れる。この直
流コンデンサ５の放電電流つまりリプル電流は、使用す
直流コンデンサ５の容量、種類にもよるが、直流コンデ
ンサ５の寿命に関係している。そして直流コンデンサ５
の並列接続数、つまり容量は発生するリプル電流の大き
さに比例して決定される。そして、その直流コンデンサ
５の容量はインバ―タ装置の出力容量にもよるが非常に
大きく一般的には電解コンデンサを使用している。この
ために、従来装置は直流コンデンサ５が装置外形に占め
る比率が大きく、又、保守点検も直流コンデンサ５の並
列数が多ければ多いほど手間がかかる。
【０００６】従って、本発明は前述の点に鑑みなされた
ものであって、インバ―タ装置内部の直流コンデンサに
流れるリプル電流を少なくすることにより、直流コンデ
ンサの並列接続数を減らすことができ、インバ―タ装置
の外形を小さくすると共に、保守点検の容易なインバ―
タ装置を提供することを目的とする。
ものであって、インバ―タ装置内部の直流コンデンサに
流れるリプル電流を少なくすることにより、直流コンデ
ンサの並列接続数を減らすことができ、インバ―タ装置
の外形を小さくすると共に、保守点検の容易なインバ―
タ装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成すために、商用交流を入力し交流を直流に変換するＰ
ＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの出力直流を交流に変
換して負荷に交流電力を供給するＰＷＭインバ―タを備
えたインバ―タ装置において、前記商用交流電圧及び前
記ＰＷＭインバ―タの出力電圧が印加される同期信号生
成手段と、該手段の出力信号と前記ＰＷＭコンバ―タの
入力電流と前記ＰＷＭコンバ―タの直流電圧基準に基づ
く信号が印加される第１の基準波信号生成手段と、前記
同期信号生成手段の出力信号と前記ＰＷＭインバ―タの
出力電流と前記ＰＷＭインバ―タの出力電圧基準に基づ
く信号が印加される第２の基準波信号生成手段と、前記
前記同期信号生成手段の出力信号から搬送波信号を得る
搬送波生成手段と、該搬送波生成手段の出力と前記第１
の基準波信号生成手段及び前記第２の基準波信号生成手
段の出力信号を比較してそれぞれ疑似正弦波信号を導出
して前記ＰＷＭコンバ―タ及び前記ＰＷＭインバ―タを
制御することを特徴とするものである。
成すために、商用交流を入力し交流を直流に変換するＰ
ＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの出力直流を交流に変
換して負荷に交流電力を供給するＰＷＭインバ―タを備
えたインバ―タ装置において、前記商用交流電圧及び前
記ＰＷＭインバ―タの出力電圧が印加される同期信号生
成手段と、該手段の出力信号と前記ＰＷＭコンバ―タの
入力電流と前記ＰＷＭコンバ―タの直流電圧基準に基づ
く信号が印加される第１の基準波信号生成手段と、前記
同期信号生成手段の出力信号と前記ＰＷＭインバ―タの
出力電流と前記ＰＷＭインバ―タの出力電圧基準に基づ
く信号が印加される第２の基準波信号生成手段と、前記
前記同期信号生成手段の出力信号から搬送波信号を得る
搬送波生成手段と、該搬送波生成手段の出力と前記第１
の基準波信号生成手段及び前記第２の基準波信号生成手
段の出力信号を比較してそれぞれ疑似正弦波信号を導出
して前記ＰＷＭコンバ―タ及び前記ＰＷＭインバ―タを
制御することを特徴とするものである。
【０００８】
【作用】前記のように構成し、交流電源となる商用電圧
に同期した位相信号を同期信号生成手段により出力し、
ＰＷＭコンバ―タ及びＰＷＭインバ―タの基準波信号生
成手段の出力と比較し、ＰＷＭ基準波信号が同期するよ
うに補正すると共に、補正されたＰＷＭ基準波信号と零
クロス点が一致し、かつ前記ＰＷＭコンバ―タと前記Ｐ
ＷＭインバ―タのＰＷＭ搬送波信号を生成する搬送波生
成手段により、前記ＰＷＭコンバ―タと前記ＰＷＭイン
バ―タのスイッチングにより発生するリプル電流を相殺
する方向の搬送波信号を出力する。これによりＰＷＭコ
ンバ―タ及びＰＷＭインバ―タは、ＰＷＭ基準信号とＰ
ＷＭ搬送波信号とを比較した疑似正弦波信号によりスイ
ッチングを行う。つまりＰＷＭコンバ―タは交流電源か
ら直流回路に通じる期間に、ＰＷＭインバ―タは直流回
路から負荷に通じるようにスイッチングすることにより
直流コンデンサに無駄な放電電流を流さなくてすむ。
に同期した位相信号を同期信号生成手段により出力し、
ＰＷＭコンバ―タ及びＰＷＭインバ―タの基準波信号生
成手段の出力と比較し、ＰＷＭ基準波信号が同期するよ
うに補正すると共に、補正されたＰＷＭ基準波信号と零
クロス点が一致し、かつ前記ＰＷＭコンバ―タと前記Ｐ
ＷＭインバ―タのＰＷＭ搬送波信号を生成する搬送波生
成手段により、前記ＰＷＭコンバ―タと前記ＰＷＭイン
バ―タのスイッチングにより発生するリプル電流を相殺
する方向の搬送波信号を出力する。これによりＰＷＭコ
ンバ―タ及びＰＷＭインバ―タは、ＰＷＭ基準信号とＰ
ＷＭ搬送波信号とを比較した疑似正弦波信号によりスイ
ッチングを行う。つまりＰＷＭコンバ―タは交流電源か
ら直流回路に通じる期間に、ＰＷＭインバ―タは直流回
路から負荷に通じるようにスイッチングすることにより
直流コンデンサに無駄な放電電流を流さなくてすむ。
【０００９】
【実施例】図４と同一分に同一符号を付して示す図１は
本発明の一実施例を示すブロック図である。
本発明の一実施例を示すブロック図である。
【００１０】本発明は図１に示すように、交流電源１と
負荷９に入力される交流電圧との同期を取るためにＰＬ
Ｌ回路を構成する位相差検出器１８を介してロ―パスフ
ィルタ１９の出力に接続される電圧制御発振器２０の出
力の高調波クロックよりＰＷＭ搬送波信号を生成する搬
送波発生器３１、前記電圧制御発振器２０高調波クロッ
クを分周器２１を介した信号を変調しＰＷＭコンバ―タ
４の基準波信号を発生する第１の基準波信号発生器３２
を設けている。そして、前記搬送波発生器３１の出力Ｐ
ＷＭ搬送波を前記第１の基準波信号発生器３２の出力Ｐ
ＷＭ基準波信号とで比較して疑似正弦波信号を生成し、
ＰＷＭコンバ―タ４を制御し、かつ前記搬送波発生器３
１の出力ＰＷＭ搬送波はＰＷＭインバ―タ６の制御の搬
送波としても使用するよう接続する構成となっている。
図２は図１の動作を説明するためのタイムチャ―トであ
る。
負荷９に入力される交流電圧との同期を取るためにＰＬ
Ｌ回路を構成する位相差検出器１８を介してロ―パスフ
ィルタ１９の出力に接続される電圧制御発振器２０の出
力の高調波クロックよりＰＷＭ搬送波信号を生成する搬
送波発生器３１、前記電圧制御発振器２０高調波クロッ
クを分周器２１を介した信号を変調しＰＷＭコンバ―タ
４の基準波信号を発生する第１の基準波信号発生器３２
を設けている。そして、前記搬送波発生器３１の出力Ｐ
ＷＭ搬送波を前記第１の基準波信号発生器３２の出力Ｐ
ＷＭ基準波信号とで比較して疑似正弦波信号を生成し、
ＰＷＭコンバ―タ４を制御し、かつ前記搬送波発生器３
１の出力ＰＷＭ搬送波はＰＷＭインバ―タ６の制御の搬
送波としても使用するよう接続する構成となっている。
図２は図１の動作を説明するためのタイムチャ―トであ
る。
【００１１】図２のタイムチャ―トにおいて、図１中の
第２の基準波信号発生器２３の出力信号は、インバ―タ
側Ｕ相ＰＷＭ基準波１０１と、インバ―タ側ＰＷＭ基準
波１０２である。但し、Ｗ相は省略してある。図１中の
搬送波発生器３１の出力信号はＰＷＭ搬送波１０３と前
記インバ―タ側Ｕ相ＰＷＭ基準波１０１とを比較して、
インバ―タ側Ｕ相ＰＷＭ基準波１０１がＰＷＭ搬送波１
０３よりレベルが大きくなる期間に「Ｈ」レベルとな
り、それ以外の期間に「Ｌ」レベルとなるインバ―タ側
Ｕ相疑似正弦波１０４が出力される。前述説明の如くイ
ンバ―タ側Ｖ相疑似正弦波１０５も同様に、インバ―タ
側Ｖ相ＰＷＭ基準波１０２とＰＷＭ搬送波１０３とで作
り出される。
第２の基準波信号発生器２３の出力信号は、インバ―タ
側Ｕ相ＰＷＭ基準波１０１と、インバ―タ側ＰＷＭ基準
波１０２である。但し、Ｗ相は省略してある。図１中の
搬送波発生器３１の出力信号はＰＷＭ搬送波１０３と前
記インバ―タ側Ｕ相ＰＷＭ基準波１０１とを比較して、
インバ―タ側Ｕ相ＰＷＭ基準波１０１がＰＷＭ搬送波１
０３よりレベルが大きくなる期間に「Ｈ」レベルとな
り、それ以外の期間に「Ｌ」レベルとなるインバ―タ側
Ｕ相疑似正弦波１０４が出力される。前述説明の如くイ
ンバ―タ側Ｖ相疑似正弦波１０５も同様に、インバ―タ
側Ｖ相ＰＷＭ基準波１０２とＰＷＭ搬送波１０３とで作
り出される。
【００１２】そして、図２中のＰＷＭインバ―タ６の出
力のＵ―Ｖ間の線間電圧は図２の如くインバ―タ側Ｕ―
Ｖ線間疑似正弦波１０６のような電圧が出力される。こ
のインバ―タ側Ｕ―Ｖ線間疑似正弦波１０６は図１中の
出力リアクトル７と出力コンデンサ８とで構成されるフ
ィルタによって、正弦波電圧が負荷９に印加される。
又、前述説明したＰＷＭインバ―タ６の動作と同様に第
１の基準波信号発生器３２は前記搬送波発生器３１から
出力されるＰＷＭ搬送波１０３と零クロス点が一致しか
つ前記インバ―タ側Ｕ相ＰＷＭ基準波１０１と同期した
信号を交流電源１の出力電流と出力電圧との力率が１と
なるように変調し、図２に示すようにコンバ―タ側Ｕ相
ＰＷＭ基準波１０７として出力する。そして、ＰＷＭ搬
送波１０３と比較しコンバ―タ側Ｕ相疑似正弦波１０８
を出力する。他の相は特にここでは詳細な説明は省略す
るが、ＰＷＭコンバ―タ４は疑似正弦波信号によりオン
オフ制御を行い、入力コンデンサ２と入力リアクトル３
とで構成されるフィルタによって、正弦波電流を流すこ
とができる。
力のＵ―Ｖ間の線間電圧は図２の如くインバ―タ側Ｕ―
Ｖ線間疑似正弦波１０６のような電圧が出力される。こ
のインバ―タ側Ｕ―Ｖ線間疑似正弦波１０６は図１中の
出力リアクトル７と出力コンデンサ８とで構成されるフ
ィルタによって、正弦波電圧が負荷９に印加される。
又、前述説明したＰＷＭインバ―タ６の動作と同様に第
１の基準波信号発生器３２は前記搬送波発生器３１から
出力されるＰＷＭ搬送波１０３と零クロス点が一致しか
つ前記インバ―タ側Ｕ相ＰＷＭ基準波１０１と同期した
信号を交流電源１の出力電流と出力電圧との力率が１と
なるように変調し、図２に示すようにコンバ―タ側Ｕ相
ＰＷＭ基準波１０７として出力する。そして、ＰＷＭ搬
送波１０３と比較しコンバ―タ側Ｕ相疑似正弦波１０８
を出力する。他の相は特にここでは詳細な説明は省略す
るが、ＰＷＭコンバ―タ４は疑似正弦波信号によりオン
オフ制御を行い、入力コンデンサ２と入力リアクトル３
とで構成されるフィルタによって、正弦波電流を流すこ
とができる。
【００１３】ここで図２中に時刻ｔ0 とｔ1 間が正弦波
の半サイクルを示す。そして、ＰＷＭ基準波の変調率に
もよるがインバ―タ側Ｕ相疑似正弦波１０４とコンバ―
タ側Ｕ相疑似正弦波１０８は、ほぼ同一の波形となる。
の半サイクルを示す。そして、ＰＷＭ基準波の変調率に
もよるがインバ―タ側Ｕ相疑似正弦波１０４とコンバ―
タ側Ｕ相疑似正弦波１０８は、ほぼ同一の波形となる。
【００１４】図３は、ＰＷＭコンバ―タ４とＰＷＭイン
バ―タ６の内部を等価的に示すブロック図であり、図２
に示す時刻ｔ1 の時ＰＷＭコンバ―タ４側のＵ相スイッ
チ４Ｕはオンし、Ｖ相スイッチ４Ｖはオフし、Ｘ相スイ
ッチ４Ｘはオフ、Ｙ相スイッチ４Ｙはオンしている。
又、ＰＷＭインバ―タ６側のＵ相スイッチ６Ｕはオンし
Ｖ相スイッチ６Ｖはオフし、Ｘ相スイッチ６Ｘはオフ
し、Ｙ相スイッチ６Ｙはオンする。つまり交流電源１か
ら負荷９には図３に示す電流２０１が流れる。これによ
りＰＷＭコンバ―タ４とＰＷＭインバ―タ６とを結合す
る直流コンデンサ５には、ＰＷＭコンバ―タ４とＰＷＭ
インバ―タ６の基準波信号の変調率の差で発生するリプ
ル電流しか流れないことになる。
バ―タ６の内部を等価的に示すブロック図であり、図２
に示す時刻ｔ1 の時ＰＷＭコンバ―タ４側のＵ相スイッ
チ４Ｕはオンし、Ｖ相スイッチ４Ｖはオフし、Ｘ相スイ
ッチ４Ｘはオフ、Ｙ相スイッチ４Ｙはオンしている。
又、ＰＷＭインバ―タ６側のＵ相スイッチ６Ｕはオンし
Ｖ相スイッチ６Ｖはオフし、Ｘ相スイッチ６Ｘはオフ
し、Ｙ相スイッチ６Ｙはオンする。つまり交流電源１か
ら負荷９には図３に示す電流２０１が流れる。これによ
りＰＷＭコンバ―タ４とＰＷＭインバ―タ６とを結合す
る直流コンデンサ５には、ＰＷＭコンバ―タ４とＰＷＭ
インバ―タ６の基準波信号の変調率の差で発生するリプ
ル電流しか流れないことになる。
【００１５】以上の動作により、ＰＷＭコンバ―タ４は
交流電源１から直流回路に電流を流す期間に、ＰＷＭイ
ンバ―タ６は直流回路から負荷９に電流を流すようにス
イッチングすることを繰り返すことにより、直流コンデ
ンサ５に無駄な放電電流を流さないですむ。
交流電源１から直流回路に電流を流す期間に、ＰＷＭイ
ンバ―タ６は直流回路から負荷９に電流を流すようにス
イッチングすることを繰り返すことにより、直流コンデ
ンサ５に無駄な放電電流を流さないですむ。
【００１６】又、前述実施例において、直流回路の直流
コンデンサ５と並列に蓄電池を接続し、交流電源１の正
常時には蓄電池を充電し、交流電源１が停電した式には
蓄電池からの放電で負荷９へ無停電の交流電力を供給す
るようにした無停電電源装置とした時でも本発の効果は
同じである。
コンデンサ５と並列に蓄電池を接続し、交流電源１の正
常時には蓄電池を充電し、交流電源１が停電した式には
蓄電池からの放電で負荷９へ無停電の交流電力を供給す
るようにした無停電電源装置とした時でも本発の効果は
同じである。
【００１７】又、前述説明したＰＷＭコンバ―タは入力
力率が１となるようにＰＷＭ基準波を変調するよう説明
したが、本発明は入力力率１に制御するＰＷＭコンバ―
タに限定するものではない。
力率が１となるようにＰＷＭ基準波を変調するよう説明
したが、本発明は入力力率１に制御するＰＷＭコンバ―
タに限定するものではない。
【００１８】
【発明の効果】以上説明のように、本発明によれば、イ
ンバ―タ装置内部の直流コンデンサに流れるリプル電流
を少なくすることにより、直流コンデンサの並列接続数
を減すことができ、インバ―タ装置の外形を小さくする
ことができると共に、直流コンデンサの保守点検も容易
にすることができ、信頼性の良いインバ―タ装置を提供
することができる。
ンバ―タ装置内部の直流コンデンサに流れるリプル電流
を少なくすることにより、直流コンデンサの並列接続数
を減すことができ、インバ―タ装置の外形を小さくする
ことができると共に、直流コンデンサの保守点検も容易
にすることができ、信頼性の良いインバ―タ装置を提供
することができる。
【図１】本発明の一実施例を示すインバ―タ装置のブロ
ック図。
ック図。
【図２】図１のインバ―タ装置の動作を説明するための
タイムチャ―ト。
タイムチャ―ト。
【図３】図１のインバ―タ装置の等価ブロック図。
【図４】従来のインバ―タ装置のブロック図。
１…交流電源 ２…入力コン
デンサ ３…入力リアクトル ４…ＰＷＭコ
ンバ―タ ５…直流コンデンサ ６…ＰＷＭイ
ンバ―タ ７…出力リアクトル ８…出力コン
デンサ ９…負荷 10a,10b …電圧検出
器 11a,11b …電流検出器 １２…直
流電圧基準 １３…第１の基準波信号発生器 14a,14b …基準発
振器 15a,15b …搬送波発生器 16a,16b …比
較器 17a,17b …ゲ―ト発生器 １８…位
相差検出器 １９…ロ―パスフィルタ ２０…電圧制
御発振器 ２１…分周器 ２２…交流電
圧基準 ２３…第２の基準波信号発生器 ３１…搬送波
発生器 ３２…第１の基準波信号発生器
デンサ ３…入力リアクトル ４…ＰＷＭコ
ンバ―タ ５…直流コンデンサ ６…ＰＷＭイ
ンバ―タ ７…出力リアクトル ８…出力コン
デンサ ９…負荷 10a,10b …電圧検出
器 11a,11b …電流検出器 １２…直
流電圧基準 １３…第１の基準波信号発生器 14a,14b …基準発
振器 15a,15b …搬送波発生器 16a,16b …比
較器 17a,17b …ゲ―ト発生器 １８…位
相差検出器 １９…ロ―パスフィルタ ２０…電圧制
御発振器 ２１…分周器 ２２…交流電
圧基準 ２３…第２の基準波信号発生器 ３１…搬送波
発生器 ３２…第１の基準波信号発生器
Claims (1)
- 【請求項１】 商用交流を入力し交流を直流に変換する
ＰＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの出力直流を交流に
変換して負荷に交流電力を供給するＰＷＭインバ―タを
備えたインバ―タ装置において、前記商用交流電圧及び
前記ＰＷＭインバ―タの出力電圧が印加される同期信号
生成手段と、該手段の出力信号と前記ＰＷＭコンバ―タ
の入力電流と前記ＰＷＭコンバ―タの直流電圧基準に基
づく信号が印加される第１の基準波信号生成手段と、前
記同期信号生成手段の出力信号と前記ＰＷＭインバ―タ
の出力電流と前記ＰＷＭインバ―タの出力電圧基準に基
づく信号が印加される第２の基準波信号生成手段と、前
記前記同期信号生成手段の出力信号から搬送波信号を得
る搬送波生成手段と、該搬送波生成手段の出力と前記第
１の基準波信号生成手段及び前記第２の基準波信号生成
手段の出力信号を比較してそれぞれ疑似正弦波信号を導
出して前記ＰＷＭコンバ―タ及び前記ＰＷＭインバ―タ
を制御することを特徴とするインバ―タ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3215768A JP2966153B2 (ja) | 1991-08-28 | 1991-08-28 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3215768A JP2966153B2 (ja) | 1991-08-28 | 1991-08-28 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0556653A JPH0556653A (ja) | 1993-03-05 |
| JP2966153B2 true JP2966153B2 (ja) | 1999-10-25 |
Family
ID=16677908
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3215768A Expired - Fee Related JP2966153B2 (ja) | 1991-08-28 | 1991-08-28 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2966153B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3246224B2 (ja) * | 1994-09-27 | 2002-01-15 | 富士電機株式会社 | Ｐｗｍコンバータ |
| US7733674B2 (en) | 2006-11-22 | 2010-06-08 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power conversion apparatus for converting direct current to polyphase alternating current |
-
1991
- 1991-08-28 JP JP3215768A patent/JP2966153B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0556653A (ja) | 1993-03-05 |
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