WO2011004453A1

WO2011004453A1 - コモンモードフィルタ

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Publication number: WO2011004453A1
Application number: PCT/JP2009/062349
Authority: WO
Inventors: 雅明亀谷
Original assignee: エルメック株式会社
Priority date: 2009-07-07
Filing date: 2009-07-07
Publication date: 2011-01-13
Also published as: US20120098627A1; CN102577116A; JP5393786B2; JPWO2011004453A1; CN102577116B

Abstract

【課題】　超高速差動伝送線路において、超高速差動信号を通過させ、コモンモード信号を十分減衰させることができるようにする。【解決手段】　一対の導線路１Ａ、１Ｂは、誘電体層３の片面に平行に形成する。誘電体層３の他方の面には浮きグランド５を導線路１Ａ、１Ｂと対面するように形成する。浮きグランド５は、外部の共通グランド７に接続されず、独立している。浮きグランド５の接続点９と共通グランド７間には受動回路素子からなる受動２端子回路ＣＭ１を接続する。

Description

コモンモードフィルタ

　本発明はコモンモードフィルタに係り、特に、超高速差動伝送線路を伝搬する超高速差動信号の通過を確保し、コモンモード信号を減衰させる新規のコモンモードフィルタに関する。

　近年、「ＨＤＴＶ：high definition television」や「Blu-ray Disc」等の高精細な映像コンテンツが普及し、これらコンテンツを支える膨大な量のデジタルデータを高速で伝送するために、接続に高速シリアル伝送が用いられるようになった。

　高速シリアル伝送は、立上り時間を短くするために電圧振幅を小さくする必要があることから、ノイズ耐性が悪くなる。そこでノイズ耐性を高めるために、信号の差動伝送が一般的に使用されている。

　この差動伝送方式は、ペアとなる２線路の各々に正相と逆相の差動信号を同時に送ることにより、伝送速度の高速化、省電力のための小振幅化を確保するとともに、外来雑音等のコモンモード信号を減衰させている。

　ところが、差動伝送方式は、外来雑音等のコモンモード信号を減衰させる機能が不十分で、その悪影響を避けるため、差動伝送線路にコモンモードチョークコイルを挿入している。

　従来、この種のコモンモードチョークコイルは、図示はしないが、磁性体ボビンに２本の導線を同じ巻数だけ巻いた構成が良く知られている。図２６はその回路図を示している。

　この構成のコモンモードチョークコイルにおいて、差動信号については、２本の導線を流れる電流が逆相で打消しあって磁束が発生せず、２本の導線のインピーダンスが低く保たれるため、それを通過し易い。

　他方、コモンモード信号については、２本の導線を同相電流が流れて磁性体に磁束が発生し、２本の導線のインピーダンスが高くなってその信号が通過しにくくなることで、そのコモンモード信号を減衰可能になっている。

　特開２０００－５８３５３号公報（特許文献１）の差動伝送線路用コモンモードチョークコイルは、上述した図２６の構成に該当するものである。

　この特許文献１は、トロイダルコアに巻装された２本のコイル導体が、ケース部とその蓋部とからなる樹脂製の外装ケース内に収容され、そのケース部の外周壁の外側面、底壁の外面および蓋部の外面にグランド導体がめっき形成され、グランド導体上には絶縁膜が形成され、それら絶縁膜の上に、端子板がそれぞれ接着され、端子板にはコイル導体の端部が半田付けされて構成され、特性インピーダンスを伝送線路に合致させて信号の反射を抑えたものである。

特開２０００－５８３５３号公報

　近年、上述した差動伝送方式においては、３Ｇビット／秒から６Ｇビット／秒の伝送速度が求められつつあり、近い将来、８Ｇ～１６Ｇビット／秒の伝送速度が要求されると言われている。

　しかし、上述した図２６に示した構成のコモンモードチョークコイルにおいて、最も高い周波数に対応させて構成しようとすると、図２７のような差動信号の通過特性Ｓｄｄ２１およびコモンモード信号の通過特性Ｓｃｃ２１しか得られない。

　図２７からも分かるように、コモンモード信号の通過特性Ｓｃｃ２１は、Ｖ字形になって２～３ＧＨｚでは－２０ｄＢ程度の減衰が得られるものの、８～１０ＧＨｚでは減衰量が僅かとなり、コモンモード信号を十分減衰させ難い。

　すなわち、図２６の従来構成では、コモンモード信号の通過特性Ｓｃｃ２１が限界に近く、今後必要とされる超高速差動信号の良好な伝送には対応し難い。

　さらに、通過しないコモンモード信号は、コモンモードチョークコイルの入力端で反射して線路を逆方向に伝播し、多重反射する間に外部へ電磁放射される可能性があり、これが雑音の原因になり易い。

　特にＧＨｚ帯の信号においては、波長が短いから、その波長が回路パターン長の整数倍と一致する確率が高まり、回路パターンがアンテナとなって電磁放射される可能性が高くなる。

　そのため、電磁放射の心配のない低周波数信号においては、コモンモード信号が入力端で反射されても実用上は問題ないが、周波数の高いコモンモード信号については、その反射を無視できずに問題となる。

　本発明はそのような課題を解決するためになされたもので、超高速差動伝送線路において、望ましい超高速差動信号を良好に通過させるとともに、望ましくないコモンモード信号を、反射による遮断のみならず、内部での吸収損失も組み合わせて減衰させることが可能なコモンモードフィルタの提供を目的とする。

　そのような課題を解決するために本発明の請求項１に係るコモンモードフィルタは、第１の誘電体層に形成され差動信号を伝送させる一対の導線路と、外部グランド電位から分離され、その第１の誘電体層を介在させた状態で導線路と対面するよう形成され、その導線路とともに、差動信号に対して分布定数型の差動伝送線路を形成する第１の浮きグランドと、この第１の浮きグランドおよび外部グランド電位の間に接続される１個以上の第１の受動２端子回路と、を具備している。

　本発明の請求項２に係るコモンモードフィルタは、上記第１の浮きグランドが、その導線路の長さ方向に複数個に分割され、これら各分割浮きグランドの全て又はいずれかと上記外部グランド電位間にその第１の受動２端子回路が接続されて構成されている。

　本発明の請求項３に係るコモンモードフィルタは、上記第１の受動２端子回路を間に置いて配置されその外部グランドに接続された第１の共通グランドを有し、その第１の受動２端子回路が第１の浮きグランドと第１の共通グランドの各端部間に接続されて構成されている。

　本発明の請求項４に係るコモンモードフィルタは、上記第１の浮きグランドの対向位置にその第１の共通グランドが配置され、その対向位置にて各端部間に第１の受動２端子回路が接続されて構成されている。

　本発明の請求項５に係るコモンモードフィルタは、分割された第１の浮きグランドは、隣り合う全て又は一部の分割浮きグランド間にその第１の受動２端子回路が接続されて構成されている。

　本発明の請求項６に係るコモンモードフィルタは、上記外部グランド電位から分離され、第２の誘電体層を介在させた状態でその導線路と対面するよう形成され、その分布定数型の差動伝送線路を形成する第２の浮きグランドを有して構成されている。

　本発明の請求項７に係るコモンモードフィルタは、上記第２の浮きグランドおよび外部グランド電位の間に接続される１個以上の第２の受動２端子回路を有して構成されている。

　本発明の請求項８に係るコモンモードフィルタは、上記第２の浮きグランドが、その導線路の長さ方向に複数個に分割され、これら各分割浮きグランドの全て又はいずれかと外部グランド電位との間にその第２の受動２端子回路を接続して構成されている。

　本発明の請求項９に係るコモンモードフィルタは、上記第２の受動２端子回路を間に置いて配置され外部グランドに接続された第２の共通グランドを有し、その第２の受動２端子回路が第２の浮きグランドと第２の共通グランドの各端部間に接続されて構成されている。

　本発明の請求項１０に係るコモンモードフィルタは、上記第２の浮きグランドの対向位置に第２の共通グランドが配置され、その対向位置にて各端部間にその第２の受動２端子回路が接続されて構成されている。

　本発明の請求項１１に係るコモンモードフィルタは、上記分割された第２の浮きグランドが、隣り合う全て又は一部の分割浮きグランド間に前記第２の受動２端子回路が接続されて構成されている。

　本発明の請求項１２に係るコモンモードフィルタは、上記第１および第２の受動２端子回路が短絡線路であり、個々の浮きグランドとの接続点における導線路方向の幅が、その浮きグランドにあって導線路方向の１／２以下である構成を有している。

　本発明の請求項１３に係るコモンモードフィルタは、上記第１および第２の受動２端子回路が、受動素子としてのインダクタンス、容量、抵抗又はこれらの組合せであり、個々の浮きグランドとの接続点における導線路方向で最も離れた２点間の距離が、その浮きグランドにあって導線路方向の１／２以下である構成を有している。

　そのような構成を有する本発明の請求項１に係るコモンモードフィルタでは、導線路と第１の浮きグランドから形成された分布定数型の差動伝送線路と、これら第１の浮きグランドおよび外部グランド電位の間に接続された第１の受動２端子回路とにより、コモンモード信号が遮断、吸収されるから、マイクロストリップライン構成において、超高速差動信号を良好に通過させ、コモンモード信号を十分減衰させることが可能である。

　本発明の請求項２に係るコモンモードフィルタでは、上記第１の浮きグランドが導線路の長さ方向に複数個に分割され、これら各分割浮きグランドと外部グランド電位との間に第１の受動２端子回路が接続されているから、マイクロストリップライン構成において、コモンモード信号を遮断、吸収させる種々の減衰特性を得ることが容易である。

　本発明の請求項３に係るコモンモードフィルタでは、上記第１の受動２端子回路を間に置いて配置されその外部グランドに接続された第１の共通グランドを有し、その第１の受動２端子回路が第１の浮きグランドと第１の共通グランドの各端部間に接続されているから、上述した効果に加えて、平面的な構成を得やすいうえ、構成の簡素化も容易である。

　本発明の請求項４に係るコモンモードフィルタは、上記第１の浮きグランドの対向位置にその第１の共通グランドが配置され、その対向位置にて各端部間に第１の受動２端子回路が接続されているから、同様に、平面的な構成を得やすいうえ、構成の簡素化も容易である。

　本発明の請求項５に係るコモンモードフィルタは、分割された第１の浮きグランドは、隣り合う全て又は一部の分割浮きグランド間にその第１の受動２端子回路が接続されているから、コモンモード信号が、隣接する浮きグランドを経由して共通グランドに帰る経路を取り、その経路内により多くの受動２端子回路が直列接続されるので、コモンモード信号を遮断・吸収させる種々の減衰特性をより効率的に得ることが容易である。

　本発明の請求項６に係るコモンモードフィルタでは、上記外部グランド電位から分離され、第２の誘電体層を介在させた状態でその導線路と対面するよう形成され、その分布定数型の差動伝送線路を形成する第２の浮きグランドを有しているから、ストリップライン構成において、コモンモード信号を十分減衰させる減衰特性を得ることが可能である。

　本発明の請求項７に係るコモンモードフィルタでは、上記第２の浮きグランドおよび外部グランド電位の間に接続される１個以上の第２の受動２端子回路を有しているから、ストリップライン構成において、コモンモード信号を遮断、吸収させる種々の減衰特性を得ることが容易である。

　本発明の請求項８に係るコモンモードフィルタでは、上記第２の浮きグランドが、その導線路の長さ方向に複数個に分割され、これら各分割浮きグランドの全て又はいずれかと外部グランド電位との間にその第２の受動２端子回路を接続しているから、同様に、コモンモード信号を遮断、吸収させる種々の減衰特性を得ることが容易である。

　本発明の請求項９に係るコモンモードフィルタでは、上記第２の受動２端子回路を間に置いて配置され外部グランドに接続された第２の共通グランドを有し、その第２の受動２端子回路が第２の浮きグランドと第２の共通グランドの各端部間に接続されているから、上述した効果に加えて、平面的な構成を得やすいうえ、構成の簡素化も容易である。

　本発明の請求項１０に係るコモンモードフィルタでは、上記第２の浮きグランドの対向位置に第２の共通グランドが配置され、その対向位置にて各端部間にその第２の受動２端子回路が接続されているから、同様に、平面的な構成を得やすいうえ、構成の簡素化も容易である。

　本発明の請求項１１に係るコモンモードフィルタでは、上記分割された第２の浮きグランドが、隣り合う全て又は一部の分割浮きグランド間に前記第２の受動２端子回路が接続されているから、ストリップライン構成において、コモンモード信号が、隣接する第２の浮きグランドにおいてもこれを経由して第２の共通グランドに帰る経路を取り、その経路内により多くの受動２端子回路が直列接続されるので、コモンモード信号を遮断・吸収させる種々の減衰特性をより効率的に得ることが容易である。

　本発明の請求項１２に係るコモンモードフィルタでは、上記第１および第２の受動２端子回路が短絡線路であり、個々の浮きグランドとの接続点における導線路方向の幅が、その浮きグランドにあって導線路方向の１／２以下の構成を有しているから、良好な減衰特性を得ることが一層確実である。

　本発明の請求項１３に係るコモンモードフィルタでは、上記第１および第２の受動２端子回路が、受動素子としてのインダクタンス、容量、抵抗又はこれらの組合せであり、個々の浮きグランドとの接続点における導線路方向で最も離れた２点間の距離が、その浮きグランドにあって導線路方向の１／２以下の構成を有しているから、複数の第１および第２の受動２端子回路を用いる構成にあっても、良好な減衰特性を得ることが一層確実である。

本発明のコモンモードフィルタの基本構成を説明するための横断面図である。本発明のコモンモードフィルタの実施の形態を示す分解斜視図である。図２のコモンモードフィルタの通過特性図である。図２のコモンモードフィルタの通過特性図である。図２のコモンモードフィルタの電力配分特性図である。図２のコモンモードフィルタの電力分配特性図である。図２のコモンモードフィルタの別の実施の形態を説明する要部平面図である。図７のコモンモードフィルタの通過特性図である。図７のコモンモードフィルタの通過特性図である。図７のコモンモードフィルタの通過特性図である。図２のコモンモードフィルタの別の実施の形態を説明する要部平面図である。図１１のコモンモードフィルタの通過特性図である。図１１のコモンモードフィルタの通過特性図である。図１１のコモンモードフィルタの通過特性図である。本発明のコモンモードフィルタの別の実施の形態を示す要部平面図である。図１５のコモンモードフィルタの通過特性図である。図１５のコモンモードフィルタの通過特性図である。図１５のコモンモードフィルタの電力分配特性図である。本発明のコモンモードフィルタの別の実施の形態を示す要部斜視図である。図１９のコモンモードフィルタの通過特性図である。図１９のコモンモードフィルタの電力分配特性図である。本発明のコモンモードフィルタの別の実施の形態を示す横断面図である。図２２のコモンモードフィルタの変形となる形態を示す横断面図である。図２２のコモンモードフィルタの要部斜視図である。本発明のコモンモードフィルタの別の実施の形態を示す横断面図である。従来のコモンモードフィルタを示す回路図である。図２６に示す従来のコモンモードフィルタの特性図である。

　以下本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

　図１は本発明に係るコモンモードフィルタＦの基本構成を示す概略横断面図であり、図２はその形態を透視図的に示す分解斜視図である。図２では外部回路も含めて示している。

　図１および図２において、一対の帯状の導線路１Ａ、１Ｂは、方形例えば長方形の薄い板状の誘電体層３の片面（図中上面）に等間隔離して平行に形成されている。

　誘電体層３の他方の面（図中下面）には、導電性の浮きグランド５が導線路１Ａ、１Ｂと対面するように全面に形成され、マイクロストリップ分布定数型の差動伝送線路が形成されている。浮きグランド５の機能は後述する。

　浮きグランド５に対し、導線路１Ａ、１Ｂと反対側（図中下側）において、図示しない樹脂基板又はセラミック基板を介し、浮きグランド５と同形状の共通グランド７が対面するように配置されている。この共通グランド７は外部グランド電位に接続されている。

　外部グランド電位は、コモンモードフィルタＦが搭載される図示しない電子機器内の共通電位である。

　誘電体層３、浮きグランド５および受動２端子回路ＣＭ１は、後述する実施の形態との関係で、第１の誘電体層、第１の浮きグランドおよび第１の受動２端子回路として機能する。

　浮きグランド５にあって、導線路１Ａ、１Ｂ間の中央にして導線路１Ａ、１Ｂの長さ方向における中央部は接続点９となっており、この接続点９と共通グランド７の中央部には受動回路素子からなる受動２端子回路ＣＭ１が直接接続され、本発明のコモンモードフィルタＦが構成されている。

　受動２端子回路ＣＭ１を形成する受動回路素子としては、インダクタ、容量、抵抗、若しくはこれらの組み合わせ、又は短絡線路が考えられる。

　浮きグランド５には、接続点９にて受動２端子回路ＣＭ１のみが接続され、終端抵抗が浮きグランド５に接続されないため、導線路１Ａ、１Ｂ、誘電体層３および浮きグランド５は、コモンモード信号に対する終端開放線路を形成し、終端開放型の分布定数線路共振器として機能する。

　浮きグランド５は、接続点９で接続される受動２端子回路ＣＭ１との組み合わせにより、複合的な直列共振回路を形成し、分布定数線路共振器とともに機能して高周波のコモンモード信号に対する減衰帯域フィルタとして機能する。詳細は後述する。

　図２において、符号１１Ａ、１１ＢはコモンモードフィルタＦの入力端子であって導線路１Ａ、１Ｂの入力端に接続されており、符号１３Ａ、１３Ｂは出力端子であって導線路１Ａ、１Ｂの出力端に接続されている。符号１５Ａ、１５Ｂは入力側グランド端子であって共通グランド７における導線路１Ａ、１Ｂの入力端近傍に接続されており、符号１７Ａ、１７Ｂは出力側グランド端子であって共通グランド７における導線路１Ａ、１Ｂの出力端近傍に接続されている。

　次に、上述した図２のコモンモードフィルタＦの動作を説明する。

　図２において、電源からコモンモードフィルタＦの入力端子１１Ａ、１１Ｂに対し、電源インピーダンスＺｏの差動信号＋ｖｄ、－ｖｄが入力されると、差動信号＋ｖｄ、－ｖｄが導線路１Ａ、１Ｂを伝搬して出力端子１３Ａ、１３Ｂから各々負荷Ｚｏへ出力される。

　このとき、逆相の差動信号＋ｖｄ、－ｖｄは、受動２端子回路ＣＭ１においては互いに打ち消されて流れない。すなわち、図２の構成のコモンモードフィルタＦにおいては、受動２端子回路ＣＭ１が差動信号に対しては存在しない状態になり、受動２端子回路ＣＭ１が接続されていても、単なるマイクロストリップ分布定数型の差動伝送線路として動作する。

　他方、コモンモード信号ｖｃは、コモンモードフィルタＦの２個の入力端子１１Ａ、１１Ｂに同相で入力されるから、受動２端子回路ＣＭ１にも流れる。すなわち、受動２端子回路ＣＭ１は、コモンモード信号ｖｃにのみ有効な素子として機能する。

　しかも、受動２端子回路ＣＭ１は、インダクタ、容量、抵抗又はこれらの組み合わせ、更に、短絡回路で形成することにより、導線路１Ａ、１Ｂ、誘電体層３および浮きグランド５とで形成される分布定数線路共振器との間で複合的な直列共振回路を形成し、高周波のコモンモード信号に対する帯域フィルタとして機能する。

　これを確かめるため、図２の構成において、導線路１Ａ、１Ｂの伝播遅延時間が３０ｐｓとなるような寸法形状を設定し、受動２端子回路ＣＭ１を理想インダクタとして、浮きグランド５の接続点９から共通グランド７へ接続した状態で、電磁界解析を行った。

　ここで、浮きグランド５の線路方向の長さは３.４ｍｍ、線路と垂直方向の幅は１.７ｍｍ、誘電体層の比誘電率は７.１、浮きグランド５と共通グランド７との距離は０.５ｍｍであるとして結果、図３に示す通過特性を得た。

　本発明のコモンモードフィルタＦについて、入力端子１１Ａ、１１Ｂと入力側グランド端子１５Ａ、１５Ｂを入力側とし、出力端子１３Ａ、１３Ｂと出力側グランド端子１７Ａ、１７Ｂを出力側とする４端子回路と考えた場合、図３において、差動信号に対する通過特性が符号Ｓｄｄ２１で示され、コモンモード信号に対する通過特性が符号Ｓｃｃ２１で示されている。

　電磁界解析の結果、図２の構成は、差動信号に対しては、Ｓｄｄ２１に示される良好な通過特性を示す一方、コモンモード信号に対しては、通過特性Ｓｃｃ２１（１）～Ｓｃｃ２１（３）に示すような、周波数ｆｌ（１）～ｆｌ（３）を減衰極とする共振回路を構成し、コモンモード信号を減衰させるコモンモードフィルタの機能を持つことが分かった。

　ここで、Ｓｃｃ２１（１）およびｆｌ（１）は受動２端子回路ＣＭ１が１０ｎＨの場合、Ｓｃｃ２１（２）およびｆｌ（２）は受動２端子回路ＣＭ１が１ｎＨの場合、Ｓｃｃ２１（３）およびｆｌ（３）は受動２端子回路ＣＭ１が１ｐＨの場合の通過特性および共振周波数である。インダクタンスを大きくすることで、共振周波数を低い方向へシフトできるが、同時に減衰帯域幅が狭まることが示されている。

　これは、受動２端子回路ＣＭ１として理想インダクタを接続すると、共振回路中の全インダクタ成分が大きくなることで、共振回路を低い方向にシフトするとともに、共振回路中の理想インダクタの占める割合が大きくなることで、共振回路のＱが高まり、減衰帯域幅が狭まったからである。

　次に、上述した共振回路のＱを調べるために、受動２端子回路ＣＭ１を理想抵抗素子として、同様な電磁界解析を行った。

　図４は、受動２端子回路ＣＭ１が抵抗の場合の、コモンモードフィルタＦの帯域特性図である。受動２端子回路ＣＭ１が０.１Ωの場合のコモンモード信号通過特性をＳｃｃ２１（１）に、１Ωの場合をＳｃｃ２１（２）に、５Ωの場合をＳｃｃ２１（３）に、５０Ωの場合をＳｃｃ２１（４）に示す。

　抵抗値０.１Ωの場合の通過特性Ｓｃｃ２１（１）は、図３におけるインダクタンス1ｐＨでの通過特性（３）に近い特性を示し、両者が理想状態の短絡線路に近いことが理解できる。すなわち、受動２端子回路ＣＭ１が単純な短絡線路でも、図２の構成において共振回路が形成され、この場合が最も深い減衰極となることも示されている。

　受動２端子回路ＣＭ１の抵抗値が大きくなると、共振回路のＱが低下し、次第に減衰極が浅くなる。特に受動２端子回路ＣＭ１が５０Ωの場合は、もはや共振特性とは呼べない程度まで、減衰極が目立たなくなっている。すなわち、共振回路に抵抗が入ることによって、共振回路のＱが下がり、エネルギーが抵抗で失われている。

　さらに、受動２端子回路ＣＭ１が１ｐＨのインダクタンスの場合と、５０Ωの抵抗の場合とで、入力されたコモンモード信号電力が、どのような比率で通過および反射するかを調べた。

　図５は、図２における受動２端子回路ＣＭ１が１ｐＨのインダクタンスの場合について、コモンモードフィルタＦに入力されたコモンモード信号電力を１００％として、周波数毎に、どのような割合で通過し、どのような割合で反射するか示したものである。ここで、全電力から通過電力および反射電力を差し引いた残りの電力は、コモンモードフィルタＦ内で吸収消費されるコモンモード信号電力であり、これを吸収電力と定義する。

　さらに、図６では、図２の構成において、受動２端子回路ＣＭ１が５０Ωの抵抗の場合、コモンモードフィルタＦに入力されたコモンモード信号電力を１００％として、周波数毎に通過電力の割合、反射電力の割合および吸収電力の割合を示している。

　これら図５および図６から分かるように、受動２端子回路ＣＭ１が抵抗の場合は、吸収電力が発生しているが、受動２端子回路ＣＭ１がインダクタンスの場合は吸収電力がほとんど発生せず、コモンモードフィルタＦを通過しない電力のほとんどが反射されることが分かる。しかも、インダクタンスが１ｐＨで理想短絡線路に近いことから、受動２端子回路ＣＭ１が短絡線路の場合でも、コモンモードフィルタＦを通過しない電力は、そのほとんどが反射されると言える。

　以上、受動２端子回路ＣＭ１を理想的なインダクタおよび抵抗として解析を進めてきたが、図２の構成において最も深い減衰極を得るにはインダクタンス、抵抗ともにできる限り小さい値、すなわち短絡線路が適していることが分かる。

　この短絡線路は、単なる短絡線路ではなく、高周波のコモンモード信号に対して、分布定数線路共振器とともに直列共回路を形成するものである。

　ところで、実際に製品を構成する場合の短絡線路は、基板の表裏面の電極等を貫通接続する導電性のビアで形成される可能性が最も高い。ただしビアの場合は有限の断面積を有するため、これまでの解析のように、接続点９での点接触とはなり難い。

　そこで、図２において、受動２端子回路ＣＭ１を方形のビアとして電磁界解析を行った。

　図７は、角型のビア９ａと浮きグランド５を示したものである。導線路１Ａ、１Ｂの線路方向のビア９ａの幅をＡ、それらの線路と直角する方向の幅をＢ、浮きグランド５の線路方向の長さをＬ、それらの線路と垂直する方向の浮きグランド５の幅をＷとし、これらの比率Ａ／ＬおよびＢ／Ｗを変化させて、コモンモード信号の通過特性を求めた。その結果を図９～図１０に示す。各曲線は表１に示す特徴を有する。

　ただし、Ｌ＝３.４ｍｍ、Ｗ＝１.７ｍｍ

　なお、符号ｆｓ（１）は、各図において、Ａ＝８５μｍでの共振周波数である。また、Ｓｄｄ２１は差動信号通過特性であるが、すべての図で良好な特性を示している。

　これらの図において、ビア９ａの断面寸法が大きくなるほど、減衰極が浅くなり、また共振周波数も高域へシフトして、コモンモード信号の通過帯域が広くなっていくことが示されている。ただし、Ａ／Ｌ≦０.２５であれば、Ｂの値とは関係なく、深い減衰極と広い減衰帯域幅が得られている。　

　さらに、Ｂ＝８５μｍのときは、Ａ／Ｌ≦０.５の範囲で良好なＳｃｃ２１特性が得られている。

　一方、Ａ／Ｌ＝０.７５では、Ｂの値とは関係なく減衰極が浅くなり、また共振周波数も高域へシフトし、コモンモードフィルタとしては実用し難い特性となる。以上の内容をまとめると以下の通りとなる。

　Ａ／Ｌ≦０.２５：コモンモードフィルタとして確実に機能
　Ａ／Ｌ≦０.５　：コモンモードフィルタとして機能可能
　Ａ／Ｌ≧０.７５：コモンモードフィルタとして機能し難い

　よって、コモンモードフィルタとして実用になるための最低限の条件はＡ／Ｌ≦０.５と言える。

　実際の積層部品においては、ビア９ａを形成するには小径のドリル、パンチング又はレーザー等で貫通孔を形成してこれに導電材料を充填等の手法で行われるため、１個のビア９ａが、上記の条件を超える程大きい断面積になることは考えられない。

　よって、ビア９ａ等の受動２端子回路ＣＭ１が、接続点９の１箇所だけで接続されるのであれば、図２の構造がコモンモードフィルタＦとして機能する。

　次に、受動２端子回路ＣＭ１が浮きグランドの広い範囲で多数接続された場合について考察する。

　そこで、受動２端子回路ＣＭ１が多数接続された場合にも、先に求めた方形ビアでの、コモンモードフィルタＦとして実用になるための条件、Ａ／Ｌ≦０.５と同様のことがいえるか否か検証する。

　先に解析した方形ビアでの解析結果は、方形ビア９ａの領域を無数の細い短絡線路で埋め尽くしたことと等価であるので、そこから短絡線路の密度を低下させることによって、コモンモードフィルタＦとして実用になるための必要条件がどのように変化するかを考える。

　そこで、図１１に示すように、方形ビアを近似させる最低本数として、方形のコーナー部分に接続点９ｂ～９ｅを配置し、線路方向の接続点間距離をａ、線路と垂直方向の接続点間距離をｂとして、各接続点に受動２端子回路ＣＭ１として理想短絡線路を接続し、図７の場合と同様な電磁界解析を行った。その結果を図１２～図１４に示す。

　図１２～図１４を図８～図１０と対比させると、ｂの値とは関係なくａ／Ｌ＝０.７５においても深い減衰極が得られており、ａ／Ｌ≦０.７５であれば、間違いなくコモンモードフィルタＦとして実用になると言える。

　以上のことから、方形のビア９ａを近似するため、短絡線路を多数並べる場合、コモンモードフィルタＦとして実用になる条件は、
　方形のコーナー部に４本　　　　　　　：ａ／Ｌ≦０.７５
　方形領域を多数の短絡線路で埋め尽くし：ａ／Ｌ≦０.５　
であり、短絡線路の数量が増えるにつれ、ａ／Ｌの上限が０.７５から０.５へ下がっていくことが予想される。

　従って、少なくともａ／Ｌ≦０.５となるように設計しておけば、コモンモードフィルタＦとして実用になる条件は満たされる。

　また、図示はしないが、ビア９ａが大きな円柱の場合のコモンモードフィルタＦとして実用になる条件も、ビア径をａとして、ａ／Ｌ≦０.５であり、大きな円柱を多数の短絡線路で近似した場合のコモンモードフィルタＦとして実用になる条件もａ／Ｌ≦０.５である。

　以上のことから、ビアや短絡線路に限定せず、受動２端子回路がランダムに複数並んでいる場合も、コモンモードフィルタとして実用になるための条件は、複数存在する受動２端子回路の接続点のうち、導線路１Ａ、１Ｂの線路方向に最も離れた２個の接続点間の距離が、浮きグランド５のそれら線路方向長の１／２以下であるといえる。

　なお、浮きグランド５と共通グランド７の幅は、図１および図２では作図の便宜上、同じ寸法に揃えているが、浮きグランド５の幅に対し共通グランド７の幅を増減することでもコモンモード信号の減衰特性を変化させることも可能である。目的とする特性に応じて両者の幅寸法関係を任意に増減させればよい。

　また、図示はしないが、接続点９を浮きグランド５の中央部から、線路方向に沿って端に移動すると、共振周波数は低い方へ変化する。よって共振周波数の微調整が可能となる。

　さらに、図示はしないが、図２の構成で、線路方向の長さを長くして行き、遅延時間を３０ｐｓより大きくすると、共振周波数が低下する。すなわち、共振周波数をより低く設定するには、遅延時間を大きくする事が最も効果的と言える。

　次に、本発明のコモンモードフィルタＦの別の実施の形態を説明する。

　図１５は、本発明のコモンモードフィルタＦの別の実施の形態を説明する要部説明図であり、浮きグランド５を分割した構成を示している。

　図１５に示すコモンモードフィルタＦとしての基本構成は、図２と同じであるが、浮きグランド５とそれに接続する受動２端子回路ＣＭ１の接続点の位置に違いがある。他の構成は図２と同様である。

　すなわち、図１５に示す構成は、遅延時間が１５０ｐｓとなる長さの導線路１Ａ、１Ｂを有するマイクロストリップ分布定数型の差動伝送線路において、浮きグランド５だけを取り出して示したものであり、遅延時間が大きくなっただけ導線路１Ａ、１Ｂの長さと浮きグランド５の長さが長くなる。

　この構成は、浮きグランド５の長さ方向において、当該浮きグランド５を分割し、長さが互いに異なる５個の分割浮きグランド５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄ、５Ｅとし、その５個の各分割浮きグランド５Ａ～５Ｅ夫々に共通グランド７との間で、受動２端子回路ＣＭ１が１個ずつ接続されている（共通グランド７と受動２端子回路ＣＭ１は図示せず。）。

　その分割方法は、浮きグランド５の全体の長さを１００％とした場合、図１５の左から分割浮きグランド５Ａが１０％、５Ｂが１４．７％、５Ｃが１９．１％、５Ｄが２４．４％、５Ｅが３０.６％の長さになっている。

　分割された浮きグランド５Ａ～５Ｅは、互いに間隔の等しいギャップで分割されており、そのギャップの間隔の合計は１．２％である。

　各分割浮きグランド５Ａ～５Ｅは、各々受動２端子回路ＣＭ１との接続点９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄ、９Ｅが形成されるが、図中左端の浮きグランド５Ａの接続点９Ａはその中央部にあり、一番右端の浮きグランド５Ｅの接続点９Ｅは最も右端に選定されており、その間の浮きグランド５Ｂ～５Ｄにおいては当該中央部から順次右側に移動させた位置に接続点９Ｂ～９Ｄが選定されている。

　このような構成においては、各導線路１Ａ、１Ｂの線路長が長くなった分、共振周波数が下がることに加え、浮きグランド５が分割されて共振点が分けられ、広い周波数範囲でのコモンモード信号の減衰を得やすい。

　図１６は、図１５の構成において、全て短絡線路からなる受動２端子回路ＣＭ１を接続点９Ａ～９Ｅに接続した場合の特性図であり、減衰極ｆｓ１は４．１ＧＨｚ、ｆｓ２は５．０ＧＨｚ、ｆｓ３は６．６ＧＨｚ、ｆｓ４は８．１ＧＨｚ、ｆｓ５は１０．８ＧＨｚである。

　その結果、コモンモード信号の通過特性は、４ＧＨｚから１１．８ＧＨｚまでの範囲でＵ字形の特性となり－２０ｄＢ以上の減衰値が得られている。

　図１６において、ｆｓ１～ｆｓ５までの５つの減衰極の間にある山の高さが略－２０ｄＢに揃っているが、これらの特性は、図１５に示した浮きグランド５の分割方法と分割浮きグランドにおける各２端子回路接続点９Ａ～９Ｅの位置の設定により得られたものである。

　このように、図１５の構成では、浮きグランド５が分割浮きグランド５Ａ～５Ｅに分割され、受動２端子回路ＣＭ１が１個ずつ接続されたことにより、複数の異なる共振周波数が得られ、広い帯域でのコモンモード信号の減衰が得られる利点がある。

　また、具体的な図示はしないが、図１５に示す分割浮きグランド５Ａ～５Ｅの接続点９Ａ～９Ｅに接続する受動２端子回路ＣＭ１の一部又は全てについて、数Ωから数十Ω程度の抵抗にすることも可能であり、図１７はその特性図である。

　なお、分割浮きグランド５Ａ～５Ｅの全て又はいずれかに受動２端子回路ＣＭ１を接続する構成も可能である。

　図１７に示す特性は、全ての受動２端子回路ＣＭ１を１０Ωの抵抗としており、共振回路に抵抗が入って受動２端子回路ＣＭ１のＱが下がった分、減衰極の谷の深さが浅くなり、減衰極間の頭の部分は逆に低くなっている。

　その結果、コモンモード信号の減衰特性はＵ字型で４ＧＨｚ付近での遮断量が－１２ｄＢ程度に劣化する一方で、１２ＧＨｚ以上の帯域で山のピークが低くなって、広い帯域で均一な減衰特性になるよう改善されている。

　使用目的から考察すれば、本発明のコモンモードフィルタＦが必要とするコモンモード信号の通過特性は、特定の減衰極周波数だけで深い減衰を得るよりも平均的な減衰値、すなわち広い周波数帯域で一定の減衰量が得られることである。

　それ以上に重要な点として、図６でも示したように、受動２端子回路ＣＭ１に抵抗を用いると、遮断されたコモンモードの一部が抵抗で吸収され、反射電力を減らすことができるという点である。

　そこで、図１７の特性を通過電力、反射電力および吸収電力の比率に書き換えたものを図１８に示す。大部分が内部で吸収され、反射電力が抑制されていることが示されている。

　そのためには、例えば上述したように単なるインダクタンス又は短絡線路によって得た深い減衰値を得る代わりに、これらの受動２端子回路ＣＭ１としてインダクタンス又は短絡線路に適当な値の抵抗を直列に接続し、共振回路のＱを低下させて、コモンモードの電力を抵抗で吸収損失させる工夫をすればよい。これにより、一種のダンピング効果が得られて、広い周波数で一定の減衰カーブが得られるとともに、コモンモード信号に対する通過特性を改善できることが可能である。

　以上は、導線路１Ａ、１Ｂを直線として説明してきたが、遅延時間を大きくする意味では、導線路１Ａ、１Ｂは折り返し線路でも良い。

　また、全ての受動２端子回路ＣＭ１が浮きグランド５と共通グランド７との間に接続されてきたが、分割された浮きグランド５Ａ～５Ｅの隣合う全て又はいずれかの間に接続されても良い。その実施例を図１９に示す。

　図１９は、図２において浮きグランド５の寸法はそのまま維持し、導線路１Ａ、１Ｂを折り返し線路とし、浮きグランド５を導線路１Ａ、１Ｂの折り返し周期に合わせて、１周期分の分割浮きグランド５Ａ、３周期分の分割浮きグランド５Ｂおよび１周期分の分割浮きグランド５Ｃで分割したものである。中央の分割浮きグランド５Ｂのみ共通グランド７との間で、直径８５μｍのビアを受動２端子回路ＣＭ１として接続し、両サイドの分割浮きグランド５Ａ、５Ｃは、受動２端子回路としての抵抗膜を介して中央の浮きグランド５Ｂに部分的に接続したものである。抵抗膜の抵抗値は２０Ωである。このような構成での電磁界解析結果を図２０に示す。

　図２０においてＳｃｃ２１（１）は、図１９の構成でのコモンモード信号通過特性、Ｓｃｃ２１（２）は参考として図２で受動２端子回路ＣＭ１を直径８５μｍのビアとした時のコモンモード信号通過特性、Ｓｄｄ２１は図１９の構造での差動信号通過特性である。

　これによれば、図１９における浮きグランド５は、図２における浮きグランド５と同一外形寸法でありながら、分割浮きグランド５Ａ～５Ｃに分割されることにより、コモンモード減衰帯域が広くなり、減衰特性が大幅に改善されている。また、Ｓｄｄ２１は２５ＧＨｚ以上で大きく減衰しているが、実用上は問題ない通過特性である。

　図２１には、図２０の通過特性Ｓｃｃ２１（１）を有するコモンモード信号電力について、通過電力、反射電力および吸収電力の比率を求めたものである。このように、受動２端子回路ＣＭ１としての抵抗を、分割浮きグランド５Ａ～５Ｃ間に接続した場合でも、コモンモード電力を吸収できることがわかる。

　以上説明した本発明は、共通グランド７が浮きグランド５と対面している構成であったが、本発明は共通グランド７が浮きグランド５と対面する構成に限定されない。

　例えば、図２２に示す構成は、浮きグランド５と同じ平面上で左右の外側に、同様な共通グランド７Ａ、７Ｂを配置した例である。

　この構成は、浮きグランド５の左右の対向端が接続点９Ｆ、９Ｇとなり、接続点９Ｆと共通グランド７Ａ間に受動２端子回路ＣＭ１Ａが接続され、接続点９Ｇと共通グランド７Ｂ間に別の受動２端子回路ＣＭ１Ｂが接続されている。

　すなわち、浮きグランド５に１端を接続した受動２端子回路ＣＭ１Ａの他端を共通グランド７Ａに接続し、この対向位置で浮きグランド５に１端を接続した受動２端子回路ＣＭ１Ｂの他端を共通グランド７Ｂに接続して構成されている。

　なお、入出力側の共通グランド７Ａ、７Ｂは外部グランドに接続されており、その他の構成は上述した図２と同様である。

　さらに、図２３に示す構成は、図２２の構成のうち共通グランド７Ａ又は７Ｂに受動２端子回路ＣＭ１Ａ又はＣＭ１Ｂの各々一方だけ接続して構成し、共通グランド７Ｂ又は７Ａ、受動２端子回路ＣＭ１Ｂ又はＣＭ１Ａを省略した場合である。

　すなわち、浮きグランド５に１端を接続した受動２端子回路ＣＭ１Ａの他端を、共通グランド７Ａにのみ接続した構成である。

　なお、図２３は、図２２の構成において、受動２端子回路ＣＭ１Ａ又はＣＭ１Ｂの一方を抵抗値無限大の抵抗にした構成と同じことになる。

　図２３の構成では、導線路１Ａ、１Ｂに均等に印加されたコモンモード信号は、共通グランド７Ａに向かって帰るが、導線路１Ｂからの帰還パスが導線路１Ａより長くなるから、導線路１Ａのコモンモード信号通過特性と導線路１Ｂのコモンモード信号通過特性が若干異なる。

　しかし、コモンモードフィルタＦに必要なのは、コモンモード信号の振幅の絶対値が減衰することであり、もともと、導線路１Ａと導線路１Ｂで送られてくるコモンモード信号の周波数成分と振幅が完全に等しいことはないので、特性に若干のアンバランスがあっても、コモンモード信号の振幅の絶対値が少なければ、そのアンバランスによる影響は無視可能である。

　図２４は、図２２の構成を透視図的に示す分解斜視図であり、共通グランド７Ａ、７Ｂを枠板状にして示している。図示は省略するが、図２の構成と同様なコモンモード信号の通過特性が得られている。

　さらに、受動２端子回路ＣＭ１Ａ、ＣＭ１Ｂが複数ある場合は、複数ある接続点９Ｆどうし、９Ｇどうしのうちの一番離れた２点間距離が浮きグランド５の線路方向長さの１／２以下であればコモンモードフィルタとしての機能を維持できることが電磁界解析により確認されている。

　また、受動２端子回路ＣＭ１Ａ、ＣＭ１Ｂが幅のある短絡線路（接続片等）の場合、図２におけるビアの例に従って、接続片の幅＝接続点９Ｆどうし、９Ｇどうしのうちの一番離れた２点間距離と解釈すればよい。

　よって、図２４の構成においても、接続片や短絡線路に限定せず、受動２端子回路が複数並んでいる場合でも、コモンモードフィルタFとして実用になるための条件は、複数存在する受動２端子回路の接続点のうち、線路方向に最も離れた２個の接続点の線路方向距離が、浮きグランドの線路方向長さの１／２以下であることと言える。

　以上の説明では、本発明に係るコモンモードフィルタＦが、分布定数型の差動伝送線路としてのマイクロストリップ分布定数型の差動伝送線路である例を説明した。

　しかし、本発明のコモンモードフィルタＦは、一対の導線路が誘電体を挟んで対面するグランドを有する分布定数型の差動伝送線路、すなわち、ストリップ分布定数型の差動導線路を用いた構成も可能である。

　次に、本発明に係るコモンモードフィルタＦとしてストリップ分布定数型の差動導線路を用いた構成を説明する。

　図２５は、ストリップ分布定数型の差動導線路を用いた本発明のコモンモードフィルタＦを示す横断面図である。

　すなわち、図２２に示す誘電体層（第１の誘電体層）３に上にこれと同様の誘電体層（第２の誘電体層）１９を形成して導線路１Ａ、１Ｂを挟み、誘電体層１９の外表面全体に浮きグランド（第１の浮きグランド）５と同様な浮きグランド（第２の浮きグランド）２１を形成し、この浮きグランド２１と同じ平面上で左右の外側に共通グランド７Ａ、７Ｂと同様の共通グランド７Ｃ、７Ｄが配置されている。

　また、浮きグランド２１の左右の対向端が接続点９Ｈ、９Ｉとなり、接続点９Ｈと共通グランド７Ｃの間に受動２端子回路ＣＭ２Ｃが接続され、接続点９Ｉと共通グランド７Ｄ間に別の受動２端子回路ＣＭ２Ｄが接続され、コモンモードフィルタＦが構成されている。その他の構成は上述した図２２と同様である。

　そして、図２５に示すコモンモードフィルタＦにおける浮きグランド（第２の浮きグランド）２１、受動２端子回路（第２の受動２端子回路）ＣＭ２Ｃ、ＣＭ２Ｄについても、上述した図１、図２、図７、図１１、図１５、図１９、図２３および図２４の構成を適用し、浮きグランド（第１の浮きグランド）５、受動２端子回路（第１の受動２端子回路）ＣＭ１、ＣＭ１Ａ、ＣＭ１Ｂと同様に考えて構成可能である。

　以上の実施の形態例において、１個のコモンモードフィルタＦに使用する受動インピーダンス２端子回路ＣＭ１が複数個の場合は、全て同じ種類の受動素子とするか、又は抵抗と短絡線路との組み合わせで説明した。

　すなわち図１１の構成では２個ないし４個の短絡線路を、図１５の構成では５個の短絡線路や５個の抵抗を、図１９の場合は１個の短絡線路と２個の抵抗を使用した例を示した。

　しかし、本発明においては、１個のコモンモードフィルタＦにおける受動２端子回路ＣＭ１、第２の受動２端子回路ＣＭ２として、インダクタンス、短絡線路、容量、抵抗を任意に組み合わせて使用可能である。

　さらに、本発明のコモンモードフィルタＦは、単体の部品としてだけでなく他の機能部品と一緒になった構成も可能である。

　例えば、電子部品としての差動遅延線の中に本発明のコモンモードフィルタＦを組み込む場合、差動遅延線の遅延時間がコモンモードフィルタＦとして必要な遅延時間以上にあれば、必要な長さ分だけを必要な数の分割浮きグランドとする等して受動２端子回路ＣＭ１を接続し、残りの部分は受動２端子回路ＣＭ１を接続しない浮きグランド５としておけばよい。

　また、一対の導線路１Ａ、１Ｂが誘電体層３を挟んで対面する浮きグランド５を有する分布定数型の差動導線路の例として、マイクロストリップライン、ストリップラインの２種類のみで例示した。

　しかし、本発明の理論的な思想に基づけば、一対の導線路の断面形状が同一平面に並置された平面状矩形である必要もないし、さらに一対の導線路が誘電体を挟んで対面するグランドも平面である必要はない。

　例えば、ツイストペアとなった被覆導線を、誘電体として機能する絶縁物で覆い、その周りをグランドとなる導体で丸く覆ったものでも、そのグランドを浮きグランド５とできるし、さらにはそれを分割浮きグランドにする等で本発明の効果を実現可能である。

　さらに、本発明では、一対の導線路１Ａ、１Ｂが、同一の遅延時間を持つものとして解析してきたが、導線路１Ａ、１Ｂに遅延時間差を持たせても良い。これによって、差動信号間に位相ずれが発生している場合に、コモンモードフィルタＦによって、位相ずれの補正とコモンモード信号の減衰の効果を同時に得ることが可能となる。

１Ａ、１Ｂ　導線路
３　誘電体層（第１の誘電体層）
５　浮きグランド（第１の浮きグランド）
５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄ、５Ｅ　分割浮きグランド（第１の浮きグランド）
７、７Ａ、７Ｂ　共通グランド
９、９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄ、９Ｅ、９ｂ、９ｃ、９ｄ、９ｅ　接続点
９ａ　ビア（接続点）
１１Ａ、１１Ｂ　入力端子
１３Ａ、１３Ｂ　出力端子
１５Ａ、１５Ｂ　入力側グランド端子
１７Ａ、１７Ｂ　出力側グランド端子
１９　誘電体層（第２の誘電体層）
２１　浮きグランド（第２の浮きグランド）
ＣＭ１、ＣＭ１Ａ、ＣＭ１Ｂ　受動２端子回路（第１の受動２端子回路）
ＣＭ２Ｃ、ＣＭ２Ｄ　受動２端子回路（第２の受動２端子回路）
ＣＭ２　受動２端子回路（第２の受動２端子回路）
Ｆ　コモンモードフィルタ

Claims

第１の誘電体層に形成され差動信号を伝送させる一対の導線路と、
　外部グランド電位から分離され、前記第１の誘電体層を介在させた状態で前記導線路と対面するよう形成され、前記導線路とともに、前記差動信号に対して分布定数型の差動伝送線路を形成する第１の浮きグランドと、
　この第１の浮きグランドおよび前記外部グランド電位の間に接続される１個以上の第１の受動２端子回路と、
　を具備することを特徴とするコモンモードフィルタ。
前記第１の浮きグランドは、前記導線路の長さ方向に複数個に分割され、これら各分割浮きグランドの全て又はいずれかと前記外部グランド電位間に前記第１の受動２端子回路が接続された請求項１記載のコモンモードフィルタ。
前記第１の受動２端子回路を間に置いて配置され前記外部グランドに接続された第１の共通グランドを有し、前記第１の受動２端子回路が前記第１の浮きグランドと第１の共通グランドの各端部間に接続されてなる請求項１又は２記載のコモンモードフィルタ。
前記第１の浮きグランドの対向位置に前記第１の共通グランドが配置され、前記対向位置にて各端部間に前記第１の受動２端子回路が接続されてなる請求項３記載のコモンモードフィルタ。
前記分割された第１の浮きグランドは、隣り合う全て又は一部の前記分割浮きグランド間に前記第１の受動２端子回路が接続された請求項２～４いずれか１記載のコモンモードフィルタ。
前記外部グランド電位から分離され、第２の誘電体層を介在させた状態で前記導線路と対面するよう形成され、前記分布定数型の差動伝送線路を形成する第２の浮きグランドを有する請求項１～５いずれか１記載のコモンモードフィルタ。
前記第２の浮きグランドおよび前記外部グランド電位の間に接続される１個以上の第２の受動２端子回路を有する請求項６記載のコモンモードフィルタ。
前記第２の浮きグランドは、前記導線路の長さ方向に複数個に分割され、これら各分割浮きグランドの全て又はいずれかと前記外部グランド電位との間に前記第２の受動２端子回路が接続された請求項６又は７記載のコモンモードフィルタ。
前記第２の受動２端子回路を間に置いて配置され前記外部グランドに接続された第２の共通グランドを有し、前記第２の受動２端子回路が前記第２の浮きグランドと第２の共通グランドの各端部間に接続されてなる請求項６～８いずれか１記載のコモンモードフィルタ。
前記第２の浮きグランドの対向位置に前記第２の共通グランドが配置され、前記対向位置にて各端部間に前記第２の受動２端子回路が接続されてなる請求項９記載のコモンモードフィルタ。
前記分割された第２の浮きグランドは、隣り合う全て又は一部の前記分割浮きグランド間に前記第２の受動２端子回路が接続された請求項８～１０いずれか１記載のコモンモードフィルタ。
前記第１および第２の受動２端子回路は、短絡線路であり、個々の前記浮きグランドとの接続点における前記導線路方向の幅が、前記浮きグランドにあって前記導線路方向の１／２以下である請求項１～１１いずれか１記載のコモンモードフィルタ。
前記第１および第２の受動２端子回路は、受動素子としてのインダクタンス、容量、抵抗又はこれらの組合せであり、個々の前記浮きグランドとの接続点における前記導線路方向で最も離れた２点間の距離が、前記浮きグランドにあって前記導線路方向の１／２以下である請求項１～１２いずれか１記載のコモンモードフィルタ。